DE102007045464A1 - Einzelinduktivitäts-Energieversorgungssystem mit extrem hohem PSRR für Aktiv-Matrix-OLED-Anzeigen mit zwei Versorgungsspannungen - Google Patents

Einzelinduktivitäts-Energieversorgungssystem mit extrem hohem PSRR für Aktiv-Matrix-OLED-Anzeigen mit zwei Versorgungsspannungen Download PDF

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Abstract

Ein Wandler hat eine einzelne Induktivität mit einem ersten Anschluss, der über einen ersten Leistungstransistor mit einem ersten Anschluss des Spannungsversorgungseingangs verbunden werden kann, und einem zweiten Anschluss, der über einen zweiten Leistungstransistor mit einem zweiten Anschluss des Spannungsversorgungseingangs verbunden werden kann. Ein erstes Gleichrichterelement verbindet den ersten Anschluss der Induktivität mit einem ersten Ausgangsanschluss, und ein zweites Gleichrichterelement verbindet den zweiten Anschluss der Induktivität mit einem zweiten Ausgangsanschluss. Ein ohmscher Spannungsteiler ist zwischen den ersten und den zweiten Ausgangsanschluss geschaltet. Ein Regelkreis verwendet ein Eingangssignal von dem Spannungsteiler als Referenzeingangsspannung und stellt dem zweiten Anschluss des Spannungsversorgungseingangs als Reaktion auf jegliche Spannungsdifferenz zwischen der Referenzeingangsspannung und dem zweiten Anschluss des Spannungsversorgungseingangs einen Ausgangsstrom bereit. Hierdurch wird ein virtuelles gemeinsames Referenzpotential an dem zweiten Anschluss des Spannungsversorgungseingangs bereitgestellt, der deshalb ein gemeinsamer Masse-(GND-)Anschluss ist. Während der EIN-("ON"-)Phase beider Leistungstransistoren wird die Induktivität mit Strom aus dem Spannungsversorgungseingang geladen. Während der AUS-("OFF"-)Phase (beide Leistungstransistoren sind gesperrt (AUS)) wird die in der Induktivität gespeicherte Energie über die ...

Description

  • Die vorliegende Erfindung betrifft einen DC-DC-Wandler, der aus einem einzelnen Spannungsversorgungseingang eine erste und eine zweite Ausgangsspannung mit in Bezug auf ein gemeinsames Referenzpotential unterschiedlichen Polaritäten erzeugt.
  • Eine spezielle Anwendung, die in Bezug auf ein gemeinsames Massepotential positive und negative Versorgungsspannungen benötigt, ist eine Aktiv-Matrix-OLED-Anzeige. Typische Versorgungsspannungsanforderungen einer derartigen Anwendung sind
    ELVdd = 4.0 V ... 6.0 V
    ELVss = –5.0 V ... –8.0 V
    bei einer Stromaufnahme zwischen 15 mA und 50 mA, je nach Helligkeit und Größe der Anzeige.
  • Bei tragbaren Lösungen stammt die verfügbare Versorgungseingangsspannung normalerweise von einer LI-ION-Einzelzelle mit einer Spannung von 2,5 V bis 5,0 V. Der Sollwirkungsgrad des Systems sollte in der Größenordnung von 80% liegen.
  • Die Helligkeit der einzeln angesteuerten OLED-Pixel hängt stark von den Werten der an der Anzeigeplatte angelegten Versorgungsspannungen ab. Jegliche Schwankungen der Versorgungsspannung werden als Muster auf der OLED-Anzeigeplatte erkannt. Die maximal zulässige Schwankung der Versorgungsspannung für Transienten von 0,5 V am Wandlereingang liegt zwischen 2 und 5 mV. Standardschaltwandler mit zwei Induktivitäten können derartig niedrige Schwankungswerte (d. h. ein derartig großes Versorgungsspannungsunterdrückungsverhältnis) nicht erzeugen. Es werden zusätzliche lineare Spannungsregler benötigt, um den benötigten niedrigen Schwankungspegel zu erreichen. Die zusätzlichen linearen Spannungsregler verringern jedoch den Gesamtwirkungsgrad des Systems.
  • Die vorliegende Erfindung ist ein Einzelinduktivitäts-DC-DC-Wandler mit einem inhärent hohen Versorgungsspannungsunterdrückungsverhältnis (PSRR, engl. „power supply rejection ratio") ohne den Bedarf für zusätzliche lineare Spannungsregler.
  • In einer ersten Ausführungsform hat der erfindungsgemäße Wandler eine einzelne Induktivität mit einem ersten Anschluss, der über einen ersten Leistungstransistor mit einem ersten Anschluss des Spannungsversorgungseingangs verbunden werden kann, und einem zweiten Anschluss, der über einen zweiten Leistungstransistor mit einem zweiten Anschluss des Spannungsversorgungseingangs verbunden werden kann. Ein erstes Gleichrichterelement verbindet den ersten Anschluss der Induktivität mit einem ersten Ausgangsanschluss, und ein zweites Gleichrichterelement verbindet den zweiten Anschluss der Induktivität mit einem zweiten Ausgangsanschluss. Ein ohmscher Spannungsteiler ist zwischen den ersten und den zweiten Ausgangsanschluss geschaltet. Ein Regelkreis verwendet ein Eingangssignal von dem Spannungsteiler als Referenzeingangsspannung und stellt dem zweiten Anschluss des Spannungsversorgungseingangs als Reaktion auf jegliche Spannungsdifferenz zwischen der Referenzeingangsspannung und dem zweiten Anschluss des Spannungsversorgungseingangs einen Ausgangsstrom bereit. Hierdurch wird ein virtuelles gemeinsames Referenzpotential an dem zweiten Anschluss des Spannungsversorgungseingangs bereitgestellt, der deshalb ein gemeinsamer Masse-(GND-)Anschluss ist. Während der EIN-("ON"-)Phase beider Leistungstransistoren wird die Induktivität mit Strom aus dem Spannungsversorgungseingang geladen. Während der AUS-("OFF"-)Phase (beide Leistungstransistoren sind gesperrt (AUS)) wird die in der Induktivität gespeicherte Energie über die Gleichrichterelemente sowohl dem positiven als auch dem negativen Spannungsversorgungsausgang zugeführt, wobei der Ausgangsstrom tatsächlich fast ausschließlich zwischen dem positiven und dem negativen Spannungsversorgungsausgang fließt. Somit ist die Induktivität während der AUS-Phase vollständig von dem Spannungsversorgungseingang getrennt, und die Spannungsversorgungsausgänge werden in keiner Weise durch irgendwelche Transienten oder Schwankungen der Versorgungseingangsspannung beeinflusst.
  • Da der Ausgangsstrom vorwiegend von dem positiven Spannungsversorgungsausgang zu dem negativen Spannungsversorgungsausgang in die OLED-Anzeigeplatte fließt, gibt es so gut wie keinen Gleichstrom in den Masseknoten der angeschlossenen OLED-Anzeigeplatte, der das virtuelle gemeinsame Referenzpotential des Wandlers aufweist. Jegliche Wechselstromstörimpulse („AC glitches") an dem Masseknoten werden leicht durch die Ausgangsbufferkondensatoren bewältigt.
  • So lange jeglicher Massegleichstrom niedrig bleibt, z. B. bis zu 2 mA, wird er leicht durch einen Regelkreis mit einem zwischen den Abgriffknoten des ohmschen Teilers und den virtuellen Masseknoten als Buffer geschalteten Operationsverstärker bereitgestellt. Für höhere Massekompensationsströme stellt der Regelkreis die EIN-AUS-Taktung der Leistungstransistoren so ein, dass zwischen beiden Ausgängen die benötigte Symmetrie erreicht wird. Entsprechend hat der erfindungsgemäße Wandler in einer zweiten Ausführungsform der Erfindung eine einzelne Induktivität mit einem ersten Anschluss, der über einen ersten Leistungstransistor mit einem ersten Anschluss des Spannungsversorgungseingangs verbunden werden kann, und einem zweiten Anschluss, der über einen zweiten Leistungstransistor mit einem zweiten Anschluss des Spannungsversorgungseingangs verbunden werden kann. Ein erstes Gleichrichterelement verbindet den ersten Anschluss der Induktivität mit einem ersten Ausgangsanschluss, und ein zweites Gleichrichterelement verbindet den zweiten Anschluss der Induktivität mit einem zweiten Ausgangsanschluss. Ein ohmscher Spannungsteiler ist zwischen den ersten und den zweiten Ausgangsanschluss geschaltet. Ein Regelkreis verwendet ein Eingangssignal von dem Spannungsteiler als Referenzeingangsspannung und stellt die EIN-AUS-Taktung der Leistungstransistoren so ein, dass zwischen beiden Wandlerausgängen eine Symmetrie aufrechterhalten wird.
  • Eine zusätzliche Anforderung an OLED-Anzeigen besteht darin, dass beide Versorgungsspannungen im Abschaltmodus vollständig von der Eingangsversorgungsspannung getrennt sein müssen. Mit dem erfindungsgemäßen Wandler wird dies einfach dadurch erreicht, indem der erste Leistungstransistor in AUS-Zustand gehalten wird.
  • Um einen hohen Wirkungsgrad zu erreichen, hat die bevorzugte Ausführungsform anstelle von einfachen Dioden synchrone Gleichrichter (integrierte Leistungs-MOS-Transistoren).
  • Weitere Vorteile und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung von mehreren Ausführungsformen unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen. Es zeigen:
  • 1 ein schematisches Schaltbild des erfindungsgemäßen Wandlers bei Verwendung als Doppelspannungsversorgung für eine OLED-Anzeigeplatte;
  • 2 ein schematisches Schaltbild, das den Betrieb des Wandlers darstellt;
  • 3 ein Diagramm, das den Induktivitätsstrom in Abhängigkeit von der Zeit darstellt;
  • 4a und 4b schematische Schaltbilder einer alternativen Ausführungsform des Wandlers, die zwei Betriebszustände darstellen;
  • 5 ein ausführlicheres Schaltbild einer Ausführungsform des Wandlers;
  • 6 ein Diagramm, das den Induktivitätsstrom in der Ausführungsform gemäß 5 in Abhängigkeit von der Zeit darstellt;
  • 7 ein ausführlicheres Schaltbild einer weiteren Ausführungsform des Wandlers;
  • 8 ein Diagramm, das den Induktivitätsstrom in der Ausführungsform gemäß 7 in Abhängigkeit von der Zeit darstellt; und
  • 9 ein Diagramm, das den Induktivitätsstrom in noch einer weiteren Ausführungsform in Abhängigkeit von der Zeit darstellt.
  • Die bestimmte, in 1 dargestellte Anwendung ist eine OLED-Anzeigeplatte, die eine positive Versorgungsspannung ELVdd und eine negative Versorgungsspannung ELVss benötigt, beide bezogen auf eine gemeinsame Masse GND. Ein Regelblock CONTROL der OLED-PLATTE wird mit Vlogic gespeist, die von ELVdd erhalten wird und bezogen auf Masse GND ist. Mehrere Ausgänge des Regelblocks CONTROL steuern entsprechende Anzeigeelemente an, die jeweils aus einem zwischen die Versorgungsanschlüsse ELVdd und ELVss in Reihe mit einer LED geschalteten MOSFET-Transistor bestehen.
  • Für diese bestimmte Anwendung hat der DC-DC-Wandler in 1 eine Eingangsspannung VIN von z. B. 2,5 V bis 5,5 V und stellt eine positive Ausgangsspannung VOUT_P von z. B. +4 V und eine negative Ausgangsspannung VOUT_N von z. B. –6 V bereit. Ein Kondensator CIN ist zwischen die Eingangsanschlüsse geschaltet. Der Wandler ist als integrierte CMOS-Schaltung ausgeführt.
  • Ein erster Leistungstransistor PCH, in diesem Fall ein P-Kanal-MOSFET-Transistor, ist zwischen den positiven Eingangsanschluss von VIN und den positiven Ausgangsanschluss VOUT_P in Reihe mit einer Induktivität L und einer Diode D1 geschaltet. Der Zusammenschaltungsknoten zwischen dem Transistor PCH und der Induktivität L ist über eine Diode D2 mit dem negativen Ausgangsanschluss VOUT_N verbunden. Ein zweiter Leistungstransistor NCH, in diesem Fall ein N-Kanal-MOSFET-Transistor, ist zwischen den negativen Eingangsanschluss von VIN und den Zusammenschaltungsknoten der Induktivität L und der Diode D1 geschaltet. In diesem bestimmten Aufbau des Wandlers wird der negative Eingangsanschluss von VIN als virtueller Referenz-(Masse-)Anschluss GND verwendet. Jeder Ausgang VOUT_P und VOUT_N wird über einen entsprechenden Kondensator COUTP bzw. COUTN mit Masse GND gebuffert.
  • Der Referenzpegel des virtuellen Masseanschlusses GND wird durch einen ohmschen Spannungsteiler bestimmt, der aus zwei zwischen die Ausgangsanschlüsse VOUT_P und VOUT_N miteinander in Reihe geschalteten Widerständen R1 und R2 besteht. Der Abgriffknoten GND_REF zwischen R1 und R2 ist mit dem nicht invertierenden Eingang eines linearen Operationsverstärkers A, der als Buffer geschaltet ist und seine Ausgänge mit der virtuellen Masse GND verbunden hat, verbunden.
  • Mit Bezug auf 2 werden die Transistoren PCH und NCH periodisch durch einen Steuerblock (nicht gezeigt) so gesteuert, dass sie gleichzeitig AUS oder EIN sind. Im EIN-Zustand wird die Induktivität L durch Strom, der wie in 2 bei „ton" angezeigt fließt, mit Energie geladen. Im AUS-Zustand wird die in der Induktivität L gespeicherte Energie durch Strom entladen, der zwischen den Ausgangsanschlüssen VOUT_P und VOUT_N wie in 2 bei „toff" angezeigt fließt. Jeglicher Gleichstrom auf Grund von Lecken, Dioden-Sperrerholungs-Verlusten („diode reverse recovery losses") und anderen unsymmetrischen Störimpulsströmen in den Masseknoten GND wird durch einen Strom IGND von dem Ausgang des Verstärkers A kompensiert. Eigentlich ist der Verstärker A Teil eines Regelkreises, der die Referenzspannung GND_REF als Eingangssignal verwendet, um einen Ausgangsstrom IGND für den virtuellen Masseanschluss GND bereitzustellen, um jegliche Unsymmetrie zu kompensieren.
  • Mit Bezug auf 3 ist ersichtlich, dass der Induktivitätsstrom IL periodisch mit einer Ladungsrampe, die auf einen festgelegten Spitzenwert ansteigt, und einer Entladungsrampe, die auf Null abfallen darf, ist, d. h. der Wandler arbeitet mit einer festen Periode T = 1/f in diskontinuierlicher Betriebsart. Die Dauer ton, in der beide Transistoren PCH und NCH durchgeschaltet (EIN) sind, d. h. die Dauer der Ladungsrampe, ist umgekehrt proportional zu der Eingangsspannung Vin. Somit hängt die Steigung in der Ladungsphase des Induktivitätsstroms ebenfalls von der Eingangsspannung ab. Im Gegensatz dazu hängt die Dauer toff der Entladungsphase nicht von der Eingangsspannung ab, sondern sie hängt von der Ausgangsspannung ab und ist umgekehrt proportional zur Ausgangsspannung.
  • Die Ausführungsform in den 1 und 2 hat eigentlich ein unendlich hohes PSRR. Es werden keine zusätzlichen linearen Spannungsregler in der Anwendung gemäß 1 benötigt. In dieser Anwendung wird die OLED-Platte durch Halten des Transistors PCH in gesperrtem (AUS-)Zustand während dem Abschalten leicht von beiden Spannungsversorgungsausgängen getrennt. Während der AUS-Phase ist die Induktivität vollständig von dem Spannungsversorgungseingang getrennt. Dieses Konzept wird jedoch lediglich mit relativ geringen Massekompensationsströmen (z. B. über 2 mA) verwendet.
  • Für eine größere Unsymmetrie zwischen beiden Ausgängen des Wandlers wird alternativ oder zusätzlich ein anderes Konzept angewendet, wie unter Bezugnahme auf die 4a und 4b erläutert wird.
  • Die Ausführungsform in den 4a und 4b wendet dasselbe Wandlerkonzept an, aber der Regelkreis, der jegliche Unsymmetrie in Bezug auf den Referenzpegel beseitigt, ist anders. Er wirkt auf die EIN-AUS-Zustände der Transistoren PCH und NCH.
  • In dieser Ausführungsform misst ein Komparator COMP jegliche Abweichung ΔV zwischen dem virtuellen Referenzknoten GND und der Referenzspannung GND_REF. Wenn die Spannung an dem Referenzknoten GND die Referenzspannung GND_REF überschreitet, ist der Ausgang des Komparators COMP NIEDRIG („LOW"), wie in 4a gezeigt ist, und es wird ein einzelner AUS-Zyklus, während dessen der Transistor PCH durchgeschaltet (EIN) und der Transistor NCH gesperrt (AUS) ist, eingeleitet, um lediglich dem positiven Ausgang VOUT_P Energie zuzuführen.
  • Wenn die Referenzspannung GND_REF die Spannung an dem Knoten GND überschreitet, ist der Ausgang des Komparators COMP HOCH („HIGH"), wie in 4b gezeigt ist, und es wird ein spezieller AUS-Zyklus, während dessen der Transistor PCH gesperrt (AUS) und der Transistor NCH durchgeschaltet (EIN) ist, eingeleitet, um lediglich dem negativen Ausgang VOUT_N Energie zuzuführen.
  • In der bevorzugten Ausführungsform werden die Dioden D1 und D2, wie in 5 gezeigt, durch synchrone Gleichrichter ersetzt, d. h. durch die Schaltleistungstransistoren RECT_P bzw. RECT_N, um den Gesamtwirkungsgrad zu erhöhen.
  • In der Ausführungsform gemäß 4 wird eine vollständige Periode von toff lediglich einem Ausgangskanal zugeordnet, um Symmetrie herzustellen. In der Ausführungsform gemäß 5 wird ein glatteres und genaueres Masseregelungskonzept angewendet.
  • Ein ohmscher Spannungsteiler, bestehend aus den Widerständen R1, R2 und R3, ist zwischen die Ausgänge VOUT_P und VOUT_N geschaltet, und eine Massereferenzspannung GND_REF an dem Knoten zwischen den Widerständen R2 und R3 wird an den invertierenden Eingang eines linearen Operationsverstärkers GND REG angelegt. Der Operationsverstärker vergleicht die Spannung an dem virtuellen Masseknoten GND mit der Referenzspannung. Differenzielle Ausgangssignale des Verstärkers werden an die Regeleingänge DEL_CONT der einstellbaren Verzögerungskreise VAR_TOFF_DELAY_P und VAR_TOFF_DELAY_N angelegt, wobei ersterer das Gate des Transistors NCH_P und letzterer das Gate des Transistors NCH_N ansteuert. Die einstellbaren Verzögerungskreise VAR_TOFF_DELAY_P und VAR_TOFF_DELAY_N empfangen ferner ein Regeleingangssignal TON von dem Induktivitätsstromregelkreis mit einem Operationsverstärker CONTROL, der an seinem nicht invertierenden Eingang ein von dem Knoten zwischen der Induktivität L und dem Transistor RECT_P gewonnenes Strommesssignal und an seinem invertierenden Eingang ein Ausgangssignal von dem Operationsverstärker VOUT REG empfängt. Die Eingangssignale des Operationsverstärkers VOUT REG sind eine Referenzspannung VREF und die an dem Knoten zwischen den Widerständen R1 und R2 gemessene Spannung.
  • Der Spannungsregelkreis in der Ausführungsform gemäß 5 verwendet ein Regelschema mit Spitzenstrom und konstanter Auszeit. Die Betriebsbedingungen des Wandlers sind in untenstehender Tabelle zusammengefasst.
    BETRIEBSART: NCH_N NCH_P RECT_N RECT_P
    ABSCHALTEN AUS AUS AUS AUS
    EIN-ZUSTAND (ton) EIN EIN AUS AUS
    NORMALER BETRIEB AUS-ZUSTAND (toff) AUS AUS EIN EIN
    GND COMP VOUT_P AUS-ZUSTAND (toffp) AUS EIN EIN AUS
    GND COMP VOUT_N AUS-ZUSTAND (toffn) EIN AUS AUS EIN
  • Wie in 6 ersichtlich ist, beinhaltet die Phase toff eine kurze Zeit toffx, in der lediglich ein Transistor NCH_P oder NCH_N vorübergehend gesperrt ist und lediglich einem Ausgang (VOUT_P oder VOUT_N) Energie zugeführt wird. Nach toffx sind beide Transistoren gesperrt, und beiden Ausgängen wird Energie zugeführt.
  • In der Ausführungsform gemäß 7 sind die Induktivitätsstromregelung und die Spannungsregelung allgemein gleich, wobei der Regelkreis den Transistoren NCH_P bzw. NCH_N jedoch separate Gate-Steuersignale TON_P bzw. TON_N bereitstellt, wodurch das in 8 dargestellte Induktivitätsstromregelkonzept realisiert wird. Es ist ersichtlich, dass der Induktivitätsstrom IL wechselnde Perioden hat. Jede erste Periode besteht aus ton(a) und toffp, und jede zweite Periode besteht aus ton(b) und toffn. Sowohl während ton(a) als auch während ton(b) sind beide Transistoren durchgeschaltet (EIN). Während toffp ist NCH_P jedoch durchgeschaltet (EIN), und NCH_N ist gesperrt (AUS), während NCH_P während toffn gesperrt (AUS) und NCH_N durchgeschaltet (EIN) ist. Der Induktivitätsstrom erreicht erst nach toffn Null.
  • In dieser Ausführungsform ist die Spannung über die Induktivität während toffp VOUTP-VIN, und während toffn ist sie VOUTN. Diese Werte sind kleiner als die Spannung über die Induktivität in der ersten Ausführungsform, in der die Spannung während toff /VOUTP/ + /VOUTN/ ist. Auf Grund der geringeren Induktivitätsspannungen während den Auszeiten in dieser Ausführungsform wird der Induktivitätswelligkeitsstrom verringert, wodurch der Wirkungsgrad erhöht wird. Das PSRR ist noch immer gut, so lange der Induktivitätsstrom nach dem letzten Auszyklus toffn eines einzelnen Strom-Bursts auf Null abnehmen kann und die Bursts mit einer konstanten Frequenz wiederholt werden.
  • In 9 ist eine alternative Betriebsart mit derselben Ausführungsform dargestellt. Der Induktivitätsstrom ist in aufeinander folgende Folgen oder Bursts organisiert, und jede Folge besteht aus zwei EIN/AUS-Zyklen für jede Ausgangsspannung VOUT_P und VOUT_N. In dem ersten Zyklus (bzw. Periode) jeder Sequenz wird der Induktivitätsladestrom während ton(a) von Null auf I_PEAK erhöht, und der Induktivitätsentladungsstrom nimmt während toffp auf einen Zwischenwert ab. In dem zweiten Zyklus steigt der Ladestrom während ton(b) von dem Zwischenwert auf I_PEAK an und nimmt während toffn auf einen anderen Zwischenwert ab. In dem dritten Zyklus steigt der Ladestrom während ton(c) von dem Zwischenwert auf I_PEAK an und nimmt dann während toffp wieder auf einen Zwischenwert ab. In dem vierten und letzten Zyklus steigt der Ladestrom während ton(d) von dem Zwischenwert auf I_PEAK an und darf dann während toffn auf Null abfallen. Diese Betriebsart verringert den Induktivitätswelligkeitsstrom weiter und erhöht somit den Wirkungsgrad des Wandlers. So lange der Entladungsstrom in dem letzten Zyklus jeder Folge auf Null abfallen darf und die Folgen mit einer konstanten Frequenz wiederholt werden, wird ein hohes PSRR sichergestellt.

Claims (13)

  1. DC-DC-Wandler, der aus einem einzelnen Spannungsversorgungseingang eine erste und eine zweite Ausgangsspannung mit in Bezug auf ein gemeinsames Referenzpotential unterschiedlichen Polaritäten erzeugt, umfassend eine Induktivität mit einem ersten Anschluss, der über einen ersten Leistungstransistor mit einem ersten Anschluss des Spannungsversorgungseingangs verbunden werden kann, und einem zweiten Anschluss, der über einen zweiten Leistungstransistor mit einem zweiten Anschluss des Spannungsversorgungseingangs verbunden werden kann; wobei der Wandler ferner umfasst: ein erstes Gleichrichterelement, das den ersten Anschluss der Induktivität mit einem ersten Ausgangsanschluss verbindet, ein zweites Gleichrichterelement, das den zweiten Anschluss der Induktivität mit einem zweiten Ausgangsanschluss verbindet, einen ohmschen Spannungsteiler, der zwischen den ersten und den zweiten Ausgangsanschluss geschaltet ist, und einen Regelkreis, der ein Eingangssignal von dem Spannungsteiler als Referenzeingangsspannung verwendet und dem zweiten Anschluss des Spannungsversorgungseingangs als Reaktion auf jegliche Spannungsdifferenz zwischen der Referenzeingangsspannung und dem zweiten Anschluss des Spannungsversorgungseingangs einen Ausgangsstrom bereitstellt, wodurch an dem zweiten Anschluss des Spannungsversorgungseingangs ein virtuelles gemeinsames Referenzpotential bereitgestellt wird.
  2. DC-DC-Wandler gemäß Anspruch 1, bei dem der Regelkreis einen als Buffer geschalteten Operationsverstärker mit einem nicht invertierenden Eingang, der mit einem Abgriff des Spannungsteilers verbunden ist, und einem Ausgang, der mit dem zweiten Anschluss des Spannungsversorgungseingangs verbunden ist, umfasst.
  3. DC-DC-Wandler, der aus einem einzelnen Spannungsversorgungseingang eine erste und eine zweite Ausgangsspannung mit in Bezug auf ein gemeinsames Referenzpotential unterschiedlichen Polaritäten erzeugt, umfassend eine Induktivität mit einem ersten Anschluss, der über einen ersten Leistungstransistor mit einem ersten Anschluss des Spannungsversorgungseingangs verbunden werden kann, und einem zweiten Anschluss, der über einen zweiten Leistungstransistor mit einem zweiten Anschluss des Spannungsversorgungseingangs verbunden werden kann; wobei der Wandler ferner umfasst: ein erstes Gleichrichterelement, das den ersten Anschluss der Induktivität mit einem ersten Ausgangsanschluss verbindet, ein zweites Gleichrichterelement, das den zweiten Anschluss der Induktivität mit einem zweiten Ausgangsanschluss verbindet, einen ohmschen Spannungsteiler, der zwischen den ersten und den zweiten Ausgangsanschluss geschaltet ist, und einen Regelkreis, der ein Eingangssignal von dem Spannungsteiler als Referenzeingangsspannung verwendet und die EIN-AUS-Taktung der Leistungstransistoren so einstellt, dass zwischen beiden Ausgängen eine Symmetrie in Bezug auf ein virtuelles gemeinsames Referenzpotential an dem zweiten Anschluss des Spannungsversorgungseingangs aufrechterhalten wird.
  4. DC-DC-Wandler gemäß Anspruch 3, bei dem der Regelkreis einen Komparator umfasst, der die Referenzeingangsspannung mit dem virtuellen gemeinsamen Referenzpotential vergleicht und als Reaktion darauf das Schalten des ersten und des zweiten Leistungstransistors derart verursacht, dass vorübergehend lediglich entweder dem ersten oder dem zweiten Ausgangsanschluss zusätzliche Energie zugeführt wird.
  5. DC-DC-Wandler gemäß Anspruch 4, bei dem der Komparatorausgang die EIN-AUS-Taktung des ersten und des zweiten Leistungstransistors moduliert.
  6. DC-DC-Wandler gemäß Anspruch 4, bei dem in derselben Periode des Induktivitätsstroms lediglich entweder der erste oder der zweite Leistungstransistor vorübergehend gesperrt (AUS) ist, bevor beide Transistoren gesperrt (AUS) sind.
  7. DC-DC-Wandler gemäß Anspruch 6, bei dem die Perioden des Induktivitätsstroms eine feste Dauer haben und der Induktivitätsstrom in jeder Periode auf Null abfallen darf.
  8. DC-DC-Wandler gemäß Anspruch 4, bei dem in einer von zwei aufeinander folgenden Perioden des Induktivitätsstroms lediglich entweder der erste oder der zweite Leistungstransistor gesperrt (AUS) ist und in der zweiten von zwei aufeinander folgenden Perioden des Induktivitätsstroms beide Transistoren gesperrt (AUS) sind.
  9. DC-DC-Wandler gemäß Anspruch 8, bei dem wechselnde Perioden des Induktivitätsstroms von unterschiedlicher Dauer sind und der Induktivitätsstrom jede zweite Periode auf Null abfallen darf.
  10. DC-DC-Wandler gemäß Anspruch 8, bei dem wechselnde Perioden des Induktivitätsstroms von unterschiedlicher Dauer sind und der Induktivitätsstrom lediglich in wiederholten Folgen von Perioden jede letzte Periode auf Null abfallen darf.
  11. DC-DC-Wandler gemäß einem der Ansprüche 1 bis 10, und umfassend einen Regelkreis, der die Induktivitätsladestromrampe in aufeinander folgenden Perioden so regelt, dass sie einen konstanten Spitzenwert erreicht.
  12. DC-DC-Wandler gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem der erste und der zweite Ausgangsanschluss einen zugeordneten Bufferkondensator haben, der mit dem zweiten Anschluss der Eingangsversorgungsspannung verbunden ist.
  13. DC-DC-Wandler gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die Gleichrichterelemente synchrone Gleichrichter sind, die durch Leistungstransistoren realisiert sind.
DE102007045464A 2007-09-24 2007-09-24 Einzelinduktivitäts-Energieversorgungssystem mit extrem hohem PSRR für Aktiv-Matrix-OLED-Anzeigen mit zwei Versorgungsspannungen Ceased DE102007045464A1 (de)

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