CN207765315U - 磁场耦合元件、天线装置以及电子设备 - Google Patents

磁场耦合元件、天线装置以及电子设备 Download PDF

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Abstract

本实用新型涉及磁场耦合元件、具备其的天线装置以及电子设备.磁场耦合元件具有：被配置于隔着绝缘层而层叠的多个层的多个导体图案、和将这些多个导体图案的规定位置彼此层间连接的多个层间连接导体。所述多个导体图案包含第1导体图案(L11)、第2导体图案(L12)、第3导体图案(L21)以及第4导体图案(L22)，所述多个层间连接导体包含第1层间连接导体(V1)和第2层间连接导体(V2)。由第1导体图案(L11)、第2导体图案(L12)以及第1层间连接导体(V1)构成第1线圈，由第3导体图案(L21)、第4导体图案(L22)以及第2层间连接导体(V2)构成第2线圈。第1线圈以及第2线圈形成于小于由多个绝缘层构成的层叠体的层叠高度的1/3的区域。

Description

磁场耦合元件、天线装置以及电子设备
技术领域
本实用新型涉及用于高频电路的磁场耦合元件、具备其的天线装置以及电子设备。
背景技术
为了使频带宽频带化，或者为了对应多个频带，使用具备直接或者间接地耦合的2个辐射元件的天线装置。此外，专利文献1中表示了一种天线装置，其具备：2个辐射元件、和对针对该2个辐射元件的供电进行控制的耦合度调整电路。
图51是表示专利文献1所述的将耦合度调整电路构成于多层基板的情况下的各层的导体图案的例子的图。各层由电介质片材或者磁性体片材构成，在基材层51a～51f形成导体图案。在图51所示的范围内，在基材层51a形成导体图案74。在基材层51b形成导体图案72，在基材层51c形成导体图案71、73。在基材层51d形成导体图案61、63，在基材层51e形成导体图案62，在基材层51f的下表面分别形成供电端子81、接地端子83、第1辐射元件的连接端口即天线端子82以及第2辐射元件的连接端口即天线端子84。在多个基材层51a～51f之中的规定位置，形成由纵向延伸的虚线表示的层间连接导体。通过导体图案72的右半部分和导体图案71来构成线圈元件L1a。此外，通过导体图案72的左半部分和导体图案73来构成线圈元件L1b。此外，通过导体图案61和导体图案62的右半部分来构成线圈元件L2a。此外，通过导体图案62的左半部分和导体图案63来构成线圈元件L2b。
如以上那样，耦合度调整电路由变压器构成，该变压器是基于线圈元件L1a、L1b的初级线圈(第1线圈)与基于线圈元件L2a、L2b的次级线圈(第2线圈)耦合而成的。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：国际公开第2012/153690号
专利文献1所示的天线装置的第1辐射元件和第2辐射元件经由变压器而耦合，通过该耦合的设定，取得供电电路与天线装置的匹配。根据该专利文献1所示的天线装置，由于也可以不使第1辐射元件与第2辐射元件并排，因此其图案的设计上的自由度较高。此外，由于即使使第1辐射元件与第2辐射元件更加接近，也能够规定为规定的耦合度，因此供电电路与多谐振天线的匹配变得容易。
但是，由于通过变压器所具有的电感(初级电感、次级电感以及漏电感)，在辐射元件产生的电流分布发生变化，因此若变压器的电感成分较大则辐射元件的辐射特性可能劣化。另一方面，若为了减少变压器的电感成分而减少第1线圈以及第2线圈的匝数，则两线圈间的耦合系数降低，不能得到作为耦合度调整电路的充分的作用。
实用新型内容
本实用新型的目的在于，提供一种电感成分较小并且第1线圈与第2线圈的耦合系数较高的磁场耦合元件、具备其的天线装置以及电子设备。
(1)本实用新型的磁场耦合元件具有：
被配置于隔着绝缘层而层叠的多个层的多个导体图案、和将所述多个导体图案的规定位置彼此层间连接的多个层间连接导体，
所述多个导体图案包含在所述层叠的方向的按顺序分别被配置于不同的层的第1导体图案、第2导体图案、第3导体图案以及第4导体图案，
所述多个层间连接导体包含：将所述第1导体图案与所述第2导体图案层间连接的第1层间连接导体、和将所述第3导体图案与所述第4导体图案层间连接的第2层间连接导体，
由所述第1导体图案、所述第2导体图案以及所述第1层间连接导体构成第1线圈，
由所述第3导体图案、所述第4导体图案以及所述第2层间连接导体构成第2线圈，
在所述层叠的方向，所述第1线圈以及所述第2线圈形成于小于由多个所述绝缘层构成的层叠体的层叠高度的1/3的区域。
根据上述构成，抑制线圈的电感并且耦合系数提高。此外，与接近于周边的电子部件或导体、处于层叠体内的其他导体图案的多余耦合被抑制。
(2)优选所述第2导体图案与所述第3导体图案的耦合方向、和所述第1层间连接导体与所述第2层间连接导体的耦合方向相同。由此，第1线圈与第2线圈的耦合系数更加提高。
(3)优选所述第1层间连接导体与所述第2层间连接导体在所述绝缘层的俯视下重叠。由此，通过层间连接导体在俯视下重叠，从而相互配置于层叠方向的第1层间连接导体与第2层间连接导体的耦合增加，第1线圈与第2线圈的耦合系数提高。此外，由于层间连接导体在俯视下重叠，因此与如现有构造那样，多个层间连接导体在俯视下被分散配置的构造相比，基于层间连接导体的磁场耦合的障碍较少。通过该作用，第1线圈与第2线圈的耦合系数也提高。
(4)优选所述第1层间连接导体与所述第2层间连接导体隔着所述多个绝缘层之中单一的绝缘层而被配置在所述层叠的方向。由此，第1层间连接导体与第2层间连接导体最接近，上述耦合系数的提高效果更加提高。
(5)优选所述第1导体图案以及所述第4导体图案相比于所述第2导体图案以及所述第3导体图案，匝数较少。由此，与接近于周边的电子部件或导体的多余耦合被抑制。
(6)优选所述第2导体图案与所述第3导体图案的至少一个具有在所述层叠的方向对置并局部形成电容的电容形成用导体图案。由此，上述电容能够用作为与该磁场耦合元件连接的高频电路的阻抗匹配电路。
(7)优选所述第2导体图案或者所述第3导体图案之中的一个导体图案具有达到所述绝缘层的端部的引出导体图案，另一个导体图案具有与所述引出导体图案对置的电容形成用导体图案。由此，能够将本来必须的引出导体图案兼作为电容形成用导体图案的一个，能够更加小型化该部分。
(8)优选由多个所述绝缘层构成长方体状的层叠体，所述磁场耦合元件具备：所述层叠体的第1面、和与该第1面相反的一侧的面即第2面，与所述第1线圈的第1端连结的端子、与所述第1线圈的第2端连结的端子、与所述第2线圈的第1端连结的端子以及与所述第2线圈的第2端连结的端子分别形成于所述第1面以及所述第2面。通过该构造，能够将磁场耦合元件的第1面、第2面的任意面作为安装面而安装于电路基板。在将第1面设为安装面的情况和将第2面设为安装面的情况下，第1线圈的第1端、第2端以及第2线圈的第1端、第2端的引出方向为左右对称的关系。因此，能够将磁场耦合元件的第1面、第2面的任意面作为安装面而安装于电路基板，以使得各端子被配置于适合于第1线圈以及第2线圈的连接对象的电路或元件的位置的位置。
(9)本实用新型的天线装置具备：上述(1)至(8)的任一个所述的磁场耦合元件；与所述第1线圈的第1端连接的辐射元件；和与所述第2线圈的第1端连接的无供电谐振电路，所述第1线圈的第2端是供电电路连接部，所述第2线圈的第2端与接地连接。
通过上述构成，从供电电路观察的辐射元件的反射损耗的频率特性根据无供电谐振电路的谐振特性而被调整，在所希望的频带产生极点，天线的频率特性被宽频带化。
(10)优选从所述第1线圈的第2端向第1端的卷绕方向、和从所述第2线圈的第1端向第2端的卷绕方向相反。由此，第1线圈以及第2线圈的电感通过基于第1线圈与第2线圈的耦合的互感而降低，对辐射元件的电路特性以及辐射特性的影响较小。
(11)优选还具备在所述供电电路连接部与所述第1线圈之间连接的具有频率依赖性的移相器。由此，能够构成在宽频带阻抗匹配的天线装置。
(12)优选所述第2线圈的与连接所述无供电谐振电路的第1端子相反的一侧的第2端子连接于所述接地，所述第1线圈与所述供电电路之间的线路的长度、以及所述第2线圈的所述第2端子与所述接地之间的线路的长度小于谐振频率的1/8波长。
由于磁场耦合元件主要利用磁场耦合，因此将磁场耦合元件***到流过的电流较强的位置更强耦合。通过强耦合，能够增加追加磁场耦合元件和无供电元件所导致的谐振的影响，谐振带宽扩展，因此可通信的频带扩展，此外，信号强度变强，通信特性提高。
(13)天线装置也可以具备在所述第2线圈与所述无供电谐振电路之间连接的电感器。由此，由于在电流较小的位置***电感器，因此能够抑制耦合的变化(抑制阻抗的匹配性的变化)，并且降低无供电谐振电路侧的谐振频率，得到所希望的通信频带。或者能够维持谐振频率并且缩短无供电谐振电路的长度，抑制空间。
(14)天线装置也可以具备连接在所述第2线圈的所述第1端子与所述接地之间的电感器。由此，能够抑制通过***磁场耦合元件所导致的基于接地与磁场耦合元件之间的寄生电容的电抗，能够抑制从未安装磁场耦合元件的状态下的匹配状态的变化。此外，能够降低无供电谐振电路的谐振频率，得到所希望的通信频带或通信特性。或者能够维持谐振频率并且缩短天线的长度，抑制空间。
(15)天线装置也可以还具备连接在所述第2线圈与所述无供电谐振电路之间的电容器。由此，能够提高无供电谐振电路侧的谐振频率，得到所希望的通信频带。
(16)天线装置也可以还具备连接在所述第2线圈的所述第1端子与所述接地之间的电容器。由此，能够减弱通过***磁场耦合元件所导致的接地与磁场耦合元件之间的寄生电容，能够抑制从未安装磁场耦合元件的状态下的匹配状态的变化。此外，能够提高无供电谐振电路侧的谐振频率，得到所希望的通信频带或通信特性。
(17)天线装置也可以设为如下成：具备第2磁场耦合元件，所述第2磁场耦合元件具有：在所述第1线圈与所述供电电路之间连接的第3线圈；和与该第3线圈耦合的第4线圈，
并且具备与所述第4线圈连接的第2无供电谐振电路。由此，能够增加可追加的谐振数，由于带宽扩展因此可通信的区域扩展。若谐振的频率相同则阻抗的匹配性提高。
(18)也可以天线装置具备第2磁场耦合元件，所述第2磁场耦合元件具有：在所述第2线圈与所述无供电谐振电路之间连接的第3线圈；和与该第3线圈耦合的第4线圈，
并且具备与所述第4线圈连接的第2无供电谐振电路。根据该构造，能够利用多个无供电谐振电路，通信特性提高。
(19)天线装置也可以具备开关，所述开关连接在所述无供电谐振电路与所述接地之间。由此，能够使通过设置磁场耦合元件和无供电谐振电路而追加的谐振频率变化，或使匹配变化来改善阻抗的匹配性。此外，能够使谐振频率变化或者使匹配变化，以使得磁场耦合元件与无供电谐振电路容易耦合，来改善阻抗的匹配性。
(20)在所述磁场耦合元件具备寄生电容的情况下，优选天线装置具备电感器，所述电感器与所述磁场耦合元件连接，通过与所述寄生电容的并联谐振，抑制在所述磁场耦合元件产生的电抗成分。由此，通过***磁场耦合元件而赋予的电抗成分被抵消，从未安装磁场耦合元件的状态下的匹配状态的变化被抑制。
(21)本实用新型的天线装置具备：上述(1)至(8)的任一项所述的磁场耦合元件；辐射元件，其第1部位与所述第1线圈的第1端连接，第2部位与供电电路连接；和与所述第2线圈的第1端连接的无供电谐振电路，所述第1线圈的第2端与接地连接，所述第2线圈的第2端与接地连接。
通过上述构成，连接于磁场耦合元件的第1线圈的辐射元件与连接于磁场耦合元件的第2耦合元件的无供电谐振电路不关于辐射相互干扰，辐射元件的辐射特性不受到负面影响。此外，通过无供电谐振电路的谐振特性，从供电电路观察的辐射元件的反射损耗的频率特性被调整，在所希望的频带产生极点，天线的频率特性被宽频带化。特别地，由于连接于接地的部分的电流强度较强，因此能够经由磁场耦合元件来使辐射元件与无供电谐振电路耦合。此外，磁场耦合元件以及无供电谐振电路的配置自由度提高。
(22)本实用新型的电子设备具备：上述天线装置；与所述磁场耦合元件连接的供电电路；和收容该供电电路的壳体，所述辐射元件的一部分或者全部是所述壳体的一部分。
通过上述构成，不需要设置辐射元件专用的导电性部件、导体图案，能够小型化。此外，在具备金属壳体的电子设备中，也不会被金属壳体遮挡。
根据本实用新型，能够得到电感成分较小并且第1线圈与第2线圈的耦合系数较高的磁场耦合元件、具备其的天线装置以及电子设备。
附图说明
图1是作为本实用新型的实施方式所涉及的磁场耦合元件的一个例子的耦合电路30的立体图。
图2是表示形成于耦合电路30的各层的导体图案的分解俯视图。
图3是耦合电路30的电路图。
图4是表示本实用新型的实施方式所涉及的天线装置101和具备其的电子设备的主要构成的立体图。
图5是天线装置101的主要部分的俯视图。
图6是表示耦合电路30和与其连接的电路的构成的图。
图7(A)是高频带下的天线装置101的等效电路图。图7(B)是低频带下的天线装置101的等效电路图。
图8是表示天线装置101、比较例的天线装置和它们的反射损耗的频率特性的图。
图9是表示基于耦合电路的耦合强度的阻抗匹配的差异的概念图。
图10(A)～(H)是表示第1线圈或者第2线圈的几个导体图案的例子的图。
图11是表示第2实施方式所涉及的天线装置102的电路构成的图。
图12是表示第3实施方式所涉及的天线装置103的电路构成的图。
图13是表示第4实施方式所涉及的天线装置104的电路构成的图。
图14是表示第5实施方式所涉及的天线装置105的电路构成的图。
图15是表示第6实施方式所涉及的天线装置106A的电路构成的图。
图16是表示第6实施方式所涉及的天线装置106B的电路构成的图。
图17是表示第6实施方式所涉及的天线装置106C的电路构成的图。
图18是表示第6实施方式所涉及的天线装置106D的电路构成的图。
图19(A)是表示第7实施方式所涉及的天线装置107A的电路构成的图，图19(B)是表示第7实施方式所涉及的天线装置107B的电路构成的图。
图20是表示形成于第7实施方式所涉及的耦合电路30的各层的导体图案的分解俯视图。
图21是第7实施方式所涉及的耦合电路30的剖视图。
图22是表示第7实施方式所涉及的耦合电路30的、特别是导体图案L12与导体图案L21的重叠的俯视图。
图23是表示第7实施方式所涉及的形成于另一耦合电路30的各层的导体图案的分解俯视图。
图24是表示第8实施方式所涉及的天线装置108的电路构成的图。
图25是表示第9实施方式所涉及的天线装置109的电路构成的图。
图26是表示第10实施方式所涉及的天线装置110的电路构成的图。
图27(A)、图27(B)是表示第11实施方式所涉及的天线装置111A、111B的电路构成的图。
图28是表示第12实施方式所涉及的天线装置112的电路构成的图。
图29是表示第13实施方式所涉及的天线装置113的电路构成的图。
图30是表示第14实施方式所涉及的天线装置114的电路构成的图。
图31(A)是表示第15实施方式所涉及的天线装置115的电路构成的图。图31(B)是表示图31(A)所示的天线装置115、比较例的天线装置和它们的反射损耗的频率特性的图。
图32是表示第16实施方式所涉及的天线装置116的电路构成的图。
图33是表示第17实施方式所涉及的天线装置117的电路构成的图。
图34是表示天线装置117的反射损耗的频率特性的图。
图35是第18实施方式所涉及的天线装置118A的电路图。
图36是第18实施方式所涉及的其它的天线装置118B的电路图。
图37是第18实施方式所涉及的又一天线装置118C的电路图。
图38是第19实施方式所涉及的天线装置119的主要部分的俯视图。
图39是第19实施方式的耦合电路30的立体图。
图40是表示第19实施方式的另一耦合电路30的构成的图，是表示形成于耦合电路30的各层的导体图案的分解俯视图。
图41是供电电路1所连接的第20实施方式所涉及的天线装置120的电路图。
图42是将第20实施方式所涉及的移相器50分为理想变压器IT和寄生电感成分来表示的等效电路图。
图43是表示移相器50的移相量的频率特性的图。
图44(A)是不具备移相器50的第1实施方式中所示的天线装置的电路图，图44(B)是在史密斯圆图上表示从供电电路1观察该天线装置的阻抗的阻抗轨迹。
图45(A)是追加了移相器50的天线装置的电路图，图45(B)是在史密斯圆图上表示从供电电路1观察该天线装置的阻抗的阻抗轨迹。
图46(A)是具备阻抗匹配用电容器C5的天线装置的电路图，图46(B)是在史密斯圆图上表示从供电电路1观察该天线装置的阻抗的阻抗轨迹。
图47是表示图44(A)、图46(A)所示的各天线装置以及比较例的天线装置的反射损耗的频率特性的图。
图48是移相器50的外观立体图。
图49是移相器50的各层的俯视图。
图50是移相器50的剖视图。
图51是表示将专利文献1所示的耦合度调整电路构成于多层基板的情况下的各层的导体图案的例子的图。
-符号说明-
C、C1...电容
C2、C3、C4...电容器
C5...阻抗匹配用电容器
C11、C12...电容形成用导体图案
C20...电容器
Cs1、Cs2...电容器(寄生电容)
G...接地端子
GND...接地电极
GZ...接地区域
IT...理想变压器
L1A1、L1A2、L1A3、L1B1、L1B2、L1C...导体
L2A1、L2A2、L2A3、L2B1、L2B2、L2C...导体
La、Lc...串联寄生电感成分
Lb...并联寄生电感成分
Lp...第1线圈
Ls...第2线圈
L1a、L1b...线圈元件
L11...第1导体图案
L12...第2导体图案
L2a、L2b...线圈元件
L20...电感器
L21...第3导体图案
L22...第4导体图案
L21～L23...导体图案
La...电感器
MS1...第1面
MS2...第2面
NGZ...非接地区域
PA...辐射元件连接端子
PF...供电电路连接端子
PG...接地端子
Ps...连接点
PS...无供电谐振电路连接端子
P1...第1端口
P2...第2端口
S1～S9...基材
S11、S12、S21、S22、S23...绝缘基材
V1...第1层间连接导体
V2...第2层间连接导体
V11、V12、V13、V14、V21、V22、V23、V24...层间连接导体
1...供电电路
5...基板
6...电路基板
7...连接器
8...电感器
9...供电线路
10...辐射元件
10A...供电辐射元件
10AF...供电路径
10AS...短路管脚
10B、10C...无供电辐射元件
10U、10V...供电辐射元件
11...端面部
12、13...侧面部
20、20A、20B...无供电谐振电路
21...第1线状导体图案部
22...第2线状导体图案部
30、30A、30B...耦合电路(磁场耦合元件)
31...第1线圈
32...第2线圈
33...第3线圈
34...第4线圈
35...电感器
36...电容器
37、38...开关
40...金属壳体主要部分
41...平面部
42、43...侧面部
50...移相器
51a～51f..基材层
61～63...导体图案
71～74...导体图案
81...供电端子
82...天线端子
83...接地端子
84...天线端子
100...层叠体
101～105...天线装置
106A～106D...天线装置
107A、107B...天线装置
108～110...天线装置
111A、111B...天线装置
112～117...天线装置
118A～118C...天线装置
119、120...天线装置。
具体实施方式
《第1实施方式》
图1是作为本实用新型的磁场耦合元件的一个例子的耦合电路30的立体图，图2是表示形成于耦合电路30的各层的导体图案的分解俯视图。
本实施方式的耦合电路30是被安装于电子设备内的电路基板的长方体状的芯片部件。在图1中，将耦合电路30的外形和其内部的构造分离后图示。耦合电路30的外形通过双点划线来表示。在耦合电路30的外表面，形成供电电路连接端子PF、辐射元件连接端子PA、接地端子PG以及无供电谐振电路连接端子PS。此外，耦合电路30具备：第1面MS1、和作为与该第1面相反的一侧的面的第2面MS2。在本实施方式中，第1面MS1是安装面，该面与电路基板对置。对作为与安装面(第1面)MS1相反的一侧的面的顶面(第2面)，赋予方向识别标记DDM。该方向识别标记DDM例如被利用于在针对耦合电路30通过安装机来将芯片部件安装于电路基板时，检测芯片部件的方向。
在耦合电路30的内部，形成第1导体图案L11、第2导体图案L12、第3导体图案L21、第4导体图案L22。第1导体图案L11与第2导体图案L12经由层间连接导体V1而连接。第3导体图案L21与第4导体图案L22经由层间连接导体V2而连接。另外，在图1中，将形成有上述各导体图案的绝缘基材S11、S12、S21、S22在层叠方向上分离表示。这些绝缘基材S11、S12、S21、S22可以是由LTCC(Low Temperature Co-fired Ceramics：低温共烧陶瓷)等构成的非磁性陶瓷层叠体，也可以是由聚酰亚胺或液晶聚合物等树脂材料构成的树脂层叠体。这样，通过基材层是非磁性体(由于不是磁性铁氧体)，从而即使是超过几百MHz的高频带也能够用作为耦合电路。
上述各导体图案以及层间连接导体由以Ag或Cu为主成分的电阻率较小的导体材料构成。若基材层是陶瓷，则通过例如以Ag或Cu为主成分的导电性膏的丝网印刷以及烧制而形成。此外，若基材层是树脂，则通过例如Al箔或Cu箔等金属箔利用蚀刻等被图案化而形成。
供电电路连接端子PF以及辐射元件连接端子PA是第1线圈的两端连接的端子，辐射元件连接端子PA以及接地端子PG是第2线圈的两端连接的端子。各端子的名称是应用于后面所示的天线装置的情况下的名称，不过这里也使用该名称。
如图2所示，在绝缘基材S11形成第1导体图案L11，在绝缘基材S12形成第2导体图案L12，在绝缘基材S21形成第3导体图案L21，在绝缘基材S22形成第4导体图案L22。绝缘基材S11、S12、S21、S22被层叠为这些线圈导体图案从接近于安装面的层起依次配置第1导体图案L11、第2导体图案L12、第3导体图案L21、第4导体图案L22。另外，在图2中，表示形成线圈导体图案的绝缘基材。本实施方式的耦合电路30是在绝缘基材S11的下方、绝缘基材S22的上方分别层叠未形成线圈导体图案的绝缘基材而成的。
第1导体图案L11的第1端与辐射元件连接端子PA连接，第2端经由层间连接导体V1而与第2导体图案L12的第1端连接。第2导体图案L12的第2端与供电电路连接端子PF连接。此外，第3导体图案L21的第1端与无供电谐振电路连接端子PS连接，第3导体图案L21的第2端经由层间连接导体V2而与第4导体图案L22的第1端连接。第4导体图案L22的第2端与接地端子PG连接。
上述第1层间连接导体V1与第2层间连接导体V2在绝缘层的俯视下重叠。在图2所示的例子中，第1层间连接导体V1与第2层间连接导体V2在俯视下存在于同一位置。
在由树脂多层基板构成耦合电路30的情况下，上述绝缘基材S11、S12、S21、S22例如是液晶聚合物(LCP)片材，导体图案L11、L12、L21、L22例如是将铜箔图案化而成的。此外，在由陶瓷多层基板构成耦合电路30的情况下，上述绝缘基材S11、S12、S21、S22例如是LTCC，导体图案L11、L12、L21、L22例如是将铜膏印刷形成的。
图3是包含上述4个线圈导体图案的耦合电路30的电路图。第2导体图案L12与第1导体图案L11被串联连接并构成第1线圈31。同样地，第4导体图案L22与第3导体图案L21被串联连接并构成第2线圈32。第2导体图案L12与第3导体图案L21在层叠方向相邻，由于该第2导体图案L12与第3导体图案L21的磁场耦合特别强，因此在图3中，描绘为使其左右相邻。当然，第2导体图案L12以及第1导体图案L11分别与第4导体图案L22以及第3导体图案L21磁场耦合。另外，为了与后面所示的电子设备中的耦合电路30的配置相对应，在图3中将右侧表示为初级，将左侧表示为次级。
通过上述构成，各导体图案L11、L12、L21、L22在俯视下在整周重叠，由于各导体图案L11、L12、L21、L22在层叠方向最接近(在不经由隔着绝缘基材的情况下在层叠方向相邻)，因此第1线圈与第2线圈的耦合系数较高。进一步地，由于第1层间连接导体V1与第2层间连接导体V2相互在层叠方向被配置并俯视下重叠，因此第1层间连接导体V1与第2层间连接导体V2磁场耦合。因此，第1线圈与第2线圈的耦合系数提高。此外，由于层间连接导体V1、V2在俯视下重叠，因此与如现有构造那样多个层间连接导体在俯视下被分散配置的构造相比，基于层间连接导体的磁场耦合的障碍较少。通过该作用，第1线圈与第2线圈的耦合系数也提高。
此外，从第1线圈31的辐射元件连接端子PA向供电电路连接端子PF的卷绕方向与从第2线圈32的无供电谐振电路连接端子PS向接地端子PG的卷绕方向相同，并且从层间连接导体V1的一端(与导体图案L11的连接点)到另一端(与导体图案L12的连接点)的方向与从层间连接导体V2的一端(与导体图案L21的连接点)到另一端(与导体图案L22的连接点)的方向相同。换句话说，层间连接导体V1与层间连接导体V2的磁场耦合的极性和导体图案L11、L12与导体图案L21、L22的磁场耦合的极性相同的。因此，层间连接导体V1与层间连接导体V2的耦合增强了第1线圈31与第2线圈32的耦合。因此，通过该作用，第1线圈31与第2线圈32的耦合系数也提高。
此外，在本实施方式中，第1层间连接导体V1与第2层间连接导体V2仅隔着多个绝缘层之中单一的绝缘层(形成第3导体图案L21的绝缘基材S21)而在层叠方向被配置。由此，由于第1层间连接导体V1与第2层间连接导体V2最接近，因此上述耦合系数的提高效果更高。
如图2所示，第1导体图案L11约为0.5匝，第2导体图案L12约为1匝，第3导体图案L21约为0.75匝，第4导体图案L22约为0.75匝。换句话说，第1线圈31为1.5匝，第2线圈32为1.5匝。这样，第1线圈以及第2线圈的匝数比一般的高频变压器少，初级电感以及次级电感较小。具体而言，优选第1线圈31以及第2线圈32的至少一方的线圈的匝数小于2匝。并且，如上所述，由于第1线圈31与第2线圈32的耦合系数较高(例如约0.8)，因此漏电感也较小。此外，为了抑制磁通泄漏，优选俯视下第1线圈31与第2线圈32分别在线圈轴向环绕并且线圈封闭、换言之，优选为旋转体形状。换句话说优选卷绕1匝以上。
图10(A)～(H)是表示第1线圈或者第2线圈的几个导体图案的例子的图。形成于不同层的导体图案在俯视下重叠，但为了表示是几匝，在图10(A)～(H)中，取代各层的导体图案的重叠而将其偏离图示。
在构成耦合电路30的层叠体是长方体、在长方体的一个侧面引出线圈的两端部的情况下，如图10(A)(B)所例示那样，优选第1线圈31、第2线圈32各自的匝数n为1.75＜n＜2.25。图10(A)是将导体图案形成于2层的绝缘层的例子，若将第1层的导体图案设为约1匝，将第2层的导体图案设为约0.75匝，则能够以约1.75匝，在一个侧面引出线圈的两端部。图10(B)是将导体图案形成于3层的绝缘层的例子，若将第1层的导体图案设为约1匝，将第2层的导体图案设为约1匝，将第3层的导体图案设为约0.25匝，则能够以约2.25匝，在一个侧面引出线圈的两端部。
在构成耦合电路30的层叠体是长方体、在长方体的一个侧面引出线圈的一端部、在与线圈的卷绕方向相邻的另一个侧面引出线圈的另一端部的情况下，优选线圈的匝数为1＜n＜1.5。图10(C)是由2层构成导体图案的情况的例子，若将第1层的导体图案设为约0.75匝，将第2层的导体图案设为约0.25匝，则能够以约1匝，在2个侧面引出线圈的两端部。图10(D)是由2层构成导体图案的情况下的例子，若将第1层的导体图案设为约0.75匝，将第2层的导体图案设为约0.75匝，则能够以约1.5匝，在2个侧面引出线圈的两端部。
在构成耦合电路30的层叠体是长方体、在长方体的一个侧面引出线圈的一端部、在与线圈的卷绕方向相反的方向相邻的另一个侧面引出线圈的另一端部的情况下，优选线圈的匝数为1.5＜n＜2。图10(E)是由2层构成导体图案的情况，若将第1层的导体图案设为约1匝，将第2层的导体图案设为约0.5匝，则能够以约1.5匝，在2个侧面引出线圈的两端部。图10(F)是由2层构成导体图案的情况，若将第1层的导体图案设为约1匝，将第2层的导体图案设为约1匝，则能够以约2匝，在2个侧面引出线圈的两端部。
在构成耦合电路30的层叠体是长方体、在长方体的一个侧面引出线圈的一端部、在与其侧面对置的另一个侧面引出线圈的另一端部的情况下，优选线圈的匝数为1.25＜n＜1.75。图10(G)是将导体图案形成在2层的绝缘层的例子，若将第1层的导体图案设为约1匝，将第2层的导体图案设为约0.25匝，则能够以约1.25匝这一较少的匝数，在对置的2个侧面分别引出线圈的两端部。图10(H)是若将第1层的导体图案设为约1匝，将第2层的导体图案设为约0.75匝，则能够以约1.75匝，在对置的2个侧面分别引出线圈的两端部。
此外，构成第1线圈31以及第2线圈32的各导体图案L11、L12、L21、L22在层叠方向被收敛于小于构成耦合电路30的层叠体的层叠高度的1/3的范围。因此，第1线圈31与第2线圈32的耦合系数较高。换句话说，在层叠体，与能够更加增加线圈的匝数无关地，通过不增加线圈的匝数，能够抑制线圈的电感并且提高耦合系数。此外，通过该构造，层叠体内的各导体图案L11、L12、L21、L22与接近于周边的电子部件、导体的多余耦合被抑制。
在层叠体内部存在与电容图案等的第1线圈31以及第2线圈32的任意线圈均不连接的其他图案的情况下，如以下那样构成。首先，在其他图案与层叠体的上表面或者安装面之间的区域设置有第1线圈31以及第2线圈32的情况下，优选第1线圈31以及第2线圈32被收敛于小于该区域的层叠高度的1/3的范围。此外，在存在2个“其他图案”且在这2个其他图案之间的区域设置有第1线圈31以及第2线圈32的情况下，优选第1线圈31以及第2线圈32被收敛于小于上述2个“其他图案”之间的区域的层叠高度的1/3的范围。由此，对与处于接近于周边的电子部件、导体、层叠体内的其他导体图案的多余耦合加以抑制。
此外，第1导体图案L11以及第4导体图案L22相比于第2导体图案L12以及第3导体图案L21，匝数较少。换句话说，比内层更接近于外层的一侧的线圈导体图案的导体图案长相对较短。由此，接近于周边的电子部件、导体与耦合电路30的对置面积变小，多余耦合被抑制。
根据本实施方式，能够得到电感成分较小并且第1线圈与第2线圈的耦合系数较高的磁场耦合元件。
在图2所示的例子中，在第2导体图案L12的一部分形成电容形成用导体图案C11，在第3导体图案L21的一部分形成电容形成用导体图案C12。
因此，如图3所示，在第2导体图案L12的中途与无供电谐振电路连接端子PS之间形成电容C1。该电容C1作为连接于该耦合电路30的高频电路的阻抗匹配电路而发挥作用。
电容形成用导体图案C11是从第2导体图案L12起，比该第2导体图案L12的卷绕范围更向外侧突出的形状。此外，电容形成用导体图案C12是从第3导体图案L21起，比该第3导体图案L21的卷绕范围更向外侧突出的形状。这样，由于具备电容形成用导体图案，并且线圈形成用的导体图案L11、L12、L21、L22在俯视下在整周重叠，因此电容形成用导体图案不妨碍穿过线圈开口的磁通，能够将第1线圈与第2线圈的耦合系数维持较高。
此外，由于电容形成用导体图案C11、C12形成于线圈形成用的导体图案的一部分(局部)，因此这些电容形成用导体图案与接近于周边的电子部件、导体的多余耦合被抑制。
此外，电容形成用导体图案C12也是达到作为绝缘基材S21的端部的无供电谐振电路连接端子PS的引出导体图案的一部分。这样，通过将本来必须的引出导体图案兼作为电容形成用导体图案的一个，能够使耦合电路30相应地小型化。
接下来，表示具备耦合电路30的天线装置以及电子设备。图4是表示天线装置101和具备其的电子设备的主要构成的立体图。图5是天线装置101的主要部分的俯视图。
电子设备的金属壳体具备作为金属壳体端部的辐射元件10和金属壳体主要部分40。金属壳体主要部分40由平面部41、侧面部42、43构成。
天线装置101具备：辐射元件10、无供电谐振电路20和耦合电路30。
辐射元件10是金属壳体端部，由端面部11、侧面部12、13构成。侧面部12的端部经由电感器8而与电路基板6的接地连接(接地)。侧面部13的端部开放，但在该开放端与接地之间产生寄生电容C。另外，在电路基板6安装USB等连接器7，在端面部11形成用于连接器7的开口，但该连接器7不是天线装置101的构成要素。
电路基板6具有：形成有接地电极GND的接地区域GZ、和未形成有接地电极的非接地区域NGZ。作为辐射元件10的金属壳体端部位于非接地区域的一侧。在电路基板6的非接地区域NGZ，形成基于导体图案的无供电谐振电路20。此外，在电路基板6的非接地区域NGZ，形成将耦合电路30与辐射元件10连接的供电线路9。
如图5所示，无供电谐振电路20由在中途具有折回部20FB的线状的导体图案构成。这样，通过由在中途具有折回部的线状的导体图案构成，无供电谐振电路20被设置为省空间。此外，在本实施方式中，具有：从耦合电路30延伸的第1线状导体图案部21、和折回到远离辐射元件10的一侧的第2线状导体图案部22。通过该构造，接近于辐射元件10(特别是端面部11)的部分较短，并且延伸方向相互为相反方向，因此与辐射元件10(特别是端面部11)的实质耦合较小。由此，无供电谐振电路20与辐射元件10的不必要的耦合被抑制。
另外，由于第2线状导体图案部22的线宽比第1线状导体图案部21粗，因此能够加宽谐振的带宽。
图6是表示耦合电路30和与其连接的电路的构成的图。耦合电路30具有第1线圈31和第2线圈32，由第1线圈31和第2线圈32构成变压器。第1线圈31与第2线圈32的电感较小，分别为10nH以下。辐射元件10与无供电谐振电路20经由耦合电路30，以耦合系数0.5以上、优选以耦合系数0.8以上进行耦合。耦合元件的电感越小，对辐射元件10的电路特性以及辐射特性的影响越能够抑制。耦合系数越大，越能够将辐射元件10与无供电谐振电路20电连接，仅在较大有助于无供电谐振电路20谐振的频率施加谐振点。这样，通过构成第1线圈31与第2线圈32电磁场耦合的变压器，从而构成第1线圈31与第2线圈32的耦合系数较高的耦合电路，从供电电路1观察辐射元件10时的无供电谐振电路20的谐振特性容易显现。
第1线圈31被连接于辐射元件10与供电电路1之间。第2线圈32的第1端与无供电谐振电路20连接，第2端与电路基板6的接地连接(接地)。
根据本实施方式的电子设备，由于将收容供电电路的壳体的金属部利用为辐射元件，因此不需要设置辐射元件专用的导电性部件或导体图案，能够实现小型化。此外，在具备金属壳体的电子设备中，也不会被金属壳体遮挡。
图7(A)是高频带下的天线装置101的等效电路图。在高频带(例如1.6GHz～2.3GHz)下，电感器8(参照图5、图6)为规定的高阻抗，辐射元件10的前端等效为开放状态。在该状态下，辐射元件10作为以3/4波长或者(2n+1)/4波长(n为自然数)进行谐振的单极系天线而发挥作用。
图7(B)是低频带下的天线装置101的等效电路图。在低频带(例如700MHz～900MHz)下，电感器8表示规定的电感，辐射元件10的前端经由电感器8而接地。在该状态下，辐射元件10作为1波长或者其整数倍波长的环状天线而发挥作用。
基于图7(A)(B)所示的电感器L20以及电容器C20的串联电路是用于表示为将无供电谐振电路20简单技术为集中常量电路的等效电路的元件。无供电谐振电路20作用为在规定频率下以3/4波长或者(2n+1)/4波长(n为自然数)进行谐振的开路端短截线。因此，在图7(A)(B)中表示为电容器C20。无供电谐振电路20例如在以2.1GHz为中心的频带下进行谐振。其中，在本实施方式中，由于无供电谐振电路20是线状导体图案在中途折回的形状，因此与单纯的直线状的导体图案相比，在线状导体图案不形成显著的驻波，作为谐振电路的谐振的Q值较小。
图8是针对天线装置101和比较例的天线装置，表示其反射损耗的频率特性的图。在图8中，反射损耗特性RL1是本实施方式的天线装置101的反射损耗，反射损耗特性RL2是比较例的天线装置的反射损耗。比较例的天线装置是不具备耦合电路30以及无供电谐振电路20的天线装置。在任意天线装置中，均在低频带(700MHz～900MHz)的中心频率F1产生极点。这是由于图7(B)所示的环状天线的谐振特性。此外，在频率F2(1.75GHz附近)产生极点。这是由于图7(A)所示的单极天线的3/4波长谐振。进一步地，在频率F3(2.3GHz附近)产生极点。这是由于图7(A)所示的单极天线的5/4波长谐振。
另外，优选图6所示的第1线圈31与供电电路1之间的线路的长度“r1”以及第2线圈32的端部与接地之间的线路的长度“r2”小于谐振频率的1/8波长。所谓这里的波长，包含考虑了基于磁性体、电介质的波长缩短效果的实效波长的意思。将“1/8波长”设为阈值，是基于1/8波长电流为1/√2、换言之能够传输的电力为一半、条件上实用。
这里，针对基于上述耦合强度的阻抗匹配的差异，图9中表示概念图。在图9中，轨迹T1、T2、T3是在史密斯圆图上表示从供电电路1观察天线装置101的阻抗的阻抗轨迹。轨迹T1是不存在耦合电路30以及无供电谐振电路20的状态下的特性，轨迹T2是耦合电路30的第1线圈31与第2线圈32适度地耦合的状态下的特性，轨迹T3是耦合电路30的第1线圈31与第2线圈32的耦合过强的状态下的特性。
这样，即使耦合电路30的第1线圈31与第2线圈32的耦合过强，从供电电路观察的输入阻抗也从供电电路(以及传输线路)侧的阻抗(例如50Ω)偏离。因此，耦合电路30的第1线圈31与第2线圈32适度地耦合很重要。通过上述第1线圈31与供电电路1之间的线路的长度“r1”以及第2线圈32的端部与接地之间的线路的长度“r2”在小于谐振频率的1/8波长的范围内规定，从而能够适度地规定基于耦合电路30的耦合。
在本实施方式的天线装置101中，在频率F0(2.1GHz附近)也产生极点。这是由于无供电谐振电路20的谐振特性。也就是说，由于无供电谐振电路20以中心频率2.1GHz的频带进行谐振，因此在从供电电路1观察的天线装置101的反射损耗的频率特性，以该2.1GHz产生极点。根据本实施方式的天线装置101，在1.6GHz～2.3GHz，高频带的应用频带被宽频带化。
此外，在低频带中无供电谐振电路20不谐振，对低频带的反射损耗特性没有影响。换句话说，在从供电电路1观察的反射损耗特性，在例如1.6GHz以上的频带，无供电谐振电路20有影响，在低于此的频带，无供电谐振电路20实质没有影响。
如上所述，由于耦合电路30的电感成分较小，因此即使在将该耦合电路30***到天线电路的情况下也难以对辐射元件的辐射特性有影响。此外，由于耦合电路30的第1线圈与第2线圈的耦合系数较高，因此从供电电路1观察辐射元件10时的无供电谐振电路20的谐振特性容易显现。由此，被追加新的深谐振点，辐射元件与供电电路匹配的频带变宽。
由于上述频率F0附近的反射损耗的特性根据无供电谐振电路20的谐振特性而被规定，因此根据构成无供电谐振电路20的导体图案的形状，能够适当地规定频率F0附近的反射损耗的特性。在本实施方式中，由于无供电谐振电路20由在中途具有折回部的线状的导体图案构成，因此无供电谐振电路20的谐振的锐利性变缓，通过无供电谐振电路20，包含在上述频率F0产生的极点的该附近频带，能够使反射系数较宽地衰减。
另外，由于作用为开路端短截线的无供电谐振电路20与辐射元件10被实质独立地设置，因此与例如在辐射元件形成短截线的情况相比，没有针对低频带的影响。
此外，从第1线圈31的供电电路连接端子PF向辐射元件连接端子PA的卷绕方向与从第2线圈32的无供电谐振电路连接端子PS向接地端子PG的卷绕方向相反。换句话说，第1线圈31中从供电电路连接端子PF向辐射元件连接端子PA的方向上流过电流时产生的磁场(磁通)与第2线圈32中从无供电谐振电路连接端子PS向接地端子PG的方向上流过电流时产生的磁场(磁通)相互削弱。这里，在辐射元件连接端子PA作为单极天线而谐振时，经由供电电路1以及接地电极GND而连接的耦合电路30中的第1线圈31与第2线圈32的极性相互相反，第1线圈31中从供电电路连接端子PF向辐射元件连接端子PA流过电流，第2线圈32中从无供电谐振电路连接端子PS向接地端子PG流过电流，产生的磁场(磁通)相互削弱。由此，第1线圈31以及第2线圈32的电感比基于第1线圈31与第2线圈32的耦合的互感低，对辐射元件10的电路特性以及辐射特性的影响较小。
此外，耦合电路30具备电容C1，该电容C1作用为连接于供电电路连接端子PF的供电电路与连接于无供电谐振电路连接端子PS的无供电谐振电路的阻抗匹配电路。
此外，无供电谐振电路20也可以在高频带下谐振并作为辐射元件而有帮助。进一步地，无供电谐振电路20也可以在高频带下与辐射元件10、金属壳体主要部分40共同谐振并作为辐射元件而有帮助。
《第2实施方式》
图11是表示第2实施方式所涉及的天线装置102的电路构成的图。该天线装置102在耦合电路30的第2线圈32与无供电谐振电路20之间连接(***)电感器35。其他的构成与第1实施方式中图6所示的电路相同。
根据本实施方式，由于在电流较小的位置***电感器35，因此能够抑制耦合电路30的耦合的变化并且降低无供电谐振电路20的谐振频率，能够得到所希望的通信频带。或者，能够维持谐振频率并且缩短无供电谐振电路20的长度，实现省空间化。
另外，上述电感器35也可以与耦合电路30一体化。其中，优选构成为不与第1线圈31耦合。
《第3实施方式》
图12是表示第3实施方式所涉及的天线装置103的电路构成的图。该天线装置103在耦合电路30的第2线圈32与接地之间连接(***)电感器35。其他的构成与第1实施方式中图6所示的电路相同。
若对天线装置附加耦合电路30，则在接地与耦合电路30之间产生寄生电容。根据本实施方式，通过上述电感器35与上述寄生电容谐振，能够抑制电抗成分。因此，通过在通过对天线装置附加耦合电路30来不希望使天线特性变化的频带，***与上述寄生电容谐振的电感的电感器35，能够抑制从未安装耦合电路30的状态下的匹配状态发生的变化。
此外，通过电感器35的***能够降低无供电谐振电路20的谐振频率，能够得到所希望的通信频带、通信特性。或者能够维持谐振频率并且缩短天线的长度，空间被抑制。
另外，上述电感器35也可以与耦合电路30一体化。其中，优选构成为不与第1线圈31耦合。
《第4实施方式》
图13是表示第4实施方式所涉及的天线装置104的电路构成的图。该天线装置104在耦合电路30的第2线圈32与无供电谐振电路20之间连接(***)电容器36。其他的构成与第1实施方式中图6所示的电路相同。
根据本实施方式，能够提高无供电谐振电路侧的谐振频率，能够得到所希望的通信频带。
另外，上述电容器36也可以与耦合电路30一体化。
《第5实施方式》
图14是表示第5实施方式所涉及的天线装置105的电路构成的图。该天线装置105在耦合电路30的第2线圈32与接地之间连接(***)电容器36。其他的构成与第1实施方式中图6所示的电路相同。
根据本实施方式，能够减弱由于***耦合电路30所导致的接地与耦合电路30之间的寄生电容(合成电容被减少)，能够抑制从未安装耦合电路30的状态下的匹配状态起的变化。此外，能够提高无供电谐振电路20的谐振频率，得到所希望的通信频带、通信特性。
另外，上述电容器36也可以与耦合电路30一体化。
《第6实施方式》
图15是表示第6实施方式所涉及的天线装置106A的电路构成的图。该天线装置106A在耦合电路30的第1线圈31与辐射元件10之间连接(***)电感器35。其他的构成与第1实施方式中图6所示的电路相同。
根据天线装置106A的构成，由于在作为电流比***的电感器35强的一侧的供电侧存在第1线圈31，因此能够维持提供给无供电谐振电路20的电力比，同时改变辐射元件10的谐振频率，或者调整阻抗匹配的程度。此外，由于通过基于第1线圈31、第2线圈32的电感、第1线圈31与第2线圈32之间产生的寄生电容而规定的自谐振频率难以降低，因此自谐振频率不会对通信频带下的使用有负面影响。换句话说，在自谐振的状态下，其频带的能量降为接地并不辐射，但若自谐振频率为比通信频带高的状态，则不产生这种问题。
图16是表示第6实施方式所涉及的天线装置106B的电路构成的图。该天线装置106B在耦合电路30的第1线圈31与供电电路1之间连接(***)电感器35。其他的构成与第1实施方式中图6所示的电路相同。
根据天线装置106B的构成，由于耦合电路30的第1线圈31被***到电流比电感器35的位置弱的一侧，因此与在辐射元件10与第1线圈31之间***电感器的情况相比，能够适度地调整通过耦合电路30以及无供电谐振电路20而附加的谐振下的(谐振频率下的)阻抗匹配的程度。具体而言，能够避免输入阻抗过度变化并且阻抗匹配偏离这一状况。
此外，由于通过电感器35的***，能够降低耦合电路30的自谐振频率，因此通过将上述自谐振频率规定为不希望使其辐射的频带，能够抑制不必要的辐射。
图17是表示第6实施方式所涉及的天线装置106C的电路构成的图。该天线装置106C在耦合电路30的第1线圈31与辐射元件10之间连接(***)电容器36。其他的构成与第1实施方式中图6所示的电路相同。
根据天线装置106C的构成，能够通过***的电容器36的电容来调整辐射元件10的谐振频率，或者调整阻抗匹配的程度。
图18是表示第6实施方式所涉及的天线装置106D的电路构成的图。该天线装置106D在耦合电路30的第1线圈31与供电电路1之间连接(***)电容器36。其他的构成与第1实施方式中图6所示的电路相同。
根据天线装置106D的构成，能够通过***的电容器36的电容来调整辐射元件10的谐振频率，或者调整阻抗匹配的程度。此外，由于在供电电路1与第1耦合元件31之间***电容器36，因此成为在第1耦合元件31与第2耦合元件32之间产生的寄生电容与电容器36串联连接的构造。因此，自谐振电路***中包含的合成电容降低，自谐振频率变高。由此，能够将自谐振频率从使用的通信频带偏离。
《第7实施方式》
图19(A)是表示第7实施方式所涉及的天线装置107A的电路构成的图，图19(B)是表示第7实施方式所涉及的天线装置107B的电路构成的图。这些天线装置107A、107B的构成与第1实施方式中图6所示的电路相同。其中，在将耦合电路30的第1线圈31的自感表示为L1、将第2线圈32的自感表示为L2时，设置于天线装置107A的耦合电路30的第1线圈31、第2线圈32处于L2＞L1的关系，在天线装置107B中，处于L2＜L1的关系。若处于L2＞L1的关系，则与L1＝L2的情况相比，能够降低无供电谐振电路20的谐振频率。或者，若在相同的谐振频率下进行比较，则能够缩短无供电谐振电路20。
此外，在L2＞L1的情况下，与在耦合电路30的外侧在第2线圈32连接(附加)电感器的构成相比，相对较大的自感的第2线圈32整体有助于与第1线圈31的耦合，因此能够增大提供给无供电谐振电路20的电力比。
此外，在L2＜L1的情况下，与在耦合电路30的外侧在第1线圈31连接(附加)电感器的构成相比，相对较大的自感的第1线圈31整体有助于与第2线圈32的耦合，因此能够增大提供给无供电谐振电路20的电力比。
图20是表示形成于本实施方式所涉及的耦合电路30的各层的导体图案的分解俯视图。本实施方式的天线装置所具备的耦合电路30是被安装于电路基板的长方体状的芯片部件。
在绝缘基材S11、S12、S21、S22，S23，分别形成导体图案L11、L12、L21、L22、L23。导体图案L11的第1端与辐射元件连接端子PA连接，第2端经由层间连接导体V1来与导体图案L12的第1端连接。导体图案L12的第2端与供电电路连接端子PF连接。导体图案L21的第1端与无供电谐振电路连接端子PS连接，第2端经由层间连接导体V21来与导体图案L22的第1端连接。导体图案L22的第2端经由层间连接导体V22来与导体图案L23的第1端连接。并且，导体图案L23的第2端与接地端子PG连接。
图21是上述耦合电路30的剖视图。图22是特别表示导体图案L12与导体图案L21的重叠的俯视图。构成第1线圈31的导体图案L11、L12的线圈开口或者线圈直径比构成第2线圈32的导体图案L21、L22、L23的线圈开口或者线圈直径小。此外，导体图案L11、L12与导体图案L21、L22、L23的线宽的一部分重叠。在图21、图22所示的例子中，在整周上大约仅1/2的宽度重叠。
图23是表示第7实施方式所涉及的形成于另一耦合电路30的各层的导体图案的分解俯视图。各导体图案的形状和大小与图20所示的例子不同。图23所示的耦合电路的各导体图案之中，构成第1线圈31的导体图案L11、L12的线圈外径比构成第2线圈32的导体图案L21、L22、L23的线圈内径小。
根据图20～图23所示的构成，在构成第1线圈31的导体图案(L11、L12)与构成第2线圈32的导体图案(L21、L22、L23)之间产生的寄生电容被抑制。因此，通过基于第1线圈31、第2线圈32的电感和上述寄生电容而规定的自谐振频率变高，能够将自谐振频率从使用通信频带偏离。此外，即使存在构成第1线圈31的导体图案(L11、L12)与构成第2线圈32的导体图案(L21、L22、L23)的面方向(图22所示的X-Y面方向)的位置偏移，第1线圈31的线圈开口与第2线圈32的线圈开口重叠的部分也保持一定，因此第1线圈31与第2线圈32的磁场耦合的耦合度相对于构成第1线圈31的导体图案(L11、L12)与构成第2线圈32的导体图案(L21、L22、L23)的面方向的位置偏移的变化较小。
图20、图23的任意例子均为处于上述L1＜L2的关系的耦合电路的例子。在设为L1＞L2的情况下，由线圈开口相对较大的导体图案构成第1线圈31即可。
另外，在图20、图23中，表示了缓和针对构成第1线圈31的导体图案(L11、L12)与构成第2线圈32的导体图案(L21、L22、L23)的位置偏移的影响的例子，同样地，也能够缓和针对构成第1线圈31的各导体图案彼此的面方向的位置偏移的影响、针对构成第2线圈32的各导体图案彼此的面方向的位置偏移的影响。例如，也可以在层叠方向相邻的导体图案L11、L12的线圈开口或者线圈直径相互不同，设为其线宽的一部分重叠的构造。同样地，例如，也可以在层叠方向相邻的导体图案L21、L22、L23的线圈开口或者线圈直径交替相互不同，设为其线宽的一部分重叠的构造。
《第8实施方式》
图24是表示第8实施方式所涉及的天线装置108的电路构成的图。该天线装置108具备：第1耦合电路30A、第2耦合电路30B、第1无供电谐振电路20A以及第2无供电谐振电路20B。第2耦合电路30B具有：相互耦合的第3线圈33以及第4线圈34。在第1线圈31与供电电路1之间连接第2耦合电路30B的第3线圈33。在第2线圈32连接第1无供电谐振电路20A，在第4线圈34连接第2无供电谐振电路20B。其他的构成与第1实施方式中图6所示的电路相同。
通过将第1无供电谐振电路20A与第2无供电谐振电路20B的谐振频率设为不同，从而产生与其谐振频率相应的多个极点，通信带宽扩宽。此外，若使第1无供电谐振电路20A与第2无供电谐振电路20B的谐振频率实质相等，则二个无供电谐振电路中产生的极点变深，其频带处的阻抗的匹配性提高。
《第9实施方式》
图25是表示第9实施方式所涉及的天线装置109的电路构成的图。该天线装置109具备：第1耦合电路30A、第2耦合电路30B、第1无供电谐振电路20A以及第2无供电谐振电路20B。第2耦合电路30B具有相互耦合的第3线圈33以及第4线圈34。
在第2线圈32与第1无供电谐振电路20A之间连接第3线圈33。在第2线圈32连接第1无供电谐振电路20A，在第4线圈34连接第2无供电谐振电路20B。其他的构成与第1实施方式中图6所示的电路相同。
在本实施方式中，通过使第1无供电谐振电路20A与第2无供电谐振电路20B的谐振频率实质相等，从而二个无供电谐振电路中产生的极点变深，其频带处的阻抗的匹配性提高。
《第10实施方式》
图26是第10实施方式所涉及的天线装置110的电路图。该天线装置110具备在无供电谐振电路20与接地之间连接的开关37。此外，在辐射元件10与接地之间具备开关38。其他的构成与第1实施方式中图6所示的电路相同。
上述开关37、38独立或者连动地被切换。根据开关37的状态，使通过设置耦合电路30和无供电谐振电路20而产生的极点的频率变化，或者使匹配状态变化，从而能够改善阻抗的匹配性。此外，使无供电谐振电路20的谐振频率变化，或者使与基于耦合电路30以及无供电谐振电路20的电路的阻抗匹配状态变化，以使得容易经由耦合电路30来将供电电路1与无供电谐振电路20耦合，从而能够改善阻抗的匹配性。
此外，根据开关38的状态，能够使通过辐射元件10的谐振来产生的极点的频率变化。
《第11实施方式》
图27(A)、图27(B)是表示第11实施方式所涉及的天线装置111A、111B的电路构成的图。图27(A)、图27(B)的任意例子中，都在耦合电路30的第1线圈31与第2线圈32之间，具备通过电容器Cs1、Cs2等来表示的寄生电容。此外，耦合电路30具备在第1线圈31与第2线圈32之间连接的电感器L3。
上述电感器L3与基于寄生电容的电容器Cs1、Cs2并联谐振。因此，在耦合电路30中产生的电抗成分在该并联谐振频带被抑制。由此，通过***耦合电路30而被赋予的电抗成分被抵消，从未安装耦合电路30的状态下的匹配状态引起的变化被抑制。
《第12实施方式》
图28是表示第12实施方式所涉及的天线装置112的电路构成的图。
本实施方式的天线装置112具备：供电电路1所连接的辐射元件10、具有在辐射元件10与接地之间连接的第1线圈31以及与该第1线圈31耦合的第2线圈32的耦合电路30、和与第2线圈32连接的无供电谐振电路20。此外，在该例子中，在第1线圈31与接地之间***电感器35。
通过上述构成，辐射元件10与无供电谐振电路20关于辐射不相互干扰，辐射元件10的辐射特性不受到负面影响。此外，通过无供电谐振电路20的谐振特性，从供电电路1观察的辐射元件10的反射损耗的频率特性被调整，在所希望的频带产生极点，天线的频率特性被宽频带化。特别地，由于与接地连接的部分的电流强度较强，因此能够经由耦合电路30来使辐射元件10与无供电谐振电路20耦合。此外，耦合电路30以及无供电谐振电路20的配置自由度提高。
《第13实施方式》
图29是表示第13实施方式所涉及的天线装置113的电路构成的图。
本实施方式的天线装置113具备耦合电路30以及无供电谐振电路20分别通过导体图案而形成的基板5。其他的构成与第1实施方式中图6所示的电路相同。
上述基板5由树脂多层基板或者陶瓷多层基板构成。在是树脂多层基板的情况下，例如是在表面形成铜箔的图案的多个热塑性树脂基材被层叠并加热冲压的基板。在是陶瓷多层基板的情况下，则是在表面形成导体膏的图案的多个陶瓷生片被层叠并烧制的基板。
另外，在将耦合电路30与无供电谐振电路20独立构成的情况下，无供电谐振电路20也可以由上述树脂多层基板或者陶瓷多层基板构成。
根据本实施方式，由于耦合电路30与无供电谐振电路20被一体化，因此省空间化。
《第14实施方式》
在第14实施方式中，表示具备PIFA(planar inverted-F antenna，平面倒置F型天线)和无供电辐射元件的天线装置。
图30是表示第14实施方式所涉及的天线装置114的电路构成的图。本实施方式的天线装置114具备：供电辐射元件10A、供电路径10AF、无供电辐射元件10B和耦合电路30。在供电路径10AF与接地之间连接供电电路1。耦合电路30的构成以及作用如上述各实施方式中所示。
耦合电路30的第1线圈31在供电辐射元件10A与供电路径10AF的连接点Ps和接地之间连接。由该供电辐射元件10A、供电路径10AF和第1线圈31构成PIFA。换句话说，耦合电路30的第1线圈31被设置于PIFA的短路管脚的位置。这里所谓的短路管脚是将连接点Ps与接地之间连接的部件。也可以在该部分具备电容器或电感器。
无供电辐射元件10B是单极型的无供电辐射元件。在该无供电辐射元件10B的接地端附近***耦合电路30的第2线圈32。
在上述供电辐射元件10A的开放端与第1线圈31的接地端之间流过供电辐射元件的谐振电流iA。此外，在无供电辐射元件10B的开放端与第2线圈32的接地端之间流过谐振电流iB。流过供电辐射元件10A的电流iA与流过无供电辐射元件10B的电流iB的相位不同。
一般地，若供电辐射元件的谐振与无供电辐射元件的谐振为相同相位，则在天线装置的频率特性中，在这两个谐振频率之间插进陷波。因此，即使设置无供电辐射元件也不能宽频带化。换句话说，在以宽频带化为目的的情况下，无供电辐射元件不能相对于供电辐射元件相邻配置。
与此相对地，在本实施方式中，由于流过耦合电路30的第1线圈31的电流与流过第2线圈32的电流存在相位差，因此基于供电辐射元件10A的谐振与无供电辐射元件10B的谐振不为相同相位，这两个谐振频率之间不能插进陷波。第1线圈31与第2线圈32的相位差最大为180°，通过寄生成分，产生180°以下的相位差。换句话说，通过第1线圈31与第2线圈32的寄生电容的作用，流过第1线圈31的电流与流过第2线圈32的电流的相位差超过0°，小于180°。
如图30所示，在PIFA中，在其开放端与短路位置之间流过谐振电流iA，因此流过供电电路1的电流的相位与谐振电流iA的相位不同。因此，假设在供电路径10AF中***耦合电路30的第1线圈31并在第2线圈32连接无供电辐射元件10B的情况下，流过无供电辐射元件10B的电流iB的相位与流过供电辐射元件10A的电流iA的相位不相关，因此如上所述，存在基于供电辐射元件10A的谐振与无供电辐射元件10B的谐振为相同相位的可能性，在该情况下，插进上述陷波。在本实施方式中，能够在不产生这种问题的情况下，将无供电辐射元件10B与供电辐射元件10A相邻配置。
另外，本实施方式是将供电辐射元件构成为PIFA的例子，但供电辐射元件并不局限于PIFA，也可以是一般的逆F型天线，起到相同的作用效果。
《第15实施方式》
在第15实施方式中，表示具备多个无供电辐射元件的天线装置的例子。
图31(A)是表示第15实施方式所涉及的天线装置115的电路构成的图。本实施方式的天线装置115具备：供电辐射元件10A、供电路径10AF、无供电辐射元件10B、10C和耦合电路30。在供电路径10AF与接地之间连接供电电路1。
无供电辐射元件10C的接地端附近主要与向供电辐射元件10A的供电路径10AF耦合。其他的构成与图30所示的天线装置114相同。
图31(B)是针对图31(A)的天线装置115与比较例的天线装置，表示其反射损耗的频率特性的图。在图31(B)中，反射损耗特性RL1是本实施方式的天线装置115的反射损耗，反射损耗特性RL2是比较例的天线装置的反射损耗。比较例的天线装置是不具备耦合电路30以及无供电辐射元件10B、且将第1线圈31设为PIFA的仅仅短路管脚的天线装置。在任意的天线装置中，都在低频带的中心频率F1产生极点。这是由于供电辐射元件10A的1/4波长谐振。此外，在频率F2产生极点。这是由于供电辐射元件10A的3/4波长谐振。进一步地，在频率F3产生极点。这是由于单极型的无供电辐射元件10C的1/4波长谐振。
在本实施方式的天线装置115中，在频率F0也产生极点。这是由于无供电辐射元件10B的谐振特性。这样，也能够构成具备与耦合电路30连接的无供电辐射元件10B、和不经由基于耦合电路30的耦合的无供电辐射元件10C的天线装置。
另外，在本实施方式中，供电辐射元件也并不限定于PIFA，也可以是一般的逆F型天线，起到相同的作用效果。
《第16实施方式》
在第16实施方式中，表示具备多个无供电辐射元件的天线装置的例子。
图32是表示第16实施方式所涉及的天线装置116的电路构成的图。本实施方式的天线装置116具备：供电辐射元件10A、供电路径10AF、短路管脚10AS、无供电辐射元件10B、10C和耦合电路30。供电辐射元件10A是PIFA的辐射元件。
在本实施方式中，耦合电路30的第1线圈31被***到无供电辐射元件10B的接地端附近，耦合电路30的第2线圈32被***到无供电辐射元件10C的接地端附近。无供电辐射元件10B的接地端附近主要与向供电辐射元件10A的供电路径10AF耦合。
如本实施方式这样，也可以构成为二个无供电辐射元件10B、10C经由耦合电路30而耦合。
另外，在本实施方式中，供电辐射元件并不限定于PIFA或逆F型天线，例如也可以是单极型的辐射元件。换句话说，只要是与无供电辐射元件10B等耦合的供电辐射元件即可，起到相同的作用效果。
《第17实施方式》
图33是表示第17实施方式所涉及的天线装置117的电路构成的图。本实施方式的天线装置117具备：供电辐射元件10U、10V、供电路径10AF、无供电辐射元件10B、无供电辐射元件10C以及耦合电路30。在供电路径10AF与接地之间连接供电电路1。耦合电路30的构成以及作用如上述各实施方式中所示。
由供电辐射元件10U、10V以及供电路径10AF构成分支供电的单极天线或者分支供电的PIFA。无供电辐射元件10C主要与供电路径10AF耦合，作用为单极型或者逆L型的天线。
图34是表示天线装置117的反射损耗的频率特性的图。在图34中，频率F1所示的极点基于在供电辐射元件10U、10V、基于供电路径10AF的分支天线之中主要在供电辐射元件10U以及供电路径10AF产生的基本波。以频率F2所示的极点是基于在无供电辐射元件10C产生的基本波。以频率F3所示的极点主要基于在供电辐射元件10U以及供电路径10AF产生的例如3/4波长高次谐波。以频率F4所示的极点基于在无供电辐射元件10B产生的基本波。以频率F5所示的极点基于在供电辐射元件10U、10V、基于供电路径10AF的分支天线之中主要在供电辐射元件10V产生的谐振。
另外，通过在供电辐射元件10V与无供电辐射元件10B之间积极地产生寄生电容，能够使供电辐射元件10V与无供电辐射元件10B的谐振电流的相位差为大约90°。由此，产生以频率F4所示的基于供电辐射元件10V的极点和以频率F5所示的基于无供电辐射元件10B的极点。
在本实施方式的天线装置中，通过具备包含供电辐射元件10V的分支天线，能够覆盖扩展到2700MHz的通信频带，能够构成覆盖700MHz～900MHz的低频带和1700MHz～2700MHz的高频带的宽频带天线。
《第18实施方式》
图35是第18实施方式所涉及的天线装置118A的电路图。该天线装置118A在金属壳体的侧面部构成无供电辐射元件10B。耦合电路30的第2线圈32与无供电辐射元件10B连接。其他的构成与第1实施方式中图6所示的电路相同。
根据天线装置118A的构造，能够将无供电辐射元件10B从辐射元件10分离，能够以通过耦合电路30以及无供电辐射元件10B而追加的谐振频率得到良好的辐射特性。进一步地，不会以该谐振频率以外的频率使辐射元件10所具有的辐射特性劣化。
图36是第18实施方式所涉及的其它的天线装置118B的电路图。该天线装置118B在金属壳体的侧面部构成无供电辐射元件10B。无供电辐射元件10B的端部经由电感器8而与电路基板等的接地连接(接地)。该无供电辐射元件10B作用为1/2波长谐振型的天线。
根据天线装置118B的构造，通过金属壳体的侧面部的前端接地，能够抑制基于周边环境的变化的天线特性的变动。此外，即使在金属壳体的侧面部的前端的端部存在夹着狭缝而接地的其他金属壳体的侧面部的情况下，通过金属壳体的侧面部的前端接地，从而电场最大位置从无供电辐射元件10B的前端向中央方向移动，因此能够以通过耦合电路30而追加的谐振频率得到良好的辐射特性。进一步地，通过电感器8的电感，能够容易地调整谐振频率。
图37是第18实施方式所涉及的又一天线装置118C的电路图。该天线装置118C从金属壳体的端面部到侧面部构成供电辐射元件10A。同样地，从金属壳体的端面部到侧面部构成无供电辐射元件10B。这样无供电辐射元件10B的主要部分也可以处于金属壳体的端面部。此外，无供电辐射元件10B也可以接近于供电辐射元件10A的接地端。通过该构造，由于供电辐射元件10A的电场最大位置从接地端向中央方向移动，因此能够抑制供电辐射元件10A与无供电辐射元件10B的不必要的干扰。
《第19实施方式》
图38是第19实施方式的天线装置119的主要部分的俯视图。
电子设备的金属壳体具备作为金属壳体端部的辐射元件10。与第1实施方式中图5所示的天线装置101相比，供电线路9相对于辐射元件10的连接位置以及无供电谐振电路20的位置不同。
在本实施方式中，在电路基板6的俯视下，在辐射元件10的左侧的侧面部13连接供电线路9。伴随于此，在耦合电路30的右侧配置无供电谐振电路20。这些的位置关系与图5所示的例子相比，左右相反(左右对称关系)。其他的构成如第1实施方式中所示。
图39是本实施方式的耦合电路30的立体图。该耦合电路30的外形通过双点划线来表示。在耦合电路30的外表面，形成供电电路连接端子PF、辐射元件连接端子PA、接地端子PG以及无供电谐振电路连接端子PS。该耦合电路30是与第1实施方式中图1所示的耦合电路30实质相同的元件。其中，第2面MS2是安装面，该面与电路基板对置。对与安装面(第2面)MS2相反的一侧的面即顶面(第1面)赋予方向识别标记DDM。因此，与图1所示的耦合电路30相比，俯视下的各端子的位置不同。在图1所示的耦合电路30中，俯视下，从辐射元件连接端子PA起向顺时针旋转地，依次形成接地端子PG、供电电路连接端子PF以及无供电谐振电路连接端子PS。在第19实施方式中，如图39所示，从辐射元件连接端子PA向逆时针旋转地，依次形成接地端子PG、供电电路连接端子PF以及无供电谐振电路连接端子PS。
如上所述，通过在第1面MS1、第2面MS2这两面，形成第1线圈的第1端、第2端以及第2线圈的第1端、第2端，从而第1面、第2面均能够设为安装面。因此，能够将耦合电路30的第1面MS1、第2面MS2的任意选择地作为安装面而安装于电路基板，以使得在适合于形成于该耦合电路30的第1线圈以及第2线圈的连接对象的电路或元件的位置的位置配置各端子。
另外，在图1、图39所示的例子中，表示了将形成于第1面MS1的4个端子与形成于第2面MS2的4个端子连接的层间连接导体形成在层叠体的端面的例子，但也可以在层叠体的内部形成多个通孔导体，经由这些通孔导体，将形成于第1面MS1的4个端子与形成于第2面MS2的4个端子连接。
此外，也可以形成上述通孔导体，并且在耦合电路30的安装面形成LGA(Land GridArray)型的端子。
图40是表示本实施方式的另一耦合电路30的构成的图，是表示形成于耦合电路30的各层的导体图案的分解俯视图。
如图40所示，在绝缘基材S11形成第1导体图案L11，在绝缘基材S12形成第2导体图案L12，在绝缘基材S21形成第3导体图案L21，在绝缘基材S22形成第4导体图案L22。绝缘基材S11、S12、S21、S22被层叠，以使得这些线圈导体图案从接近于安装面的层起依次配置第1导体图案L11、第2导体图案L12、第3导体图案L21、第4导体图案L22。
第1导体图案L11的第1端与辐射元件连接端子PA连接，第2端经由层间连接导体V1而与第2导体图案L12的第1端连接。第2导体图案L12的第2端与供电电路连接端子PF连接。此外，第3导体图案L21的第1端与无供电谐振电路连接端子PS连接，第3导体图案L21的第2端经由层间连接导体V2而与第4导体图案L22的第1端连接。第4导体图案L22的第2端与接地端子PG连接。
图40所示的各层的导体图案处于与图2所示的导体图案左右对称的关系。因此，具备这些导体图案的耦合电路在俯视下，从辐射元件连接端子PA向逆时针旋转地，依次形成接地端子PG、供电电路连接端子PF以及无供电谐振电路连接端子PS。
如本例这样，耦合电路30也可以在适合于形成于其的第1线圈以及第2线圈的连接对象的电路或元件的位置的位置配置各端子。
《第20实施方式》
在第20实施方式中，表示还具备移相器的天线装置。
图41是供电电路1所连接的第20实施方式所涉及的天线装置120的电路图。该天线装置120在供电电路1与耦合电路30的第1线圈31之间连接移相器50。该移相器50是移相量根据频率而变化(具有频率依赖性)的移相器。移相器50具备相互耦合的第1线圈Lp、第2线圈Ls以及电容器C3。
另外，在本例中，在供电电路1与移相器50之间连接阻抗匹配用的电容器C4、C5。
耦合电路30、辐射元件10、无供电谐振电路20的构成与第1实施方式中所示的相同。
图42是将上述移相器50分为理想变压器IT与寄生电感成分(串联寄生电感成分La、Lc、并联寄生电感成分Lb)来表示的等效电路图。
虽然由于上述寄生电感成分(电感器La、Lb、Lc)，变压器的阻抗从规定值(例如50Ω)偏离，但通过具备图41所示的电容器C2，变压器的阻抗被调整为规定值。特别地，电容器C2作用为修正基于并联寄生电感成分Lb的阻抗的偏离，电容器C3作用为修正基于串联寄生电感成分La、Lc的阻抗的偏离。
图41所示的第1线圈Lp与第2线圈Ls的耦合系数比一般的高频变压器小，伴随于此，串联寄生电感成分Lc较大。但是，通过电容器C3的电容也较大，能够确保阻抗匹配。此外，通过电容器C3的电容较大，高频带的信号与基于第1线圈Lp和第2线圈Ls的变压器相比，将电容器C3分流的比例较大，基于变压器的移相作用较小。另一方面，低频带的将电容器C3分流的量相对较小，基于变压器的移相作用较大。由此，耦合系数被规定，以使得相对于低频带的信号的移相量几乎为180°，相对于高频带的信号的移相量几乎为90°。
图43是表示移相器50的移相量的频率特性的图。在本例中，在低频带(从700MHz到900MHz频带)，移相量几乎为180°，在高频带(从1.7GHz到2.7GHz频带)，移相量几乎为90°。
接下来，表示基于设置了上述耦合电路30以及移相器50的作用效果。图44(A)是不具备上述移相器50的第1实施方式中所示的天线装置的电路图，图44(B)是在史密斯圆图上表示从供电电路1观察该天线装置的阻抗的阻抗轨迹。
图45(A)是追加了上述移相器50的天线装置的电路图，图45(B)是在史密斯圆图上表示从供电电路1观察该天线装置的阻抗的阻抗轨迹。该天线装置是在图41所示的电路中不具备电容器C5的电路。
图46(A)是具备阻抗匹配用电容器C5的天线装置的电路图(与图41所示的相同)，图46(B)是在史密斯圆图上表示从供电电路1观察该天线装置的阻抗的阻抗轨迹。
在图44(B)中，轨迹T0是未设置耦合电路30以及无供电谐振电路20的比较例的天线装置的阻抗轨迹，轨迹T1是图44(A)所示的天线装置的阻抗轨迹。均为从1.7GHz到2.7GHz扫描的结果。根据该图44(B)可知，通过具备耦合电路30以及无供电谐振电路20，如已经所述那样，在天线的频率特性产生极点(圆图上为小环状)，此外，伴随于此，谐振频带向圆图的中心方向移动。其中，可知更高频率区域未处于圆图的周边部，高频率区域难以匹配。
在图45(B)中，轨迹T2是具备移相器50、耦合电路30以及无供电谐振电路20的天线装置的阻抗轨迹，轨迹T1与图44(A)所示的轨迹T1相同。均为从1.7GHz到2.7GHz扫描的结果。根据该图45(B)可知，通过具备移相器50，在低频带大约提前180°相位，在高频带大约提前90°相位。由此，高频率区域也向圆图的中心方向移动。
在图46(B)中，轨迹T3是图46(A)所示的天线装置的阻抗轨迹，是从1.7GHz到2.7GHz扫描的结果。与图45(B)所示的轨迹T2相比可知，通过分流连接的电容器C5的作用，高频率区域顺时针旋转。由此，在整个频率区域更加匹配。
图47是表示图44(A)、图46(A)所示的各天线装置以及比较例的天线装置的反射损耗的频率特性的图。在图47中，反射损耗特性RL1是不具备耦合电路30以及无供电谐振电路20的比较例的天线装置的反射损耗的特性，反射损耗特性RL2是图44(A)所示的天线装置的反射损耗的特性，反射损耗特性RL3是图46(A)所示的天线装置的反射损耗的特性。图47中的反射损耗特性RL1、RL2与图8所示的相同。若对反射损耗特性RL2与RL3进行比较，可知在整个区域，反射损耗较小，使用相同的辐射元件，也能够将高频带扩展到例如从1.4GHz到2.6GHz的宽频带。
图48是移相器50的外观立体图，图49是移相器50的各层的俯视图。此外，图50是移相器50的剖视图。
基材S1的上表面相当于层叠体100的安装面(下表面)。在基材S1形成作为第1端口P1的端子T1、作为第2端口P2的端子T2、接地端子G、空闲端子NC。
层叠体100的各基材层可以是由LTCC等构成的非磁性陶瓷层叠体，也可以是由聚酰亚胺或液晶聚合物等树脂材料构成的树脂层叠体。这样，通过基材层是非磁性体(由于不是磁性铁氧体)，从而即使在超过几百MHz的高频带也能够用作为规定电感、规定耦合系数的变压器以及移相器。
上述导体图案以及层间连接导体由以Ag或Cu为主成分的电阻率较小的导体材料构成。若基材层是陶瓷，则例如通过以Ag或Cu为主成分的导电性膏的丝网印刷以及烧制而形成。此外，若基材层是树脂，则例如通过Al箔或Cu箔等金属箔利用蚀刻等被图案化而形成。
移相器50具备多个绝缘性的基材S1～S9。在基材S1～S9形成各种导体图案。在“各种导体图案”中，不仅包含形成于基材的表面的导体图案，也包含层间连接导体。层间连接导体不仅包含通孔导体，也包含形成于层叠体的端面的端面电极。
基材S1的上表面相当于层叠体的安装面(下表面)。在基材S1形成作为第1端口P1的端子T1、作为第2端口P2的端子T2、接地端子G、空闲端子NC。
在基材S5、S4分别形成导体L1A1、L1A2。在基材S3形成导体L1A3、L1B1。在基材S2形成导体L1B2、L1C。
导体L1A1的第1端与第1端口的端子T1连接。导体L1A1的第2端经由层间连接导体V11而与导体L1A2的第1端连接。导体L1A2的第2端经由层间连接导体V12而与导体L1A3的第1端连接。导体L1A3的第2端与导体L1B1的第1端连接。导体L1A3的第2端以及导体L1B1的第1端经由层间连接导体V13而与导体L1B2的第1端连接。导体L1B1的第2端经由层间连接导体V14而与导体L1B2的第2端连接。导体L1B2的第2端与导体L1C的第1端连接。导体L1C的第2端与接地端子G连接。
在基材S6、S7分别形成导体L2A1、L2A2。在基材S8形成导体L2A3、L2B1。在基材S9形成导体L2B2、L2C。
导体L2A1的第1端与第2端口的端子T2连接。导体L2A1的第2端经由层间连接导体V21而与导体L2A2的第1端连接。导体L2A2的第2端经由层间连接导体V22而与导体L2A3的第1端连接。导体L2A3的第2端与导体L2B1的第1端连接。导体L2A3的第2端以及导体L2B1的第1端经由层间连接导体V23而与导体L2B2的第1端连接。导体L2B1的第2端经由层间连接导体V24而与导体L2B2的第2端连接。导体L2B2的第2端与导体L2C的第1端连接。导体L2C的第2端与接地端子G连接。
由上述导体L1A1、L1A2、L1A3、L1B1、L1B2、L1C以及层间连接导体V11、V12、V13、V14构成第1线圈Lp。此外，由上述导体L2A1、L2A2、L2A3、L2B1、L2B2、L2C以及层间连接导体V21、V22、V23、V24构成第2线圈Ls。第1线圈Lp、第2线圈Ls都为矩形螺旋状的线圈。
《其他实施方式》
在以上所示的实施方式中，表示了通过第1导体图案和第2导体图案来形成矩形螺旋状的第1线圈、通过第3导体图案和第4导体图案来形成矩形螺旋状的第2线圈的例子，但各导体图案的平面形状也可以是圆形、椭圆形、长圆形、角部带圆弧的四边形状等。
在以上所示的例子中，主要说明了利用无供电谐振电路20的基本波谐振的例子，但也可以利用无供电谐振电路20的2倍波谐振(2次谐振)、3倍波谐振(3次谐振)、3/2倍波谐振等的高次谐波谐振。此外，也可以利用基本波谐振和高次谐波谐振这两个，还可以利用多个高次谐波谐振。
此外，针对辐射元件10也同样地，也可以利用2倍波谐振(2次谐振)、3倍波谐振(3次谐振)、3/2倍波谐振等的高次谐波谐振。此外，也可以利用基本波谐振和高次谐波谐振这两个，还可以利用多个高次谐波谐振。
最后，上述的实施方式的说明在全部的方面为示例，并不是限制性的。对于本领域的技术人员来说能够适当地进行变形以及变更。本实用新型的范围并不由上述的实施方式表示，而由权利要求书来表示。进一步地，在本实用新型的范围中，包含从与权利要求书等同的范围内的实施方式的变更。

Claims (22)

1.一种磁场耦合元件，具有：
被配置于隔着绝缘层而层叠的多个层的多个导体图案；和
将所述多个导体图案的规定位置彼此层间连接的多个层间连接导体，
所述多个导体图案包含在所述层叠的方向的按顺序分别被配置于不同的层的第1导体图案、第2导体图案、第3导体图案以及第4导体图案，
所述多个层间连接导体包含：将所述第1导体图案与所述第2导体图案层间连接的第1层间连接导体、和将所述第3导体图案与所述第4导体图案层间连接的第2层间连接导体，
由所述第1导体图案、所述第2导体图案以及所述第1层间连接导体构成第1线圈，
由所述第3导体图案、所述第4导体图案以及所述第2层间连接导体构成第2线圈，
在所述层叠的方向，所述第1线圈以及所述第2线圈形成于小于由多个所述绝缘层构成的层叠体的层叠高度的1/3的区域。
2.根据权利要求1所述的磁场耦合元件，其中，
所述第2导体图案与所述第3导体图案的耦合方向、和所述第1层间连接导体与所述第2层间连接导体的耦合方向相同。
3.根据权利要求1所述的磁场耦合元件，其中，
所述第1层间连接导体与所述第2层间连接导体在所述绝缘层的俯视下重叠。
4.根据权利要求1至3的任一项所述的磁场耦合元件，其中，
所述第1层间连接导体与所述第2层间连接导体隔着所述多个绝缘层之中单一的绝缘层而被配置在所述层叠的方向。
5.根据权利要求1至3的任一项所述的磁场耦合元件，其中，
所述第1导体图案以及所述第4导体图案相比于所述第2导体图案以及所述第3导体图案，匝数较少。
6.根据权利要求1至3的任一项所述的磁场耦合元件，其中，
所述第2导体图案与所述第3导体图案的至少一个具有在所述层叠的方向相面对并局部形成电容的电容形成用导体图案。
7.根据权利要求6所述的磁场耦合元件，其中，
所述第2导体图案或者所述第3导体图案之中的一个导体图案具有达到所述绝缘层的端部的引出导体图案，另一个导体图案具有与所述引出导体图案对置的电容形成用导体图案。
8.根据权利要求1至3的任一项所述的磁场耦合元件，其中，
由多个所述绝缘层构成长方体状的层叠体，
所述磁场耦合元件具备：所述层叠体的第1面、和与该第1面相反的一侧的面即第2面，
与所述第1线圈的第1端连结的端子、与所述第1线圈的第2端连结的端子、与所述第2线圈的第1端连结的端子以及与所述第2线圈的第2端连结的端子分别形成于所述第1面以及所述第2面。
9.一种天线装置，具备：
权利要求1至8的任一项所述的磁场耦合元件；
与所述第1线圈的第1端连接的辐射元件；和
与所述第2线圈的第1端连接的无供电谐振电路，
所述第1线圈的第2端是供电电路连接部，
所述第2线圈的第2端与接地连接。
10.根据权利要求9所述的天线装置，其中，
从所述第1线圈的第2端向第1端的卷绕方向、和从所述第2线圈的第1端向第2端的卷绕方向相反。
11.根据权利要求9所述的天线装置，其中，
还具备被连接在所述供电电路连接部与所述第1线圈之间的具有频率依赖性的移相器。
12.根据权利要求9至11的任一项所述的天线装置，其中，
所述第2线圈的与连接所述无供电谐振电路的第1端子相反的一侧的第2端子连接于所述接地，
所述第1线圈与所述供电电路之间的线路的长度、以及所述第2线圈的所述第2端子与所述接地之间的线路的长度小于谐振频率的1/8波长。
13.根据权利要求9至11的任一项所述的天线装置，其中，
具备被连接在所述第2线圈与所述无供电谐振电路之间的电感器。
14.根据权利要求12所述的天线装置，其中，
具备被连接在所述第2线圈的所述第1端子与所述接地之间的电感器。
15.根据权利要求9至11的任一项所述的天线装置，其中，
具备被连接在所述第2线圈与所述无供电谐振电路之间的电容器。
16.根据权利要求12所述的天线装置，其中，
具备被连接在所述第2线圈的所述第1端子与所述接地之间的电容器。
17.根据权利要求9至11的任一项所述的天线装置，其中，
具备第2磁场耦合元件，所述第2磁场耦合元件具有被连接在所述第1线圈与所述供电电路之间的第3线圈、和与该第3线圈耦合的第4线圈，
并且具备与所述第4线圈连接的第2无供电谐振电路。
18.根据权利要求9至11的任一项所述的天线装置，其中，
具备第2磁场耦合元件，所述第2磁场耦合元件具有连接在所述第2线圈与所述无供电谐振电路之间的第3线圈、和与该第3线圈耦合的第4线圈，
并且具备与所述第4线圈连接的第2无供电谐振电路。
19.根据权利要求9至11的任一项所述的天线装置，其中，
具备开关，所述开关连接在所述无供电谐振电路与所述接地之间。
20.根据权利要求9至11的任一项所述的天线装置，其中，
所述磁场耦合元件具备寄生电容，
并且具备电感器，所述电感器与所述磁场耦合元件连接，通过与所述寄生电容的并联谐振，抑制在所述磁场耦合元件产生的电抗成分。
21.一种天线装置，具备：
权利要求1至8的任一项所述的磁场耦合元件；
辐射元件，其第1部位与所述第1线圈的第1端连接，第2部位与供电电路连接；和
与所述第2线圈的第1端连接的无供电谐振电路，
所述第1线圈的第2端与接地连接，
所述第2线圈的第2端与接地连接。
22.一种电子设备，具备：
权利要求9至21的任一项所述的天线装置；
与所述磁场耦合元件连接的供电电路；和
收容该供电电路的壳体，
所述辐射元件的一部分或者全部是所述壳体的一部分。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109643837A (zh) * 2016-11-29 2019-04-16 株式会社村田制作所 磁场耦合元件、天线装置以及电子设备
CN113690033A (zh) * 2021-07-23 2021-11-23 东莞市优琥电子科技有限公司 变压器和电源适配器

Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2019208253A1 (ja) * 2018-04-25 2019-10-31 株式会社村田製作所 アンテナ装置及び通信端末装置
CN214542540U (zh) * 2018-10-31 2021-10-29 株式会社村田制作所 天线装置
JP6835299B2 (ja) * 2018-12-28 2021-02-24 株式会社村田製作所 アンテナ装置
WO2020217708A1 (ja) * 2019-04-25 2020-10-29 株式会社村田製作所 アンテナ結合回路、アンテナ結合素子及びアンテナ装置
JP6892044B1 (ja) 2019-09-19 2021-06-18 株式会社村田製作所 アンテナ装置及び電子機器
WO2021090530A1 (ja) * 2019-11-08 2021-05-14 株式会社村田製作所 Ｒｆｉｃモジュール及びｒｆｉｄタグ
JP7315104B2 (ja) * 2020-07-03 2023-07-26 株式会社村田製作所 アンテナ装置及び電子機器
CN112886716B (zh) * 2021-01-19 2023-03-28 重庆科技学院 集成式电磁耦合机构及其电能发射端、接收端和传输***
JP2022133597A (ja) * 2021-03-02 2022-09-14 Tdk株式会社 アンテナ装置及びこれを備えるアンテナモジュール
KR20220169643A (ko) * 2021-06-21 2022-12-28 엘지이노텍 주식회사 위상 변환기 및 그를 포함하는 무선 통신 장치
CN114024119B (zh) * 2021-11-04 2022-06-07 中国电子科技集团公司第三十八研究所 一种全差分叠层变压器结构耦合器
CN117375265B (zh) * 2023-12-07 2024-03-26 清华大学深圳国际研究生院 自谐振中继线圈、无线电能传输***和无线充电***

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3895737B2 (ja) * 2004-04-09 2007-03-22 古河電気工業株式会社 多周波共用アンテナ及び小型アンテナ
KR100691237B1 (ko) * 2005-09-23 2007-03-12 (주)에이스안테나 다중대역 칩 안테나
JP5033192B2 (ja) * 2008-09-30 2012-09-26 イビデン株式会社 多層プリント配線板、及び、多層プリント配線板の製造方法
CN102484497B (zh) * 2010-08-11 2014-06-04 株式会社村田制作所 稳频电路、天线装置、及通信终端设备
GB2496713A (en) 2010-09-06 2013-05-22 Murata Manufacturing Co RFID module and RFID device
JP5505561B2 (ja) 2011-05-09 2014-05-28 株式会社村田製作所 結合度調整回路、アンテナ装置および通信端末装置
WO2013031873A1 (ja) * 2011-08-31 2013-03-07 株式会社村田製作所 積層型コモンモードチョークコイルおよび高周波部品
JP5967028B2 (ja) * 2012-08-09 2016-08-10 株式会社村田製作所 アンテナ装置、無線通信装置およびアンテナ装置の製造方法
JP5505582B1 (ja) * 2012-09-28 2014-05-28 株式会社村田製作所 インピーダンス変換回路および無線通信装置
EP3125368B1 (en) * 2014-04-22 2018-07-04 Huawei Technologies Co., Ltd. Multi-polarization substrate integrated waveguide antenna
CN206194969U (zh) * 2014-05-28 2017-05-24 株式会社村田制作所 天线装置以及通信终端装置
DE112017003725T5 (de) * 2016-11-29 2019-04-11 Murata Manufacturing Co., Ltd. Magnetfeldkopplungselement, antennenvorrichtung und elektronische ausrüstung

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109643837A (zh) * 2016-11-29 2019-04-16 株式会社村田制作所 磁场耦合元件、天线装置以及电子设备
CN109643837B (zh) * 2016-11-29 2021-09-10 株式会社村田制作所 磁场耦合元件、天线装置以及电子设备
CN113690033A (zh) * 2021-07-23 2021-11-23 东莞市优琥电子科技有限公司 变压器和电源适配器

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