DE112014002478T5

DE112014002478T5 - Vorrichtung und Verfahren zum Laden einer Fahrzeugbatterie aus dem Stromnetz

Info

Publication number: DE112014002478T5
Application number: DE112014002478.3T
Authority: DE
Inventors: Rashmi Prasad; Chandra S. Namurdri
Original assignee: GM Global Technology Operations LLC
Current assignee: GM Global Technology Operations LLC
Priority date: 2013-06-21
Filing date: 2014-06-23
Publication date: 2016-03-10
Anticipated expiration: 2034-06-24
Also published as: US9973028B2; CN105453380B; DE112014002478B4; WO2014205452A1; US20160105056A1; CN105453380A

Abstract

Ladesystem zur Verwendung beim Bereitstellen von Leistung zum Laden einer Batterie. Das System umfasst eine erste Wechselstrom/Gleichstrom-Stufe und eine zweite Gleichstrom/Gleichstrom-Stufe. Die erste Stufe weist einen einphasigen Diodengleichrichter zum Gleichrichten einer eingegebenen Eingangswechselspannung und eine Leistungsfaktorkorrektur-Teilschaltung auf, die einen Schalter enthält. Die zweite Stufe weist mehrere Schalter auf. Das System umfasst ferner einen Hochfrequenzkondensator auf, der zwischen der ersten Stufe und der zweiten Stufe verbunden ist. Das System weist auch einen Controller auf, der mit den Schaltern der ersten und zweiten Stufe verbunden ist und ausgestaltet ist, um mithilfe der Schalter den Zeitverlauf eines Verstärkungsinduktivitätenstroms zu steuern, der durch das Ladesystem hindurch fließt.

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Offenbarung betrifft allgemein Vorrichtungen und Verfahren zum Laden einer Batterie, und insbesondere Vorrichtungen und Verfahren zum Laden einer Batterie für ein Hybridfahrzeug oder ein Elektrofahrzeug, etwa ein Kraftfahrzeug, mit einer Spannung von einer Wechselstromquelle wie etwa einer Verbindung zu einem elektrischen Stromnetz.
Hintergrund
Herkömmliche unidirektionale Ladegeräte bestehen aus drei Stufen. 1 zeigt einen Stromschaltplan 100 des herkömmlichen Ladegeräts. Eine erste herkömmliche Stufe 102 ist eine Wechselstrom/Gleichstrom(AC/DC)-Diodengleichrichterstufe, eine zweite Stufe 104 ist eine Leistungsfaktor-Korrekturstufe, und eine dritte Stufe 106 ist eine isolierte Gleichstrom/Gleichstrom(DC/DC)-Wandlerstufe.
Die erste Stufe 102 dient zum Konvertieren eines sinusförmigen Wechselstroms 108 in einen gleichgerichteten sinusförmigen Gleichstrom. Die zweite Stufe 104 dient zum Umformen des Eingangsstroms. Die dritte Stufe 106 dient zum Regeln der Ausgangsspannung 110, die an die (nicht gezeigte) Batterie geliefert werden soll. Die dritte Stufe 106 enthält einen Isoliertansformator 112 zur galvanischen Isolierung.
Das gezeigte herkömmliche Ladegerät 100 kann wie gezeigt außerdem an beiden Enden der Schaltung Filter für elektromagnetische Störungen (EMI-Filter) 114, 116 enthalten.
Das Ladegerät 100 enthält außerdem einen relativ großen und klobigen DC-Bus-Zwischenkondensator 118. Der Kondensator 118 wird verwendet, um niederfrequentierte und hochfrequente Restwelligkeitsenergie von der Eingangsleitung 108 zu speichern, um einen reinen DC-Ausgang an der Batterieseite bereitzustellen – d.h., der Kondensator 118 filtert Wechselstromleistung zu Gleichstromleistung. Die hochfrequente Restwelligkeit resultiert aus einem benötigten Schalten mit hoher Frequenz und die niederfrequente Restwelligkeit beruht auf einer Frequenzkomponente der zweiten Oberwelle bei etwa dem Doppelten der Netzfrequenz nach der Leistungsfaktor-Korrekturstufe 104.
Folglich kann der Kondensator 118 so betrachtet werden, dass er für den DC/DC-Wandler 106 wie eine steife Gleichspannungseingangsquelle wirkt.
Nachteile des herkömmlichen Ladegeräts 100 umfassen seine größere Abmessung und seine höheren Kosten aufgrund des klobigen DC-Kondensators 118 und seinen niedrigeren Wirkungsgrad aufgrund von Verlusten in den mehreren Stufen, durch die die Leistung verarbeitet werden muss.
Noch ein weiterer Nachteil von herkömmlichen Ladegeräten 100 besteht darin, dass sie aufgrund der klobigen Elektrolytkondensatoren 118 eine niedrigere Zuverlässigkeit aufweisen. Diese Kondensatoren weisen aufgrund des Austrocknens des Dielektrikums eine begrenzte Lebensdauer auf.
Noch ein weiterer Nachteil von herkömmlichen Ladegeräten 100 besteht darin, dass sie eine zweistufige Steuerung benötigen: (1) eine Steuerung des Umformens des Eingangsstroms und eine Regelung der Koppelgleichspannung – d.h., das Stabilisieren der Spannung über den klobigen DC-Kondensator 118 hinweg, und (2) das Steuern der Ausgangsspannung und des Ausgangsstroms. Die vorliegende Erfindung verwendet in neuartiger Weise eine einstufige Steuerung für sowohl das Umformen des Eingangsstroms als auch die Steuerung der Ausgangsspannung und des Ausgangsstroms, wodurch die Vorrichtungen und Verfahren zum Laden erheblich vereinfacht werden.
Die vorstehenden und weitere Nachteile von herkömmlichen Systemen werden durch die vorliegende Technologie gelöst.
Zusammenfassung
Wie erwähnt, betrifft die vorliegende Offenbarung allgemein Vorrichtungen und Verfahren zum Laden einer Batterie, und insbesondere Vorrichtungen und Verfahren zum Laden einer Batterie für ein Hybridfahrzeug oder ein Elektrofahrzeug, etwa ein Kraftfahrzeug, mit einer Spannung von einer Wechselstromquelle wie etwa einer Verbindung zu einem elektrischen Stromnetz.
In neuartiger Weise enthält die Anordnung den relativ großen und klobigen DC-Bus-Elektrolytkondensator der herkömmlichen Systeme nicht, und sie enthält Schaltungen und Steuerungen, um einen steuerbaren Ladestrom bei in etwa dem Doppelten der Netzfrequenz bereitzustellen. Tests haben gezeigt, dass bevorzugte moderne Batterien (zum Beispiel Lithium-Ionen-Batterien) beim zyklischen Laden eine im Vergleich mit einem Laden mit einem reinen Gleichstrom langsamere Verschlechterung der Kapazität aufweisen, wenn sie mit einem Gleichstrom geladen werden, der eine überlagerte Wechselstromkomponente aufweist. Daher stellt die vorliegende Technologie eine verbesserte Batterielebensdauer und ein effizienteres Laden aufgrund einer niedrigeren Batterieimpedanz bereit, die mit dem Bereitstellen des Gleichstroms verbunden ist, dem die Komponente mit etwa der doppelten Netzfrequenz überlagert ist.
Andere Aspekte der vorliegenden Technologie werden teilweise offenbar werden und werden hier nachstehend teilweise offengelegt.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
1 veranschaulicht einen Stromschaltplan eines herkömmlichen Ladegeräts.
2 veranschaulicht einen verbesserten Stromschaltplan in Übereinstimmung mit einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung, der eine Topologie mit einem isolierten unidirektionalen Ladegerät zeigt.
3 veranschaulicht ein beispielhaftes Zeitablaufdiagramm zum Steuern der Schalter in der Topologie mit dem isolierten unidirektionalen Ladegerät von 2.
4 veranschaulicht ein Diagramm für eine beispielhafte Steuerung zur Verwendung beim Steuern des isolierten unidirektionalen Ladegeräts von 2.
5 veranschaulicht eine erste grafische Darstellung, die Daten zeigt, die mit einem Betrieb des isolierten unidirektionalen Ladegeräts von 2 verbunden sind, wobei die Daten einen Betrieb bei einem Leistungsfaktor von eins repräsentieren.
6 veranschaulicht eine zweite grafische Darstellung, die Daten zeigt, die mit dem Betrieb des isolierten unidirektionalen Ladegeräts von 2 verbunden sind, wobei die Daten einen Ausgangsstrom des Ladegeräts repräsentieren, der in Ampere (A) gemessen wird und eine Restwelligkeit bei etwa dem Doppelten der Netzfrequenz aufweist.
7 veranschaulicht eine dritte grafische Darstellung, die Daten zeigt, die mit dem Betrieb des isolierten unidirektionalen Ladegeräts von 2 verbunden sind, wobei die Daten eine Ausgangsspannung des Ladegeräts repräsentieren, die in Volt (V) gemessen wird und eine kleine Restwelligkeit bei etwa dem Doppelten der Netzfrequenz aufweist.
8 veranschaulicht einen zweiten verbesserten Stromschaltplan in Übereinstimmung mit einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung, der eine Topologie mit einem isolierten unidirektionalen Ladegerät zeigt.
9 veranschaulicht ein Zeitablaufdiagramm mit einem beispielhaften positiven Zyklus zum Steuern der Schalter in der Topologie mit dem isolierten unidirektionalen Ladegerät von 8.
10 veranschaulicht ein Zeitablaufdiagramm mit einem beispielhaften negativen Zyklus zum Steuern der Schalter in der Topologie mit dem isolierten unidirektionalen Ladegerät von 8.
11 veranschaulicht ein Diagramm für eine beispielhafte Steuerung zur Verwendung beim Steuern des isolierten unidirektionalen Ladegeräts von 8.
12 veranschaulicht eine erste grafische Darstellung, die Daten zeigt, die mit einem Betrieb des isolierten unidirektionalen Ladegeräts von 8 verbunden sind, wobei die Daten einen Betrieb bei einem Leistungsfaktor von eins repräsentieren.
13 veranschaulicht eine zweite grafische Darstellung, die Daten zeigt, die mit dem Betrieb des isolierten unidirektionalen Ladegeräts von 8 verbunden sind, wobei die Daten einen Ausgangsstrom des Ladegeräts repräsentieren, der in Ampere (A) gemessen wird und eine Restwelligkeit bei etwa dem Doppelten der Netzfrequenz aufweist.
14 veranschaulicht eine dritte grafische Darstellung, die Daten zeigt, die mit dem Betrieb des isolierten unidirektionalen Ladegeräts von 8 verbunden sind, wobei die Daten eine Ausgangsspannung des Ladegeräts repräsentieren, die in Volt (V) gemessen wird und eine kleine Restwelligkeit bei etwa dem Doppelten der Netzfrequenz aufweist.
15 veranschaulicht einen weiteren verbesserten Stromschaltplan in Übereinstimmung mit einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung, der eine Topologie mit einem isolierten unidirektionalen Ladegerät zeigt.
16 veranschaulicht ein beispielhaftes Zeitablaufdiagramm zum Steuern der Schalter in der Topologie mit dem isolierten unidirektionalen Ladegerät von 15.
17 veranschaulicht ein Diagramm für eine beispielhafte Steuerung zur Verwendung beim Steuern des isolierten unidirektionalen Ladegeräts von 15.
18 veranschaulicht eine erste grafische Darstellung, die Daten zeigt, die mit einem Betrieb des isolierten unidirektionalen Ladegeräts von 15 verbunden sind, wobei die Daten einen Betrieb bei einem Leistungsfaktor von eins repräsentieren.
19 veranschaulicht eine zweite grafische Darstellung, die Daten zeigt, die mit dem Betrieb des isolierten unidirektionalen Ladegeräts von 15 verbunden sind, wobei die Daten einen Ausgangsstrom des Ladegeräts repräsentieren, der in Ampere (A) gemessen wird und eine Restwelligkeit bei etwa dem Doppelten der Netzfrequenz aufweist.
20 veranschaulicht eine dritte grafische Darstellung, die Daten zeigt, die mit dem Betrieb des isolierten unidirektionalen Ladegeräts von 15 verbunden sind, wobei die Daten eine Ausgangsspannung des Ladegeräts repräsentieren, die in Volt (V) gemessen wird und eine kleine Restwelligkeit bei etwa dem Doppelten der Netzfrequenz aufweist.
Zu Zwecken der Einfachheit und Klarheit der Veranschaulichung sind Elemente, die in den Figuren gezeigt sind, nicht unbedingt maßstabsgetreu gezeichnet. Zum Beispiel können Abmessungen einiger der Elemente der Klarheit halber relativ zu anderen Elementen vergrößert sein. Ferner können zwischen den Figuren Bezugszeichen dort wiederholt sein, wo es als geeignet betrachtet wird, um einander entsprechende oder zueinander analoge Elemente anzuzeigen.
Genaue Beschreibung
Wie gefordert werden hier detaillierte Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung offenbart. Die offenbarten Ausführungsformen sind nur Beispiele, die in verschiedenen und alternativen Formen und Kombinationen daraus ausgeführt sein können. Die Begriffe zum Beispiel, beispielhaft und ähnliche Begriffe bezeichnen, so wie sie hier verwendet werden, umfassend Ausführungsformen, die als Veranschaulichung, Vorlage, Modell oder Muster dienen.
Beschreibungen müssen innerhalb des Geistes der Beschreibung weit gefasst betrachtet werden. Zum Beispiel sind hier Bezugnahmen auf Verbindungen zwischen zwei beliebigen Teilen so gedacht, dass sie umfassen, dass die zwei Teile miteinander direkt oder indirekt verbunden sind. Als ein weiteres Beispiel muss eine einzelne hier etwa in Verbindung mit einer oder mehreren Funktionen beschriebene Komponente so interpretiert werden, dass sie Ausführungsformen abdeckt, bei denen stattdessen mehr als eine Komponente verwendet wird, um die Funktion(en) auszuführen. Und umgekehrt – d.h., dass hier eine Beschreibung von mehreren Komponenten in Verbindung mit einer oder mehreren Funktionen so interpretiert werden muss, dass Ausführungsformen abgedeckt sind, in denen eine einzige Komponente die Funktion(en) ausführt.
Die Figuren sind nicht unbedingt maßstabsgetreu und einige Merkmale können vergrößert oder minimiert sein, um Details von speziellen Komponenten zu zeigen.
In einigen Fällen wurden gut bekannte Komponenten, Systeme, Materialien oder Verfahren nicht im Detail beschrieben, um ein Verschleiern der vorliegenden Offenbarung zu vermeiden. Daher dürfen hier offenbarte spezielle strukturelle und funktionale Details nicht als Einschränkung interpretiert werden, sondern nur als eine Grundlage für die Ansprüche und als eine repräsentative Grundlage zur Unterrichtung des Fachmanns darüber, wie die vorliegende Offenbarung verwendet werden kann.
I. Überblick über die Offenbarung
In verschiedenen Ausführungsformen beschreibt die vorliegende Offenbarung Vorrichtungen und Verfahren, welche die Größe, die Masse und die Kosten von Batterieladegeräten zum Laden von Batterien von Steckdosenhybridfahrzeugen und Elektrofahrzeugen reduzieren. Diese und andere Vorteile werden teilweise erreicht, indem der in herkömmlichen Systemen verwendete Filterkondensator am Gleichstrombus (DC-Bus) minimiert wird.
Obwohl Lehren der vorliegenden Offenbarung auf andere Arten von Ladegerätvorrichtungen angewendet werden können, beschreibt die Offenbarung hier hauptsächlich ein unidirektionales Bord-Batterieladegerät (zum Beispiel in einem Fahrzeug).
Die Vorrichtung verwendet den herkömmlichen klobigen DC-Bus-Elektrolytkondensator nicht und sie liefert einen steuerbaren Ladestrom mit einer variablen Gleichstromkomponente und einer Wechselstromkomponente bei etwa dem Doppelten der Netzeingangsfrequenz.
Man hat herausgefunden, dass moderne wiederaufladbare Batterien, zum Beispiel Lithium-Ionen-Batterien, im Vergleich mit dem Empfangen eines reinen Ladegleichstroms scheinbar günstig reagieren, wenn sie einen Ladegleichstrom empfangen, dem eine Wechselstromkomponente überlagert ist, die eine Frequenz und eine Amplitude in einem bevorzugten Bereich aufweist.
Außerdem hat man gegenwärtig herausgefunden, dass dadurch, dass ein sinusförmiger Ladestrom in der Lage ist, direkt in diese modernen Batterien hinein zu fließen, die Restwelligkeitsleistung – d.h. der Gleichstrom mit dem darauf überlagerten Wechselstrom, wobei der Wechselstrom etwa das Doppelte der Netzfrequenz aufweist, nun von der Quelle direkt zu der Last übertragen werden kann.
Dies ermöglicht die Verwendung von nur einem kleinen DC-Koppelkondensator, um die hochfrequente Restwelligkeitsenergie (HF-Restwelligkeitsenergie) zu speichern, wodurch der Bedarf für den relativ großen und klobigen Elektrolytkondensator von herkömmlichen Ladegeräten, der zur Speicherung der niederfrequentierten Restwelligkeitsenergie verwendet wird, beseitigt wird.
Die herkömmlichen DC-Bus-Elektrolytkondensatoren (zum Beispiel der Kondensator 118 von 1) tragen dazu bei, Wechselstrom-Eingangsleistung in reine Gleichstrom-Ausgangsleistung umzuwandeln und zu filtern. Die Schaltung der vorliegenden Technologie beseitigt den herkömmlichen DC-Bus-Elektrolytkondensator. Die neuartige Schaltung wandelt die Wechselstrom-Eingangsleistung in Gleichstrom-Ausgangsleistung mit einer relativ großen Restwelligkeit um, die bei in etwa dem Doppelten der Netzfrequenz liegt, statt reine Gleichstrom-Ausgangsleistung bereitzustellen, indem sie weniger Filterung durchführt.
Das Minimieren des DC-Koppelkondensators und das Bereitstellen einer geeigneten Unterstützungsschaltung, die eine Steuerungsschaltung enthält, in Übereinstimmung mit der vorliegenden Technologie weist Vorteile auf, die im Vergleich mit herkömmlichen Ladegeräten das Erreichen eines Ladegeräts umfassen, das kleiner, leichter und billiger ist. Der DC-Koppelkondensator wird minimiert, indem der herkömmliche große DC-Elektrolyt-Koppelkondensator entfernt wird, der zum Speichern der niederfrequenten Restwelligkeitsenergie verwendet wird.
Vorteile der vorliegenden Technologie umfassen außerdem eine erhöhte Zuverlässigkeit aufgrund der Beseitigung von Elektrolytkondensatoren und Verbesserungen beim Wirkungsgrad beim Laden von Batterien und bei der Batterielebensdauer aufgrund der Fähigkeit, einen Ladestrom effektiv und effizient bereitzustellen, der eine niederfrequentierte Restwelligkeit aufweist. Es wurde herausgefunden, dass beispielsweise Lithium-Ionen-Batterien eine niedrigere effektive Impedanz aufweisen, wenn sie den Ladestrom empfangen, der die niederfrequentierte Restwelligkeit aufweist, verglichen mit dem Empfangen eines reinen Gleichstroms.
II. Fig. 2 – Leistungsschaltung in Übereinstimmung mit einer ersten Ausführungsform
Wieder mit Bezug auf die Figuren und insbesondere auf die zweite Figur veranschaulicht 2 auf schematische Weise eine verbesserte Leistungsschaltung 200, die eine Topologie mit einem isolierten unidirektionalen Ladegerät 202 in Übereinstimmung mit einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung enthält.
Wie nachstehend weiter beschrieben wird, kann die Schaltung so aufgefasst werden, dass sie zwei primäre Stufen enthält, eine Wechselstrom/Gleichstrom-Stufe (AC/DC-Stufe) 204 und eine Gleichstrom/Gleichstrom-Stufe 206, die durch einen Hochfrequenzkondensator 208 getrennt sind. Schalter der Stufen werden durch eine oder mehrere Controllerkomponenten 210 gesteuert. Die Steuerungsschaltung wird nachstehend in Verbindung mit der vorliegenden 2 sowie mit 3 und 4 weiter beschrieben.
Der Schaltplan 200 zeigt außerdem einen Wechselspannungseingang (AC-Eingang) oder Wechselspannungsanschluss 212. Die Spannung 212 wird von einer (nicht im Detail gezeigten) Wechselspannungsquelle bereitgestellt. Die Quelle ist eine beliebige geeignete Wechselspannungsquelle, etwa in einem Haus oder an einer Tankstelle und sie kann einen AC-Generator umfassen.
In einigen Implementierungen umfasst die Quelle ein intelligentes Energienetz oder Stromnetz oder ist ein Teil davon. Obwohl die Eingangsspannung hier manchmal als Stromnetzspannung bezeichnet sein kann, umfassen die Quellen Generatoren oder eine beliebige Quelle mit ausreichenden Pegeln einer Wechselspannung.
Mit fortgesetzter Bezugnahme auf 2 kann die erste Stufe 204 des Ladegeräts 202 so aufgefasst werden, dass sie einen einphasigen Diodengleichrichter 214 enthält. Im Betrieb führt die Gleichrichterschaltung oder der Gleichrichter 214 ein Gleichrichten der Eingangs-Wechselspannung 212 durch. Der Gleichrichter 214 führt beispielsweise ein Gleichrichten der Eingangs-Wechselspannung 212 durch und die Leistungsfaktor-Korrekturschaltung 224 stellt ein Umformen des Eingangsstroms bereit.
Obwohl der Gleichrichter 214 andere Konfigurationen und Anzahlen von Dioden umfassen kann, enthält der Gleichrichter 214 in der gezeigten Implementierung vier Dioden 216, 218, 220 und 222, die wie gezeigt angeordnet sind.
Die erste Stufe 204 des Ladegeräts 202 enthält ferner eine Leistungsfaktorkorrektur-Teilschaltung (PFC-Teilschaltung) 224. Im Betrieb des Ladegeräts 202 ergänzt die PFC-Teilschaltung 224 die Gleichrichter-Teilschaltung 214, um Stromoberwellengrenzen einzuhalten.
In der Implementierung von 2 enthält die PFC-Teilschaltung 224 eine Verstärkungsinduktivität 226 (L_boost).
Es ist auch gezeigt, dass die PFC-Teilschaltung 224 einen PFC-Schalter 228 enthält. Die Arbeitsweise des Schalters 228 und jedes dargestellten Schalters wird nachstehend weiter beschrieben. Außerdem ist gezeigt, dass die PFC-Teilschaltung 224 eine PFC-Diode 230 enthält.
Wie erwähnt können die PFC-Schaltung 224 und der vorausgehende einphasige Diodengleichrichter 214 als Teile der ersten AC/DC-Stufe 204 betrachtet werden, die in 2 durch eine gestrichelte Linie angezeigt ist.
In einigen Ausführungsformen ist einer oder sind mehrere der Schalter (228, 232 usw.) Teil einer Halbleitervorrichtung oder eines Transistors, etwa eines Metalloxidhalbleiter-Feldeffekttransistors (MOSFET), oder er/sie enthält/enthalten diese. Der Transistor wird eine Diode enthalten, wie in den Details von 2 in dem Symbol, das die Schalter repräsentiert, gezeigt ist.
Wie außerdem erwähnt wurde, enthält das Ladegerät 202 einen Hochfrequenzkondensator (HF-Kondensator) 208, zum Beispiel einen HF-DC-Koppelkondensator, der die AC/DC-Stufe 204 und die DC/DC-Stufe 206 miteinander verbindet. Im Betrieb des Ladegeräts 202 kann Energie aus einer Leckinduktivität einer Primärwicklung resultieren. Der HF-DC-Koppelkondensator 208 stellt eine Freilaufstrecke für einen Strom bereit, der mit dieser Energie verbunden ist.
Mit Bezug auf die zweite DC/DC-Stufe 206 in 2 umfassen Funktionen das effektive Agieren wie ein Vollbrücken-Gleichstrom/Gleichstrom-Wandler (DC/DC-Wandler). Die Stufe 206 enthält mehrere Schalter. Zwar kann die Stufe 206 andere Anordnungen und Anzahlen von Schaltern enthalten, jedoch enthält die Stufe in der veranschaulichten Ausführungsform vier Schalter 232, 234, 236 und 238.
Wie in der Ausführungsform von 2 weiter gezeigt ist, enthält die DC/DC-Stufe 206 außerdem einen Hochfrequenztransformator (HF-Transformator) 242. Im Betrieb stellt der HF-Transformator 242 eine elektrische Isolierung für die Stufe 206 bereit und er kann als Isoliertransformator bezeichnet werden.
Außerdem ist gezeigt, dass die DC/DC-Stufe 206 eine Induktivität 240 enthält. Die Induktivität 240 ist die Leckinduktivität des Transformators 242 an dessen Primärseite – anders ausgedrückt ist die Induktivität 240 die Leckinduktivität des Transformators bezüglich der Primärseite.
Der Transformator 242 kann wie jeder hier offenbarte Transformator so aufgefasst werden, dass er mit einem beliebigen geeigneten Verhältnis arbeitet, um gewünschte Ziele zu erreichen, welche diejenigen umfassen, die hier beschrieben sind. Das Verhältnis kann allgemein als 1:N bezeichnet werden, wobei N eine beliebige positive von Null verschiedene Zahl umfasst.
Das Ladegerät 202 dieser Ausführungsform enthält außerdem einen Gleichrichter 243 der DC/DC-Stufe, der mit einer Ausgangsseite des Isoliertransformators 242 gekoppelt ist.
Der zweite Gleichrichter 243 der DC/DC-Stufe enthält eine Diodengruppe. Obwohl die Gruppe andere Anordnungen und Anzahlen von Dioden enthalten kann, enthält die Gruppe in der Implementierung von 2 wie gezeigt vier Dioden 244, 246, 248 und 250 (oder D₅–D₈).
Im Anschluss an die DC/DC-Stufe 206 enthalten Ausführungsformen des Ladegeräts 202 außerdem einen weiteren Kondensator 252 zum Filtern einer Hochfrequenz-Restwelligkeit (HF-Restwelligkeit). Das Ladegerät 202 enthält außerdem einen Widerstand 254, der den effektiven Batterieinnenwiderstand repräsentiert. Das Ladegerät 202 enthält einen Ausgangsanschluss 256, durch den Spannung an die aufzuladende Batterie geliefert wird – die Batterie ist nicht im Detail gezeigt und wird stattdessen näherungsweise durch die Gleichspannungsquelle 256 und den Innenwiderstand 254 repräsentiert.
Wie vorstehend erwähnt wurde, enthält das Ladegerät 202 einen Controller 210, der im Betrieb Schalter der zwei Leistungsstufen 204, 206 steuert. Insbesondere steuert der Controller 210 bei der vorliegenden beispielhaften Ausführungsform das Öffnen und Schließen der aktiven Schalter 232, 234, 236 und 238 der Vollbrücke sowie des Schalters 228 des Leistungsfaktorkorrektur-Verstärkungswandlers.
Durch das Steuern der Schalter steuern die Steuerungskomponenten, die auch allgemein als der Controller 210 bezeichnet werden, beispielsweise den zeitlichen Verlauf eines Stroms der Verstärkungsinduktivität, der durch das Ladegerät 202 hindurchfließt. Und dadurch steuert der Controller 210 die Vollbrücken-Funktionen der zweiten Stufe 206, um den gewünschten primären Ladegleichstrom an die Batterie zu liefern – das heißt einen Strom, der eine relativ große Restwelligkeit aufweist (einen Wechselstrom, der dem Gleichstrom überlagert ist), etwa eine Restwelligkeit, die in etwa gleich dem Doppelten der Amplitude des durchschnittlichen Gleichstroms bei etwa dem Doppelten der Netzfrequenz ist. Vorteile dieses Betriebs im Vergleich mit herkömmlichen Ladegeräten sind vorstehend erwähnt und werden nachstehend weiter beschrieben.
III. Fig. 3 – Zeitablaufdiagramm zum Steuern des Ladegeräts der ersten Ausführungsform
3 veranschaulicht ein beispielhaftes Zeitablaufdiagramm 300 zum Steuern der Schalter der Topologie mit dem isolierten unidirektionalen Ladegerät von 2.
Das Diagramm 300 enthält mehrere Teildarstellungen, die jeweils einem der Schalter der Schaltung 200 von 2 entsprechen. Insbesondere zeigen die Teildarstellungen 301, 302, 303, 304 und 305 in 3 von oben nach unten jeweilige Schaltsequenzen (eingeschaltet/ausgeschaltet oder geschlossen/geöffnet) für den ersten, zweiten, dritten und vierten Schalter 232, 234, 236 und 238 der DC/DC-Stufe 206 und für den PFC-Schalter 228 der Gleichrichter-Teilschaltung 224.
Jede der Teildarstellungen 301, 302, 303, 305 und 306 enthält eine X-Achse, die einen Zeitablauf und Zeitspannen darin repräsentiert, die nachstehend weiter beschrieben werden. Jede Teildarstellung enthält außerdem eine Y-Achse, die 0, 0,5 und 1,0 anzeigt, was dem entspricht, ob der zugehörige Schalter 232, 234, 236, 238 und 228 während der Zeitspannen ausgeschaltet (Null, 0) oder eingeschaltet (1,0) ist.
Wie in 3 gezeigt ist, sind fünf zeitliche Referenzpunkte und somit entlang der Y-Achsen durch Bezugszeichen 310, 311, 312, 313 und 314 (oder t₀–t₄) bezeichnet.
Ein gesamter Schaltzyklus oder eine Sequenz 320 wird so aufgefasst, dass sie bei einem Start- oder Referenzzeitpunkt 310 (oder t₀) beginnt und bei einem vierten Referenzzeitpunkt 314 (oder t₄) endet.
Die Schaltsequenz 320 enthält zwei primäre Schaltzyklen 322, 324 (oder Teilzyklen). Der erste Schaltzyklus 322 beginnt bei dem Start-Referenzzeitpunkt 310 (oder t₀) und endet bei dem zweiten Referenzzeitpunkt 312 (oder t₂). Der zweite Schaltzyklus 324 startet bei dem zweiten Referenzzeitpunkt 312 (oder t₂) und endet bei dem vierten Referenzzeitpunkt 314 (oder t₄).
Bei dem ersten Zyklus 322 beginnt ein erstes Zeitintervall 326 bei dem Start-Referenzzeitpunkt 310 (oder t₀) und es endet bei dem ersten Referenzzeitpunkt 311 (oder t₁). Wie in der letzten Teildarstellung 305 gezeigt ist, wird beim Start 310 (t₀) des ersten Zyklus 322 der PFC-Schalter 228 eingeschaltet (das heißt geschlossen) und er bleibt das gesamte erste Intervall 326 lang eingeschaltet.
Das erste Zeitintervall 326 (t₀–t₁) kann durch D(t)·T(s) repräsentiert werden, wobei D(t) ein Tastverhältnis ist, etwa ein impulsbreitenmoduliertes (PWM) variables Tastverhältnis, und T(s) die Zeit ist. Im Betrieb des Ladegeräts 202 wird das Tastverhältnis D(t) durch eine Steuerungsschaltung erzeugt, die dem vorstehend erwähnten Controller 210 zugeordnet ist und die nachstehend in Verbindung mit 4 weiter beschrieben wird. Diese schließende Schaltaktion aktiviert die Verstärkungsoperation, wodurch Energie in der Stromumformungs-Verstärkungsinduktivität 226 gespeichert wird.
Wie bei dem ersten Intervall 326 beträgt bei dem dritten Intervall 330 (zwischen 312 und 313; oder t₂–t₃), das den zweiten Zyklus 324 startet, die Intervallzeitspanne D(t)·T(s).
In einer Ausführungsform wird die Zeitspanne von sowohl dem zweiten Intervall 328 als auch dem vierten Intervall 332 durch (1 – D(t))·T(s) repräsentiert.
Wie in 3 zu sehen ist, ist im Betrieb bei jedem ungeradzahligen Intervall der PFC-Schalter 228 eingeschaltet und jeder der vier Schalter 232, 234, 236 und 238 der DC/DC-Stufe ist ausgeschaltet.
Und bei jedem geradzahligen Intervall (zweites, viertes, sechstes usw.) ist der PFC-Schalter 228 ausgeschaltet und zwei der vier Schalter der DC/DC-Stufe sind abwechselnd eingeschaltet. Der erste und vierte Schalter 232, 238 der DC/DC-Stufe sind nämlich in abwechselnder Reihenfolge mit dem zweiten und dritten Schalter 234, 236 der DC/DC-Stufe eingeschaltet. Der erste und vierte Schalter 232, 238 der DC/DC-Stufe sind bei jedem zweiten geradzahligen Intervall eingeschaltet, wobei mit dem zweiten Intervall gestartet wird (d.h., zweites Intervall, sechstes Intervall usw.), während der zweite und dritte Schalter ausgeschaltet sind. Der zweite und dritte Schalter 234, 236 der DC/DC-Stufe sind in dem anderen geradzahligen Intervall eingeschaltet, wobei mit dem vierten geradzahligen Intervall 332 gestartet wird (viertes Intervall, achtes Intervall usw.), während der erste und vierte Schalter ausgeschaltet sind. Folglich sind der erste und vierte Schalter 232, 238 der DC/DC-Stufe eingeschaltet, während der zweite und dritte Schalter 234, 236 der DC/DC-Stufe ausgeschaltet sind, und umgekehrt.
Eine Richtung des Stroms durch die Schaltung 200 und insbesondere durch den Transformator hindurch wird dadurch gesteuert, welcher Satz von Schaltern eingeschaltet ist, während die anderen ausgeschaltet sind.
In Übereinstimmung mit diesen Sequenzen ermöglichen die Schalterkomponenten der Vollbrückenstufe (206) eine Stromstrecke zwischen dem DC-Koppelkondensator 208 und Energie in der Leckinduktivität 240 des Transformators.
Wie vorstehend erwähnt wurde, wiederholt der PFC-Schalter 228 in dem zweiten Schaltzyklus 324 sein Betriebsmuster des ersten Schaltzyklus 322. Wenn der PFC-Schalter 228 eingeschaltet ist, während die Schalter der Vollbrücke ausgeschaltet sind, führt dies zu einer Verstärkung oder einer Verstärkungsstufe. Das Verstärken, das bei jedem Schaltzyklus stattfindet (zum Beispiel in dem ersten Zyklus 322, in dem zweiten Zyklus 324 usw.), resultiert aus dem Kurzschluss, der erzeugt wird, wenn der PFC-Schalter 228 eingeschaltet ist (geschlossene Position) und die Schalter der Vollbrücke während der Zeitspanne ausgeschaltet sind. Wenn der PFC-Schalter eingeschaltet ist, wird zwischen der Induktivität und der negativen Seite des DC-Busses ein Kurzschluss erzeugt.
IV. Fig. 4 – Diagramm der Steuerung für das Ladegerät der ersten Ausführungsform
4 veranschaulicht ein Blockdiagramm, das den Stromschaltplan, etwa den von 2, mit mehr Details bezüglich der Steuerungsmerkmale 210 zeigt. Die Steuerungsmerkmale 210 umfassen eine Steuerungsschaltung 400 und Funktionen derselben.
In 4 sind neue identifizierte Teile durch neue Bezugszeichen angezeigt und der Kürze halber sind Bezugszeichen für Teile, die mit 2 gemeinsam sind, unter Verwendung ihrer Bezugszeichen aus 2 bereitgestellt oder sie sind nicht bereitgestellt.
Allgemein erzeugt die Steuerungsschaltung 400 im Betrieb des Ladegeräts 200 impulsbreitenmodulierte (PWM) Steuerungssignale, die das eingeschaltet/ausgeschaltet-Zeitintervall der Schalter 228, 232, 234, 236 und 238 steuern.
Die Steuerungsschaltung 400 enthält einen PWM-Signalgenerator 402. Die Steuerungsschaltung 400 enthält außerdem einen Stromcontroller 404. Die Schaltung 400 enthält ferner eine Summenbildungskomponente 406 oder eine Kombinationsvorrichtung.
Und die Schaltung 400 enthält eine Multiplikationskomponente 408. In einigen Ausführungsformen enthält die Schaltung 400 ferner eine Verstärkungskomponente 410, zum Beispiel einen Verstärker, der eine gewünschte Verstärkung (G) bereitstellt.
Beliebige Teile der Steuerungsschaltung 400, die separat veranschaulicht oder beschrieben sind, können kombiniert werden. Zum Beispiel werden in einer Ausführungsform Funktionen des Stromcontrollers 404 und die Funktionen des PWM-Signalgenerators 402 in einer einzigen Komponente ausgeführt.
Für die Steuerungsfunktionen wird eine Repräsentation 412 der elektrischen Spannung nach dem Gleichrichter erfasst. Die Schaltung 400 enthält eine beliebige Ausstattung, die benötigt wird, um diese und die anderen beschriebenen Daten des elektrischen Stroms oder der Spannung zu erhalten, oder ist mit dieser verbunden. In einer Ausführungsform enthält die Schaltung 400 einen oder mehrere Sensoren oder Messgeräte (nicht im Detail gezeigt) oder ist mit diesen verbunden, etwa mit einem Voltmeter oder einem Stromsensor, die ausgestaltet und positioniert sind, um die verwendeten Repräsentationen bereitzustellen.
Die Repräsentation 412 der Gleichrichter-Ausgangsspannung wird mit der Verstärkungskomponente 410 multipliziert und als Eingang 414 an den Multiplizierer 408 weitergeleitet. Der Eingang 414 stellt die Form des Eingangsstroms auf der Grundlage der Vorlage in der Form |Sin(ωt)| sicher – d.h., der Absolutwert des Sinus von ω*t, wobei ω (Omega) eine Winkelfrequenz repräsentiert und t die Zeit ist, die bereitgestellt werden, indem die Gleichrichter-Ausgangsspannung |VAC(t)| gemessen wird. Ein Hauptziel dieses Aspekts der Steuerungsschleife 400 besteht darin, einen sinusförmigen Strom in Phase mit der Versorgungsspannung zu entnehmen. Die Methoden, um dies zu bewerkstelligen, sind nicht auf die beschriebene Weise begrenzt, welche diejenige des vorstehend beschriebenen Beispiels umfasst, – zum Beispiel eine Phasenregelschleife usw.
Der Multiplizierer 408 empfängt als zweiten Eingang außerdem einen vorbestimmten Referenzstromwert 416 (zum Beispiel einen voreingestellten Referenz-Spitzenstromwert oder i_ref). Der Wert 416 kann aus Spezifikationen eines Batterie-Zieleingangsstroms, etwa auf der Grundlage dessen, wie viel Ladestrom oder Ladespannung die Batterie zu dem Zeitpunkt benötigt, hergeleitet werden.
Die Batterie-Ausgangsspannung kann unter Verwendung einer anderen äußeren Spannungs-Steuerungsschleife geregelt werden, die diese Referenz 416 ergibt. Der Kürze halber wurde die äußere Spannungs-Steuerungsschleife nicht gezeigt. Der Wert 416 oder die Referenz der Batterieausgangsspannung kann zum Beispiel bei einem Fahrzeug-Batteriemanagementsystem ermittelt werden, oder er kann auf der Grundlage von Daten ermittelt werden, die von einem derartigen System empfangen werden. In einigen Implementierungen umfassen Variable zum Ermitteln dieser Werte Faktoren mit Bezug auf Batteriebedürfnisse, etwa auf ein Batterieladeniveau und auf einen anwendbaren Modus zur Batteriesteuerung, etwa einen Spannungssteuerungsmodus oder einen Stromsteuerungsmodus.
Unter Verwendung der zwei Eingänge 414, 416 erzeugt der Multiplizierer 408 eine Repräsentation der Form und Amplitude des Induktivitäten-Referenzstroms 418 (oder i_L*(t)). Insbesondere weist der Induktivitäten-Referenzstrom 418 (i_L*(t)) in einer Ausführungsform eine Vollwellengleichrichterform auf und er wird unter Verwendung eines Absolutwerts einer gemessenen Gleichrichter-Ausgangsspannung |V_AC(t)| 414 und des Spitzenstrom-Referenzwerts 416 erhalten.
Die Summenbildungskomponente 406 kombiniert den Induktivitäten-Referenzstrom 418 (i_L*(t)) und ein gemessenes Signal 420 (oder i_L(meas)(t)) der Induktivitätenstrom-Rückkopplung, das so erfasst ist, dass es einen negativen (–) Wert für die Summenbildung für die Stromschleife aufweist, wie in 4 gezeigt ist. Die resultierende Summe repräsentiert eine Differenz 422, falls vorhanden, zwischen dem Referenzstrom 418 und dem gemessenen Induktivitätenstrom 420 (i_L(meas)(t)). Die Differenz oder genauer der Fehlereingang 422 von der Summenbildungskomponente 406 wird als Eingang für den Stromcontroller 404 bereitgestellt.
Der Stromcontroller 404 erzeugt auf der Grundlage der Differenz 422 von dem Summierer 406 das vorstehend erwähnte Tastverhältnis 424 (oder D oder D(t)). Der Stromcontroller 404 liefert das Tastverhältnis (D(t)) 424 an den Impulsbreitenmodulations-Signalgenerator (PWM-Signalgenerator) 402. Das Tastverhältnis kann einen beliebigen einer Vielfalt von Werten aufweisen, ohne von dem Umfang der vorliegenden Technologie abzuweichen.
Unter Verwendung des Tastverhältnisses (D(t)) 424 erzeugt der PWM-Generator 402 PWM-Steuerungssignale zur Verwendung beim Steuern des eingeschaltet/ausgeschaltet-Zeitintervalls der Schalter 228, 232, 234, 236 und 238. Der Generator 402 enthält eine Logik zum Erzeugen dieser Steuerungssignale, die mit Bezug auf das Tastverhältnis (D(t)), das von dem Stromcontroller 404 empfangen wird, geeignet sind.
In verschiedenen Ausführungsformen nimmt der Generator 402 beliebige einer Vielfalt von Formen an, etwa die Form eines digitalen Signalprozessors (DSP), eines Mikrocontrollers oder eines im Feld programmierbaren Gatearrays (FPGA) usw. In einigen Ausführungsformen enthält/enthalten der Stromcontroller 404 und/oder der Generator 402 eine computerlesbare Speichervorrichtung, etwa einen Standardspeicher, in dem ein von einem Computer ausführbarer Code oder Anweisungen gespeichert sind, die ausgestaltet sind, um zu veranlassen, dass ein Rechenprozessor die Operationen ausführt, die hier in Verbindung mit den Komponenten 402, 404 beschrieben sind.
Durch die Verwendung des gemessenen Induktivitätenstroms 420 (i_L(meas)(t)) als Rückkopplungssignal und durch das Erzeugen geeigneter Signale für die Schalter 228, 232, 234, 236 und 238 durch den PWMG 402 steuert die Steuerungsschleife die Form und den Wert des Induktivitätenstroms (oder i_L(meas)(t)), um eine gewünschte Leistungsfaktorkorrektur zu erreichen.
Und auf diese Weise wird die PFC-Leistungsschaltung 224 gesteuert, um einen sinusförmigen Strom in Phase mit dem Versorgungsnetz oder mit einer Quelleneingangsspannung (V_in oder VAC(t)) zu entnehmen.
Wie erwähnt, wird eine Regelung der DC-Koppelspannung nicht benötigt, zumindest weil ein reiner DC-Ausgang nicht mehr benötigt wird. Stattdessen wird die Leistung der Quellen-Eingangsrestwelligkeit, die in einigen Fällen eine Restwelligkeit bei etwa dem Doppelten der Netzfrequenz aufweist und die nicht an ein DC-Zwischenglied (zum Beispiel den DC-Bus-Elektrolytkondensator 118 von 1) übertragen wird, zu der Ausgangs-Batterielast geleitet.
Auf diese Weise weist die Ausgangsleistung keine reine DC-Form auf und ist stattdessen ein Gleichstrom mit einem darauf überlagerten wechselstromförmigen Strom – zum Beispiel ein gleichstromförmiger Strom mit einer großen Restwelligkeit, zum Beispiel einer Restwelligkeit bei etwa dem Doppelten der Netzfrequenz. Obwohl hier oft eine Spannung erwähnt wird, die eine Restwelligkeit bei etwa dem Doppelten der Leistungsfrequenz aufweist, können andere Niveaus der Restwelligkeit verwendet werden, etwa Niveaus unter oder auch über etwa dem Doppelten der Netzfrequenz.
Wie vorstehend erwähnt wurde und im Gegensatz zu der herkömmlichen Auffassung wurde gegenwärtig herausgefunden, dass das Leiten eines Restwelligkeitsstroms – d.h., eines Gleichstroms mit einem darauf überlagerten Wechselstrom – an moderne Batterien (zum Beispiel Lithium-Ionen-Batterien) die Ladeoperation nicht behindert oder die Batterieleistung verschlechtert. Stattdessen erhöht dies den Wirkungsgrad der Lade- und Entladeoperationen und es verbessert die Batterieleistung aufgrund der niedrigeren effektiven Impedanz, die von der Batterie bei derartigen Ladeströmen geboten wird.
V. Fig. 5 – Grafische Darstellung eines Leistungsfaktors von eins für die erste Ausführungsform
5 veranschaulicht eine erste grafische Darstellung 500, die Daten zeigt, die mit einem beispielhaften Betrieb des isolierten unidirektionalen Ladegeräts von 2 verbunden sind, wobei die Daten einen Betrieb mit einem Leistungsfaktor von eins repräsentieren.
Eine Y-Achse der grafischen Darstellung 500 weist Inkremente zwischen vierhundert negativ und vierhundert auf. Wie nachstehend weiter beschrieben wird, entsprechen die Inkremente mit Bezug auf eine erste Datenlinie Werten der Leitungsspannung (Volt). Mit Bezug auf eine zweite Datenlinie entsprechen die Inkremente Werten des Stroms (Ampere). Die X-Achse zeigt die Zeit an.
Bedingungen für den beispielhaften Betrieb umfassen:

• eine Topologie mit einem isolierten unidirektionalen Ladegerät wie vorstehend beschrieben;
• eine Quellen-Eingangsspannung mit einem quadratischen Mittelwert (RMS) von 240 V (zum Beispiel Objekt 212 oder VAC(t) oder V_AC(t));
• eine Ladegerät-Ausgangsspannung von 420 V; und
• eine durchschnittliche Ausgangsleistung (P_O(avg)) von 3,3 kW.

Die erste Linie 502 in der grafischen Darstellung repräsentiert die Wechselspannung, die von dem Ladegerät 202 als Funktion der Zeit empfangen wird, oder die Eingangsspannung (V_in). Die zweite Linie 504 repräsentiert den elektrischen Strom, der an das Ladegerät 202 über die Zeit geliefert wird, oder den Eingangsstrom (I_in). Die durch die erste Linie 502 repräsentierte Eingangsspannung ist wie gezeigt sinusförmig und bildet in Übereinstimmung mit den Inkrementen auf der Y-Achse eine Spitze bei etwa +/–340 V. Der durch die erste Linie 504 repräsentierte Eingangsstrom ist ebenfalls sinusförmig und bildet in Übereinstimmung mit den Inkrementen auf der Y-Achse eine Spitze bei etwa +/–20A.
Wie in 5 ferner gezeigt ist, sind die Eingangsspannung und der Eingangsstrom passend in Phase zueinander – d.h., ein Phasenwinkel von Null. Dies wird durch die Leistungsfaktorkorrekturschaltung (PFC-Schaltung, beispielsweise Bezugszeichen 224) ermöglicht, welche den Eingangsstrom in Phase oder nahezu in Phase hält, wodurch eine Stromverzerrung auf ein Minimum begrenzt wird sowie die Anforderungen der Versorgungsunternehmen und Stromoberwellenstandards bei Bedarf erfüllt werden.
VI. Fig. 6 – Ausgangsstrom des Ladegeräts
6 veranschaulicht eine zweite grafische Darstellung 600, die Daten zeigt, die mit einem Betrieb des isolierten unidirektionalen Ladegeräts von 2 verbunden sind.
In der grafischen Darstellung 600 repräsentiert eine Datenlinie 602 einen Ladegerät-Ausgangsstrom (Y-Achse), der in Ampere (A) als Funktion der Zeit (X-Achse) gemessen wird. Der Gleichstromausgang an die Batterie weist bei diesem beispielhaften Betrieb eine relativ große Restwelligkeit bei 120 Hz auf.
Für dieses Beispiel gelten die gleichen Bedingungen:

• eine Topologie mit einem isolierten unidirektionalen Ladegerät wie vorstehend beschrieben;
• eine Quellen-Eingangsspannung mit einem quadratischen Mittelwert (RMS) von 240 V;
• eine Ladegerät-Ausgangsgleichspannung von 420 V; und
• eine durchschnittliche Ausgangsleistung (P_O(avg)) von 3,3 kW.

Die grafische Darstellung 600 zeigt, dass der vorstehend beschriebene vorliegende Betrieb (der umfasst, dass die Spannung der Leistungsquelle mit einer Restwelligkeit von bis zu etwa dem Doppelten der herkömmlichen Netzfrequenz an die Ausgangsbatterie statt durch ein DC-Zwischenglied hindurch geleitet wird) ermöglicht, dass an die Batterie Spitzenströme 604, 606 geliefert werden, die viel höher (zum Beispiel das Doppelte) als ein Strom sind, der in Modi mit reiner Gleichstromladung geliefert wird.
VII. Fig. 7 – Ausgangsspannung des Ladegeräts
7 veranschaulicht eine dritte grafische Darstellung 700, die Daten zeigt, die mit dem Betrieb des isolierten unidirektionalen Ladegeräts von 2 verbunden sind.
In der grafischen Darstellung 700 repräsentiert eine Datenleitung 702 eine Ausgangsspannung des Ladegeräts (Y-Achse), die in Volt (V) als Funktion der Zeit (X-Achse) gemessen wird. Wie erwähnt weist in dem Beispiel der elektrische Ausgang für den Batteriebetrieb eine relativ große Restwelligkeit bei 120 Hz auf.
Für dieses Beispiel gelten die gleichen Bedingungen:

• eine Topologie mit einem isolierten unidirektionalen Ladegerät wie vorstehend beschrieben;
• eine Eingangsspannung (oder Objekt 212 oder VAC oder V_AC) mit 240 V;
• eine Ladegerät-Ausgangsspannung von 420 V; und
• eine durchschnittliche Ausgangsleistung (P_O(avg)) von 3,3 kW.

Die grafische Darstellung 700 zeigt, dass die Ausgangsspannung eine sehr kleine Restwelligkeit bei etwa dem Doppelten der Netzfrequenz aufweist, sodass Anforderungen an die Spannungsrestwelligkeit für die Batterie nicht überschritten werden.
VIII. Fig. 8 – Leistungsschaltung in Übereinstimmung mit einer zweiten Ausführungsform
8 veranschaulicht auf schematische Weise eine zweite verbesserte Leistungsschaltung 800, die die Topologie eines weiteren isolierten unidirektionalen Ladegeräts 802 in Übereinstimmung mit einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung zeigt.
Wie in der vorherigen Ausführungsform (2) enthält die Schaltung 800 dieser Ausführungsform zwei primäre Stufen, eine erste Wechselstrom/Gleichstrom-Stufe (AC/DC-Stufe) 804 und eine Gleichstrom/Gleichstrom-Stufe 806, die durch einen Hochfrequenz-Kondensator (HF-Kondensator) 808 getrennt sind und durch einen Controller 810 gesteuert werden.
Wie in der ersten Ausführungsform empfängt der Controller 810 hier verschiedene Eingänge, die nachstehend in Verbindung mit der Steuerungsschaltung 900 von 9 weiter beschrieben werden, und er steuert den Betrieb der Schalter des Ladegeräts 802.
Und wie in der vorherigen Ausführungsform (2) ist die Schaltung 800 ausgestaltet, um eine Netz-Wechselspannung (AC-Spannung) über einen Eingangsanschluss 812 zu empfangen. Die Spannung 812 wird wiederum von einer Eingangs-Wechselspannungsquelle (nicht im Detail gezeigt) bereitgestellt. Die Quelle ist eine beliebige geeignete Wechselspannungsquelle, wie etwa in einem Haus oder an einer Tankstelle, und sie kann einen Wechselspannungsgenerator umfassen. In einigen Implementierungen umfasst die Quelle ein intelligentes Energienetz oder Stromnetz oder ist ein Teil davon. Und obwohl die Eingangsspannung hier als Stromnetzspannung bezeichnet werden kann, umfassen andere Quellen wie erwähnt Generatoren oder eine beliebige Quelle mit ausreichenden Niveaus einer Wechselspannung.
Die erste Stufe, die AC/DC-Stufe 804 dieser Ausführungsform enthält eine brückenlose Verstärkungsgleichrichter-Teilschaltung 814 oder einfach einen Gleichrichter. Im Betrieb führt der Gleichrichter 814 eine Gleichrichtung der Eingangs-Wechselspannung 812 unter Verwendung einer Leistungsfaktorkorrektur (PF-Korrektur) aus.
Das Ladegerät 802 enthält außerdem am Eingang für den brückenlosen Verstärkungsgleichrichter 814 eine Wechselstrominduktivität (AC-Induktivität) 815 (oder L_AC).
Obwohl der Gleichrichter 814 andere Konfigurationen enthalten kann, enthält der Gleichrichter 814 in der gezeigten Implementierung zwei Dioden 816, 818 und zwei Schalter 820, 822.
Wie auch erwähnt wurde, enthält das Ladegerät 802 einen Hochfrequenz-Kondensator (HF-Kondensator) 808, zum Beispiel einen HF-DC-Koppelkondensator, der die AC/DC-Stufe 804 und die DC/DC-Stufe 806 miteinander verbindet. Im Betrieb des Ladegeräts 802 kann Energie aus einer Leckinduktivität einer Primärwicklung resultieren. Der HF-DC-Koppelkondensator 808 stellt eine Freilaufstrecke für einen Strom bereit, der mit dieser Energie verbunden ist.
Die zweite Stufe, die DC/DC-Stufe 806 des Ladegeräts 802 dieser Ausführungsform enthält auch mehrere Schalter. Obwohl die Stufe 806 andere Anordnungen und Anzahlen von Schaltern enthalten kann, umfasst die Stufe in der veranschaulichten Ausführungsform vier Schalter 824, 826, 828 und 830.
Die DC/DC-Stufe 806 dieser Ausführungsform bildet wie diejenige der ersten Ausführungsform von 2 einen Vollbrücken-DC/DC-Wandler. Und bei dieser Ausführungsform enthält die Stufe 806 einen Hochfrequenztransformator 834 in Verbindung mit dieser Funktion. Im Betrieb stellt der HF-Transformator 834 wie derjenige der ersten Ausführungsform eine elektrische Isolierung für die Stufe 806 bereit und er kann daher als Isoliertransformator bezeichnet werden.
Außerdem ist gezeigt, dass die DC/DC-Stufe 806 eine Induktivität 832 enthält. Die Induktivität 832 ist die Transformator-Leckinduktivität bezüglich der Primärseite.
Der Transformator 834 kann wie jeder hier offenbarte Transformator so aufgefasst werden, dass er mit einem beliebigen geeigneten Verhältnis arbeitet, um gewünschte Ziele zu erreichen, welche diejenigen umfassen, die hier beschrieben sind. Das Verhältnis kann allgemein so bezeichnet werden, dass es 1:N ist, wobei N eine beliebige positive von Null verschiedene Zahl umfasst.
Die DC/DC-Stufe 806 enthält außerdem wie die Stufe 206 der ersten Ausführungsform einen Gleichrichter 836, der mit einer Ausgangsseite des Isoliertransformators 834 gekoppelt ist. Obwohl der Gleichrichter 836 andere Anordnungen umfassen kann, zum Beispiel andere Anzahlen von Dioden, enthält die Gruppe in der Implementierung von 8 wie gezeigt vier Dioden 838, 840, 842 und 844.
Im Anschluss an die DC/DC-Stufe 806 enthalten Ausführungsformen des Ladegeräts 202 außerdem einen weiteren Kondensator 846, der zur Hochfrequenzfilterung (HF-Filterung) dient, und einen Widerstand 848, der den effektiven Innenwiderstand einer Batterie repräsentiert und der wie in 8 gezeigt positioniert ist. Das Ladegerät 802 enthält einen Ausgangsanschluss 850, durch den Spannung an die aufzuladende Batterie geliefert wird – die Batterie ist nicht im Detail gezeigt und stattdessen näherungsweise durch eine Gleichspannungsquelle 850 und einen Innenwiderstand 848 repräsentiert.
Im Betrieb steuert der Controller 810, wie in 8 schematisch dargestellt ist, das Öffnen und Schließen der Schalter 820, 822 der brückenlosen PFC-Schaltung 814 der AC/DC-Stufe 804 und der Vollbrückenschalter 824, 826, 828 und 830 der DC/DC-Stufe 806.
IX. Fig. 9 und Fig. 10 – zyklische Zeitablaufdiagramme für die zweite Ausführungsform
9 veranschaulicht ein beispielhaftes zyklisches Zeitablaufdiagramm mit positiver Wechselspannung zum Steuern der Schalter in der Topologie mit dem isolierten unidirektionalen Ladegerät von 8. 10 veranschaulicht ein beispielhaftes zyklisches Zeitablaufdiagramm mit negativer Wechselspannung zum Steuern der Schalter in der Topologie mit dem isolierten unidirektionalen Ladegerät von 8.
Sowohl das negative als auch das positive zyklische Zeitablaufdiagramm sind so veranschaulicht, dass sie den Unterschied bei Schaltoperationen berücksichtigen, sowohl wenn die Eingangswechselspannung 812 positiv ist als auch wenn die Eingangswechselspannung 812 negativ ist.
Insbesondere zeigen die Figuren mit Bezug auf den negativen und positiven Wechselspannungszyklus Schaltsequenzen für die Schalter 820, 822 der ersten Stufe und für die Schalter 824, 826, 828 und 830 der zweiten Stufe von 8.
Jedes der Diagramme 900, 1000 enthält mehrere Teildarstellungen, die jeweils einem der Schalter der Schaltung 802 von 8 entsprechen.
Insbesondere zeigen in 9 die Teildarstellungen 901, 902, 903, 904, 905 und 906 von oben nach unten jeweils Schaltsequenzen (eingeschaltet/ausgeschaltet oder geschlossen/geöffnet) für die sechs Schalter von 8: für den ersten bis vierten Schalter 824, 826, 828 und 830 der DC/DC-Stufe 806 und für die zwei Schalter 820, 822 der AC/DC-Stufe 804.
Für 10 zeigen die Teildarstellungen 1001, 1002, 1003, 1004, 1005 und 1006 von oben nach unten jeweils Schaltsequenzen (eingeschaltet/ausgeschaltet oder geschlossen/geöffnet) für die gleichen Schalter (für den ersten bis vierten Schalter 824, 826, 828 und 830 der DC/DC-Stufe 806 und für die zwei Schalter 820, 822 der AC/DC-Stufe 804).
Jede Teildarstellung enthält eine X-Achse, die den Zeitablauf und darin Zeitspannen repräsentiert, die nachstehend weiter beschrieben werden. Jede Teildarstellung enthält außerdem eine Y-Achse, die 0, 0,5 und 1,0 zeigt, was dem entspricht, ob der zugehörige Schalter während der Zeitspannen ausgeschaltet (Null, 0) oder eingeschaltet (1,0) ist.
Andere Aspekte der grafischen Darstellungen, zum Beispiel Referenzzeitpunkte, Zeitspannen, Zyklen, Teilzyklen und Intervalle können wie zuvor für 3 bezeichnet sein, wobei alle Veränderungen hier explizit erwähnt oder in 9 und 10 gezeigt sind (zum Beispiel die Größe der Zeitintervalle), sodass sie hier nicht erneut im Detail beschrieben sind.
Mit weiterer Bezugnahme auf die Figuren wird während der positiven Zyklen (9) der zweite Schalter 822 der AC/DC-Stufe ausgeschaltet und der erste Schalter 820 der AC/DC-Stufe wird moduliert. Während negativer Zyklen (10) wird der erste Schalter 820 ausgeschaltet gehalten, während der zweite Schalter 822 moduliert wird.
Nun wird auf das erste Zeitintervall 926 des ersten Schalt-Teilzyklus 922 für die positive Eingangsspannung (9) Bezug genommen. Wie gezeigt wird beim Startzeitpunkt 910 (t₀) der erste Schalter 820 der AC/DC-Stufe eingeschaltet (geschlossen) und er bleibt bis zu dem Ende des Intervalls 926 (d.h., bis zu dem ersten Zeitpunkt 911 (t₁)) eingeschaltet.
Wie bei dem ersten Intervall 326 der ersten Ausführungsform weist das erste Zeitintervall 926, 1026 der positiven und negativen Zyklen von 9 und 10 Zeitspannen auf, die gleich einem vorab erzeugten Tastverhältnis D(t)·T(s) sind. Wieder ist hier das Tastverhältnis D(t) ein impulsbreitenmoduliertes variables Tastverhältnis, das von einer Steuerungsschaltung (zum Beispiel von einem PWM-Generator) erzeugt wird, die nachstehend in Verbindung mit 11 weiter beschrieben wird.
Und die geradzahligen Intervalle 928, 1028, 932, 1032 weisen wie die geradzahligen Intervalle 328, 332 der ersten Ausführungsform ein Tastverhältnis mit einer Zeitspanne von (1 – D(t))·T(s) auf.
Mit weiterer Bezugnahme auf die positiven Zyklen von 9 wird bei dem Start-Referenzzeitpunkt 910 (oder t₀) der erste Schalter 820 der AC/DC-Stufe eingeschaltet (geschlossen) oder er bleibt für dieses erste Zeitintervall 926 eingeschaltet. Diese Einschaltaktion (Schließaktion) ermöglicht den Verstärkungsbetrieb und speichert Energie in der Stromumformungs-Verstärkungsinduktivität 815.
Wie weiter in 9 gezeigt ist, sind die vier Schalter 824, 826, 828 und 830 der DC/DC-Stufe, die jeweils den Teildarstellungen 901, 902, 903 und 904 entsprechen, während des ersten Intervalls 926 des positiven Zyklus ausgeschaltet (geöffnet).
In Übereinstimmung mit diesen Sequenzen ermöglichen die Schalterkomponenten der Vollbrückenstufe (806) (zum Beispiel MOSFETs mit antiparallelen Dioden über den Schaltern) eine Stromstrecke zwischen dem DC-Koppelkondensator 808 und Energie in der Transformator-Leckinduktivität 832.
In Übereinstimmung mit den veranschaulichten Sequenzen von 9 weist jeder Schaltzyklus für die Verstärkungsstufe eine Kurzschlussoperation auf, wenn der erste Schalter 820 der AC/DC-Stufe während des positiven Halbzyklus für Zeitintervalle eingeschaltet wird, die gleich D(t)·T(s) sind – d.h., zwischen den Zeitpunkten t₀ und t₁ des ersten Zyklus 922 und den Zeitpunkten t₂ und t₃ des zweiten Zyklus 924, wie in 9 gezeigt ist.
In dem zweiten Intervall 928 (t₁–t₂) werden der erste und vierte Schalter 824, 830 der DC/DC-Stufe in abwechselnden Schaltzyklen mit dem zweiten und dritten Schalter 826, 828 der DC/DC-Stufe eingeschaltet. Dies bedeutet, dass dann, wenn in dem ersten Schaltzyklus 922 bei dem ersten Zeitpunkt 911 (t₁) der erste und vierte Schalter 824, 830 eingeschaltet sind, in dem nächsten Schaltzyklus 924 bei dem dritten Zeitpunkt 913 (t₃) die anderen beiden Schalter 826, 828 der zweiten Stufe eingeschaltet sind, wie in 9 gezeigt ist.
Eine Richtung des Stroms durch die Schaltung 200 und insbesondere durch den Transformator hindurch wird wie in der ersten Ausführungsform dadurch gesteuert, welcher Satz von Schaltern eingeschaltet ist, während die anderen ausgeschaltet sind.
Mit weiterer Bezugnahme auf den negativen Zyklus (10) beginnt eine gesamte Sequenz 1020 bei dem Startzeitpunkt 1010 (oder t₀) und endet bei dem vierten Zeitpunkt 1014 (t₄). Wie vorstehend erwähnt wurde, wird der zweite Schalter 822 der AC/DC-Stufe bei dem Startzeitpunkt t₀ für eine Zeitspanne eingeschaltet (geschlossen), die gleich dem vorab erzeugten Tastverhältnis D(t)·T(s) ist. Wie vorstehend erwähnt wurde, ist D(t) ein impulsbreitenmoduliertes variables Tastverhältnis, das durch die Steuerungsschaltung, die in 11 gezeigt ist, erzeugt wird. Wieder ermöglicht diese Schalterschließaktion die Verstärkungsoperation und speichert Energie in der Stromumformungs-Verstärkungsinduktivität 815.
Während des ersten Intervalls 1026 sind die vier Schalter 824, 826, 828 und 830 der zweiten Stufe, die den Teildarstellungen 1001, 1002, 1003 und 1004 entsprechen, ausgeschaltet (geöffneter Zustand).
In Übereinstimmung mit diesen Sequenzen ermöglichen die Schalterkomponenten der Vollbrückenstufe (806) eine Freilauf-Stromstrecke zwischen dem DC-Koppelkondensator 808 und Energie in der Leckinduktivität 832 des Transformators.
In Übereinstimmung mit den veranschaulichten Sequenzen von 10 weist jeder Schaltzyklus eine Kurzschlussoperation für eine Verstärkungsstufe mit einem Tastverhältnis von D(t)·T(s)auf, wenn der erste Schalter 822 der AC/DC-Stufe während des positiven Halbzyklus für die ungeradzahligen Zeitintervalle (zum Beispiel 1026, 1030) eingeschaltet ist.
Bei Betrachtung ferner des negativen Halbzyklus (10) und analog zu dem Betrieb des positiven Halbzyklus (9) werden in den geradzahligen Intervallen (d.h., das zweite Intervall 1038, das vierte Intervall 1042 usw.) der erste und vierte Schalter 824, 830 der DC/DC-Stufe in abwechselnden Schaltzyklen mit dem zweiten und dritten Schalter 826, 828 der DC/DC-Stufe eingeschaltet. Wie in den ersten zwei Ausführungsformen steuert das Merkmal, welcher Satz von Schaltern eingeschaltet ist, während die anderen ausgeschaltet sind, eine Richtung des Stroms durch die Schaltung 800 und insbesondere durch den Transformator hindurch. Das Schalten kann so aufgefasst werden, dass es einen Wechselstrom simuliert, ein Format, für dessen Handhabung der Transformator ausgestaltet ist.
X. Fig. 11 – Steuerungsdiagramm für das Ladegerät der zweiten Ausführungsform
11 veranschaulicht ein beispielhaftes Steuerungsdiagramm zur Verwendung beim Steuern des isolierten unidirektionalen Ladegeräts 802 von 8.
Das Steuerungsdiagramm und zugehörige Funktionen, die in 11 veranschaulicht sind, sind in gewisser Weise die gleichen wie diejenigen, die vorstehend in Verbindung mit 4 beschrieben wurden. Einige der Merkmale, die sie gemeinsam aufweisen, und einige Unterschiede werden hier nachstehend beschrieben. Der Kürze halber werden alle Merkmale, die den zwei Ausführungsformen gemeinsam sind, nicht beschrieben, und sie werden so aufgefasst, dass sie hier durch Bezugnahme offenbart sind.
Wie bei der Ausführungsform von 4 ist die Steuerungsschaltung 1100 von 11 angeordnet, um einen Referenzstrom und ein Tastverhältnis beim Erzeugen von impulsbreitenmodulierten (PWM) Steuerungssignalen zu erzeugen und zu verarbeiten. Die Signale werden an die Schalter des Ladegeräts weitergeleitet, um deren eingeschaltet/ausgeschaltet-Zeitablauf zu steuern.
Wie bei der ersten Ausführungsform enthält die Steuerungs-Teilschaltung 1100 dieser zweiten Ausführungsform, die dem Steuerungsmerkmal 810 entspricht, einen impulsbreitenmodulierten (PWM) Signalgenerator 1102 und einen Stromcontroller 1104. Die Schaltung 1100 enthält ferner auf analoge Weise eine Summierungskomponente 1106 oder eine Kombinationsvorrichtung, eine Multipliziererkomponente 1108 und eine Verstärkungskomponente 1110, zum Beispiel einen Verstärker, welche eine gewünschte Verstärkung (G) bereitstellt. Beliebige der Teile der Steuerungsschaltung 1100, die separat veranschaulicht oder beschrieben sind, können kombiniert werden.
Ebenfalls analog zu der Steuerungs-Teilschaltung von 4, enthält die vorliegende Steuerungs-Teilschaltung 1100 für ihre Steuerungsfunktionen eine beliebige Ausstattung oder ist mit dieser verbunden, welche benötigt wird, um diese und die anderen beschriebenen Daten des elektrischen Stroms oder der Spannung zu beschaffen, etwa einen oder mehrere Sensoren oder Messgeräte (die nicht im Detail gezeigt sind), etwa einen Spannungs- oder Stromsensor, der ausgestaltet und positioniert ist, um die verwendeten Darstellungen bereitzustellen.
Und wie die Steuerungs-Teilschaltung von 4 beschafft die vorliegende Steuerungs-Teilschaltung 1100 eine Eingangs-Wechselspannung und verwendet diese, um eine |sin(ωt)|-Vorlage bzw. ein Rückkopplungssignal des elektrischen Eingangs-Wechselstroms bereitzustellen. Die Spannungs- und Stromdaten sind durch Kommunikationsleitungen 1112, 1120 angezeigt.
Anders als bei der Steuerungs-Teilschaltung von 4 sind in der Ausführungsform von 11 jedoch die Daten 1112, 1120 der Spannung und des Induktivitätenstroms, da die Verstärkungsinduktivität 815 dem Gleichrichter 814 vorangeht, wie in 8 und 11 gezeigt ist, beide Darstellungen vor dem Gleichrichter. Obwohl auch andere Anordnungen zum Umformen des Eingangsstroms verwendet werden können, wird hier die Wechselspannung verarbeitet, um die |sin(ωt)|-Form zum Nachfolgen für den Induktivitätenstrom zu liefern, statt die gleichgerichtete Spannung wie in der vorherigen Ausführungsform (zum Beispiel 4) zu verwenden, da auch die Informationen zum positiven und negativen Wechselstrom-Zyklus benötigt werden.
Wie in dem ersten Fall werden die Spannungsdaten 1112 durch die Komponente 1110 verarbeitet (zum Beispiel multipliziert), um die |sin(ωt)|-Form zu erzeugen – d.h., den Absolutwert des Sinus von ω*t, wobei ω (Omega) die Winkelfrequenz repräsentiert und t die Zeit ist. Das Ergebnis wird als Eingang 1114 an den Multiplizierer 1108 weitergeleitet.
Der Multiplizierer 1108 empfängt als zweiten Eingang außerdem einen vorbestimmten Referenz-Stromwert 1116 (zum Beispiel einen voreingestellten Referenz-Spitzenstromwert oder i_ref). Der Wert einschließlich einer Herleitung desselben ist vorstehend in Verbindung mit dem Wert 416 der ersten Ausführungsform beschrieben. Wie erwähnt, wird die Ausgangs-Batteriespannung geregelt, indem eine weitere äußere Spannungssteuerungsschleife verwendet wird, die diesen Referenzwert 1116 liefert, und die äußere Spannungssteuerungsschleife wurde der Kürze halber nicht explizit gezeigt.
Unter Verwendung der zwei Eingänge 1114, 1116 erzeugt der Multiplizierer 1108 eine Repräsentation der Form und Amplitude des Referenz-Induktivitätenstroms 1118 (oder i_L*(t)). Insbesondere weist der Referenz-Induktivitätenstrom 1118 (i_L*(t)) eine Vollwellengleichrichterform auf und er wird unter Verwendung des Wertes 1114 und des vorab gewählten Referenz-Spitzenstromwerts 1116 erhalten.
Die Summenbildungskomponente 1106 kombiniert den Referenz-Induktivitätenstrom 1118 (i_L*(t)) und ein Rückkopplungssignal 1120 des gemessenen Induktivitätenstroms (oder i_L(meas)), der einen negativen Wert (–) für die Summenbildung aufweist. Die resultierende Summe repräsentiert eine Differenz 1122, falls vorhanden, zwischen dem Referenzstrom 1116 (i_ref) und dem gemessenen Induktivitätenstrom 1120 (i_L(meas)).
Auf der Grundlage der Differenz 1122 erzeugt der Stromcontroller 1104 das vorstehend erwähnte Tastverhältnis 1124 (D(t)). Der Stromcontroller 1104 kann wie vorstehend beschrieben auf eine beliebige geeignete Weise ausgestaltet sein, um die hier beschriebenen Operationen durchzuführen.
Unter Verwendung des Tastverhältnisses (D(t)) 1124 erzeugt der PWM-Generator 1102 impulsbreitenmodulierte Steuerungssignale, die das eingeschaltet/ausgeschaltet-Zeitintervall der Schalter 820, 822 der AC/DC-Stufe und der Schalter 824, 826, 828 und 830 der DC/DC-Stufe steuern. Der Generator 1102 kann wie vorstehend beschrieben auf eine beliebige geeignete Weise ausgestaltet sein.
Wie bei der ersten Ausführungsform wird in dieser zweiten Ausführungsform eine Regelung der Koppel-Gleichspannung nicht benötigt, zumindest deshalb, weil ein reiner Gleichspannungsausgang nicht mehr benötigt wird. Stattdessen wird die Spannungsquelle 812, die in einigen Fällen eine Restwelligkeit bei etwa dem Doppelten der Netzfrequenz aufweist und nicht zu einem DC-Zwischenglied übertragen wird (zum Beispiel zu dem DC-Bus-Elektrolytkondensator 118 von 1), an die Ausgangsbatterielast (nicht im Detail gezeigt) geleitet. Auf diese Weise weist die Ausgangsleistung keine reine DC-Form auf und ist stattdessen ein Gleichstrom mit einem darauf überlagerten wechselstromförmigen Strom – d.h., ein Strom in Gleichstromform mit einer großen Restwelligkeit, zum Beispiel einer Restwelligkeit bei etwa dem Doppelten der Netzfrequenz.
Wie bei den anderen Ausführungsformen behindert das Liefern von Restwelligkeits-Stromfrequenzen – das heißt, ein Gleichstrom mit einem darauf überlagerten Wechselstrom – an moderne Batterien (zum Beispiel Lithium-Ionen-Batterien) im Gegensatz zu der herkömmlichen Auffassung die Ladeoperation nicht oder verschlechtert die Batterieleistung nicht und verbessert stattdessen den Wirkungsgrad des Ladens im Vergleich mit herkömmlichen Systemen.
XI. Fig. 12 – grafische Darstellung mit einem Leistungsfaktor von eins für die zweite Ausführungsform
12 veranschaulicht eine erste grafische Darstellung 1200, die Daten zeigt, die mit einem beispielhaften Betrieb des isolierten unidirektionalen Ladegeräts von 8 verbunden sind, wobei die Daten einen Betrieb bei einem Leistungsfaktor von eins repräsentieren.
Die grafische Darstellung 1200 dieser Ausführungsform veranschaulicht Ergebnisse, die denjenigen ähneln, die vorstehend in Verbindung mit der ähnlichen grafischen Darstellung 500 für die erste Ausführungsform beschrieben sind, und wird nicht weiter beschrieben.
XII. Fig. 13 – Ausgangsstrom des zweiten Ladegeräts
13 veranschaulicht eine zweite grafische Darstellung, die Daten zeigt, die mit dem Betrieb des isolierten unidirektionalen Ladegeräts der zweiten Ausführungsform von 8 verbunden sind.
Die grafische Darstellung 1300 dieser Ausführungsform veranschaulicht Ergebnisse, die denjenigen ähneln, die vorstehend in Verbindung mit der ähnlichen grafischen Darstellung 600 für die erste Ausführungsform beschrieben sind, und wird nicht weiter beschrieben.
XIII. Fig. 14 – Ausgangsspannung des zweiten Ladegeräts
14 veranschaulicht eine dritte grafische Darstellung, die Daten zeigt, die mit dem Betrieb des isolierten unidirektionalen Ladegeräts von 8 verbunden sind.
Die grafische Darstellung 1400 dieser Ausführungsform veranschaulicht Ergebnisse, die denjenigen ähneln, die vorstehend in Verbindung mit der ähnlichen grafischen Darstellung 700 für die erste Ausführungsform beschrieben sind, und wird nicht weiter beschrieben.
XIV. Fig. 15 – Leistungsschaltung in Übereinstimmung mit einer dritten Ausführungsform
15 veranschaulicht einen Schaltplan einer dritten verbesserten Leistungsschaltung 1500 als ideale Darstellung, der eine Topologie eines isolierten unidirektionalen Ladegeräts 1502 in Übereinstimmung mit einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung zeigt.
Die Schaltung 1500 dieser dritten Ausführungsform ist mit Ausnahme von wenigen Unterschieden wie die erste Ausführungsform 200. Ein hauptsächlicher Unterschied besteht darin, dass die vorliegende Schaltung 1500 keine separate Leistungsfaktorkorrektur-Teilschaltung (wie die PFC-Teilschaltung 224) oder irgendwelche Schalter der ersten Stufe (wie den Schalter 228) aufweist.
Wie in den vorherigen Ausführungsformen (2 und 8) enthält die Schaltung 1500 dieser Ausführungsform zwei primäre Stufen, eine erste Wechselstrom/Gleichstrom-Stufe (AC/DC-Stufe) 1504 und eine Vollbrücken-Gleichstrom/Gleichstrom-Stufe (DC/DC-Stufe) 1506.
Die Veranschaulichung für die Schaltung 1500 dieser Ausführungsform, die sich von den früheren Ausführungsformen unterscheidet, zeigt für die Darstellung einer idealen Schaltung keinen Hochfrequenzkondensator (HF-Kondensator, zum Beispiel die Teile 208, 808). Zwischen der AC/DC-Stufe und der DC/DC-Stufe der Darstellung ist kein HF-Kondensator gezeigt, um eine ideale Schaltung darzustellen, da die Leckinduktivität des Transformators in einem gewissen Sinn vernachlässigt werden kann, und folglich gibt es keinen expliziten Bedarf für einen Kondensator, damit der Freilaufstrom die Energie in der Leckinduktivität dissipieren kann. In praktischen Realisierungen der Technologie kann hier ein HF-Kondensator enthalten sein, um eine Freilauf-Stromstrecke bereitzustellen.
Die Schaltung 1500 dieser Ausführungsform enthält wie die vorherigen Ausführungsformen einen Controller 1510 oder ist damit verbunden, um den Betrieb der Schaltung 1500 zu steuern.
Wie in den früheren Ausführungsformen empfängt der Controller 1510 hier verschiedene Eingänge, die nachstehend in Verbindung mit der Steuerungsschaltung 1700 von 17 weiter beschrieben werden, und er steuert den Betrieb der Schalter des Ladegeräts 1502.
Und wie in den vorherigen Ausführungsformen ist die Schaltung 1500 ausgestaltet, um eine Wechselspannung des Stromnetzes über einen Eingangsanschluss 1512 zu empfangen. Wieder wird die Spannung 1512 von einer (nicht im Detail gezeigten) Eingangswechselspannungsquelle bereitgestellt. Die Quelle ist eine beliebige geeignete Wechselspannungsquelle, wie etwa in einem Haus oder bei einer Tankstelle, oder ein Wechselspannungsgenerator.
In einigen Implementierungen umfasst die Quelle ein intelligentes Energienetz oder ein Stromnetz oder ist ein Teil davon. Und obwohl die Eingangsspannung hier wie erwähnt als Stromnetzspannung bezeichnet sein kann, umfassen andere Quellen Generatoren oder eine beliebige Quelle mit ausreichenden Niveaus einer Wechselspannung.
Die erste Stufe, die AC/DC-Stufe 1504 dieser Ausführungsform enthält eine Gleichrichterschaltung 1514. Die Gleichrichter-Teilschaltung 1514 oder der Gleichrichter umfasst in einer Implementierung vier Dioden 1516, 1518, 1520 und 1522. Im Betrieb führt der Gleichrichter 1514 eine Gleichrichtung der Eingangswechselspannung 1512 durch und die Wechselstrom-Verstärkungsinduktivität 1524 in Verbindung mit den Schaltern der DC/DC-Stufe liefert die Leistungsfaktorkorrektur.
Die zweite Stufe, die DC/DC-Stufe 1506 des Ladegeräts 1502 dieser Ausführungsform, enthält mehrere Schalter. Obwohl die Stufe 1506 andere Anordnungen und Anzahlen von Schaltern enthalten kann, enthält sie in der veranschaulichten Ausführungsform vier Schalter 1526, 1528 1530 und 1532.
Die DC/DC-Stufe 1506 dieser Ausführungsform bildet, wie diejenige der ersten Ausführungsform von 2 einen Vollbrücken-DC/DC-Wandler. Die Stufe 1506 enthält einen Hochfrequenztransformator 1536 in Verbindung mit dieser Funktion.
Im Betrieb stellt der HF-Transformator 1536 wie derjenige der ersten zwei Ausführungsformen eine elektrische Isolierung für die Stufe 1506 bereit, und er kann daher als Isoliertransformator bezeichnet werden.
Der Transformator 1536 kann wie jeder hier offenbarte Transformator so aufgefasst werden, dass er mit einem beliebigen geeigneten Verhältnis arbeitet, um gewünschte Ziele zu erreichen, welche diejenigen umfassen, die hier beschrieben sind. Das Verhältnis kann allgemein so beschrieben sein, dass es 1:N ist, wobei N eine beliebige positive, von Null verschiedene Zahl umfasst.
Die DC/DC-Stufe 1506 enthält außerdem wie die Stufe 206 der ersten Ausführungsform einen Gleichrichter 1538, der mit der Ausgangsseite des Isoliertransformators 1536 gekoppelt ist. Obwohl der Gleichrichter 1538 andere Anordnungen enthalten kann, zum Beispiel andere Anzahlen von Dioden, enthält in der Implementierung von 15 die Gruppe wie gezeigt vier Dioden 1540, 1542, 1544 und 1546 (oder D₅–D₈).
Im Anschluss an die DC/DC-Stufe 1506 enthalten Ausführungsformen des Ladegeräts 1502 außerdem einen weiteren Kondensator 1548 zur Filterung und einen Widerstand 1550, der den effektiven Innenwiderstand der Batterie repräsentiert und so positioniert ist, wie in 15 gezeigt ist. Das Ladegerät 1502 enthält einen Ausgangsanschluss 1552, durch den die Spannung an die aufzuladende Batterie geliefert wird (die Batterie ist nicht im Detail gezeigt).
Im Betrieb steuert der Controller 1510, wie in 15 schematisch repräsentiert ist, das Öffnen und Schließen der Vollbrückenschalter 1526, 1528, 1530 und 1532.
Durch das Steuern der Schalter steuert die Steuerungsvorrichtung 1510 beispielsweise den Zeitverlauf eines Verstärkungsinduktivitätenstroms, der durch das Ladegerät 1502 hindurch fließt. Und dadurch steuert die Steuerungsvorrichtung 1510 die Vollbrückenfunktionen der zweiten oder Vollbrückenstufe 1506 und die Leistungsfaktorkorrektur zum Liefern des gewünschten Ladegleichstroms an die Batterie – d.h., ein Strom mit einer relativ großen Restwelligkeit (ein Wechselstrom, der dem Gleichstrom überlagert ist), wie etwa eine Restwelligkeit in etwa gleich dem Doppelten der Amplitude des durchschnittlichen Gleichstroms bei in etwa dem Doppelten der Netzfrequenz. Vorteile dieses Betriebs sind vorstehend erwähnt und werden nachstehend weiter beschrieben.
XV. Fig. 16 – Zeitablaufdiagramm zum Steuern des Ladegeräts der dritten Ausführungsform
16 veranschaulicht ein beispielhaftes Zeitablaufdiagramm zum Steuern der Schalter in der Topologie mit dem isolierten unidirektionalen Ladegerät von 15.
16 zeigt eine Schaltsequenz für die Schalter 1526, 1528, 1530 und 1532 für die in 15 gezeigte Ausführungsform. Insbesondere enthält das Diagramm 1600 mehrere Teildarstellungen, die jeweils einem der Schalter der Schaltung 1502 von 15 entsprechen. In weiteren Detail zeigen die Teildarstellungen 1601, 1602, 1603 und 1604 von oben nach unten jeweils Schaltsequenzen (eingeschaltet/ausgeschaltet oder geschlossen/geöffnet) für die vier Schalter 1526, 1528, 1530 und 1532 von 15, wobei sich in dieser Ausführungsform jeder Schalter in der zweiten Stufe oder DC/DC-Stufe befindet.
Je Teildarstellung 1601, 1602, 1603 und 1604 enthält eine X-Achse, die den Zeitablauf repräsentiert und darin Zeitspannen, die nachstehend weiter beschrieben sind. Jede Teildarstellung enthält außerdem eine Y-Achse, die 0, 0,5 und 1,0 zeigt, was dem entspricht, ob der entsprechende Schalter während der Zeitspannen ausgeschaltet (Null, 0) oder eingeschaltet (1,0) ist.
Da viele der Aspekte der Teildarstellungen 1601, 1602, 1603 und 1604, zum Beispiel Referenzzeitpunkte, Zeitspannen, Zyklen, Teilzyklen wie diejenigen sind, die vorstehend in Verbindung mit 3, 9 und 10 beschrieben sind und da viele relevante Unterschiede (zum Beispiel die Größe der Zeitintervalle) in 16 gezeigt sind, werden hier nicht alle Aspekte der Zeitverlauf-Teildarstellungen 1601, 1602, 1603 und 1604 beschrieben.
Wie vorstehend in Verbindung mit 15 erwähnt wurde, besteht ein Hauptunterschied zwischen der dritten Ausführungsform und der ersten Ausführungsform darin, dass in der dritten Ausführungsform ein PFC-Schalter oder jeder Schalter der AC/DC-Stufe fehlt.
Mit weiterer Bezugnahme auf 16 sind in Übereinstimmung mit der gleichen Konvention wie die früheren Zeitsequenzdiagramme ungeradzahlige Intervalle mit 1626 und 1630 beschriftet und geradzahlige Intervalle sind mit 1628 und 1632 beschriftet.
Wie in der früheren Ausführungsform weisen die ungeradzahligen Intervalle 1626, 1630 Zeitspannen auf, die gleich einem vorab erzeugten Tastverhältnis D(t)·T(s) sind. Und wieder ist das Tastverhältnis D(t) ein impulsbreitenmoduliertes variables Tastverhältnis, das durch eine Steuerungsschaltung (zum Beispiel einen PWM-Generator) erzeugt wird, die nachstehend in Verbindung mit 17 weiter beschrieben wird.
Und die geradzahligen Intervalle 1628, 1632 weisen wie die geradzahligen Intervalle 328, 332 der ersten Ausführungsform eine inverse Tastverhältnis-Zeitspanne (1 – D(t))·T(s) auf.
In jedem ungeradzahligen Intervall (1626, 1630 usw.) ist jeder der vier Schalter des Ladegeräts 1502 eingeschaltet, wodurch die Verstärkungsaktion aktiviert wird. In dem zweiten Intervall 1628 bleiben der erste und vierte Schalter 1526, 1532 von dem Intervall eingeschaltet (geschlossen), während der zweite und dritte Schalter 1528, 1530 ausgeschaltet (geöffnet) werden. In dem vierten Intervall 1632 bleiben dieses Mal der zweite und dritte Schalter 1528, 1530 aus dem vorherigen, zweiten Intervall eingeschaltet, während die beiden anderen – d.h., der erste und vierte – Schalter 1526, 1532 ausgeschaltet werden. Wie in den ersten beiden Ausführungsformen steuert das Merkmal, welcher Satz von Schaltern eingeschaltet ist, während die anderen ausgeschaltet sind, eine Richtung des Stroms durch die Schaltung 1500 hindurch, und insbesondere durch den Transformator hindurch. Das Schalten kann so aufgefasst werden, dass es einen Wechselstrom simuliert, das Format, zu dessen Handhabung der Transformator ausgestaltet ist.
XVI. Fig. 17 – Steuerungsdiagramm für das Ladegerät der dritten Ausführungsform
17 veranschaulicht ein beispielhaftes Steuerungsdiagramm zur Verwendung beim Steuern des isolierten unidirektionalen Ladegeräts von 15.
Das Steuerungsdiagramm und zugehörige Funktionen, die in 17 veranschaulicht sind, sind in gewisser Weise die gleichen wie diejenigen, die vorstehend in Verbindung mit 4 und 11 beschrieben sind. Einige der Merkmale weisen sie gemeinsam auf und einige Unterschiede werden hier nachstehend beschrieben. Der Kürze halber werden alle Merkmale, die dieser und den früheren Ausführungsformen gemeinsam sind, nicht beschrieben, und sie werden so betrachtet, dass sie hier durch Bezugnahme offenbart sind.
Wie die Ausführungsform von 4 ist die Steuerungsschaltung 1700 von 17 angeordnet, um einen Referenzstrom und Stromkennlinien innerhalb des Ladegeräts beim Erzeugen von impulsbreitenmodulierten (PWM) Steuerungssignalen zu verarbeiten. Die Signale werden an die Schalter des Ladegeräts weitergeleitet, um deren eingeschaltet/ausgeschaltet-Zeitablauf zu steuern.
Wie bei der ersten Ausführungsform enthält die Steuerungs-Teilschaltung 1700 dieser zweiten Ausführungsform einen impulsbreitenmodulierten (PWM) Signalgenerator 1702 und einen Stromcontroller 1704. Die Teilschaltung 1700 enthält ferner analog eine Summenbildungskomponente 1706 oder eine Kombinationsvorrichtung, eine Multipliziererkomponente 1708 und eine Verstärkungskomponente, zum Beispiel einen Verstärker 1110, der eine gewünschte Verstärkung (G) bereitstellt. Beliebige der Teile der Steuerungsteilschaltung 1700, die separat veranschaulicht oder beschrieben sind, können kombiniert werden.
Die vorliegende Teilschaltung 1700 enthält wie auch die früheren Ausführungsformen für ihre Steuerungsfunktionen eine beliebige Ausstattung oder ist damit verbunden, welche benötigt wird, um diese und die anderen beschriebenen Daten des elektrischen Stroms zu beschaffen, etwa einen oder mehrere Sensoren oder Messgeräte (nicht im Detail gezeigt), etwa ein Spannungsmessgerät oder ein Multimeter, das ausgestaltet und positioniert ist, um die verwendeten Repräsentationen bereitzustellen.
Und wie die vorherigen Steuerungsschaltungen beschafft und verwendet die vorliegende Schaltung 1700 Daten einer elektrisch gleichgerichteten Spannung und eines Induktivitätenstroms. Die Daten der Spannung und des Stroms sind durch Kommunikationsleitungen 1712, 1720 angezeigt.
Wie in der ersten Ausführungsform werden in der Schaltung von 17 die erwähnten Daten 1712, 1720 des elektrischen Stroms, da die Verstärkungsinduktivität 1524 dem Gleichrichter (der die Dioden 1516, 1518, 1520 und 1522 enthält) folgt, von dem Strom nach dem Gleichrichter entnommen.
Und wie in der ersten und zweiten Ausführungsform wird die Repräsentation der Gleichrichter-Ausgangsspannung 1712 mit der Verstärkungskomponente 1710 multipliziert und als Eingang 1714 an den Multiplizierer 1708 weitergeleitet. Der Eingang 1714 stellt sicher, dass die Form des Eingangsstroms auf der Vorlage der Form |sin(ωt)| beruht – d.h., auf dem Absolutwert des Sinus von ω*t, wobei ω (Omega) die Winkelfrequenz repräsentiert und t die Zeit ist, die durch Messen der Gleichrichterausgangsspannung |VAC(t)| bereitgestellt werden. Das Hauptziel besteht hier wiederum darin, einen sinusförmigen Strom in Phase mit der Spannung der Stromversorgung zu entnehmen. Dies kann auf viele Weisen durchgeführt werden, wie etwa vorstehend – mit einer Phasenregelschleife usw.
Der Multiplizierer 1708 empfängt als zweiten Eingang außerdem einen vorbestimmten Referenzstromwert 1716 (zum Beispiel einen vorab eingestellten Referenz-Spitzenstromwert oder i_ref). Der Wert einschließlich einer Herleitung desselben ist vorstehend in Verbindung mit dem Wert 416, 1116 der ersten zwei Ausführungsformen beschrieben.
Unter Verwendung der zwei Eingänge 1714, 1716 erzeugt der Multiplizierer 1708 eine Repräsentation der Form und der Amplitude des Referenzstroms 1718 (i_L*(t)) der Induktivität. Insbesondere weist der Referenzstrom 1718 (i_L*(t)) der Induktivität eine Vollwellengleichrichterform auf und er wird erhalten, indem ein Absolutwert des gemessenen Werts 1714 der Gleichrichterausgangsspannung und der Referenz-Spitzenstromwert 1716 verwendet werden.
Die Summenbildungskomponente 1706 kombiniert den Referenzstrom 1718 (i_L*) der Induktivität mit einem gemessenen Rückkopplungssignal 1720 des Induktivitätenstroms (oder i_L(meas)), welches für die Summenbildung einen negativen (–) Wert aufweist. Die resultierende Summe repräsentiert eine Differenz 1722, falls vorhanden, zwischen dem Referenzstrom 1716 (i_ref) und dem gemessenen Induktivitätenstrom 1720 (i_L(meas)).
Auf der Grundlage der Differenz 1722 erzeugt der Stromcontroller 1704 das vorstehend erwähnte Tastverhältnis 1724 (D oder D(t)). Der Controller 1704 kann auf eine beliebige geeignete Weise wie vorstehend beschrieben ausgestaltet sein, die hier beschriebenen Operationen auszuführen.
Unter Verwendung des Tastverhältnisses (D(t)) 1724 erzeugt der PWM-Generator 1702 impulsbreitenmodulierte Steuerungssignale, welche das eingeschaltet/ausgeschaltet-Zeitintervall der Schalter 1526, 1528, 1530 und 1532 steuern. Der Generator 1702 kann wie vorstehend beschrieben auf eine beliebige geeignete Weise ausgestaltet sein.
Wie bei der ersten Ausführungsform wird bei dieser dritten Ausführungsform eine Regelung der DC-Koppelspannung nicht benötigt, zumindest weil ein reiner DC-Ausgang nicht mehr benötigt wird. Stattdessen wird die Spannungsquelle 1512, die in einigen Fällen eine Restwelligkeit bei etwa dem Doppelten der Netzfrequenz aufweist und die nicht an ein DC-Zwischenglied (zum Beispiel den DC-Bus-Elektrolytkondensator 118 von 1) übertragen wird, über den Ausgangsanschluss 1550 an die Batterielast am Ausgang (nicht im Detail gezeigt) gelenkt. Auf diese Weise weist die Ausgangsleistung keine reine DC-Form auf und ist stattdessen ein Gleichstrom mit einem darauf überlagerten wechselstromförmigen Strom – d.h., ein gleichstromförmiger Strom mit einer großen Restwelligkeit, zum Beispiel einer Restwelligkeit bei etwa dem Doppelten der Netzfrequenz.
Wie bei den anderen Ausführungsformen behindert das Bereitstellen von Restwelligkeits-Stromfrequenzen – d.h., ein Gleichstrom mit einem darauf überlagerten Wechselstrom – an moderne Batterien (zum Beispiel Lithium-Ionen-Batterien) im Gegensatz zur herkömmlichen Auffassung die Ladeoperation nicht oder es verschlechtert die Batterieleistung nicht und verbessert stattdessen den Ladewirkungsgrad im Vergleich mit herkömmlichen Systemen.
XVII. Fig. 18 – grafische Darstellung eines Leistungsfaktors von eins für die dritte Ausführungsform
18 veranschaulicht eine erste grafische Darstellung, die Daten zeigt, die mit einem beispielhaften Betrieb des isolierten unidirektionalen Ladegeräts von 15 verbunden sind, wobei die Daten einen Betrieb mit einem Leistungsfaktor von eins repräsentieren.
Die grafische Darstellung 1800 dieser Ausführungsform veranschaulicht Ergebnisse, die denjenigen ähneln, die vorstehend in Verbindung mit den ähnlichen grafischen Darstellungen 500, 1200 für die erste und zweite Ausführungsform beschrieben sind, und sie wird nicht weiter beschrieben.
XVIII. Fig. 19 – Ausgangsstrom des dritten Ladegeräts
19 veranschaulicht eine zweite grafische Darstellung, die Daten zeigt, die mit dem Betrieb des isolierten unidirektionalen Ladegeräts von 15 verbunden sind.
Die grafische Darstellung 1900 dieser Ausführungsform veranschaulicht Resultate, die denjenigen ähneln, die vorstehend in Verbindung mit den ähnlichen grafischen Darstellungen 600, 1300 für die erste und zweite Ausführungsform beschrieben sind, und sie wird nicht weiter beschrieben.
XIX. Fig. 20 – Ausgangsspannung des dritten Ladegeräts
20 veranschaulicht eine dritte grafische Darstellung, die Daten zeigt, die mit dem Betrieb des isolierten unidirektionalen Ladegeräts von 15 der dritten Ausführungsform verbunden sind, wobei die Daten eine Ausgangsspannung des Ladegeräts, die in Volt (V) gemessen wird, mit einer relativ kleinen der Gleichspannung überlagerten Restwelligkeit bei 120 Hz repräsentieren.
Die grafische Darstellung 2000 dieser Ausführungsform veranschaulicht Resultate, die denjenigen ähneln, die vorstehend in Verbindung mit den ähnlichen grafischen Darstellungen 700, 1400 für die erste und zweite Ausführungsform beschrieben sind, und sie wird nicht weiter beschrieben.
XX. Betriebsverfahren
Figuren, die die hier beschriebenen Prozesse explizit skizzieren, sind nicht bereitgestellt. Schrittweise Flussdiagramme mit einem typischen Stil, welche die hier beschriebenen Funktionen und Operationen repräsentieren, können einfach gezeichnet werden. Die Schritte können beispielsweise beliebige der vorstehend beschriebenen Steuerungsfunktionen und Operationen enthalten.
Es versteht sich, dass die Schritte der Verfahren nicht in allen Fällen unbedingt in einer beliebigen speziellen Reihenfolge vorliegen müssen und dass das Ausführen einiger oder aller dieser Schritte in einer alternativen Reihenfolge möglich ist und in Betracht gezogen wird.
Schritte werden zumindest in einigen Fällen in einer gezeigten Reihenfolge beschrieben, um die Beschreibung und Veranschaulichung zu erleichtern. Schritte können hinzugefügt, weggelassen und/oder gleichzeitig ausgeführt werden, ohne den Umfang der beigefügten Ansprüche zu verlassen.
In bestimmten Ausführungsformen werden einige oder alle Schritte der Prozesse und/oder im wesentlichen äquivalente Schritte von einem Prozessor, zum Beispiel einem Computerprozessor, ausgeführt, der von einem Computer ausführbare Anweisungen ausführt, die in einem computerlesbaren Medium gespeichert oder enthalten sind, etwa dem Arbeitsspeicher oder der Massenspeichervorrichtung des Computers der vorstehend beschriebenen Systeme oder Vorrichtungen.
XXI. Ausgewählte Vorteile und Nutzen
Vorteile von Ladegeräten, die in Übereinstimmung mit der vorliegenden Technologie ausgestaltet sind, umfassen eine relativ kleinere Größe. Die kleinere Größe resultiert zumindest teilweise daraus, dass die Ladegeräte keine Anordnung mit drei Leistungsstufen von herkömmlichen Ladegeräten aufweisen (d.h. die Stufen 102, 104 und 106 von 1), und dass sie keine DC-Kondensatoren 118 aufweisen, die oft klobig sind. Das Einsparen von Platz in Fahrzeugen, etwa Kraftfahrzeugen, ist wichtig, wo das Einbauvolumen an erster Stelle steht.
Mit den Vorteilen bei der Größe ist verbunden, dass die neuen Ladegeräte auch leichter sind. Zumindest aufgrund der fehlenden DC-Kondensatoren weisen die Ladegeräte weniger Masse auf.
Vorteile von Ladegeräten, die in Übereinstimmung mit der vorliegenden Technologie ausgestaltet sind, umfassen auch einen relativ niedrigen Preis. Der niedrigere Preis ergibt sich teilweise daraus, dass die Ladegeräte nicht die Anordnung mit drei Leistungsstufen von herkömmlichen Ladegeräten (das heißt die Stufen 102, 104 und 106) aufweisen und dass sie keine DC-Kondensatoren 118 aufweisen.
Vorteile von Ladegeräten, die in Übereinstimmung mit der vorliegenden Technologie ausgestaltet sind, umfassen außerdem eine relativ höhere Zuverlässigkeit. Die erhöhte Zuverlässigkeit resultiert zumindest teilweise daraus, dass die Ladegeräte keinen herkömmlichen, klobigen DC-Kondensator 118 aufweisen, der, wie vorstehend beschrieben, suboptimale Qualitäten aufweist.
Noch ein weiterer Vorteil der vorliegenden Ladegeräte besteht darin, dass sie wie beschrieben eine verbesserte Batteriezyklus-Lebensdauer und einen verbesserten Ladewirkungsgrad aufweisen als herkömmliche Ladegeräte.
Vorteile von Ladegeräten, die in Übereinstimmung mit der vorliegenden Technologie ausgestaltet sind, umfassen außerdem relativ einfachere Steuerungsanforderungen. Wie erwähnt, benötigen herkömmliche unidirektionale Ladegeräte eine zweistufige Steuerung zur Umformung des Eingangsstroms und der Steuerung der Ausgangsspannung.
XXII. Schlussfolgerung
Es sind hier verschiedene Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung offenbart. Die offenbarten Ausführungsformen sind nur Beispiele, die in verschiedenen und alternativen Formen und Kombinationen daraus ausgeführt sein können.
Die vorstehend beschriebenen Ausführungsformen sind nur beispielhafte Veranschaulichungen von Implementierungen, die für ein klares Verständnis der Prinzipien der Offenbarung offen gelegt wurden.
Variationen, Modifikationen und Kombinationen können an den vorstehend beschriebenen Ausführungsformen durchgeführt werden, ohne von dem Umfang der Ansprüche abzuweichen. Alle derartigen Variationen, Modifikationen und Kombinationen sind durch den Umfang dieser Offenbarung und die folgenden Ansprüche hier enthalten.

Claims

Ladesystem zur Verwendung beim Bereitstellen von Leistung zum Laden einer Batterie, umfassend: eine erste Wechselstrom/Gleichstrom-Stufe, umfassend: einen einphasigen Diodengleichrichter zum Gleichrichten einer eingegebenen Eingangswechselspannung; und eine Leistungsfaktorkorrektur-Teilschaltung, die einen Schalter enthält; eine zweite Gleichstrom/Gleichstrom-Stufe, die mehrere Schalter umfasst; einen Hochfrequenzkondensator, der zwischen der ersten Stufe und der zweiten Stufe verbunden ist; und einen Controller, der mit den Schaltern der ersten und zweiten Stufe verbunden ist und ausgestaltet ist, um mithilfe der Schalter den Zeitverlauf eines Verstärkungsinduktivitätenstroms zu steuern, der durch das Ladesystem hindurch fließt.
Ladesystem nach Anspruch 1, wobei der Gleichrichter der ersten Stufe mehrere Dioden umfasst.
Ladesystem nach Anspruch 2, wobei die mehreren Dioden der ersten Stufe aus vier Dioden bestehen.
Ladesystem nach Anspruch 1, wobei der Hochfrequenzkondensator ein Hochfrequenz-Gleichstrom-Koppelkondensator ist, um eine Freilauf-Stromstrecke bereitzustellen.
Ladesystem nach Anspruch 1, wobei die Leistungsfaktorkorrektur-Teilschaltung in dem System ausgestaltet und angeordnet ist, um die Gleichrichter-Teilschaltung zu ergänzen, um Oberwellengrenzen für den Strom einzuhalten, der durch das System hindurch fließt.
Ladesystem nach Anspruch 1, wobei die Leistungsfaktorkorrektur-Teilschaltung eine Verstärkungsinduktivität umfasst.
Ladesystem nach Anspruch 1, wobei die Leistungsfaktorkorrektur-Teilschaltung eine Leistungsfaktorkorrektur-Diode umfasst.
Ladesystem nach Anspruch 1 wobei der Schalter der Leistungsfaktorkorrektur-Teilschaltung ein Verstärkungswandlerschalter zur Leistungsfaktorkorrektur ist.
Ladesystem nach Anspruch 1, wobei das Merkmal, dass der Controller ausgestaltet ist, um den Zeitverlauf eines Verstärkungsinduktivitätenstroms zu steuern, der durch das Ladesystem hindurch fließt, umfasst, dass er ausgestaltet ist, um Vollbrücken-Funktionen der zweiten Stufe zum Liefern eines Ladestroms, der primär ein Gleichstrom ist, an die Batterie zu steuern.
Ladesystem nach Anspruch 9, wobei der Ladestrom, der primär ein Gleichstrom ist, eine relativ große Wechselstrom-Restwelligkeit enthält, die einem Gleichstrom überlagert ist.
Ladesystem nach Anspruch 10, wobei die Wechselstrom-Restwelligkeit eine Amplitude aufweist, die in etwa das Doppelte eine Amplitude eines Mittelwerts des Gleichstroms ist und bei etwa dem Doppelten einer Netzfrequenz liegt.
Ladesystem nach Anspruch 1, wobei die mehreren Schalter der zweiten Stufe vier aktive Vollbrückenschalter umfassen.
Ladesystem nach Anspruch 1, wobei: die zweite Stufe umfasst: eine Induktivität; und einen Hochfrequenz-Isoliertransformator zum Bereitstellen einer elektrischen Isolierung für die zweite Stufe; und wobei die Induktivität eine Leckinduktivität des Transformators ist.
Ladesystem nach Anspruch 13, wobei: die zweite Stufe einen Gleichrichter der Gleichstrom/Gleichstrom-Stufe umfasst, der mit einer stromabwärts gelegenen Seite des Hochfrequenz-Isoliertransformators gekoppelt ist; und der Gleichrichter der Gleichstrom/Gleichstrom-Stufe der zweiten Stufe eine Diodengruppe umfasst, die aus vier Dioden besteht.
Ladesystem zur Verwendung beim Bereitstellen von Leistung zum Laden einer Batterie, umfassend: eine erste Wechselstrom/Gleichstrom-Stufe, die eine Teilschaltung mit einem brückenlosen Verstärkungsgleichrichter umfasst, um eine Eingangswechselspannung gleichzurichten, wobei die Teilschaltung mit einem brückenlosen Verstärkungsgleichrichter mindestens einen Schalter umfasst; eine zweite Gleichstrom/Gleichstrom-Stufe, die mehrere Schalter umfasst; einen Hochfrequenzkondensator, der zwischen der ersten Stufe und der zweiten Stufe verbunden ist; und einen Controller, der mit den Schaltern der ersten und zweiten Stufe verbunden ist und ausgestaltet ist, um mithilfe der Schalter einen Zeitverlauf eines Verstärkungsinduktivitätenstroms zu steuern, der durch das Ladesystem hindurch fließt.
Ladesystem nach Anspruch 15, wobei die Teilschaltung mit einem brückenlosen Verstärkungsgleichrichter umfasst: eine Wechselstrominduktivität an einem Eingang der Teilschaltung; und zwei Dioden.
Ladesystem nach Anspruch 15, wobei die Teilschaltung mit einem brückenlosen Verstärkungsgleichrichter ausgestaltet ist, um eine Eingangsspannung im Einklang mit einem vorbestimmten Leistungsfaktor gleichzurichten.
Ladesystem zur Verwendung beim Bereitstellen von Leistung zum Laden einer Batterie, umfassend: eine erste Wechselstrom/Gleichstrom-Stufe, die einen einphasigen Diodengleichrichter umfasst, um eine Eingangswechselspannung gleichzurichten; eine zweite Gleichstrom/Gleichstrom-Stufe, die mehrere Schalter umfasst; und einen Controller, der mit den Schaltern der zweiten Stufe verbunden ist und ausgestaltet ist, um mithilfe der Schalter den Zeitverlauf eines Verstärkungsinduktivitätenstroms zu steuern, der durch das Ladesystem hindurch fließt.
Ladesystem nach Anspruch 18, wobei die zweite Stufe einen Hochfrequenz-Isoliertransformator zum Bereitstellen einer elektrischen Isolierung für die zweite Stufe umfasst.
Ladesystem nach Anspruch 18, wobei: die zweite Stufe einen Gleichrichter der Gleichstrom/Gleichstrom-Stufe umfasst, der mit einer stromabwärts gelegenen Seite des Isoliertransformators gekoppelt ist; und der Gleichrichter der Gleichstrom/Gleichstrom-Stufe der zweiten Stufe eine Diodengruppe umfasst, die aus vier Dioden besteht.