DE112016004035T5 - Leistungsumwandlungsvorrichtung - Google Patents

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Subrata Saha
Arinori Shimada
Yutaka Hotta
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Abstract

Ein Verlust eine Leistungsumwandlungsvorrichtung (1), die Freilaufdiode (4) aufweist, wird reduziert. In einem Zweig (9) der Leistungsumwandlungsvorrichtung ist ein Schaltabschnitt (2) an einer oberen Stufe oder einer unteren Stufe strukturiert durch Parallelschalten zwischen einem ersten Schaltelement (5) und einen zweiten Gleichrichterelement (8), und der andere Schaltabschnitt (2) ist strukturiert durch paralleles Verbinden zwischen einem zweiten Schaltelement (7) und einem ersten Gleichrichterelement (6). Das zweite Schaltelement (7) hat eine schnellere Schaltantwort als das erste Schaltelement (5). Das zweite Gleichrichterelement (8) hat eine kürzere Wiederbereitschaftszeit als das erste Gleichrichterelement (6).

Description

  • TECHNISCHES GEBIET
  • Die vorliegende Erfindung betrifft eine Leistungsumwandlungsvorrichtung, die elektrische Leistung zwischen Gleichstromleistung (DC-Leistung) und Wechselstromleistung (AC-Leistung) mit einer Mehrzahl von Phasen umwandelt.
  • TECHNISCHER HINTERGRUND
  • Metalloxidhalbleiterfeldeffekttransistoren (MOSFETs), isolierte Gatebipolartransistoren (IGBTs) und dergleichen sind als Schaltelemente bekannt, die für Leistungsschaltungen, wie eine Wechselrichterschaltung verwendet werden. Der MOSFET und der IGBT haben unterschiedliche elektrische Charakteristiken aufgrund von Unterschieden bezüglich physikalischen Eigenschaften und Strukturen. Im Allgemeinen ist die Leistungsschaltung, wie beispielsweise eine Wechselrichterschaltung, aufgebaut aus Schaltelementen des gleichen Typs. Versuche sind unternommen worden, um einen elektrisch breiten Anwendungsbereich zu erzielen, indem eine Schaltung aufgebaut wurde, bei der eine Mehrzahl von Typen von Schaltelementen gemischt worden sind, um den Vorteil der Unterschiede bezüglich der elektrischen Charakteristiken der Schaltelemente zu nutzen. Das Patentdokument 1 aus einer nachfolgend beschriebenen Quelle offenbart eine Wechselrichterschaltung mit Armen bzw. Zweigen, in denen ein Schaltelement einer oberen Stufe (nachfolgend einfach als oberes Schaltelement bezeichnet) der IGBT ist, und ein Schaltelement einer unteren Stufe (nachfolgend einfach als unteres Schaltelement bezeichnet) der MOSFET ist.
  • Bei hoher Last wird diese Wechselrichterschaltung durch eine Dreiphasenmodulationssteuerung angetrieben, bei der alle drei Phasen einer Schaltsteuerung unterworfen sind, und wird bei niedriger Last durch eine Zweiphasenmodulationssteuerung angetrieben, bei der eine Phase von den drei Phasen fixiert ist und die zwei verbleibenden Phasen der Schaltsteuerung unterworfen werden. Bei niedriger Last ist ein Schaltverlust des MOSFETs relativ gering. Folglich wird die Zweiphasenmodulationssteuerung derart durchgeführt, dass das Lastverhältnis des unteren MOSFETs größer ist als das Lastverhältnis des oberen IGBTs. Bei hoher Last, bei der der Strom zunimmt, ist ein Verlust des IGBTs relativ gering. Folglich wird die Dreiphasenmodulationssteuerung derart durchgeführt, dass das Lastverhältnis des oberen IGBTs größer ist als das Lastverhältnis des unteren MOSFETs. In dem Patentdokument 1 wird durch die oben beschriebene Steuerung die Effizienz der Wechselrichterschaltung über den gesamten Betriebsbereich von niedriger Last bis hoher Last verbessert. In dem Patentdokument 1 wird eine Wechselrichterschaltung verwendet, die den IGBT an der oberen Stufe und den MOSFET an der unteren Stufe aufweist, um die Schaltelemente selektiv zu verwenden, um hauptsächlich verwendet zu werden in einem Betriebsbereich, bei dem der Strom relativ klein ist und in einem Betriebsbereich, bei dem der Strom relativ groß ist. Auch wenn der MOSFET und der IGBT unterschiedliche Schaltcharakteristiken haben (beispielsweise Schaltantworten), gibt es keine derartige Beschreibung, dass die Effizienz verbessert und Rauschen reduziert wird in der Wechselrichterschaltung unter Berücksichtigung von beispielsweise eines Steuermodus, bei dem der unteren MOSFET (der unteren Stufe) bei einer Schaltfrequenz betrieben wird, die größer ist als die des oberen IGBTs (obere Stufe).
  • Wenn die obere Stufe und die untere Stufe des Zweigs der Wechselrichterschaltung einer komplementären Schaltsteuerung unterworfen werden und wenn das Schaltelement in einen Ein-Zustand gesteuert wird gemäß der Polarität des erzeugten Wechselstroms, kann der Strom in einer Vorwärtsrichtung bezüglich einer Freilaufdiode fließen. In diesem Fall fließt der Strom durch beide, das Schaltelement und die Freilaufdiode. Folglich wird vorzugsweise ein Verlust der Freilaufdiode berücksichtigt. In dem Patentdokument 1 sind die jeweiligen Freilaufdioden, die die gleichen Charakteristiken haben, parallel geschaltet zu dem IGBT und dem MOSFET, und die Verluste der Freilaufdioden werden nicht berücksichtigt. Diese Verluste treten jedes Mal auf, wenn das Schalten durchgeführt wird. Folglich erhöhen sich die Verluste, insbesondere wenn die Schaltfrequenz der Wechselrichterschaltung zunimmt.
  • Verwandter Stand der Technik
  • Patentdokumente
  • Patentdokument 1: Japanisch Patentanmeldung mit der Veröffentlichungsnummer 2008-104282 ( JP 2008-104282) A
  • ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
  • Das durch die Erfindung zu lösende Problem
  • Ausgehend von dem oben Beschriebenen besteht Bedarf für eine Technik, bei der der Verlust der Leistungsumwandlungsvorrichtung, die die Freilaufdioden aufweist, reduziert werden kann, selbst wenn die obere Stufe und die untere Stufe mit unterschiedlichen Schaltfrequenzen geschaltet werden, um die Effizienz zu verbessern und das Rauschen in der Leistungsumwandlungsvorrichtung zu reduzieren, die die Zweige aufweist, die jeweils durch unterschiedliche Typen von Schaltelementen in der oberen Stufe und der unteren Stufe strukturiert sind.
  • Mittel zum Lösen des Problems
  • Gemäß einem Aspekt sind in einer Leistungsumwandlungsvorrichtung, die ausgehend von dem Vorangegangenen geschaffen wird, Zweige parallel zueinander zwischen einem positiven DC-Anschluss (Gleichstromanschluss) und einem negativen DC-Anschluss (Gleichstromanschluss) geschaltet gemäß der Anzahl von Phasen der Wechselströme einer Mehrzahl von Phasen. Die Zweige für die jeweiligen Phasen weisen jeweils zwei Schaltabschnitte auf, die in Serie geschaltet sind, und die in einem Ein-Zustand leitend und in einem Aus-Zustand nicht leitend sind. Die Leistungsumwandlungsvorrichtung ist konfiguriert zum Umwandeln einer elektrischen Leistung zwischen einer Gleichstromleistung und einer Wechselstromleistung von der Mehrzahl von Phasen, während ein Verbindungspunkt zwischen den zwei Schaltabschnitten von jedem der Zweige als ein AC-Eingang oder Ausgangspunkt jeder Phase festgelegt ist.
  • Jeder der Schaltabschnitte weist ein Schaltelement und eine Freilaufdiode auf, die parallel zu dem Schaltelement geschaltet ist, während eine Richtung von dem negativen Anschluss zu dem positiven Anschluss als Vorwärtsrichtung festgelegt ist.
  • Das Schaltelement ist ein erstes Schaltelement oder ein zweites Schaltelement, das eine schnellere Schaltantwort zwischen dem Aus-Zustand und dem Ein-Zustand aufweist als das erste Schaltelement.
  • Die Freilaufdiode ist ein erstes Gleichrichterelement oder ein zweites Gleichrichterelement, das eine kürzere Wiederbereitschaftszeit aufweist als das erste Gleichrichterelement.
  • In jedem der Zweige ist einer der Schaltabschnitte, der einen Schaltabschnitt einer oberen Stufe (nachfolgend einfach als oberer Schaltabschnitt bezeichnet) aufweist, der mit einer positiven Anschlussseite verbunden ist, und einen Schaltabschnitt einer unteren Stufe (nachfolgend einfach als unterer Schaltabschnitt bezeichnet), der mit einer negativen Anschlussseite verbunden ist, aufgebaut durch eine parallele Verbindung zwischen dem ersten Schaltelement und dem zweiten Gleichrichterelement, und der andere der Schaltabschnitte ist aufgebaut durch eine parallele Verbindung zwischen dem zweiten Schaltelement und dem ersten Gleichrichterelement.
  • Bei einem Phasenwinkel, bei dem der Wechselstrom von irgendeiner Phase positiv ist bezüglich des Amplitudenzentrums, wenn der Strom durch die untere Stufe des Zweigs entsprechend dem Strom dieser Phase fließt, fließt der Strom in der Vorwärtsrichtung bezüglich der unteren Freilaufdiode (der unteren Stufe). Bei dem Phasenwinkel, bei dem der Wechselstrom positiv ist, wenn der Strom durch die untere Stufe des Zweigs fließt, und wenn das untere Schaltelement in dem Aus-Zustand ist, fließt folglich auch ein Strom durch die untere Freilaufdiode. Selbiges gilt für einen Fall, bei dem der Wechselstrom negativ ist. Bei einem Phasenwinkel, bei dem der Wechselstrom negativ ist, wenn der Strom durch die ober Stufe des Zweigs fließt, und wenn das obere Schaltelement in dem Aus-Zustand ist, fließt also auch ein Strom durch die obere Freilaufdiode (der oberen Stufe).
  • Wenn der Verlust aus einer Kombination aus dem Schaltelement des oberen Schaltabschnitts und der Freilaufdiode des unteren Schaltabschnitts gering ist, kann der Verlust der Leistungsumwandlungsvorrichtung bei dem Phasenwinkel reduziert werden, bei dem der Wechselstrom positiv ist. Wenn der Verlust aus einer Kombination des Schaltelements des unteren Schaltabschnitts und der Freilaufdiode des oberen Schaltabschnitts klein ist, kann der Verlust der Leistungsumwandlungsvorrichtung bei dem Phasenwinkel reduziert werden, bei dem der Wechselstrom negativ ist. Da die Wiederbereitschaftszeit der Freilaufdiode kürzer ist, kann auch die Zeit verkürzt werden, zu der der Verlust auftritt. Folglich wird der Verlust reduziert. Während eines Zyklus eines elektrischen Winkels des Wechselstroms ist irgendeine Phase von der Mehrzahl von Phasen „positiv“. Während eines Zyklus des elektrischen Winkels des Wechselstroms ist irgendeine Phase von der Mehrzahl von Phasen „negativ“. Durch das Verwenden einer Kombination, die sich auf den Fall fokussiert, bei dem der Wechselstrom „positiv“ ist, oder einer Kombination, die sich auf den Fall fokussiert, bei dem der Wechselstrom „negativ“ ist, kann der Verlust der Leistungsumwandlungsvorrichtung über die gesamte Periode in einem Zyklus des elektrischen Winkels reduziert werden.
  • Gemäß diesem Aufbau ist einer der Schaltabschnitte, der den oberen Schaltabschnitt und den unteren Schaltabschnitt aufweist, durch eine parallele Verbindung zwischen dem ersten Schaltelement und dem zweiten Gleichrichterelement strukturiert, und der andere der Schaltabschnitte ist durch eine parallele Verbindung zwischen dem zweiten Schaltelement und dem ersten Gleichrichterelement strukturiert. Gemäß diesem Aufbau ist es möglich, eine Kombination zu erzielen, bei der das obere Schaltelement und die untere Freilaufdiode dem zweiten Schaltelement bzw. dem zweiten Gleichrichterelement entsprechen oder eine Kombination, bei der das untere Schaltelement und die obere Freilaufdiode dem zweiten Schaltelement bzw. dem zweiten Gleichrichterelement entsprechen. Folglich kann der Verlust der Leistungsumwandlungsvorrichtung reduziert werden. Gemäß diesem Aufbau kann der Verlust der Leistungsumwandlungsvorrichtung, die die Freilaufdioden aufweist, selbst dann reduziert werden, wenn die obere Stufe und die untere Stufe mit unterschiedlichen Schaltfrequenzen geschaltet werden, um die Effizienz zu verbessern und das Rauschen in der Leistungsumwandlungsvorrichtung zu reduzieren, die die Zweige aufweist, die jeweils durch verschiedene Typen von Schaltelementen an der oberen Stufe und an der unteren Stufe strukturiert sind.
  • Weitere Merkmale und Vorteile der Leistungsumwandlungsvorrichtung werden durch die folgende Beschreibung der Ausführungsbeispiele unter Bezugnahme auf die Zeichnungen deutlich.
  • Figurenliste
    • 1 zeigt ein Blockdiagramm, das schematisch den Systemaufbau einer Leistungsumwandlungsvorrichtung verdeutlicht.
    • 2 zeigt ein Diagramm, das schematisch Betriebsbereiche einer drehenden Elektromaschine gemäß einem Drehmoment und einer Drehzahl verdeutlicht.
    • 3 zeigt ein Schaltungsblockdiagramm, das schematisch den Aufbau eines Zweigs für eine Phase verdeutlicht.
    • 4 zeigt ein schematisches Schaltungsdiagramm, das ein Beispiel des Aufbaus des Zweigs für eine Phase verdeutlicht.
    • 5 zeigt ein Wellenformdiagramm, das ein Beispiel einer Modulation mit niedriger Modulationsrate verdeutlicht.
    • 6 zeigt ein Wellenformdiagramm, das ein Beispiel einer Modulation mit hoher Modulationsrate verdeutlicht.
    • 7 zeigt ein Diagramm, das schematisch Betriebsbereiche einer drehenden Elektromaschine gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel verdeutlicht.
    • 8 zeigt ein Wellenformdiagramm, das ein Modulationsbeispiel in einem Bereich B von 7 verdeutlicht.
    • 9 zeigt ein Wellenformdiagramm, das ein Modulationsbeispiel in einem Bereich C von 7 verdeutlicht.
    • 10 zeigt ein schematisches Schaltungsdiagramm, das einen anderen Aufbau des Zweigs für eine Phase verdeutlicht.
  • AUSFÜHRUNGSFORMEN DER ERFINDUNG
  • Ausführungsbeispiel
  • Ein erstes Ausführungsbeispiel einer Leistungsumwandlungsvorrichtung 1 wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben. Ein Blockdiagramm von 1 verdeutlicht schematisch den Systemaufbau der Leistungsumwandlungsvorrichtung 1. Die Leistungsumwandlungsvorrichtung 1 ist vorgesehen zwischen einer DC-Leistungsversorgung 11 (Gleichstromleistungsversorgung) und einer drehenden Wechselstromelektromaschine 80 (drehende AC-Elektromaschine), und wandelt elektrische Leistung zwischen Gleichstrom und Wechselstrom um. In diesem Ausführungsbeispiel ist die drehende Elektromaschine 80 eine drehende Elektromaschine, die als Quelle für eine Antriebskraft für ein Fahrzeug dient, wie beispielsweise für ein Hybridfahrzeug oder ein Elektrofahrzeug. Die drehende Elektromaschine 80 ist eine drehende Elektromaschine, die betrieben wird durch Wechselströme einer Mehrzahl von Phasen (Wechselströme von drei Phase in diesem Fall), und dient sowohl als Elektromotor als auch als Generator. Die drehenden Elektromaschine 80 wandelt eine elektrische Leistung von der DC-Leistungsversorgung 11 um in eine Antriebskraft über einen Wechselrichter 10 (Wechselrichterschaltung) (Leistungsbetrieb). Alternativ wandelt die drehende Elektromaschine 80 eine Drehantriebskraft, die beispielsweise von einem nicht dargestellten internen Verbrennungsmotor oder von einem Rad übertragen wird, in eine elektrische Leistung um, um die DC-Leistungsversorgung 11 über den Wechselrichter 10 zu laden (Regeneration).
  • In diesem Ausführungsbeispiel ist die DC-Leistungsquelle 11 eine Hochspannungs-DC-Leistungsquelle mit einer Nennspannung von beispielsweise ungefähr 50 bis 400 V. Die DC-Leistungsversorgung 11 ist beispielsweise ein Nickel-Wasserstoff-Akku oder Lithiumionen-Akku, ein Kondensator, wie beispielsweise ein elektrischer Doppelschichtkondensator, oder eine Kombination aus Akku und Kondensator. Die DC-Leistungsversorgung 11 ist eine wiederaufladbare DC-Leistungsversorgung mit hoher Spannung und hoher Kapazität. Wenn die Leistungsumwandlungsvorrichtung 1 einen DC-Wandler (DC-DC-Wandler) aufweist, der eine Ausgangsspannung der DC-Leistungsversorgung 11 verstärkt, kann dieser Wandler in der DC-Leistungsversorgung enthalten sein. Dieser Wandler dient als ein Abwärtswandler, wenn die elektrische Leistung in der DC-Leistungsversorgung 11 über den Wechselrichter 10 regeneriert wird.
  • Eine Spannung auf der DC-Seite (Gleichstromseite) des Wechselrichters 10 (eine Spannung über einen positiven Anschluss P und einen negativen Anschluss N auf einer DC-Seite des Wechselrichters 10, eine Spannung über Anschlüssen der DC-Leistungsversorgung 11, oder eine Ausgangsspannung des Wandlers) wird im Folgenden auch bezeichnet als eine DC-Zwischenkreisspannung (Vdc). Ein Glättungskondensator 12 (DC-Zwischenkreiskondensator), der die DC-Zwischenkreisspannung glättet, ist auf der DC-Seite des Wechselrichters 10 vorgesehen. Der Glättungskondensator 12 stabilisiert die DC-Spannung (DC-Zwischenkreisspannung), die in Antwort auf eine Änderung des Leistungsverbrauchs der drehenden Elektromaschine 80 schwankt.
  • Wie oben beschrieben wandelt der Wechselrichter 10 eine DC-Leistung mit der DC-Zwischenkreisspannung in eine AC-Leistung einer Mehrzahl von Phasen um (n-Phasen, wobei n eine natürliche Zahl darstellt; drei Phasen in diesem Fall), und liefert die AC-Leistung an die drehende Elektromaschine 80. Ferner wandelt der Wechselrichter 10 eine AC-Leistung einer Mehrzahl von Phasen, die durch die drehende elektrische Maschine 80 erzeugt wird, in eine DC-Leistung um, und liefert die DC-Leistung an die DC-Leistungsversorgung. Der Wechselrichter 10 weist eine Mehrzahl von Schaltabschnitten 2 auf. Der Schaltabschnitt 2 weist ein Schaltelement 3 und eine Freilaufdiode 4 auf, wie später unter Bezugnahme auf die 3 und 4 beschrieben, und dergleichen. Als das Schaltelement 3 wird ein Leistungshalbleiterelement verwendet, wie beispielsweise ein isolierter Bipolartransistor (IGBT) oder ein Metalloxidhalbleiterfeldeffekttransistor (MOSFET), die Silizium (Si) als Substrat verwenden, ein Siliziumkarbidmetalloxidhalbleiter FET (SiC-MOSFET), ein SiC-Statischer-Induktionstransitor (SiC-SIT) oder ein SiC-IGBT, die Siliziumkarbid (SiC) als Substrat verwenden, oder ein Galliumnitrid-MOSFET (GaN-MOSFET), der Galliumnitrid (GaN) als Substrat verwendet.
  • Bisher wird der Si-IGBT, der (Si) als Substrat verwendet, in großem Maße als Schaltelement 3 des Wechselrichters 10 verwendet. In den vergangenen Jahren sind Halbleitermaterialien, wie Siliziumkarbid (SiC) und Galliumnitrid (GaN) auch in der Praxis als Substrat für den Leistungs-MOSFET oder IGBT verwendet worden. Die Halbleitermaterialien wie SiC und GaN haben eine breitere Bandlücke (Breitbandlückenhalbleiter) als Si, und haben auch eine höhere Durchbruchfestigkeit als Si. Folglich haben derartige Halbleitermaterialien eine höhere Grundleistungsfähigkeit als Si. Aufgrund der höheren Durchbruchfestigkeit erzielt ein Hochspannungsleistungselement (Leistungsschaltelement), das SiC oder GaN als Substrat verwendet, eine Driftschicht, die eine geringere Filmdicke aufweist als die eines Elements, das Si als Substrat verwendet. Die meisten Widerstandskomponenten des Hochspannungsleistungselements werden verursacht durch die Dicke der Driftschicht. Mit dem Hochspannungsleistungselement, das SiC oder GaN als Substrat verwendet, ist es möglich, ein Element zu erhalten, das einen signifikant geringeren Widerstand pro Einheitsbereich aufweist, als das Element, das Si als Substrat verwendet.
  • In dem Hochspannungsleistungselement, das Si als Substrat verwendet, wird hauptsächlich der IGBT (Si-IGBT) mit einer Struktur eines Bipolartransistors, der eine Minoritätsträgervorrichtung ist, verwendet, um eine Zunahme des Ein-Widerstands (Durchlasswiderstand) zusammen mit einer Zunahme der Stehspannung zu unterdrücken. Der IGBT ist ein Schaltelement mit einer FET-Struktur an einer Eingangsstufe und einer Bipolartransistorstruktur an einer Ausgangsstufe auf einem einzelnen Halbleiterelement. Der IGBT hat einen größeren Schaltverlust als beispielsweise der MOSFET und hat eine Begrenzung bezüglich eines Schaltens bei einer hohen Frequenz aufgrund eines Einflusses von Wärme, die als Ergebnis des Schaltverlustes erzeugt wird. In dem Hochspannungsleistungselement, das SiC oder GaN als Substrat verwendet, kann eine Driftschicht dünner strukturiert werden, wie oben beschrieben. Folglich kann dieses Hochspannungsleistungselement eine Zunahme des Ein-Widerstands zusammen mit einer Zunahme der Stehspannung unterdrücken, selbst mit der Struktur des MOSFETs, der eine Hochgeschwindigkeitsvorrichtungsstruktur aufweist und einen Majoritätsträgervorrichtung ist. Das Hochspannungsleistungselement, das SiC oder GaN als Substrat verwendet, kann also eine hohe Stehspannung erzielen, einen niedrigen Ein-Widerstand und einen Hochfrequenzbetrieb.
  • Beispielsweise ist der SiC-MOSFET in der Lage, ein Schalten mit höherer Geschwindigkeit durchzuführen als der Si-IGBT. Folglich kann der SiC-MOSFET mit einer höheren Schaltfrequenz verwendet werden. Die Reduzierung des Verlusts des Wechselrichters 10 kann folglich erwartet werden. Allerdings sind SiC und GaN teurer als Si. Folglich ist es wahrscheinlich, dass die Kosten des Wechselrichters 10 und der Leistungsumwandlungsvorrichtung 1, die den Wechselrichter 10 aufweist, zunehmen.
  • Wie oben beschrieben haben das Schaltelement, das Si als ein Material verwendet, beispielsweise der Si-IGBT, und das Schaltelement, das SiC als Material verwendet, beispielsweise der SiC-MOSFET, Vor- und Nachteile. Folglich wird vorzugsweise ein optimaler Wechselrichter 10 und eine optimale Leistungsumwandlungsvorrichtung 1, die den Wechselrichter 10 aufweist, bereitgestellt, indem der Vorteil bezüglich der Stärken beider Schaltelemente verwendet wird.
  • Wie in 1 gezeigt, ist der Wechselrichter 10 strukturiert durch eine Brückenschaltung, die eine Mehrzahl von Sätzen von Zweigen 9 aufweist. Der Wechselrichter 10 weist die Zweige 9 auf, die Statorspulen 81 jeweiliger Phasen (in diesem Fall von drei Phasen, eine U-Phase, eine V-Phase und eine W-Phase) der drehenden Elektromaschine 80 entsprechen. Die Zweige 9 weisen jeweils ein Paar von einem oberen und unteren Schaltabschnitt 2 auf (auch als Schaltabschnitte einer oberen Stufe bzw. unteren Stufe bezeichnet). Wie in 1 gezeigt, ist der Zweig 9 für eine Phase eines Wechselstroms speziell strukturiert durch eine Serienschaltung, die einen oberen Schaltabschnitt 21 und einen unteren Schaltabschnitt 22 aufweist. Jeder Schaltabschnitt 2 weist das Schaltelement 3 und die Freilaufdiode 4 auf, wie später unter Bezugnahme auf 3 beschrieben, und dergleichen.
  • Wie in 1 gezeigt, arbeitet jedes Schaltelement 3 basierend auf einem Schaltsteuerungssignal (Su+, Sv+, Sw+, Su-, Sv-, Sw-), das von einem Antriebssteuerungsabschnitt (DRV-CNT) 20 ausgegeben wird. Beispielsweise ist das Schaltsteuerungssignal ein Gateantriebssignal bzw. Ansteuersignal zum Antreiben eines Gateanschlusses des IGBT oder MOSFET. Der Antriebssteuerungsabschnitt 20 ist eine Steuerungsvorrichtung, die die Leistungsumwandlungsvorrichtung 1, die den Wechselrichter 10 aufweist, steuert, um das Antreiben der drehenden Elektromaschine 80 über die Leistungsumwandlungsvorrichtung 1 zu steuern. In diesem Ausführungsbeispiel weist der Antriebssteuerungsabschnitt 20 eine Wechselrichtersteuerungsvorrichtung (INV-CNT) 30 und die Antriebsschaltung (DRV) 40 auf. Die Wechselrichtersteuerungsvorrichtung 30 ist implementiert durch Zusammenspiel zwischen Hardware, wie beispielsweise einem Logikprozessor, der durch einen Mikrocomputer oder einen digitalen Signalprozessor (DSP) typisiert ist, und Software, wie beispielsweise ein Programm oder Parametern. Selbstverständlich kann die Wechselrichtersteuerungsvorrichtung 30 durch Hardware strukturiert sein, die hauptsächlich eine elektronische Schaltung als logische Schaltung aufweist. Die Betriebsspannung der Wechselrichtersteuerungsvorrichtung 30 beträgt ungefähr 3,3 bis 12 V. Die Wechselrichtersteuerungsvorrichtung 30 arbeitet durch Empfangen von elektrischer Leistung, die von einer nicht dargestellten DC-Leistungsversorgung mit niedriger Spannung geliefert wird (mit einer Nennspannung von beispielsweise ungefähr 12 bis 24 V).
  • Das Gateantriebssignal, das an den Steuerungsanschluss (Gateanschluss) des Leistungs-IGBT oder MOSFET anzulegen ist, der eine hohe Spannung schaltet, erfordert eine größere Spannungsamplitude als die Betriebsspannung der elektronischen Schaltung (beispielsweise eines Mikrocomputers), die die Wechselrichtersteuerungsvorrichtung 30 bildet. Folglich wird das Schaltsteuerungssignal (Schaltsteuerungsquellensignal), das von der Wechselrichtersteuerungsvorrichtung 30 erzeugt wird, in den Wechselrichter 10 eingegeben, nachdem Antriebsleistung durch die Antriebsschaltung 40 weitergegeben worden ist durch eine Erhöhung der Spannungsamplitude, Verstärkung des Stroms oder dergleichen. In diesem Ausführungsbeispiel werden die Wechselrichtersteuerungsvorrichtung 30 und die Antriebsschaltung 40 kollektiv als Antriebssteuerungsabschnitt 20 bezeichnet. In diesem Ausführungsbeispiel werden das Steuerungssignal (Schaltsteuerungsquellensignal), das zu erzeugen und durch die Wechselrichtersteuerungsvorrichtung 30 auszugeben ist, und das Steuerungssignal, das an das Schaltelement 3 über die Antriebsschaltung 40 zu übertragen ist, nicht unterschieden, sondern kollektiv bezeichnet als Schaltsteuerungssignal, sofern nichts Anderweitiges dazu gesagt wird.
  • Wie in 1 gezeigt, weist die drehende Elektromaschine 80 einen Drehsensor 14 auf, der eine Magnetpolposition (Rotordrehwinkel) und eine Drehzahl eines Rotors der drehenden Elektromaschine 80 zu jedem Zeitpunkt detektiert. Beispielsweise ist der Drehsensor 14 ein Resolver. Ein Stromsensor 30 misst Ströme, die durch die Statorspulen 81 der jeweiligen Phasen der drehenden Elektromaschine 80 fließen. Dieses Ausführungsbeispiel zeigt eine beispielhafte Konfiguration, bei der der kontaktlose Stromsensor 30 alle drei Phasen misst. Die Wechselrichtersteuerungsvorrichtung 30 führt eine Feedback-Steuerung (Regelung) durch basierend auf einem erforderlichen Drehmoment und einer Drehzahl der drehenden Elektromaschine 80 und einer Modulationsrate. Beispielsweise wird das erforderliche Drehmoment der Wechselrichtersteuerungsvorrichtung 30 von einer nicht dargestellten anderen Steuerungsvorrichtung bereitgestellt, beispielsweise von einer Fahrzeugsteuerungsvorrichtung oder einer Fahrzeugfahrsteuerungsvorrichtung. Die Modulationsrate ist ein Index, der eine Umwandlungsrate von einer Gleichspannung (DC-Zwischenkreisspannung) in eine Wechselspannung (AC-Spannung) angibt, und ist ein Wert, der ein Verhältnis eines effektiven Werts einer Außenleiterspannung (verkettete Spannung) von AC-Spannungen einer Mehrzahl von Phasen zu einer DC-Spannung angibt. Die Modulationsrate kann einen Wert annehmen, der von „0“ bis „ungefähr 0,78“ reicht, der ein physikalischer (mathematischer) Grenzwert ist.
  • Basierend auf dem erforderlichen Drehmoment, der Drehzahl, der Modulationsrate und dergleichen erzeugt die Wechselrichtersteuerungsvorrichtung 30 einen Impuls (Modulationsimpuls) zur Durchführung der Schaltsteuerung des Wechselrichters 10 und gibt den Impul als Schaltsteuerungssignal aus. Der Modulationsimpuls kann nach Bedarf erzeugt werden. Alternativ kann ein Modus verwendet werden, bei dem ein Impulsmuster in einem Speicher oder dergleichen im Voraus abgespeichert ist, basierend auf einer Betriebsbedingung der drehenden Elektromaschine 80 und des Wechselrichters 10, und wird durch eine DMA-Übertragung oder dergleichen ohne Last auf den Prozessor ausgegeben.
  • Die Modulation kann sich auf einen Fall einer Umwandlung von einem Gleichstrom in einen Wechselstrom beziehen und Demodulation auf einen Fall der Umwandlung von Wechselstrom in Gleichstrom. In dieser Art und Weise kann auf beide Fälle Bezug genommen werden durch markante Begriffe. Alternativ können beide Fälle kollektiv bezeichnet werden als Modulation/Demodulation. Dieses Ausführungsbeispiel wird beschrieben, während beide Typen der Umwandlung als Modulation bezeichnet werden. In diesem Ausführungsbeispiel steuert die Wechselrichtersteuerungsvorrichtung 30 die drehende Elektromaschine 80 über den Wechselrichter 10, indem eine Stromrückführungssteuerung (Regelung) durchgeführt wird unter Verwendung eines Vektorsteuerungsverfahrens. Das Vektorsteuerungsverfahren wird nachfolgend beschrieben, und eine detaillierte Beschreibung wird weggelassen.
  • Zuerst berechnet die Wechselrichtersteuerungsvorrichtung 30 Strombefehle in einem orthogonalen Vektorkoordinatensystem der Vektorsteuerung basierend auf der DC-Zwischenkreisspannung, dem erforderlichen Drehmoment, der Modulationsrate und dergleichen. Das orthogonale Vektorkoordinatensystem ist ein Koordinatensystem, bei dem eine Richtung der Magnetpole des Rotors der drehenden Elektromaschine 80 definiert ist als eine Achse (d-Achse) und eine Richtung senkrecht zu dieser Achse (d-Achse) ist als die andere Achse (q-Achse) definiert. Die Ströme der drei Phasen (tatsächliche Ströme), die durch die Statorspulen 81 fließen, werden einer Koordinatenumwandlung in das orthogonale Vektorkoordinatensystem unterworfen, basierend auf der Magnetpolposition. In dem orthogonalen Vektorkoordinatensystem wird eine Berechnung der Proportional-Integral-Steuerung (PI-Steuerung) oder Proportional-Integral-Ableitungssteuerung (PID-Steuerung) durchgeführt, basierend auf den Abweichungen zwischen den Strombefehlen und den tatsächlichen Strömen, wodurch Spannungsbefehle abgeleitet werden. Die Spannungsbefehle werden einer inversen Koordinatenumwandlung in Spannungsbefehle der drei Phasen basierend auf der Magnetpolposition unterworfen. Folglich werden Modulationsimpulse (Schaltsteuerungssignale) gemäß einem ausgewählten Modulationsschema erzeugt.
  • Wie beispielsweise in 2 gezeigt, erstreckt sich der Betriebsbereich der drehenden Elektromaschine 80 über einen breiten Bereich gemäß dem erforderlichen Drehmoment ([Nm]) und der Drehzahl ([Umdrehungen pro Minute]). Es gibt verschiedene Typen von Modulationsschemen zur Steuerung der drehenden Elektromaschine 80. Optimale Modulationsschemen unterscheiden sich in Abhängigkeit von Betriebspunkten, die zu definieren sind, basierend auf dem erforderlichen Drehmoment und der Drehzahl. In diesem Ausführungsbeispiel werden zwei verschiedene Betriebsbereiche festgelegt, wie in 2 gezeigt. Verschiedene Modulationsschemen werden in den jeweiligen Betriebsbereichen verwendet. Ein erster Betriebsbereich R1 ist ein Betriebsbereich eines relativ geringen Drehmoments und einer relativ geringen Drehzahl. In diesem Ausführungsbeispiel wird eine Dreiphasenmodulation durchgeführt. Ein zweiter Betriebsbereich R2 ist ein Betriebsbereich eines relativ hohen Drehmoments und einer relativ hohen Drehzahl. In diesem Ausführungsbeispiel wird eine Zweiphasenmodulation durchgeführt. Einzelheiten der Modulationsschemen in den jeweiligen Betriebsbereichen werden später unter Bezugnahme auf die 5, 6 und dergleichen beschrieben.
  • Als Modulationsschema des Wechselrichters 10 ist eine Pulsbreitenmodulation bekannt. Bei der Pulsbreitenmodulation wird ein Impuls erzeugt basierend auf einer Größenbeziehung zwischen der Amplitude einer AC-Wellenform, die als ein Ausgangsbefehl dient (beispielsweise ein Spannungsbefehl V*, wie in den 5 und 6 gezeigt) und der Amplitude einer Wellenform eines Trägers (beispielsweise ein Träger CR, wie in den 5 und 6 gezeigt) in der Form einer Dreieckwelle (einschließlich einer Sägezahnwelle). Eine PWM-Wellenform kann direkt erzeugt werden durch digitale Berechnung, anstatt durch einen Vergleich mit dem Träger. Auch in diesem Fall liegt zwischen der Amplitude der AC-Wellenform, die als Befehlswert dient, und der Amplitude einer imaginären Trägerwellenform eine Korrelation vor. Sofern nichts anderes angegeben wird, bezeichnet der Begriff „Frequenz des Schaltsteuerungssignals“ im Folgenden eine Frequenz des Trägers. Die Pulsbreitenmodulation weist eine Sinuspulsbreitenmodulation (SPWM), eine Raumvektorpulsbreitenmodulation (SVPWM) und eine diskontinuierliche Pulsbreitenmodulation (DPWM) auf. Die maximalen Modulationsraten sind „ungefähr 0,61“ in der SPWM, „ungefähr 0,71“ in der SVPMW und „ungefähr 0,78“ in der DPWM. In dem Fall von drei Dreiphasenwechselströmen, wie in diesem Ausführungsbeispiel, wird ein Modulationsschema, bei dem alle drei Phasen einer Pulsbreitenmodulation unterworfen werden, als Dreiphasenmodulation bezeichnet, und ein Modulationsschema, bei dem mindestens eine Phase von den drei Phasen während einer vorbestimmten Zeitperiode fixiert ist, und die eine oder die zwei verbleibenden Phasen einer Pulsbreitenmodulation unterworfen werden, wird als Zweiphasenmodulation bezeichnet.
  • Vor der Beschreibung jedes Modulationsschemas wird der Aufbau des Wechselrichters 10 gemäß diesem Ausführungsbeispiel beschrieben. Wie in 1 gezeigt, sind in dem Wechselrichter 10 die Zweige 9 parallel zueinander geschaltet zwischen dem positiven Gleichstromanschluss P und dem negativen Gleichstromanschluss N gemäß der Anzahl von Phasen von Wechselströmen von der Mehrzahl von Phasen, und die Zweige 9 für die jeweiligen Phasen weisen jeweils zwei Schaltabschnitte 2 auf, die in Serie verbunden und die in einem Ein-Zustand leitend und in einem Aus-Zustand nicht leitend sind. Der Verbindungspunkt zwischen den zwei Schaltabschnitten 2 jedes Zweigs 9 ist ein AC-Eingangs- oder Ausgangspunkt jeder Phase. In diesem Ausführungsbeispiel ist der Verbindungspunkt zwischen den zwei Schaltabschnitten 2 des Zweigs 9 für eine entsprechende der drei Phasen mit einer entsprechenden der sternverschalteten Statorspulen 81 der drei Phasen der Elektromaschine 80 verbunden.
  • Wie in 3 gezeigt, weist jeder Schaltabschnitt 2 das Schaltelement 3 und die Freilaufdiode 4 auf. Die Freilaufdiode 4 ist parallel zu dem Schaltelement 3 geschaltet, während eine Richtung von der unteren Stufe zu der oberen Stufe als Vorwärtsrichtung festgelegt ist. Mit anderen Worten, die Freilaufdiode 4 ist parallel (invers-parallel) mit dem Schaltelement 3 verbunden, während eine Richtung entgegengesetzt zu der Leitungsrichtung in einem Fall, bei dem das Schaltelement 3 in dem Ein-Zustand ist, als Vorwärtsrichtung festgelegt ist. Der obere Schaltabschnitt 21 weist ein oberes Schaltelement 31 auf, und der untere Schaltabschnitt 22 weist ein unteres Schaltelement 32 auf. Eine obere Freilaufdiode 41 ist invers-parallel geschaltet zu dem oberen Schaltelement 31, und die untere Freilaufdiode 42 ist invers-parallel geschaltet zu dem unteren Schaltelement 32.
  • Wie in 4 gezeigt, ist in diesem Ausführungsbeispiel das obere Schaltelement 31 ein erstes Schaltelement 5, das ein Si-IGBT ist, und das untere Schaltelement 32 ist ein zweites Schaltelement 7, das ein SiC-MOSFET ist. Das zweite Schaltelement 7 ist also ein Element, das eine schnellere Schaltantwort aufweist, als das erste Schaltelement 5. Beispielsweise ist das zweite Schaltelement 7 ein Element, das eine kürzere Übergangszeit zwischen dem Aus-Zustand und dem Ein-Zustand hat als das erste Schaltelement 5, und geringere Einschalt/Ausschalt-Verluste (Schaltverlust) zum Zeitpunkt des Übergangs als das erste Schaltelement 5. Die untere Freilaufdiode 42 ist eine erste Diode 6 (erstes Gleichrichterelement), und die obere Freilaufdiode 41 ist eine zweite Diode 8 (zweites Gleichrichterelement), die eine kürzere Wiederbereitschaftszeit hat als die erste Diode 6. Die zweite Diode 8 kann ein Element sein, das einen kleineren Wiederbereitstellungsstrom („Reverse Recovery“-Strom) aufweist als die erste Diode 6. Es ist also nur notwendig, dass die obere Freilaufdiode 41 die zweite Diode 8 ist, die bessere Wiederbereitstellungscharakteristiken aufweist als die erste Diode 6. Der Ausdruck „gute Wiederbereitstellungscharakteristiken“ bedeutet, dass die Wiederbereitschaftszeit kurz ist oder der Wiederbereitstellungsstrom gering. In dem Aufbau, der beispielhaft in 4 gezeigt ist, ist also der obere Schaltabschnitt 21 strukturiert durch eine Parallelverbindung zwischen dem ersten Schaltelement 5 und der zweiten Diode 8, und der untere Schaltabschnitt 22 ist strukturiert durch eine parallele Verbindung zwischen dem zweiten Schaltelement 7 und der ersten Diode 6.
  • In diesem Ausführungsbeispiel ist die erste Diode 6 eine p-n Übergangsdiode, die Si als Substrat verwendet (vorzugsweise eine schnelle Freilaufdiode (Si-FRD) bzw. Fast Recovery Diode), und die zweite Diode 8 ist eine Schottky-Sperrdiode, die SiC als Substrat verwendet (SiC-SBD). Die schnelle Freilaufdiode ist eine Diode, die eine relativ kurze Zeit aufweist, in der ein Vorwärtsstrom kontinuierlich fließt, nachdem der Ein-Zustand, bei dem eine Vorwärtsspannung angelegt ist, in den Aus-Zustand geschaltet wird (Wiederbereitschaftszeit). Die Wiederbereitschaftszeit einer allgemeinen p-n Übergangsdiode beträgt ungefähr mehrere Zehntel (µs) bis Hundertstel (µs), wohingegen die Wiederbereitschaftszeit der schnellen Freilaufdiode ungefähr 100 (ns) oder kürzer ist. Die Schottky-Sperrdiode ist eine Diode, die die Gleichrichtung einer Schottky-Verbindung (Kontakt zwischen einem Metall und einem Halbleiter) anstelle eines p-n Übergangs verwendet. In Anbetracht des Funktionsprinzips ist die Wiederbereitschaftszeit nicht in der Schottky-Sperrdiode vorhanden, und eine höhere Geschwindigkeit ist möglich verglichen mit der schnellen Freilaufdiode. Eine Schottky-Sperrdiode, die Si als ein Substrat verwendet, hat jedoch ein Problem mit der Stehspannung, doch erreicht die Schottky-Sperrdiode, die SiC als Substrat verwendet, eine höhere Stehspannung.
  • Jedes Modulationsschema wird nachfolgend beschrieben. Wie oben beschrieben werden in diesem Ausführungsbeispiel zwei Modulationsschemen selektiv verwendet gemäß der Modulationsrate. In einem Fall einer relativ geringen Modulationsrate und einer mittleren Modulationsrate wird die Dreiphasenmodulation durchgeführt. In einem Fall einer hohen Modulationsrate wird die Zweiphasenmodulation durchgeführt. Die Zweiphasenmodulation wird mit einer höheren Modulationsfrequenz durchgeführt als die Dreiphasenmodulation. Beispielsweise wird die Dreiphasenmodulation durchgeführt bei einer Trägerfrequenz f1 [Hz], und die Zweiphasenmodulation wird mit einer Trägerfrequenz f2 [Hz] durchgeführt. In diesem Fall gilt „f1 < f2“. 5 zeigt ein Wellenformdiagramm, das ein Beispiel einer Modulation bei niedriger Modulationsrate verdeutlicht, und 6 zeigt ein Wellenformdiagramm, das ein Beispiel einer Modulation bei einer hohen Modulationsrate verdeutlicht.
  • Die 5 und 6 verdeutlichen jeweils den Spannungsbefehl V*, den Träger CR, einen Dreiphasenstrom I (Sollwert, Befehlswert) und einen Modulationsimpuls (Schaltsteuerungssignal) in der Reihenfolge von oben nach unten. Ein Modulationsimpuls wird erzeugt durch einen Vergleich zwischen dem Spannungsbefehl V* und dem Träger CR. In diesem Ausführungsbeispiel ist die Frequenz des Trägers CR (Trägerfrequenz) derart festgelegt, dass die Frequenz des Schaltsteuerungssignals (Su-, Sv-, Sw-) für das zweite Schaltelement 7 (SiC-MOSFET) höher ist als die Frequenz des Schaltsteuerungssignals (Su+, Sv+, Sw+) für das erste Schaltelement 5 (Si-IGBT). In diesem Ausführungsbeispiel ist das zweite Schaltelement 7 (SiC-MOSFET), das einen relativ geringen Schaltverlust und eine schnelle Schaltantwort aufweist, das untere Schaltelement 32. Folglich zeigen die 5 und 6 eine Form, bei der die Frequenz eines zweiten Trägers CR2 an der unteren Stufe doppelt so hoch ist wie die des ersten Trägers CR1 an der oberen Stufe. Sofern nichts Anderweitiges erwähnt, wird die Frequenz des Trägers, die relativ gering ist (erster Träger CR1 in diesem Fall) im Folgenden definiert als Referenzfrequenz „f1“ oder „f2“ von jeden Modulationsschema.
  • Die 5 und 6 zeigen ein Beispiel der Form, bei der die Frequenz des zweiten Trägers CR2 doppelt so hoch ist wie die des ersten Trägers CR1, allerdings kann die Frequenz des zweiten Trägers CR2 gleich der des ersten Trägers CR1 sein, oder verschiedene Multiplikationsfaktoren können verwendet werden. Beispielsweise ist die Frequenz des zweiten Trägers CR2 vorzugsweise ungefähr vier bis acht Mal so groß wie die Frequenz des ersten Trägers CR1. Der Multiplikationsfaktor muss nicht fest sein. Beispielsweise ist der zweite Träger CR2 variabel innerhalb eines Bereichs von f1 [Hz] bis fx [Hz] bei einer niedrigen Modulationsrate und ist variabel innerhalb eines Bereichs von f2 [Hz] bis fy [Hz] bei einer hohen Modulationsrate. In diesem Fall gilt „fx < fy“.
  • Wie aus den 5 und 6 offensichtlich ist, wird während eines Zyklus eines elektrischen Winkels irgendeine Phase von den drei Phasen auf jeden Fall moduliert mit einem Hochgeschwindigkeitsträger (zweiter Träger CR2 in diesem Fall). Folglich kann die Frequenz einer Zwischenphasenspannung der Dreiphasenwechselströme erhöht werden gemäß der Trägerfrequenz des Hochgeschwindigkeitsträgers (zweiter Träger CR2). Folglich hat die Frequenz des Hochgeschwindigkeitsträgers (zweiter Träger CR2 in diesem Fall) zum Erzeugen von mindestens dem Schaltsteuerungssignal für das zweite Schaltelement 7, vorzugsweise einen variablen Wert. Mit anderen Worten, vorzugsweise hat die Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das zweite Schaltelement 7 einen variablen Wert.
  • Wenn die Frequenz der Zwischenphasenspannung der Dreiphasenwechselströme angehoben werden kann, wird eine Pulsierung der Dreiphasenwechselstromwellenform reduziert, und eine Verzerrung wird reduziert. Folglich wird der Verlust der drehenden Elektromaschine 80, an die AC-Leistung durch den Wechselrichter 10 geliefert wird, reduziert, wodurch die Effizienz verbessert wird. Der Verlust des gesamten Systems wird also reduziert, wodurch die Effizienz verbessert werden kann. Die Pulsierung der DC-Zwischenkreisspannung wird reduziert. Folglich kann die Kapazität des Glättungskondensators 12, der die DC-Zwischenkreisspannung glättet, reduziert werden, wodurch eine Verkleinerung erzielt wird. Vorzugsweise wird die Frequenz erhöht, indem das zweite Schaltelement 7 verwendet wird, das in der Lage ist ein Hochgeschwindigkeitsschalten durchzuführen und einen geringen Schaltverlust aufweist. Folglich muss die Schaltfrequenz des ersten Schaltelements 5 keinen variablen Wert haben. Der Verlust wird erhöht, wenn die Schaltfrequenz des ersten Schaltelements 5, das einen hohen Schaltverlust aufweist, erhöht wird. Folglich hat vorzugsweise die Frequenz des Niedergeschwindigkeitsträgers (erster Träger CR1 in diesem Fall) zum Erzeugen von mindestens dem Schaltsteuerungssignal für das erste Schaltelement 5 einen festen Wert. Mit anderen Worten, die Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das erste Schaltelement 5 hat vorzugsweise einen festen Wert.
  • Wenn der Wechselstrom (Iu, Iv, Iw) von jeder der drei Phasen positiv ist bezüglich des Amplitudenzentrums, und wenn das obere Schaltelement 31 in dem Ein-Zustand ist, fließt der Strom in umgekehrter Richtung bezüglich der oberen Freilaufdiode 41 durch den oberen Schaltabschnitt 21 des Zweigs 9, der dem Strom der Phase entspricht. Folglich fließt kein Strom durch die obere Freilaufdiode 41. Wenn das obere Schaltelement 31 in dem Aus-Zustand ist, fließt kein Strom durch das obere Schaltelement 31 und die obere Freilaufdiode 41. Wenn der Wechselstrom (Iu, Iv, Iw) positiv ist, und wenn das obere Schaltelement 31 in dem Aus-Zustand ist, fließt der Strom folglich in Vorwärtsrichtung bezüglich der unteren Freilaufdiode 42 durch den unteren Schaltabschnitt 22 des Zweigs 9, der dem Strom der Phasen entspricht. Folglich fließt der Strom durch die untere Freilaufdiode 42. Wenn das obere Schaltelement 31 in dem Ein-Zustand ist (wenn das untere Schaltelement 32 in dem Aus-Zustand ist), fließt kein Strom durch die untere Stufe des Zweigs 9.
  • In einem Phasenwinkel, bei dem der Wechselstrom (Iu, Iv, Iw) positiv ist, wenn der Strom durch den unteren Schaltabschnitt 22 des Zweigs 9 fließt, der den Strom der Phase entspricht, fließt also der Strom in der Vorwärtsrichtung bezüglich der unteren Freilaufdiode 42. Wenn der Wechselstrom (Iu, Iv, Iw) positiv ist, kann folglich der untere Schaltabschnitt 22 des Zweigs 9, der dem Strom der Phase entspricht, bei einer geeigneten Zeit durch die untere Freilaufdiode 42 energetisiert werden, ohne komplementäres Schalten der oberen Stufe.
  • Wenn der Wechselstrom (Iu, Iv, Iw) von jeder der drei Phasen negativ ist bezüglich des Amplitudenzentrums, und wenn das untere Schaltelement 32 in dem Ein-Zustand ist, fließt ähnlich ein Strom in der umgekehrten Richtung bezüglich der unteren Freilaufdiode 42 durch den unteren Schaltabschnitt 22 des Zweigs 9, der dem Strom der Phase entspricht. Wenn das untere Schaltelement 32 in dem Aus-Zustand ist, fließt kein Strom. Wenn das untere Schaltelement 32 in dem Aus-Zustand ist, fließt der Strom in einer Vorwärtsrichtung bezüglich der oberen Freilaufdiode 41 durch den unteren Schaltabschnitt 22 des Zweigs 9, der dem Strom der Phase entspricht. Wenn das untere Schaltelement 32 in dem Ein-Zustand ist, fließt kein Strom durch den oberen Schaltabschnitt 21 des Zweigs 9. Bei einem Phasenwinkel, bei dem der Wechselstrom (Iu, Iv, Iw) negativ ist, wenn der Strom durch den oberen Schaltabschnitt 21 des Zweigs 9 fließt, der dem Strom der Phase entspricht, fließt also der Strom in der Vorwärtsrichtung bezüglich der oberen Freilaufdiode 41. Wenn der Wechselstrom (Iu, Iv, Iw) negativ ist, kann folglich der obere Schaltabschnitt 21 des Zweigs 9, der dem Strom der Phase entspricht, bei einer entsprechenden Zeit durch die obere Freilaufdiode 41 energetisiert werden, ohne ein komplementäres Schalten des unteren Schaltabschnitts 22.
  • Durch die oben beschriebenen Überlegungen kann während einer Zeitperiode, bei der der Vorwärtsstrom durch die Freilaufdiode 4 jedes Zweigs 9 fließt, das Schaltelement 3, das parallel zu der Freilaufdiode 4 geschaltet ist, konstant in dem Aus-Zustand gehalten werden. Die Anzahl von Schaltvorgängen des Schaltelements 3 wird reduziert, wodurch der Verlust des gesamten Wechselrichters 10 reduziert werden kann.
  • In diesem Ausführungsbeispiel, wie in den 5 und 6 gezeigt, wird während einer Zeitperiode, in der der U-Phasenstrom positiv ist, das Schaltsteuerungssignal Su- für die U-Phase der unteren Stufe konstant in einem unwirksamen Zustand (Low-Zustand „L“) gehalten werden. Während einer Zeitperiode, in der der U-Phasenstrom negativ ist, wird das Schaltsteuerungssignal Su+ für die U-Phase der oberen Stufe konstant in dem unwirksamen Zustand (L) gehalten. Ähnlich wird während einer Zeitperiode, in der der V-Phasenstrom positiv ist, das Schaltsteuerungssignal Sv- für die V-Phase der unteren Stufe konstant in dem unwirksamen Zustand (L) gehalten. Während einer Zeitperiode, in der der V-Phasenstrom negativ ist, wird das Schaltsteuerungssignal Sv+ für die V-Phase der oberen Stufe konstant in dem unwirksamen Zustand (L) gehalten. Ähnlich wird während einer Zeitperiode, in der der W-Phasenstrom positiv ist, das Schaltsteuerungssignal Sw- für die W-Phase der unteren Stufe konstant in dem unwirksamen Zustand (L) gehalten. Während einer Zeitperiode, in der der W-Phasenstrom negativ ist, wird das Schaltsteuerungssignal Sw+ für die W-Phase der oberen Stufe konstant in dem unwirksamen Zustand (L) gehalten.
  • Bei der Steuerung des Wechselrichters 10 wird eine Totzeit, bei der beide Schaltelemente (31 und 32) in dem Aus-Zustand sind, vorgesehen, so dass das obere Schaltelement 31 und das untere Schaltelement 32 jedes Zweigs 9 nicht gleichzeitig in dem Ein-Zustand sind. Die Länge der Totzeit ist ein Flaschenhals bezüglich der Erhöhung der Schaltfrequenz. Wie oben beschrieben, ist während einer Zeitperiode, in der der Vorwärtsstrom durch die Freilaufdiode 4 jedes Zweigs 9 fließt, das Schaltelement 3, das parallel zu der Freilaufdiode 4 geschaltet ist, konstant in dem Aus-Zustand gesteuert. Dies erlaubt ein Reduzieren der Notwendigkeit, die Totzeit in jedem Zweig 9 zu berücksichtigen. Durch die Reduzierung der zu berücksichtigenden Totzeit kann die Schaltfrequenz erhöht werden.
  • In den Pulsmustern von 5 und 6 ist ein Bereich, der durch das Referenzsymbol „D“ gekennzeichnet ist, eine Zeit, wenn die positiv/negativ-Polarität des Wechselstroms (Iu, Iv, Iw) von jeder der drei Phasen gegenüber dem Amplitudenzentrum umgekehrt wird (Nulldurchgangszeit). Bei dieser Zeit wird das Schaltelement, das der Schaltsteuerung unterworfen wird, geändert zwischen dem oberen Schaltelement 31 und dem unteren Schaltelement 32. Folglich wird die Totzeit nur bei dieser Zeit festgelegt bzw. gesetzt.
  • Wie oben beschrieben, wird in irgendeiner Phase von den drei Phasen das zweite Schaltelement 7, das eine schnelle Schaltantwort (kurze Übergangszeit) und einen geringen Schaltverlust aufweist, definitiv geschaltet durch das Schaltsteuerungssignal mit hoher Frequenz, das durch den Hochgeschwindigkeitsträger moduliert ist (zweiter Träger CR2 in diesem Fall). Wenn das zweite Schaltelement 7 in den Aus-Zustand geschaltet wird durch das Schaltsteuerungssignal mit einer hohen Frequenz, fließt der Strom durch die zweite Diode 8, die parallel zu dem ersten Schaltelement 5 des gleichen Zweigs 9 geschaltet ist. Die zweite Diode 8 ist ein Element, das gute Wiederbereitstellungscharakteristiken aufweist, nämlich eine kurze Wiederbereitschaftszeit, einen geringen Wiederbereitstellungsstrom oder dergleichen. In einem Phasenwinkel (Periode), bei dem das Schalten mit einer hohen Frequenz durchgeführt wird, arbeitet also das Element, das bessere Schaltcharakteristiken hat, von den zwei Elementen an der oberen Stufe und der unteren Stufe jedes Zweigs 9, und das Element, das schlechtere Schaltcharakteristiken hat von den zwei Elementen an der oberen Stufe und der unteren Stufe des Zweigs 9, arbeitet nicht. Im Allgemeinen ist das Element, das gute Schaltcharakteristiken aufweist, teurer und wird folglich nur angeordnet, wenn ein Hochgeschwindigkeitsbetrieb notwendig ist. Folglich kann die Erhöhung der Kosten zusammen mit einer Erhöhung der Frequenz des Wechselrichters 10 unterdrückt werden.
  • Ausführungsbeispiel
  • Als Nächstes wird ein zweites Ausführungsbeispiel der Leistungsumwandlungsvorrichtung 1 beschrieben. Wie in 7 gezeigt, unterscheidet sich dieses Ausführungsbeispiel von dem oben beschriebenen ersten Ausführungsbeispiel dadurch, dass vier verschiedene Betriebsbereiche A bis D festgelegt sind und dass verschiedene Modulationsschemen in den jeweiligen Betriebsbereichen verwendet werden. Ferner unterscheidet sich dieses Ausführungsbeispiel von dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel dadurch, dass die Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das erste Schaltelement 5 und die Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das zweite Schaltelement 7 verschiedene Werte haben. Durch diese Unterschiede ist die Leistungsumwandlungsvorrichtung 1 gemäß diesem Ausführungsbeispiel derart aufgebaut, dass der Verlust des Systems weiter reduziert werden kann, verglichen mit dem oben beschrieben ersten Ausführungsbeispiel. Auch in diesem Ausführungsbeispiel ist das zweite Schaltelement 7 (SiC-MOSFET), das einen relativ geringen Schaltverlust aufweist und eine schnelle Schaltantwort hat, das untere Schaltelement 32. Die Unterschiede zwischen der Leistungsumwandlungsvorrichtung 1 gemäß diesem Ausführungsbeispiel und der Leistungsumwandlungsvorrichtung 1 gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel, wie oben beschrieben, werden hauptsächlich im Folgenden beschrieben. Die Merkmale, die nicht speziell beschrieben werden, sind ähnlich zu denen gemäß dem oben beschriebenen ersten Ausführungsbeispiel.
  • In diesem Ausführungsbeispiel, wie in 7 gezeigt, sind die vier unterschiedlichen Betriebsbereiche, die der Bereich A, der Bereich B, der Bereich C und der Bereich D sind, festgelegt gemäß dem erforderlichen Drehmoment und der Drehzahl der drehenden Elektromaschine 80, und unterschiedliche Modulationsschemen werden in den jeweiligen Betriebsbereichen verwendet. Der Bereich A ist ein Bereich, bei dem das Drehmoment „positiv“ und die Modulationsrate relativ größer ist als die des Bereichs C, also ein Betriebsbereich, bei dem das Drehmoment hoch und die Drehzahl ebenfalls hoch ist. In dem Bereich A wird ein „High-Duty-Side-Fixing“-Zweiphasenmodulationsschema verwendet. Der Bereich B ist ein Bereich, bei dem das Drehmoment „negativ“ und die Modulationsrate relativ größer ist als die des Bereichs C, also ein Betriebsbereich, bei dem das Drehmoment gering ist (der absolute Wert des negativen Drehmoments ist größer als der des Bereichs C) und die Drehzahl hoch ist. In dem Bereich B wird ein „Low-Duty-Side-Fixing“-Zweiphasenmodulationsschema verwendet. Das „High-Duty-Side-Fixing“-Zweiphasenmodulationsschema und „Low-Duty-Side-Fixing“-Zweiphasenmodulationsschema können hier einfach als ein Zweiphasenmodulationsschema bezeichnet werden. Der Bereich C ist ein Bereich, bei dem die Modulationsrate relativ geringer ist als in dem Bereich A und dem Bereich B, also ein Betriebsbereich, bei dem der absolute Wert des Drehmoments gering und die Drehzahl ebenfalls gering ist. In dem Bereich C wird ein Dreiphasenmodulationsschema verwendet. Der Bereich D ist ein Bereich, bei dem die Modulationsrate relativ höher ist als in dem Bereich A und dem Bereich B, also ein Betriebsbereich, bei dem die Drehzahl hoch ist. In dem Bereich D wird ein Rechteckwellensteuerungsschema verwendet. 7 verdeutlicht ein Beispiel, bei dem die Betriebsbereiche A bis D gemäß dem erforderlichen Drehmoment und der Drehzahl der drehenden Elektromaschine 80 festgelegt sind. Diese Bereiche werden grundsätzlich bestimmt basierend auf der Modulationsrate. Folglich können die Betriebsbereiche A bis D einfach festgelegt werden gemäß der Modulationsrate. Die Modulationsschemen der jeweiligen Betriebsbereiche werden nachfolgend beschrieben.
  • In dem Zweiphasenmodulationsschema wird eine Modulation mit größerer Modulationsfrequenz durchgeführt als bei dem Dreiphasenmodulationsschema. In dem Zweig jeder Phase ist die Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das zweite Schaltelement 7 gleich oder größer als die Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das erste Schaltelement 5. In diesem Ausführungsbeispiel haben beide, die Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das erste Schaltelement 5 und die Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das zweite Schaltelement 7 variable Werte. In dem Dreiphasenmodulationsschema hat folglich beispielsweise die Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das erste Schaltelement 5 einen Wert innerhalb eines Bereichs von „f1 bis fx1“, und die Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das zweite Schaltelement 7 hat einen Wert innerhalb eines Bereichs von „f1 bis fx2“. In dem Zweiphasenmodulationsschema hat die Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das erste Schaltelement 5 einen Wert innerhalb eines Bereichs von „f2 bis fy1“, und die Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das zweite Schaltelement 7 hat einen Wert innerhalb eines Bereichs von „f2 bis fy2“. Man beachte, dass „f1 < f2“, „fx1 < fx2“ und „fy1 < fy2“ erfüllt sind. In dem Dreiphasenmodulationsschema ist der Wert der Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das zweite Schaltelement 7 gleich oder größer als der der Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das erste Schaltelement 5. In dem Zweiphasenmodulationsschema ist der Wert der Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das zweite Schaltelement 7 höher als der der Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das erste Schaltelement 5. Mit anderen Worten, der Wert der Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das zweite Schaltelement 7 ist größer als der der Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das erste Schaltelement 5 zumindest in dem Zweiphasenmodulationsschema. Folglich gibt es einen Betriebszustand, bei dem die Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das zweite Schaltelement 7 größer ist als die Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das erste Schaltelement 5.
  • Das „High-Duty-Side-Fixing“-Zweiphasenmodulationsschema, das in dem Bereich A zu verwenden ist, ist gleich wie das Zweiphasenmodulationsschema, das in 6 gezeigt ist, gemäß dem oben beschriebenen ersten Ausführungsbeispiel. Das „High-Duty-Side-Fixing“-Zweiphasenmodulationsschema ist also ein Steuerungsschema, bei dem der Spannungsbefehl V* von einer Phase von den Spannungsbefehlen V* der drei Phasen fixiert ist auf eine hohe Einschaltdauerseite, während einer vorbestimmten Zeitperiode, und die Spannungsbefehle V* der zwei verbleibenden Phasen einer Pulsbreitenmodulation unterworfen werden. In dem in 6 gezeigten Beispiel ist der Spannungsbefehl V* von einer Phase von den Spannungsbefehlen V* der drei Phasen auf eine Einschaltdauer von 100% (konstant eingeschaltet) fixiert während einer Zeitperiode, die einem elektrischen Winkel von 120° entspricht. Während einer Zeitperiode, in der der U-Phasenstrom positiv ist, wird speziell das Schaltsteuerungssignal Su- der U-Phase der unteren Stufe konstant in dem unwirksamen Zustand (Low-Zustand „L“) gehalten. Während einer vorbestimmten Zeitperiode innerhalb dieser Zeitperiode (während einer Zeitperiode, die einem elektrischen Winkel von 120° entspricht), wird das Schaltsteuerungssignal Su+ der U-Phase der oberen Stufe in einem wirksamen Zustand (High-Zustand „H“) gehalten. Während einer Zeitperiode, in der der U-Phasenstrom negativ ist, wird das Schaltsteuerungssignal Su+ der U-Phase der oberen Stufe konstant in dem unwirksamen Zustand (L) gehalten, und das Schaltsteuerungssignal Su- der U-Phase der unteren Stufe wird der Schaltsteuerung mit einer hohen Frequenz unterworfen. 6 zeigt ein Beispiel, bei dem die Frequenz des zweiten Trägers CR2 an der unteren Stufe doppelt so groß ist wie die des ersten Trägers CR1 an der oberen Stufe, und die Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das zweite Schaltelement 7 ist doppelt so hoch wie die Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das erste Schaltelement 5. Es ist nur notwendig, dass die Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das zweite Schaltelement 7 doppelt so groß oder noch größer ist als die Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das erste Schaltelement 5. Die Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das zweite Schaltelement 7 ist vorzugsweise beispielsweise vier bis acht Mal so hoch wie die Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das erste Schaltelement 5. In diesem Beispiel wird folglich das Schaltsteuerungssignal Su- der U-Phase der unteren Stufe mit einer Frequenz ein- und ausgeschaltet, die doppelt so groß ist oder noch größer als die des Schaltsteuerungssignals Su+ der U-Phase der oberen Stufe. Eine ähnliche Steuerung wird für die V-Phase und die W-Phase durchgeführt.
  • 8 zeigt ein Wellenformdiagramm, das ein Beispiel einer Modulation in dem „Low-Duty-Side-Fixing“-Zweiphasenmodulationsschema verdeutlicht, das in dem Bereich B verwendet wird. Wie in 8 gezeigt, ist das „Low-Duty-Side-Fixing“-Zweiphasenmodulationsschema ein Steuerungsverfahren, bei dem der Spannungsbefehl V* von einer Phase von den Spannungsbefehlen V* der drei Phasen auf eine geringe Einschaltdauerseite fixiert ist, während einer vorbestimmten Zeitperiode, und die Spannungsbefehle V* der zwei verbleibenden Phasen einer Pulsbreitenmodulation unterworfen werden. In dem in 8 gezeigten Beispiel ist der Spannungsbefehl V* von einer Phase von den Spannungsbefehlen V* der drei Phasen auf eine Einschaltdauer von 0% (konstant ausgeschaltet) fixiert während einer Zeitperiode, die einem elektrischen Winkel von 120° entspricht. Während einer Zeitperiode, in der der U-Phasenstrom negativ ist, wird speziell das Schaltsteuerungssignal Su- der U-Phase der unteren Stufe konstant in dem unwirksamen Zustand (low-state „L“) gehalten. Während einer vorbestimmten Zeitperiode innerhalb dieser Zeitperiode (während einer Zeitperiode, die einem elektrischen Winkel von 120° entspricht), wird auch das Schaltsteuerungssignal Su+ der U-Phase der oberen Stufe in dem unwirksamen Zustand gehalten. Während einer Zeitperiode, in der der U-Phasenstrom positiv ist, wird das Schaltsteuerungssignal Su+ der U-Phase der oberen Stufe konstant in dem unwirksamen Zustand (L) gehalten, und das Schaltsteuerungssignal Su- der U-Phase der unteren Stufe wird einer Schaltsteuerung mit hoher Frequenz unterworfen. 8 verdeutlicht ein Beispiel, bei dem die Frequenz des zweiten Trägers CR2 an der unteren Stufe doppelt so hoch ist wie die des ersten Trägers CR1 an der oberen Stufe, und die Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das zweite Schaltelement 7 ist doppelt so hoch wie die Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das erste Schaltelement 5. Es ist nur notwendig, dass die Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das zweite Schaltelement 7 doppelt so hoch oder noch höher ist als die Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das erste Schaltelement 5. Vorzugsweise ist die Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das zweite Schaltelement 7 beispielsweise ungefähr 4 bis 8 Mal so hoch wie die Frequenz Schaltsteuerungssignals für das erste Schaltelement 5. In diese Beispiel wird folglich das Schaltsteuerungssignal Su- der U-Phase der unteren Stufe mit einer Frequenz ein- und ausgeschaltet, die doppelt so hoch ist oder noch höher als die des Schaltsteuerungssignals Su+ der U-Phase der oberen Stufe. Eine ähnliche Steuerung wird durchgeführt für die V-Phase und die W-Phase.
  • Wie oben beschrieben, wird in dem „High-Duty-Side-Fixing“-Zweiphasenmodulationsschema des Bereichs A und in dem „Low-Duty-Side-Fixing“-Zweiphasenmodulationsschema des Bereichs B hauptsächlich das zweite Schaltelement 7 geschaltet, das einen relativ geringen Schaltverlust und eine schnelle Schaltantwort aufweist. Wenn das zweite Schaltelement 7 in den Aus-Zustand geschaltet wird durch das Schaltsteuerungssignal mit einer hohen Frequenz, fließt der Strom durch die zweite Diode 8, die parallel zu dem ersten Schaltelement 5 des zweiten Zweigs 9 geschaltet ist. Wie oben beschrieben, ist die zweite Diode 8 ein Element, das gute Wiederbereitstellungscharakteristiken aufweist. Bei einem Phasenwinkel (Periode), bei dem das Schalten mit hoher Frequenz durchgeführt wird, arbeitet also das Element, das eine bessere Schaltcharakteristik aufweist, von den zwei Elementen an der oberen Stufe und der unteren Stufe jedes Zweigs 9, und das Element, das schlechtere Schaltcharakteristiken aufweist von den zwei Elementen an der oberen Stufe und der unteren Stufe des Zweigs 9 wird nicht betrieben. Im Allgemeinen neigt das Element, das gute Schaltcharakteristiken aufweist, dazu, teurer zu sein, und wird folglich angeordnet, um nur zu arbeiten, wenn ein Hochgeschwindigkeitsbetrieb notwendig ist. Folglich kann die Kostenzunahme zusammen mit einer Erhöhung der Frequenz des Wechselrichters 10 unterdrückt werden.
  • 9 zeigt ein Wellenformdiagramm, das ein Beispiel einer Modulation in dem Dreiphasenmodulationsschema verdeutlicht, das in dem Bereich C zu verwenden ist. Wie in 9 gezeigt, ist das Dreiphasenmodulationsschema ein Steuerungsverfahren, bei dem alle drei Phasen der Pulsbreitenmodulation unterworfen werden. Während einer Zeitperiode, in der der U-Phasenstrom positiv ist, wird speziell das Schaltsteuerungssignal Su- der U-Phase der unteren Stufe in einen unwirksamen Zustand (low state „L“) gehalten, und das Schaltsteuerungssignal Su+ der U-Phase der oberen Stufe wird einer Schaltsteuerung mit einer vorbestimmten Frequenz unterworfen. Während einer Zeitperiode, in der der U-Phasenstrom negativ ist, wird das Schaltsteuerungssignal Su+ der U-Phase der oberen Stufe konstant in dem unwirksamen Zustand L gehalten, und das Schaltsteuerungssignal Su- der U-Phase der unteren Stufe wird einer Schaltsteuerung mit einer vorbestimmten Frequenz unterworfen. Dieses Merkmal ist ähnlich zu dem von 5 gemäß dem oben beschriebenen ersten Ausführungsbeispiel. In dem in 8 verdeutlichten Beispiel sind die Frequenz des ersten Trägers CR1 an der oberen Stufe und die Frequenz des zweiten Trägers CR2 an der unteren Stufe gleich zueinander, und der Wert der Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das erste Schaltelement 5 und der Wert der Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das zweite Schaltelement 7 sind gleich zueinander. Die Frequenz des Schaltsteuerungssignals in dem Bereich C ist kleiner als in dem Bereich A und dem Bereich B.
  • Der Bereich C ist ein Betriebsbereich, bei dem der absolute Wert des Drehmoments relativ kleiner ist als in dem Bereich A und dem Bereich B, und die Drehzahl ist ebenfalls geringer. Der Strom, der durch die drehende Elektromaschine 80 fließt, ist folglich ebenfalls gering. Selbst wenn beide, das erste Schaltelement 5 und das zweite Schaltelement 7 mit geringen Schaltfrequenzen geschaltet werden, ist folglich der Verlust der drehenden Elektromaschine 80 aufgrund von Wellenstrom oder dergleichen kleiner als in dem Bereich A und dem Bereich B. In diesem Ausführungsbeispiel ist entsprechend die Schaltfrequenz des zweiten Schaltelements 7 so niedrig festgelegt, wie die des ersten Schaltelements 5. Auch in dem Bereich C kann die Schaltfrequenz des zweiten Schaltelements 7 höher festgelegt werden, als die Schaltfrequenz des ersten Schaltelements 5. Der Grund, warum das Dreiphasenmodulationsschema in dem Bereich C verwendet wird, ist folgender. Der Strom, der durch die drehende Elektromaschine 80 fließt, ist klein, und die Einschaltdauern des ersten Schaltelements 5 und des zweiten Schaltelements 7 sind klein. Folglich kann das Zweiphasenmodulationsschema nicht wie in dem Bereich A und dem Bereich B verwendet werden.
  • In dem Zweiphasenmodulationsschema und dem Dreiphasenmodulationsschema, die in dem Bereich A, dem Bereich B und dem Bereich C angewendet werden, wird ähnlich wie in dem ersten oben beschriebenen Ausführungsbeispiel während einer Zeitperiode, in der der Vorwärtsstrom durch die Freilaufdiode 4 jedes Zweigs 9 fließt, das Schaltelement 3, das parallel zu der Freilaufdiode 4 geschaltet ist, konstant in den Aus-Zustand gesteuert. Die Totzeit ist nur an einem Bereich festgelegt, der gekennzeichnet ist durch das Symbol „D“ in 6, 8 und 9, also bei einer Zeit, wenn die Positiv/Negativ-Polarität des Wechselstroms von jeder der drei Phasen (Iu, Iv und Iw) umgekehrt wird (Nulldurchgangszeit).
  • Obwohl ein Wellenformdiagramm weggelassen ist, ist das Rechteckwellensteuerungsschema, das in dem Bereich D anzuwenden ist, ein Schema, bei dem der Wechselrichter 10 gesteuert wird durch Steuern eines Spannungsphasenwinkels der AC-Leistung. Der Spannungsphasenwinkel der AC-Leistung entspricht einem Phasenwinkel von jedem der Dreiphasen-Spannungsbefehle V*. In diesem Ausführungsbeispiel ist die Rechteckwellensteuerung eine Drehsynchronisationssteuerung, bei der das erste Schaltelement 5 und das zweite Schaltelement 7 des Wechselrichters 10 ein Mal pro Zyklus des elektrischen Winkels der drehenden Elektromaschine 80 ein- und ausgeschaltet werden, und ein Impuls pro Zyklus des elektrischen Winkels in jeder Phase ausgegeben wird. Im Allgemeinen wird die Rechteckwellensteuerung zusammen mit der Feldschwächungssteuerung durchgeführt.
  • Ausführungsbeispiel
  • (1) In den oben beschriebenen Ausführungsbeispielen, wie in 4 verdeutlicht, ist eine Beschreibung eines beispielhaften Aufbaus gegeben worden, bei dem das obere Schaltelement 31 das erste Schaltelement 5 ist, die obere Freilaufdiode 41 die zweite Diode 8 ist, das untere Schaltelement 32 das zweite Schaltelement 7 ist und die untere Freilaufdiode 42 die erste Diode 6 ist. Wie in 10 gezeigt, können jedoch die Strukturen des oberen Schaltabschnitts 21 und des unteren Schaltabschnitts 22 umgekehrt sein. Das obere Schaltelement 31 kann also das zweite Schaltelement 7 sein, die obere Freilaufdiode 41 kann die erste Diode 6 sein, das untere Schaltelement 32 kann das erste Schaltelement 5 sein, und die untere Freilaufdiode 42 kann die zweite Diode 8 sein. Mit anderen Worten, in jedem Zweig 9 ist es nur notwendig, dass ein Schaltabschnitt 2 von dem oberen Schaltabschnitt 21 und dem unteren Schaltabschnitt 22 strukturiert ist durch eine parallele Verbindung zwischen dem ersten Schaltelement 5 und der zweiten Diode 8, und dass der andere Schaltabschnitt 2 strukturiert ist durch eine parallele Verbindung zwischen dem zweiten Schaltelement 7 und der ersten Diode 6.
  • Wenn jeder Zweig 9 aufgebaut ist, wie in 10 gezeigt, sind die Frequenzen des ersten Trägers CR1 und des zweiten Trägers CR2, wie in den 5 und 6 gezeigt, umgekehrt. Folglich sind auch die Frequenzen der Schaltsteuerungssignals jeder Phase umgekehrt. In den in den 5 und 6 gezeigten Beispielen ist die Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das untere Schaltelement 32 (Su-, Sv-, Sw-) höher als die des Schaltsteuerungssignals für das obere Schaltelement 31 (Su+, Sv+, Sw+). Wenn jeder Zweig 9 aufgebaut ist, wie in 10 gezeigt, ist jedoch die Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das obere Schaltelement 31 (Su+, Sv+, Sw+) größer als die des Schaltsteuerungssignals für das untere Schaltelement 32 (Su-, Sv-, Sw-). In dem Fall des zweiten Ausführungsbeispiels, wie oben beschrieben, wird das Steuerungsschema geeignet gewechselt zwischen dem Bereich A, in dem das Drehmoment „positiv“ ist, und dem Bereich B, in dem das Drehmoment „negativ“ ist, um das „Low-Duty-Side-Fixing“-Zweiphasenmodulationsschema in dem Bereich A und das „High-Duty-Side-Fixing“-Zweiphasenmodulationsschema in dem Bereich B anzuwenden, so dass hauptsächlich das zweite Schaltelement 7 geschaltet wird, das einen relativ geringen Schaltverlust und eine schnelle Schaltantwort aufweist. Die anderen Merkmale können aus der obigen Beschreibung bezüglich der 3 bis 6 leicht verstanden werden, und folglich wird eine detaillierte Beschreibung weggelassen.
  • (2) Wie oben beschrieben, wenn die Frequenz des Schaltsteuerungssignals höher ist, ist die Wellenform des erzeugten Wechselstroms näher an einer Sinuswelle, wodurch eine Pulsierung und Verzerrung der Wellenform reduziert werden. Erlaubte Bereiche der Pulsierung und Verzerrung unterscheiden sich in Abhängigkeit von den Formen und Bedingungen der Verwendung der Leistungsumwandlungsvorrichtung 1.
  • Gemäß einem Aspekt ist die Frequenz des Schaltsteuerungssignals vorzugsweise festgelegt gemäß der Drehzahl und dem Drehmoment der drehenden Elektromaschine 80, die über die Leistungsumwandlungsvorrichtung 1 angetrieben wird, gemäß der Modulationsrate zwischen dem Gleichstrom und dem Wechselstrom und dergleichen. Die Frequenz des Schaltsteuerungssignals ist also vorzugsweise festgelegt gemäß mindestens der Drehzahl der drehenden Elektromaschine 80, dem Drehmoment (erforderliches Drehmoment) der drehenden Elektromaschine 80 und/oder der Modulationsrate von Gleichstrom zu Wechselstrom.
  • Beispielsweise ist die Frequenz des Schaltsteuerungssignals vorzugsweise festgelegt, um abzunehmen, wenn das Drehmoment (erforderliches Drehmoment) der drehenden Elektromaschine 80 zunimmt. Vorzugsweise wird die Frequenz des Schaltsteuerungssignals ferner festgelegt, um zuzunehmen, wenn die Drehzahl der drehenden Elektromaschine 80 zunimmt. Ferner wird die Frequenz des Schaltsteuerungssignals vorzugsweise festgelegt, um abzunehmen, wenn die Modulationsrate zunimmt. Wenn die Frequenz festgelegt wird basierend auf zwei Bedingungen oder mehreren von Drehmoment der drehenden Elektromaschine 80, Drehzahl der drehenden Elektromaschine und Modulationsrate, wird vorzugsweise eine Karte oder dergleichen vorgesehen, die die Beziehungen zwischen diesen Parametern und der Frequenz definiert.
  • In dem Vorangegangenen ist ein beispielhafter Aufbau beschrieben worden, bei dem die drehenden Elektromaschine 80 als Quelle einer Antriebskraft für ein Hybridfahrzeug oder ein Elektrofahrzeug dient. Die drehende Elektromaschine 80 kann einen Kompressor einer Klimaanlage oder eine Ölpumpe antreiben.
  • (3) In den oben beschriebenen Ausführungsbeispielen ist ein beispielhafter Fall beschrieben worden, bei dem die Frequenz des Schaltsteuerungssignals gleich der Frequenz des Trägers ist. Der Aufbau der Leistungsumwandlungsvorrichtung 1 ist jedoch nicht auf diese Konfiguration beschränkt, sondern kann eine Konfiguration aufweisen, bei der die Frequenz des Schaltsteuerungssignals verschieden ist von der Frequenz des Trägers. Beispielsweise wird vorzugsweise ein Aufbau verwendet, bei dem ein Bruch aus der Trägerfrequenz geteilt durch eine natürliche Zahl als die Frequenz des Schaltsteuerungssignals festgelegt ist. In diesem Fall kann ein gemeinsamer Träger (gleiche Frequenz) als der erste Träger CR1 für das erste Schaltelement 5 und der zweite Träger CR2 für das zweite Schaltelement 7 festgelegt werden, die Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das erste Schaltelement 5 kann festgelegt werden als 1 / N (N ist eine natürliche Zahl) der gemeinsamen Trägerfrequenz, und die Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das zweite Schaltelement 7 kann festgelegt werden als 1 / M (M ist eine natürliche Zahl, wobei M ≤ N erfüllt ist) der gemeinsamen Trägerfrequenz. Folglich kann die Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das zweite Schaltelement 7 gleich oder größer festgelegt werden als die Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das erste Schaltelement 5, während eine gemeinsame Trägerfrequenz verwendet wird.
  • (4) Die offenbarten Ausführungsbeispiele sind in jeder Hinsicht beispielhaft. Folglich können verschiedene Modifikationen geeignet durchgeführt werden, ohne den Bereich der Offenbarung zu verlassen.
  • Zusammenfassung der Ausführungsbeispiele
  • Eine Zusammenfassung einer Leistungsumwandlungsvorrichtung (1), die oben beschrieben worden ist, wird nachfolgend kurz beschrieben.
  • Gemäß einem Aspekt sind in der Leistungsumwandlungsvorrichtung (1) Zweige (9) parallel zueinander geschaltet zwischen einem positiven Gleichstromanschluss (P) und einem negativen Gleichstromanschluss (N) gemäß der Anzahl von Phasen von Wechselströmen einer Mehrzahl von Phasen. Die Zweige (9) für die jeweiligen Phasen weisen jeweils zwei Schaltabschnitte (2) auf, die in Serie geschaltet sind und die in einem Ein-Zustand leitend gemacht werden und in einem Aus-Zustand nicht leitend gemacht werden. Die Leistungsumwandlungsvorrichtung (1) ist konfiguriert zum Umwandeln einer elektrischen Leistung zwischen einer DC-Leistung und einer AC-Leistung der Mehrzahl von Phasen, während ein Verbindungspunkt zwischen den zwei Schaltabschnitten (2) jedes Arms (9) festgelegt ist als ein AC-Eingang oder Ausgangspunkt jeder Phase.
  • Jeder der Schaltabschnitte (2) weist ein Schaltelement (3) und eine Freilaufdiode (4), die parallel zu dem Schaltelement (3) geschaltet ist, auf, während eine Richtung von dem negativen Anschluss (N) zu dem positiven Anschluss (P) als Vorwärtsrichtung festgelegt ist.
  • Das Schaltelement (3) ist ein erstes Schaltelement (5) oder ein zweites Schaltelement (7), das eine schnellere Schaltantwort aufweist zwischen dem Aus-Zustand und dem Ein-Zustand als das erste Schaltelement (5).
  • Die Freilaufdiode (4) ist ein erstes Gleichrichterelement (6) oder ein zweites Gleichrichterelement (8), das eine kürzere Wiederbereitschaftszeit aufweist als das erste Gleichrichterelement (6).
  • In jedem der Zweige (9) ist einer der Schaltabschnitte (2), der einen oberen Schaltabschnitt (21) aufweist, der mit einer Seite eines positiven Anschlusses (P) verbunden ist, und einen unteren Schaltabschnitt (22), der mit einer Seite eines negativen Anschlusses (N) verbunden ist, strukturiert durch eine parallele Verbindung zwischen dem ersten Schaltelement (5) und dem zweiten Gleichrichterelement (8), und der andere der Schaltabschnitte (2) ist strukturiert durch eine parallele Verbindung zwischen dem zweiten Schaltelement (7) und dem ersten Gleichrichterelement (6).
  • Wenn der Wechselstrom von irgendeiner Phase beispielsweise positiv ist bezüglich des Amplitudenzentrums, und wenn das Schaltelement (3 (31)) in dem Ein-Zustand ist, fließt der Strom in umgekehrter Richtung bezüglich der Freilaufdiode (4 (41)), die parallel zu dem Schaltelement (3 (31)) geschaltet ist, durch den oberen Schaltabschnitt (21) des Zweigs (9), der dem Strom dieser Phase entspricht. Folglich fließt kein Strom durch die Freilaufdiode (4 (41)). Wenn das Schaltelement (3 (31)) des oberen Schaltabschnitts (21) in dem Aus-Zustand ist, fließt kein Strom durch den oberen Schaltabschnitt (21). Wenn der Wechselstrom positiv ist und wenn das Schaltabschnitt (3 (31)) des oberen Schaltabschnitts (21) in dem Aus-Zustand ist, fließt folglich der Strom in der Vorwärtsrichtung bezüglich der Freilaufdiode (4 (42)) des unteren Schaltabschnitts (22) durch den unteren Schaltabschnitt (22) des Zweigs (9). Der Strom fließt folglich durch das Schaltelement (3 (32)) und die untere Freilaufdiode (4 (42)) des unteren Schaltabschnitts (22). Wenn das Schaltelement (3 (31)) des oberen Schaltabschnitts (21) in dem Ein-Zustand ist, fließt kein Strom durch den unteren Schaltabschnitt (22).
  • Bei einem Phasenwinkel, bei dem der Wechselstrom positiv ist, wenn der Strom durch den unteren Schaltabschnitt (22) des Zweigs (9) fließt, der dem Strom jeder Phase entspricht, fließt also der Strom in Vorwärtsrichtung bezüglich der Freilaufdiode (4) des unteren Schaltabschnitts (22). Bei dem Phasenwinkel, bei dem der Wechselstrom positiv ist, wenn der Strom durch den unteren Schaltabschnitt (22) des Arms (9), der dem Strom der Phase entspricht, fließt, wird die Freilaufdiode (4 (42)) des unteren Schaltabschnitts (22) definitiv leitend (eingeschaltet). Selbiges gilt für einen Fall, bei dem der Wechselstrom negativ ist. Bei einem Phasenwinkel, bei dem der Wechselstrom negativ ist, wenn der Strom durch den oberen Schaltabschnitt (21) des Arms (9) fließt, der dem Strom jeder Phase entspricht, fließt der Strom in Vorwärtsrichtung bezüglich der Freilaufdiode (4 (41)) des oberen Schaltabschnitts (22). Bei dem Phasenwinkel, bei dem der Wechselstrom negativ ist, wenn der Strom durch den oberen Schaltabschnitt (21) des Zweigs (9) fließt, der dem Strom der Phase entspricht, wird folglich die Freilaufdiode (4 (41)) des oberen Schaltabschnitts (21) des Zweigs (9), der dem Strom jeder Phase entspricht, definitiv leitend gemacht.
  • Wenn der Verlust aus einer Kombination des Schaltelements (3 (31)) des oberen Schaltabschnitts (21) und der Freilaufdiode (4 (42)) des unteren Schaltabschnitts (22) klein ist, kann der Verlust der Leistungsumwandlungsvorrichtung (1) in dem Phasenwinkel reduziert werden, bei dem der Wechselstrom positiv ist. Wenn der Verlust aus einer Kombination des unteren Schaltelements (3 (32)) und der oberen Freilaufdiode (4 (41)) klein ist, kann der Verlust der Leistungsumwandlungsvorrichtung (1) bei dem Phasenwinkel reduziert werden, bei dem der Wechselstrom negativ ist. Da die Wiederbereitschaftszeit der Freilaufdiode (4) kürzer ist, ist auch die Zeit, während der der Verlust auftritt, kürzer. Folglich wird der Verlust reduziert. Während eines Zyklus des elektrischen Winkels des Wechselstroms ist irgendeine Phase von der Mehrzahl von Phasen „positiv“. Während eines Zyklus des elektrischen Winkels des Wechselstroms ist irgendeine Phase von der Mehrzahl von Phasen „negativ“. Durch Verwenden der Kombination, die sich auf den Fall fokussiert, wo der Wechselstrom „positiv“ ist, oder der Kombination, die sich auf den Fall fokussiert, wo der Wechselstrom „negativ“ ist, kann der Verlust der Wechselrichterschaltung (10) über die gesamte Zeitperiode in einem Zyklus des elektrischen Winkels reduziert werden.
  • Die Modulationsfrequenz von jeder der AC-Spannungen der Mehrzahl von Phasen wird durch eine Außenleiterspannung bzw. verkettete Spannung bestimmt. Durch Verwenden der Kombination, die sich auf den Fall fokussiert, wo der Wechselstrom „positiv“ ist, oder der Kombination, die sich auf den Fall fokussiert, wo der Wechselstrom „negativ“ ist, kann die Modulationsfrequenz erhöht werden, während eine Zunahme des Verlusts in Verbindung mit einer Erhöhung der Anzahl von Schaltvorgängen unterdrückt werden kann. Wenn die Modulationsfrequenz erhöht wird, wird die AC-Wellenform weiter stabilisiert, und eine Pulsierung und Verzerrung werden reduziert. Ferner wird die Amplitude einer Pulsierungskomponente auf der Gleichstromseite. Selbst wenn die Reduzierung des Verlusts der Leistungsumwandlungsvorrichtung (1) aufgehoben wird zwischen der Verwendung des Schaltelements (3), das einen geringen Verlust aufweist, und einer Zunahme der Schaltfrequenz, besteht die Möglichkeit, dass der Verlust, der in der Leistungsumwandlungsvorrichtung (1) selbst oder in anderen Schaltungen auftritt, die mit der Leistungsumwandlungsvorrichtung (1) verbunden sind, reduziert werden kann.
  • Gemäß diesem Aufbau ist einer von den Schaltabschnitten (2), der den oberen Schaltabschnitt (21) und den unteren Schaltabschnitt (22) aufweist, strukturiert durch eine parallele Verbindung zwischen dem ersten Schaltelement (5) und dem zweiten Gleichrichterelement (8), und der andere von den Schaltabschnitten (2) ist strukturiert durch eine parallele Verbindung zwischen dem zweiten Schaltelement (7) und dem ersten Gleichrichterelement (6). Gemäß dieser Konfiguration ist es möglich, eine Kombination zu erzielen, bei der das obere Schaltelement (3 (31)) und die untere Freilaufdiode (4 (42)) dem zweiten Schaltelement (7) bzw. dem zweiten Gleichrichterelement (8) entsprechen, oder eine Kombination, bei der das untere Schaltelement (3 (32)) und die obere Freilaufdiode (4 (41)) dem zweiten Schaltelement (7) bzw. dem zweiten Gleichrichterelement (8) entsprechen. Folglich kann mindestens der Verlust der Leistungsumwandlungsvorrichtung (1) reduziert werden. Selbst wenn die Reduzierung des Verlusts der Leistungsumwandlungsvorrichtung (1) aufgehoben wird, wie oben beschrieben, besteht die Möglichkeit, dass der Verlust, der in der Leistungsumwandlungsvorrichtung (1) selbst oder in anderen Schaltungen auftritt, die mit der Leistungsumwandlungsvorrichtung (1) verbunden sind, reduziert werden kann. Gemäß dieser Konfiguration kann der Verlust der Leistungsumwandlungsvorrichtung (1), die die Freilaufdioden (4) aufweist, reduziert werden, selbst wenn die obere Stufe und die untere Stufe mit unterschiedlichen Schaltfrequenzen geschaltet werden, um die Effizienz zu verbessern und Rauschen in der Leistungsumwandlungsvorrichtung (1) zu reduzieren, die die Zweige (2) aufweist, die strukturiert sind durch verschiedene Typen von Schaltelementen (3) an der oberen Stufe und der unteren Stufe.
  • Wie oben beschrieben, ist das zweite Schaltelement (7) ein Element, das eine schnellere Schaltantwort aufweist als das erste Schaltelement (5). Das zweite Gleichrichterelement (8) ist ein Element, das eine kürzere Wiederbereitschaftszeit aufweist als das erste Gleichrichterelement (6), und folglich ist die Antwort schnell. Wenn beide, das zweite Schaltelement (7) und das zweite Gleichrichterelement (8) Elemente mit schneller Antwort sind, kann die Schaltfrequenz der Leistungsumwandlungsvorrichtung (1) erhöht werden, wodurch eine Pulsierung und Verzerrung der AC-Wellenform reduziert werden können. Wenn die Leistungsumwandlungsvorrichtung (1) mit einer AC-Vorrichtung (Wechselstromgerät) verbunden wird, kann folglich der Verlust der AC-Vorrichtung reduziert werden, wodurch die Effizienz verbessert wird. Ferner kann die Amplitude der Pulsierung auf der Gleichstromseite reduziert werden. Wenn der Glättungskondensator zwischen dem positiven Gleichstromanschluss (P) und dem negativen Gleichstromanschluss (N) vorgesehen wird, kann beispielsweise eine Reduzierung der Kapazität des Glättungskondensators erwartet werden.
  • Gemäß einem Aspekt weist die Leistungsumwandlungsvorrichtung (1) vorzugsweise einen Antriebssteuerungsabschnitt (20) auf, der Schaltsteuerungssignale zum Durchführen einer Schaltsteuerung an die Schaltabschnitte (2) ausgibt, wobei jeder der Zweige (9) einen Betriebszustand hat, bei dem eine Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das zweite Schaltelement (7) höher ist als eine Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das erste Schaltelement (5).
  • Wie oben beschrieben, sind das zweite Schaltelement (7) und das zweite Gleichrichterelement (8) angeordnet, um den Verlust aus der Kombination des oberen Schaltelements (3) und der unteren Freilaufdiode (4) oder den Verlust der Kombination aus dem unteren Schaltelement (3) und der oberen Freilaufdiode (4) zu reduzieren. Bei dem Betriebszustand, bei dem die Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das zweite Schaltelement (7), das einen relativ geringen Verlust aufweist, höher ist als die Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das erste Schaltelement (5), kann die Modulationsfrequenz erhöht werden, während eine Erhöhung des Verlusts verhindert wird.
  • Gemäß einem Beispiel weist vorzugsweise die Leistungsumwandlungsvorrichtung (1) den Antriebssteuerungsabschnitt (20) auf, der die Schaltsteuerungssignale zum Durchführen der Schaltsteuerung an die Schaltabschnitte (2) ausgibt, wobei während einer Zeitperiode, in der ein Vorwärtsstrom durch die Freilaufdiode (4) von jedem der Zweige (9) fließt, das Steuerungssignal für das Schaltelement (3), das parallel zu der Freilaufdiode (4) geschaltet ist, in einem unwirksamen Zustand ist.
  • Wie oben beschrieben, fließt bei dem Phasenwinkel, bei dem der Wechselstrom positiv ist, wenn der Strom durch die untere Stufe des Zweigs (9) fließt, der dem Strom jeder Phase entspricht, der Strom in der Vorwärtsrichtung bezüglich der unteren Freilaufdiode (4 (42)). Wenn der Wechselstrom positiv ist, kann also das untere Schaltelement (3 (32)) des Zweigs (9), der dem Strom der Phase entspricht, bei einer geeigneten Zeit energetisiert werden durch die untere Freilaufdiode (4 (42)) ohne ein komplementäres Schalten des oberen Schaltelements (3 (31)). Bei dem Phasenwinkel, bei dem der Wechselstrom negativ ist, wenn der Strom durch die obere Stufe des Zweigs (9) fließt, der dem Strom jeder Phase entspricht, fließt der Strom in der Vorwärtsrichtung bezüglich der oberen Freilaufdiode (4 (41)). Wenn der Wechselstrom negativ ist, kann also das obere Schaltelement (3 (31)) des Zweigs (9), der dem Strom der Phase entspricht, bei einer geeigneten Zeit energetisiert werden durch die obere Freilaufdiode (4 (41)), ohne ein komplementäres Schalten des unteren Schaltelements (3 (32)). Folglich kann das Schaltsteuerungssignal für das Schaltelement (3), das nicht geschaltet werden muss, in dem unwirksamen Zustand gehalten werden während einer Zeitperiode, in der das Schalten nicht notwendig ist (Zeitperiode, in der der Vorwärtsstrom durch die Freilaufdiode (4) fließt, die parallel zu dem Schaltelement (3) geschaltet ist). Folglich kann der Schaltverlust, der in dem Schaltelement (3) auftritt, reduziert werden. Die Anzahl von Anlässen zum komplementären Schalten des oberen Schaltabschnitts (21) und des unteren Schaltabschnitts (22) wird in einem Zweig (9) reduziert, wodurch die Anzahl von Anlässen reduziert wird, um die Totzeit zu berücksichtigen, bei der beide Schaltabschnitte (21 und 22) in den Aus-Zustand gesteuert sind. Die Reduzierung der Zeit zur Berücksichtigung der Totzeit in einem Zyklus des elektrischen Winkels führt zu einer Zunahme der Anzahl von Anlässen zum Schalten, wodurch die Schaltfrequenz erhöht werden kann.
  • Vorzugsweise weist die Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das erste Schaltelement (5) einen festen Wert auf und vorzugsweise weist die Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das zweite Schaltelement (7) einen variablen Wert auf. Wie oben beschrieben, ist die Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das zweite Schaltelement (7), das einen relativ geringen Verlust aufweist, höher festgelegt als die Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das erste Schaltelement (5), wodurch die Modulationsfrequenz erhöht werden kann, während eine Zunahme des Verlusts vermieden wird. Wenn die Frequenzen der Schaltsteuerungssignale für beide, das erste Schaltelement (5) und das zweite Schaltelement (7) variabel sind, kann die Steuerung, die von dem Antriebssteuerungsabschnitt (20) durchgeführt wird, kompliziert sein. Eine Erhöhung der Modulationsfrequenz kann erreicht werden, indem die Schaltfrequenz des zweiten Schaltelements (7) erhöht wird. Wenn nur die Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das zweite Schaltelement (7) einen variablen Wert aufweist, kann die Erhöhung der Modulationsrate erreicht werden, während eine Verkomplizierung der Steuerung, die von dem Antriebssteuerungsabschnitt (20) durchgeführt wird, vermieden wird.
  • Alternativ haben sowohl die Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das erste Schaltelement (5) als auch die Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das zweite Schaltelement (7) variable Werte. In diesem Fall ist die von dem Antriebssteuerungsabschnitt (20) durchzuführende Steuerung etwas kompliziert, allerdings können beide, die Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das erste Schaltelement (5) und die Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das zweite Schaltelement (7) geeignet festgelegt werden gemäß dem Betriebszustand der Leistungsumwandlungsvorrichtung zu jedem Zeitpunkt. Folglich kann der Verlust des Systems der Leistungsumwandlungsvorrichtung (1) weiter reduziert werden.
  • Gemäß einem Aspekt wird bevorzugt, dass die Leistungsumwandlungsvorrichtung (1) zwischen der drehenden Wechselstromelektromaschine (80) und einer DC-Leistungsversorgung (11) vorgesehen wird, und dass die Frequenz des Schaltsteuerungssignals festgelegt wird gemäß mindestens einer Drehzahl der drehenden Elektromaschine (80), einem Drehmoment der drehenden Elektromaschine (80) und/oder einer Modulationsrate von einem Gleichstrom zu einem Wechselstrom. Da die Frequenz des Schaltsteuerungssignals höher ist, ist die Wellenform des erzeugten Wechselstroms näher an einer Sinuswelle, wodurch eine Pulsierung und Verzerrung der Wellenform reduziert werden. Erlaubte Bereiche der Pulsierung und Verzerrung unterscheiden sich in Abhängigkeit von Formen und Bedingungen der Verwendung der Leistungsumwandlungsvorrichtung (1). Folglich wird bevorzugt, dass die Frequenz des Schaltsteuerungssignals festgelegt wird gemäß der Drehzahl und dem Drehmoment der drehenden Elektromaschine (80), die über die Leistungsumwandlungsvorrichtung (1) anzutreiben ist, der Modulationsrate zwischen dem Gleichstrom und dem Wechselstrom und dergleichen.
  • Gemäß einem Aspekt wird bevorzugt, dass das erste Schaltelement (5) ein Si-IGBT oder ein Si-MOSFET ist, und dass das zweite Schaltelement (7) ein SiC-MOSFET, ein GaN-MOSFET oder ein SiC-IGBT ist.
  • Halbleitermaterialien, wie beispielsweise Siliziumkarbid (SiC) und Galliumnitrid (GaN) haben eine größere Bandlücke als Silizium (Si) und werden als Breitbandlückenhalbleiter bezeichnet. Diese Halbleitermaterialien haben folglich eine höhere Leistungsfähigkeit als Silizium. Beispielsweise sind ein IGBT (SiC-IGBT) und ein MOSFET (SiC-MOSFET), die SiC als ein Material verwenden, in der Lage, ein Schalten mit höherer Geschwindigkeit durchzuführen als ein IGBT (Si-IGBT), der Si als ein Material verwendet. Diese Elemente haben folglich einen geringen Verlust und können für eine höhere Schaltfrequenz verwendet werden. Diese Elemente sind vorzugsweise geeignet für das zweite Schaltelement (7). Die Elemente, die SiC oder GaN als Substrat verwenden, sind jedoch im Augenblick teurer als die, die Si verwenden, da ihre Historie bezüglich praktischer Verwendung kurz ist. Das erste Schaltelement (5) erfordert kein derartiges Schalten mit hoher Geschwindigkeit und geringem Verlust, wie bei dem zweiten Schaltelement (7). Das Element, das ein relativ günstiges Si als Substrat verwendet, ist vorzugsweise das erste Schaltelement (5).
  • Gemäß einem Aspekt wird bevorzugt, dass das erste Gleichrichterelement (6) eine schnelle Freilaufdiode (Fast Recovery Diode (FRD)) ist und dass das zweite Gleichrichterelement (8) eine SiC-Shottky-Sperrdiode ist. Die Fast Recovery Diode ist eine Diode, die eine relativ kurze Zeit aufweist, in der ein Vorwärtsstrom kontinuierlich fließt, nachdem der Ein-Zustand, bei dem eine Vorwärtsspannung angelegt ist, in den Aus-Zustand geschaltet worden ist (Wiederbereitschaftszeit). Die Fast Recovery Diode ist folglich vorzugsweise die Freilaufdiode (4) der Wechselrichterschaltung (10). In Anbetracht des Funktionsprinzips ist die Wiederbereitschaftszeit nicht vorhanden in der Schottky-Sperrdiode. Folglich ist eine höhere Geschwindigkeit möglich verglichen mit der Fast Recovery Diode. Die Schottky-Sperrdiode ist folglich vorzugsweise das zweite Gleichrichterelement (8), das eine kürzere Wiederbereitschaftszeit aufweist als das erste Gleichrichterelement (6). Eine Schottky-Sperrdiode, die Si als Substrat verwendet, hat ein Problem mit der Stehspannung, jedoch erzielt die Schottky-Sperrdiode, die als SiC als Substrat verwendet, eine höhere Stehspannung. Folglich wird bevorzugt, dass die SiC-Schottky-Sperrdiode für das zweite Gleichrichterelement (8) verwendet wird. Die Fast Recovery Diode, die das erste Gleichrichterelement (6) ist, kann irgendein Element sein, das Si als Substrat verwendet, und das Element, das SiC als Substrat verwendet.
  • Bezugszeichenliste
    • 1:
    Leistungsumwandlungsvorrichtung
    2:
    Schaltabschnitt
    3:
    Schaltelement
    4:
    Freilaufdiode
    5:
    erstes Schaltelement
    6:
    erste Diode (erstes Gleichrichterelement)
    7:
    zweites Schaltelement
    8:
    zweite Diode (zweites Gleichrichterelement)
    9:
    Zweig
    10:
    Wechselrichter (Wechselrichterschaltung)
    11:
    DC-Leistungsversorgung
    20:
    Antriebssteuerungsabschnitt
    21:
    oberer Schaltabschnitt (Schaltabschnitt der oberen Stufe)
    22:
    unterer Schaltabschnitt (Schaltabschnitt der unteren Stufe)
    80:
    drehende Elektromaschine
    N:
    negativer Anschluss
    P:
    positiver Anschluss
  • ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
  • Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
  • Zitierte Patentliteratur
    • JP 2008104282 [0005]
    • JP 2008104282 A [0005]

Claims (8)

  1. Leistungsumwandlungsvorrichtung, bei der Zweige parallel zueinander geschaltet sind zwischen einem positiv Gleichstromanschluss und einem negativ Gleichstromanschluss gemäß der Anzahl von Phasen von Wechselströmen einer Mehrzahl von Phasen, wobei die Zweige für die jeweiligen Phasen jeweils zwei Schaltabschnitte aufweisen, die in Serie geschaltet sind und in einem Ein-Zustand leitend gemacht werden und in einem Aus-Zustand nicht leitend gemacht werden, wobei die Leistungsumwandlungsvorrichtung konfiguriert ist zum Umwandeln einer elektrischen Leistung zwischen einer Gleichstromleistung und einer Wechselstromleistung der Mehrzahl von Phasen, während ein Verbindungspunkt zwischen den zwei Schaltabschnitten jedes Zweigs festgelegt ist als ein Wechselstromeingang- oder Ausgangspunkt jeder Phase, wobei jeder der Schaltabschnitte ein Schaltelement und eine Freilaufdiode, die parallel zu dem Schaltelement geschaltet ist, aufweist, während eine Richtung von dem negativen Anschluss zu dem positiven Anschluss als Vorwärtsrichtung festgelegt ist, das Schaltelement ein erstes Schaltelement oder ein zweites Schaltelement, das eine schnellere Schaltantwort zwischen dem Aus-Zustand und dem Ein-Zustand aufweist als das erste Schaltelement, ist, die Freilaufdiode ein erstes Gleichrichterelement oder ein zweites Gleichrichterelement, das eine kürzere Wiederbereitschaftszeit aufweist als das erste Gleichrichterelement, ist, und in jedem der Zweige einer der Schaltabschnitte, der einen oberen Schaltabschnitt aufweist, der mit einer positiven Anschlussseite verbunden ist, und einen unteren Schaltabschnitt, der mit einer negativen Anschlussseite verbunden ist, strukturiert ist durch eine parallele Verbindung zwischen dem ersten Schaltelement und dem zweiten Gleichrichterelement, und der andere von den Schaltabschnitten strukturiert ist durch eine parallele Verbindung zwischen dem zweiten Schaltelement und dem ersten Gleichrichterelement.
  2. Leistungsumwandlungsvorrichtung nach Anspruch 1, mit einem Antriebssteuerungsabschnitt, der Schaltsteuerungssignale zum Durchführen einer Schaltsteuerung der Schaltabschnitte ausgibt, wobei jeder der Zweige einen Betriebszustand aufweist, bei dem eine Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das zweite Schaltelement höher ist als eine Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das erste Schaltelement.
  3. Leistungsumwandlungsvorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, mit einem Antriebssteuerungsabschnitt, der Schaltsteuerungssignale ausgibt zum Durchführen einer Schaltsteuerung der Schaltabschnitte, wobei während einer Zeitperiode, in der ein Vorwärtsstrom durch die Freilaufdiode von jedem der Zweige fließt, das Schaltsteuerungssignal für das Schaltelement, das parallel zu der Freilaufdiode geschaltet ist, in einem unwirksamen Zustand ist.
  4. Leistungsumwandlungsvorrichtung nach Anspruch 2 oder 3, bei der eine Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das erste Schaltelement einen festen Wert aufweist, und eine Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das zweite Schaltelement einen variablen Wert aufweist.
  5. Leistungsumwandlungsvorrichtung nach Anspruch 2 oder 3, bei der beide, eine Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das erste Schaltelement und eine Frequenz des Schaltsteuerungssignals für das zweite Schaltelement variable Werte aufweisen.
  6. Leistungsumwandlungsvorrichtung nach einem der Ansprüche 2 bis 5, bei der die Leistungsumwandlungsvorrichtung zwischen einer drehenden Wechselstromelektromaschine und einer Gleichstromleistungsversorgung vorgesehen ist, und die Frequenz des Schaltsteuerungssignals festgelegt ist gemäß mindestens einer Drehzahl der drehenden Elektromaschine, einem Drehmoment der drehenden Elektromaschine und/oder einer Modulationsrate von einem Gleichstrom zu einem Wechselstrom.
  7. Leistungsumwandlungsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, bei der das erste Schaltelement ein Si-IGBT oder Si-MOSFET ist, und das zweite Schaltelement ein SiC-MOSFET, ein GaN-MOSFET oder ein SiC-IGBT ist.
  8. Leistungsumwandlungsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, bei dem das erste Gleichrichterelement eine Fast Recovery Diode ist, und das zweite Gleichrichterelement eine SiC-Schottky-Sperrdiode ist.
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