DE112017003725T5

DE112017003725T5 - Magnetfeldkopplungselement, antennenvorrichtung und elektronische ausrüstung

Info

Publication number: DE112017003725T5
Application number: DE112017003725.5T
Authority: DE
Inventors: Kentaro Mikawa; Kenichi Ishizuka; Takafumi Nasu
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2016-11-29
Filing date: 2017-11-29
Publication date: 2019-04-11
Also published as: CN109643837B; JP6436277B2; JPWO2018101285A1; WO2018101285A1; US20190173175A1; CN109643837A; CN207765315U; US10903571B2

Abstract

Ein Magnetfeldkopplungselement weist folgende Merkmale auf: eine Mehrzahl von Leiterstrukturen, die in eine Mehrzahl von Schichten platziert sind, die mit einer dazwischenliegenden isolierenden Schicht laminiert sind; und eine Mehrzahl von Zwischenschichtverbindungsleitern, die eine Zwischenschichtverbindung vorgeschriebener Positionen der Mehrzahl von Leiterstrukturen miteinander durchführt. Die Mehrzahl von Leiterstrukturen umfasst eine erste Leiterstruktur (L11), eine zweite Leiterstruktur (L12), eine dritte Leiterstruktur (L21) und eine vierte Leiterstruktur (L22), und die Mehrzahl von Zwischenschichtverbindungsleitern umfasst einen ersten Zwischenschichtverbindungsleiter ( V1) und einen zweiten Zwischenschichtverbindungsleiter (V2). Eine erste Spule ist durch die erste Leiterstruktur (L11), die zweite Leiterstruktur (L12) und den ersten Zwischenschichtverbindungsleiter (V1) ausgebildet, und eine zweite Spule ist durch die dritte Leiterstruktur (L21), die vierte Leiterstruktur (L22) und den zweiten Zwischenschichtverbindungsleiter (V2) ausgebildet. Die erste Spule und die zweite Spule sind in einer Region von weniger als einem Drittel der Laminierungshöhe eines Laminats gebildet, das eine Mehrzahl von isolierenden Schichten aufweist.

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Magnetfeldkopplungselement, das für eine Hochfrequenzschaltung verwendet wird, eine Antennenvorrichtung, die dasselbe umfasst, und eine elektronische Ausrüstung.
Hintergrundtechnik
Um ein Frequenzband zu verbreitern oder um einer Mehrzahl von Frequenzbändern zu genügen, wird eine Antennenvorrichtung verwendet, die zwei Strahlungselemente umfasst, die direkt oder indirekt miteinander gekoppelt sind. Außerdem stellt das Patentdokument 1 eine Antennenvorrichtung dar, die zwei Strahlungselemente und eine Kopplungsgradeinstellschaltung umfasst, die eine Leistungszufuhr zu den beiden Strahlungselementen steuert.
51 stellt ein Beispiel für Leiterstrukturen auf Schichten in einem Fall dar, wo die in Patentdokument 1 dargestellte Kopplungsgradeinschaltung auf einem Mehrschichtsubstrat gebildet ist. Jede Schicht ist aus einer dielektrischen Lage oder einer Magnetlage gebildet und Leiterstrukturen sind auf Materialschichten 51a bis 51f gebildet. In einem Bereich, der in 51 dargestellt ist, ist eine Leiterstruktur 74 auf der Materialschicht 51a gebildet. Eine Leiterstruktur 72 ist auf der Materialschicht 51b gebildet und Leiterstrukturen 71 und 73 sind auf der Materialschicht 51c gebildet. Leiterstrukturen 61 und 63 sind auf der Materialschicht 51d gebildet und eine Leiterstruktur 62 ist auf der Materialschicht 51e gebildet. Auf einer unteren Oberfläche der Materialschicht 51f sind ein Zuführanschluss 81, ein Masseanschluss 83, ein Antennenanschluss 82, welcher ein Verbindungstor eines ersten Strahlungselements ist, und ein Antennenanschluss 84, welcher ein Verbindungstor eines zweiten Strahlungselements ist, einzeln gebildet. An vorbestimmten Positionen in der Mehrzahl von Materialschichten 51a bis 51f ist ein Zwischenschichtverbindungsleiter gebildet, der durch eine gestrichelte Linie dargestellt ist, die sich in der vertikalen Richtung erstreckt. Eine rechte Hälfte der Leiterstruktur 72 und die Leiterstruktur 71 bilden ein Spulenelement L1a. Außerdem bilden eine linke Hälfte der Leiterstruktur 72 und die Leiterstruktur 73 ein Spulenelement L1b. Außerdem bilden die Leiterstruktur 61 und eine rechte Hälfte der Leiterstruktur 62 ein Spulenelement L2a. Außerdem bilden eine linke Hälfte der Leiterstruktur 62 und die Leiterstruktur 63 ein Spulenelement L2b.
Auf die obige Weise ist die Kopplungsgradeinstellschaltung durch einen Transformator gebildet, in dem eine Primärspule (erste Spule), die die Spulenelemente L1a und L2b umfasst, und eine Sekundärspule (zweite Spule), die die Spulenelemente L2a und L2b umfasst, miteinander gekoppelt sind.
Referenzliste
Patentdokument
Patentdokument 1: Internationale Veröffentlichungsnummer 2012/153690
Kurzdarstellung der Erfindung
Technisches Problem
Bei der in Patentdokument 1 dargestellten Antennenvorrichtung sind das erste Strahlungselement und das zweite Strahlungselement über den Transformator miteinander gekoppelt und eine Speiseschaltung und die Antennenvorrichtung sind durch eine Einstellung der Kopplung angepasst. Da das erste Strahlungselement und das zweite Strahlungselement bei der Antennenvorrichtung, die im Patentdokument 1 dargestellt ist, nicht parallel zueinander angeordnet sein müssen, weist der Entwurf der Strukturen für dieselben einen hohen Freiheitsgrad auf. Selbst wenn das erste Strahlungselement und das zweite Strahlungselement näher zueinander angeordnet sind, kann außerdem ein vorbestimmter Kopplungsgrad eingestellt werden. Dies macht es leicht, die Speiseschaltung und die Mehrfachresonanzantenne anzupassen.
Eine Strahlungscharakteristik der Strahlungselemente kann jedoch verschlechtert werden, wenn eine Induktivitätskomponente des Transformators groß ist, da Induktivitäten (Primärinduktivität, Sekundärinduktivität und Streuinduktivität) des Transformators bewirken, dass eine Verteilung des Stroms, der in den Strahlungselementen erzeugt wird, schwankt. Wenn andererseits die Anzahl von Windungen der ersten Spule und der zweiten Spule verringert ist, um die Induktivitätskomponente des Transformators zu reduzieren, ist ein Kopplungskoeffizient zwischen den beiden Spulen verringert und es können keine ausreichenden Wirkungen als Kopplungsgradeinstellungsschaltung erhalten werden.
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein Magnetfeldkopplungselement mit einer kleiner Induktivitätskomponente und einem hohen Kopplungskoeffizienten zwischen der ersten Spule und der zweiten Spule, eine Antennenvorrichtung, die dasselbe umfasst und eine elektronische Ausrüstung zu schaffen.
Lösung des Problems
(1) Ein Magnetfeldkopplungselement gemäß der vorliegenden Erfindung umfasst:

eine Mehrzahl von Leiterstrukturen, die auf einer Mehrzahl von Schichten angeordnet sind, die mit isolierenden Schichten dazwischen angeordnet gestapelt sind; und eine Mehrzahl von Zwischenschichtverbindungsleitern, die die Mehrzahl von Leiterstrukturen an vorbestimmten Positionen miteinander verbinden,
wobei die Mehrzahl von Leiterstrukturen eine erste Leiterstruktur, eine zweite Leiterstruktur, eine dritte Leiterstruktur und eine vierte Leiterstruktur umfassen, die der Reihe nach in einer Richtung des Stapelns auf unterschiedlichen Schichten angeordnet sind,
wobei die Mehrzahl von Zwischenschichtverbindungsleitern einen ersten Zwischenschichtverbindungsleiter und einen zweiten Zwischenschichtverbindungsleiter umfasst, wobei der erste Zwischenschichtverbindungsleiter die erste Leiterstruktur und die zweite Leiterstruktur miteinander verbindet, wobei der zweite Zwischenschichtverbindungsleiter die dritte Leiterstruktur und die vierte Leiterstruktur miteinander verbindet,
wobei die erste Leiterstruktur, die zweite Leiterstruktur und der erste Zwischenschichtverbindungsleiter eine erste Spule bilden,
wobei die dritte Leiterstruktur, die vierte Leiterstruktur und der zweite Zwischenschichtverbindungsleiter eine zweite Spule bilden und
wobei die erste Spule und die zweite Spule in einer Region von weniger als 1/3 einer Stapelhöhe eines Mehrschichtkörpers gebildet sind, der der die Mehrzahl von isolierenden Schichten in der Richtung des Stapelns enthält.

Mit der obigen Konfiguration wird ein Kopplungskoeffizient erhöht, während Induktivitäten der Spulen unterdrückt werden. Außerdem wird unnötige Kopplung mit einer Elektronikkomponente oder einem Leiter, die/der sich in der Nähe befindet, oder einer anderen Leiterstruktur in dem Mehrschichtkörper unterdrückt.
(2) Es wird bevorzugt, dass eine Kopplungsrichtung der zweiten Leiterstruktur und der dritten Leiterstruktur gleich ist wie eine Kopplungsrichtung des ersten Zwischenschichtverbindungsleiters und des zweiten Zwischenschichtverbindungsleiters. Dies erhöht den Kopplungskoeffizienten zwischen der ersten Spule und der zweiten Spule weiter.
(3) Es wird bevorzugt, dass der erste Zwischenschichtverbindungsleiter und der zweite Zwischenschichtverbindungsleiter einander in einer Draufsicht der isolierenden Schichten überlappen. Da die Zwischenschichtverbindungsleiter in einer Draufsicht miteinander überlappen, wird somit eine Kopplung zwischen dem ersten Zwischenschichtverbindungsleiter und dem zweiten Zwischenschichtverbindungsleiter, die beide in der Stapelrichtung angeordnet sind, hinzugefügt, und der Kopplungskoeffizient zwischen der ersten Spule und der zweiten Spule ist erhöht. Da die Zwischenschichtverbindungsleiter in einer Draufsicht miteinander überlappen, ist ferner eine Störung der Zwischenschichtverbindungsleiter mit einer Magnetfeldkopplung geringer als bei einer Struktur, bei der eine Mehrzahl von Zwischenschichtverbindungsleitern in einer Draufsicht verteilt angeordnet ist, wie bei einer Struktur der verwandten Technik. Dieser Effekt erhöht außerdem den Kopplungskoeffizienten zwischen der ersten Spule und der zweiten Spule.
(4) Es wird bevorzugt, dass der erste Zwischenschichtverbindungsleiter und der zweite Zwischenschichtverbindungsleiter mit einer einzelnen isolierenden Schicht aus der Mehrzahl von isolierenden Schichten dazwischen angeordnet in der Stapelrichtung angeordnet sind. Dies bewirkt, dass der erste Zwischenschichtverbindungsleiter und der zweite Zwischenschichtverbindungsleiter am nächsten zueinander sind, wodurch der obige Effekt des Erhöhens des Kopplungskoeffizienten verbessert wird.
(5) Es wird bevorzugt, dass die erste Leiterstruktur und die vierte Leiterstruktur eine geringere Anzahl von Windungen aufweisen als die zweite Leiterstruktur und die dritte Leiterstruktur. Dies unterdrückt unnötige Kopplung mit einer Elektronikkomponente oder einem Leiter, die/der sich in der Nähe befindet.
(6) Es wird bevorzugt, dass zumindest entweder die zweite Leiterstruktur oder die dritte Leiterstruktur eine Kapazitätsbildungsleiterstruktur aufweisen, die in der Richtung des Stapelns zugewandt ist und die teilweise eine Kapazität bildet. Dies ermöglicht es, die obige Kapazität als eine Impedanzanpassungsschaltung einer Hochfrequenzschaltung zu nutzen, die mit dem Magnetfeldkopplungselement zu verbinden ist.
(7) Es wird bevorzugt, dass eine Leiterstruktur der zweiten Leiterstruktur und der dritten Leiterstruktur eine Anschlussleitungsleiterstruktur umfasst, die einen Endabschnitt der isolierenden Schicht erreicht und dass die andere Leiterstruktur eine Kapazitätsbildungsleiterstruktur umfasst, die der Anschlussleitungsleiterstruktur zugewandt ist. Dies ermöglicht es, eine der Kapazitätsbildungsleiterstrukturen als die Anschlussleiterstruktur zu verwenden, die ursprünglich notwendig ist, und das Magnetfeldkopplungselement kann entsprechend verkleinert werden.
(8) Es wird bevorzugt, dass die Mehrzahl von isolierenden Schichten einen rechteckigen Parallelepiped-Mehrschichtkörper bilden, dass der Mehrschichtkörper eine erste Fläche und eine zweite Fläche umfasst, welche eine Fläche gegenüber zu der ersten Fläche darstellt und dass ein Anschluss, der mit einem ersten Ende der ersten Spule verbunden ist, ein Anschluss, der mit einem zweiten Ende der ersten Spule verbunden ist, ein Anschluss, der mit einem ersten Ende der zweiten Spule verbunden ist, und ein Anschluss, der mit einem zweiten Ende der zweiten Spule verbunden ist, einzeln auf der ersten Fläche und der zweiten Fläche gebildet sind. Mit dieser Struktur ist es möglich, das Magnetfeldkopplungselement durch Verwenden entweder der ersten Fläche oder der zweiten Fläche als Befestigungsfläche auf einem Schaltungssubstrat zu befestigen. In einem Fall, in dem die erste Fläche als die Befestigungsfläche verwendet wird und in einem Fall, in dem die zweite Fläche als die Befestigungsfläche verwendet wird, haben eine vordere Richtung des ersten und des zweiten Endes der ersten Spule und eine vordere Richtung des ersten Endes und des zweiten Endes der zweiten Spule eine symmetrische Beziehung. Entsprechend kann das Magnetfeldkopplungselement entweder durch Verwenden der ersten Fläche oder der zweiten Fläche als die Befestigungsfläche auf einem Schaltungssubstrat befestigt werden, sodass die Anschlüsse an Positionen angeordnet sind, die für die Position einer Schaltung oder eines Elements, mit der/dem die erste Spule und die zweite Spule verbunden sind, geeignet sind.
(9) Eine Antennenvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung umfasst: das Magnetfeldkopplungselement gemäß einem der obigen (1) bis (8); ein Strahlungselement, das mit dem ersten Ende der ersten Spule verbunden ist; und eine parasitäre Resonanzschaltung, die mit dem ersten Ende der zweiten Spule verbunden ist, wobei das erste Ende der ersten Spule ein Speiseschaltungsverbindungsteil ist, und
wobei das erste Ende der zweiten Spule mit Masse verbunden ist.
Mit der obigen Konfiguration wird eine Frequenzcharakteristik einer Rückflussdämpfung des Strahlungselements von der Speiseschaltung aus betrachtet durch eine Resonanzcharakteristik der parasitären Resonanzschaltung eingestellt, und in einem gewünschten Frequenzband wird ein Pol erzeugt, um das Band einer Frequenzcharakteristik der Antenne zu verbreitern.
(10) Es wird bevorzugt, dass eine Wicklungsrichtung der ersten Spule von dem zweiten Ende zu dem ersten Ende und eine Wicklungsrichtung der zweiten Spule von dem ersten Ende zu dem zweiten Ende entgegengesetzt zueinander sind. Somit sind die Induktivitäten der ersten Spule und der zweiten Spule aufgrund einer Kopplung zwischen der ersten Spule und der zweiten Spule um eine gegenseitige Induktivität reduziert, und Einflüsse auf eine Schaltungscharakteristik und eine Strahlungscharakteristik des Strahlungselements sind gering.
(11) Es wird ferner bevorzugt, einen Phasenschieber aufzunehmen, der zwischen das Speiseschaltungsverbindungsteil und die erste Spule geschaltet ist und eine Frequenzabhängigkeit aufweist. Dies ermöglicht es, eine Antennenvorrichtung zu bilden, die Impedanzanpassungen in einem breiteren Band durchführt.
(12) Es wird bevorzugt, dass ein zweiter Anschluss der zweiten Spule mit Masse verbunden ist, wobei der zweite Anschluss einem ersten Anschluss gegenüberliegt, mit dem die parasitäre Resonanzschaltung verbunden ist, und dass eine Länge einer Leitung zwischen der ersten Spule und der Speiseschaltung und eine Länge einer Leitung zwischen dem zweiten Anschluss der zweiten Spule und Masse geringer ist als eine 1/8-Wellenlänge einer Resonanzfrequenz.
Da das Magnetfeldkopplungselement hauptsächlich Magnetfeldkopplung verwendet, ist die Stärke der Kopplung erhöht, wenn das Magnetfeldkopplungselement in einen Abschnitt eingefügt ist, wo ein starker Strom fließt. Die starke Kopplung kann den Einfluss der Resonanz erhöhen, die durch Hinzufügen des Magnetfeldkopplungselements und des parasitären Elements erhalten wird, und da eine Resonanzbandbreite verbreitert ist, ist ein Frequenzband, in dem Kommunikation möglich ist, verbreitert. Außerdem ist eine Signalintensität erhöht und eine Kommunikationscharakteristik ist verbessert.
(13) Die Antennenvorrichtung kann einen Induktor umfassen, der zwischen die zweite Spule und die parasitäre Resonanzschaltung geschaltet ist. Da der Induktor in einen Abschnitt eingefügt ist, wo der Strom niedrig ist, während eine Änderung bei der Kopplung unterdrückt ist (Änderung bei der Impedanzanpassung ist unterdrückt), kann somit die Resonanzfrequenz auf der Seite der parasitären Resonanzschaltung verringert werden und ein gewünschtes Kommunikationsband kann erhalten werden. Während die Resonanzfrequenz beibehalten wird, kann alternativ die Länge der parasitären Resonanzschaltung reduziert werden und dadurch kann der genutzte Bereich reduziert werden.
(14) Die Antennenvorrichtung kann einen Induktor umfassen, der zwischen den ersten Anschluss der zweiten Spule und Masse geschaltet ist. Somit kann eine Reaktanz, die durch eine parasitäre Kapazität zwischen Masse und dem Magnetfeldkopplungselement durch Einfügung des Magnetfeldkopplungselements erzeugt wird, unterdrückt werden, und eine Änderung von einem Anpassungszustand, wo das Magnetfeldkopplungselement nicht befestigt ist, kann unterdrückt werden. Außerdem kann die Resonanzfrequenz der parasitären Resonanzschaltung verringert werden und ein gewünschtes Kommunikationsband oder eine gewünschte Kommunikationscharakteristika kann erhalten werden. Während die Resonanzfrequenz beibehalten wird, kann alternativ die Länge der Antenne reduziert werden und dadurch kann der genutzte Bereich reduziert werden.
(15) Die Antennenvorrichtung kann einen Kondensator umfassen, der zwischen die zweite Spule und die parasitäre Resonanzschaltung geschaltet ist. Somit kann die Resonanzfrequenz auf der Seite der parasitären Resonanzschaltung erhöht werden und ein gewünschtes Kommunikationsband kann erhalten werden.
(16) Die Antennenvorrichtung kann einen Kondensator umfassen, der zwischen den ersten Anschluss der zweiten Spule und Masse geschaltet ist. Somit kann eine parasitäre Kapazität, die zwischen Masse und dem Magnetfeldkopplungselement durch Einfügung des Magnetfeldkopplungselements erzeugt wird, reduziert werden, und eine Änderung von einem Anpassungszustand, wo das Magnetfeldkopplungselement nicht befestigt ist, kann unterdrückt werden. Außerdem kann die Resonanzfrequenz auf der Seite der parasitären Resonanzschaltung erhöht werden und ein gewünschtes Kommunikationsband oder eine gewünschte Kommunikationscharakteristik kann erhalten werden.
(17) Die Antennenvorrichtung kann konfiguriert sein, um ein zweites Magnetfeldkopplungselement, das eine dritte Spule und eine vierte Spule umfasst, wobei die dritte Spule zwischen die erste Spule und die Speiseschaltung geschaltet ist, wobei die vierte Spule mit der dritten Spule gekoppelt ist; und
eine zweite parasitäre Resonanzschaltung zu umfassen, die mit der vierten Spule verbunden ist. Somit kann die Anzahl der Resonanzen, die hinzuzufügen ist, erhöht werden, und eine Bandbreite ist verbreitert und entsprechend kann ein Bereich, in dem Kommunikation möglich ist, verbreitert werden. Falls die Resonanzfrequenz gleich ist, ist die Impedanzanpassung verbessert.
(18) Die Antennenvorrichtung kann ein zweites Magnetfeldkopplungselement, das eine dritte Spule und eine vierte Spule umfasst, wobei die dritte Spule zwischen die zweite Spule und die parasitäre Resonanzschaltung geschaltet ist, wobei die vierte Spule mit der dritten Spule gekoppelt ist; und
eine zweite parasitäre Resonanzschaltung umfassen, die mit der vierten Spule verbunden ist. Mit dieser Struktur kann eine Mehrzahl von parasitären Resonanzschaltungen verwendet werden und eine Kommunikationscharakteristik ist verbessert.
(19) Die Antennenvorrichtung kann einen Schalter umfassen, der zwischen die parasitäre Resonanzschaltung und Masse geschaltet ist. Dies kann eine Resonanzfrequenz ändern, die durch Bereitstellen des Magnetfeldkopplungselements und der parasitären Resonanzschaltung hinzugefügt wird, und kann eine Anpassung ändern, um die Impedanzanpassung zu verbessern. Außerdem kann die Resonanzfrequenz geändert werden oder die Anpassung kann so geändert werden, dass das Magnetfeldkopplungselement und die parasitäre Resonanzschaltung ohne weiteres miteinander gekoppelt werden, wodurch Impedanzanpassung verbessert wird.
(20) In einem Fall, in dem das Magnetfeldkopplungselement eine parasitäre Kapazität umfasst und die Antennenvorrichtung vorzugsweise einen Induktor umfasst, der mit dem Magnetfeldkopplungselement verbunden ist und eine Reaktanzkomponente unterdrückt, die in dem Magnetfeldkopplungselement durch parallele Resonanz mit der parasitären Kapazität erzeugt wird. Somit ist eine Reaktanzkomponente, die durch Einfügung des Magnetfeldkopplungselements hinzugefügt wird, aufgehoben und eine Änderung von einem Anpassungszustand, wo das Magnetfeldkopplungselement nicht befestigt ist, kann unterdrückt werden.
(21) Eine Antennenvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung umfasst das Magnetfeldkopplungselement gemäß einem der obigen Punkte (1) bis (8); ein Strahlungselement, das an einem ersten Abschnitt mit dem ersten Ende der ersten Spule verbunden ist und an einem zweiten Abschnitt mit der Speiseschaltung verbunden ist; und eine parasitäre Resonanzschaltung, die mit dem ersten Ende der zweiten Spule verbunden ist, wobei das zweite Ende der ersten Spule mit Masse verbunden ist und wobei das zweite Ende der zweiten Spule mit Masse verbunden ist.
Mit der obigen Konfiguration stören das Strahlungselement und die parasitäre Resonanzschaltung einander in Bezug auf die Strahlung nicht, wobei das Strahlungselement mit der ersten Spule des Magnetfeldkopplungselements verbunden ist, die parasitäre Resonanzschaltung mit dem zweiten Kopplungselement des Magnetfeldkopplungselements verbunden ist und die Strahlungscharakteristik des Strahlungselements nicht nachteilig beeinträchtigt wird. Außerdem ist eine Frequenzcharakteristik einer Rückflussdämpfung des Strahlungselements von der Speiseschaltung aus betrachtet durch die Resonanzcharakteristik der parasitären Resonanzschaltung eingestellt und in einem gewünschten Frequenzband wird ein Pol erzeugt, um das Band der Frequenzcharakteristik der Antenne zu verbreitern. Da eine Stromintensität in einem Abschnitt, der mit Masse verbunden ist, besonders hoch ist, können das Strahlungselement und die parasitäre Resonanzschaltung über das Magnetfeldkopplungselement miteinander gekoppelt sein. Außerdem können das Magnetfeldkopplungselement und die parasitäre Resonanzschaltung mit einem höheren Freiheitsgrad angeordnet werden.
(22) Eine elektronische Ausrüstung gemäß der vorliegenden Erfindung umfasst die obige Antennenvorrichtung; eine Speiseschaltung, die mit dem Magnetfeldkopplungselement verbunden ist; und ein Gehäuse, in dem die Speiseschaltung untergebracht ist, wobei ein Teil des Strahlungselements oder das gesamte Strahlungselement ein Teil des Gehäuses ist.
Mit der obigen Konfiguration ist es nicht notwendig, ein leitfähiges Bauglied oder eine Leiterstruktur bereitzustellen, die eigens für das Strahlungselement vorgesehen ist, und eine Verkleinerung kann erreicht werden. Bei einer elektronischen Ausrüstung, die ein Metallgehäuse umfasst, blockiert das Metallgehäuse außerdem die elektromagnetischen Wellen nicht.
Vorteilhafte Wirkungen der Erfindung
Gemäß der vorliegenden Erfindung können das Magnetfeldkopplungselement mit einer kleinen Induktivitätskomponente und einem hohen Kopplungskoeffizienten zwischen der ersten Spule und der zweiten Spule, die Antennenvorrichtung, die dasselbe enthält und die elektronische Ausrüstung erhalten werden.
Figurenliste

1 ist eine perspektivische Ansicht einer Kopplungsschaltung 30, die ein Beispiel eines Magnetfeldkopplungselements gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt.
2 ist eine auseinandergezogene Draufsicht, die Leiterstrukturen darstellt, die auf Schichten der Kopplungsschaltung 30 gebildet sind.
3 ist ein Schaltbild der Kopplungsschaltung 30.
4 ist eine perspektivische Ansicht, die eine Hauptkonfiguration einer Antennenvorrichtung 101 gemäß dem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung und eine elektronische Ausrüstung, die dieselbe enthält, darstellt.
5 ist eine Draufsicht eines Hauptteils der Antennenvorrichtung 101.
6 stellt eine Konfiguration der Kopplungsschaltung 30 und einer Schaltung, die mit derselben verbunden ist, dar.
7(A) ist ein Ersatzschaltbild der Antennenvorrichtung 101 in einem Hochband.
7(B) ist ein Ersatzschaltbild der Antennenvorrichtung 101 in einem Niedrigband.
8 stellt eine Frequenzcharakteristik einer Rückflussdämpfung der Antennenvorrichtung 101 und einer Antennenvorrichtung eines Vergleichsbeispiels dar.
9 ist ein konzeptionelles Diagramm, das eine Referenz bei der Impedanzanpassung darstellt in Abhängigkeit von der Stärke der Kopplung der Kopplungsschaltung.
Fig. stellen Beispiele einiger Leiterstrukturen einer ersten Spule oder einer zweiten 10(A) bis (H) Spule dar.
11 stellt eine Schaltungskonfiguration einer Antennenvorrichtung 102 gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel dar.
12 stellt eine Schaltungskonfiguration einer Antennenvorrichtung 103 gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel dar.
13 stellt eine Schaltungskonfiguration einer Antennenvorrichtung 104 gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel dar.
14 stellt eine Schaltungskonfiguration einer Antennenvorrichtung 105 gemäß einem fünften Ausführungsbeispiel dar.
15 stellt eine Schaltungskonfiguration einer Antennenvorrichtung 106A gemäß einem sechsten Ausführungsbeispiel dar.
16 stellt eine Schaltungskonfiguration einer Antennenvorrichtung 106B gemäß dem sechsten Ausführungsbeispiel dar.
17 stellt eine Schaltungskonfiguration einer Antennenvorrichtung 106C gemäß dem sechsten Ausführungsbeispiel dar.
18 stellt eine Schaltungskonfiguration einer Antennenvorrichtung 106D gemäß dem sechsten Ausführungsbeispiel dar.
19(A) stellt eine Schaltungskonfiguration einer Antennenvorrichtung 107A gemäß einem siebten Ausführungsbeispiel dar.
19(B) stellt eine Schaltungskonfiguration einer Antennenvorrichtung 107B gemäß dem siebten Ausführungsbeispiel dar.
20 ist eine auseinandergezogene Draufsicht, die Leiterstrukturen darstellt, die auf Schichten der Kopplungsschaltung 30 gemäß dem siebten Ausführungsbeispiel gebildet sind.
21 ist eine Schnittansicht der Kopplungsschaltung 30 gemäß dem siebten Ausführungsbeispiel.
22 ist eine Draufsicht, die eine Überlappung zwischen einer Leiterstruktur L12 und einer Leiterstruktur L21 darstellt, insbesondere in der Kopplungsschaltung 30 gemäß dem siebten Ausführungsbeispiel.
23 ist eine auseinandergezogene Draufsicht, die Leiterstrukturen darstellt, die auf Schichten einer anderen Kopplungsschaltung 30 gemäß dem siebten Ausführungsbeispiel gebildet sind.
24 stellt eine Schaltungskonfiguration einer Antennenvorrichtung 108 gemäß einem achten Ausführungsbeispiel dar.
25 stellt eine Schaltungskonfiguration einer Antennenvorrichtung 109 gemäß einem neunten Ausführungsbeispiel dar.
26 stellt eine Schaltungskonfiguration einer Antennenvorrichtung 110 gemäß einem zehnten Ausführungsbeispiel dar.
27(A) stellen Schaltungskonfigurationen von Antennenvorrichtungen 111A und und 27(B) 111B gemäß einem elften Ausführungsbeispiel dar.
28 stellt eine Schaltungskonfiguration einer Antennenvorrichtung 112 gemäß einem zwölften Ausführungsbeispiel dar.
29 stellt eine Schaltungskonfiguration einer Antennenvorrichtung 113 gemäß einem dreizehnten Ausführungsbeispiel dar.
30 stellt eine Schaltungskonfiguration einer Antennenvorrichtung 114 gemäß einem vierzehnten Ausführungsbeispiel dar.
31(A) stellt eine Schaltungskonfiguration einer Antennenvorrichtung 115 gemäß einem fünfzehnten Ausführungsbeispiel dar.
31(B) stellt eine Frequenzcharakteristik einer Rückflussdämpfung der Antennenvorrichtung 115 dar, die in 31(A) dargestellt ist, und einer Antennenvorrichtung gemäß einem Vergleichsbeispiel.
32 stellt eine Schaltungskonfiguration einer Antennenvorrichtung 116 gemäß einem sechzehnten Ausführungsbeispiel dar.
33 stellt eine Schaltungskonfiguration einer Antennenvorrichtung 117 gemäß einem siebzehnten Ausführungsbeispiel dar.
34 stellt eine Frequenzcharakteristik einer Rückflussdämpfung der Antennenvorrichtung 117 dar.
35 ist ein Schaltbild einer Antennenvorrichtung 118A gemäß einem achtzehnten Ausführungsbeispiel.
36 ist ein Schaltbild einer weiteren Antennenvorrichtung 118B gemäß dem achtzehnten Ausführungsbeispiel.
37 ist ein Schaltbild noch einer weiteren Antennenvorrichtung 118C gemäß dem achtzehnten Ausführungsbeispiel.
38 ist eine Draufsicht eines Hauptteils einer Antennenvorrichtung 119 gemäß einem neunzehnten Ausführungsbeispiel.
39 ist eine perspektivische Ansicht der Kopplungsschaltung 30 gemäß dem neunzehnten Ausführungsbeispiel.
40 stellt eine Konfiguration einer weiteren Kopplungsschaltung 30 gemäß dem neunzehnten Ausführungsbeispiel dar und ist eine auseinandergezogene Draufsicht, die Leiterstrukturen darstellt, die auf Schichten der Kopplungsschaltung 30 gebildet sind.
41 ist ein Schaltbild einer Antennenvorrichtung 120 gemäß einem zwanzigsten Ausführungsbeispiel, in der eine Speiseschaltung 1 verbunden ist.
42 ist ein Ersatzschaltbild, das einen Phasenschieber 50 gemäß dem zwanzigsten Ausführungsbeispiel darstellt, bei dem ein idealer Transformator IT und parasitäre Induktivitätskomponenten separat dargestellt sind.
43 stellt eine Frequenzcharakteristik eines Phaseschiebebetrags des Phasenschiebers 50 dar.
44(A) ist ein Schaltbild der Antennenvorrichtung, die in dem ersten Ausführungsbeispiel dargestellt ist, die den Phasenschieber 50 nicht enthält, und
44(B) stellt Impedanzorte dar, die auf einem Smith-Diagramm Impedanzen darstellen, wenn die Antennenvorrichtung von der Speiseschaltung 1 aus betrachtet wird.
45(A) ist ein Schaltbild einer Antennenvorrichtung, der der Phasenschieber 50 hinzugefügt ist.
45(B) stellt Impedanzorte dar, die auf einem Smith-Diagramm Impedanzen darstellen, wenn die Antennenvorrichtung von der Speiseschaltung 1 aus betrachtet wird.
46(A) ist ein Schaltbild einer Antennenvorrichtung, die einen Impedanzanpassungskondensator C5 umfasst.
46(B) stellt einen Impedanzort dar, der auf einem Smith-Diagramm eine Impedanz darstellt, wenn die Antennenvorrichtung von der Speiseschaltung 1 aus betrachtet wird.
47 stellt eine Frequenzcharakteristik einer Rückflussdämpfung der Antennenvorrichtungen, die in 44(A) und 46(A) dargestellt sind, und einer Antennenvorrichtung gemäß einem Vergleichsbeispiel dar.
48 ist eine externe perspektivische Ansicht des Phasenschiebers 50.
49 ist eine Draufsicht von Schichten in dem Phasenschieber 50.
50 ist eine Schnittansicht des Phasenschiebers 50.
51 stellt ein Beispiel von Leiterstrukturen auf Schichten in einem Fall dar, in dem eine Kopplungsgradeinstellschaltung, die in Patentdokument 1 dargestellt ist, auf einem Mehrschichtssubstrat gebildet ist.

Beschreibung der Ausführungsbeispiele
Erstes Ausführungsbeispiel
1 ist eine perspektivische Ansicht einer Kopplungsschaltung 30, die ein Beispiel des Magnetfeldkopplungselements gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt. 2 ist eine auseinandergezogene Draufsicht, die Leiterstrukturen darstellt, die auf Schichten der Kopplungsschaltung 30 gebildet sind.
Die Kopplungsschaltung 30 gemäß diesem Ausführungsbeispiel ist eine rechteckige Parallelepiped-Chipkomponente, die auf einem Schaltungssubstrat in elektronischer Ausrüstung zu befestigen ist. In 1 sind eine äußere Form der Kopplungsschaltung 30 und eine innere Struktur derselben getrennt dargestellt. Die äußere Form der Kopplungsschaltung 30 ist durch eine Zweipunkt-Strichlinie dargestellt. Auf einer Außenfläche der Kopplungsschaltung 30 sind ein Speiseschaltungsverbindungsanschluss PF, ein Strahlungselementverbindungsanschluss PA, ein Masseanschluss PG und ein Parasitäre-Resonanzschaltung-Verbindungsanschluss PS gebildet. Außerdem umfasst die Kopplungsschaltung 30 eine erste Fläche MS1 und eine zweite Fläche MS2, die eine Fläche gegenüber der ersten Fläche darstellt. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist die erste Fläche S1 eine Befestigungsfläche und diese Fläche ist einem Schaltungssubstrat zugewandt. Auf einer oberen Fläche (zweite Fläche), welche eine Fläche gegenüber der Befestigungsfläche (erste Fläche) MS1 darstellt, ist eine Richtungsunterscheidungsmarkierung DDM vorgesehen. Diese Richtungsunterscheidungsmarkierung DDM wird zum Erfassen einer Richtung einer Chipkomponente verwendet, wenn beispielsweise die Kopplungsschaltung 30 als die Chipkomponente auf einem Schaltungssubstrat in einer Befestigungsvorrichtung befestigt ist.
In der Kopplungsschaltung 30 sind eine erste Leiterstruktur L11, eine zweite Leiterstruktur L12, eine dritte Leiterstruktur L21 und einer vierte Leiterstruktur L22 gebildet. Die erste Leiterstruktur L11 und die zweite Leiterstruktur L12 sind über einen Zwischenschichtverbindungsleiter V1 miteinander verbunden. Die dritte Leiterstruktur L21 und die vierte Leiterstruktur L22 sind über einen Zwischenschichtverbindungsleiter V2 miteinander verbunden. Es ist anzumerken, dass 1 isolierende Materialien S11, S12, S21 und S22, auf denen die jeweiligen Leiterstrukturen gebildet sind, getrennt in einer Stapelrichtung darstellt. Diese isolierenden Materialien S11, S12, S21 und S22 können ein nichtmagnetischer Keramikmehrschichtkörper sein, der aus LTCC (LTCC = Low Temperature Co-fired Ceramics = bei niedriger Temperatur gleichzeitig eingebrannte Keramik) oder dergleichen sein oder kann ein Harz-Mehrschichtkörper sein, der aus einem Harzmaterial gebildet ist, wie zum Beispiel Polyimid oder Flüssigkristallpolymer. Da die Materialschichten nicht magnetisch sind (kein magnetisches Ferrit) ist es auf diese Weise möglich, die Materialschichten selbst in einem Hochfrequenzband, das mehrere hundert MHz überschreitet, für eine Kopplungsschaltung zu verwenden.
Jede der obigen Leiterstrukturen und der Zwischenschichtverbindungsleiter sind aus einem Leitermaterial gebildet, das Ag oder Cu als Hauptkomponente enthält und einen geringen spezifischen Widerstand aufweist. In einem Fall, in dem die Materialschichten Keramik sind, sind die Leiterstrukturen und die Zwischenschichtverbindungsleiter beispielsweise durch Siebdruck und Brennen einer leitfähigen Paste, die Ag oder Cu als Hauptkomponente enthält, gebildet. In einem Fall, in dem die Materialschichten Harz sind, sind die Leiterstrukturen und die Zwischenschichtverbindungsleiter beispielsweise durch Ätzen oder dergleichen einer Metallfolie, wie zum Beispiel einer Al-Folie oder einer Cu-Folie strukturiert.
Der Speiseschaltungsverbindungsanschluss PF und der Strahlungselementverbindungsanschluss PA sind Anschlüsse, mit denen beide Enden der ersten Spule verbunden sind, und der Strahlungselementverbindungsanschluss PA und der Masseanschluss PG sind Anschlüsse, mit denen beide Enden der zweiten Spule verbunden sind. Obwohl Namen der jeweiligen Anschlüsse Namen für einen Anwendungsfall bei einer Antennenvorrichtung sind, die hierin nachfolgend beschrieben wird, werden diese Namen hierin verwendet.
Wie es in 2 dargestellt ist, sind die erste Leiterstruktur L11, die zweite Leiterstruktur L12, die dritte Leiterstruktur L21 und die vierte Leiterstruktur L22 auf dem isolierenden Material S11, dem isolierenden Material S12, dem isolierenden Material S21 bzw. dem isolierenden Material S22 gebildet. Die isolierenden Materialien S11, S12, S21 und S22 sind auf solch eine Weise gestapelt, dass diese Spulenleiterstrukturen in der folgenden Reihenfolge von einer Schicht nahe zu der Befestigungsfläche angeordnet sind: Die erste Leiterstruktur L11, die zweite Leiterstruktur L12, die dritte Leiterstruktur L21 und die vierte Leiterstruktur L22. Es ist anzumerken, dass 2 isolierende Materialien darstellt, auf denen Spulenleiterstrukturen gebildet sind. In der Kopplungsschaltung 30 gemäß diesem Ausführungsbeispiel ist ein isolierendes Material, auf dem keine Spulenleiterstruktur gebildet ist, unter dem isolierenden Material S11 und über dem isolierenden Material S22 gestapelt.
Ein erstes Ende der ersten Leiterstruktur L11 ist mit dem Strahlungselementverbindungsanschluss PA verbunden und ein zweites Ende desselben ist über den Zwischenschichtverbindungsleiter V1 mit einem ersten Ende der zweiten Leiterstruktur L12 verbunden. Ein zweites Ende der zweiten Leiterstruktur L12 ist mit dem Speiseschaltungsverbindungsanschluss PF verbunden. Ein erstes Ende der dritten Leiterstruktur L21 ist mit dem Parasitäre-Resonanzschaltung-Verbindungsanschluss PS verbunden und ein zweites Ende der dritten Leiterstruktur L21 ist über den Zwischenschichtverbindungsleiter V2 mit einem ersten Ende der vierten Leiterstruktur L22 verbunden. Ein zweites Ende der vierten Leiterstruktur L22 ist mit dem Masseanschluss PG verbunden.
Der erste Zwischenschichtverbindungsleiter V1 und der zweite Zwischenschichtverbindungsleiter V2 überlappen einander in einer Draufsicht der isolierenden Schichten. Bei dem in 2 dargestellten Beispiel sind der erste Zwischenschichtverbindungsleiter V1 und der zweite Zwischenschichtverbindungsleiter V2 in einer Draufsicht an identischen Positionen.
In einem Fall, in dem die Kopplungsschaltung 30 durch Verwenden eines Harzmehrschichtsubstrats gebildet ist, sind die obigen isolierenden Materialien S11, S12, S21 und S22 beispielsweise Flüssigkristallpolymer(LCP; LCP = liquid crystal polymer)-Lagen und die Leiterstrukturen L11, L12, L21 und L22 werden beispielsweise durch Strukturieren einer Kupferfolie erhalten. In einem Fall, in dem die Kopplungsschaltung 30 mit einem Keramikmehrschichtsubstrat gebildet ist, sind die isolierenden Materialien S11, S12, S21 und S22 beispielsweise LTCC und die Leiterstrukturen L11, L12, L21 und L22 werden beispielsweise durch Drucken einer Kupferpaste erhalten.
3 ist ein Schaltbild der Kopplungsschaltung 30, die die obigen vier Spulenleiterstrukturen enthält. Die zweite Leiterstruktur L12 und die erste Leiterstruktur L11 sind in Reihe geschaltet, um eine erste Spule 31 zu bilden. Gleichartig dazu sind die vierte Leiterstruktur L22 und die dritte Leiterstruktur L21 in Reihe geschaltet, um eine zweite Spule 32 zu bilden. Die zweite Leiterstruktur L12 und die dritte Leiterstruktur L21 sind in der Stapelrichtung benachbart zueinander und eine Magnetfeldkopplung zwischen der zweiten Leiterstruktur L12 und der dritten Leiterstruktur L21 ist besonders stark. Daher sind die zweite Leiterstruktur L12 und die dritte Leiterstruktur L21 in 3 Seite an Seite dargestellt. Es versteht sich von selbst, dass Magnetfeldkopplung zwischen der zweiten Leiterstruktur L12 und der vierten Leiterstruktur L22 und zwischen der ersten Leiterstruktur L11 und der dritten Leiterstruktur L21 gebildet ist. Es ist anzumerken, dass die rechte Seite und die linke Seite in 3 als primär bzw. sekundär bezeichnet werden, um der Anordnung der Kopplungsschaltung 30 in elektronischer Ausrüstung zu entsprechen, die nachfolgend beschrieben wird.
Mit der obigen Konfiguration überlappen die jeweiligen Leiterstrukturen L11, L12, L21 und L22 einander entlang dem gesamten Umfang in einer Draufsicht und die jeweiligen Leiterstrukturen L11, L12, L21 und L22 liegen in der Stapelrichtung am nächsten zueinander (benachbart zueinander in der Stapelrichtung ohne weitere isolierende Materialien dazwischen angeordnet). Daher ist der Kopplungskoeffizient zwischen der ersten Spule und der zweiten Spule hoch. Außerdem sind der erste Zwischenschichtverbindungsleiter V1 und der zweite Zwischenschichtverbindungsleiter V2 beide in der Stapelrichtung angeordnet und überlappen einander in einer Draufsicht und somit ist zwischen dem ersten Zwischenschichtverbindungsleiter V1 und dem zweiten Zwischenschichtverbindungsleiter V2 eine Magnetfeldkopplung gebildet. Dies erhöht den Kopplungskoeffizienten zwischen der ersten Spule und der zweiten Spule. Da außerdem die Zwischenschichtverbindungsleiter V1 und V2 in einer Draufsicht einander überlappen, ist eine Störung der Zwischenschichtverbindungsleiter mit der Magnetfeldkopplung geringer als bei einer Struktur, bei der eine Mehrzahl von Zwischenschichtverbindungsleitern in einer Draufsicht gestreut angeordnet ist wie bei einer Struktur des Stands der Technik. Dieser Effekt erhöht auch den Kopplungskoeffizienten zwischen der ersten Spule und der zweiten Spule.
Außerdem ist eine Wicklungsrichtung der ersten Spule 31 von dem Strahlungselementverbindungsanschluss PA zu dem Speiseschaltungsverbindungsanschluss PF gleich wie eine Wicklungsrichtung der zweiten Spule 32 von dem Parasitäre-Resonanzschaltung-Verbindungsanschluss PS zu dem Masseanschluss PG. Ferner ist eine Richtung des Zwischenschichtverbindungsleiters V1 von einem Ende (Verbindungspunkt mit der Leiterstruktur L11) zu dem anderen Ende (Verbindungspunkt mit der Leiterstruktur L12) gleich wie eine Richtung des Zwischenschichtverbindungsleiters V2 von einem Ende (Verbindungspunkt mit der Leiterstruktur L21) zu dem anderen Ende (Verbindungspunkt mit der Leiterstruktur L22). Das heißt, eine Polarität einer Magnetfeldkopplung zwischen dem Zwischenschichtverbindungsleiter V1 und dem Zwischenschichtverbindungsleiter V2 ist gleich wie eine Polarität der Magnetfeldkopplung zwischen den Leiterstrukturen L11 und L12 und den Leiterstrukturen L21 und L22. Daher erhöht eine Kopplung zwischen dem Zwischenschichtverbindungsleiter V1 und dem Zwischenschichtverbindungsleiter V2 die Stärke der Kopplung zwischen der ersten Spule 31 und der zweiten Spule 32. Somit erhöht dieser Effekt auch den Kopplungskoeffizienten zwischen der ersten Spule 31 und der zweiten Spule 32.
Außerdem sind bei diesem Ausführungsbeispiel der erste Zwischenschichtverbindungsleiter V1 und der zweite Zwischenschichtverbindungsleiter V2 in einer Stapelrichtung mit nur einer einzelnen isolierenden Schicht (dem isolierenden Material S21, auf dem die dritte Leiterstruktur L21 gebildet ist) aus einer Mehrzahl von isolierenden Schichten dazwischen liegend angeordnet. Dies bewirkt, dass der erste Zwischenschichtverbindungsleiter V1 und der zweite Zwischenschichtverbindungsleiter V2 am nächsten zueinander liegen, wodurch der obige Effekt des Erhöhens des Kopplungskoeffizienten verbessert wird.
Wie es in 2 dargestellt ist, hat die erste Leiterstruktur L11 etwa 0,5 Windungen, die zweite Leiterstruktur L12 hat etwa 1 Windung, die dritte Leiterstruktur L21 hat etwa 0,75 Windungen und die vierte Leiterstruktur L22 hat etwa 0,75 Windungen. Das heißt, die erste Spule 31 hat 1,5 Windungen und die zweite Spule 32 hat 1,5 Windungen. Auf diese Weise ist die Anzahl von Windungen der ersten Spule und der zweiten Spule geringer als diejenige eines gewöhnlichen Hochfrequenztransformators und die Primärinduktivität und die Sekundärinduktivität sind klein. Genauer gesagt, es wird bevorzugt, dass die Anzahl von Spulenwindungen der zumindest einen der ersten Spule 31 und der zweiten Spule 32 geringer als 2 Windungen ist. Wie es oben beschrieben ist, ist ferner der Kopplungskoeffizient zwischen der ersten Spule 31 und der zweiten Spule 32 hoch (z. B. etwa 0,8) und somit ist die Streuinduktivität ebenfalls klein. Um einen Streumagnetfluss zu unterdrücken, ist es außerdem vorzuziehen, dass sowohl die erste Spule 31 als auch die zweite Spule 32 eine geschlossene Spule ist, die in einer Spulenachsenrichtung in einer Draufsicht zur Schleife geschaltet ist, anders ausgedrückt, eine Torusform aufweist. Das heißt, es wird bevorzugt, dass eine Wicklung 1 oder mehr Windungen hat.
10(A) bis (H) stellen Beispiele einiger Leiterstrukturen der ersten Spule oder der zweiten Spule dar. Obwohl die Leiterstrukturen, die auf unterschiedlichen Schichten gebildet sind, in einer Draufsicht miteinander überlappen, stellen 10(A) bis (H) die Leiterstrukturen auf den jeweiligen Schichten dar, deren Überlappung absichtlich verschoben ist, um die Anzahl von Windungen anzuzeigen.
Falls der Mehrschichtkörper, der die Kopplungsschaltung 30 bildet, ein rechteckiges Parallelepiped ist und beide Endabschnitte einer Spule zu einer Seitenfläche des rechteckigen Parallelepipeds geführt sind, wie es in 10(A) und (B) dargestellt ist, wird es bevorzugt, dass eine Anzahl von Windungen n von sowohl der ersten Spule 31 als auch der zweiten Spule 32 1,75 < n < 2,25 ist. 10(A) ist ein Beispiel zum Bilden der Leiterstrukturen auf zwei isolierenden Schichten. Falls eine Leiterstruktur einer ersten Schicht etwa 1 Windung aufweist und eine Leiterstruktur einer zweiten Schicht etwa 0,75 Windungen aufweist, ist es möglich, beide Endabschnitte einer Spule mit etwa 1,75 Windungen zu einer Seitenfläche zu führen. 10(B) ist ein Beispiel des Bildens der Leiterstrukturen auf drei isolierenden Schichten. Falls eine Leiterstruktur einer ersten Schicht etwa 1 Windung aufweist, eine Leiterstruktur einer zweiten Schicht etwa 1 Windung aufweist und eine Leiterstruktur einer dritten Schicht etwa 0,25 Windungen aufweist, ist es möglich, beide Endabschnitte einer Spule mit etwa 2,25 Windungen zu einer Seitenfläche zu führen.
In einem Fall, in dem der Mehrschichtkörper, der die Kopplungsschaltung 30 bildet, ein rechteckiges Parallelepiped ist, wird ein Endabschnitt einer Spule zu einer Seitenfläche des rechteckigen Parallelepipeds geführt und der andere Endabschnitt der Spule wird zu einer anderen Seitenfläche geführt, die in einer Spulenwicklungsrichtung benachbart ist, wird es bevorzugt, dass die Anzahl von Windungen der Spule 1 < n < 1,5 beträgt. 10(C) ist ein Beispiel eines Falls des Bildens der Leiterstrukturen mit zwei Schichten. Falls eine Leiterstruktur einer ersten Schicht etwa 0,75 Windungen aufweist und eine Leiterstruktur einer zweiten Schicht etwa 0,25 Windungen aufweist, ist es möglich, beide Endabschnitte einer Spule mit etwa 1 Windung zu zwei Seitenflächen zu führen. 10(D) ist ein Beispiel eines Falls des Bildens der Leiterstrukturen mit zwei Schichten. Falls eine Leiterstruktur einer ersten Schicht etwa 0,75 Windungen aufweist und eine Leiterstruktur einer zweiten Schicht etwa 0,75 Windungen aufweist, ist es möglich, beide Endabschnitte einer Spule mit etwa 1,5 Windungen zu zwei Seitenflächen zu führen.
In einem Fall, in dem der Mehrschichtkörper, der die Kopplungsschaltung 30 bildet, ein rechteckiges Parallelepiped ist, wird ein Endabschnitt einer Spule zu einer Seitenfläche des rechteckigen Parallelepipeds geführt und der andere Endabschnitt der Spule wird zu einer anderen Seitenfläche geführt, die in einer Richtung entgegengesetzt zu der Spulenwicklungsrichtung benachbart ist, wird es bevorzugt, dass die Anzahl von Windungen der Spule 1,5 < n < 2 beträgt. 10(E) ist ein Fall des Bildens der Leiterstrukturen mit zwei Schichten. Falls eine Leiterstruktur einer ersten Schicht etwa 1 Windung aufweist und eine Leiterstruktur einer zweiten Schicht etwa 0,5 Windungen aufweist, ist es möglich, beide Endabschnitte einer Spule mit etwa 1,5 Windungen zu zwei Seitenflächen zu führen. 10(F) ist ein Fall des Bildens der Leiterstrukturen mit zwei Schichten. Falls eine Leiterstruktur einer ersten Schicht etwa 1 Windung aufweist und eine Leiterstruktur einer zweiten Schicht etwa 1 Windung aufweist, ist es möglich, beide Endabschnitte einer Spule mit etwa 2 Windungen zu zwei Seitenflächen zu führen.
In einem Fall, in dem der Mehrschichtkörper, der die Kopplungsschaltung 30 bildet, ein rechteckiges Parallelepiped ist, wird ein Endabschnitt einer Spule zu einer Seitenfläche des rechteckigen Parallelepipeds geführt und der andere Endabschnitt der Spule wird zu einer anderen Seitenfläche geführt, die der Seitenfläche zugewandt ist, wird es bevorzugt, dass die Anzahl von Windungen der Spule 1,25 < n < 1,75 beträgt. 10(G) ist ein Beispiel des Bildens der Leiterstrukturen auf zwei isolierenden Schichten. Falls eine Leiterstruktur einer ersten Schicht etwa 1 Windung aufweist und eine Leiterstruktur einer zweiten Schicht etwa 0,25 Windungen aufweist, ist es möglich, beide Endabschnitte einer Spule mit einer kleinen Anzahl von Windungen, die etwa 1,25 Windungen beträgt, zu zwei zugewandten Seitenflächen zu führen. In 10(H), falls eine Leiterstruktur einer ersten Schicht etwa 1 Windung aufweist und eine Leiterstruktur einer zweiten Schicht etwa 0,75 Windungen aufweist, ist es möglich, beide Endabschnitte einer Spule mit etwa 1,75 Windungen zu zwei zugewandten Seitenflächen zu führen.
Außerdem fallen die Leiterstrukturen L11, L12, L21 und L22, die die erste Spule 31 und die zweite Spule 32 bilden, in einen Bereich von weniger als 1/3 einer Stapelhöhe des Mehrschichtkörpers, der die Kopplungsschaltung 30 bildet, in der Stapelrichtung. Somit ist der Kopplungskoeffizient zwischen der ersten Spule 31 und der zweiten Spule 32 hoch. Das heißt, obwohl die Anzahl von Spulenwindungen weiter erhöht werden kann, ist in dem Mehrschichtkörper die Anzahl von Spulenwindungen nicht erhöht und somit ist der Kopplungskoeffizient erhöht, während die Spuleninduktivitäten unterdrückt sind. Außerdem ist mit dieser Struktur unnötige Kopplung zwischen den Leiterstrukturen L11, L12, L21 und L22 in dem Mehrschichtkörper und einer Elektronikkomponente oder einem Leiter, die/der sich in der Nähe befindet, unterdrückt.
In einem Fall, in dem es in dem Mehrschichtkörper eine weitere Struktur gibt, die weder mit der ersten Spule 31 noch der zweiten Spule 32 verbunden ist, wie zum Beispiel eine Kondensatorstruktur, ist die Konfiguration wie folgt. Zunächst wird es in einem Fall, in dem die erste Spule 31 und die zweite Spule 32 in einer Region zwischen einer anderen Struktur und der oberen Fläche oder Befestigungsfläche des Mehrschichtkörpers vorgesehen sind, bevorzugt, dass die erste Spule 31 und die zweite Spule 32 in einen Bereich von weniger als 1/3 einer Stapelhöhe der Region fallen. Außerdem wird es in einem Fall, in dem es zwei „andere Strukturen“ gibt und die erste Spule 31 und die zweite Spule 32 in einer Region zwischen den beiden anderen Strukturen vorgesehen sind, bevorzugt, dass die erste Spule 31 und die zweite Spule 32 in einen Bereich von weniger als 1/3 der Stapelhöhe der Region zwischen den beiden „anderen Strukturen“ fallen. Dies unterdrückt unnötige Kopplung mit einer Elektronikkomponente oder einem Leiter, die/der sich in Nähe befindet, oder den anderen Leiterstrukturen in dem Mehrschichtkörper.
Die Anzahl von Windungen der ersten Leiterstruktur L11 und der vierten Leiterstruktur L22 ist kleiner als diejenige der zweiten Leiterstruktur L12 und der dritten Leiterstruktur L21. Das heißt, eine Leiterstrukturlänge einer Spulenleiterstruktur, die näher zu einer Außenschicht als zu einer Innenschicht ist, ist relativ klein. Dies verringert einen zugewandten Bereich zwischen der Elektronikkomponente und dem Leiter, die/der sich in der Nähe befindet, und der Kopplungsschaltung 30, wodurch unnötige Kopplung unterdrückt wird.
Gemäß diesem Ausführungsbeispiel kann ein Magnetfeldkopplungselement mit einer kleinen Induktivitätskomponente und einem hohen Kopplungskoeffizienten zwischen der ersten Spule und der zweiten Spule erhalten werden.
Bei dem in 2 dargestellten Beispiel ist eine Kapazitätsbildungsleiterstruktur C11 in einem Teil der zweiten Leiterstruktur L12 gebildet und eine Kapazitätsbildungsleiterstruktur C12 ist in einem Teil der dritten Leiterstruktur L21 gebildet.
Wie es in 3 dargestellt ist, ist entsprechend eine Kapazität C1 zwischen einem Mittelteil der zweiten Leiterstruktur L12 und dem Parasitäre-Resonanzschaltung-Verbindungsanschluss P2 gebildet. Die Kapazität C1 dient als eine Impedanzanpassungsschaltung einer Hochfrequenzschaltung, die mit der Kopplungsschaltung 30 zu verbinden ist.
Die Kapazitätsbildungsleiterstruktur C11 hat eine Form, die von der zweiten Leiterstruktur L12 zu einer Außenseite eines Wicklungsbereichs der zweiten Leiterstruktur L12 vorsteht. Außerdem hat die Kapazitätsbildungsleiterstruktur C12 eine Form, die von der dritten Leiterstruktur L21 zu der Außenseite eines Wicklungsbereichs der dritten Leiterstruktur L21 vorsteht. Obwohl die Kapazitätsbildungsleiterstrukturen enthalten sind, überlappen auf diese Weise die Leiterstrukturen L11, L12, L21 und L22 für die Spulenbildung miteinander entlang dem gesamten Umfang in einer Draufsicht. Entsprechend stören die Kapazitätsbildungsleiterstrukturen den Magnetfluss nicht, der durch Spulenöffnungen verläuft, und der hohe Kopplungskoeffizient zwischen der ersten Spule und der zweiten Spule kann beibehalten werden.
Da die Kapazitätsbildungsleiterstrukturen C11 und C12 als Teile (Abschnitte) der Leiterstrukturen für Spulenbildung gebildet sind, ist außerdem eine unnötige Kopplung zwischen diesen Kapazitätsbildungsleiterstrukturen und einer Elektronikkomponente oder einem Leiter, die/der sich in der Nähe befindet, unterdrückt.
Außerdem ist die Kapazitätsbildungsleiterstruktur C12 auch ein Teil einer vorderen Leiterstruktur, die den Parasitäre-Resonanzschaltung-Verbindungsanschluss erreicht, welcher ein Endabschnitt des isolierenden Materials S21 ist. Auf diese Weise kann durch Verwenden einer der Kapazitätsbildungsleiterstrukturen als vordere Leiterstruktur, die ursprünglich notwendig ist, die Kopplungsschaltung 30 entsprechend verkleinert werden.
Als Nächstes werden eine Antennenvorrichtung, die die Kopplungsschaltung 30 enthält, und eine elektronische Ausrüstung beschrieben. 4 ist eine perspektivische Ansicht, die eine Hauptkonfiguration einer Antennenvorrichtung 101 und einer elektronischen Ausrüstung, die dieselbe enthält, darstellt. 5 ist eine Draufsicht eines Hauptteils der Antennenvorrichtung 101.
Ein Metallgehäuse der elektronischen Ausrüstung umfasst ein Strahlungselement 10, welches ein Endabschnitt des Metallgehäuses ist, und ein Metallgehäusehauptteil 40. Das Metallgehäusehauptteil 40 besteht aus einem Ebenenteil 41 und Seitenflächenteilen 42 und 43.
Die Antennenvorrichtung 101 umfasst das Strahlungselement 10, eine parasitäre Resonanzschaltung 20 und die Kopplungsschaltung 30.
Das Strahlungselement 10 ist der Endabschnitt des Metallgehäuses und besteht aus einem Endflächenteil 11 und Seitenflächenteilen 12 und 13. Ein Endabschnitt des Seitenflächenteils 12 ist über einen Induktor 8 mit der Masse eines Schaltungssubstrats 6 verbunden (ist geerdet). Obwohl ein Endabschnitt des Seitenflächenteils 13 offen ist, wird zwischen diesem offenen Ende und Masse eine parasitäre Kapazität C erzeugt. Es ist anzumerken, dass ein Verbinder 7, wie zum Beispiel ein USB, auf dem Schaltungssubstrat 6 befestigt ist und eine Öffnung für den Verbinder 7 in dem Endflächenteil 11 gebildet ist. Der Verbinder 7 ist jedoch keine Komponente der Antennenvorrichtung 101.
Das Schaltungssubstrat 6 umfasst eine Masseregion GZ, in der eine Masseelektrode GND gebildet ist und eine Nicht-Masseregion NGZ, in der keine Masseelektrode gebildet ist. Der Endabschnitt des Metallgehäuses, welcher das Strahlungselement 10 ist, ist auf der Nicht-Masseregionseite angeordnet. In der Nicht-Masseregion NGZ des Schaltungssubstrats 6 ist die parasitäre Resonanzschaltung 20 durch Verwenden einer Leiterstruktur gebildet. Außerdem ist in der Nicht-Masseregion NGZ des Schaltungssubstrats 6 eine Speiseleitung 9 gebildet, die die Kopplungsschaltung 30 und das Strahlungselement 10 miteinander verbindet.
Wie es in 5 dargestellt ist, ist die parasitäre Resonanzschaltung 20 durch Verwenden einer linearen Leiterstruktur gebildet, die in der Mitte ein Rückführteil 20FB aufweist. Da die lineare Leiterstruktur mit einem Rückführteil in der Mitte verwendet wird, ist auf diese Weise die parasitäre Resonanzschaltung 20 in einem kleinen Bereich vorgesehen. Außerdem sind bei diesem Ausführungsbeispiel ein erstes lineares Leiterstrukturteil 21, das sich von der Kopplungsschaltung 30 erstreckt, und ein zweites lineares Leiterstrukturteil 22, das zu einer Seite entfernt von dem Strahlungselement 10 zurückführt, enthalten. Da ein Teil nahe zu dem Strahlungselement 10 (insbesondere dem Endflächenteil 11) kurz ist, und Erstreckungsrichtungen einander entgegengesetzt sind, ist mit dieser Struktur eine wesentliche Kopplung mit dem Strahlungselement 10 (insbesondere dem Endflächenteil 11) schwach. Dies unterdrückt unnötige Kopplung zwischen der parasitären Resonanzschaltung 20 und dem Strahlungselement 10.
Es ist anzumerken, dass das zweite lineare Leiterstrukturteil 22 breiter ist als das erste lineare Leiterstrukturteil 21. Somit kann eine Resonanzbandbreite verbreitert werden.
6 stellt eine Konfiguration der Kopplungsschaltung 30 und einer damit verbundenen Schaltung dar. Die Kopplungsschaltung 30 umfasst die erste Spule 31 und die zweite Spule 32 und ein Transformator wird durch die erste Spule 31 und die zweite Spule 32 gebildet. Die erste Spule 31 und die zweite Spule 32 haben kleine Induktivitäten, von denen jede 10 nH oder weniger beträgt. Das Strahlungselement 10 und die parasitäre Resonanzschaltung 20 sind über die Kopplungsschaltung 30 mit einem Kopplungskoeffizienten von 0,5 oder mehr, vorzugsweise einem Kopplungskoeffizienten von 0,8 oder mehr miteinander gekoppelt. Da die Induktivität eines Kopplungselements kleiner ist, kann ein Einfluss auf eine Schaltungscharakteristik und eine Strahlungscharakteristik des Strahlungselements 10 stärker unterdrückt werden. Da der Kopplungskoeffizient höher ist, können das Strahlungselement 10 und die parasitäre Resonanzschaltung 20 stärker elektrisch miteinander verbunden werden und ein Resonanzpunkt kann zu nur einer Frequenz hinzugefügt werden, bei der die parasitäre Resonanzschaltung 20 stärker zu der Resonanz beiträgt. Auf diese Weise ist durch Konfigurieren eines Transformators, bei dem elektromagnetische Feldkopplung zwischen der ersten Spule 31 und der zweiten Spule 32 gebildet ist, eine Kopplungsschaltung mit einem hohen Kopplungskoeffizienten zwischen der ersten Spule 31 und der zweiten Spule 32 gebildet und eine Resonanzcharakteristik der parasitären Resonanzschaltung 20 zeigt sich wahrscheinlich wenn das Strahlungselement 10 von einer Speiseschaltung 1 aus betrachtet wird.
Die erste Spule 31 ist zwischen das Strahlungselement 10 und die Speiseschaltung 1 geschaltet. Ein erstes Ende der zweiten Spule 32 ist mit der parasitären Resonanzschaltung 20 verbunden und ein zweites Ende derselben ist mit der Masse des Schaltungssubstrats 6 verbunden (ist geerdet).
Mit der elektronischen Ausrüstung gemäß diesem Ausführungsbeispiel wird das Metallteil des Gehäuses, das die Speiseschaltung aufnimmt, als Strahlungselement verwendet und somit ist es nicht notwendig, ein leitfähiges Bauglied oder eine Leiterstruktur bereitzustellen, die dem Strahlungselement zugewiesen ist, wodurch eine Verkleinerung erreicht wird. Außerdem blockiert auch bei der elektronischen Ausrüstung, die ein Metallgehäuse umfasst, das Metallgehäuse die elektromagnetischen Wellen nicht.
7(A) ist ein Ersatzschaltbild der Antennenvorrichtung 101 in einem Hochband. In einem Hochband (z. B. 1,6 GHz bis 2,3 GHz) hat der Induktor 8 (siehe 5 und 6) eine vorbestimmte hohe Impedanz und eine Spitze des Strahlungselements 10 ist äquivalent offen. In diesem Zustand dient das Strahlungselement als eine Antenne vom Monopoltyp, die bei ¾-Wellenlängen oder (2n+1)/4-Wellenlängen in Resonanz ist (n ist eine natürliche Zahl).
7(B) ist ein Ersatzschaltbild der Antennenvorrichtung 101 in einem Niedrigband. In einem Niedrigband (z. B. 700 MHz bis 900 MHz) hat der Induktor 8 eine vorbestimmte Induktivität und die Spitze des Strahlungselements 10 ist über den Induktor 8 geerdet. In diesem Zustand dient das Strahlungselement 10 als eine Schleifenantenne einer Wellenlänge oder dessen ganzzahliges Mehrfaches.
Eine Reihenschaltung, die einen Induktor L20 und einen Kondensator C20 umfasst, die in 7(A) und (B) dargestellt ist, ist ein Element zum Darstellen einer Ersatzschaltung, bei der die parasitäre Resonanzschaltung 20 einfach als eine Schaltung mit konzentrierten Elementen dargestellt ist. Die parasitäre Resonanzschaltung 20 dient wie eine offene Stichleitung, die mit einer vorbestimmten Frequenz bei ¾-Wellenlängen oder (2n+1)/4-Wellenlängen (n ist eine natürliche Zahl) in Resonanz ist. Somit wird der Kondensator C20 für eine Darstellung in 7(A) und (B) verwendet. Die parasitäre Resonanzschaltung 20 ist beispielsweise in einem Frequenzband in Resonanz, dessen Mitte bei 2,1 GHz liegt. Da die parasitäre Resonanzschaltung 20 eine Form aufweist, bei der die lineare Leiterstruktur in der Mitte zurückgeführt wird, ist anzumerken, dass in der linearen Leiterstruktur keine offensichtliche Stehwelle gebildet wird im Vergleich zu einer einfachen Leiterstruktur mit einer geraden Leitung, und ein Q-Wert der Resonanz als Resonanzschaltung relativ klein ist.
8 stellt eine Frequenzcharakteristik einer Rückflussdämpfung der Antennenvorrichtung 101 und einer Antennenvorrichtung eines Vergleichsbeispiels dar. In 8 ist eine Rückflussdämpfungscharakteristik RL1 eine Rückflussdämpfung der Antennenvorrichtung 101 gemäß diesem Ausführungsbeispiel und eine Rückflussdämpfungscharakteristik RL2 ist eine Rückflussdämpfung der Antennenvorrichtung gemäß dem Vergleichsbeispiel. Die Antennenvorrichtung gemäß dem Vergleichsbeispiel ist eine Antennenvorrichtung, bei der die Kopplungsschaltung 30 und die parasitäre Resonanzschaltung 20 nicht enthalten sind. In jeder Antennenvorrichtung wird bei einer Mittenfrequenz F1 eines Niedrigbands (700 MHz bis 900 MHz) ein Pol erzeugt. Dies ist bedingt durch die Resonanzcharakteristik der Schleifenantenne, die in 7(B) dargestellt ist. Bei einer Frequenz F2 (etwa 1,75 GHz) wird ein weiterer Pol erzeugt. Dies ist bedingt durch eine 3/4-Wellenlängenresonanz der in 7(A) dargestellten Monopolantenne. Bei einer Frequenz F3 (etwa 2,3 GHz) wird noch ein weiterer Pol erzeugt. Dies ist bedingt durch eine 5/4-Wellenlängenresonanz der in 7(A) dargestellten Monopolantenne.
Es ist anzumerken, dass es bevorzugt wird, dass eine Länge „r1“ einer Leitung zwischen der ersten Spule 31 und der Speiseschaltung 1, die in 6 dargestellt ist, und eine Länge „r2“ einer Leitung zwischen einem Endabschnitt der zweiten Spule 32 und Masse kleiner ist als eine 1/8-Wellenlänge der Resonanzfrequenz. Die Wellenlänge hier kann eine effektive Wellenlänge bedeuten, die einen Wellenlängenverkürzungseffekt eines Magnetkörpers oder eines Dielektrikums berücksichtigt. Der Schwellenwert ist auf „1/8-Wellenlänge“ eingestellt, da dies praktisch ist bis eine Bedingung erfüllt ist, bei der ein 1/8-Wellenlängenstrom 1/√2 wird, anders ausgedrückt, eine Leistung, die übertragen werden kann, halbiert ist.
Hier stellt 9 ein konzeptionelles Diagramm einer Differenz bei der Impedanzanpassung in Abhängigkeit von der Stärke der Kopplung dar. In 9 sind die Orte T1, T2 und T3 Impedanzorte, die auf einem Smith-Diagramm Impedanzen darstellen, wenn die Antennenvorrichtung 101 von der Speiseschaltung 1 aus betrachtet wird. Der Ort T1 ist eine Charakteristik in einem Zustand, in dem die Kopplungsschaltung 30 und die parasitäre Resonanzschaltung 20 nicht vorgesehen sind, der Ort T2 ist eine Charakteristik in einem Zustand, in dem die erste Spule 31 und die zweite Spule 32 der Kopplungsschaltung 30 geeignet miteinander gekoppelt sind und der Ort T3 ist eine Charakteristik in einem Zustand, wo die Kopplung zwischen der ersten Spule 31 und der zweiten Spule 32 der Kopplungsschaltung 30 zu stark ist.
Wenn die Kopplung zwischen der ersten Spule 31 und der zweiten Spule 32 der Kopplungsschaltung 30 zu stark ist, weicht auf diese Weise die Impedanz, von der Speiseschaltung aus betrachtet, von der Impedanz (z. B. 50 Ω) auf der Seite der Speiseschaltung (und Übertragungsleitung) ab. Daher ist es wichtig, dass die erste Spule 31 und die zweite Spule 32 der Kopplungsschaltung 30 auf geeignete Weise miteinander gekoppelt sind. Die Länge „r1“ der Leitung zwischen der ersten Spule 31 und der Speiseschaltung 1 und die Länge „r2“ der Leitung zwischen dem Endabschnitt der zweiten Spule 32 und Masse sind in einem Bereich von weniger als 1/8 Wellenlänge der Resonanzfrequenz eingestellt und dadurch kann die Kopplung durch die Kopplungsschaltung 30 entsprechend eingestellt werden.
Bei der Antennenvorrichtung 101 gemäß diesem Ausführungsbeispiel wird bei einer Frequenz F0 (um 2,1 GHz herum) ein weiterer Pol erzeugt. Dies ist bedingt durch eine Resonanzcharakteristik der parasitären Resonanzschaltung 20. Das heißt, da die parasitäre Resonanzschaltung 20 in einem Frequenzband in Resonanz ist, dessen Mittenfrequenz 2,1 GHz beträgt, wird der Pol von der Speiseschaltung 1 aus betrachtet bei 2,1 GHz in der Frequenzcharakteristik einer Rückflussdämpfung der Antennenvorrichtung 101 erzeugt. Mit der Antennenvorrichtung 101 gemäß diesem Ausführungsbeispiel wird ein Hochbandanwendungsfrequenzband von 1,6 GHz auf 2,3 GHz verbreitert.
In dem Niedrigband ist die parasitäre Resonanzschaltung 20 nicht in Resonanz und die Rückflussdämpfungscharakteristik in dem Niedrigband wird nicht beeinflusst. Das heißt, die parasitäre Resonanzschaltung 20 beeinflusst die Rückflussdämpfungscharakteristik von der Speiseschaltung 1 aus betrachtet beispielsweise in einem Frequenzband von 1,6 GHz oder höher und die parasitäre Resonanzschaltung 20 hat im Wesentlichen keinen Einfluss in einem Frequenzband, das niedriger ist.
Da die Induktivitätskomponente der Kopplungsschaltung 30 klein ist, ist es, wie oben beschrieben, unwahrscheinlich, dass eine Strahlungscharakteristik des Strahlungselements beeinflusst wird, selbst wenn die Kopplungsschaltung 30 in eine Antennenschaltung eingefügt ist. Da der Kopplungskoeffizient zwischen der ersten Spule und der zweiten Spule der Kopplungsschaltung 30 hoch ist, zeigt sich wahrscheinlich die Resonanzcharakteristik der parasitären Resonanzschaltung 20, wenn das Strahlungselement 10 von der Speiseschaltung 1 aus betrachtet wird. Somit wird ein neuer tiefer Resonanzpunkt hinzugefügt und ein Frequenzband, bei dem das Strahlungselement und die Speiseschaltung angepasst sind, ist verbreitert.
Die Rückflussdämpfungscharakteristik bei etwa der Frequenz F0 wird durch die Resonanzcharakteristik der parasitären Resonanzschaltung 20 bestimmt und entsprechend kann die Rückflussdämpfungscharakteristik bei etwa der Frequenz F0 als geeignet bestimmt werden durch die Form der Leiterstruktur, die die parasitäre Resonanzschaltung 20 bildet. Da die parasitäre Resonanzschaltung 20 durch die lineare Leiterstruktur gebildet ist, die in der Mitte ein Rückführteil aufweist, ist bei diesem Ausführungsbeispiel eine Schärfe der Resonanz der parasitären Resonanzschaltung 20 verschlechtert und die parasitäre Resonanzschaltung 20 kann einen Reflexionskoeffizienten in einem breiten Band dämpfen, einschließlich des Bands, in dem der Pol bei der Frequenz F0 und deren Umgebung erzeugt wird.
Es ist anzumerken, dass die parasitäre Resonanzschaltung 20, die wie eine offene Stichleitung wirkt, im Wesentlichen unabhängig von dem Strahlungselement 10 bereitgestellt ist und somit kein Einfluss besteht auf das Niedrigband im Vergleich zu einem Fall, bei dem in dem Strahlungselement eine Stichleitung gebildet ist.
Außerdem sind eine Wicklungsrichtung der ersten Spule 31 von dem Speiseschaltungsverbindunganschluss PF zu dem Strahlungselementverbindungsanschluss PA und eine Wicklungsrichtung der zweiten Spule 32 von dem Parasitäre-Resonanzschaltung-Verbindungsanschluss PS zu dem Masseanschluss PG entgegengesetzt zueinander. Das heißt, ein Magnetfeld (Magnetfluss), das erzeugt wird, wenn Strom in der ersten Spule 31 in einer Richtung von dem Speiseschaltungsverbindungsanschluss PF zu dem Strahlungselementverbindungsanschluss PA fließt, und ein Magnetfeld (Magnetfluss), das erzeugt wird, wenn Strom in der zweiten Spule 32 in einer Richtung von dem Parasitäre-Resonanzschaltung-Verbindungsanschluss PS zu dem Masseanschluss PG fließt, schwächen einander. Wenn hier der Strahlungselementverbindungsanschluss PA als eine Monopolantenne in Resonanz ist, werden in der Kopplungsschaltung 30 Polaritäten der ersten Spule 31 und der zweiten Spule 32, die über die Speiseschaltung 1 und die Masseelektrode GND miteinander verbunden sind, entgegengesetzt zueinander. Strom fließt in der ersten Spule 31 von dem Speiseschaltungsverbindungsanschluss PF zu dem Strahlungselementverbindungsanschluss PA und Strom fließt in der zweiten Spule 32 von dem Parasitäre-Resonanzschaltung-Verbindungsanschluss PS zu dem Masseanschluss PG. Die erzeugten Magnetfelder (Magnetflüsse) schwächen einander. Somit werden die Induktivitäten der ersten Spule 31 und der zweiten Spule 32 reduziert durch gegenseitige Induktivität aufgrund der Kopplung zwischen der ersten Spule 31 und der zweiten Spule 32, und Einflüsse auf die Schaltungscharakteristik und die Strahlungscharakteristik des Strahlungselements 10 sind gering.
Außerdem umfasst die Kopplungsschaltung 30 die Kapazität C1 und die Kapazität C1 dient als eine Impedanzanpassungsschaltung zwischen der Speiseschaltung, die mit dem Speiseschaltungsverbindunganschluss PF verbunden ist, und der parasitären Resonanzschaltung, die mit dem Parasitäre-Resonanzschaltung-Verbindungsanschluss PS verbunden ist.
Außerdem kann die parasitäre Resonanzschaltung 20 in einem Hochband in Resonanz sein, um einen Beitrag als Strahlungselement zu leisten. Ferner kann die parasitäre Resonanzschaltung 20 in einem Hochband zusammen mit dem Strahlungselement 10 und dem Metallgehäuseteil 40 in Resonanz sein, um einen Beitrag als ein Strahlungselement zu leisten.
Zweites Ausführungsbeispiel
11 stellt eine Schaltungskonfiguration einer Antennenvorrichtung 102 gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel dar. Bei der Antennenvorrichtung 102 ist ein Induktor 35 zwischen die zweite Spule 32 der Kopplungsschaltung 30 und die parasitäre Resonanzschaltung 20 geschaltet (eingefügt). Die andere Konfiguration ist die gleiche wie diejenige der in 6 bei dem ersten Ausführungsbeispiel dargestellten Schaltung.
Gemäß diesem Ausführungsbeispiel wird der Induktor 35 in einen Abschnitt eingefügt, wo der Strom niedrig ist. Während eine Änderung bei der Kopplung der Kopplungsschaltung 30 unterdrückt ist, kann somit die Resonanzfrequenz der parasitären Resonanzschaltung 20 verringert werden und ein gewünschtes Kommunikationsband kann erhalten werden. Alternativ, während die Resonanzfrequenz beibehalten wird, kann die Länge der parasitären Resonanzschaltung 20 reduziert werden und der verwendete Bereich ist reduziert.
Es ist anzumerken, dass der obige Induktor 35 auch mit der Kopplungsschaltung 30 integriert sein kann. Es wird jedoch bevorzugt, dass der Induktor 35 konfiguriert ist, um nicht mit der ersten Spule 31 gekoppelt zu sein.
Drittes Ausführungsbeispiel
12 stellt eine Schaltungskonfiguration einer Antennenvorrichtung 103 gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel dar. Bei der Antennenvorrichtung 103 ist der Induktor 35 zwischen die zweite Spule 32 der Kopplungsschaltung 30 und Masse geschaltet (eingefügt). Die andere Konfiguration ist die gleiche wie diejenige der in 6 bei dem ersten Ausführungsbeispiel dargestellten Schaltung.
Wenn die Kopplungsschaltung 30 der Antennenvorrichtung hinzugefügt wird, wird zwischen der Masse und der Kopplungsschaltung 30 eine parasitäre Kapazität erzeugt. Gemäß diesem Ausführungsbeispiel kann eine Resonanz zwischen dem obigen Induktor 35 und der parasitären Kapazität eine Reaktanzkomponente unterdrücken. Daher kann in einem Frequenzband, in dem eine Antennencharakteristik durch Hinzufügen der Kopplungsschaltung 30 zu der Antennenvorrichtung nicht geändert werden soll, durch Einfügen des Induktors 35 mit solch einer Induktivität, um mit der parasitären Kapazität in Resonanz zu sein, eine Änderung von einem Anpassungszustand, in dem die Kopplungsschaltung 30 nicht befestigt ist, unterdrückt werden.
Außerdem kann die Einfügung des Induktors 35 die Resonanzfrequenz der parasitären Resonanzschaltung 20 verringern und ein gewünschtes Kommunikationsband oder eine gewünschte Kommunikationscharakteristik kann erhalten werden. Alternativ kann die Länge der Antenne reduziert werden und der verwendete Bereich kann reduziert werden, während die Resonanzfrequenz beibehalten wird.
Es ist anzumerken, dass der obige Induktor 35 auch mit der Kopplungsschaltung 30 integriert sein kann. Es wird jedoch bevorzugt, dass der Induktor 35 so konfiguriert ist, dass derselbe nicht mit der ersten Spule 31 gekoppelt ist.
Viertes Ausführungsbeispiel
13 stellt eine Schaltungskonfiguration einer Antennenvorrichtung 104 gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel dar. In der Antennenvorrichtung 104 ist ein Kondensator 36 zwischen die zweite Spule 32 der Kopplungsschaltung 30 und die parasitäre Resonanzschaltung 20 geschaltet (eingefügt). Die andere Konfiguration ist die gleiche wie diejenige der in 6 bei dem ersten Ausführungsbeispiel dargestellten Schaltung.
Gemäß diesem Ausführungsbeispiel kann die Resonanzfrequenz auf der Seite der parasitären Resonanzschaltung erhöht werden und ein gewünschtes Kommunikationsband kann erhalten werden.
Es ist anzumerken, dass der obige Kondensator 36 mit der Kopplungsschaltung 30 integriert sein kann.
Fünftes Ausführungsbeispiel
14 stellt eine Schaltungskonfiguration einer Antennenvorrichtung 105 gemäß einem fünften Ausführungsbeispiel dar. In der Antennenvorrichtung 105 ist der Kondensator 36 zwischen die zweite Spule 32 der Kopplungsschaltung 30 und Masse geschaltet (eingefügt). Die andere Konfiguration ist die gleiche wie diejenige der in 6 bei dem ersten Ausführungsbeispiel dargestellten Schaltung.
Gemäß diesem Ausführungsbeispiel kann eine parasitäre Kapazität, die zwischen Masse und der Kopplungsschaltung 30 erzeugt wird, durch Einfügen der Kopplungsschaltung 30 reduziert werden (kombinierte Kapazität kann reduziert werden) und eine Änderung von einem Anpassungszustand, wo die Kopplungsschaltung 30 nicht befestigt ist, kann unterdrückt werden. Außerdem kann die Resonanzfrequenz der parasitären Resonanzschaltung 20 erhöht werden und ein gewünschtes Kommunikationsband oder eine gewünschte Kommunikationscharakteristik kann erhalten werden.
Es ist anzumerken, dass der Kondensator 36 mit der Kopplungsschaltung 30 integriert sein kann.
Sechstes Ausführungsbeispiel
15 stellt eine Schaltungskonfiguration einer Antennenvorrichtung 106a gemäß einem sechsten Ausführungsbeispiel dar. In der Antennenvorrichtung 106a ist der Induktor 35 zwischen die erste Spule 31 der Kopplungsschaltung 30 und das Strahlungselement 10 geschaltet (eingefügt). Die andere Konfiguration ist die gleiche wie diejenige der in 6 bei dem ersten Ausführungsbeispiel dargestellten Schaltung.
Da die erste Spule 31 näher zu der Speiseschaltung 1, wo der Strom stark ist, vorliegt als der eingefügte Induktor 35, während ein Leistungsverhältnis, das zu der parasitären Resonanzschaltung 20 zuzuführen ist, beibehalten wird, kann mit der Konfiguration der Antennenvorrichtung 106a, die Resonanzfrequenz des Strahlungselements 10 geändert werden und ein Impedanzanpassungspegel kann eingestellt werden. Außerdem ist es unwahrscheinlich, dass eine Eigenresonanzfrequenz, die durch die Induktivitäten der ersten Spule 31 und der zweiten Spule 32 und die parasitäre Kapazität, die zwischen der ersten Spule 31 und der zweiten Spule 32 erzeugt wird, bestimmt wird, erhöht wird und somit beeinträchtigt die Eigenresonanzfrequenz die Verwendung in einem Kommunikationsfrequenzband nicht nachteilig. Das heißt, in einem Zustand der Eigenresonanz fällt Energie in dem Frequenzband zu Masse und wird nicht abgestrahlt. In einem Zustand, in dem die Eigenresonanzfrequenz höher ist als das Kommunikationsfrequenzband, entsteht ein solches Problem jedoch nicht.
16 stellt eine Schaltungskonfiguration einer Antennenvorrichtung 106B gemäß dem sechsten Ausführungsbeispiel dar. Bei der Antennenvorrichtung 106B ist der Induktor 35 zwischen die erste Spule 31 der Kopplungsschaltung 30 und die Speiseschaltung 1 geschaltet (eingefügt). Die andere Konfiguration ist die gleiche wie diejenige der in 6 bei dem ersten Ausführungsbeispiel dargestellten Schaltung.
Da die erste Spule 31 der Kopplungsschaltung 30 an einer Seite eingefügt ist, wo der Strom schwächer ist als derjenige an der Position des Induktors 35, ist es mit der Konfiguration der Antennenvorrichtung 106B im Vergleich zu einem Fall, in dem der Induktor zwischen das Strahlungselement 10 und die erste Spule 31 eingefügt ist, möglich, den Impedanzanpassungspegel wie angemessen bei einer Resonanz (Resonanzfrequenz) einzustellen, die durch die Kopplungsschaltung 30 und die parasitäre Resonanzschaltung 20 hinzugefügt wird. Genauer gesagt, ist es möglich, eine Situation zu vermeiden, bei der sich eine Eingangsimpedanz übermäßig verändert und die Impedanz nicht mehr angepasst ist.
Außerdem kann die Einfügung des Induktors 35 die Eigenresonanzfrequenz der Kopplungsschaltung 30 verringern und somit kann durch Einstellen der Eigenresonanzfrequenz auf ein Frequenzband, das nicht abgestrahlt werden soll, unnötige Strahlung unterdrückt werden.
17 stellt eine Schaltungskonfiguration einer Antennenvorrichtung 106C gemäß dem sechsten Ausführungsbeispiel dar. Bei der Antennenvorrichtung 106C ist der Kondensator 36 zwischen die erste Spule 31 der Kopplungsschaltung 30 und das Strahlungselement 10 geschaltet (eingefügt). Die andere Konfiguration ist die gleiche wie diejenige der in 6 bei dem ersten Ausführungsbeispiel dargestellten Schaltung.
Mit der Konfiguration der Antennenvorrichtung 106C kann durch die Kapazität des eingefügten Kondensators 36 die Resonanzfrequenz des Strahlungselements 10 eingestellt werden und der Impedanzanpassungspegel kann eingestellt werden.
18 stellt eine Schaltungskonfiguration einer Antennenvorrichtung 106D gemäß dem sechsten Ausführungsbeispiel dar. Bei der Antennenvorrichtung 106D ist der Kondensator 36 zwischen die erste Spule 31 der Kopplungsschaltung 30 und die Speiseschaltung 1 geschaltet (eingefügt). Die andere Konfiguration ist die gleiche wie diejenige der in 6 bei dem ersten Ausführungsbeispiel dargestellten Schaltung.
Mit der Konfiguration der Antennenvorrichtung 106D kann durch die Kapazität des eingefügten Kondensators 36 die Resonanzfrequenz des Strahlungselements 10 eingestellt werden und der Impedanzanpassungspegel kann eingestellt werden. Da der Kondensator 36 zwischen die Speiseschaltung 1 und das erste Kopplungselement 31 eingefügt ist, sind außerdem eine parasitäre Kapazität, die zwischen dem ersten Kopplungselement 31 und dem zweiten Kopplungselement 32 erzeugt wird, und der Kondensator 36 in der Struktur in Reihe geschaltet. Entsprechend ist eine kombinierte Kapazität, die in einem eigenresonanten Schaltungssystem enthalten ist, verringert, und die Eigenresonanzfrequenz ist erhöht. Somit kann die Eigenresonanzfrequenz von dem zu verwendeten Kommunikationsband ausgeschlossen werden.
Siebtes Ausführungsbeispiel
19(A) stellt eine Schaltungskonfiguration einer Antennenvorrichtung 107A gemäß einem siebten Ausführungsbeispiel dar und 19(B) stellt eine Schaltungskonfiguration einer Antennenvorrichtung 107B gemäß dem siebten Ausführungsbeispiel dar. Die Konfiguration dieser Antennenvorrichtungen 107A und 107 ist die gleiche wie diejenige der in 6 bei dem ersten Ausführungsbeispiel dargestellten Schaltung. Wenn jedoch eine Eigeninduktivität der ersten Spule 31 der Kopplungsschaltung 30 als L1 dargestellt ist und eine Eigeninduktivität der zweiten Spule 32 als L2 dargestellt ist, haben die erste Spule 31 und die zweite Spule 32 der Kopplungsschaltung 30 eine Beziehung von L2 > L1 in der Antennenvorrichtung 107A und eine Beziehung von L2 < L1 in der Antennenvorrichtung 107B. Mit der Beziehung von L2 > L1 kann im Vergleich zu einem Fall, in welchem L1 = L2 ist, die Resonanzfrequenz der parasitären Resonanzschaltung 20 verringert werden. Wenn ein Vergleich mit der gleichen Resonanzfrequenz durchgeführt wird, kann alternativ die parasitäre Resonanzschaltung 20 verkürzt werden.
Wenn L2 > L1, trägt außerdem die gesamte zweite Spule 32 mit einer relativ großen Eigeninduktivität zu der Kopplung mit der ersten Spule 31 bei, im Vergleich mit einer Konfiguration, bei der der Induktor mit der zweiten Spule 32 außerhalb der Kopplungsschaltung 30 verbunden (hinzugefügt) ist. Somit kann ein Leistungsbehältnis, das der parasitären Resonanzschaltung 20 zuzuführen ist, erhöht werden.
Wenn L2 < L1, trägt außerdem die gesamte erste Spule 31 mit einer relativ großen Eigeninduktivität zu der Kopplung mit der zweiten Spule 32 bei, im Vergleich mit einer Konfiguration, bei der der Induktor zu der ersten Spule 31 außerhalb der Kopplungsschaltung 30 verbunden (hinzugefügt) ist,. Somit kann ein Leistungsverhältnis, das der parasitären Resonanzschaltung 20 zuzuführen ist, erhöht werden.
20 ist eine auseinandergezogene Draufsicht, die Leiterstrukturen darstellt, die auf Schichten der Kopplungsschaltung 30 gemäß diesem Ausführungsbeispiel gebildet sind. Die Kopplungsschaltung 30, die in einer Antennenvorrichtung gemäß diesem Ausführungsbeispiel enthalten ist, ist eine rechteckige Parallelepiped-Chipkomponente, die auf einem Schaltungssubstrat zu befestigen ist.
Auf isolierenden Materialien S11, S12, S21, S22 und S23 sind jeweils Leiterstrukturen L11, L12, L21, L22 und L23 gebildet. Ein erstes Ende der Leiterstruktur L11 ist mit dem Strahlungselementverbindungsanschluss PA verbunden und ein zweites Ende derselben ist über den Zwischenschichtverbindungsleiter V1 mit einem ersten Ende der Leiterstruktur L12 verbunden. Ein zweites Ende der Leiterstruktur L12 ist mit dem Speiseschaltungsverbindunganschluss PF verbunden. Ein erstes Ende der Leiterstruktur L21 ist mit dem Parasitäre-Resonanzschaltung-Verbindungsanschluss PS verbunden und ein zweites Ende derselben ist über einen Zwischenschichtverbindungsleiter V21 mit einem ersten Ende der Leiterstruktur L22 verbunden. Ein zweites Ende der Leiterstruktur L22 ist über einen Zwischenschichtverbindungsleiter V22 mit einem ersten Ende der Leiterstruktur L23 verbunden. Ein zweites Ende der Leiterstruktur L23 ist mit dem Masseanschluss PG verbunden.
21 ist eine Schnittansicht der Kopplungsschaltung 30. 22 ist eine Draufsicht, die eine Überlappung zwischen der Leiterstruktur L12 und insbesondere der Leiterstruktur L21 darstellt. Eine Spulenöffnung oder ein Spulendurchmesser der Leiterstrukturen L11 und L12, die die erste Spule 31 bilden, ist kleiner als eine Spulenöffnung oder ein Spulendurchmesser der Leiterstrukturen L21, L22 und L23, die die zweite Spule 32 bilden. Außerdem überlappen Teile der Linienbreite der Leiterstrukturen L11 und L12 und der Leiterstrukturen L21, L22 und L23 miteinander. Bei dem in 21 und 22 dargestellten Beispiel ist etwa 1/2 Breite entlang dem gesamten Umfang überlappt.
23 ist eine auseinandergezogene Draufsicht, die Leiterstrukturen darstellt, die auf Schichten anderer Kopplungsschaltungen 30 gemäß dem siebten Ausführungsbeispiel gebildet sind. Die Formen und Größen der Leiterstrukturen unterscheiden sich von denjenigen in dem in 20 dargestellten Beispiel. Von den Leiterstrukturen der Kopplungsschaltung, die in 23 dargestellt ist, ist ein Spulenaußendurchmesser der Leiterstrukturen L11 und L12, die die erste Spule 31 bilden, kleiner als ein Spuleninnendurchmesser der Leiterstrukturen L21, L22 und L23, die die zweite Spule 32 bilden.
Mit der in 20 bis 23 dargestellten Konfiguration wird eine parasitäre Kapazität, die zwischen den Leiterstrukturen (L11 und L12), die die erste Spule 31 bilden, und den Leiterstrukturen (L21, L22 und L23), die die zweite Spule 32 bilden, erzeugt wird, unterdrückt. Entsprechend ist die Eigenresonanzfrequenz, die durch die Induktivitäten der ersten Spule 31 und der zweiten Spule 32 und die obige parasitäre Kapazität bestimmt wird, erhöht, und die Eigenresonanzfrequenz kann von dem zu verwendenden Kommunikationsband ausgeschlossen werden. Selbst wenn die Leiterstrukturen (L11 und L12), die die erste Spule 31 bilden, und die Leiterstrukturen (L21, L22 und L23), die die zweite Spule 32 bilden, in einer Ebenen-Richtung (XY-Ebenen-Richtung, dargestellt in 22) fehlausgerichtet sind, wird außerdem der Abschnitt, wo die Spulenöffnung der ersten Spule 31 und die Spulenöffnung der zweiten Spule 32 überlappen, konstant beibehalten. Entsprechend ist eine Änderung bei dem Kopplungsgrad der Magnetfeldkopplung zwischen der ersten Spule 31 und der zweiten Spule 32 gering, wobei die Änderung durch Ebenen-Richtung-Fehlausrichtung der Leiterstrukturen (L11 und L12), die die erste Spule 31 bilden und der Leiterstrukturen (L21, L22 und L23), die die zweite Spule 32 bilden, verursacht wird.
Die Beispiele in 20 und 23 sind beide Beispiele einer Kopplungsschaltung, bei der die oben beschriebene Beziehung L1 < L2 erfüllt ist. Wenn L1 > L2 kann die erste Spule 31 durch Leiterstrukturen gebildet werden, deren Spulenöffnung relativ groß ist.
Es ist anzumerken, dass 20 und 23 Beispiele darstellen, bei denen ein Einfluss auf die Fehlausrichtung der Leiterstrukturen (L11 und L12), die die erste Spule 31 bilden, und der Leiterstrukturen (L21, L22 und L23), die die zweite Spule 32 bilden, reduziert ist. Gleichermaßen kann ein Einfluss auf Ebenen-Richtung-Fehlausrichtung der Leiterstrukturen, die die erste Spule 31 bilden, und Einfluss auf Ebenen-Richtung-Fehlausrichtung der Leiterstrukturen, die die zweiten Spule 32 bilden, reduziert werden. Beispielsweise können sich Spulenöffnungen oder Spulendurchmesser der Leiterstrukturen L11 und L12, die in der Stapelrichtung benachbart zueinander sind, voneinander unterscheiden und Teile der Linienbreite derselben können einander in der Struktur überlappen. Gleichermaßen können sich beispielsweise Spulenöffnungen oder Spulendurchmesser der Leiterstrukturen L21, L22 und L23, die in der Stapelrichtung benachbart zueinander sind, voneinander unterscheiden und Teile der Linienbreite derselben können einander in der Struktur überlappen.
Achtes Ausführungsbeispiel
24 stellt eine Schaltungskonfiguration einer Antennenvorrichtung 108 gemäß einem achten Ausführungsbeispiel dar. Die Antennenvorrichtung 108 umfasst eine erste Kopplungsschaltung 30A, eine zweite Kopplungsschaltung 30B, eine erste parasitäre Resonanzschaltung 20A und eine zweite parasitäre Resonanzschaltung 20B. Die zweite Kopplungsschaltung 30B umfasst eine dritte Spule 33 und eine vierte Spule 34, die miteinander gekoppelt sind. Die dritte Spule 33 der zweiten Kopplungsschaltung 30B ist zwischen die erste Spule 31 und die Speiseschaltung 1 geschaltet. Die erste parasitäre Resonanzschaltung 20A ist mit der zweiten Spule 32 verbunden und die zweite parasitäre Resonanzschaltung 20B ist mit der vierten Spule 34 verbunden. Die andere Konfiguration ist die gleiche wie diejenige der in 6 bei dem ersten Ausführungsbeispiel dargestellten Schaltung.
Eine Resonanzfrequenz der ersten parasitären Resonanzschaltung 20A und eine Resonanzfrequenz der zweiten parasitären Resonanzschaltung 20B unterscheiden sich voneinander und somit wird gemäß diesen Resonanzfrequenzen eine Mehrzahl von Polen erzeugt und eine Kommunikationsbandbreite ist verbreitert. Falls die Resonanzfrequenz der ersten parasitären Resonanzschaltung 20A und die Resonanzfrequenz der zweiten parasitären Resonanzschaltung 20B im Wesentlichen gleich zueinander sind, werden außerdem die Pole, die in den beiden parasitären Resonanzschaltungen erzeugt werden, tiefer und eine Impedanzanpassung in diesem Frequenzband ist verbessert.
Neuntes Ausführungsbeispiel
25 stellt eine Schaltungskonfiguration einer Antennenvorrichtung 109 gemäß einem neunten Ausführungsbeispiel dar. Die Antennenvorrichtung 109 umfasst die erste Kopplungsschaltung 30A, die zweite Kopplungsschaltung 30B, die erste parasitäre Resonanzschaltung 20A und die zweite parasitäre Resonanzschaltung 20B. Die zweite Kopplungsschaltung 30B umfasst die dritte Spule 33 und die vierte Spule 34, die miteinander gekoppelt sind.
Die dritte Spule 33 ist zwischen die zweite Spule 32 und die erste parasitäre Resonanzschaltung 20A geschaltet. Die erste parasitäre Resonanzschaltung 20A ist mit der zweiten Spule 32 verbunden und die zweite parasitäre Resonanzschaltung 20B ist mit der vierten Spule 34 verbunden. Die andere Konfiguration ist gleiche wie diejenige der in 6 bei dem ersten Ausführungsbeispiel dargestellten Schaltung.
Bei diesem Ausführungsbeispiel sind die Resonanzfrequenz der ersten parasitären Resonanzschaltung 20A und die Resonanzfrequenz der zweiten parasitären Resonanzschaltung 20B im Wesentlichen gleich zueinander und somit werden die Pole, die in den beiden parasitären Resonanzschaltungen erzeugt werden, tiefer und eine Impedanzanpassung in diesem Frequenzband ist verbessert.
Zehntes Ausführungsbeispiel
26 ist ein Schaltbild einer Antennenvorrichtung 110 gemäß einem zehnten Ausführungsbeispiel. Die Antennenvorrichtung 110 umfasst einen Schalter 37, der zwischen die parasitäre Resonanzschaltung 20 und Masse geschaltet ist. Die Antennenvorrichtung 110 umfasst auch einen Schalter 38 zwischen dem Strahlungselement 10 und Masse. Die andere Konfiguration ist die gleiche wie diejenige der in 6 bei dem ersten Ausführungsbeispiel dargestellten Schaltung.
Die Schalter 37 und 38 werden unabhängig oder zusammenhängend geschaltet. Durch Ändern der Frequenz eines Pols, der durch Bereitstellen der Kopplungsschaltung 30 und der parasitären Resonanzschaltung 20 gemäß dem Zustand des Schalters 37 erzeugt wird oder durch Ändern eines Anpassungszustands, kann die Impedanzanpassung verbessert werden. Außerdem kann die Impedanzanpassung verbessert werden durch Ändern der Resonanzfrequenz der parasitären Resonanzschaltung 20 oder durch Ändern des Impedanzanpassungszustands zwischen der Kopplungsschaltung 30 und der parasitären Resonanzschaltung 20, um zu bewirken, dass die parasitäre Resonanzschaltung 20 über die Kopplungsschaltung 30 ohne Weiteres mit der Speiseschaltung 1 gekoppelt werden kann.
Außerdem kann gemäß dem Zustand des Schalters 38 die Frequenz eines Pols, der durch Resonanz des Strahlungselements 10 erzeugt wird, geändert werden.
Elftes Ausführungsbeispiel
27(A) und 27 (B) stellen Schaltungskonfigurationen von Antennenvorrichtungen 111A und 111B gemäß einem elften Ausführungsbeispiel dar. Bei den Beispielen in beiden 27(A) und 27(B) sind parasitäre Kapazitäten, dargestellt durch Kondensatoren Cs1 und Cs2 und dergleichen, zwischen der ersten Spule 31 und der zweiten Spule 32 der Kopplungsschaltung 30 enthalten. Außerdem umfasst die Kopplungsschaltung 30 einen Induktor L3, der zwischen die erste Spule 31 und die zweite Spule 32 geschaltet ist.
Der Induktor L3 und die Kondensatoren Cs1 und Cs2 der parasitären Kapazitäten sind parallel in Resonanz. Entsprechend ist eine Reaktanzkomponente, die in der Kopplungsschaltung 30 erzeugt wird, in diesem parallelen Resonanzfrequenzband unterdrückt. Somit ist eine Reaktanzkomponente, die durch Einfügen der Kopplungsschaltung 30 hinzugefügt wird, aufgehoben und eine Änderung von einem Anpassungszustand, in dem die Kopplungsschaltung 30 nicht befestigt ist, kann unterdrückt werden.
Zwölftes Ausführungsbeispiel
28 stellt eine Schaltungskonfiguration einer Antennenvorrichtung 112 gemäß einem zwölften Ausführungsbeispiel dar.
Die Antennenvorrichtung 112 gemäß diesem Ausführungsbeispiel umfasst das Strahlungselement 10, die Kopplungsschaltung 30 und die parasitäre Resonanzschaltung 20. Die Speiseschaltung 1 ist mit dem Strahlungselement 10 verbunden. Die Kopplungsschaltung 30 umfasst die erste Spule 31, die zwischen das Strahlungselement 10 und Masse geschaltet ist, und die zweite Spule 32, die mit der ersten Spule 31 gekoppelt ist. Die parasitäre Resonanzschaltung 20 ist mit der zweiten Spule 32 verbunden. Außerdem ist der Induktor 35 bei diesem Beispiel zwischen die erste Spule 31 und Masse eingefügt.
Mit der obigen Konfiguration stören das Strahlungselement 10 und die parasitäre Resonanzschaltung 20 einander bezüglich der Strahlung nicht und eine Strahlungscharakteristik des Strahlungselements 10 ist nicht nachteilig beeinträchtigt. Außerdem ist eine Frequenzcharakteristik einer Rückflussdämpfung des Strahlungselements 10 von der Speiseschaltung 1 aus betrachtet durch die Resonanzcharakteristik der parasitären Resonanzschaltung 20 eingestellt und in einem gewünschten Frequenzband wird ein Pol erzeugt, um das Band der Frequenzcharakteristik der Antenne zu verbreitern. Da eine Stromintensität in einem Abschnitt, der mit Masse verbunden ist, besonders hoch ist, können das Strahlungselement 10 und die parasitäre Resonanzschaltung 20 über die Kopplungsschaltung 30 miteinander gekoppelt werden. Außerdem können die Kopplungsschaltung 30 und die parasitäre Resonanzschaltung 20 mit einem höheren Freiheitsgrad angeordnet werden.
Dreizehntes Ausführungsbeispiel
29 stellt eine Schaltungskonfiguration einer Antennenvorrichtung 113 gemäß einem dreizehnten Ausführungsbeispiel dar.
Die Antennenvorrichtung 113 gemäß diesem Ausführungsbeispiel umfasst ein Substrat 5, auf dem die Kopplungsschaltung 30 und die parasitäre Resonanzschaltung 20 jeweils durch Verwenden von Leiterstrukturen gebildet sind. Die andere Konfiguration ist die gleiche wie diejenige der in 6 bei dem ersten Ausführungsbeispiel dargestellten Schaltung.
Das Substrat 5 ist aus einem Harz-Mehrschichtsubstrat oder einem KeramikMehrschichtsubstrat gebildet. In einem Fall eines Harz-Mehrschichtsubstrats ist beispielsweise eine Mehrzahl von thermoplastischen Harzmaterialien, auf deren Oberflächen Kupferfolienstrukturen gebildet sind, gestapelt und mit Wärme gepresst. Im Fall eines Keramik-Mehrschichtsubstrats ist eine Mehrzahl von Keramikgrünschichten, auf deren Oberflächen Leiterpastenstrukturen gebildet sind, gestapelt und gebrannt.
Es ist anzumerken, dass in einem Fall, in dem die Kopplungsschaltung 30 und die parasitäre Resonanzschaltung 20 auf unterschiedlichen Substraten gebildet sind, die parasitäre Resonanzschaltung 20 durch Verwenden des Harz-Mehrschichtsubstrats oder des Keramik-Mehrschichtsubstrats gebildet werden kann.
Da die Kopplungsschaltung 30 und die parasitäre Resonanzschaltung 20 miteinander integriert sind, kann gemäß diesem Ausführungsbeispiel die verwendete Fläche reduziert werden.
Vierzehntes Ausführungsbeispiel
Ein vierzehntes Ausführungsbeispiel stellt eine Antennenvorrichtung dar, die eine PIF-Antenne (PIFA; PIFA = Planar inverted-F Antenna = planare invertierte F-Antenne) und ein parasitäres Strahlungselement umfasst.
30 stellt eine Schaltungskonfiguration einer Antennenvorrichtung 114 gemäß dem vierzehnten Ausführungsbeispiel dar. Die Antennenvorrichtung 114 gemäß diesem Ausführungsbeispiel umfasst ein Speisestrahlungselement 10A, eine Speiseleitung 10AF, ein parasitäres Strahlungselement 10B und die Kopplungsschaltung 30. Die Speiseschaltung 1 ist zwischen die Speiseleitung 10AF und Masse geschaltet. Die Konfiguration und Wirkung der Kopplungsschaltung 30 sind wie bei den obigen Ausführungsbeispielen beschrieben.
Die erste Spule 31 der Kopplungsschaltung 30 ist zwischen einen Verbindungspunkt Ps zwischen dem Speisestrahlungselement 10A und der Speiseleitung AF und Masse geschaltet. Das Speisestrahlungselement 10A, die Speiseleitung 10AF und die erste Spule 31 bilden eine PIF-Antenne. Das heißt, die erste Spule 31 der Kopplungsschaltung 30 ist an einem Abschnitt eines kurzen Pins der PIF-Antenne vorgesehen. Der kurze Pin bzw. Anschlusseinrichtung verbindet hier den Verbindungspunkt Ps und Masse miteinander. In diesem Abschnitt kann ein Kondensator oder Induktor vorgesehen sein.
Das parasitäre Strahlungselement 10B ist ein parasitäres Strahlungselement vom Monopoltyp. Die zweite Spule 32 der Kopplungsschaltung 30 ist in der Nähe eines Masseendes des parasitären Strahlungselements 10B eingefügt.
Ein Resonanzstrom iA des Speisestrahlungselements fließt zwischen einem offenen Ende des Speisestrahlungselements 10A und einem Masseende der ersten Spule 31. Außerdem fließt ein Resonanzstrom iB zwischen einem offenen Ende des parasitären Strahlungselements 10B und einem Masseende der zweiten Spule 32. Eine Phase des Stroms iA, der in dem Speisestrahlungselement 10A fließt, und eine Phase des Stroms iB, der in dem parasitären Strahlungselements 10B fließt, unterscheiden sich voneinander.
Falls die Phase der Resonanz des Speisestrahlungselements und die Phase der Resonanz des parasitären Strahlungselements gleich sind, liegt im Allgemeinen vor zwischen den beiden Resonanzfrequenzen in einer Frequenzcharakteristik der Antennenvorrichtung eine Einkerbung. Daher kann das Band nicht verbreitert werden, selbst wenn das parasitäre Strahlungselement vorgesehen ist. Das heißt, das parasitäre Strahlungselement kann nicht benachbart zu dem Speisestrahlungselement vorgesehen werden, um das Band zu verbreitern.
Im Gegensatz dazu haben bei diesem Ausführungsbeispiel der Strom, der in der ersten Spule 31 der Kopplungsschaltung 30 fließt, und der Strom, der in der zweiten Spule 32 fließt, eine Phasendifferenz. Daher sind die Phase der Resonanz des Speisestrahlungselements 10A und die Phase der Resonanz des parasitären Strahlungselements 10B nicht gleich und somit liegt zwischen den beiden Resonanzfrequenzen keine Einkerbung vor. Die Phasendifferenz zwischen der ersten Spule 31 und der zweiten Spule 32 beträgt höchstens 180° und eine Phasendifferenz von weniger als oder gleich 180° wird durch eine parasitäre Komponente erzeugt. Das heißt, durch eine Wirkung der parasitären Kapazität zwischen der ersten Spule 31 und der zweiten Spule 32 ist die Phasendifferenz zwischen dem Strom, der in der ersten Spule 31 fließt, und dem Strom, der in der zweiten Spule 32 fließt, größer als 0° und kleiner als 180°.
Da der Resonanzstrom iA zwischen dem offenen Ende und der kurzen Position in der PIF-Antenne fließt, wie es in 30 dargestellt ist, unterscheiden sich die Phase des Stroms, der in der Speiseschaltung 1 fließt, und die Phase des Resonanzstroms iA voneinander. Falls die erste Spule 31 der Kopplungsschaltung 30 in die Speiseleitung 10AF eingefügt ist und das parasitäre Strahlungselement 10B mit der zweiten Spule 32 verbunden ist, können demensprechend, da es wie oben beschrieben keine Korrelation zwischen der Phase des Stroms iB, der in dem parasitären Strahlungselement 10B fließt, und der Phase des Stroms iA, der in dem Speisestrahlungselement 10A fließt, gibt, die Resonanz des Speisestrahlungselements 10A und die Resonanz des parasitären Strahlungselements 10B die gleiche Phase aufweisen, in welchem Fall die obige Einkerbung vorliegt. Bei diesem Ausführungsbeispiel entsteht ein solches Problem nicht und das parasitäre Strahlungselement 10B und das Speisestrahlungselement 10A können benachbart zueinander vorgesehen sein.
Obwohl dieses Ausführungsbeispiel ein Beispiel für ein Ausbilden des Speisestrahlungselements als eine PIF-Antenne ist, ist das Speisestrahlungselement nicht auf eine PIF-Antenne begrenzt und kann eine typische invertierte F-Antenne sein. Der gleiche oder im Wesentlichen der gleiche Effekt kann erhalten werden.
Fünfzehntes Ausführungsbeispiel
Ein fünfzehntes Ausführungsbeispiel stellt ein Beispiel einer Antennenvorrichtung dar, das eine Mehrzahl von parasitären Strahlungselementen umfasst.
31(A) stellt eine Schaltungskonfiguration einer Antennenvorrichtung 115 gemäß dem fünfzehnten Ausführungsbeispiel dar. Die Antennenvorrichtung 115 gemäß diesem Ausführungsbeispiel umfasst das Speisestrahlungselement 10A, die Speiseleitung 10AF, das parasitäre Strahlungselement 10B, ein parasitäres Strahlungselement 10C und die Kopplungsschaltung 30. Die Speiseschaltung 1 ist zwischen die Speiseleitung 10AF und Masse geschaltet.
Das parasitäre Strahlungselement 10C ist etwa bei einem Masseende desselben hauptsächlich mit der Speiseleitung 10AF mit dem Speisestrahlungselement 10A gekoppelt. Die andere Konfiguration ist die gleiche wie diejenige der Antennenvorrichtung 114, die in 30 dargestellt ist.
31(B) stellt eine Frequenzcharakteristik einer Rückflussdämpfung der Antennenvorrichtung 115 dar, die in 31(A) dargestellt ist, und einer Antennenvorrichtung gemäß einem Vergleichsbeispiel. In 31(B) ist eine Rückflussdämpfungscharakteristik RL1, eine Rückflussdämpfung der Antennenvorrichtung 115 gemäß diesem Ausführungsbeispiel und eine Rückflussdämpfungscharakteristik RL2 ist eine Rückflussdämpfung der Antennenvorrichtung gemäß dem Vergleichsbeispiel. Die Antennenvorrichtung gemäß dem Vergleichsbeispiel ist eine Antennenvorrichtung, bei der die Kopplungsschaltung 30 und das parasitäre Strahlungselement 10B nicht enthalten sind und die erste Spule 31 lediglich als ein kurzer Pin einer PIF-Antenne dient. In jeder Antennenvorrichtung wird an einer Mittenfrequenz F1 eines Niedrigbands ein Pol erzeugt. Dies ist bedingt durch eine ½-Wellenlängenresonanz des Speisestrahlungselements 10A. Bei einer Frequenz 2 wird ein weiterer Pol erzeugt. Dies ist bedingt durch eine ¾-Wellenlängenresonanz des Speisestrahlungselements 10A. Bei einer Frequenz F3 wird noch ein weiterer Pol erzeugt. Dies ist bedingt durch eine ¼-Wellenlängenresonanz des parasitären Strahlungselements vom Monopolytyp 10C.
Bei der Antennenvorrichtung 115 gemäß diesem Ausführungsbeispiel wird auch bei einer Frequenz F0 ein Pol erzeugt. Dies ist bedingt durch eine Resonanzcharakteristik des parasitären Strahlungselements 10B. Auf diese Weise ist es möglich, eine Antennenvorrichtung zu bilden, die das parasitäre Strahlungselement 10B, das mit der Kopplungsschaltung 30 verbunden ist und das parasitäre Strahlungselement 10C, umfasst, das keine Kopplung der Kopplungsschaltung 30 aufweist.
Auch bei diesem Ausführungsbeispiel ist das Speisestrahlungselement nicht auf eine PIF-Antenne begrenzt und kann eine typische invertierte F-Antenne sein. Die gleiche oder im Wesentlichen die gleiche Wirkung wird erhalten.
Sechzehntes Ausführungsbeispiel
Ein sechzehntes Ausführungsbeispiel stellt ein Beispiel einer Antennenvorrichtung dar, die eine Mehrzahl von parasitären Strahlungselementen umfasst.
32 stellt eine Schaltungskonfiguration einer Antennenvorrichtung 116 gemäß dem sechzehnten Ausführungsbeispiel dar. Die Antennenvorrichtung 116 gemäß diesem Ausführungsbeispiel umfasst das Speisestrahlungselement 10A, die Speiseleitung 10AF, einen kurzen Pin 10AS, die parasitären Strahlungselemente 10B und 10C und die Kopplungsschaltung 30. Das Speisestrahlungselement 10A ist ein Strahlungselement einer PIF-Antenne.
Bei diesem Ausführungsbeispiel ist die erste Spule 31 der Kopplungsschaltung 30 um das Masseende des parasitären Strahlungselements 10B herum eingefügt und die zweite Spule 32 der Kopplungsschaltung 30 ist um das Masseende des parasitären Strahlungselements 10C herum eingefügt. Das parasitäre Strahlungselement 10B ist um das Masseende desselben herum hauptsächlich mit der Speiseleitung 10AF mit dem Speisestrahlungselement 10A gekoppelt.
Wie bei diesem Ausführungsbeispiel können die zwei parasitären Strahlungselemente 10B und 10C konfiguriert sein, um über die Kopplungsschaltung 30 miteinander gekoppelt zu sein.
Es ist anzumerken, dass bei diesem Ausführungsbeispiel das Speisestrahlungselement nicht auf eine PIF-Antenne oder eine invertierte F-Antenne beschränkt ist und beispielsweise ein Strahlungselement vom Monopolytyp sein kann. Das heißt, jedes Speisestrahlungselement, das mit dem parasitären Strahlungselement 10B oder dergleichen gekoppelt ist, kann verwendet werden, und die gleiche oder im Wesentlichen die gleiche Wirkung wird erhalten.
Siebzehntes Ausführungsbeispiel
33 stellt eine Schaltungskonfiguration einer Antennenvorrichtung 117 gemäß einem siebzehnten Ausführungsbeispiel dar. Die Antennenvorrichtung 117 gemäß diesem Ausführungsbeispiel umfasst Speisestrahlungselemente 10U und 10V, die Speiseleitung 10AF, das parasitäre Strahlungselement 10B, das parasitäre Strahlungselement 10C und die Kopplungsschaltung 30. Die Speiseschaltung 1 ist zwischen die Speiseleitung 10AF und Masse geschaltet. Die Konfiguration und Wirkung der Kopplungsschaltung 30 sind wie bei den obigen Ausführungsbeispielen beschrieben.
Die Strahlungselemente 10U und 10V und die Speiseleitung 10AF bilden eine Zweig-Speise-Monopolantenne oder eine Zweig-Speise-PIF-Antenne. Das parasitäre Strahlungselement 10C ist hauptsächlich mit der Speiseleitung 10AF gekoppelt, um als Antenne vom Monopoltyp oder invertierten L-Typ zu dienen.
34 stellt eine Frequenzcharakteristik einer Rückflussdämpfung der Antennenvorrichtung 117 dar. In 34 ist ein Pol, der durch eine Frequenz F1 angezeigt ist, hauptsächlich bedingt durch eine Grundwelle, die in dem Speisestrahlungselement 10U erzeugt wird und der Speiseleitung 10AF in einer Zweigantenne, die durch Speisestrahlungselemente 10U und 10V und die Speiseleitung 10AF gebildet ist. Ein Pol, der durch eine Frequenz F2 angezeigt ist, ist bedingt durch eine Grundwelle, die in dem parasitären Strahlungselement 10C erzeugt wird. Ein Pol, der durch eine Frequenz F3 angezeigt ist, wird hauptsächlich beispielsweise durch eine ¾-Wellenlängen-Harmonische verursacht, die in dem Speisestrahlungselement 10U und der Speiseleitung 10AF erzeugt wird. Ein Pol, der durch eine Frequenz F4 angezeigt ist, ist bedingt durch eine Grundwelle, die in dem Strahlungselement 10b erzeugt wird. Ein Pol, der durch eine Frequenz F5 angezeigt ist, ist hauptsächlich bedingt durch eine Resonanz, die in dem Speisestrahlungselement 10V in der Zweigantenne erzeugt wird, die durch die Speisestrahlungselemente 10U und 10V und die Speiseleitung 10AF gebildet ist.
Es ist anzumerken, dass zwischen dem Speisestrahlungselement 10V und dem parasitären Strahlungselement 10B eine parasitäre Kapazität aktiv erzeugt wird, sodass eine Phasendifferenz eines Resonanzstroms zwischen dem Speisestrahlungselement 10V und dem parasitären Strahlungselement 10B etwa 90° beträgt. Somit werden ein Pol des Speisestrahlungselements 10V, angezeigt durch die Frequenz F4, und ein Pol des parasitären Strahlungselements 10B, angezeigt durch die Frequenz F5, erzeugt.
Bei der Antennenvorrichtung gemäß diesem Ausführungsbeispiel kann durch Aufnehmen der Zweigantenne, die das Speisestrahlungselement 10V umfasst, ein Kommunikationsband, das um 2700 MHz verbreitert ist, abgedeckt werden, und eine Breitbandantenne, die ein Niedrigband von 700 MHz bis 900 MHz und ein Hochband von 1700 MHz bis 2700 MHz abdeckt, kann gebildet werden.
Achtzehntes Ausführungsbeispiel
35 ist ein Schaltbild einer Antennenvorrichtung 118A gemäß einem achtzehnten Ausführungsbeispiel. Bei der Antennenvorrichtung 118A ist das parasitäre Strahlungselement 10B an einem Seitenflächenteil des Metallgehäuses gebildet. Die zweite Spule 32 der Kopplungsschaltung 30 ist mit dem parasitären Strahlungselements 10B verbunden. Die andere Konfiguration ist die gleiche wie diejenige der in 6 bei dem ersten Ausführungsbeispiel dargestellten Schaltung.
Mit der Struktur der Antennenvorrichtung 118A kann das parasitäre Strahlungselement 10B von dem Strahlungselement 10 getrennt werden und bei einer Resonanzfrequenz, die durch die Kopplungsschaltung 30 und das parasitäre Strahlungselement 10B hinzugefügt wird, kann eine gute Strahlungscharakteristik erhalten werden. Ferner ist die Strahlungscharakteristik des Strahlungselements 10 bei anderen Frequenzen als der Resonanzfrequenz nicht verschlechtert.
36 ist ein Schaltbild einer anderen Antennenvorrichtung 118B gemäß dem achtzehnten Ausführungsbeispiel. Bei der Antennenvorrichtung 118B ist das parasitäre Strahlungselement 10B an einem Seitenflächenteil des Metallgehäuses gebildet. Ein Endabschnitt des parasitären Strahlungselements 10B ist über den Induktor 8 eines Schaltungssubstrats oder dergleichen mit Masse verbunden (ist geerdet). Das parasitäre Strahlungselement 10B dient als eine ½-Wellenlängenresonanz-Antenne.
Da die Spitze des Seitenflächenteils des Metallgehäuses geerdet ist, können mit der Struktur der Antennenvorrichtung 118B Schwankungen bei der Antennencharakteristik aufgrund einer Änderung der Umgebung unterdrückt werden. Selbst in einem Fall, in dem ein Seitenflächenteil eines anderen Metallgehäuses, der über einem Schlitz geerdet ist, der vor der Spitze des Seitenflächenteils Metallgehäuses vorliegt, bewegt sich ein Feldmaximalpunkt von der Spitze des parasitären Strahlungselements 10B zu einer Mitte, da die Spitze des Seitenflächenteils des Metallgehäuses geerdet ist, und bei einer Resonanzfrequenz, die durch die Kopplungsschaltung 30 hinzugefügt wird kann eine gute Strahlungscharakteristik erhalten werden. Ferner kann die Resonanzfrequenz ohne weiteres durch die Induktivität des Induktors 8 eingestellt werden.
37 ist ein Schaltbild noch einer weiteren Antennenvorrichtung 118C gemäß dem achtzehnten Ausführungsbeispiel. Bei der Antennenvorrichtung 118C ist das Speisestrahlungselement 10A aus einem Endflächenteil des Metallgehäuses zu einem Seitenflächenteil desselben gebildet. Gleichartig dazu ist das parasitäre Strahlungselement 10B aus einem Endflächenteil des Metallgehäuses zu einem Seitenflächenteil desselben gebildet. Auf diese Weise kann der Hauptteil des parasitären Strahlungselements 10B an dem Endflächenteil des Metallgehäuses vorliegen. Außerdem kann das parasitäre Strahlungselement 10B nahe zu einem Masseende des parasitären Strahlungselements 10A sein. Da sich ein Feldmaximalpunkt des Speisestrahlungselements 10A von dem Masseende zu einer Mitte hin bewegt, kann mit dieser Struktur eine unnötige Störung zwischen dem parasitären Strahlungselements 10A und dem parasitären Strahlungselements 10B unterdrückt werden.
Neunzehntes Ausführungsbeispiel
38 ist eine Draufsicht eines Hauptteils einer Antennenvorrichtung 119 gemäß einem neunzehnten Ausführungsbeispiel.
Ein Metallgehäuse elektronischer Ausrüstung umfasst das Strahlungselement 10, welches ein Endabschnitt des Metallgehäuses ist. Eine Verbindungsposition der Speiseleitung 9 für das Strahlungselement 10 und eine Position der parasitären Resonanzschaltung 20 unterscheiden sich von denjenigen bei der Antennenvorrichtung 101, die in 5 bei dem ersten Ausführungsbeispiel dargestellt ist.
Bei diesem Ausführungsbeispiel ist die Speiseleitung 9 in einer Draufsicht des Schaltungssubstrats 6 mit dem linken Seitenflächenteil 13 des Strahlungselements 10 verbunden. Entsprechend ist die parasitäre Resonanzschaltung 20 auf der rechten Seite der Kopplungsschaltung 30 angeordnet. Diese Positionsbeziehung ist umgekehrt (symmetrische Beziehung) zu dem in 5 dargestellten Beispiel. Die andere Konfiguration ist die gleiche wie diejenige, die bei dem ersten Ausführungsbeispiel dargestellt ist.
39 ist eine perspektivische Ansicht der Kopplungsschaltung 30 gemäß diesem Ausführungsbeispiel. Die äußere Form der Kopplungsschaltung 30 ist durch eine Zweipunkt-Strich-Linie dargestellt. Auf einer Außenfläche der Kopplungsschaltung 30 sind der Speiseschaltungsverbindungsanschluss PF, der Strahlungselementverbindungsanschluss PA, der Masseanschluss PG und der Parasitäre-Resonanzschaltung-Verbindungsanschluss PS gebildet. Die Kopplungsschaltung 30 ist im Wesentlichen die gleiche wie die in 1 bei dem ersten Ausführungsbeispiel dargestellte Kopplungsschaltung 30. Die zweite Fläche MS2 ist jedoch die Befestigungsfläche und diese Fläche ist dem Schaltungssubstrat zugewandt. An einer oberen Fläche (erste Fläche), welche eine Fläche gegenüber der Befestigungsfläche (zweite Fläche) MS2 ist, ist eine Richtungsunterscheidungsmarkierung DDM vorgesehen. Somit unterscheiden sich die Positionen der Anschlüsse von denjenigen in der Kopplungsschaltung 30, die in 1 in einer Draufsicht dargestellt ist. Bei der Kopplungsschaltung 30, die in 1 in einer Draufsicht dargestellt ist, sind der Masseanschluss PG, der Speiseschaltungsverbindungsanschluss PF und der Parasitäre-Resonanzschaltung-Verbindungsanschluss PS im Uhrzeigersinn in dieser Reihenfolge von dem Strahlungselementverbindungsanschluss PA gebildet. Bei dem neunzehnten Ausführungsbeispiel, wie es in 39 dargestellt ist, sind der Masseanschluss PG, der Speiseschaltungsverbindungsanschluss PF und der Parasitäre-Resonanzschaltung-Verbindungsanschluss PS im Gegenuhrzeigersinn in dieser Reihenfolge von dem Strahlungselementverbindungsanschluss PA gebildet.
Da das erste Ende und das zweite Ende der ersten Spule und das erste Ende und das zweite Ende der zweiten Spule auf sowohl der ersten Fläche MS1 als auch der zweiten Fläche MS2 gebildet sind, wie es oben beschrieben ist, können sowohl die erste Fläche oder die zweite Fläche als Befestigungsfläche dienen. Entsprechend können entweder die erste Fläche MS1 oder die zweite Fläche MS2 der Kopplungsschaltung 30 als die Befestigungsfläche ausgewählt werden, die auf einem Schaltungssubstrat zu befestigen ist, auf solch eine Weise, dass die Anschlüsse an Positionen angeordnet sind, die für die Position einer Schaltung oder eines Elements geeignet sind, mit dem die erste Spule und die zweite Spule, die auf der Kopplungsschaltung 30 gebildet sind, verbunden sind.
Die in 1 und 39 dargestellten Beispiele stellen Beispiele dar, bei denen Zwischenschichtverbindungsleiter, die die vier Anschlüsse, die auf der ersten Fläche MS1 gebildet sind, und die vier Anschlüsse, die auf der zweiten Fläche MS2 gebildet sind, miteinander verbinden, auf Endflächen des Mehrschichtkörpers gebildet sind. Eine Mehrzahl von Durchgangsleitern kann jedoch in dem Mehrschichtkörper gebildet sein und die vier Anschlüsse, die auf der ersten Fläche MS1 gebildet sind, und die vier Anschlüsse, die auf der zweiten Fläche MS2 gebildet sind, können über diese Durchgangsleiter miteinander verbunden sein.
Zusätzlich zu der Bildung der obigen Durchgangsleiter können LGA (Land Grid Array)-Anschlüsse auf der Befestigungsfläche der Kopplungsschaltung 30 gebildet sein.
40 stellt eine Konfiguration einer weiteren Kopplungsschaltung 30 gemäß diesem Ausführungsbeispiel dar und ist eine auseinandergezogene Draufsicht, die Leiterstrukturen darstellt, die auf Schichten der Kopplungsschaltung 30 gebildet sind.
Wie es in 40 dargestellt ist, sind die erste Leiterstruktur L11, die zweite Leiterstruktur L12, die dritte Leiterstruktur L21 und die vierte Leiterstruktur L22 auf dem isolierenden Material S11, dem isolierenden Material S12, dem isolierenden Material S21 bzw. dem isolierenden Material S22 gebildet. Die isolierenden Materialien S11, S12, S21 und S22 sind auf solche Weise gestapelt, dass diese Spulenleiterstrukturen in der folgenden Reihenfolge von einer Schicht nahe zu der Befestigungsfläche angeordnet sind: Die erste Leiterstruktur L11, die zweite Leiterstruktur L12, die dritte Leiterstruktur L21 und die vierte Leiterstruktur L22.
Das erste Ende der ersten Leiterstruktur L11 ist mit dem Strahlungselementverbindungsanschluss PA verbunden und das zweite Ende derselben ist mit dem ersten Ende der zweiten Leiterstruktur L12 über den Zwischenschichtverbindungsleiter V1 verbunden. Das zweite Ende der zweiten Leiterstruktur L12 ist mit dem Speiseschaltungsverbindungsanschluss PF verbunden. Das erste Ende der dritten Leiterstruktur L21 ist mit dem Parasitäre-Resonanzschaltung-Verbindungsanschluss PS verbunden und das zweite Ende der dritten Leiterstruktur L21 ist über den Zwischenschichtverbindungsleiter V2 mit dem ersten Ende des vierten Leiterstruktur L22 verbunden. Das zweite Ende der vierten Leiterstruktur L22 ist mit dem Masseanschluss PG verbunden.
Die Leiterstrukturen auf Schichten, die in 40 dargestellt sind, sind in einer symmetrischen Beziehung mit den in 2 dargestellten Leiterstrukturen. Somit sind bei der Kopplungsschaltung, die diese Leiterstrukturen umfasst, in einer Draufsicht der Masseanschluss PG, der Speiseschaltungsverbindungsanschluss PF und der Parasitäre-Resonanzschaltung-Verbindungsanschlüss PS im Gegenuhrzeigersinn in dieser Reihenfolge von dem Strahlungselementverbindungsanschluss PA gebildet.
Wie bei diesem Beispiel, können die Anschlüsse an Positionen angeordnet sein, die für die Position einer Schaltung oder eines Elements geeignet sind, mit dem die erste Spule und die zweite Spule, die in der Kopplungsschaltung 30 gebildet sind, verbunden sind.
Zwanzigstes Ausführungsbeispiel
Ein zwanzigstes Ausführungsbeispiel stellt eine Antennenvorrichtung dar, die ferner einen Phasenschieber umfasst.
41 ist ein Schaltbild einer Antennenvorrichtung 120 gemäß dem zwanzigsten Ausführungsbeispiel, in der die Speiseschaltung 1 verbunden ist. Bei der Antennenvorrichtung 120 ist ein Phasenschieber 50 zwischen die Speiseschaltung 1 und die erste Spule 31 der Kopplungsschaltung 30 geschaltet. Der Phasenschieber 50 ist ein Phasenschieber, durch den sich ein Phasenschiebebetrag in Abhängigkeit von der Frequenz ändert (eine Frequenzabhängigkeit aufweist). Der Phasenschieber 50 umfasst eine erste Spule Lp, eine zweite Spule Ls und einen Kondensator C3, die miteinander gekoppelt sind.
Es ist anzumerken, dass bei diesem Beispiel Kondensatoren C4 und C5 für Impedanzanpassung zwischen die Speiseschaltung 1 und den Phasenschieber 50 geschaltet sind. Die Konfiguration der Kopplungsschaltung 30, des Strahlungselementes 10 und der parasitären Resonanzschaltung 20 ist gleich wie diejenige, die bei dem ersten Ausführungsbeispiel dargestellt ist.
42 ist ein Ersatzschaltbild, das den obigen Phasenschieber 50 darstellt, bei dem ein idealer Transformator IT und parasitäre Induktivitätskomponenten (serielle parasitäre Induktivitätskomponenten La und Lc und parallele parasitäre Induktivitätskomponenten (Lb) getrennt dargestellt sind.
Obwohl die Impedanz des Transformators aufgrund der obigen parasitären Induktivitätskomponenten (Induktoren La, Lb und Lc) von einem vorbestimmten Wert (z. B. 50 Ω) abweicht, wird durch Aufnehmen des Kondensators C2, der in 41 dargestellt ist, die Impedanz des Transformators eingestellt, um den vorbestimmten Werte aufzuweisen. Insbesondere hat der Kondensator C2 eine Funktion des Korrigierens der Impedanzverschiebung aufgrund der parallelen parasitären Induktivitätskomponente Lb und der Kondensator C3 hat eine Funktion des Korrigierens der Impedanzverschiebung aufgrund der seriellen parasitären Induktivitätskomponenten La und Lc.
Der Kopplungskoeffizient zwischen der ersten Spule Lp und der zweiten Spule Ls, dargestellt in 41, ist niedriger als derjenige eines gewöhnlichen Hochfrequenztransformators und entsprechend ist die serielle parasitäre Induktivitätskomponente Lc groß. Da die Kapazität des Kondensators C3 ebenfalls groß ist, ist eine Impedanzanpassung jedoch sichergestellt. Da die Kapazität des Kondensators C3 groß ist, ist außerdem ein Verhältnis eines Hochbandsignals, das den Kondensator C3 umgeht, höher als desjenigen, das den Transformator umgeht, gebildet durch die erste Spule Lp und die zweite Spule Ls, und eine Phasenverschiebungswirkung des Transformators ist gering. Andererseits, wie für ein Niedrigband, ist der Betrag, der den Kondensator C3 umgeht, relativ klein und die Phasenverschiebungswirkung des Transformators ist groß. Somit wird der Kopplungskoeffizient bestimmt, sodass der Phasenverschiebungsbetrag in Bezug auf ein Niederbandsignal im Wesentlichen 180° wird und der Phasenverschiebungsbetrag in Bezug auf ein Hochbandsignal im Wesentlichen 90° wird.
43 stellt eine Frequenzcharakteristik des Phasenverschiebungsbetrags des Phasenschiebers 50 dar. Bei diesem Beispiel beträgt der Phasenverschiebungsbetrag in einem Niedrigband (700-MHz- bis 900-MHz-Band) im Wesentlichen 180° und der Phasenverschiebungsbetrag in einem Hochband (1,7-GHz- bis 2,7-GHz-Band) beträgt im Wesentlichen 90°.
Als Nächstes werden Auswirkungen, die durch Bereitstellen des Phasenschiebers 50 zusammen mit der Kopplungsschaltung 30 erhalten werden, beschrieben. 44(A) ist ein Schaltbild der Antennenvorrichtung, die in einem ersten Ausführungsbeispiel dargestellt ist, die den Phasenschieber 50 nicht umfasst, und 44(B) stellt Impedanzorte dar, die auf einem Smith-Diagramm Impedanzen darstellen, wenn die Antennenvorrichtung von der Speiseschaltung 1 aus betrachtet wird.
45(A) ist ein Schaltbild einer Antennenvorrichtung, der der Phasenschieber 50 hinzugefügt ist, und 45(B) stellt Impedanzorte dar, die auf einem Smith-Diagramm Impedanzen darstellen, wenn die Antennenvorrichtung von der Speiseschaltung 1 aus betrachtet wird. Diese Antennenvorrichtung ist eine Schaltung, die den Kondensator C5 in der Schaltung, die in 41 dargestellt ist, nicht enthält.
46(A) ist ein Schaltbild einer Antennenvorrichtung, die den Impedanzanpassungskondensator C5 umfasst (der gleiche wie einer, der in 41 dargestellt ist), und 46(B) stellt einen Impedanzort dar, der auf einem Smith-Diagramm eine Impedanz darstellt, wenn die Antennenvorrichtung von der Speiseschaltung 1 aus betrachtet wird.
In 44(B) ist der Ort T0 ein Impedanzort einer Antennenvorrichtung gemäß einem Vergleichsbeispiel, bei der die Kopplungsschaltung 30 und die parasitäre Resonanzschaltung 20 nicht vorgesehen sind, und der Ort T1 ist ein Impedanzort der in 44(A) dargestellten Antennenvorrichtung. Beide stellen ein Ergebnis dar, das durch einen Durchlauf vom 1,7 GHz zu 2,7 GHz erhalten wird. Wie es von 44(B) klar ist, wird durch Aufnehmen der Kopplungsschaltung 30 und der parasitären Resonanzschaltung 20, wie es oben beschrieben ist, ein Pol (kleine Schleife auf dem Diagramm) in der Frequenzcharakteristik der Antenne erzeugt und entsprechend bewegt sich das Resonanzfrequenzband zu der Mitte des Diagramms. Es ist anzumerken, dass ein höheres Frequenzband nach wie vor in einem Umfang des Diagramms liegt und es wird herausgefunden, dass Anpassung in dem Hochfrequenzband schwierig ist.
In 45(B) ist der Ort T2 ein Impedanzort der Antennenvorrichtung, die den Phasenschieber 50, die Kopplungsschaltung 30 und die parasitäre Resonanzschaltung 20 umfasst, und der Ort T1 ist der gleiche wie der Ort T1, der in 44(A) dargestellt ist. Beide stellen ein Ergebnis dar, das durch einen Durchlauf von 1,7 GHz zu 2,7 GHz erhalten wird. Wie es von 45(B) ersichtlich ist, durch Aufnehmen des Phasenschiebers 50 schreitet eine im Wesentlichen 180°-Phase in einem Niedrigband fort und eine im Wesentlichen 90°-Phase schreitet in einem Hochband fort. Entsprechend bewegt sich das Hochfrequenzband auch zu der Mitte des Diagramms hin.
In 46(B) ist der Ort T3 ein Impedanzort der in 46(A) dargestellten Antennenvorrichtung und stellt ein Ergebnis dar, das durch einen Durchlauf von 1,7 GHz zu 2,7 GHz erhalten wird. Wie es durch einen Vergleich mit dem Ort T2, der in 45(B) dargestellt ist, klar wird, dreht sich durch eine Funktion des Kondensators C5, der im Nebenschluss geschaltet ist, das Hochfrequenzband im Uhrzeigersinn. Somit ist die Anpassung in allen Frequenzbändern verbessert.
47 stellt eine Frequenzcharakteristik einer Rückflussdämpfung der in 44(A) und 46(A) dargestellten Antennenvorrichtungen und der Antennenvorrichtung gemäß dem Vergleichsbeispiel dar. In 47 ist eine Rückflussdämpfungscharakteristik RL1, eine Rückflussdämpfungscharakteristik der Antennenvorrichtung gemäß dem Vergleichsbeispiel, in der die Kopplungsschaltung 30 und die parasitäre Resonanzschaltung 20 nicht enthalten sind, eine Rückflussdämpfungscharakteristik RL2 ist eine Rückflussdämpfungscharakteristik der in 44(A) dargestellten Antennenvorrichtung und eine Rückflussdämpfungscharakteristik RL3 ist eine Rückflussdämpfungscharakteristik der in 46(A) dargestellten Antennenvorrichtung. Die Rückflussdämpfungscharakteristika RL1 und RL2 in 47 sind die gleichen wie diejenigen, die in 8 dargestellt sind. Beim Vergleichen der Rückflussdämpfungscharakteristika RL2 und RL3 miteinander wird herausgefunden, dass die Rückflussdämpfung in allen Bändern klein ist und dass das Hochband zu einem breiten Band von beispielsweise von 1,4 GHz bis 2,6 GHz verbreitert wird, während das gleiche Strahlungselement verwendet wird.
48 ist eine äußere perspektivische Ansicht des Phasenschiebers 50 und 49 ist eine Draufsicht von Schichten in dem Phasenschieber 50. Außerdem ist 50 eine Schnittansicht des Phasenschiebers 50.
Eine obere Oberfläche eines Materials S1 entspricht einer Befestigungsfläche (unteren Fläche) eines Mehrschichtkörpers 100. Auf dem Material S1 sind ein Anschluss T1 als ein erstes Tor P1, ein Anschluss T2 als ein zweites Tor P2, ein Masseanschluss G und ein offener Anschluss NC gebildet.
Die Materialschichten des Mehrschichtkörpers 100 können ein nicht magnetischer Keramik-Mehrschichtkörper sein, der aus LTCC oder dergleichen gebildet ist, oder ein Harz-Mehrschichtkörper, der aus einem Harzmaterial, wie zum Beispiel Polyimid oder Flüssigkristallpolymer gebildet ist. Da die Materialschichten nicht magnetisch sind (kein magnetisches Ferrit) ist es auf diese Weise möglich, die Materialschichten als einen Transformator zu verwenden und einen Phasenschieber mit einer vorbestimmten Induktivität und einen vorbestimmten Kopplungskoeffizienten, selbst in einem hohen Frequenzband, das mehrere 100 MHz überschreitet.
Jede/r der obigen Leiterstrukturen und der Zwischenschichtverbindungsleiter ist aus einem Leitermaterial gebildet, das Ag oder Cu als Hauptkomponente enthält und einen geringen spezifischen Widerstand aufweist. In einem Fall, in dem die Materialschichten Keramik sind, sind beispielsweise die Leiterstrukturen und die Zwischenschichtverbindungsleiter durch Siebdruck und Brennen einer leitfähigen Paste gebildet, die Ag oder Cu als eine Hauptkomponente enthält. In einem Fall, in dem die Materialschichten Harz sind, sind die Leiterstrukturen und die Zwischenschichtverbindungsleiter beispielsweise durch Ätzen oder dergleichen einer Metallfolie gebildet, wie zum Beispiel einer AI-Folie oder einer Cu-Folie.
Der Phasenschieber 50 umfasst eine Vielzahl von isolierenden Materialien S1 bis S9. Verschiedene Leiterstrukturen sind auf den isolierenden Materialien S1 bis S9 gebildet. Die „verschiedenen Leiterstrukturen“ umfassen nicht nur Leiterstrukturen, die auf Oberflächen der Materialien gebildet sind, sondern auch Zwischenschichtverbindungsleiter. Die Zwischenschichtverbindungsleiter umfassen nicht nur Durchgangsleiter, sondern auch Endflächenelektroden, die auf Endflächen des Mehrschichtkörpers gebildet sind.
Die obere Oberfläche des Materials S1 entspricht der Befestigungsfläche (unteren Fläche) des Mehrschichtkörpers. Auf dem Material S1 sind der Anschluss T1 als das erste Tor P1, der Anschluss T2 als das zweite Tor P2, der Masseanschluss G und der offene Anschluss NC gebildet.
Auf den Materialien S5 und S4 sind Leiter L1A1 bzw. L1A2 gebildet. Auf dem Material S3 sind Leiter L1A3 und L1B1 gebildet. Auf dem Material S2 sind Leiter L1B2 und L1C gebildet.
Ein erstes Ende des Leiters L1A1 ist mit dem Anschluss T1 als dem ersten Tor verbunden. Ein zweites Ende des Leiters L1A1 ist über einen Zwischenschichtverbindungsleiter VL mit einem ersten Ende des Leiters L1A2 verbunden. Ein zweites Ende des Leiters L1A2 ist über einen Zwischenschichtverbindungsleiter V12 mit einem ersten Ende des Leiters L1A3 verbunden. Ein zweites Ende des Leiters L1A3 ist mit einem ersten Ende des Leiters L1B1 verbunden. Das zweite Ende des Leiters L1A3 und das erste Ende des Leiters L1B1 sind über einen Zwischenschichtverbindungsleiter V13 mit einem ersten Ende des Leiters L1B2 verbunden. Ein zweites Ende des Leiters L1B1 ist über einen Zwischenschichtverbindungsleiter V14 mit einem zweiten Ende des Leiters L1B2 verbunden. Das zweite Ende des Leiters L1B2 ist mit einem ersten Ende des Leiters L1C verbunden. Ein zweites Ende des Leiters L1C ist mit dem Masseanschluss G verbunden.
Auf den Materialien S6 und S7 sind Leiter L2A1 bzw. L2A2 gebildet. Auf dem Material S8 sind Leiter L2A3 und L2B1 gebildet. Auf dem Material S9 sind Leiter L2B2 und L2C gebildet.
Ein erstes Ende des Leiters L2A1 ist mit dem Anschluss T2 als dem zweiten Tor verbunden. Ein zweites Ende des Leiters L2A1 ist über einen Zwischenschichtverbindungsleiter V21 mit einem ersten Ende des Leiters L2A2 verbunden. Ein zweites Ende des Leiters L2A2 ist über einen Zwischenschichtverbindungsleiter V22 mit einem ersten Ende des Leiters L2A3 verbunden. Ein zweites Ende des Leiters L2A3 ist mit einem ersten Ende des Leiters L2B1 verbunden. Das zweite Ende des Leiters L2A3 und das erste Ende des Leiters L2B1 sind über einen Zwischenschichtverbindungsleiter V23 mit einem ersten Ende des Leiters L2B2 verbunden. Ein zweites Ende des Leiters L2B1 ist über einen Zwischenschichtverbindungsleiter V24 mit einem zweiten Ende des Leiters L2B2 verbunden. Das zweite Ende des Leiters L2B2 ist mit einem ersten Ende des Leiters L2C verbunden. Ein zweites Ende des Leiters L2C ist mit dem Masseanschluss G verbunden.
Die Leiter L1A1, L1A2, L1A3, L1B1, L1B2 und L1C und die Zwischenschichtverbindungsleiter V11, V12, V13 und V14 bilden die erste Spule Lp. Außerdem bilden die Leiter L2A1, L2A2, L2A3, L2B1, L2B2 und L2C und die Zwischenschichtverbindungsleiter V21, V22, V23 und V24 die zweite Spule LS. Sowohl die erste Spule Lp als auch die zweite Spule Ls sind rechteckige Schraubenfedern.
Andere Ausführungsbeispiele
Die oben beschriebenen Ausführungsbeispiele haben Beispiele dargestellt, bei denen die rechteckige erste Schraubenfeder durch Verwenden der ersten Leiterstruktur und der zweiten Leiterstruktur gebildet wird und bei denen die zweite rechteckige Schraubenfeder durch Verwenden der dritten Leiterstruktur und der vierten Leiterstruktur gebildet wird. Eine Ebenen-Form von jeder der Leiterstrukturen kann jedoch ein Kreis, eine Ellipse, ein Oval, ein Quadrat mit abgerundeten Ecken und dergleichen sein.
Bei den oben beschriebenen Beispielen wurden hauptsächliche Beispiele der Verwendung der Grundwellenresonanz der parasitären Resonanzschaltung 20 beschrieben. Es kann jedoch jede harmonische Resonanz der parasitären Resonanzschaltung 20, wie zum Beispiel Doppelwellenresonanz (sekundäre Resonanz), Dreifachwellenresonanz (tertiäre Resonanz) oder 3/2-Wellenresonanz verwendet werden. Außerdem können sowohl die Grundwellenresonanz als auch die harmonische Resonanz verwendet werden, oder eine Mehrzahl von harmonischen Resonanzen kann verwendet werden.
Auch bei dem Strahlungselement 10 kann ähnlich dazu ebenfalls jede harmonische Resonanz, wie zum Beispiel eine Doppelwellenresonanz (sekundäre Resonanz), Dreifachwellenresonanz (tertiäre Resonanz) oder 3/2-Wellenresonanz verwendet werden. Außerdem können sowohl die Grundwellenresonanz als auch die harmonische Resonanz verwendet werden oder eine Mehrzahl von harmonischen Resonanzen kann verwendet werden.
Schließlich sind die oben beschriebenen Ausführungsbeispiele beispielhafte Ausführungsbeispiele in allen Punkten und sind nicht beschränkend. Jede Verformung und Modifikation kann durchgeführt werden, wie es für einen Fachmann auf dem Gebiet angemessen ist. Der Schutzbereich der vorliegenden Erfindung ist durch die Ansprüche und nicht durch die oben beschriebenen Ausführungsbeispiele definiert. Außerdem umfasst der Schutzbereich der vorliegenden Erfindung ferner Modifikationen der Ausführungsbeispiele innerhalb eines Schutzbereichs, der äquivalent zu den Ansprüchen ist.
Bezugszeichenliste

C, C1: Kapazität
C2, C3, C4: Kondensator
C5: Impedanzanpassungskondensator
C11, C12: Kapazitätsbildungsleiterstruktur
C20: Kondensator
Cs1, Cs2: Kondensator (parasitäre Kapazität)
G: Masseanschluss
GND: Masseelektrode
GZ: Masseregion
IT: idealer Transformator
L1A1, L1A2, L1A3, L1B1, L1B2, L1C: Leiter
L2A1, L2A2, L2A3, L2B1, L2B2, L2C: Leiter
La, Lc: serielle parasitäre Induktivitätskomponente
Lb: parallele parasitäre Induktivitätskomponente
Lp: erste Spule
Ls: zweite Spule
L1a, L1b: Spulenelement
L11: erste Leiterstruktur
L12: zweite Leiterstruktur
L2a, L2b: Spulenelement
L20: Induktor
L21: dritte Leiterstruktur
L22: vierte Leiterstruktur
L21 bis L23: Leiterstruktur
La: Induktor
MS1: erste Fläche
MS2: zweite Fläche
NGZ: Nicht-Masse-Region
PA: Strahlungselementverbindungsanschluss
PF: Speiseschaltungsverbindungsanschluss
PG: Masseanschluss
Ps: Verbindungspunkt
PS: Parasitäre-Resonanzschaltung-Verbindungsanschluss
P1: erstes Tor
P2: zweites Tor
S1 bis S9: Material
S11, S12, S21, S22, S23: isolierendes Material
V1: erster Zwischenschichtverbindungsleiter
V2: zweiter Zwischenschichtverbindungsleiter
V11, V12, V13, V14, V21, V22, V23, V24: Zwischenschichtverbindungsleiter
1: Speiseschaltung
5: Substrat
6: Schaltungssubstrat
7: Verbinder
8: Induktor
9: Speiseleitung
10: Strahlungselement
10A: Speisestrahlungselement
10AF: Speiseleitung
10AS: kurzer Pin
10B, 10C: parasitäres Strahlungselement
10U, 10V: Speisestrahlungselement
11: Endflächenteil
12, 13: Seitenflächenteil
20, 20A, 20B: parasitäre Resonanzschaltung
21: erstes lineares Leiterstrukturteil
22: zweites lineares Leiterstrukturteil
30, 30A, 30B: Kopplungsschaltung (Magnetfeldkopplungselement)
31: erste Spule
32: zweite Spule
33: dritte Spule
34: vierte Spule
35: Induktor
36: Kondensator
37, 38: Schalter
40: Metallgehäusehauptteil
41: Ebenenteil
42,43: Seitenflächenteil
50: Phasenschieber
51a bis 51f: Materialschicht
61 bis 63: Leiterstruktur
71 bis 74: Leiterstruktur
81: Speiseanschluss
82: Antennenanschluss
83: Masseanschluss
84: Antennenanschluss
100: Mehrschichtkörper
101 bis 105: Antennenvorrichtung
106A bis 106D: Antennenvorrichtung
107A, 107B: Antennenvorrichtung
108 bis 110: Antennenvorrichtung
111A, 111B: Antennenvorrichtung
112 bis 117: Antennenvorrichtung
118A bis 118C: Antennenvorrichtung
119, 120: Antennenvorrichtung

Claims

Ein Magnetfeldkopplungselement, das folgende Merkmale aufweist: eine Mehrzahl von Leiterstrukturen, die auf einer Mehrzahl von Schichten angeordnet sind, die mit isolierenden Schichten dazwischen angeordnet gestapelt sind; und eine Mehrzahl von Zwischenschichtverbindungsleitern, die die Mehrzahl von Leiterstrukturen an vorbestimmten Positionen miteinander verbinden, wobei die Mehrzahl von Leiterstrukturen eine erste Leiterstruktur, eine zweite Leiterstruktur, eine dritte Leiterstruktur und eine vierte Leiterstruktur umfassen, die der Reihe nach in einer Richtung des Stapelns auf unterschiedlichen Schichten angeordnet sind, wobei die Mehrzahl von Zwischenschichtverbindungsleitern einen ersten Zwischenschichtverbindungsleiter und einen Zwischenschichtverbindungsleiter umfasst, wobei der erste Zwischenschichtverbindungsleiter die erste Leiterstruktur und die zweite Leiterstruktur miteinander verbindet, der zweite Zwischenschichtverbindungsleiter die dritte Leiterstruktur und die vierte Leiterstruktur miteinander verbindet, wobei die erste Leiterstruktur, die zweite Leiterstruktur und der erste Zwischenschichtverbindungsleiter eine erste Spule bilden, wobei die dritte Leiterstruktur, die vierte Leiterstruktur und der zweite Zwischenschichtverbindungsleiter eine zweite Spule bilden und wobei die erste Spule und die zweite Spule in einer Region von weniger als 1/3 einer Stapelhöhe eines Mehrschichtkörpers gebildet sind, der die Mehrzahl von isolierenden Schichten in der Richtung des Stapelns umfasst.
Das Magnetfeldkopplungselement gemäß Anspruch 1, bei dem eine Kopplungsrichtung der zweiten Leiterstruktur und der dritten Leiterstruktur die gleiche ist wie eine Kopplungsrichtung des ersten Zwischenschichtverbindungsleiters und des zweiten Zwischenschichtverbindungsleiters.
Das Magnetfeldkopplungselement gemäß Anspruch 1 oder 2, bei dem der erste Zwischenschichtverbindungsleiter und der zweite Zwischenschichtverbindungsleiter in einer Draufsicht der isolierenden Schichten einander überlappen.
Das Magnetfeldkopplungselement gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, bei dem der erste Zwischenschichtverbindungsleiter und der zweite Zwischenschichtverbindungsleiter in der Richtung des Stapelns angeordnet sind, mit einer einzelnen isolierenden Schicht aus der Mehrzahl von isolierenden Schichten dazwischen angeordnet.
Das Magnetfeldkopplungselement gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, bei dem die erste Leiterstruktur und die vierte Leiterstruktur eine geringere Anzahl von Windungen aufweisen als die zweite Leiterstruktur und die dritte Leiterstruktur.
Das Magnetfeldkopplungselement gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, bei dem zumindest entweder die zweite Leiterstruktur oder die dritte Leiterstruktur eine Kapazitätsbildungsleiterstruktur aufweist, die in der Richtung des Stapelns zugewandt ist und die teilweise eine Kapazität bildet.
Das Magnetfeldkopplungselement gemäß Anspruch 6, bei dem eine Leiterstruktur der zweiten Leiterstruktur und der dritten Leiterstruktur eine Anschlussleitungsleiterstruktur umfasst, die einen Endabschnitt der isolierenden Schichten erreicht und die andere Leiterstruktur eine Kapazitätsbildungsleiterstruktur umfasst, die der Anschlussleitungsleiterstruktur zugewandt ist.
Das Magnetfeldkopplungselement gemäß einem der Ansprüche 1 bis 7, bei dem die Mehrzahl von isolierenden Schichten einen rechteckigen Parallelepiped-Mehrschichtkörper bildet, wobei der Mehrschichtkörper eine erste Fläche und eine zweite Fläche umfasst, welche eine Fläche gegenüber der ersten Fläche darstellt und wobei ein Anschluss, der mit einem ersten Ende der ersten Spule verbunden ist, ein Anschluss, der mit einem zweiten Ende der ersten Spule verbunden ist, ein Anschluss, der mit einem ersten Ende der zweiten Spule verbunden ist, und ein Anschluss, der mit einem zweiten Ende der zweiten Spule verbunden ist, einzeln auf der ersten Fläche und der zweiten Fläche gebildet sind.
Eine Antennenvorrichtung, die folgende Merkmale aufweist: das Magnetfeldkopplungselement gemäß einem der Ansprüche 1 bis 8; ein Strahlungselement, das mit dem ersten Ende der ersten Spule verbunden ist; und eine parasitäre Resonanzschaltung, die mit dem ersten Ende der zweiten Spule verbunden ist, wobei das zweite Ende der ersten Spule ein Speiseschaltungsverbindungsteil ist und wobei das zweite Ende der zweiten Spule mit Masse verbunden ist.
Die Antennenvorrichtung gemäß Anspruch 9, bei der eine Wicklungsrichtung der ersten Spule von dem zweiten Ende zu dem ersten Ende und eine Wicklungsrichtung der zweiten Spule von dem ersten Ende zu dem zweiten Ende entgegengesetzt zueinander sind.
Die Antennenvorrichtung gemäß Anspruch 9 oder 10, die ferner einen Phasenschieber aufweist, der zwischen das Speiseschaltungsverbindungsteil und die erste Spule geschaltet ist und eine Frequenzabhängigkeit aufweist.
Die Antennenvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 9 bis 11, bei der ein zweiter Anschluss der zweiten Spule mit Masse verbunden ist, wobei der zweite Anschluss einem ersten Anschluss gegenüberliegt, mit dem die parasitäre Resonanzschaltung verbunden ist und wobei eine Länge einer Leitung zwischen der ersten Spule und der Speiseschaltung und eine Länge einer Leitung zwischen dem zweiten Anschluss der zweiten Spule und Masse geringer ist als eine 1/8-Wellenlänge einer Resonanzfrequenz.
Die Antennenvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 9 bis 12, die einen Induktor aufweist, der zwischen die zweite Spule und die parasitäre Resonanzschaltung geschaltet ist.
Die Antennenvorrichtung gemäß Anspruch 12, die einen Induktor aufweist, der zwischen den ersten Anschluss der zweiten Spule und Masse geschaltet ist.
Die Antennenvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 9 bis 14, die einen Kondensator aufweist, der zwischen die zweite Spule und die parasitäre Resonanzschaltung geschaltet ist.
Die Antennenvorrichtung gemäß Anspruch 12, die einen Kondensator aufweist, der zwischen den ersten Anschluss der zweiten Spule und Masse geschaltet ist.
Die Antennenvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 9 bis 16, die folgende Merkmale aufweist: ein zweites Magnetfeldkopplungselement, das eine dritte Spule und eine vierte Spule umfasst, wobei die dritte Spule zwischen die erste Spule und die Speiseschaltung geschaltet ist, wobei die vierte Spule mit der dritten Spule gekoppelt ist; und eine zweite parasitäre Resonanzschaltung, die mit der vierten Spule verbunden ist.
Die Antennenvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 9 bis 16, die folgende Merkmale aufweist: ein zweites Magnetfeldkopplungselement, das eine dritte Spule und eine vierte Spule umfasst, wobei die dritte Spule zwischen die zweite Spule und die parasitäre Resonanzschaltung geschaltet ist, wobei die vierte Spule mit der dritten Spule gekoppelt ist; und eine zweite parasitäre Resonanzschaltung, die mit der vierten Spule verbunden ist.
Die Antennenvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 9 bis 18, die einen Schalter aufweist, der zwischen die parasitäre Resonanzschaltung und Masse geschaltet ist.
Die Antennenvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 9 bis 19, bei der das Magnetfeldkopplungselement eine parasitäre Kapazität umfasst und bei der die Antennenvorrichtung einen Induktor umfasst, der mit dem Magnetfeldkopplungselement verbunden ist und eine Reaktanzkomponente unterdrückt, die in dem Magnetfeldkopplungselement durch parallele Resonanz mit der parasitären Kapazität erzeugt wird.
Eine Antennenvorrichtung, die folgende Merkmale aufweist: das Magnetfeldkopplungselement gemäß einem der Ansprüche 1 bis 8; ein Strahlungselement, das an einem ersten Abschnitt mit dem ersten Ende der ersten Spule verbunden ist und an einem zweiten Abschnitt mit der Speiseschaltung verbunden ist; und eine parasitäre Resonanzschaltung, die mit dem ersten Ende der zweiten Spule verbunden ist, wobei das zweite Ende der ersten Spule mit Masse verbunden ist und wobei das zweite Ende der zweiten Spule mit Masse verbunden ist.
Elektronische Ausrüstung, die folgende Merkmale aufweist: die Antennenvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 9 bis 21; eine Speiseschaltung, die mit dem Magnetfeldkopplungselement verbunden ist; und ein Gehäuse, in dem die Speiseschaltung untergebracht ist, wobei ein Teil des Strahlungselements oder das gesamte Strahlungselement ein Teil des Gehäuses ist.