DE102013223204A1

DE102013223204A1 - Gleichspannungswandler und Spannungswandlungssteuerverfahren

Info

Publication number: DE102013223204A1
Application number: DE102013223204.7A
Authority: DE
Inventors: Masaru Kobayashi; Matahiko Ikeda; Hirotoshi Maekawa
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2012-11-30
Filing date: 2013-11-14
Publication date: 2014-06-05
Also published as: JP5460835B1; JP2014110643A; US20140152276A1; CN103856047B; US8803491B2; CN103856047A

Abstract

Ein Leistungsmodul enthält wenigstens zwei Paare von zwei Leistungshalbleitereinheiten (PSUs), von dem jede ein Schaltelement und ein Gleichrichtungselement enthält, die antiparallel verbunden sind. Eine der zwei PSUs in einem Paar und eine der zwei PSUs in einem anderen Paar sind in Reihe zwischen den Primär- und Sekundäranschlüssen eines Gleichspannungswandlers verbunden. Eine andere der zwei PSUs in dem anderen Paar und eine andere der PSUs in dem anderen Paar sind in Reihe verbunden zwischen dem positiven Primäranschluss und einem negativen Sekundäranschluss in einer Richtung gekehrt zu einer Richtung derjenigen der zwei PSUs. Eine Steuerung wird durchgeführt, um Übergangsspannungsfluktuationen zu unterdrücken, die beim Schalten auftreten zwischen dem Zustand, in dem die Polarität eines Induktivitätsstroms nur entweder positiv oder negativ ist, und dem Zustand, in dem die Polarität entweder positiv oder negativ bleibt.

Description

Hintergrund der Erfindung
1. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft einen Gleichspannungswandler zum Wandeln einer Gleichspannung in eine heraufgesetzte oder herabgesetzte Gleichspannung und ein Spannungswandlungssteuerverfahren für einen Gleichspannungswandler.
2. Stand der Technik
Eine Vorrichtung zum Durchführen einer Gleichspannungswandlung wurde bisher verwendet, die einen Anschalt- und Abschaltbetrieb von Schaltelementen nutzt, die in Reihe verbunden sind, um eine Kombination eines Betriebs zum Speichern und Entladen von Energie in und von einer Induktivität und einem Betrieb zum Laden und Entladen eines Energietransferkondensators durchzuführen (siehe z.B. japanische Patentanmeldung Nr. H11-186478 , und Mitsubishi Denki Giho, Vol. 61, Nr. 2, 1987).
Dieser Gleichspannungswandler weist eine Schaltungskonfiguration auf, in der wenigstens vier Leistungsvorrichtungen in Reihe verbunden sind, von der jede ein Schaltelement und ein antiparallel dazu verbundenes Gleichrichtungselement enthält. Eine Hälfte der in Reihe verbundenen Leistungsvorrichtungen nehmen gleichzeitig den An-Zustand ein (das Schaltelement wird angeschaltet oder das Gleichrichtungselement wird mit einer Vorwätsspannung verbunden) und deshalb können die Durchschlagsspannungen der individuellen Leistungsvorrichtungen niedrig eingestellt werden. Es ist deshalb möglich, einen Anstieg eines Verbindungsverlustes jeder Leistungsvorrichtung zu unterdrücken, der durch eine hohe Durchschlagsspannung verursacht wird, und eine hohe Handhabungsspannung des Gleichspannungswandlers einzustellen.
Typischerweise enthält ein Gleichspannungswandler zum Wandeln einer Spannung, die erhalten wird durch Gleichrichten einer kommerziellen Wechselversorgungsspannung (Wechselspannung 100 V oder Wechselspannung 200 V), oder ein Gleichspannungswandler zum Wandeln einer Spannung von ungefähr 100 V auf 1000 V eine Leistungsvorrichtung, in der ein Bipolartransistor mit isolierter Gate-Elektrode (IGBT, engl. insulated gate bi-polar transistor), der aus Silizium (Si) hergestellt wird, als Schaltelement verwendet wird und eine PiN-Diode, die ähnlich aus Silizium hergestellt wird, als Gleichrichtungselement verwendet wird.
Diese Art von Gleichspannungswandler kann ein System bilden in Kombination mit einem Inverter zum Umwandeln von Gleichspannung in Wechselspannung. Beispiele des Systems enthalten ein elektrisches Antriebssystem für ein Hybridfahrzeug oder ein elektrisches Fahrzeug, ein Leistungswandlungssystem zur Solarstromerzeugung, und ein Leistungswandlungssystem für eine Klimaanlage oder dergleichen.
Die Gleichspannungswandler, die in diesen Systemen verwendet werden, sind gestaltet zum Anpassen eines Spannungswandlungsverhältnisses in Übereinstimmung mit dem Zustand einer Leistungsversorgung (z.B. die Lichtbestrahlungsmenge auf einer Solarbatterie des Solarstromerzeugungssystems) oder dem Zustand einer Last (wie z.B. die Umdrehungszahl eines Motors des elektrischen Antriebssystems für ein Hybridfahrzeug), um dadurch eine Ausgangsspannung des Gleichspannungswandlers zu steuern.
Der oben genannte konventionelle Gleichspannungswandler weist jedoch ein Problem auf, dass die Polarität eines Induktivitätsstroms IL entweder positiv oder negativ sein kann oder entweder positiv oder negativ verbleiben kann abhängig von der Änderung eines Lastbetrags, was einen unstetigen Leistungsverlust einer Leistungshalbleitereinheit des Gleichspannungswandlers verursacht, mit dem Ergebnis, dass Übergangsspannungsfluktuationen in der Gleichspannungswandlung auftreten kann und die Leistungsfähigkeit beeinträchtigt sein kann.
Resümee der Erfindung
Die vorliegende Erfindung wurde im Hinblick auf die oben beschriebenen Probleme gemacht und es ist deshalb eine Aufgabe, einen Gleichspannungswandler bereitzustellen zum Unterdrücken von Übergangs(Transient)-Spannungsfluktuationen (Verschlechterung der Gleichspannungswandlungsfähigkeit), die verursacht wird durch einen unstetigen (diskontinuierlichen) Leistungsverlust einer Leistungshalbleitereinheit verglichen mit dem konventionellen Gleichspannungswandler.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird ein Gleichspannungswandler bereitgestellt, enthalten: eine Wandlungshauptschaltung; und eine Steuereinheit, die eingerichtet ist zum Steuern einer Spannungswandlung der Wandlungshauptschaltung, wobei die Wandlungshauptschaltung enthält: einen ersten Glättungskondensator und einen zweiten Glättungskondensator zum Spannungsglätten, wobei der erste Glättungskondensator verbunden ist zwischen einem positiven Anschluss und einem negativen Anschluss auf einer Primärseite der Wandlungshauptschaltung, wobei der zweite Glättungskondensator verbunden ist zwischen einem positiven Anschluss und einem negativen Anschluss auf einer Sekundärseite der Wandlungshauptschaltung; ein Leistungsmodul enthaltend wenigstens zwei Paare von Leistungshalbleitereinheiten, in denen jede ein Schaltelement und ein Gleichrichtungselement enthält, die antiparallel verbunden sind, wobei eine der zwei Leistungshalbleitereinheiten in einer der wenigstens zwei Paare und eine der zwei Leistungshalbleitereinheiten in einer anderen der wenigstens zwei Paare in Reihe verbunden sind zwischen dem positiven Anschluss auf der Primärseite und dem positiven Anschluss auf der Sekundärseite, wobei eine andere der zwei Leistungshalbleitereinheiten in der einen der wenigstens zwei Paare und eine andere der zwei Leistungshalbleiter enthalten in der anderen der wenigstens zwei Paare in Reihe verbunden sind zwischen dem positiven Anschluss auf der Primärseite und dem negativen auf der Sekundärseite in einer Richtung entgegengesetzt einer Richtung der genannten der zwei Leistungshalbleitereinheiten; einen Energietransferkondensator, der verbunden ist zwischen einem Sekundärseitenanschluss einer der zwei Leistungshalbleitereinheiten und einem Sekundärseitenanschluss einer anderen der zwei Leistungshalbleitereinheiten in einer der wenigstens zwei Paare ausgeschlossen einem Paar von Leistungshalbleitereinheiten, die der Sekundärseite am nächsten sind; und eine Induktivität, die verbunden ist zwischen einem Paar der Leistungshalbleitereinheiten, die der Primärseite und dem positiven Anschluss auf der Primärseite am nächsten sind, wobei die Steuereinheit ein Mittel enthält zum Durchführen einer Steuerung durch Schalten einer Vielzahl von Anschaltschaltungen mit verschiedenen Widerstandswerten, um eine Laderate elektrischer Ladung einer Gate-Kapazität des Schaltelements jedes der wenigstens zwei Paare von Leistungshalbleitereinheiten zu vergrößern, wenn ein Leitungsstrom der Induktivität in einer positiven Polarität und/oder einer negativen Polarität in einem Betrieb der Wandlungshauptschaltung verbleibt.
Gemäß der einen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist es möglich, einen Gleichspannungswandler bereitzustellen zum Unterdrücken der Übergangsspannungsfluktuationen (Verschlechterung der Gleichspannungswandlungsfähigkeit), die verursacht wird durch den unstetigen Leistungsverlust der Leistungshalbleitereinheit verglichen mit dem konventionellen Gleichspannungswandler.
Kurze Beschreibung der Abbildungen
1 ist ein Blockdiagramm, das eine Gesamtkonfiguration eines Gleichspannungswandlers gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
2a und 2B sind Darstellungen, die schematisch eine Spannungswandlung und den Fluss von elektrischer Leistung zwischen der Primärseite und der Sekundärseite des Gleichspannungswandlers gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigen;
3 ist eine Darstellung, die ein Beispiel einer Schaltungsverdrahtung einer Wandlungshauptschaltung gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
4 ist ein Wellenformdiagramm, das einen Heraufsetzbetrieb (mit einem Betriebszyklus kleiner als 50%) gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
5 ist ein Wellenformdiagramm, das einen Heraufsetzbetrieb (mit einem Betriebszyklus von 50% oder mehr) gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
6 ist ein Wellenformdiagramm, das einen Herabsetzbetrieb (mit einem Betriebszyklus kleiner als 50%) gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
7 ist ein Wellenformdiagramm, das ein Herabsetzbetrieb (mit einem Betriebszyklus von 50% oder mehr) gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
8 ist eine charakteristische Grafik, die einen Zusammenhang zwischen einem Betriebszyklus und einem Gleichspannungswandlungsverhältnis gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
9 ist ein Blockdiagramm, das Konfigurationen einer Steuereinheit und der Wandlungshauptschaltung gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
10 ist ein Blockdiagramm, das eine detaillierte Konfiguration eines Gate-Steuerabschnitts gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
11 ist eine Grafik, die ein Verfahren zum Auswählen einer Anschaltschaltung gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
12 ist ein Wellenformdiagramm, das einen Betrieb zeigt, in dem ein Induktivitätsstrom in der positiven Polarität verbleibt gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
13 ist ein Wellenformdiagramm, das einen Betrieb zeigt, in dem der Induktivitätsstrom zwischen den positiven und negativen Polaritäten über null umschaltet gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
14 ist ein Wellenformdiagramm, das einen Anschaltbetrieb eines IGBT zeigt gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
15 ist ein Wellenformdiagramm, das einen Betrieb zeigt zum Schalten der Anschaltschaltung gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
16 ist eine Grafik, die ein Verfahren zum Auswählen einer Schaltfrequenz gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
17 ist ein Wellenformdiagramm, das einen Betrieb zeigt zum Schalten der Anschaltschaltung und einen Betrieb zum Schalten der Schaltfrequenz gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
18 ist ein Diagramm, das ein Beispiel einer Schaltungsverdrahtung einer Wandlungshauptschaltung gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
19 ist ein Wellenformdiagramm, das den Anschaltbetrieb des IGBT zeigt, wenn eine PiN-Diode verwendet wird;
20 ist ein Wellenformdiagramm, das den Anschaltbetrieb des IGBT zeigt, wenn eine SiC-Schottky-Diode verwendet wird gemäß der dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
21 ist ein Blockdiagramm, das eine detaillierte Konfiguration einer Gate-Antriebsschaltung gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
22 ist ein Blockdiagramm, das eine detailliere Konfiguration einer anderen Gate-Antriebsschaltung gemäß der vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
23 ist ein Diagramm, das ein Beispiel einer Schaltungsverdrahtung einer Wandlungshauptschaltung gemäß einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
24 ist ein Konfigurationsdiagramm eines elektrischen Antriebssystems für ein Fahrzeug unter Verwendung eines Gleichspannungswandlers; und
25 ist ein Konfigurationsdiagramm eines Leistungswandlungssystems für eine Solarstromerzeugung unter Verwendung eines Gleichspannungswandlers.
Detaillierte Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen
Zunächst wird ein exemplarisches System beschrieben, das einen Gleichspannungswandler (Dc-DC-Wandler) mit einem Inverter zum Wandeln von Gleichspannung in Wechselspannung kombiniert, wie z.B. ein elektrisches Antriebssystem für ein Hybridfahrzeug oder ein elektrisches Fahrzeug, die in 24 dargestellt sind, ein Leistungswandlungssystem für eine in 25 dargestellte Solarstromerzeugung und ein Leistungswandlungssystem für eine Klimaanlage oder dergleichen.
In dem elektrischen Antriebssystem der 24 ist eine Batterie 41 wie z.B. eine Nickel-Wasserstoff-Batterie, eine Lithium-Ionen-Batterie oder eine Brennstoffzelle verbunden mit Primärseitenanschlüssen P1 und N1 eines Gleichspannungswandlers 1, und Inverter 51a und 51b mit dessen Sekundärseitenanschlüssen P2 und N2 verbunden. Der Inverter 51a ist mit einem Rotationsmotor 52a verbunden und der Inverter 51b ist mit einem Rotationsmotor 52b verbunden. Der Gleichspannungswandler 1 wandelt eine Spannung der Batterie 41 auf der Primärseite von Gleichspannung zu Gleichspannung, und liefert die gewandelte Spannung an die Inverter 51a an und 51b auf der Sekundärseite. Der Inverter 51a überträgt und empfängt Wechselsstrom an und von dem Rotationsmotor 52a, und der Inverter 51b überträgt und empfängt Wechselstrom an und von dem Rotationsmotor 52b.
In dem Leistungswandlungssystem zur Solarstromerzeugung in 25 ist eine Solarbatterie 52 verbunden mit den Primärseitenanschlüssen P1 und N1 des Gleichspannungswandlers 1, und ein Inverter 51c ist mit einer kommerziellen Wechselstromversorgung 7 über einen Filter 6 verbunden. Der Gleichspannungswandler 1 wandelt eine erzeugte Spannung der Solarbatterie 42 auf der Primärseite von Gleichspannung zu Gleichspannung und liefert die gewandelte Spannung an den Inverter 51c auf der Sekundärseite. Der Inverter 51c wandelt die bereitgestellte Gleichspannung von Gleichspannung zu Wechselspannung, um die Amplitude und Frequenz einer vorbestimmten kommerziellen Wechselspannung aufzuweisen, und liefert die gewandelte Spannung über den Filter 6 an ein kommerzielles Stromsystem wie exemplarisch durch die kommerzielle Wechselstromversorgung 7 dargestellt.
Die Gleichspannungswandler, die in diesem System verwendet werden, sind gestaltet, wie oben beschrieben, um das Spannungswandlungsverhältnis anzupassen in Übereinstimmung mit dem Zustand einer Stromversorgung, wie z.B. die Lichtbestrahlungsmenge auf die Solarbatterie des Solarstromerzeugungssystems oder dem Zustand einer Last, wie z.B. die Umdrehungszahl eines Motors des elektrischen Antriebssystems für ein Hybridfahrzeug, um dadurch eine Ausgangsspannung des Gleichspannungswandlers zu steuern. Wenn jedoch die Lastmenge geändert wird, können Transient-Spannungsfluktuationen (Übergangsspannungsschwankungen) der Gleichspannungswandlung auftreten, weil ein Leistungsverlust einer Leistungshalbleitereinheit des Gleichspannungswandlers unstetig (diskontinuierlich) wird zwischen dem Zustand, in dem die Polarität eines Induktivitätsstroms IL nur entweder positiv oder negativ ist und dem Zustand, in dem die Polarität des Induktivitätsstroms IL entweder positiv oder negativ bleibt, mit dem Ergebnis, dass sich die Leistungsfähigkeit verschlechtert. Die vorliegende Erfindung löst dieses Problem.
Mit Bezug auf die angefügten Abbildungen wird ein Gleichspannungswandler und dergleichen gemäß der vorliegenden Erfindung nachstehend mittels Ausführungsformen beschrieben. In den Ausführungsformen werden gleiche oder entsprechende Teile durch die gleichen Bezugszeichen dargestellt, um eine überlappende Beschreibung zu verhindern.
Erste Ausführungsform
Mit Bezug auf 1–15 wird nun ein Gleichspannungswandler gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben. 1 ist ein Blockdiagramm, das eine Gesamtkonfiguration des Gleichspannungswandlers gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt. Gleichspannungswandler 1 enthält eine Wandlungshauptschaltung 2 und eine Steuereinheit 3. Der Gleichspannungswandler enthält, als Verbindungsanschlüsse in einem Strompfad, einen positiven Anschluss P1 und einen negativen Anschluss N1 auf der Primärseite der Wandlungshauptschaltung 2 und einen positiven Anschluss P2 und eine negativen Anschluss N deren Sekundärseite (nachstehend manchmal vereinfacht als „Anschlüsse“ abgekürzt).
2A und 2B sind Darstellungen, die schematisch eine Spannungswandlung und den Fluss von elektrischer Leistung zwischen der Primärseite und der Sekundärseite des Gleichspannungswandlers gemäß der ersten Ausführungsform zeigt. Eine Gleichstromversorgung 4 ist mit den Anschlüssen P1 und N1 auf der Primärseite des Gleichspannungswandlers 1 verbunden und eine elektrische Vorrichtung 5 ist mit den Anschlüssen P2 und N2 auf dessen Sekundärseite verbunden.
In 2A und 2B ist die Gleichstromversorgung 4 eine Sekundärbatterie, wie z.B. eine Lithium-Ionen-Batterie, eine Nickel-Wasserstoff-Batterie oder eine Blei-Säure-Batterie, wie auch eine Kombination eines elektrischen Doppelschichtkondensators oder eine Sekundärbatterie und eine Stromversorgung, wie z.B. einer Solarbatterie oder einer Brennstoffzelle. Die elektrische Vorrichtung 5 enthält eine elektrische Last und ist in einer Stromerzeugungsvorrichtung oder einer Stromspeichervorrichtung integriert.
Die Gleichspannungswandler 1 führt eine Gleichspannungswandlung durch zwischen einer Primärseitenanschlussspannung V1 und einer Sekundärseitenanschlussspannung V2 mit dem Zusammenhang V1 ≤ V2 und tauscht elektrische Leistung zwischen der Primärseite und der Sekundärseite aus.
In dem Fall, dass die Gleichstromversorgung 4 sich in einem Entladungsbetrieb befindet und die elektrische Vorrichtung 5 sich in einem Stromverbrauchsbetrieb befindet, wie in 2a dargestellt, erhöht der Gleichspannungswandler 1 die Spannung, um elektrische Leistung in der Richtung von der Primärseite zu der Sekundärseite zu übertragen. In dem Fall, dass die Gleichstromversorgung 4 sich in einem Ladebetrieb befindet und sich die elektrische Vorrichtung in einem Stromversorgungsbetrieb befindet, wie in 2b dargestellt, setzt der Gleichspannungswandler die Spannung herab, um elektrische Leistung in der Richtung von der Sekundärseite zu der Primärseite zu übertragen.
In diesen Fällen wird die Spannung gewandelt durch Steuern von AN/AUS von Schaltelementen von Leistungshalbleitereinheiten, die in der Wandlungshauptschaltung 2 enthalten sind, in Übereinstimmung mit einem von der Steuereinheit 3 ausgegebenen Gate-Antriebssignal 8.
Die Wandlungshauptschaltung 2 enthält einen Glättungskondensator C1 zum Glätten der Primärseitenanschlussspannung V1, einen Glättungskondensator C2 zum Glätten der Sekundärseitenanschlussspannung V2, eine Induktivität L, einen Energietransferkondensator C0 und Leistungshalbleitereinheiten PU1 bis PU4, von denen jede aus einer Parallelverbindung eines Schaltelements und eines Gleichrichterelements gebildet wird (siehe 3).
Mit Bezug auf 3–11 werden nun die Einzelheiten des Betriebs des Gleichspannungswandlers 1 beschrieben. 3 ist eine Darstellung, die ein Beispiel einer Schaltungsverdrahtung der Wandlungshauptschaltung 2 zeigt. Die vier Leistungshalbleitereinheiten PU1 bis PU4 sind auf solch eine Weise verbunden, dass zwei Paare von zwei antiparallel verbundene Leistungshalbleitereinheiten in Reihe verbunden sind. Auf diese Weise wird ein Heraufsetzstrom von der Primärseite zu der Sekundärseite geliefert und ein Herabsetzstrom von der Sekundärseite zu der Primärseite.
Die Wandlungshauptschaltung 2 enthält den Primärseitenglättungskondensator (erster Kondensator) C1 zum Glätten der Primärseitenanschlussspannung V1, den Sekundärseitenglättungskondensator (zweiter Kondensator) C2 zum Glätten der Sekundärseitenanschlussspannung V2, die Induktivität L und den Energietransferkondensator C0 zum Speichern und Entladen von Energie und die vier Leistungshalbleitereinheiten PU1 bis PU4.
Die Leistungshalbleitereinheiten PU1 bis PU4 in dem Beispiel der 3 verwenden Bipolar-Transistoren mit isoliertem Gate (IGBTs), nämlich IGBT1, IGBT2, IGBT3 und IGBT4, die aus Si hergestellt werden, als Schaltelemente, und verwenden PiN-Dioden Di1, Di2, Di3 und Di4, die aus Si hergestellt werden, als Gleichrichtungselemente.
Die Anzahl der Leistungshalbleitereinheiten und der anderen Komponenten ist nicht auf das oben genannte beschränkt. Die Wandlungshauptschaltung 2 enthält: die ersten und zweiten Glättungskondensatoren C1 und C2 zum Spannungsglätten, wobei der erste Glättungskondensator C1 verbunden ist zwischen dem positiven Anschluss P1 und dem negativen Anschluss N1 auf der Primärseite der Wandlungshauptschaltung 2, wobei der zweite Glättungskondensator C2 verbunden ist zwischen dem positiven Anschluss P2 und dem negativen Anschluss N2 auf deren Sekundärseite; ein Leistungsmodul (PU1 bis PU4), das wenigstens zwei Paare von Leistungshalbleitereinheiten (PU) enthält, von denen jede aus einem Schaltelement (IGBT) und einen Gleichrichtungselement (Di) gebildet wird, die antiparallel verbunden sind, wobei eines der zwei Leistungshalbleitereinheiten in einem der Paare und eine der zwei Leistungshalbleitereinheiten in einem anderen Paar in Reihe verbunden sind zwischen dem positiven Anschluss P1 auf der Primärseite und dem positiven Anschluss P2 auf der Sekundärseite, wobei eine andere der zwei Leistungshalbleitereinheiten in einer der Paare und eine andere der zwei Leistungshalbleitereinheiten in dem anderen Paar in Reihe verbunden sind zwischen dem positiven Anschluss P1 auf der Primärseite und dem negativen Anschluss N1 auf der Sekundärseite in einer Richtung umgekehrt zu einer Richtung der zwei Leistungshalbleitereinheiten; und der Energietransferkondensator (C0), der verbunden ist zwischen einem Sekundärseitenanschluss einer der zwei Leistungshalbleitereinheiten und einem Sekundärseitenanschluss der anderen der zwei Leistungshalbleitereinheiten in der einen der wenigstens zwei Paare ausgenommen einem Paar von Leistungshalbleitereinheiten, das sich am nächsten zu der Sekundärseite der Wandlungshauptschaltung 2 befindet; und die Induktivität (L), die verbunden ist zwischen einem Paar der Leistungshalbleitereinheiten, das sich am nächsten zu der Primärseite und dem positiven Anschluss P1 auf der Primärseite befindet.
Die Einzelheiten der Verbindungen in der Wandlungshauptschaltung 2 werden nachfolgend beschrieben.
Zwei Anschlüsse des Primärseitenglättungskondensators C1 sind verbunden mit dem positiven Primärseitenanschluss P1 bzw. dem negativen Primärseitenanschluss N1 der Wandlungshauptschaltung 2. Der negative Anschluss N1 ist auch verbunden mit dem negativen Sekundärseitenanschluss N2 der Wandlungshauptschaltung 2 und ist als Vcom geerdet. Der positive Anschluss P2 ist mit einem Anschluss des Glättungskondensators C1 und mit einem Anschluss der Induktivität L verbunden. Der andere Anschluss des Glättungskondensators C1 ist mit dem negativen Anschluss N1 und der Erdung Vcom verbunden.
Zwei Anschlüsse des Glättungskondensators C2 sind verbunden mit dem positiven Sekundärseitenanschluss P2 bzw. dem negativen Sekundärseitenanschluss N2 der Wandlungshauptschaltung 2.
Ein Kollektoranschluss (C) des IGBT4 der Leistungshalbleitereinheit PU4 ist mit dem positiven Sekundärseitenanschluss P2 der Wandlungshauptschaltung 2 verbunden, und ein Emitteranschluss (E) davon ist verbunden mit einem Kollektoranschluss des IGBT3 der Leistungshalbleitereinheit PU3. Ein Emitteranschluss des IGBT3 ist verbunden mit einem Kollektoranschluss des IGBT2 der Leistungshalbleitereinheit PU2. Ein Emitteranschluss des IGBT2 ist verbunden mit einem Kollektoranschluss des IGBT1 der Leistungshalbleitereinheit PU1. Ein Emitteranschluss des IGBT1 ist verbunden mit dem negativen Sekundärseitenanschluss N2. Die Verbindungen werden in der genannten Reihenfolge gemacht.
Die PiN-Diode Di4 der Leistungshalbleitereinheit PU4 ist antiparallel mit dem IGBT4 verbunden. Ein Anodenanschluss (A) der PiN-Diode Di4 ist verbunden mit dem Emitteranschluss (E) des IGBT4, und ein Kathodenanschluss (K) der PiN-Diode Di4 ist verbunden mit dem Kollektoranschluss (C) des IGBT4. Ähnlich sind die PiN-Dioden Di3, Di2 und Di1 antiparallel mit dem IGBT3, dem IGBT2 bzw. dem IGBT1 verbunden.
Ein Anschluss des Energietransferkondensators C0 ist mit einem Knoten zwischen dem IGBT4 und dem IGBT3 verbunden, und dessen anderer Anschluss ist verbunden mit einem Knoten zwischen dem IGBT2 und dem IGBT1.
Wie oben beschrieben ist der eine Anschluss der Induktivität L verbunden mit einem Knoten (Verbindungsspunkt) zwischen dem positiven Primärseitenanschluss P1 der Wandlungshauptschaltung 2 und dem Anschluss des Glättungskondensators C1, und deren anderer Anschluss ist verbunden mit einem Knoten zwischen dem IGBT3 und dem IGBT2.
Signalleitungen sind verbunden mit der Wandlungshauptschaltung 2 von der Steuereinheit 3, die in 1, 9 und dergleichen gezeigt sind, wie später beschrieben werden, sodass Signale zum Steuern von AN/AUS der IGBTs als Gate-Antriebssignale 8 an jeweilige Gate-Anschlüsse (G) des IGBT4 bis zum IGBT1 eingegeben werden, wie dargestellt durch Gate 4-, Gate 3-, Gate 2- und Gate 1-Signale entsprechend dem IGBT4, dem IGBT3, dem IGBT2 und dem IGBT1. Der IGBT4, der IGBT3, der IGBT2 und der IGBT1 führen Schaltbetriebe durch in Übereinstimmung mit Spannungsänderungen des Gate 4-Signals, des Gate 3-Signals, des Gate 2-Signals bzw. des Gate 1-Signals.
Als nächstes wird der Betrieb der Wandlungshauptschaltung 2 beschrieben.
Wie oben beschrieben, führt der Gleichspannungswandler 1 eine Spannungswandlung durch, um die Spannung von der Primärseite zu der Sekundärseite heraufzusetzen oder die Spannung von der Sekundärseite zu der Primärseite herabzusetzen. Der Heraufsetzbetrieb und der Herabsetzbetrieb werden gesteuert durch Anpassen der AN/AUS-Betriebszeitsteuerungen der IGBTs durch die Gate 4-, Gate 3-, Gate 2- und Gate 1-Signale als die Gate-Antriebssignale 8.
Wie die Spannungswandlung durch die Gate-Antriebssignale 8 gesteuert wird, wird nachstehend für den Heraufsetzbetrieb und den Herabsetzbetrieb beschrieben.
Heraufsetzbetrieb:
1) Wenn der AN-Betriebszyklus kleiner als 50% ist:
Der AN-Betriebszyklus (Arbeitszyklus, Aussteuerung) bezieht sich auf Werte für das Gate 1-Signal und Gate 2-Signal. Das Gate 4-Signal und das Gate 3-Signal sind komplementär zu dem Gate 1-Signal bzw. dem Gate 2-Signal, und somit weist der AN-Betriebszyklus des Gate 3-Signals und des Gate 4-Signals einen Zusammenhang von „100%-(AN-Betriebszyklus von Gate 1-Signal und Gate 2-Signal)“ auf.
4 zeigt die Wellenform, wenn der Betriebszyklus der Gate-Antriebssignale kleiner als 50% in dem Heraufsetzbetrieb ist. Teil (a) der 4 zeigt die Antriebssteuersignale, Teil (b) der 4 zeigt den Induktivitätsstrom IL, und Teil (c) der 4 zeigt einen Schaltmodus und dessen Schaltzeitsteuerung.
Die Polarität des Induktivitätsstroms IL wird als positiv definiert, wenn der Induktivitätsstrom IL durch die Induktivität L in einer Richtung fließt von dem Verbindungsanschluss auf der positiven Anschluss P1-Seite zu dem Verbindungsanschluss auf der IGBT3-Seite.
In Teil (a) der 4, wenn das Gate 1-Signal hoch (H) ist, wird der IGBT1 angeschaltet, und wenn das Gate 2-Signal hoch ist, wird der IGBT2 angeschaltet, mit dem Ergebnis, dass ein Strom von dem Kollektor zu dem Emitter fließt.
Wenn das Gate 3-Signal hoch ist, wird der IGBT3 angeschaltet, und wenn das Gate 4-Signal hoch ist, wird der IGBT4 angeschaltet. In dem Heraufsetzbetrieb, fließt jedoch ein Strom durch die antiparallel verbundenen PiN-Dioden Di3 und Di4 von der Anode zu der Kathode.
In diesem Fall sind das Gate 1-Signal und das Gate 4-Signal komplementäre Signale, deren Logiken von hoch „H“ und niedrig „L“ entgegengesetzt sind. Wenn das Gate 1-Signal hoch ist, ist das Gate 4-Signal niedrig, und wenn das Gate 1-Signal niedrig ist, ist das Gate 4-Signal hoch. Man beachte, dass eine Totzeit bereitgestellt wird beim Schalten der Logik zwischen hoch und niedrig, um zu verhindern, dass beide IGBTs angeschaltet werden aufgrund einer Schaltverzögerung des Schaltbetriebs der IGBTs.
Ähnlich sind das Gate 2-Signal und das Gate 3-Signal komplementäre Signale, deren Logiken von hoch und niedrig entgegengesetzt sind. Das Gate 1-Signal und das Gate 2-Signal weisen eine Phasendifferenz von 180° auf. Mit anderen Worten weisen die Gate-Antriebssignale 8 zwei Arten von Signalpaaren von komplementären Signalen auf, die gleiche Phasendifferenzintervalle aufweisen.
In diesem Fall werden die Logikkombinationen von hoch und niedrig der Gate-Antriebssignale Gate 1 bis Gate 4 in drei Arten von Schaltmoden B, C und D klassifiziert. Die Schaltmoden werden in der Reihenfolge B, D, C, D und B geschaltet.
In dem Schaltmodus B werden der IGBT1 und der IGBT3 angeschaltet und der IGBT2 und der IGBT4 werden ausgeschaltet, und ein Strom fließt in einem Pfad von dem positiven Anschluss P1 zu der Induktivität L, der PiN-Diode Di3, der Energietransferkondensator C0, dem IGBT1 und der negative Anschluss N1 in dieser Reihenfolge, mit dem Ergebnis, dass Energie in der Induktivität L und dem Energietransferkondensator C0 gespeichert wird. An der elektrischen Vorrichtung 5 wird eine Spannung über den Glättungskondensator C2 angelegt, die in einem später beschriebenen Betrieb gespeichert wird, wodurch diese mit Energie von dem Glättungskondensator C2 versorgt wird.
Der Strom wird geleitet, wenn der IGBT1 und die PiN-Diode Di3 angeschaltet sind, und somit das Potenzial an dem Verbindungsanschluss des Energietransferkondensators C0 auf der IGBT1-Seite ungefähr Vcom=0 wird, und das Potenzial an dessen Verbindungsanschluss auf der IGBT3-Seite ungefähr VL wird. Folglich wird die Spannung VL an dem Verbindungsanschluss der Induktivität L auf der IGBT3-Seite gleich einer Spannung Vc0 über dem Energietransferkondensator C0.
In dem Schaltmodus D werden der IGBT3 und der IGBT4 angeschaltet und der IGBT1 und der IGBT2 werden abgeschaltet, und ein Strom fließt in einem Pfad von dem positiven Anschluss P1 zu der Induktivität L, der PiN-Diode Di3, der PiN-Diode Di4, dem positiven Anschluss P2, der elektrischen Vorrichtung 5 und dem negativen Anschluss N2 in dieser Reihenfolge, mit dem Ergebnis, dass die in der Induktivität L gespeicherte Energie entladen wird.
Die Spannung VL wird ungefähr V2, weil der Strom geleitet wird durch die PiN-Diode Di3 und die PiN-Diode Di4, und somit die Differenz zwischen der Spannung an dem Verbindungsanschluss der Induktivität L auf der IGBT3-Seite und der Spannung an den Verbindungsanschluss davon auf der positiven Anschluss P1-Seite (V1–V2) negative ist, mit dem Ergebnis, dass der Induktivitätsstrom IL in der Richtung von IL < 0 verringert wird.
In dem Schaltmodus C werden der IGBT2 und der IGBT4 angeschaltet und der IGBT1 und der IGBT3 ausgeschaltet und ein Strom fließt in einem Pfad von dem positiven Anschluss P1 zu der Induktivität L, dem IGBT2, dem Energietransferkondensator C0, der PiN-Diode Di4, dem positiven Anschluss P2, der elektrischen Vorrichtung 5 und dem negativen Anschluss N2 in dieser Reihenfolge, mit dem Ergebnis, dass Energie in der Induktivität L gespeichert wird und von dem Energietransferkondensator C0 entladen wird. Der Strom fließt gleichzeitig auch durch den Glättungskondensator C2 und Energie wird darin gespeichert.
Der Strom wird geleitet, wenn der IGBT2 und die PiN-Diode Di4 angeschaltet werden und somit das Potential an dem Verbindungsanschluss des Energietransferkondensators C0 auf der IGBT2 Seite ungefähr VL wird und das Potential an dessen Verbindungsanschluss auf der IGBT4 Seite ungefähr V2 wird. Folglich wird die Spannung VL an dem Verbindungsanschluss der Induktivität L auf der IGBT3 Seite V2 – Vc0.
In diesem Fall sind die AN-Betriebszyklen des Gate1 Signals und des Gate2 Signals gleich und somit sind die zeitgemittelten Spannungen VL in den Schaltmoden B und C gleich und der Zusammenhang von Vc0 = (V2 – Vc0) wird aufgebaut. Folglich wird die Spannung Vc0 über dem Energietransferkondensator C0 V2/2, was 1/2 Mal die Sekundärseitenanschlussspannung V2 ist.
Zusammenfassend wird die Spannung VL an dem Verbindungsanschluss der Induktivität L auf der IGBT3 Seite ausgedrückt durch:
VL = Vc0 = V2/2 in dem Schaltmodus B;
VL = (V2 – Vc0) = V2/2 in dem Schaltmodus C; und
VL = V2 in dem Schaltmodus D.
Dementsprechend werden die Potentialdifferenz über der Induktivität L und die Anschaltzeit ton und die Ausschaltzeit toff des IGBT1 und des IGBT2 ausgedrückt durch die folgenden Beziehungen.
Schaltmodus B, C:
L·ILrpl = ton·(V1 – V2/2) (1a)
Schaltmodus D:
L·ILrpl = –toff·(V1 – V2) (1b) wobei L die Induktanz der Induktivität L darstellt, und ILrpl die Amplitude einer Welligkeitsstromkomponente (Wechselstromkomponente) darstellt, die durch die Induktivität L fließt.
Die linken Seiten von Ausdruck (1a) und Ausdruck (1b) sind identisch und somit kann die folgende Beziehung aufgebaut werden. ton·(V1 – V2/2) = toff·(V2 – V1) (2)
Ausdruck (2) wird für die Primärseitenanschlussspannung V1 und die Sekundärseitenanschlussspannung V2 wie folgt vereinfacht. (V2/V1) = (ton + toff)/(ton + toff – ton + toff/2) = 1/(1 – ton/T) (3) wobei ton + toff = T/2.
Der Zyklus T in Ausdruck (3) stellt eine Periode eines Schaltzyklus des Schaltmodus in der Reihenfolge B, D, C, D und B dar und enthält zwei ton Perioden und zwei toff Perioden. ton + toff = T/2.
Die linke Seite des Ausdrucks (3), V2/V1, ist das Verhältnis zwischen der Primärseitenanschlussspannung V1 und der Sekundärseitenanschlussspannung V2 des Gleichspannungswandlers 1, namentlich ein Gleichspannungswandlungsverhältnis.
In dem Betrieb, in dem der AN-Betriebszyklus des Gateantriebssignals kleiner als 50% ist, wie in 4 gezeigt, wird ton/T < 0,5 eingerichtet. Wenn ton/T < 0,5 in Ausdruck (3) eingesetzt wird, wird das Gleichspannungswandlungsverhältnis als kleiner als 2 berechnet. Folglich wird V2 < (V1 × 2) aufgebaut.
Aus der obigen Beschreibung ist in den Schaltmoden B und C die Spannung VL an dem Verbindungsanschluss der Induktivität L auf der IGBT3 Seite V2/2 < V1 und die Spannung an dem Verbindungsanschluss der Induktivität L auf der positiven Anschluss P1 Seite ist V1. Dementsprechend ist die Potentialdifferenz über der Induktivität L positiv hinsichtlich VL und somit vergrößert sich der Induktivitätsstrom IL in der positiven Richtung.
Wenn wie oben beschrieben der Schaltmodus in der Reihenfolge B, D, C, D und B geschaltet wird, ändert sich der Induktivitätsstrom IL in den Schaltmoden B und C in der positiven Richtung weiter von dem Zustand von IL ≥ 0 und der Induktivitätsstrom IL in dem Schaltmodus D ändert sich in den Zustand IL < 0.
Dementsprechend wird der Induktivitätsstrom IL wiederholt vergrößert und verkleinert zweimal mit einem Zyklus von T/2 in dem Schaltzyklus T des IGBT. Speziell wird ein Wechselstrom mit einer Frequenz zweimal so hoch wie die Schaltfrequenz des IGBT durch die Induktivität L geleitet.
2) Wenn der AN-Betriebszyklus 50% oder größer ist:
Als nächstes wird ein Heraufsetzbetrieb beschrieben, in dem der AN-Betriebszyklus des Gateantriebssignals 50% oder größer ist.
5 zeigt die Betriebswellenform in diesem Fall. In 5 zeigt Teil (a) das Gateantriebssignal, Teil (b) zeigt den Induktivitätsstrom IL und Teil (c) zeigt den Schaltmodus und dessen Schaltzeitsteuerung.
In Teil (a) der 5 wird ähnlich zu Teil (a) der 4 der IGBT1 angeschaltet, wenn das Gate1 Signal hoch „H“ ist und der IGBT2 wird angeschaltet, wenn das Gate2 Signal hoch ist, mit dem Ergebnis, dass ein Strom von dem Kollektor zu dem Emitter fließt.
Wenn das Gate3 Signal hoch ist, wird der IGBT3 angeschaltet und wenn das Gate4 Signal hoch ist, wird der IGBT4 angeschaltet. In dem Heraufsetzbetrieb fließt jedoch ein Strom durch die antiparallel verbundenen PiN-Dioden Di3 und Di4 von der Anode zu der Kathode.
Das Gate1 Signal und das Gate4 Signal sind komplementäre Signale und das Gate2 Signal und das Gate3 Signal sind komplementäre Signale. Eine Totzeit wird bereitgestellt beim Schalten der Logik zwischen hoch und niedrig, um beide IGBTs davon abzuhalten, aufgrund einer Reaktionsverzögerung des Schaltbetriebs der IGBTs angeschaltet zu werden. Das Gate1 Signal und das Gate2 Signal weisen eine Phasendifferenz von 180 Grad auf.
In diesem Fall, werden die Logikkombinationen von hoch und niedrig der Gateantriebssignale Gate1 bis Gate4 in drei Arten von Schaltmoden A, B, und C klassifiziert. Der Schaltmodus wird in der Reihenfolge A, B, A, C und A geschaltet.
Als erstes wird in dem Schaltmodus A der IGBT1 und der IGBT2 angeschaltet und der IGBT3 und der IGBT4 werden abgeschaltet und ein Strom fließt in einem Pfad von dem positiven Anschluss P1 zu der Induktivität L, dem IGBT2, dem IGBT1 und dem negativen Anschluss N1 in dieser Reihenfolge, mit dem Ergebnis, dass Energie in der Induktivität L gespeichert wird.
Die Spannung VL wird ungefähr Vcom=0, weil der Strom geleitet wird durch den IGBT1 und den IGBT2 und somit ist die Differenz zwischen der Spannung VL an den Verbindungsanschluss der Induktivität L auf der IGBT2 Seite und der Spannung an dessen Verbindungsanschluss auf der positiven Anschluss P1 Seite (V1 – 0) und positiv, mit dem Ergebnis, dass der Induktivitätsstrom IL in der positiven Richtung vergrößert wird.
In dem Schaltmodus B werden der IGBT1 und der IGBT3 angeschaltet und der IGBT2 und der IGBT4 abgeschaltet und ein Strom fließt in einem Pfad von dem positiven Anschluss P1 zu der Induktivität L, der PiN-Diode Di3, der Energietransferkondensator C0, dem IGBT1 und dem negativen Anschluss N1 in dieser Reihenfolge, mit dem Ergebnis, dass Energie von der Induktivität entladen wird und in dem Energietransferkondensator C0 gespeichert wird. An der elektrischen Vorrichtung 5 wird eine Spannung angelegt über dem Glättungskondensator C2, die in einem später beschriebenen Betrieb gespeichert wird, wodurch Energie von dem Glättungskondensator C2 geliefert wird.
Der Strom wird geleitet, wenn der IGBT1 und die PiN-Diode Di3 angeschaltet werden und das Potential an dem Verbindungsanschluss des Energietransferkondensators C0 auf der IGBT1 Seite wird somit ungefähr Vcom = 0 und das Potential an dessen Verbindungsanschluss auf der IGBT3 (PiN-Diode 3) Seite wird ungefähr VL.
Folglich wird die Spannung VL an dem Verbindungsanschluss der Induktivität L auf der IGBT3 (PiN-Diode 3) Seite ungefähr Vc0.
In dem Schaltmodus C, werden der IGBT2 und der IGBT4 angeschaltet und der IGBT1 und der IGBT3 werden abgeschaltet und ein Strom fließt in einem Pfad von dem positiven Anschluss P1 zu der Induktivität L, dem IGBT2, dem Energietransferkondensator C0, der PiN-Diode Di4, dem positiven Anschluss P2, der elektrischen Vorrichtung 5 und dem negativen Anschluss N2 in dieser Reihenfolge, mit dem Ergebnis, dass Energie von der Induktivität L dem Energietransferkondensator C0 entladen wird.
Der Strom wird geleitet, wenn der IGBT2 und die PiN-Diode Di4 angeschaltet werden und das Potential im Verbindungsanschluss des Energietransferkondensators C0 auf der IGBT2 Seite ungefähr VL wird und das Potential an dessen Verbindungsanschluss auf der IGBT4 (PiN-Diode Di4) Seite ungefähr V2 wird.
Folglich wird die Spannung VL an dem Verbindungsanschluss der Induktivität L auf der IGBT3 Seite V2 – Vc0.
Weiterhin sind ähnlich zu dem oben genannten Betrieb, in dem der AN-Betriebszyklus kleiner als 50% ist, die Anbetriebszyklen des Gate1 Signals und des Gate2 Signals gleich zueinander und somit sind die zeitgemittelten Spannungen VL in den Schaltmoden B und C gleich und eine Beziehung Vc0 = (V2 – Vc0) wird aufgebaut. Folglich wird die Spannung Vc0 über dem Energietransferkondensator C0 V2/2, die 1/2 Mal die Sekundärseitenanschlussspannung V2 ist.
Zusammenfassend wird die Spannung an dem Verbindungsanschluss der Induktivität auf der IGBT3 Seite ausgedrückt durch:
VL = 0 in dem Schaltmodus A;
VL = Vc0 = V2/2 in dem Schaltmodus B; und
VL = (V2 – Vc0) = V2/2 in dem Schaltmodus C.
Demensprechend wird die Potentialdifferenz über der Induktivität und die Anschaltzeit ton und die Ausschaltzeit toff des IGBT1 und des IGBT2 ausgedrückt durch die folgenden Zusammenhänge.
Schaltmodus A:
L·ILrpl = (ton – toff)/2·V1 (4a)
Schaltmodus B, C:
L·ILrpl = –toff·(V1 – V2/2) (4b)
Die linken Seiten des Ausdrucks (4a) und Ausdrucks (4b) sind identisch und somit wird der folgende Zusammenhang aufgebaut. (ton – off)/2·V1 = –toff·(V1 – V2/2) (5)
Ausdruck (5) wird vereinfacht für die Primärseitenanschlussspannung V1 und die Sekundärseitenanschlussspannung V2 wie folgt. (V2/V1) = (ton + toff)/toff = 1/(1 – ton/T) (6) wobei ton + toff = T.
Der Zyklus T in Ausdruck (6) stellt eine Periode eines Schaltzyklus des Schaltmodus in der Reihenfolge A, B, A, C und A dar und enthält eine ton Periode und eine toff Periode. ton + toff ist T.
Ausdruck (6) ist identisch zu Ausdruck (3). Mit anderen Worten wird das Gleichspannungswandlungsverhältnis kontinuierlich angepasst in Übereinstimmung mit der Änderung des AN-Betriebszyklus, unbeachtlich ob der AN-Betriebszyklus kleiner 50% oder größer 50% ist.
Man beachte, dass ton/T ≥ 0,5 aufgebaut wird in den Betrieb, in dem der AN-Betriebszyklus des Gateantriebssignals 50% oder mehr ist, wie in 5 gezeigt. Wenn ton/T ≥ 0,5 in den Ausdruck (6) eingesetzt wird, wird das Gleichspannungswandlungsverhältnis berechnet, 2 oder größer zu sein. Folglich wird V2 ≥ (V1 × 2) aufgebaut.
Aus der obigen Beschreibung ist die Spannung VL an dem Verbindungsanschluss der Induktivität L auf der IGBT3 Seite in den Schaltmoden B und C V2/2 ≥ V1 und die Spannung an dem Verbindungsanschluss der Induktivität auf der positiven Anschluss P1 Seite ist V1. Dementsprechend ist die Potentialdifferenz über der Induktivität negativ hinsichtlich VL und somit verringert sich der Induktivitätsstrom IL in der negativen Richtung.
Wenn, wie oben beschrieben, der Schaltmodus geschaltet wird in der Reihenfolge A, B, A, C und A, ändert sich der Induktivitätsstrom IL in dem Schaltmodus A, um sich weiter in der positiven Richtung von dem Zustand IL ≥ 0 zu vergrößern und der Induktivitätsstrom IL in den Schaltmoden B und C ändert sich zu dem Zustand IL<0.
Dementsprechend wird der Induktivitätsstrom IL wiederholt vergrößert und verkleinert zweimal mit dem Zyklus T/2 in dem Schaltzyklus T des IGBT. Auch in dem Fall, dass der AN-Betriebszyklus des Gateantriebssignals größer oder gleich 50% ist, wird speziell ein Wechselstrom mit einer Frequenz so groß wie die Schaltfrequenz des IGBT durch die Induktivität geleitet.
Als nächstes wird der Herabsetzbetrieb beschrieben.
Herabsetzbetrieb:
1) Wenn der AN-Betriebszyklus kleiner als 50% ist:
In dem Herabsetzbetrieb, wie in 2B dargestellt, wird der elektrische Strom, der von der mit der Sekundärseite des Gleichspannungswandlers 1 verbundenen elektrischen Vorrichtung 5 erzeugten elektrischen Leistung, einer Gleichspannungswandlung unterzogen von V2 zu V1 und mit der Beziehung „Spannung V1 ≤ Spannung V2“ und erholt sich von der Gleichstromversorgung 4.
6 zeigt die Wellenform, wenn der AN-Betriebszyklus der Gateantriebssignale in dem Herabsetzbetrieb kleiner als 50% ist. Teil (a) der 6 zeigt die Gateantriebssignale, Teil (b) der 6 zeigt den Induktivitätsstrom IL und Teil (c) der 6 zeigt einen Schaltmodus und dessen Schaltzeitsteuerung.
In Teil (a) der 6, wenn das Gate3 Signal hoch ist, wird der IGBT3 angeschaltet und wenn das Gate4 Signal hoch ist, wird der IGBT4 angeschaltet, mit dem Ergebnis, dass ein Strom von dem Kollektor zu dem Emitter fließt. Wenn das Gate1 Signal hoch ist, wird der IGBT1 angeschaltet, und wenn das Gate2 Signal hoch ist, wird der IGBT2 angeschaltet.
In dem Herabsetzbetrieb fließt jedoch ein Strom durch die antiparallel verbundenen PiN-Dioden Di1 und Di2 von der Anode zu der Kathode.
Das in Teil (a) der 6 gezeigte Gateantriebssignal und der Schaltmodus und dessen Schaltzeitsteuerung, die in Teil (c) der 6 gezeigt sind, sind die gleichen wie diejenigen, die in Teil (a) der 4 und Teil (c) der 4 gezeigt sind, in dem Fall, dass der AN-Betriebszyklus des Gateantriebssignals kleiner als 50% in dem Heraufsetzbetrieb ist.
Mit anderen Worten weist das Gateantriebssignal die gleiche Wellenform sowohl in dem Heraufsetzbetrieb als auch in dem Herabsetzbetrieb auf, und die Logikkombinationen von hoch und niedrig der Gateantriebssignale Gate1 bis Gate4 werden in der Reihenfolge B, D, C, D und B geschaltet.
In dem Schaltmodus D werden der IGBT3 und der IGBT4 angeschaltet und der IGBT1 und der IGBT2 werden abgeschaltet und ein Strom fließt in einem Pfad von dem positiven Anschluss P2 zu dem IGBT4, dem IGBT3, der Induktivität L, dem positiven Anschluss P1, der Gleichstromversorgung 4 und dem negativen Anschluss N1 in dieser Reihenfolge, mit dem Ergebnis, dass Energie in der Induktivität L gespeichert wird. Wie durch die Richtung der Stromleitung angezeigt ist die Polarität des Induktivitätsstroms IL negativ.
Der Strom wird geleitet, wenn der IGBT3 und der IGBT4 angeschaltet sind und somit wird die Spannung VL ungefähr V2.
Folglich ist die Differenz zwischen der Spannung an dem Verbindungsanschluss der Induktivität L auf der IGBT3 Seite und die Spannung an dessen Verbindungsanschluss auf der positiven Anschluss P1 Seite (V1–V2) und negativ, mit dem Ergebnis, dass der Induktivitätsstrom L sich in der negativen Richtung von dem Zustand IL < 0 vergrößert.
In dem Schaltmodus B sind der IGBT1 und der IGBT3 angeschaltet und der IGBT2 und der IGBT4 sind abgeschaltet und ein Strom fließt in einem Pfad von dem Energietransferkondensator C0 zu dem IGBT3, der Induktivität L, dem positiven Anschluss P1, der Gleichstromversorgung 4, dem negativen Anschluss N1 und der PiN-Diode Di1 in dieser Reihenfolge, mit dem Ergebnis, dass Energie von der Induktivität L und dem Energietransferkondensator C0 entladen wird. An dem Glättungskondensator C2 wird die erzeugte Spannung V2 der elektrischen Vorrichtung 5 angelegt und Energie wird an den Glättungskondensator C2 geliefert.
Der Strom wird geleitet, wenn der IGBT1 (PiN-Diode Di1) und der IGBT3 angeschaltet sind und somit wird das Potential an dem Verbindungsanschluss des Energietransferkondensators C0 auf der IGBT1 (PiN-Diode Di1) Seite ungefähr Vcom=0 und das Potential an dessen Verbindungsanschluss auf der IGBT3 Seite wird ungefähr VL.
Folglich wird die Spannung VL an den Verbindungsanschluss der Induktivität L auf der IGBT3 Seite gleich Vc0.
In dem Schaltmodus C sind der IGBT2 und der IGBT4 angeschaltet und der IGBT1 und der IGBT3 sind abgeschaltet und ein Strom fließt in einem Pfad von dem positiven Anschluss P2 zu dem IGBT4, dem Energietransferkondensator C0, der PiN-Diode Di2, der Induktivität L, dem positiven Anschluss P1, der Gleichstromversorgung 4 und dem negativen Anschluss N1 in dieser Reihenfolge, mit dem Ergebnis, dass Energie von der Induktivität L entladen wird und in dem Energietransferkondensator C0 gespeichert wird.
Der Strom wird geleitet, wenn die PiN-Diode Di2 und der IGBT4 angeschaltet sind und somit wird das Potential an dem Verbindungsanschluss des Energietransferkondensators auf der IGBT2 (PiN-Diode Di2) Seite ungefähr VL und das Potential, dessen Verbindungsanschluss auf der IGBT4 Seite wird ungefähr V2.
Folglich wird die Spannung VL an dem Verbindungsanschluss der Induktivität L auf der IGBT3 Seite V2 – Vc0.
In diesem Fall sind die Anbetriebszyklen des Gate3 Signals und des Gate4 Signals gleich und somit sind die zeitgemittelten Spannungen VL der Schaltmoden B und C gleich und eine Beziehung von Vc0 = (V2 – Vc0) wird aufgebaut.
Folglich wird ähnlich zu dem Heraufsetzbetrieb die Spannung Vc0 über den Energietransferkondensator C0 V2/2, was 1/2 Mal die Sekundärseitenanschlussspannung V2 ist.
Zusammenfassend wird die Spannung VL an dem Verbindungsanschluss der Induktivität L auf der IGBT3 Seite ausgedrückt durch:
VL = Vc0 = V2/2 in dem Schaltmodus B;
VL = (V2 – Vc0) = V2/2 in dem Schaltmodus C; und
VL = V2 in dem Schaltmodus D.
Dementsprechend sind die Potentialdifferenz über der Induktivität L und die Anschaltzeit ton und die Abschaltzeit toff des IGBT1 und des IGBT2 identisch zu denjenigen in den Ausdrücken (1a) und (1b), die Zusammenhänge darstellen in dem Fall, dass der AN-Betriebszyklus des Gateantriebssignals in dem Heraufsetzbetrieb kleiner als 50% ist.
Folglich werden die Zusammenhäng der Ausdrücke (2) und (3) ähnlich aufgebaut.
Mit anderen Worten wird das Spannungswandlungsverhältnis (V2/V1) des Gleichspannungswandlers 1 ausgedrückt durch Ausdruck (3).
In den Betrieb der 6, in dem der AN-Betriebszyklus des Gateantriebssignals kleiner als 50% ist, wird ton/T < 0,5 aufgebaut. Wenn ton/T < 0,5 in Ausdruck (3) eingesetzt wird, wird das Gleichspannungswandlungsverhältnis auf kleiner als 2 berechnet. Dementsprechend wird V2 < (V1 × 2) aufgebaut. Mit anderen Worten wird die Primärseitenanschlussspannung V1 herabgesetzt auf eine Spannung größer als 1/2 Mal und niedriger als 1 Mal die Sekundärseitenanschlussspannung V2.
Aus der obigen Beschreibung ist die Spannung VL an dem Verbindungsanschluss der Induktivität L auf der IGBT3 Seite in den Schaltmoden B und C V2/2 < V1 und die Spannung an dem Verbindungsanschluss der Induktivität L auf der positiven Anschluss P1 Seite ist V1. Dementsprechend ist die Potentialdifferenz über der Induktivität L positiv hinsichtlich VL und somit verringert sich der Induktivitätsstrom IL in der positiven Richtung. Mit anderen Worten ändert sich der Induktivitätsstrom IL von dem Zustand IL < 0 zu dem Zustand IL ≥ 0 in dem Herabsetzbetrieb.
Wie oben beschrieben ändert sich der Induktivitätsstrom IL in den Schaltmoden B und C zu dem Zustand IL ≥ 0 in den Schaltmoden in der Reihenfolge B, D, C, D und B, und der Induktivitätsstrom IL in dem Schaltmodus D ändert sich, um sich weiter in der negativen Richtung von dem Zustand IL < 0 zu vergrößern.
Dementsprechend wird der Induktivitätsstrom IL wiederholt vergrößert und verkleinert zweimal mit einem Zyklus T/2 in dem Schaltzyklus T des IGBT. Ähnlich zu dem Heraufsetzbetrieb wird ein Wechselstrom mit einer Frequenz zweimal so hoch wie die Schaltfrequenz des IGBT durch die Induktivität L geleitet.
2) Wenn der AN-Betriebszyklus 50% oder größer ist:
Als nächstes wird ein Herabsetzbetrieb beschrieben, in dem der AN-Betriebszyklus des Gateantriebssignals 50% oder größer ist.
7 zeigt die Betriebswellenform in diesem Fall. In 7 zeigt Teil (a) das Gateantriebssignal, Teil (b) zeigt den Induktivitätsstrom IL und Teil (c) zeigt den Schaltmodus und dessen Schaltzeitsteuerung.
In Teil (a) der 7, wird der IGBT3 angeschaltet, wenn das Gate3 Signal hoch ist und der IGBT4 wird angeschaltet, wenn das Gate4 Signal hoch ist, mit dem Ergebnis, dass ein Strom von dem Kollektor zu dem Emitter fließt.
Wenn das Gate1 Signal hoch ist, wird IGBT1 angeschaltet und wenn das Gate2 Signal hoch ist, wird der IGBT2 angeschaltet. In dem Herabsetzbetrieb fließt jedoch ein Strom durch die antiparallel verbundenen PiN-Dioden Di1 und Di2 von der Anode zu der Kathode.
Das im Teil (a) der 7 gezeigte Gateantriebssignal und der Schaltmodus und dessen Schaltzeitsteuerung, die in Teil (c) der 7 gezeigt sind, sind die gleichen wie diejenigen, die in Teil (a) der 5 und Teil (c) der 5 gezeigt sind, in dem Fall, dass der AN-Betriebszyklus des Gateantriebssignals 50% oder größer in dem Heraufsetzbetrieb ist.
Mit anderen Worten weist das Gateantriebssignal die gleiche Wellenform sowohl in dem Herabsetzbetrieb als auch in dem Heraufsetzbetrieb auf und die Logikkombinationen von hoch und niedrig der Gateantriebssignale Gate1 bis Gate 4 werden in der Reihenfolge der Schaltmoden A, B, A, C und A geschaltet.
Als erstes werden in dem Schaltmodus C der IGBT2 und der IGBT4 angeschaltet und der IGBT1 und der IGBT3 werden abgeschaltet und ein Strom fließt in dem Pfad von dem positiven Anschluss P2 zu dem IGBT4, dem Energietransferkondensator C0, der PiN-Diode Di2, der Induktivität L, der Gleichstromversorgung 4 und dem negativen Anschluss N1 in dieser Reihenfolge, mit dem Ergebnis, dass Energie in der Induktivität L und dem Energietransferkondensator C0 gespeichert wird.
Der Strom wird gleitet, wenn der IGBT2 (PiN-Diode Di2) und der IGBT4 angeschaltet sind und somit das Potential an dem Verbindungsanschluss des Energietransferkondensators C0 auf der IGBT2 Seite ungefähr VL wird, und das Potential an dessen Verbindungsanschluss auf der IGBT4 Seite ungefähr V2 wird.
Folglich wird die Spannung VL an dem Verbindungsanschluss der Induktivität L auf der IGBT3 Seite V2 – Vc0.
In dem Schaltmodus B, werden der IGBT1 und der IGBT3 angeschaltet und der IGBT2 und der IGBT4 werden abgeschaltet und ein Strom fließt in dem Pfad von dem Energietransferkondensator C0 zu dem IGBT3, der Induktivität L, dem positiven Anschluss P1, der Gleichstromversorgung 4, dem negativen Anschluss N1 und der PiN-Diode Di1 in dieser Reihenfolge, mit dem Ergebnis, dass Energie in der Induktivität L gespeichert wird und von dem Energietransferkondensator C0 entladen wird.
Der Strom wird geleitet, wenn die Induktivität IGBT1 (PiN-Diode Di1) und der IGBT3 angeschaltet sind und somit wird das Potential an dem Verbindungsanschluss des Energietransferkondensators C0 auf der IGBT1 Seite ungefähr Vcom=0, und das Potential an dessen Verbindungsanschluss auf der IGBT2 Seite wird ungefähr VL.
Folglich wird die Spannung VL an dem Verbindungsanschluss der Induktivität L auf der IGBT3 Seit Vc0.
In dem Schaltmodus A, werden der IGBT1 und der IGBT2 angeschaltet und der IGBT3 und IGBT4 abgeschaltet und ein Strom fließt in einem Pfad von der Induktivität L zu dem positiven Anschluss P1, der Gleichstromversorgung 4, dem negativen Anschluss L1, der PiN-Diode Di1, der PiN-Diode Di2 in dieser Reihenfolge, mit dem Ergebnis, dass Energie von der Induktivität L entladen wird.
Die Spannung VL wird ungefähr Vcom=0, weil der Strom geleitet wird durch die PiN-Diode Di1 und die PiN-Diode Di2 und somit ist die Differenz zwischen der Spannung VL an dem Verbindungsanschluss der Induktivität L auf der IGBT2 Seite und die Spannung an dessen Verbindungsanschluss auf der positiven Anschluss P1 Seite V1 und negativ, mit dem Ergebnis, dass der Induktivitätsstrom IL sich in der positiven Richtung von dem Zustand IL < 0 ändert.
Ähnlich zu dem oben genannten Betrieb, in dem der AN-Betriebszyklus kleiner als 50% ist, sind weiterhin die Anbetriebszyklen des Gate3-Signals und des Gate4-Signals gleich und somit sind die zeitgemittelten Spannungen VL in den Schaltmoden B und C gleich und der Zusammenhang von Vc0 = (V2 – Vc0) wird aufgebaut. Ähnlich zu dem Heraufsetzbetrieb, wird folglich die Spannung Vc0 über dem Energietransferkondensator C0 V2/2, was 1/2 Mal die Sekundärseitenanschlussspannung V2 ist.
Zusammenfassend wird die Spannung VL an dem Verbindungsanschluss der Induktivität auf der IGBT3 Seite ausgedrückt durch:
VL = Vcom = 0 in dem Schaltmodus A;
VL = Vc0 = V2/2 in dem Schaltmodus B; und
VL = (V2 – Vc0) = V2/2 in dem Schaltmodus C.
Dementsprechend sind die Zusammenhänge der Potentialdifferenz über der Induktivität L und die Anschaltzeit ton und die Abschaltzeit toff des IGBT1 und des IGBT2 identisch zu denjenigen in den Ausdrücken (4a) und (4b), die die Zusammenhänge in dem Fall ausdrücken, dass der AN-Betriebszyklus des Gateantriebssignals 50% oder größer in dem Heraufsetzbetrieb ist. Folglich werden die Zusammenhänge der Ausdrücke (5) und (6) ähnlich ausgebildet.
Mit anderen Worten wird das Spannungswandlungsverhältnis (V2/V1) des Gleichspannungswandlers 1 ausgedrückt durch Ausdruck (6).
In dem Betrieb der 7, in dem der AN-Betriebszyklus des Gateantriebssignals 50% oder größer ist, wird ton/T ≥ 0,5 aufgebaut. Wenn ton/T ≥ 0,5 in Ausdruck (6) eingesetzt wird, wird das Gleichspannungswandlungsverhältnis auf 2 oder größer berechnet. Dementsprechend wird V2 ≥ (V1 × 2) aufgebaut. Mit anderen Worten wird die Primärseitenanschlussspannung V2 herabgesetzt auf eine Spannung kleiner als 1/2 Mal die Sekundärseitenanschlussspannung V2.
Aus der obigen Beschreibung ist die Spannung VL an dem Verbindungsanschluss der Induktivität L auf der IGBT3 Seite in den Schaltmoden B und C V2/2 ≥ V1 und die Spannung an dem Verbindungsanschluss der Induktivität L auf der positiven Anschluss P1 Seite ist V1. Dementsprechend ist die Potentialdifferenz über der Induktivität negativ hinsichtlich VL und somit vergrößert sich der Induktivitätsstrom IL in der negativen Richtung. Mit anderen Worten ändert sich der Induktivitätsstrom IL, um sich weiter in die negative Richtung von dem Zustand IL < 0 zu vergrößern, in dem Herabsetzbetrieb.
Wie oben beschrieben ändert sich, in dem Schalten in dem Schaltmodus in der Reihenfolge A, B, A, C und A, der Induktivitätsstrom IL in dem Schaltmodus A zu dem Zustand IL ≥ 0 und der Induktivitätsstrom IL in den Schaltmoden B und C ändert sich weiter in der negativen Richtung von dem Zustand IL < 0.
Dementsprechend wir der Induktivitätsstrom L wiederholt vergrößert und verkleinert zweimal mit einem Zyklus von T/2 in dem Schaltzyklus T des IGBT. Auch in dem Fall, dass der AN-Betriebszyklus des Gateantriebssignals größer oder gleich 50% ist, wird speziell ein Wechselstrom mit einer Frequenz zweimal so hoch wie die Schaltfrequenz des IGBT durch die Induktivität L geleitet.
Nachfolgend wird der Betrieb der Steuereinheit 3 mit Bezug auf 9 beschrieben. 9 ist ein Blockdiagramm, das die Konfigurationen der Steuereinheit 3 und der Wandlungshauptschaltung 2 zeigt.
Die Steuereinheit 3 führt einen internen Steuerbetrieb durch durch externes Eingeben der Primärseitenanschlussspannung V1 und der Sekundärseitenanschlussspannung V2 der Wandlungshauptschaltung 2 und der Induktivitätsstromstärke IL (zum Beispiel von Detektoren (nicht gezeigt) zum Erfassen V1, V2 und IL, die in der Wandlungshauptschaltung 2 der Figur 3 enthalten sind) und Eingeben eines Gleichspannungswandlungsverhältnisbefehls von einer externen Vorrichtung (nicht gezeigt) und gibt von Gateantriebssignalen 8 (Gate4, Gate3, Gate2 und Gate1) aus zum Steuern der Schaltbetriebe des IGBT4, des IGBT3, des IGBT2 und des IGBT1 der Wandlungshauptschaltung 2.
Ein Wandlungssteuerabschnitt 10 und ein Gate PWM Erzeugungsabschnitt 11 können aus einem Mikrocomputer oder dergleichen gebildet sein.
Die Primärseitenanschlussspannung V1, die Sekundärseitenanschlussspannung V2, die Induktivitätsstromstärke IL und der Gleichspannungswandlungsbefehl, die in die Steuereinheit 3 eingegeben werden, werden in den Wandlungssteuerabschnitt 10 eingegeben. Der Wandlungssteuerabschnitt 10 berechnet ein Spannungswandlungsverhältnis der tatsächlich arbeitenden Wandlungshauptschaltung 2 basierend auf dem Verhältnis zwischen der Sekundärseitenanschlussspannung V2 und der Primärseitenanschlussspannung V1 und vergleicht das berechnete Spannungswandlungsverhältnis mit dem von der externen Vorrichtung gelieferten Gleichspannungswandlungsverhältnisbefehl, wodurch ein Zielbetrag Lduty des AN-Betriebszyklus des IGBT1 und des IGBT2 durch einen negativen Rückkopplungssteuerbefehl berechnet wird unter Verwendung eines bekannten Proportionalintegral(PI)-Betriebs oder dergleichen. Lduty stellt einen linearinterpolierten Wert dar in dem Bereich von 0% als ein unterer Grenzwert des Betriebszyklus bis 100% als dessen oberer Grenzwert und nimmt zum Beispiel 0,0 an, wenn der Betriebszyklus 0% ist und 1,0, wenn der Betriebszyklus 100% ist. Der Induktivitätsstrom IL wird verwendet in einer Steuerbetriebsschleife, die in dem oben genannten negativen Rückkopplungssteuerbetrieb des Spannungswandlungsverhältnisses enthalten ist, speziell als Eingangsbetrag des negativen Rückkopplungssteuerbefehls, dass den Vergleich zwischen einem Induktivitätsstrom IL_ref und dem Induktivitätsstrom IL involviert.
Durch Anwenden dieses kleinen negative Rückkopplungssteuerbetriebs des Induktivitätsstroms kann ein peripheres, negatives Rückkopplungssteuersystem für das Gleichspannungswandlungsverhältnis eingestellt werden, um ein hohes Frequenzsteuerband aufzuweisen, und somit wird die Verfolgungsantwort der Wandlungsverhältnissteuerung des Spannungswandlungsverhältnisbefehls verbessert.
Als nächstes wird Lduty in den Gate PWM Erzeugungsabschnitt 11 eingegeben. Der Gate PWM Erzeugungsabschnitt 11 führt eine Pulsweitenmodulation durch entsprechend dem Wert von Lduty und erzeugt und gibt rechteckige Gate PWM Signale Gpwm1, Gpwm2, Gpwm3 und Gpwm4 aus als Ursprungssignale der Gateantriebssignale 8 (Gate4, Gate3, Gate2 und Gate1), die in Teil (a) der 4, Teil (a) der 5, Teil (a) der 6 und Teil (a) der 7 gezeigt sind. Diese Gate PWM Signale werden zum Beispiel erzeugt durch ein Dreieckswellenvergleichsverfahren, das den Größenvergleich zwischen Lduty und einer Dreieckswelle, deren Frequenz die Schaltfrequenz des Schaltelements ist und deren Amplitude 1,0 ist, involviert. Die Gate PWM Signale Gpwm1, Gpwm2, Gpwm3 und Gpwm4 werden in den Gateantriebsabschnitt 12 eingegeben. Der Gateantriebsabschnitt 12 gibt das Gateantriebssignal 8 aus zum An- und Ausschalten des Schaltelements in Übereinstimmung mit der Logik des Gate PWM Signals. Der Gateantriebsabschnitt 12 tauscht die Gate PWM Signale zu und von dem Gate PWM Erzeugungsabschnitt 11 aus und empfängt deshalb die Signale in dem Zustand, in dem die Signale voneinander isoliert sind. Der Grund ist wie folgt. Die Emitterpotentiale des IGBT4, des IGBT3, des IGBT2 und des IGBT1 weisen individuelle Werte auf und, um den IGBT4, den IGBT3, den IGBT2 und den IGBT1 an- und auszuschalten ist es nötig, die Gatepotentiale mit Bezug auf die jeweiligen Emitterpotentiale der IGBTs zu betreiben. Der Gate PWM Erzeugungsabschnitt 11 erzeugt und gibt andererseits die Gate PWM Signale mit dem gleichen Referenzpotential aus.
Um die IGBTs mit individuellen Emitterpotentialen wie oben beschrieben zu betreiben, wird der Gateantriebsabschnitt 12 in eine Gateantriebsschaltung (1) 121, eine Gateantriebsschaltung (2) 122, eine Gateantriebsschaltung (3) 123 und eine Gateantriebsschaltung (4) 124 eingeteilt.
Die Signale der Gateantriebsschaltungen 121 bis 124 sind verbunden mit den Emitterpotentialen der entsprechenden IGBT1 bis IGBT4 und die Gateantriebsschaltungen 121 bis 124 steuern die IGBTs, um an- und ausgeschaltet zu werden, durch Schalten, ob die Spannung des Gateantriebssignals 8 auf die Versorgungsstromspannungen VD1 bis VD4 oder die Emitterpotentiale eingestellt werden. Auch werden die Versorgungsstromspannungen VD1 bis VD4 entsprechend an die IGBT1 bis IGBT4 geliefert und somit werden vier Arten von Versorgungsstromspannungen VD1, VD2, VD3 und VD4 erzeugt, die voneinander isoliert sind, durch die Gatestromversorgungsschaltung 13 und werden an die Gateantriebsschaltung (1) 121, die Gateantriebsschaltung (2) 122, die Gateantriebsschaltung (3) 123 beziehungsweise die Gateantriebsschaltung (4) 124 geliefert.
Die Gateantriebsschaltung (1) 121 gibt das Gate1 Signal aus, um den IGBT1 zu schalten, die Gateantriebsschaltung (2) 122 gibt das Gate2 Signal aus, um den IGBT2 zu schalten, die Gateantriebsschaltung (3) 123 gibt das Gate3 Signal aus, um den IGBT3 zu schalten und die Gateantriebsschaltung (4) 124 gibt das Gate4 Signal aus, um den IGBT4 zu schalten.
Der Zusammenhang zwischen den AN-Betriebszyklen des IGBT1 und des IGBT2 und dem Gleichspannungswandlungsverhältnis weist die Charakteristiken auf, die in 8 gezeigt sind, basierend auf Ausdruck (6). Wie oben beschrieben führt die Steuereinheit 3 in dem Gleichspannungswandler 1 den Betrieb aus, um dem von der externen Vorrichtung (nicht gezeigt) gelieferten Gleichspannungswandlungsverhältnisbefehl zu folgen und in dem stabilen Zustand das Gateantriebssignal 8 mit dem AN-Betriebszyklus entsprechend dem Gleichspannungswandlungsverhältnis aus, das durch die charakteristische Linie der 8 gezeigt ist, wodurch das Anschalten und Ausschalten des Schaltelements der Wandlungshauptschaltung 2 gesteuert wird.
Man beachte, dass zum Beispiel Daten (Tabelle) über die Charakteristiken der 8, die im Voraus bestimmt werden, in einem Speicherabschnitt (nicht gezeigt) der Steuereinheit 3 gespeichert werden können und der AN-Betriebszyklus kann basierend auf den Daten bestimmt werden.
Wenn der AN-Betriebszyklus 0% ist, wird die Primärseitenanschlussspannung V1 und die Sekundärseitenanschlussspannung V2 des Gleichspannungswandlers 1 gleich. In dem Heraufsetzbetrieb wird elektrischer Strom übertragen von der Primärseite zu der Sekundärseite mit einem Heraufsetzverhältnis V2/V1 im Bereich von 1,0 oder mehr. In den Herabsetzbetrieb wird elektrischer Strom übertragen von der Sekundärseite zu der Primärseite mit dem Herabsetzverhältnis V1/V2 im Bereich von 1,0 oder weniger.
Mit Bezug auf 12 und 13 wird nun die Schaltzeitsteuerung des Schaltelements der Induktivitätsleitungsstromwellenform, der Leitungsstromwellenform der Schaltelemente und der Gleichrichtungselemente und der Verlust beschrieben.
12 und 13 zeigen einen Heraufsetzbetrieb, in dem elektrischer Strom von der Primärseite zu der Sekundärseite mit einem AN-Betriebsverhältnis von weniger als 50% geliefert wird.
12 zeigt die Betriebswellenformen, wenn lastelektrischer Strom des Gleichspannungswandlers so groß ist, dass die Polarität des Induktivitätsstroms IL positiv bleibt. In 12 zeigt Teil (a) das Gateantriebssignal, Teil (b) zeigt den Induktivitätsstrom IL, Teil (c) zeigt den Schaltmodus und dessen Schaltzeitsteuerung und Teil (d) zeigt die Ströme, die durch die Schaltelemente und das Gleichrichterelement fließen.
In dem Betrieb mit dem AN-Betriebszyklus kleiner als 50% wird der Schaltmodus angeschaltet in der Reihenfolge B, D, C, D und B auf eine zyklische Weise, wie oben beschrieben.
Als erstes werden in dem Schaltmodus D der IGBT3 und der IGBT4 angeschaltet und der IGBT1 und der IGBT2 werden ausgeschaltet und ein Strom fließt an einem Pfad von dem positiven Anschluss P1 zu der Induktivität L, der PiN-Diode Di3, der PiN-Diode Di4, dem positiven Anschluss P2, der elektrischen Vorrichtung 5 und dem negativen Anschluss N2 in dieser Reihenfolge. In anderen Worten fließt der Strom durch die PiN-Diode Di3 und die PiN-Diode Di4 unter den Halbleiterelementen und ein stetiger Verlust tritt in der PiN-Diode Di3 und der PiN-Diode Di4 auf aufgrund des Flusses in diesem Vorwärtsstrom.
Wenn der Schaltmodus D zu dem Schaltmodus B geschaltet wird, werden als nächstes der IGBT1 und der IGBT3 angeschaltet und der IGBT2 und der IGBT4 werden ausgeschaltet und ein Strom fließt in einem Pfad von dem positiven Anschluss P1 zu der Induktivität L, der PiN-Diode Di3, dem Energietransferkondensator C0, dem IGBT1 und dem negativen Anschluss N1 in dieser Reihenfolge. Der Strom fließt durch den IGBT1 und die PiN-Diode Di3 unter den Halbleiterelementen und ein stetiger Verlust tritt auf in dem IGBT1 und der PiN-Diode Di3 aufgrund des Flusses in diesem Vorwärtsstrom. Beim Schalten von dem Schaltmodus D zu dem Schaltmodus B, verschiebt sich die PiN-Diode Di4 von dem leitenden Zustand in den nicht leitenden Zustand.
In diesem Fall sind die PiN-Diode Di3 und die PiN-Diode Di4 aus Si hergestellte PiN-Dioden, die bipolare Elemente sind. In dem leitenden Zustand im Vorwärtsbias, bewegen sich sowohl Löcher als auch Elektronen durch die Diode auf eine gefüllte Weise als Träger elektrischer Ladung. Beim Schalten zur Sperrvorspannung (umgekehrter Bias) beginnen die Löcher und die Elektronen sich in einer Richtung zu bewegen umgekehrt zu der Bewegungsrichtung der Vorwärtsspannung (Vorwärtsbias) und somit fließt ein Strom in der umgekehrten Richtung wie von außerhalb der Diode gesehen. Diese sogenannten „Umkehrerholungscharakteristiken“ der Diode und der in der Umkehrrichtung fließende Strom wird „Erholungsstrom“ genannt. Löcher weisen eine niedrigere Ladungsmobilität als Elektronen auf und somit fließt der Erholungsstrom für eine längere Zeit aufgrund der niedrigen Ladungsträgermobilität der Löcher.
Beim Schalten von dem Schaltmodus D zu dem Schaltmodus B wechselt die PiN-Diode Di4 von dem leitenden Zustand zu dem nicht leitenden Zustand und somit tritt ein umgekehrter Erholungsverlust Err, der durch den Erholungsstrom verursacht wird, in der PiN-Diode Di4 als Schaltverlustkomponente auf.
Andererseits verschiebt sich der IGBT1 von dem nicht leitenden Zustand zu dem leitenden Zustand, wie durch eine Zeitsteuerung m1 des Teils (d) der 12 angezeigt.
Dieser Betrieb wird „Anschalten“ genannt. Das Schalten des IGBT1 und das Schalten des IGBT4 und der PiN-Diode Di4 sind komplementäre Betriebe und somit fließt ein Erholungsstrom durch die PiN-Diode Di4 bei der Anschaltzeitsteuerung des IGBT1. Der Erholungsstrom wird dem Strom auf dem IGBT1 überlagert und beeinflusst somit den Betrag des Schaltverlustes (Anschaltverlust Esw(on)), wenn der IGBT1 angeschaltet wird. Wenn der Schaltmodus nachfolgend auf den Schaltmodus D umgeschaltet wird, werden der IGBT3 und der IGBT4 angeschaltet und der IGBT1 und der IGBT2 werden erneut abgeschaltet und ein Strom fließt durch die PiN-Diode Di3 und die PiN-Diode Di4 unter den Halbleiterelementen. Ein stetiger Verlust tritt in der PiN-Diode Di3 und der PiN-Diode Di4 auf aufgrund des Flusses dieses Vorwärtsstroms.
Beim Schalten von dem Schaltmodus B zu dem Schaltmodus D wechselt der IGBT1 von dem leitenden Zustand zu dem nicht leitenden Zustand. Dieser Betrieb wird „Abschalten“ genannt und ein Abschaltverlust Esw(off) tritt in diesem Zustand als Schaltverlust auf.
Wenn als nächstes der Schaltmodus D zu dem Schaltmodus C geschaltet wird, werden der IGBT2 und der IGBT4 angeschaltet und der IGBT1 und der IGBT3 werden abgeschaltet und ein Strom fließt in einen Pfad von dem positiven Anschluss P1 zu der Induktivität L, dem IGBT2, dem Energietransferkondensator C0, der PiN-Diode Di4, dem positiven Anschluss P2, der elektrischen Vorrichtung 5 und dem negativen Anschluss N2 in dieser Reihenfolge.
Der Strom fließt durch den IGBT2 und die PiN-Diode Di4 unter den Halbleiterelementen und ein stetiger Verlust tritt auf.
Beim Schalten von dem Schaltmodus D zu dem Schaltmodus C, wie angezeigt durch eine Zeitsteuerung m4 des Teils (d) der 12, wechselt die PiN-Diode Di4 von dem leitenden Zustand zu dem nicht leitenden Zustand und somit tritt ein umgekehrter Erholungsverlust Err aufgrund eines Erholungsstroms auf.
Der IGBT2 wechselt von dem nicht leitenden Zustand zu dem leitenden Zustand und ein Anschaltverlust Esw(on) tritt auf. Das Schalten des IGBT2 und das Schalten des IGBT3 und der PiN-Diode Di3 sind komplementäre Betriebe und der Erholungsstrom fließt durch die PiN-Diode Di3 wie oben beschrieben bei der Anschaltzeitsteuerung des IGBT2.
Wenn der Schaltmodus C zu dem Schaltmodus D erneut geschaltet wird, fließt ein Strom durch PiN-Diode Di3 und die PiN-Diode Di4 unter den Halbleiterelementen und ein stetiger Verlust tritt wie oben beschrieben auf.
Beim Schalten von dem Schaltmodus C zu dem Schaltmodus D wechselt der IGBT2 von dem leitenden Zustand zu dem nicht leitenden Zustand und ein Abschaltverlust Esw(off) tritt auf.
Die obige Beschreibung wird für den Verlust in dem IGBT2 und dem IGBT3 zusammengefasst und dem Verlust in der PiN-Diode Di3 und der PiN-Diode Di4.
In dem IGBT1 werden drei Verlustkomponenten erzeugt, speziell der Anschaltverlust Esw(on) beim Schalten zu dem Schaltmodus B, der stetige Verlust in der Periode des Schaltmodus B, während der gleich Strombetrag wie der Induktivitätsstrom IL fließt, und der Abschaltverlust Esw(off) beim Schalten von dem Schaltmodus B.
Ähnlich werden in dem IGBT2 drei Verlustkomponenten des Anschaltverlusts Esw(on), der stetige Verlust und der Abschaltverlust Esw(off) ähnlich zu demjenigen in dem IGBT1 in dem Schaltmodus C erzeugt.
In der PiN-Diode Di3 beginnt ein Strom zu fließen zu einer Zeit m3 des Teils (d) der 12 und der Strom wird unterbrochen zu einer Zeit m4 nach dem Schaltmodus D, dem Schaltmodus B und dem Schaltmodus D. In den Perioden (Zeitspannen) dieser Schaltmoden tritt der stetige Verlust auf, weil der gleiche Strombetrag (Strommenge) wie der Induktivitätsstrom IL fließt. An der Zeitsteuerung m4 tritt auch Umkehrerholungsverlust auf aufgrund des Erholungsstroms.
In der PiN-Diode Di4 fließt ähnlich ein Strom, dessen Wellenform ähnlich ist zu derjenigen der PiN-Diode Di3, in den Perioden des Schaltmodus D, des Schaltmodus C und des Schaltmodus D. Der stetige Verlust und der Umkehrerholungsverlust Err treten als die Verluste auf.
Als nächstes zeigt 13 den Betriebswellenformen, wenn lastelektrischer Strom des Gleichspannungswandlers so klein ist, dass die Polarität des Induktivitätsstroms IL zwischen positiv und negativ über Null schreitet. In 12 zeigt Teil (a) das Gateantriebssignal, Teil (b) zeigt den Induktivitätsstrom IL, Teil (c) zeigt den Schaltmodus und dessen Schaltzeitsteuerung und Teil (d) zeigt die Ströme, die durch die Schaltelemente und die Gleichrichtungselemente fließen.
In dem Betrieb mit dem AN-Betriebszyklus kleiner als 50%, wird der Schaltmodus geschaltet in der Reihenfolge B, D, C, D und B auf eine zyklische Weise wie oben beschrieben.
Als erstes wird in dem Schaltmodus D der IGBT3 und der IGBT4 angeschaltet und der IGBT1 und der IGBT2 werden abgeschaltet und Schalten zu dem Schaltmodus D fließt ein Strom in einem Pfad von dem positiven Anschluss P1 zu der Induktivität L, der PiN-Diode Di3, der PiN-Di4, dem positiven Anschluss P2, der elektrischen Vorrichtung 5 und dem negativen Anschluss N2 in dieser Reihenfolge und der Induktivitätsstrom IL wird in Richtung Null abgeschwächt.
Der Strom fließt durch die PiN-Diode Di3 und die PiN-Diode Di4 unter den Halbleiterelementen und ein stetiger Verlust tritt auf.
Wenn der Induktivitätsstrom IL Null überschreitet, um negativ zu werden, fließt ein Strom in einem Pfad von dem negativen Anschluss N2 zu der elektrischen Vorrichtung 5, dem positiven Anschluss P2, dem IGBT4, dem IGBT3, der Induktivität L und dem positiven Anschluss P1 in dieser Reihenfolge und der Induktivitätsstrom IL vergrößert sich in der negativen Richtung.
Der Strom fließt durch den IGBT2 und den IGBT4 unter den Halbleiterelementen und ein stetiger Verlust tritt auf. Der IGBT3 und der IGBT4 werden angeschaltet, wenn der Induktivitätsstrom IL Null wird und somit tritt der Anschaltverlust Esw(on), der auftritt, wenn der IGBT von dem nicht leitenden Zustand zu dem leitenden Zustand wechselt, nicht auf (siehe Teile (a) und (d) der 13, das gleiche gilt nachstehend).
Wenn der Schaltmodus D zu dem Schaltmodus B in dem Zustand geschaltet wird, in dem Polarität des Induktivitätsstroms IL negativ ist, werden als nächstes der IGBT1 und der IGBT3 angeschaltet und der IGBT2 und der IGBT3 werden abgeschaltet, und ein Strom fließt in einem Pfad von dem negativen Anschluss N1 zu der PiN-Diode Di1, dem Energietransferkondensator C0, dem IGBT3, der Induktivität L und dem positiven Anschluss P1 in dieser Reihenfolge, während in Richtung Null gedämpft wird.
Der Strom fließt durch die PiN-Diode Di1 und den IGBT3 unter den Halbleiterelementen, wodurch ein stetiger Verlust auftritt.
Wenn der Induktivitätsstrom IL Null überschreitet, um positiv zu werden, fließt ein Strom in einem Pfad von dem positiven Anschluss P1 zu der Induktivität L, der PiN-Diode Di3, dem Energietransferkondensator C0, dem IGBT1 und dem negativen Anschluss N1 in dieser Reihenfolge und der Induktivitätsstrom IL vergrößert sich in der positiven Richtung.
Der Strom fließt durch den IGBT1 und die PiN-Diode Di3 unter den Halbleiterelementen und ein stetiger Verlust tritt auf.
Der IGBT1 wird angeschaltet, wenn der Induktivitätsstrom IL Null wird und somit tritt kein Anschaltverlust Esw(on) auf.
Beim Schalten von dem Schaltmodus D zu dem Schaltmodus B wechselt der IGBT4 von dem leitenden Zustand zu dem nicht leitenden Zustand und ein Abschaltverlust Esw(off) tritt auf.
Wenn der Schaltmodus B zu dem Schaltmodus D in einem Zustand, in dem die Polarität des Induktivitätsstroms IL positiv ist, wird nachfolgend der IGBT3 und der IGBT4 angeschaltet und der IGBT1 und der IGBT2 werden abgeschaltet. Dann fließt ein Strom durch die PiN-Diode Di3 und die PiN-Diode Di4 unter den Halbleiterelementen und ein stetiger Verlust tritt auf. Der Induktivitätsstrom IL verringert sich in Richtung Null.
Wenn der Induktivitätsstrom IL Null überschreitet, um negativ zu werden, fließt ein Strom in einem Pfad von dem negativen Anschluss N2 zu der elektrischen Vorrichtung 5, dem positiven Anschluss P2, dem IGBT4, dem IGBT3, der Induktivität L und dem positiven Anschluss P1 in dieser Reihenfolge und der Induktivitätsstrom IL vergrößert sich in der negativen Richtung.
Der Strom fließt durch den IGBT3 und den IGBT4 unter den Halbleiterelementen und ein stetiger Verlust tritt auf. Der IGBT3 und der IGBT4 werden angeschaltet, wenn der Induktivitätsstrom IL Null wird und somit tritt der Anschaltverlust Esw(on), der auftritt, wenn der IGBT von dem nicht leitenden Zustand zu dem leitenden Zustand wechselt, nicht auf.
Beim Schalten von dem Schaltmodus B zu dem Schaltmodus D wechselt der IGBT1 von dem leitenden Zustand in den nicht leitenden Zustand und ein Abschaltverlust Esw(off) tritt auf.
Wenn der Schaltmodus D zu dem Schaltmodus C geschaltet wird, in dem Zustand, in dem die Polarität des Induktivitätsstroms IL negativ ist, wird als nächstes der IGBT2 und der IGBT4 angeschaltet und der IGBT1 und der IGBT3 werden abgeschaltet und ein Strom fließt in einem Pfad von dem negativen Anschluss N2 zu der elektrischen Vorrichtung 5, dem positiven Anschluss P2, dem IGBT4, dem Energietransferkondensator C0, der PiN-Diode Di2, der Induktivität L und dem positiven Anschluss P1 in dieser Reihenfolge, während in Richtung Null gedämpft wird.
Der Strom fließt durch den IGBT4 und die PiN-Diode Di2 unter den Halbleiterelementen und ein stetiger Verlust tritt auf.
Der IGBT4 wird abgeschaltet, wenn der Induktivitätsstrom IL sich von dem negativen Zustand verringert, um Null zu überschreiten und somit tritt kein Abschaltverlust Esw(off) in dem IGBT4 auf.
Wenn der Induktivitätsstrom IL Null überschreitet, um positiv zu werden, fließt ein Strom in einem Pfad von dem positiven Anschluss P1 zu der Induktivität L, dem IGBT2, dem Energietransferkondensator C0, der PiN-Diode Di4, dem positiven Anschluss P2, der elektrischen Vorrichtung 5 und dem negativen Anschluss N2 in dieser Reihenfolge, und der Induktivitätsstrom IL vergrößert sich in der positiven Richtung.
Der Strom fließt durch den IGBT2 und die PiN-Diode Di4 unter den Halbleiterelementen und ein stetiger Verlust tritt auf.
Der IGBT2 wird angeschaltet, wenn der Induktivitätsstrom IL Null wird und somit tritt kein Anschaltverlust Esw(on) in dem IGBT2 auf.
Beim Schalten von dem Schaltmodus D zu dem Schaltmodus C wechselt der IGBT3 von dem leitenden Zustand in den nicht leitenden Zustand und ein Abschaltverlust Esw(off) tritt auf.
Wenn der Schaltmodus C in den Schaltmodus D geschaltet wird in dem Zustand, in dem die Polarität des Induktivitätsstroms IL positiv ist, fließt wie oben beschrieben nachfolgend ein Strom durch die PiN-Diode Di3 und die PiN-Diode Di4 und ein stetiger Verlust tritt auf. Der Induktivitätsstrom IL verändert sich in Richtung Null.
Wenn der Induktivitätsstrom IL Null überschreitet, um negativ zu werden und sich in der negativen Richtung vergrößert, fließt ein Strom durch den IGBT3 und den IGBT4 und ein stetiger Verlust tritt auf.
Der IGBT3 und der IGBT4 werden angeschaltet, wenn der Induktivitätsstrom IL Null wird und somit tritt kein Anschaltverlust Esw(on) auf.
Beim Schalten von dem Schaltmodus C zu dem Schaltmodus D wechselt der IGBT2 von dem leitenden Zustand in den nicht leitenden Zustand und ein Abschaltverlust Esw(off) tritt auf.
Die obige Beschreibung wird zusammengefasst für den Verlust in dem IGBT1, dem IGBT2, dem IGBT3 und dem IGBT4 und dem Verlust in den PiN-Dioden Di1, Di2, Di3 und Di4.
In dem IGBT1 werden zwei Komponenten erzeugt, speziell der stetige Verlust in der Periode des Schaltmodus B, während dem die Polarität des Induktivitätsstroms IL positiv ist und der gleiche Strombetrag wie der Induktivitätsstrom IL fließt und der Abschaltverlust Esw(off) beim Schalten von dem Schaltmodus B.
Ähnlich werden in dem IGBT2 zwei Verlustkomponenten erzeugt in dem Schaltmodus C, speziell der stetige Verlust und der Abschaltverlust Esw(off) ähnlich zu derjenigen in dem IGBT1.
In dem IGBT3 tritt der stetige Verlust in der Periode auf, während der die Polarität des Induktivitätsstroms IL negativ ist in dem Schaltmodus D und in der Periode, während der die Polarität des Induktivitätsstroms IL negativ ist in dem Schaltmodus B. Der Abschaltverlust Esw(off) tritt auf beim Schaltmodus D zu dem Schaltmodus C.
In dem IGBT4 tritt der stetige Verlust auf in der Periode, während der die Polarität des Induktivitätsstroms IL negativ ist in dem Schaltmodus D und in der Periode, während der die Polarität des Induktivitätsstroms IL negativ ist in dem Schaltmodus C. Der Abschaltverlust Esw(off) tritt beim Schalten von dem Schaltmodus D zu dem Schaltmodus B auf.
In der PiN-Diode Di1 tritt der stetige Verlust in der Periode auf, während der die Polarität des Induktivitätsstroms IL negativ ist in dem Schaltmodus B. In der PiN-Diode Di2 tritt ähnlich der stetige Verlust auf in der Periode, während der die Polarität des Induktivitätsstroms IL negativ ist in dem Schaltmodus C. In der PiN-Diode Di3 tritt der stetige Verlust auf in der Periode, während der die Polarität des Induktivitätsstroms IL positiv ist in dem Schaltmodus D und in der Periode, während der die Polarität des Induktivitätsstroms IL positiv ist in dem Schaltmodus B.
In der PiN-Diode Di4 tritt der stetige Verlust in der Periode auf, in der die Polarität des Induktivitätsstroms IL positiv ist in dem Schaltmodus D, und in der Periode, während der die Polarität des Induktivitätsstroms IL positiv ist in dem Schaltmodus C.
Wenn die Polarität des Induktivitätsstroms IL positiv bleibt, werden aus der obigen Beschreibung drei Verlustkomponenten des Anschaltverlusts Esw(on), des stetigen Verlusts und des Abschaltverlusts Esw(off) in dem IGBT erzeugt und zwei Verlustkomponenten des stetigen Verlusts und des Umkehrverlusts Err werden in der PiN-Diode Di erzeugt.
Wenn die Polarität des Induktivitätsstroms IL zwischen positiv und negativ über Null schaltet, werden andererseits die zwei Verlustkomponenten des stetigen Verlusts und des Abschaltverlusts Esw(off) in dem IGBT erzeugt und nur der stetige Verlust wird in der PiN-Diode Di erzeugt.
Es gibt deshalb eine Differenz zwischen dem Zustand, in dem die Polarität des Induktivitätsstroms IL positiv bleit und dem Zustand, in dem die Polarität des Induktivitätsstroms IL zwischen positiv und negativ über Null schaltet, darin, ob der Anschaltverlust Esw(on) in dem IGBT auftritt oder nicht und ob der Umkehrwiederholungsverlust Err in der PiN Diode Di auftritt oder nicht.
Der Verlustbetrag unterscheidet sich somit in dem IGBT und der PiN-Diode Di zwischen dem Zustand, in dem die Polarität des Induktivitätsstroms IL zwischen dem positiven und negativen über Null schaltet, und dem Zustand, in dem die Polarität des Induktivitätsstroms IL entweder positiv oder negativ bleibt. Folglich treten in dem gesamten Gleichspannungswandler Übergangsspannungsfluktuationen (Verschlechterung der Gleichspannungswandlungsleistungsfähigkeit) aufgrund eines unstetigen Leistungsverlustes der Leistungshalbleitereinheit des Spannungswandlers auf. Ob die Polarität des Induktivitätsstroms IL schaltet oder nicht, hängt ab von der Lastmenge des Gleichspannungswandlers, und somit ändert sich die Polarität auf verschiedene Weisen. Somit ist es ein Problem, falls dies Übergangsspannungsfluktuationen häufig verursacht.
Um dieses Problem zu lösen schaltet die Steuereinheit 3 in dem Gleichspannungswandler gemäß der vorliegenden Erfindung die Anschaltschaltung des Gateantriebsabschnitts 12 in Abhängigkeit von der Größe des Induktivitätsstroms IL. Speziell wird die Anschaltschaltung (2) verwendet unter solch einem Lastbetrag, dass die Polarität des Induktivitätsstroms IL zwischen positiv und negativ über Null schaltet und die Anschaltschaltung (1) verwendet wird unter solch einem Lastbetrag, dass die Polarität des Induktivitätsstroms IL entweder positiv oder negativ bleibt.
14 zeigt jeweilige Anschaltwellenformen des IGBT für die Anschaltschaltung (1) und die Anschaltschaltung (2). Teil (a) der 14 zeigt eine Kollektorstromwellenform, wenn der IGBT angeschaltet wird und Teil (b) der 14 zeigt eine Kollektor-Emitterspannungswellenform, wenn der IGBT angeschaltet wird.
In Teil (a) der 14, wenn die Anschaltschaltung (1) verwendet wird, um den IGBT einzuschalten, steigt der Kollektorstrom schnell mit einem hohen Stromgradienten di/dt mit einem Überschuss. Wenn die Anschaltschaltung (2) verwendet wird, um den IGBT anzuschalten, steigt der Kollektorstrom langsam mit einem niedrigen Stromgradienten di/dt mit einem kleineren Überschussbetrag verglichen mit dem Fall der Verwendung der Anschaltschaltung (1).
Mit Bezug auf Teil (b) der 14, wenn die Anschaltschaltung (1) verwendet wird, um den IGBT anzuschalten, verringert sich die Kollektor-Emitterspannung schnell, um eine Sättigungsspannung Vce(sat) zu erreichen. Wenn die Anschaltschaltung (2) verwendet wird, um den IGBT anzuschalten, verringert sich die Kollektor-Emitterspannung langsamer über die Zeit, um die Sättigungsspannung Vce(sat) zu erreichen, verglichen mit dem Fall der Verwendung der Anschaltschaltung (1).
Der Anschaltverlust des IGBT ist das Produkt eines Anstiegsstrombetrags des Kollektorstroms und einem fallenden Strombetrag der Kollektor-Emitterspannung und somit wird ein Anschaltverlust Esw(on)1, der auftritt, wenn die Anschaltschaltung (1) verwendet wird, kleiner als ein Anschaltverlust Esw(on)2, der auftritt, wenn die Anschaltschaltung (2) verwendet wird.
Die Einzelheiten des oben genannten Betriebs der Steuereinheit 3 zum Schalten zwischen der Anschaltschaltung (1) und der Anschaltschaltung (2) wird nachstehend beschrieben.
Mit Bezug auf 9 führt der Wandlungssteuerabschnitt 10 der Steuereinheit den negativen Rückkopplungsbetrieb des Gleichspannungswandlungsverhältnisses durch und gibt einen Zielbetrag Lduty der AN-Betriebszyklen des IGBT1 und des IGBT2 aus.
Nachfolgend gibt der Gate PWM Erzeugungsabschnitt 11 Lduty aus und führt Pulsweitenmodulation durch. Der Gate PWM Erzeugungsabschnitt 11 erzeugt weiterhin die Gate PWM Signale Gpwm1, Gpwm2, Gpwm3 und Gpwm4 und gibt diese Gate PWM Signale an den Gateantriebsabschnitt 12 aus.
Der Gate PWM Erzeugungsabschnitt 11 verwendet den Wert des Induktivitätsstroms IL zum Ausgeben eines Schaltsignals DCsel zum Bestimmen, ob die Anschaltschaltung (1) oder die Anschaltschaltung (2) auszuwählen ist, an den Gateantriebsabschnitt 12. Die detaillierte Konfiguration des Gateantriebsabschnitts 12 ist in 10 dargestellt. 10 zeigt eine Gateantriebsschaltung 12x als einen Vertreter der vier individuellen Gateantriebsschaltungen 121, 122, 123 und 124, die in dem Gateantriebsabschnitt 12 enthalten sind. Die individuellen Gateantriebsschaltungen 121, 122, 123 und 124 weisen die gleiche Konfiguration und Betrieb auf. Die Gateantriebsschaltung 121 entspricht dem IGBT1, 122, dem IGBT; 123 dem IGBT3; und 124 dem IGBT4.
Die Gateantriebsschaltung 12x betreibt eine Anschaltschaltung (1) 24, eine Anschaltschaltung (2) 25 und eine Abschaltschaltung 26, um das Gateantriebssignal 8 zu erzeugen und auszugeben.
Die Anschaltschaltung (1) wird gebildet aus einem Halbleiterschalter 241, wie zum Beispiel einem Feldeffekttransistor mit kleinem Signal, und einem Schaltwiderstand 242. Ähnlich ist die Anschaltschaltung (2) 25 gebildet aus einem Halbleiterschalter und einem Schaltwiderstand 252 und die Abschaltschaltung 26 ist gebildet aus einem Halbleiterschalter 261 und einem Schaltungswiderstand 262. In diesem Fall wird der Zusammenhang „(Widerstandswert des Schaltwiederstands 242) < (Widerstandswert des Schaltwiderstands 252)“ verwendet.
Wenn das Gate-PWN-Signal Gpwm in die Gate-Antriebsschaltung 12x eingegeben wird, wird das Gate-PWM-Antriebssignal Gpwm an einen Signalpuffer 21 und einen Signalpuffer (Inverter) 22 übertragen. Der Signalpuffer 21 ist eine Verstärkerschaltung zum Steuern der Halbleiterschalter 241 und 251, die zu schließen sind, wenn die Logik des Gate-PWM-Signals Gpwm die Logik zum Anschalten ist, und die zu schließen sind, wenn die Logik des PWM-Signals Gpwm die Logik zum Abschalten ist.
Wenn die Logik des Gpwm Anschalten ist, wird der Halbleiterschalter 241 und/oder der Halbleiterschalter 251 geschlossen, sodass die Spannung des Gate-Antriebssignals 8 (Gate) die Versorgungsspannung VD wird. Folglich wird der entsprechende IGBT in der Wandlungshauptschaltung 2 angeschaltet.
Wenn die Logik des Gpwm Abschalten ist, wird der Halbleiterschalter 261 geschlossen, sodass die Spannung des Gate-Antriebssignals 8 (Gate) gleich dem Emitterpotenzial wird. Folglich wird der entsprechende IGBT in der Wandlungshauptschaltung 2 abgeschaltet.
In diesem Fall wird von einem Schaltungsschalter 23 ausgewählt, ob der Halbleiterschalter 241 oder der Halbleiterschalter 251 zu schließen ist.
Die Ausgabe des Signalpuffers 21 und das Schaltsignal DCsel werden in die Schaltungsschalter 23 eingegeben. Der Schaltungsschalter 23 wählt aus, ob die Anschaltschaltung (1) 24 oder die Anschaltschaltung (2) 25 zu betreiben sind, und überträgt ein Steuersignal zum Schließen des Halbleiterschalters an die ausgewählte Anschaltschaltung.
Die Auswahl der Anschaltschaltung durch den Schaltungsschalter 23 wird auf die in 11 gezeigte Weise durchgeführt.
11 ist ein beispielhaftes Diagramm, das schematisch zeigt, welche der Anschaltschaltungen auszuwählen sind in Übereinstimmung mit dem Induktivitätsstrom IL (Absolutwert). In 11 wird die Anschaltschaltung geschaltet mit einer Hysterese einer Breite ΔILh hinsichtlich des Induktivitätsstroms IL.
Wenn der Absolutwert des Induktivitätsstroms gleich oder größer wird als |ILt| A in dem Zustand, in dem die Anschaltschaltung (2) 25 ausgewählt wird, wird das Schalten ausgeführt, um die Anschaltschaltung (1) 24 auszuwählen. Wenn der Absolutwert des Induktivitätsstroms kleiner wird als (|ILt| – ΔILh)A in dem Zustand, in dem die Anschaltschaltung (1) 24 ausgewählt wird, wird andererseits das Schalten durchgeführt, um die Anschaltschaltung (2) 25 auszuwählen.
Speziell veranlasst der Schaltungsschalter 23 die Anschaltschaltung (1) 24 mit einem niedrigeren Schaltungswiderstandswert zu arbeiten, wenn der Absolutwert des Induktivitätsstroms ansteigt auf einen Wert größer oder gleich als der erste Schwellwert |ILt| A, und veranlasst die Anschaltschaltung (2) 25 mit einem höheren Schaltungswiderstandswert zu arbeiten, wenn der Absolutwert des Induktivitätsstroms auf einen Wert steigt kleiner als der Schwellwert (|ILt| – ΔILh)A.
In der Anschaltschaltung (1) 24 ist die Ladungsrate einer elektrischen Ladung des Gates des IGBT hoch. In der Anschaltschaltung (2) 25 ist die Ladungsrate elektrischer Ladung des Gates des IGBT niedrig. Folglich sind die Strom- und Spannungswellenformen des angeschalteten IGBT die in 14 gezeigten.
Durch den oben genannten Betrieb schaltet die Steuereinheit 3 die Anschaltschaltung in den Anschaltbetrieb des IGBT4 bis IGBT1 basierend auf den Größenzusammenhang mit dem Schwellwert des Induktivitätsstroms IL, und gibt die Gate-Antriebssignale Gate1 bis Gate4 aus. In diesem Fall geht das Schalten der Anschaltschaltung in den Anschaltbetrieb, um Übergangsspannungsfluktuationen zu unterdrücken, die auftreten, wenn der Leistungsverlust der Leistungshalbleitereinheit des Gleichspannungswandlers unstetig wird insgesamt, weil die in den IGBT und der PiN-Diode Di erzeugten Verlustmengen sich unterscheiden zwischen dem Zustand, in dem die Polarität des Induktivitätsstroms IL schaltet zwischen positiv und negativ über null, und dem Zustand, in dem die Polarität des Induktivitätsstroms IL entweder positiv oder negativ bleibt.
Die Einzelheiten sind mit Bezug auf 15 beschrieben. Teil (a) der 15 zeigt den Induktivitätsstrom IL und das Schalten der Anschaltschaltung. Teil (b) der 15 zeigt eine zeitliche Wellenform der Sekundärseitenanschlussspannung V2 des Gleichspannungswandlers, der in dieser Ausführungsform betrieben wird. Teil (c) der 15 zeigt eine zeitliche Wellenform der Sekundärseitenanschlussspannung V2 des konventionellen Gleichspannungswandlers. 15 zeigt den Fall, dass der Induktivitätsstrom IL von positiv zu negativ ansteigt als Reaktion auf die Fluktuationen eines Lastbetrags des Gleichspannungswandlers.
In Teil (c) der 15 wird die Wellenform der Sekundärseitenanschlussspannung V2 des Gleichspannungswandlers gestört wie durch einen Punkt py1 zur Zeit Tf2 gezeigt, zu dem der Induktivitätsstrom IL beginnt sich in Richtung null zu ändern, nachdem sich zu der positiven Polarität von der negativen Polarität über null gewechselt wird. Die Spannungswellenform wird auch gestört wie durch einen Punkt py2 zur Zeit Tf4 gezeigt, zu der der Induktivitätsstrom IL nicht mehr schreitet, sogar mit einer Welligkeit nach einem weiteren Anstieg in der positiven Richtung.
Andererseits ist die Sekundärseitenanschlussspannung V2 des Gleichspannungswandlers in Teil (b) der 15 gezeigt, der in dieser Ausführungsform betrieben wird.
Der Induktivitätsstrom IL des Teils (a) der 15 wird durch einen Mikroprozessor, eine elektrische Schaltung oder dergleichen (nicht gezeigt) abgetastet bei Zwischenzeitsteuerungen zwischen den Schaltmoden (angezeigt durch Kreise in der Wellenform), und wird in die Steuereinheit eingegeben und verwendet zum Bestimmen des Schaltens zwischen der Anschaltschaltung (1) und der Anschaltschaltung (2).
Das Schalten wird durchgeführt unter solchen Bestimmungsbedingungen, wie in 11 gezeigt, dass die Anschaltschaltung (1) zu der Anschaltschaltung (2) zur Zeit Tf1 geschaltet wird.
Wenn der Induktivitätsstrom IL sich weiter in der positiven Richtung vergrößert, wird nachfolgend die Anschaltschaltung (2) zu der Anschaltschaltung (1) zur Zeit Tf3 geschaltet.
Durch diesen Betrieb wird die Störung der Spannungswellenform zur Zeit Tf2 auf den durch einen Punkt pz1 angezeigten Pegel unterdrückt. Ähnlich wird die Störung der Spannungswellenform zur Zeit Tf4 auf das durch einen Punkt pz2 angezeigte Pegel unterdrückt.
Wie oben beschrieben werden gemäß dieser Ausführungsform die Übergangsspannungsfluktuationen reduziert, die auftreten, wenn die in dem IGBT und der PiN-Diode Di erzeugten Verlustbeträge sich unterscheiden zwischen dem Zustand, in dem die Polarität des Induktivitätsstroms IL zwischen positiv und negativ über null schaltet, und dem Zustand, in dem die Polarität des Induktivitätsstroms IL entweder positiv oder negativ bleibt.
Zweite Ausführungsform
Mit Bezug auf 16 und 18 wird ein Gleichspannungswandler gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben.
Der Gleichspannungswandler gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weist die gleiche Konfiguration, den gleichen Betrieb und die gleiche Funktion auf wie der Gleichspannungswandler gemäß der oben genannten ersten Ausführungsform, ausgenommen der Betrieb des Gate-PWM-Erzeugungsabschnitts 11 der Steuereinheit 3. Beschreibungen der gleichen Konfiguration, Betrieb und Funktion wie diejenige der ersten Ausführungsformen werden nachstehend geeignet weggelassen.
Als erstes ist 1 ein exemplarisches Diagramm, das schematisch den Zusammenhang zwischen dem Induktivitätsstrom IL und dem Schalten der Schaltfrequenz gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
In 16 wird die Schaltfrequenz mit einer Hysterese einer Breite ΔILhA bezüglich des Induktivitätsstroms IL geschaltet.
Wenn der Absolutwert des Induktivitätsstroms größer oder gleich groß |ILta|A wird in dem Zustand, in dem eine Schaltfrequenz fsw (2) ausgewählt ist, wird die Schaltfrequenz so geschaltet, dass der Gate-PWM-Erzeugungsabschnitt 11 bei einer Schaltfrequenz fsw (1) arbeitet. Wenn der Absolutwert des Induktivitätsstroms kleiner wird als (|ILta| – ΔILha)A in dem Zustand, in dem die Frequenz fsw (1) ausgewählt ist, wird andererseits die Schaltfrequenz so geschaltet, dass der Gate-PWM-Erzeugungsabschnitt 11 bei der Schaltfrequenz fsw (2) arbeitet.
In diesem Fall weist die Schaltfrequenz einen Zusammenhang auf von fsw (2) > fsw (1), wobei die Schaltfrequenz fsw (2) größer ist.
Der Gate-PWM-Erzeugungsabschnitt 11 erzeugt und gibt aus ein Gate-PWM-Signal mit einer niedrigeren Schaltfrequenz fsw (1), wenn der Absolutwert des Induktivitätsstroms ansteigt auf einen Wert gleich oder größer als |ILta|A, und erzeugt und gibt aus ein Gate-PWM-Signal mit einer Frequenz fsw (2) größer als die Schaltfrequenz fsw (1), wenn der Absolutwert des Induktivitätsstroms kleiner als (|ILta| – ΔILha)A wird. Wenn die Schaltfrequenz größer wird, wird die Anzahl von Schaltoperationen pro Zeit größer, um die Verluste in sowohl dem Schaltelement als auch dem Gleichrichterelement zu vergrößern.
Wie in der ersten Ausführungsform beschrieben, gibt es andererseits eine Differenz zwischen dem Zustand, in dem die Polarität des Induktivitätsstroms IL positiv bleibt, und dem Zustand, in dem die Polarität des Induktivitätsstroms IL zwischen positiv und negativ über null schaltet, darin, ob der Anschaltverlust Esw(on) in dem IGBT auftritt oder nicht, und ob der Umkehrerholungsverlust Err in der PiN-Diode Di auftritt, mit dem Resultat, dass der Verlustbetrag sich in dem IGBT und der PiN-Diode Di unterscheidet. Der Leistungsverlust der Leistungshalbleitereinheit wird deshalb unstetig (diskontinuierlich).
In dieser Ausführungsform wird die Schaltfrequenz geschaltet zusätzlich zu dem Schaltbetrieb der Anschaltschaltung, die in Ausführungsform 1 beschrieben wird, um dadurch einen diskontinuierlichen Leistungsverlust der Leistungshalbleitereinheit verlässlicher zu unterdrücken und das Auftreten von Übergangsspannungsfluktuationen zu verhindern.
Die Einzelheiten werden mit Bezug auf 17 beschrieben. Teil (a) der 17 zeigt den Induktivitätsstrom IL, das Schalten der Schaltfrequenz und das Schalten der Anschaltschaltung. Teil (b) der 17 zeigt eine zeitliche Wellenform der Sekundärseitenanschlussspannung V2 des Gleichspannungswandlers, der in dieser Ausführungsform arbeitet. 17 zeigt den Fall, dass der Induktivitätsstrom IL von negativ zu positiv steigt als Reaktion auf die Fluktuationen des Lastbetrags des Gleichspannungswandlers.
Der Induktivitätsstrom IL des Teils (a) der 17 wird durch einen Mikroprozessor, eine elektrische Schaltung oder dergleichen (nicht gezeigt) abgetastet mit einer Zeitsteuerung, die durch Kreise in der Stromwellenform angezeigt werden, und wird in die Steuereinheit 3 eingegeben, um zur Bestimmung des Schaltens zwischen der Anschaltschaltung (1) und der Anschaltschaltung (2) und der Bestimmung des Schaltens zwischen der Schaltfrequenz fsw (1) und der Schaltfrequenz fsw (2) verwendet zu werden.
In 17 werden |ILt| und |ILta| gleich eingestellt und ΔILh und ΔILha werden zur einfacheren Darstellung gleich eingestellt.
Das Schalten der Schaltfrequenz wird durchgeführt unter solchen Bestimmungsbedingungen, wie in 16 gezeigt, dass bestimmt wird, die Schaltfrequenz zu fsw (2) zur Zeit Tf1a zu schalten. Dieses Schalten wird als eine tatsächliche PWM-Wellenform nach Zeit Tf2a reflektiert. Wenn der Induktivitätsstrom IL weiter in der positiven Richtung steigt, wird nachfolgend bestimmt, die Schaltfrequenz auf fsw (1) zur Zeit Tf3a zu schalten. Dieses Schalten wird durch eine tatsächliche PWM-Wellenform nach Zeit Tf4a reflektiert.
Ähnlich wird das Schalten zwischen der Anschaltschaltung (1) und der Anschaltschaltung (2) zur Zeit Tf1a und zur Zeit Tf3a durchgeführt.
Durch den oben genannte Betrieb werden die Störung der Spannungswellenform zur Zeit Tf2 und die Störung der Spannungswellenform zur Zeit Tf4a weiter reduziert, wie durch einen Punkt px1 bzw. einen Punkt px2 angezeigt, verglichen zu der in Teil (b) der in 15 gezeigten ersten Ausführungsform.
Dritte Ausführungsform
Mit Bezug auf 18 bis 20 wird ein Gleichspannungswandler gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben.
In dem Gleichspannungswandler gemäß der dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird anstelle der Verwendung bipolar PiN-Diode, die aus Si hergestellt wird, eine unipolare (unipolarer Halbleiter) Schottky-Diode (SBD), die aus Siliziumkarbit (SiC) mit einer größeren Bandlücke hergestellt wird, als Dioden Di4a und Di3a verwendet als Gleichrichtungselemente der Wandlungshauptschaltung 2.
Der Gleichspannungswandler gemäß der dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weist die gleiche Konfiguration, Betrieb und Funktion wie diejenigen des Gleichspannungswandlers gemäß der oben genannten ersten Ausführungsform auf, ausgenommen die Konfiguration und Betrieb der Wandlungshauptschaltung 2. Beschreibungen der gleichen Konfiguration, Betrieb und Funktion wie diejenige in der ersten Ausführungsform werden nachstehend geeignet weggelassen.
Zunächst wird Bezug auf 18 genommen. 18 zeigt die Konfiguration der Wandlungshauptschaltung 2 gemäß dieser Ausführungsform. Von den Gleichrichtungselementen der Dioden Di1, Di2, Di3a und Di4a in den Leistungshalbleitereinheiten PU1 bis PU4 sind die Dioden Di3a und Di4a, die sich näher an dem positiven Sekundärseitenanschluss P2 der Wandlungshauptschaltung 2 befinden, Schottky Dioden, die aus SiC hergestellt werden, und die Dioden Di2 und Di1, die sich näher an dem negativen Sekundärseitenanschluss N2 der Wandlungshauptschaltung 2 befinden, sind PiN-Dioden, die Si hergestellt werden.
Wie in der ersten Ausführungsform beschrieben, werden der IGBT1 und der IGBT4, und der IGBT2 und der IGBT3 mit komplementären Logiken jeweils geschaltet und, wenn der IGBT1 angeschaltet wird, wird somit ein Erholungsstrom der Schottky-Diode Di4a, die antiparallel mit dem IGBT4 verbunden ist, den Leitungsstrom des IGBT1 überlagert, wodurch der Betrag des Anschaltverlusts Esw(on) beeinflusst wird.
Wenn der IGBT2 angeschaltet wird, wird andererseits ein Erholungsstrom der Schottky-Diode Di3a, die antiparallel mit dem IGBT3 verbunden ist, dem Leitungsstrom des IGBT2 überlagert, wodurch der Betrag des Anschaltverlusts Esw(on) beeinflusst wird.
Mit Bezug auf 19 und 20 wird nun beschrieben, wie die Anschaltwellenform des IGBT1 sich unterscheidet, wenn die Si PiN-Dioden als die Dioden verwendet werden und wenn die SiC Schottky-Dioden als die Dioden verwendet werden.
19 zeigt die Anschaltwellenform des IGBT, wenn die Si PiN-Diode verwendet wird. 19 zeigt in Teil (a) eine Kollektorstromwellenform und Teil (b) zeigt eine Kollektor-Emitterspannungswellenform.
Wenn der IGBT angeschaltet wird, verringert sich die Kollektor-Emitterspannung, um eine Sättigungsspannung Vce(sat) zu erreichen. Der Kollektorstrom steigt mit einem Gradienten di/dt und konvergiert zu einem vorbestimmten Wert nach einem Überschießen. Das Überschießen tritt auf, weil der Erholungsstrom der Komplementärdiode Si PiN-Diode überlagert wird.
20 zeigt die Anschaltwellenform des IGBT, wenn die SiC Schottky-Diode verwendet wird. In 20 zeigt Teil (a) eine Kollektorstromwellenform und Teil (b) zeigt eine Kollektor-Emitterspannungswellenform.
Ähnlich zu Teil (b) der 19, wenn der IGBT angeschaltet wird, verringert sich die Kollektor-Emitterspannung, um die Sättigungsspannung Vce(sat) zu erreichen. Verglichen mit 19 ist die Ladungsrate elektrischer Ladung der Gatekapazität zum Anschalten des IGBT gleich und somit steigt der Kollektorstrom mit dem gleichen Gradienten di/dt wie in Teil (a) der 19. Es tritt jedoch kein Überschießen auf. Dies ist so, weil die Schottky-Diode ein unipolares Gleichrichtungselement ist, in dem nur Elektronen als Träger elektrischer Ladung dienen und somit fließt der Erholungsstrom kaum, wenn die Diode in umgekehrter Richtung verbunden ist. Wenn der IGBT angeschaltet wird, wird der Betrag des Erholungsstroms der Diode kleiner in dem Fall einer Verwendung der SiC Schottky-Diode als in dem Fall einer Verwendung der Si PiN-Diode und der Anschaltverlust Esw(on) des IGBT, der das Produkt ist eines Anstiegs eines Strombetrags des Kollektorstroms und eines Abfallens des Strombetrags der Kollektor-Emitterspannung, wird reduziert.
In dem Fall, dass der Gleichspannungswandler 1 eingebaut ist in dem elektrischen Antriebssystem für ein Hybridfahrzeug oder ein elektrisches Fahrzeug, dargestellt in 24 und eine wieder aufladbare Sekundärbatterie, wie zum Beispiel eine Nickelwasserstoffbatterie oder eine Lithiumionenbatterie, an den Primärseitenanschlüssen P1 und N1 verwendet wird, unterscheidet sich die Anschlussspannung der Batterie stark in Abhängigkeit davon, ob die Batterie entladen oder geladen wird und einer internen Widerstandskomponente der Batterie, sogar wenn die Strombeträge des Absolutwerts ausgegeben werden.
Sogar wenn die gleiche Sekundärbatterie und Strombeträge des gleichen Absolutwerts behandelt werden, unterscheidet sich speziell die Primärseitenanschlussspannung in großem Maße abhängig davon, ob der Gleichspannungswandler 1 einen Heraufsetzenergiezuführungsbetrieb zum Liefern elektrischer Leistung von der Primärseite zu der Sekundärseite oder einen Herabsetzregenerationsbetrieb zum Liefern von elektrischer Leistung von der Sekundärseite zu der Primärseite durchführt. In dem Heraufsetzenergiezuführungsbetrieb wird die Primärseitenanschlussspannung niedriger. In dem Herabsetzregenerationsbetrieb wird die Primärseitenanschlussspannung größer.
Wenn die gleiche Sekundärspannung und die Strombeträge des gleichen Absolutwerts gehandhabt werden, ist dementsprechend das Heraufsetzverhältnis V2/V1 in dem Heraufsetzenergiezuführungsbetrieb des Gleichspannungswandlers 1 groß, und das Herabsetzverhältnis V2/V1 ist in dem Herabsetzregenerationsbetrieb niedrig. Folglich wird der Primärseitenstrom groß, um einen großen Verlust in dem Schaltelement und dem Gleichrichtungselement in den Heraufsetzenergiezuführungsbetrieb zu veranlassen mit dem hohen Heraufsetzverhältnis V2/V1 als in dem Herabsetzregenerationsbetrieb mit dem niedrigen Heraufsetzverhältnis V2/V1. Wie oben beschrieben werden in dieser Ausführungsform die SiC-Schottky-Dioden als die Dioden Di3a und Di4a angewandt, um den Anschaltverlust Esw(on) des IGBT1 und des IGBT2 zu reduzieren, die verantwortlich sind für ein Hauptschalten in dem Heraufsetzenergiezuführungsbetrieb.
Folglich kann der Diskontinuitätsgrad des Leistungsverlusts in der Leistungshalbleitereinheit abhängig von der Größe des Lastbetrags des Gleichspannungswandlers 1 verlässlicher unterdrückt werden, und die Übergangsspannungsfluktuationen, die verursacht werden durch die Differenz wie die Polarität des Leitungsstroms IL der Induktivität sich ändert, kann reduziert werden.
Weiterhin können die Verluste sowohl des Schaltelements als auch des Gleichrichtungselements reduziert werden, um die Betriebseffizienz des Gleichspannungswandlers zu verbessern, die Ausgangsleistungskapazität, die zu handhaben ist, zu erhöhen, und die Leistungsdichte zu vergrößern.
Vierte Ausführungsform
Mit Bezug auf 21 und 22 wird ein Gleichspannungswandler gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben.
Der Gleichspannungswandler gemäß der dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weist die gleiche Konfiguration, Betrieb und Funktion wie diejenige des Gleichspannungswandlers gemäß der oben genannten ersten bis dritten Ausführungsformen auf, ausgenommen die Konfiguration und der Betrieb des Gate-Antriebsabschnitts 12 der Steuereinheit 3. Beschreibungen der gleichen Konfiguration, Betrieb und Funktionen wie diejenigen in der ersten bis dritten Ausführungsformen werden nachstehend geeignet weggelassen. Diese Ausführungsform verwendet die in 18 gezeigte Hauptschaltschaltung 2.
In dieser Ausführungsform, unter den vier individuellen Gate-Antriebsschaltung (1) 121, Gate-Antriebsschaltung (2) 122, Gate-Antriebsschaltung (3) 123 und Gate-Antriebsschaltung (4) 124, die den Gate-Antriebsabschnitt 12 bilden, die Gate-Antriebsschaltung (1) 121 und die Gate-Antriebsschaltung (2) 122 entsprechend dem IGBT1 und dem IGBT2 weisen eine Konfiguration auf, die in 21 dargestellt ist.
Die Gate-Antriebsschaltung (3) 123 und die Gate-Antriebsschaltung (4) 124, die dem IGBT3 und dem IGBT4 entsprechen, weisen eine Konfiguration auf, die in 22 dargestellt ist.
In der Gate-Antriebsschaltung (1) 121 und der Gate-Antriebsschaltung (2) 122 der 21 und die Gate-Antriebsschaltung (3) 123 und die Gate-Antriebsschaltung (4) 124 der 22, weisen Schaltwiderstände 242a, 252a, 242b und 252b der Anschaltschaltungen (1) 24a und (1) 24b und Anschaltschalter (2) 25a und (2) 25b verschiedene Widerstandswerte mit den folgenden Beziehung auf:
(Widerstandswert des Schaltungswiderstands 242a) < (Widerstandswert des Schaltwiderstands 252a);
(Widerstandswert des Schaltungswiderstands 242b) < (Widerstandswert des Schaltungswiderstands 252b);
(Widerstandswert des Schaltungswiderstands 242b) < (Widerstandswert des Schaltungswiderstands 242a); und
(Widerstandswert des Schaltungswiderstands 252b) < (Widerstandswert des Schaltungswiderstands 252a).
Speziell sind die Schaltungswiderstandswerte der Anschaltschaltung (1) 24b und der Anschaltschaltung (2) 25b der Gate-Antriebsschaltung (3) 123 und der Gate-Antriebsschaltung (4) 124 kleiner als die Schaltungswiderstandswerte der Anschaltschaltung (1) 24a und der Anschaltschaltung (2) 25a der Gate-Antriebsschaltung (1) 121 beziehungsweise der Gate-Antriebsschaltung (2) 122, und somit ist die Ladungsrate elektrischer Energie der Gate-Kapazität des IGBT3 und des IGBT4 größer als die Ladungsrate elektrischer Ladung der Gate-Kapazität IGBT1 und des IGBT2.
Die Konfiguration der Wandlungshauptschaltung 2 gemäß dieser Ausführungsform ist in 18 dargestellt. Die Dioden, die aus SiC hergestellt werden, werden verwendet für die Dioden Di3a und Di4a, und PiN-Dioden, die aus Si hergestellt werden, werden verwendet für die Dioden Di2 und Di1. Dementsprechend ist der Erholungsstrom der Schottky-Dioden Di3a und Di4a klein und somit steigt der Anschaltverlust Esw(on) in dem IGBT1 und dem IGBT2 kaum an durch die Überlagerung des Erholungsstroms.
Andererseits fließt ein Erholungsstrom durch die PiN-Dioden Di1 und Di2, die Bipolar-Elemente sind, und somit vergrößert sich der Anschaltverlust Esw(on) in dem IGBT3 und dem IGBT4 durch die Überlagerung des Erholungsstroms.
Wenn die Gate-Antriebssignale mit dem gleichen Schaltungswiderstandswert verwendet werden, um die IGBTs anzuschalten, tritt wie oben beschrieben größerer Anschaltverlust Esw(on) in dem IGBT3 und dem IGBT4 auf als in dem IGBT1 und dem IGBT2. Durch Einstellen der Schaltungswiderstandswerte der Gate-Antriebsschaltung (121–124) auf die oben genannte Zusammenhänge, um die Ladungsrate elektrischer Ladung der Gate-Kapazität des IGBT3 und des IGBT4 zu vergrößern, um größer zu sein als die Laderate elektrischer Ladung der Gate-Kapazität des IGBT1 und des IGBT2, steigt andererseits der Kollektorstrom schnell mit einem großen Gradienten di/dt und somit wird dementsprechend die Differenz des Anschaltverlusts Esw(on) hinsichtlich des IGBT3 und des IGBT4 reduziert.
Sogar in dem Fall, dass die Dioden Di3 und Di4 aus SiC hergestellt Schottky-Dioden sind und die Dioden Di2 und Di1 aus Si hergestellte PiN-Dioden sind, wie beispielhaft dargestellt durch die Konfiguration der Wandlungshauptschaltung 2 der 13, kann auf diese Weise die Differenz des Leistungsverlusts des IGBT3 und des IGBT4 hinsichtlich des IGBT1 und des IGBT2 reduziert werden, und sogar falls sich der Lastbetrag stark in einer kurzen Zeitperiode ändert zwischen dem Heraufsetzenergiezuführungsbetrieb und dem Herabsetzregenerationsbetrieb, kann somit der Diskontinuitätsgrad des Leistungsverlustes in der Leistungshalbleitereinheit unterdrückt werden, um die Übergangsspannungsfluktuationen zu reduzieren.
Weiterhin kann die Verwendung der aus dem SiC-Material hergestellten Halbleiter verringert werden, das kostenintensiver als das Si-Material ist, (das SiC-Material wird nur für die Dioden Di3 und Di4) verwendet, um einen Kostenanstieg zu unterdrücken, und die Verluste in sowohl dem Schaltelement als auch dem Gleichrichtungselement können reduziert werden, um die Betriebseffizienz des Gleichspannungswandlers zu verbessern, die Ausgangsleistungskapazität, die zu handhaben ist, zu vergrößern und die Leistungsdichte zu steigern.
Fünfte Ausführungsform
Mit Bezug auf 23 wird ein Gleichspannungswandler gemäß einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben. Der Gleichspannungswandler gemäß der fünften Ausführungsform weist die gleiche Konfiguration, Betrieb und Funktion auf wie diejenigen des Gleichspannungswandlers gemäß der oben genannten ersten Ausführungsform, ausgenommen die Konfiguration und Betrieb der Wandlungshauptschaltung 2.
Beschreibungen in der gleichen Konfiguration, Betrieb und Funktion wie diejenigen in der ersten Ausführungsform werden nachstehend wie geeignet weggelassen.
Mit Bezug auf 23 verwendet der Gleichspannungswandler gemäß dieser Ausführungsform aus SiC hergestellt Unipolar-Elemente, die eine noch größere Bandlücke aufweisen als die aus Si hergestellten Elemente, für alle Gleichrichtungselemente und die Schaltelemente der Leistungshalbleitereinheiten PU1 bis PU4 der Wandlungshauptschaltung 2.
Speziell werden aus SiC hergestellte Schottky-Dioden (SBDs, engl. Schottky barrier diodes) als Gleichrichtungselemente (Dioden) Di1a, Di2a, Di3a und Di4a verwendet. Anstelle des IGBT1, des IGBT2, des IGBT3 und des IGBT4 werden aus SiC hergestellte MOS-FETs verwendet als Schaltelemente FET1, FET2, FET3 und FET4.
Durch Konfigurieren der Wandlungshauptschaltung 2 wie beschrieben in dieser Ausführungsform, kann der Diskontinuitätsgrad des Leistungsverlusts in der Leistungshalbleitereinheit in Abhängigkeit von der Größe des Lastbetrags des Gleichspannungswandlers 1 unterdrückt werden, um die Übergangsspannungsfluktuationen zu reduzieren, und die Verluste sowohl des Schaltelements als auch des Gleichrichtungselements können reduziert werden, um die Betriebseffizienz des Gleichspannungswandlers zu bessern, die Ausgangsleistungskapazität, die zu handhaben ist, zu vergrößern und die Leistungsdichte zu steigern.
Jedes der Schaltelemente und der Gleichrichtungselemente ist ein Unipolar-Element, und somit kann der Stromgradient di/dt in dem Anschaltbetrieb und dem Abschaltbetrieb eingestellt werden größer als derjenige eines Bipolar-Elements, das aus Si hergestellt ist. Somit können das Schaltelement und das Gleichrichtungselement mit hoher Frequenz betrieben werden. Folglich können die passiven Komponenten verkleinert werden, die in dem Gleichspannungswandler verwendet werden, wie z.B. der Kondensator und die Induktivität, und somit kann der Gleichspannungswandler selbst hinsichtlich Größe und Gewicht reduziert werden und dessen Leistungsdichte kann verbessert werden.
Gemäß dem Gleichspannungswandler der vorliegenden Erfindung, wenn der Leitungsstrom der Induktivität entweder positiv oder negativ in dem Betrieb der Wandlerhauptschaltung ist, wird die Antriebsschaltung zum Anschalten des Schaltelements so geschaltet, dass die Laderate elektrischer Ladung der Gate-Kapazität des Schaltelements vergrößert wird.
Diese Konfiguration kann einen Anstieg eines Schaltverlusts unterdrücken, der durch den Anschaltbetrieb des Schaltelements verursacht wird, der auftritt, wenn der Ladungsbetrags des Gleichspannungswandlers so groß ist, dass der Leitungsstrom der Induktivität in entweder der positiven oder der negativen Polarität verbleibt, und kann dadurch Übergangsspannungsfluktuationen (Verschlechterungen der Gleichspannungswandlungsleistungsfähigkeit) unterdrücken, die auftreten, wenn der Leistungsverlust der Leistungshalbleitereinheit des Gleichspannungswandlers unstetig wird aufgrund der Differenz darin, wie die Polarität des Leitungsstroms der Induktivität sich ändert (ob die Polarität zwischen positiv und negativ über null schaltet oder positiv oder negativ bleibt) in Abhängigkeit von der Größe des Lastbetrags des Gleichspannungswandlers.
In der Vielzahl von (wenigstens zwei) Paaren von Leistungshalbleitereinheiten, die in Reihe in dem Leistungsmodul verbunden sind, sind die Gleichrichtungselemente, die in wenigstens einer Hälfte der Leistungshalbleitereinheiten enthalten sind auf der Hochpotenzialknotenseite der Sekundärseitenanschlüsse der Wandlungshauptschaltung, Dioden, die aus einem unipolaren Halbleiter hergestellt sind, der eine größere Bandlücke als diejenige eines aus Si hergestellten Gleichrichtungselements aufweist. In dem Heraufsetzenergiezuführungsbetrieb zum Zuführen von elektrischer Leistung von der Primärseite zu der Sekundärseite des Spannungswandlers durch Schalten der Schaltelemente auf der Niederpotenzialknotenseite der Sekundärseitenanschlüsse der Wandlungshauptschaltung, kann der Schaltverlust, der durch den Anschaltbetrieb des Schaltelements verursacht wird, reduziert werden, um den Diskontinuitätsgrad des Leistungsverlusts der Leistungshalbleitereinheit weiter zu mildern, abhängig von der Größe des Lastbetrags des Gleichspannungswandlers, und somit die Übergangsspannungsfluktuationen (Verschlechterung der Gleichspannungswandlungsleistungsfähigkeit), die auftreten aufgrund der Differenz darin, wie die Polarität des Leitungsstroms der Induktivität sich ändert, können weiter reduziert werden. Weiterhin können die Verluste in sowohl dem Schaltelement als auch der Gleichrichtungsdiode reduziert werden, wodurch die Betriebseffizienz des Gleichspannungswandlers verbessert wird, die zu behandelnde Ausgangsleistungskapazität vergrößert wird und die Leistungsdichte gesteigert wird.
Gemäß dem Gleichspannungswandler der vorliegenden Erfindung werden das Schaltelement und das Gleichrichtungselement der Leistungshalbleitereinheit hergestellt aus einem Halbleitermaterial mit einer größeren Bandlücke als diejenige von Si, und somit wird die praktische Obergrenze der Halbleiterverbindungstemperatur vergrößert, verglichen zu derjenigen der konventionellen Schaltelemente und Gleichrichtungselemente, die aus Si hergestellt werden. Folglich kann die von dem Gleichspannungswandler zu handhabende Ausgangsleistungskapazität vergrößert werden, um die Leistungsdichte zu verbessern.
Dieser Effekt kann erhalten werden, weil sogar wenn die Ausgangsleistung vergrößert wird und ein größerer Verlust auftritt in der Leistungsvorrichtung zum Vergrößern der Halbleiterverbindungstemperatur, die Charakteristiken des Schaltelements und des Gleichrichtungselements weniger verschlechtert sind und die Wärmewiderstandsfähigkeit verbessert wird, um einen Fehlbetrieb zu vermeiden.
Obwohl die Ausführungsform der vorliegenden Erfindung oben mittels der ersten bis fünften Ausführungsform beschrieben wurden, sind diese Ausführungsformen lediglich Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung.
Die vorliegende Erfindung ist nicht durch die Konfigurationen und Betriebe, die in diesen Ausführungsformen beschrieben sind, beschränkt und einige Abänderungen können hinzugefügt werden für eine andere Konfiguration und Betrieb im Schutzbereich der vorliegenden Erfindung.
Es sollte auch verstanden werden, dass die vorliegende Erfindung alle möglichen Kombinationen der oben genannten Ausführungsformen umfasst.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

JP 11-186478 [0002]

Claims

Gleichspannungswandler, umfassend: eine Wandlungshauptschaltung (2); und eine Steuereinheit (3), die eingerichtet ist zum Steuern einer Spannungswandlung der Wandlungshauptschaltung, wobei die Wandlungshauptschaltung umfasst: einen ersten Glättungskondensator und einen zweiten Glättungskondensator (C1, C2) zum Spannungsglätten, wobei der erste Glättungskondensator zwischen einem positiven Anschluss und einem negativen Anschluss auf einer Primärseite der Wandlungshauptschaltung verbunden sind, wobei der zweiten Glättungskondensator verbunden ist zwischen einem positiven Anschluss und einem negativen Anschluss auf der Sekundärseite der Wandlungshauptschaltung; ein Leistungsmodul (PU1 bis PU4) umfassend wenigstens zwei Paare zweier Leistungshalbleitereinheiten, von denen jede ein Schaltelement (IGBT) und ein Gleichrichtungselement (Di) umfasst, die antiparallel verbunden sind, wobei eine der zwei Leistungshalbleitereinheiten in einer der wenigstens zwei Paare und eine der zwei Leistungshalbleitereinheiten in einer anderen der wenigstens zwei Paare in Reihe verbunden sind zwischen dem positiven Anschluss auf der Primärseite und dem positiven Anschluss auf der Sekundärseite, wobei eine andere der zwei Leistungshalbleitereinheiten in dem einen der wenigstens zwei Paare und eine andere der zwei Leistungshalbleitereinheiten in dem anderen der wenigstens zwei Paare in Reihe verbunden sind zwischen dem positiven Anschluss auf der Primärseite und dem negativen Anschluss auf der Sekundärseite in einer Richtung umgekehrt zu einer Richtung der einen der zwei Leistungshalbleitereinheiten; einen Energietransferkondensator (C0) verbunden zwischen einem Sekundärseitenanschluss einer der zwei Leistungshalbleitereinheiten und einem Sekundärseitenanschluss einer anderen der zwei Leistungshalbleitereinheiten in der einen der wenigstens zwei Paare ausgenommen einem Paar von Leistungshalbleitereinheiten, die der Sekundärseite am nächsten sind; und eine Induktivität (L) verbunden zwischen einem Paar der Leistungshalbleitereinheiten, die der Primärseite und dem positiven Anschluss auf der Primärseite am nächsten sind, wobei die Steuereinheit (3) ein Mittel umfasst zum Durchführen einer Steuerung durch Schalten einer Vielzahl von Anschaltschaltungen mit verschiedenen Widerstandwerten, um eine Laderate elektrischer Ladung einer Gate-Kapazität des Schaltelements jeder der wenigstens zwei Paare zweier Leistungshalbleitereinheiten zu vergrößern, wenn ein Leitungsstrom der Induktivität entweder in einer positiven Polarität oder einer negativen Polarität verbleibt in einem Betrieb der Wandlungshauptschaltung.
Gleichspannungswandler nach Anspruch 1, wobei die Steuereinheit (3) weiterhin Mittel umfasst zum Vergrößern einer Schaltfrequenz der Schaltelemente, wenn der Leitungsstrom der Induktivität alternierend zwischen der positiven Polarität und der negativen Polarität über null schaltet in dem Betrieb der Wandlungshauptschaltung.
Gleichspannungswandler nach Anspruch 1 oder 2, wobei das Gleichrichtungselement (Di), das in einer der zwei Leistungshalbleitereinheiten (PU) in jedem der wenigstens zwei Paare in dem Leistungsmodul bereitgestellt ist, eine unipolare Halbleiterdiode umfasst, die eine Bandlücke größer als eine Bandlücke eines aus Si hergestellten Gleichrichtungselements aufweist.
Gleichspannungswandler nach Anspruch 3, wobei die Steuereinheit (3) eingerichtet ist so zu arbeiten, dass die Laderate elektrischer Ladung der Gate-Kapazität des Schaltelements der einen der zwei Leistungshalbleitereinheiten in jeder der wenigstens zwei Paare, die in dem Leistungshalbleitermodul enthalten sind, größer wird als die Laderate elektrischer Ladung der Gate-Kapazität des Schaltelements der anderen der zwei Leistungshalbleitereinheiten.
Gleichspannungswandler nach einem der Ansprüche 1–3, wobei das Schaltelement (IGBT) und das Gleichrichtungselement (Di), die in jedem der wenigstens zwei Paare der zwei Leistungshalbleitereinheiten ausgebildet sind, ein Element umfasst, das aus einem Halbleiter hergestellt wird, der eine Bandlücke größer als eine Bandlücke eines aus Si hergestellten Elements aufweist.
Spannungswandlungssteuerverfahren für einen Gleichspannungswandler, wobei der Gleichspannungswandler eingerichtet ist zum Steuern einer Spannungswandlung einer Wandlungshauptschaltung (2) unter Verwendung einer Steuereinheit (3), wobei die Wandlungshauptschaltung umfasst: einen ersten Glättungskondensator und einen zweiten Glättungskondensator (C1, C2) zur Spannungsglättung, wobei der erste Glättungskondensator verbunden ist zwischen einem positiven Anschluss und einem negativen Anschluss auf der Primärseite der Wandlungshauptschaltung, wobei der zweite Glättungskondensator verbunden ist zwischen einem positiven Anschluss und einem negativen Anschluss auf der Sekundärseite der Wandlungshauptschaltung; ein Leistungsmodul (PU1–PU4) umfassend wenigstens zwei Paare zweier Leistungshalbleitereinheiten, von denen jede eine Schaltelement (IGBT) und ein Gleichrichtungselement (Di) umfasst, die antiparallel verbunden sind, wobei eine der zwei Leistungshalbleitereinheiten in einer der wenigstens zwei Paare und einer anderen der zwei Leistungshalbleitereinheiten in einer der wenigstens zwei Paare in Reihe verbunden sind zwischen dem positiven Anschluss auf der Primärseite und dem positiven Anschluss auf der Sekundärseite, wobei eine andere der zwei Leistungshalbleitereinheiten in einer der wenigstens zwei Paare und eine andere der zwei Leistungshalbleitereinheiten in der anderen der wenigstens zwei Paare in Reihe verbunden sind zwischen dem positiven Anschluss auf der Primärseite und dem negativen Anschluss auf der Sekundärseite in einer Richtung entgegengesetzt einer Richtung der einen der zwei Leistungshalbleitereinheiten; einen Energietransferkondensator (C0) verbunden zwischen einem Sekundärseitenanschluss einer der zwei Leistungshalbleitereinheiten und einem Sekundärseitenanschluss einer anderen der zwei Leistungshalbleitereinheiten in der einen der wenigstens zwei Paare ausgenommen ein Paar von Leistungshalbleitereinheiten, die der Sekundärseite am nächsten sind; und eine Induktivität (L) verbunden zwischen einem Paar der Leistungshalbleitereinheiten, die der Primärseite und dem positiven Anschluss auf der Primärseite am nächsten sind, wobei das Spannungswandlungssteuerverfahren umfasst Durchführen einer Steuerung einer Schalten einer Vielzahl von Anschaltschaltungen mit verschiedenen Widerstandswerten, um eine Laderate elektrischer Ladung der Gate-Kapazität des Schaltelements jedes der wenigstens zwei Paare von zwei Leistungshalbleitereinheiten zu vergrößern, wenn ein Leitungsstrom der Induktivität in entweder einer positiven Polarität oder einer negativen Polarität verbleibt in einem Betrieb der Wandlungshauptschaltung.