DE102019219876A1

DE102019219876A1 - Variable nullspannungsschaltung (zvs)-hybridsteuerung für leistungsfaktorkorrekturfilter (pfc)

Info

Publication number: DE102019219876A1
Application number: DE102019219876.7A
Authority: DE
Inventors: Antonio Masich; Rafael Jimenez Pino; Oscar Lucia Gil; Hector Sarnago Andia; Alejandro Naval Palleres
Original assignee: Lear Corp
Current assignee: Lear Corp
Priority date: 2018-12-18
Filing date: 2019-12-17
Publication date: 2020-06-18
Also published as: CN111332143A; US20200195131A1; US10804793B2; CN111332143B

Abstract

Ein Leistungsfaktorkorrekturfilter (PFC), wie beispielsweise für einen On-Board-Charger (OBC) zum Laden einer Fahrzeug-Traktionsbatterie, verwendet eine Eingangsspannung und einen Eingangsstrom von einer Netzversorgung, um eine gewünschte Spannung auszugeben. Der PFC verfügt über einen Induktor und einen ersten und zweiten Leistungsschalter. Ein Mikrocontroller erzeugt für jeden Halbzyklus der Eingangsspannung erste und zweite Bezugssignale, die jeweils (i) eine sinusförmige Hülle des Induktorstroms anzeigen, für die der PFC genügend Leistung von der Netzversorgung absorbiert, damit der PFC die gewünschte Spannung ausgibt, und (ii) einen Rückstromwert des Induktorstroms, für den eine Nullspannungsumschaltung (ZVS) der Schalter gewährleistet ist. Eine Vergleichsanordnung schaltet den ersten Schalter aus (ein) und den zweiten Schalter ein (aus), wobei der Induktorstrom der äußeren Sinusamplitudenhülle (dem Rückstromwert) entspricht, wodurch der PFC die gewünschte Spannung mit ZVS ausgibt.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Erfindung betrifft Verfahren und Systeme zur Steuerung von Leistungsfaktorkorrekturfiltern (PFCs), wie beispielsweise einen PFC einer fahrzeuginternen Ladevorrichtung (On-Board-Chargers (OBC)).
STAND DER TECHNIK
Der „Leistungsfaktor“ eines elektrischen Systems, das eine Energiequelle und eine Last aufweist, ist das Verhältnis der an die Last gelieferten Wirkleistung zur Scheinleistung in dem elektrischen System. Der Leistungsfaktor hängt von der Phasendifferenz zwischen einer Spannung und einem der Last zugeführten Strom sowie der Stromverzerrung ab. Der Leistungsfaktor hat den Betrag Eins, wenn die Spannung und der Strom sinusförmig und phasengleich sind.
Der Wirkungsgrad des elektrischen Systems bei der Versorgung der Last wird maximiert, wenn der Leistungsfaktor den Betrag Eins aufweist. Das elektrische System kann daher einen Leistungsfaktorkorrekturfilter (PFC) umfassen. Der PFC wird gesteuert, um den Strom so zu regeln, dass er phasengleich mit der Spannung ist, um dadurch den Leistungsfaktor in Richtung des Betrags Eins zu erhöhen, um die EMV-Normen zu erfüllen und den Wirkungsgrad zu maximieren.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Eine Leistungsfaktorkorrekturfilter-(PFC)-Anordnung umfasst einen PFC, einen Mikrocontroller und eine Hysteresevergleichsschaltungsanordnung. Der PFC soll eine Eingangsspannung und einen Eingangsstrom von einer Energiequelle verwenden, um eine gewünschte Spannung auszugeben. Der PFC weist einen Induktor, einen ersten Leistungsschalter und einen zweiten Leistungsschalter auf, wobei der Eingangsstrom ein Strom des Induktors ist, und der Induktorstrom vom Schaltzustand der Leistungsschalter abhängt.
Der Mikrocontroller ist konfiguriert, um auf der Grundlage der Eingangsspannung und der gewünschten Spannung ein erstes Bezugssignal (Ref H) und ein zweites Bezugssignal (Ref L) zu erzeugen. Das erste Bezugssignal (Ref H) während positiver Halbzyklen der Eingangsspannung zeigt eine äußere Sinusamplitudenhülle des Induktorstroms an, für die der PFC eine ausreichende Menge an Leistung von der Energiequelle absorbiert, damit der PFC die gewünschte Spannung ausgibt, und weist einen Sinuswert auf, der proportional zur ausreichenden Menge an Leistung ist und durch einen Nullspannungsumschaltungs-(ZVS)-Offsetwert verschoben ist. Der ZVS-Offsetwert ist ein Wert des Rückstroms in den Induktor, für den eine Nullspannungsumschaltung des Leistungsschalters sichergestellt ist. Das erste Bezugssignal (Ref H) während negativer Halbzyklen der Eingangsspannung weist den negativen ZVS-Offsetwert auf. Das zweite Bezugssignal (Ref L) während positiver Halbzyklen der Eingangsspannung weist den ZVS-Offsetwert auf und weist während negativer Halbzyklen der Eingangsspannung den negativen Sinuswert auf.
Die Hysteresevergleichsschaltungsanordnung ist konfiguriert, um den Induktorstrom mit dem ersten und dem zweiten Bezugssignal zu vergleichen, den ersten Leistungsschalter auszuschalten und den zweiten Leistungsschalter einzuschalten, wenn der Induktorstrom dem zweiten Bezugssignal entspricht, und den ersten Leistungsschalter einzuschalten und den zweiten Leistungsschalter auszuschalten, wenn der Induktorstrom dem ersten Bezugssignal entspricht, wodurch der PFC die gewünschte Spannung mit Nullspannungsumschaltung der Leistungsschalter ausgibt.
Gemäß einer Ausführungsform umfasst die Hysteresevergleichsschaltungsanordnung einen ersten Komparator und einen zweiten Komparator. Der erste Komparator empfängt das erste Bezugssignal und einen erfassten Wert des Induktorstroms als Eingänge und schaltet seinen Ausgang um, wenn der Induktorstrom dem ersten Bezugssignal entspricht. Der zweite Komparator empfängt das zweite Bezugssignal und den erfassten Wert des Induktorstroms als Eingänge und schaltet seinen Ausgang um, wenn der Induktorstrom dem zweiten Bezugssignal entspricht.
Gemäß einer Ausführungsform kann die Hysteresevergleichsschaltungsanordnung ferner eine digitale Flip-Flop-Schaltung und eine digitale Treiberschaltung umfassen, die mit den Ausgängen des ersten Komparators und des zweiten Komparators zusammenwirken, um den ersten Leistungsschalter ausgeschaltet und den zweiten Leistungsschalter eingeschaltet zu lassen, bis der Induktorstrom dem ersten Bezugssignal entspricht, und um den ersten Leistungsschalter eingeschaltet und den zweiten Leistungsschalter ausgeschaltet zu lassen, bis der Induktorstrom dem zweiten Bezugssignal entspricht.
Ein On-Board-Charger (OBC) zum Laden einer Traktionsbatterie eines Fahrzeugs umfasst einen DC-Link-Kondensator und die PFC-Anordnung. Die PFC-Anordnung verwendet eine Eingangsspannung und einen Eingangsstrom von einer Wechselspannungsquelle, um den DC-Link-Kondensator auf die gewünschte Spannung zu laden.
Gemäß einer Ausführungsform ist der Mikrocontroller mit einem ersten, zweiten und dritten Signalkonditionierer verbunden. Der erste Signalkonditionierer kommuniziert mit einer Eingangsseite des PFCs und erfasst die Eingangsspannung, der zweite Signalkonditionierer kommuniziert mit einem Messwiderstand, der in Reihe mit dem Induktor geschaltet ist, und erfasst den Induktorstrom, und der dritte Signalkonditionierer erfasst eine Spannung des DC-Link-Kondensators. Im Allgemeinen verarbeitet der Mikrocontroller die erfasste Spannung des DC-Link-Kondensators, die erfasste Eingangsspannung und den gewünschten Spannungspegel, um das erste Bezugssignal und das zweite Bezugssignal zu erzeugen.
Genauer gesagt erzeugt der Mikrocontroller sowohl das erste Bezugssignal als auch das zweite Bezugssignal durch (i) Bestimmen einer Spannungsdifferenz der gewünschten Spannung des DC-Link-Kondensators und der erfassten Spannung des DC-Link-Kondensators, (ii) proportionales Integrieren der Spannungsdifferenz, um einen gewünschten Eingangsstromwert zu erzeugen, und (iii) Multiplizieren des gewünschten Eingangsstromwertes und der erfassten Eingangsspannung, um ein Leistungssignal zu erzeugen, das anzeigt, wie viel Leistung von dem PFC aus der Energiequelle absorbiert werden muss, um den DC-Link-Kondensator durch den PFC auf den gewünschten Spannungspegel aufzuladen.
Gemäß einer Ausführungsform ist der Mikrocontroller einem Nulldurchgangsdetektor (ZCD - zero-crossing detector) zugeordnet, der konfiguriert ist, um ein Nulldurchgangssignal zu erzeugen, wenn die Eingangsspannung Null Volt überschreitet. Das erste Bezugssignal und das zweite Bezugssignal werden ferner auf der Grundlage des Nulldurchgangssignals erzeugt.
Der Mikrocontroller kann mit einer Magnitude des Rückstromwertes des Induktorstroms vorkonfiguriert sein.
Der OBC kann ferner einen Gleichstromwandler zum Umwandeln des gewünschten Spannungspegels des DC-Link-Kondensators auf einen höheren oder niedrigeren Spannungspegel und zum Laden der Traktionsbatterie enthalten.
Figurenliste

1 zeigt ein Blockdiagramm eines elektrischen Systems mit einem On-Board-Charger (OBC), der einen Leistungsfaktorkorrekturfilter (PFC), einen DC-Link-Kondensator und einen Gleichstromwandler umfasst;
2 zeigt elektrisches schematisches Diagramm des PFCs;
3A zeigt ein Diagramm mit Stromkurven einer Netzversorgung des elektrischen Systems, des Stroms eines Induktors des PFCs und ref_L- und ref_H-Wellenformen, die von einer Steuerung des elektrischen Systems während eines Zyklus der Netzversorgung erzeugt werden;
3B zeigt einen vergrößerten Abschnitt des Diagramms der 3A während des positiven Halbzyklus der Netzversorgung;
4 zeigt ein Blockdiagramm der Netz-PFC-Stufe und ihrer erfassten Signale; und
5 zeigt schematisches Blockdiagramm der Steuerung, die einen Mikrocontroller und eine Hysteresevergleichsschaltungsanordnung umfasst.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
Im Nachfolgenden werden ausführliche Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung beschrieben; jedoch versteht es sich, dass die offenbarten Ausführungsformen lediglich Beispiele der Erfindung bilden, die in verschiedenen und alternativen Formen ausgeführt werden kann. Die Figuren sind nicht unbedingt maßstabsgetreu; einige Merkmale können vergrößert oder verkleinert dargestellt sein, um Einzelheiten bestimmter Komponenten zu zeigen. Somit sind die bestimmten strukturellen und funktionalen Einzelheiten, die hierin offenbart sind, nicht als einschränkend zu erachten, sondern dienen lediglich der Veranschaulichung, um den Fachmann die unterschiedliche Verwendung der vorliegenden Erfindung zu lehren.
In 1 ist ein Blockdiagramm eines elektrischen Systems 10 mit einem On-Board-Charger (OBC) 12 gezeigt. Der OBC 12 umfasst einen Leistungsfaktorkorrekturfilter (PFC) 14 und einen Gleichstromwandler 16 (Der Gleichstrom wird auch als „DC“ bezeichnet.). Das elektrische System 10 umfasst ferner eine Wechselstromquelle, wie beispielsweise eine Netzversorgung 18 des Stromnetzes (Der Wechselstrom wird auch als „AC“ bezeichnet.).
Der OBC 12 ist für den Einsatz „im Fahrzeug“, das heißt, in einem Hybrid- oder Elektrofahrzeug mit einer Traktionsbatterie 20 ausgebildet. Die Traktionsbatterie 20 ist eine Last des elektrischen Systems 10. Der OBC 12 lädt die Traktionsbatterie 20 unter Verwendung von Wechselstrom aus der Netzversorgung 18. Der OBC 12 weist einen Eingang auf, der über eine externe EVSE (Electrical Vehicle Supply Equipment) (nicht dargestellt) an das Stromnetz 18 angeschlossen wird, um Wechselstrom aus dem Stromnetz zu erhalten. Der OBC 12 weist einen Ausgang auf, der an die Traktionsbatterie 20 angeschlossen ist. Der OBC 12 wandelt den Wechselstrom aus dem Stromnetz 18 in Gleichstrom um und führt den Gleichstrom der Traktionsbatterie 20 zum Laden der Traktionsbatterie zu.
Der PFC 14 und der DC/DC-Wandler (Gleichstromwandler) 16 sind kaskadierte Stufen des OBCs 12. Der OBC 12 umfasst ferner einen DC-Link-Kondensator 22 zwischen dem PFC 14 und dem Gleichstromwandler 16. Der PFC 14 wandelt den Wechselstrom aus dem Stromnetz 18 in Gleichstrom um und führt den Gleichstrom dem DC-Link-Kondensator 22 zu, während der Leistungsfaktor in der Nähe des Betrags Eins gehalten wird. Der PFC 14 wird derart gesteuert, dass die Spannung des DC-Link-Kondensators 22 auf einen gewünschten Gleichspannungspegel geregelt wird. Die Spannung des DC-Link-Kondensators 22 ist die Eingangsspannung des Gleichstromwandlers 16. Der Gleichstromwandler 16 wandelt die Eingangsspannung in einen höheren/geringeren Gleichspannungspegel entsprechend dem Batterieladezustand um. Dieser Gleichspannungspegel ist die Ausgangsspannung des Gleichstromwandlers 16. Die Traktionsbatterie 20 (das heißt, eine Hochspannungsbatterie („HV“)) wird auf die Ausgangsspannung des Gleichstromwandlers 16 geladen.
Wie zuvor beschrieben, ist der PFC 14 das Netz-Vorderende und der Gleichstromwandler 16 passt den Ausgang an den HV-Batteriebereich an. Insbesondere wird der PFC 14 zur Steuerung der Stromaufnahme aus dem Stromnetz 18 und zur Steuerung der Zwischenkreisspannung eingesetzt. Der in Reihe mit dem PFC 14 geschaltete Gleichstromwandler 16 regelt den Ladestrom, der der Traktionsbatterie 20 aus der Zwischenkreisstufe zugeführt wird. Der Wirkungsgrad des OBCs 12 beim Laden der Traktionsbatterie 20 wird maximiert, wenn der Leistungsfaktor den Betrag von Eins aufweist. Da der Leistungsfaktor von Eins abweicht, wird das Einhalten der EMV-Normen beeinträchtigt, und es entstehen mehr Leistungsverluste. Die Leistungsverluste führen zu einer thermischen Wärmeentwicklung. Die OBCs zielen typischerweise auf Wirkungsgrade von wenigstens 95% ab, um die Verwendung von ausgefeilten Wärmemanagementsystemen zur Ableitung der erzeugten Verluste zu vermeiden. Der Gesamtwirkungsgrad des OBCs 12 ist eine Funktion der Wirkungsgrade, die von dem PFC 14 und dem Gleichstromwandler 16 erzielt werden.
Der OBC 12 umfasst ferner eine Steuerung 23. Die Steuerung 23 ist eine elektronische Vorrichtung, wie beispielsweise ein Prozessor, ein Mikrocontroller, oder dergleichen (zum Beispiel ein Computer). Die Steuerung 23 steht in Verbindung mit dem PFC 14 und dem Gleichstromwandler 16, um die Vorgänge des PFCs und des Gleichstromwandlers zu steuern. Beispielsweise steuert die Steuerung 23 den PFC 14 bei der Umwandlung der Wechselstromspannung aus dem Stromnetz 18 in Gleichstrom und bei der Zuführung des Gleichstroms an den DC-Link-Kondensator 22. In dieser Hinsicht steuert die Steuerung 23 in geeigneter Weise das Schalten und die Schaltdauer der Leistungstransistorschalter 28 (wie in 2 gezeigt) des PFCs 14, um den Leistungsfaktorkorrekturfilter, der von dem PFC bereitgestellt wird, und den Betrieb des PFCs bei der Zuführung einer ausgewählten Menge an Gleichstrom, der durch Umwandeln des Wechselstroms aus dem Stromnetz 18 gebildet wurde, an den DC-Link-Kondensator 22 zu steuern Auf diese Weise wird der DC-Link-Kondensator 22 auf den gewünschten Gleichspannungspegel geregelt.
Die Steuerung 23 steuert den Gleichstromwandler 16 bei der Umwandlung der Gleichstrom-Eingangsspannung aus dem DC-Link-Kondensator 22 in eine höhere Gleichstrom-Ausgangsspannung zum Laden der Traktionsbatterie 20. In dieser Hinsicht steuert die Steuerung 23 in geeigneter Weise das Schalten und die Schaltdauer der Leistungstransistorschalter (nicht gezeigt) des Gleichstromwandlers 16 für den Gleichstromwandler, um die Eingangsspannung in eine höhere Ausgangsspannung umzuwandeln. Die Steuerung 23 ist auch betreibbar, um andere Datenknoten des elektrischen Systems 10 und des Fahrzeugs, einschließlich der an den Ladeanwendungen beteiligten Knoten, zu kommunizieren und zu steuern.
Das Stromnetz 18 kann ein ein-, zwei- oder dreiphasiges Stromnetz sein. Daher kann die Netzwechselspannung eine ein-, zwei- oder dreiphasige Netzwechselspannung sein. Der Einfachheit halber wird angenommen, dass die Stromversorgung 18 eine einphasige Stromversorgung ist. Daher wird der OBC 12 hierin so beschrieben, dass er einen einzelnen Satz des PFCs 14 und des Gleichstromwandlers 16 aufweist. In dem Fall, in dem die Wechselspannung eine zweiphasige (dreiphasige) Wechselspannung ist, würde der OBC 12 jeweils zwei (drei) Sätze des PFCs 14 und des Gleichstromwandlers 16 für die zwei (drei) Phasen umfassen.
Mit Bezug auf 2, und unter weiterem Bezug auf 1, ist ein schematisches elektrisches Diagramm des PFCs 14 gezeigt. Wie in 2 gezeigt, weist der PFC 14 eine Totem-Pole-Cluster-Grundstruktur auf, wie sie dem Fachmann bekannt ist. Der PFC 14 ist derart dargestellt, dass er lediglich eine solche Struktur aufweist. Jedoch ist eine Verschachtelung mehrerer Strukturen möglich, und wird empfohlen, um den Strom an den verschiedenen Totem-Pole-Verzweigungen zu teilen.
Der PFC 14 greift einen Eingangsstrom von der Netzversorgung 18 ab, um den Wechselstrom aus der Stromversorgung in einen Gleichstrom für den DC-Link-Kondensator 22 umzuwandeln. Der PFC 14 umfasst einen Induktor 24 und einen Messwiderstand 26. Der Induktor 24 und der Messwiderstand 26 sind mit dem Eingang der Netzversorgung 18 in Reihe geschaltet. Der Strom des Induktors 24 („der Induktorstrom“) ist der Eingangsstrom, der von der Netzversorgung 18 abgegriffen wird. Die Steuerung 23 steht in Verbindung mit dem Messwiderstand 26, um den Wert des Induktorstroms zu erfassen.
Der PFC 14 umfasst ferner einen ersten Leistungstransistorschalter 28a (MH) und einen zweiten Leistungstransistorschalter 28b (ML) („Leistungsschalter 28“). Die Leistungsschalter 28 bilden den „Totem-Pole-Schalter“ der Struktur des PFCs 14, da ein Schalter über dem anderen Schalter liegt. Der PFC 14 umfasst ferner Dioden 30a und 30b („Dioden 30“). Die Dioden 30 leiten abwechselnd in Abhängigkeit davon, ob die Spannung der Netzversorgung 18 größer als oder kleiner als Null ist. Insbesondere leitet die Diode 30a, während die Spannung der Netzversorgung 18 größer als Null ist, d.h., bei jedem positiven Halbzyklus der Stromversorgung. Die Diode 30b leitet, während die Spannung der Netzversorgung 18 kleiner als Null ist, d.h., bei jedem negativen Halbzyklus der Netzversorgung.
Die Steuerung 23 schaltet die Leistungsschalter 28 mit entsprechenden Pulsbreiten-Zeiten während der positiven und negativen Halbzyklen der Netzversorgung 18 abwechselnd ein und aus, damit der PFC 14 als ein synchroner Boost-Wandler bei der Umwandlung des Wechselstroms aus der Netzversorgung in den Gleichstrom für den DC-Link-Kondensator 22 dient, während eine Leistungsfaktorkorrektur vorgenommen wird.
Wie in 3A und 3B gezeigt, und unter weiterem Bezug auf 1 und 2, ist ein Diagramm 40 für nur einen Zyklus der Stromversorgung 18 und ein vergrößerter Abschnitt des Diagramms 40 während des positiven Halbzyklus des einen Zyklus gezeigt. Das Diagramm 40 umfasst ein Kurvendiagramm eines gewünschten Eingangsstroms (I_ac ) 42 aus der Netzversorgung 18 und ein Kurvendiagramm des Induktorstroms (I_L ) 44 über die Zeit während eines Zyklus.
Das Kurvendiagramm des gewünschten Eingangsstroms 42 von der Netzversorgung 18 ist als Referenz dargestellt. Die Netzversorgung 18 ist eine sinusförmige Stromquelle mit einer Frequenz von beispielsweise 50 Hz. Somit ist der gewünschte Eingangsstrom 42 sinusförmig und hat die Frequenz von 50 Hz. Auf der Grundlage einer Frequenz von 50 Hz beträgt die Dauer eines Zyklus 0,02 Sekunden, wie im Diagramm 40 gezeigt.
Der Induktorstrom 44 ist aus dreieckigen Stromwellenformen gebildet. Die dreieckigen Stromwellenformen oszillieren bei einer viel höheren Frequenz als die Frequenz des gewünschten Eingangsstroms 42. Die dreieckigen Stromwellenformen werden erzeugt, indem die Leistungsschalter 28 während des Betriebs des PFCs 14 abwechselnd ein- und ausgeschaltet werden. Die Steuerung 23 schaltet die Leistungsschalter 28 mit der jeweiligen Pulsbreitendauer abwechselnd ein und aus, so dass der Induktorstrom 44 dergestalt ist, dass der gewünschte Eingangsstrom 42 der quadratische Mittelwert (RMS) des Induktorstroms ist.
Wie in 3A gezeigt, durchdringen die dreieckigen Stromwellenformen des Induktorstroms 44 den negativen Strombereich während des positiven Halbzyklus der Netzversorgung 18 (am besten in 3B dargestellt) und durchdringen den positiven Strombereich während des negativen Halbzyklus der Netzversorgung. Die Steuerung 23 steuert das Schalten der Leistungsschalter 28 derart, dass die dreieckigen Stromwellenformen eine gewünschte Magnitude des negativen (positiven) Strombereichs während des positiven (negativen) Halbzyklus durchdringen.
Die dreieckigen Stromwellenformen des Induktorstroms 44 durchdringen die negativen (positiven) Strombereiche während der positiven (negativen) Halbzyklen, damit eine gewünschte Größe der Nullspannungsumschaltungen (ZVS) der Leistungsschalter 28 erfolgen kann. Beispielsweise beträgt die gewünschte Magnitude während des positiven Halbzyklus in etwa -5A, wie in 3A gezeigt, und die gewünschte Magnitude während des negativen Halbzyklus beträgt etwa +5A, wie 3A gezeigt. Somit ist die im Diagramm 40 gekennzeichnete „ZVS-Spanne“ während des positiven (negativen) Halbzyklus 5A unterhalb (oberhalb) des Nullstromwertes von 0A. Der Nullstromwert ist im Diagramm 40 die x-Achse.
Die ZVS bezieht sich auf das Einschalten eines Leistungsschalters 28, während die Spannung auf dem Leistungsschalter Null oder mindestens etwa Null ist. Auf diese Weise ist eine Überlagerung der Spannung über dem Leistungsschalter und des Stroms durch den Leistungsschalter minimal, wodurch es zu minimalen Schaltleistungsverlusten kommt. Eine Nullspannung über einem Leistungsschalter 28 tritt zu irgendeinem Zeitpunkt ein, während die dreieckigen Stromwellenformen des Induktorstroms 44 in der ZVS-Spanne liegen. Die gewünschte Magnitude der ZVS-Spanne ist vorgegeben. Die gewünschte Magnitude ist eine Größe, in der die Spannung an einem Leistungsschalter 28 Null ist, wenn die dreieckigen Stromwellenformen bis zu dieser Magnitude eindringen.
Das Diagramm 40 umfasst ferner ein Kurvendiagramm einer ref_L-Wellenform 46 und einer ref_H-Wellenform 48 während eines Zyklus der Netzversorgung. Wie hierin ausführlicher beschrieben, erzeugt die Steuerung 23 die ref_L-Wellenform 46 und die ref_H-Wellenform 48. Die ref_L-Wellenform 46 definiert die ZVS-Spanne während der positiven Halbzyklen der Netzversorgung, und die ref_H-Wellenform 48 definiert die ZVS-Spanne während der negativen Halbzyklen der Netzversorgung. Die ref_H-Wellenform 48 definiert eine äußere Hülle, an der der Induktorstrom 44 doppelt so hoch wie der gewünschte Eingangsstrom 42 während der positiven Halbzyklen der Netzversorgung ist, und ref_L definiert die äußere Hülle während der negativen Halbzyklen der Netzversorgung.
Genauer gesagt, gibt während der positiven Halbzyklen der Netzversorgung (das heißt, während der positiven Halbzyklen der Eingangsspannung) die ref_H-Wellenform 48 eine äußere Sinusamplitudenhülle des Induktorstroms an, bei der der PFC 14 eine ausreichende Menge an Leistung aus der Netzversorgung 18 absorbiert, damit der PFC die gewünschte Spannung ausgeben kann, und die einen sinusförmigen Wert aufweist, der proportional zur ausreichenden Leistung ist und durch einen Nullspannungsschaltungs-(ZVS)-Offsetwert versetzt ist. Der ZVS-Offsetwert ist ein Wert des Rückstroms im Induktor, bei dem die Nullspannungsumschaltung der Leistungsschalter 28 gewährleistet ist. Die ref_H-Wellenform 48 weist den negativen ZVS-Offsetwert während der negativen Halbzyklen der Netzversorgung 18 auf. Die ref_L-Wellenform 46 weist den ZVS-Offsetwert während der positiven Halbzyklen der Netzversorgung 18 und den negativen Sinuswert während der negativen Halbzyklen der Netzversorgung 18 auf.

Zusammengefasst gilt während des positiven Netz-Halbzyklus:
RefH = (sinusförmig (proportional zu Po)) + ZVSoffset
RefL = -ZVSoffset
und während des negativen Netz-Halbzyklus:
RefH = ZVSoffset
RefL = (-sinusförmig (proportional zu Po)) -ZVSoffset

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Die ZVS wird durch den Einschaltwechsel der Leistungsschalter 28 erreicht, wodurch die parasitäre Kapazitätsentladung sichergestellt wird (die ref_L-Wellenform 46 während der positiven Halbzyklen und die ref_H-Wellenform während der negativen Halbzyklen), und durch das Ausschalten der Leistungsschalter 28, wenn der Induktorstrom 44 das Zweifache des gewünschten Eingangsstroms 42 ist, um die ausgewählte Leistung aufzunehmen und die Zwischenkreisspannung auf den gewünschten Spannungspegel zu steuern (die ref_H-Wellenform 48 während der positiven Halbzyklen und die ref_L-Wellenform während der negativen Halbzyklen).
Unter Bezugnahme auf 3B, die den positiven Halbzyklus der Netzversorgung 18 umfasst, steuert die Steuerung 23 den Leistungsschalter 28a (MH) auf ein und den Leistungsschalter 28b (ML) auf aus, so dass der Induktorstrom 44 die Form des Stromsegments 52 aufweist. Anschließend steuert die Steuerung 23, nachdem das Stromsegment 52 der gewünschten Magnitude der ZVS-Spanne am Punkt 54 entspricht, den Leistungsschalter 28a (MH) auf aus und den Leistungsschalter 28b (ML) auf ein. Das heißt, wenn der Induktorstrom 44 auf die ref_L-Wellenform 46 am Punkt 54 trifft, steuert die Steuerung 23 den Leistungsschalter 28a (MH) auf aus und den Leistungsschalter 28b (ML) auf ein. Der Induktorstrom 44 weist dann die Form des Stromsegments 56 auf. Folglich steuert die Steuerung 23, nachdem das Stromsegment 56 das Zweifache des gewünschten Eingangsstroms 42 am Punkt 58 ist, den Leistungsschalter 28a (MH) auf ein und den Leistungsschalter 28b (ML) auf aus. Das heißt, wenn der Induktorstrom 44 am Punkt 58 auf die ref_H-Wellenform 48 trifft, steuert die Steuerung 23 den Leistungsschalter 28a (MH) auf ein und den Leistungsschalter 28b (ML) auf aus. Dieser Vorgang wiederholt sich, wenn die Steuerung 23 den Leistungsschalter 28a (MH) ausschaltet und den Leistungsschalter 28b (ML) einschaltet, wenn der Induktorstrom 44 die gewünschte Magnitude der ZVS-Spanne erreicht, und steuert den Leistungsschalter 28a (MH) auf ein und den Leistungsschalter 28b (ML) auf aus, wenn der Induktorstrom 44 das Zweifache des gewünschten Eingangsstrom 42 ist.
Mit Bezug auf 4, unter weiterer Bezugnahme auf die 1, 2, 3A und 3B, ist ein Blockdiagramm der Netz-PFC-Stufen und ihrer erfassten Signale gezeigt. Die Steuerung 23 überwacht die erfassten Signale. In dieser Hinsicht umfasst die Steuerung 23 einen ersten, einen zweiten und einen dritten Signalkonditionierer 60, 62 und 64. Der erste Signalkonditionierer 60 ist mit der Eingangsseite des OBCs 12 in Verbindung und erfasst die Eingangsspannung (Vac(t)) der Netzversorgung 18. Der zweite Signalkonditionierer 62 ist mit einem Messwiderstand 26 in Verbindung, um den Stromfluss durch den Messwiderstand zu überwachen. Da der Induktor 24 mit dem Messwiderstand 26 in Reihe geschaltet ist, ist der Strom, der durch den Messwiderstand fließt, der Induktorstrom 44. Der zweite Signalkonditionierer 62 erfasst dabei den Induktorstrom (iL(t)) 44. Der dritte Signalkonditionierer 64 erfasst die Spannung (Vo(t)) des DC-Link-Kondensators 22.
Mit Bezug auf 5, unter weiterer Bezugnahme auf 1, 2, 3A, 3B und 4, ist ein Blockdiagramm der Steuerung 23 gezeigt. Wie in 5 gezeigt, umfasst die Steuerung 23 einen Mikrocontroller 72 und eine Hysteresevergleichsschaltungsanordnung („Komparatoranordnung“) 74. Die Steuerung 23 ist somit eine „Hybridsteuerung“.
Zur Verbesserung des Gesamtwirkungsgrades des OBCs 12, der eine Funktion der Wirkungsgrade ist, die durch den PFC 14 und den Gleichstromwandler 16 erzielt werden, steuert die Steuerung 23 den Betrieb des PFCs über Nullspannungstechniken, so dass eine Verringerung der Verluste des PFCs erreicht wird. Daher steht der PFC-Betrieb unter ZVS-Bedingungen im Mittelpunkt der Steuerung 23.
In diesem Zusammenhang funktioniert der Mikrocontroller 72 derart, dass er die ref_L-Wellenform 46 (das heißt, die ZVS-Spanne für die positiven Halbzyklen der Netzversorgung 18 und die äußere Hülle des Induktorstroms 44 für die negativen Halbzyklen der Netzversorgung) und die ref_H-Wellenform 48 (das heißt, die äußere Hülle des Induktorstroms 44 für die positiven Halbzyklen der Netzversorgung und die ZVS-Spanne für die negativen Halbzyklen der Netzversorgung) erzeugt. Der Mikrocontroller 72 erzeugt die ref_L-Wellenform 46 und die ref_H-Wellenform 48 auf der Grundlage des Eingangsstroms und des gewünschten Spannungspegels des DC-Link-Kondensators 22. Insbesondere verarbeitet der Mikrocontroller 72 die erfasste Spannung (Vo(t)) des DC-Link-Kondensators 22, die erfasste Eingangsspannung (Vac(t)) der Netzversorgung 18 und einen gewünschten Spannungspegel (Vref(n)) des DC-Link-Kondensators 22, um die äußere Hülle des Induktorstroms 44 für die positiven und negativen Halbzyklen der Netzversorgung zu erzeugen.
Genauer gesagt, wie in 5 gezeigt, umfasst der Mikrocontroller 72 einen Satz von Wechselstromwandlern 82. Die Wechselstromwandler 82 empfangen jeweils analoge Signale, die die erfasste Eingangsspannung (Vac(t)) der Netzversorgung 18 und die erfasste Spannung (Vo(t)) des DC-Link-Kondensators 22 anzeigen. Die Wechselstromwandler 82 wandeln jeweils diese analogen Signale in digitale Signale um. Der Mikrocontroller 72 bestimmt im Summierer 84 eine Spannungsdifferenz (e(n)) zwischen den digitalisierten Signalen (V(refin)) und Vo(n)) der gewünschten und erfassten Spannungen des DC-Link-Kondensators 22; (ii) integriert proportional am Proportionalintegrator 86 die Spannungsdifferenz (e(n)), um einen gewünschten Eingangsstromwert (Iref(n)) zu erzeugen; und (iii) multipliziert am Multiplizierer 88 den gewünschten Eingangsstromwerts (Iref(n)) und die erfasste Eingangsspannung der Netzversorgung 18, um ein Leistungssignal (G(n)) zu erzeugen. Das Leistungssignal (G(n)) gibt die Leistung an, die durch den PFC 14 von der Netzversorgung 18 absorbiert wird, damit der PFC den DC-Link-Kondensator 22 dazu bringt, den gewünschten Spannungspegel (Vref(t)) zu erzielen. Das Leistungssignal (G(n)) wird jeweils den zwei Signalkonditionierern 90a und 90b zugeführt.
Der Mikrocontroller 72 umfasst ferner einen ZVS-Offsetgenerator 105. Der ZVS-Offsetgenerator 105 erzeugt einen digitalisierten Wert des ZVS-Offsets. Der ZVS-Offsetgenerator 105 erzeugt den ZVS-Offset aus Erfahrungswerten (das heißt, einer Tabelle). Der ZVS-Offsetgenerator 105 führt die digitalisierten Werte des ZVS-Offsets jeweils den zwei Signalkonditionierern 90a und 90b zu.
Der Mikrocontroller 72 umfasst ferner einen Nulldurchgangsdetektor (ZCD) 92. Der ZCD 92 überwacht die erfasste Eingangsspannung (Vac(t)) der Netzversorgung 18 und erzeugt ein Nulldurchgangssignal (ZC), wenn die Eingangsspannung (Vac(t)) Nullspannungen überschreitet. Jedes digitalisierte Nulldurchgangssignal (ZC(n)), das von dem ZCD 92 erzeugt wird, wird über eine Verzögerung 104 (im Nachfolgenden erläutert) jeweils den zwei Signalkonditionierern 90a und 90b zugeführt.
Jeder Signalkonditionierer 90a und 90b empfängt somit das Leistungssignal (G(n)), den digitalisierten Wert des ZVS-Offsets und das Nulldurchgangssignal (ZC(n)). Der erste Signalkonditionierer 90a verarbeitet diese Signaleingaben, um eine digitalisierte Version der ref_H-Wellenform 48 zu erzeugen. Die digitalisierte Version der ref_H-Wellenform 48 wird einem ersten Digital-zu-Analog (DAC-)-Wandler 106a zugeführt. Der DAC-Wandler 106a erzeugt die (analoge) ref_H-Wellenform 48 aus der digitalisierten Version der ref_H-Wellenform 48. In ähnlicher Weise verarbeitet der zweite Signalkonditionierer 90b diese Signaleingaben, um eine digitalisierte Version der ref_L-Wellenform 46 zu erzeugen. Die digitalisierte Version der ref_L-Wellenform 46 wird einem zweiten DAC-Wandler 106b zugeführt. Der zweite DAC-Wandler 106b erzeugt die (analoge) ref_L-Wellenform 46 aus der digitalisierten Version der ref_L-Wellenform 46. Auf diese Weise steuert das Nulldurchgangssignal die den DAC-Wandlern 106 zugeführten konditionierten Ausgänge.
Die Komparatoranordnung 74 arbeitet derart, dass sie Steuersignale (das heißt, Auslösesignale) erzeugt, um die Leistungsschalter 28 abwechselnd ein- und auszuschalten. Die Komparatoranordnung 74 erzeugt die Steuersignale auf der Grundlage eines Vergleichs des Induktorstroms 44 mit sowohl der ref_L-Wellenform 46 als auch der ref_H-Wellenform 48. Mit Bezug auf 3B erzeugt die Komparatoranordnung 74 beispielsweise, nachdem der Wert des Induktorstroms 44 dem Wert der ref_L-Wellenform 46 entspricht (wie beispielsweise am Punkt 54 in 3B), die Steuersignale, um den ersten Leistungsschalter 28a (MH) auszuschalten und den zweiten Leistungsschalter 28b (ML) einzuschalten. Nachdem der Wert des Induktorstroms 44 dem Wert der ref_H-Wellenform 48 entspricht (wie beispielsweise am Punkt 58 in 3B), erzeugt die Komparatoranordnung 74 die Steuersignale, um den ersten Leistungsschalter 28a (MH) einzuschalten und den zweiten Leistungsschalter 28b (ML) auszuschalten.
Genauer gesagt umfasst die Komparatoranordnung 74, wie in 5 gezeigt, eine erste und eine zweite analoge Vergleichsschaltung 112 und 114, eine digitale Flip-Flop-Schaltung 116 und eine digitale Antriebsschaltung 118. Der erste Komparator 112 empfängt die ref_H-Wellenform 48 und den erfassten Wert des Induktorstroms (IL(t)) 44 als Eingänge. Der zweite Komparator 114 empfängt die ref_L-Wellenform 46 und den erfassten Wert des Induktorstroms (IL(t)) 44 als Eingänge. Der erste Komparator 112 schaltet seinen Ausgang um, wenn der Wert des Induktorstroms 44 dem Wert der ref_H-Wellenform 48 entspricht (das heißt, nachdem der Wert des Induktorstroms den Wert der äußeren Amplitudenhülle aufweist). Der zweite Komparator 114 schaltet seinen Ausgang um, wenn der Wert des Induktorstroms 44 dem Wert der ref_L-Wellenform 46 entspricht (das heißt, nachdem der Wert des Induktorstroms 44 den Wert der gewünschten Magnitude der ZVS-Spanne aufweist).
Die Flip-Flop-Schaltung 116 und die Treiberschaltung 118 funktionieren entsprechend für pulsbreitenmodulierte (PWM) Steuersignale, die den Leistungsschaltern 28 zugeführt werden. Die PWM-Steuersignale bewirken, dass der erste Leistungsschalter 28a (M_H ) ausgeschaltet wird und der zweite Leistungsschalter 28b (ML) eingeschaltet wird, nachdem der Induktorstrom 44 der ref_L-Wellenform 46 entspricht, und der erste Leistungsschalter 28a (MH) bleibt ausgeschaltet und der zweite Leistungsschalter 28b (M_L ) bleibt eingeschaltet, bis der Induktorstrom 44 der ref_H-Wellenform 48 entspricht. In ähnlicher Weise bewirken die PWM-Steuersignale, dass der erste Leistungsschalter 28a (M_H ) eingeschaltet wird und der zweite Leistungsschalter 28b (M_L ) ausgeschaltet wird, wenn der Induktorstrom 44 der ref_H-Wellenform 48 entspricht, und der erste Leistungsschalter 28a (M_H ) bleibt eingeschaltet und der zweite Leistungsschalter 28b (M_L ) bleibt ausgeschaltet, bis der Induktorstrom 44 der ref_L-Wellenform 46 entspricht.
Der Mikrocontroller 72 kann relativ kostengünstig sein, da er eine digitale externe langsame Schleife erzeugt (das heißt, die ref_L-Wellenform 46 und die ref_H-Wellenform 48). Die Komparatoranordnung 74 ist kostengünstig aufgrund eines analogen Schnellstromsteuerkreises mit variablem ZVS-Übergang. Der Schnellstromregelkreis sorgt für eine erforderliche Menge an Rückstrom (I_R ) im Induktor 24, der die FET-parasitäre Hauptkapazität des entsprechenden Leistungsschalters 28 vollständig entladen kann. Darüber hinaus steuert der Mikrocontroller 72 diesen Rückstrom je nach Fahrzeugantrieb, um unabhängig von der FET-Charakteristik immer den ZVS-Zustand zu erzielen. In dieser Hinsicht erzeugt der Mikrocontroller 72 für die positiven Halbzyklen die ref_L-Wellenform 46 (die Magnitude des Rückstroms (I_R )) und die ref_H-Wellenform 48 (die externe langsame Schleife zur Steuerung der DC-Link-Spannung) und die ref_H-Wellenform 48 (die Magnitude des Rückstroms I_R ).
Zusammengefasst erzeugt der Mikrocontroller 72 Bezugssignale, die ref_L-Wellenform 46 und die ref_H-Wellenform 48, auf der Grundlage des Eingangsstroms und der gewünschten DC-Link-Spannung, und die Komparatoranordnung 74 (das heißt, die Hardware) steuert das Umschalten der Leistungsschalter 28 auf der Grundlage eines Vergleichs des Induktorstroms mit den Bezugssignalen. Auf diese Weise ordnet der Mikrocontroller 72 eine High-Level-Software-Regelschleife, die die Wellenformeingänge erzeugt, der Hardwareschaltung (das heißt, der Komparatoranordnung 74) gemäß dem Netzprofil (das heißt, gemäß der ref_L-Wellenform 46 und der ref_H-Wellenform 48) zu. Die Komparatoranordnung 74 schaltet die Leistungsschalter 28 in den gewählten Stufen ein und aus, um dadurch immer die ZVS zu erzielen.
Im Einzelnen erzeugt der Mikrocontroller 72 die Niederfrequenzbezugssignale, die ref_L-Wellenform 46 und die ref_H-Wellenform 48, um den PFC 14 zu steuern. Der Mikrocontroller 72 erzeugt die ref_L-Wellenform 46 und die ref_H-Wellenform 48, um die gewünschte Ausgangsleistung bei sinusförmiger Eingangsstromaufnahme zu erzielen und die ZVS-Schaltungen für einen hocheffizienten Betrieb zu erreichen.
Beispielsweise erzeugt der Mikrocontroller 72, wie in 3B gezeigt, die einen positiven Netzhalbzyklus darstellt, die ref_H-Wellenform 48, die einer Sinusform folgt, deren Amplitude durch die gewünschte Ausgangsleistung bestimmt wird (das heißt, die ausgewählte DC-Link-Spannung), und erzeugt die ref_L-Wellenform 46, um einen bestimmten negativen Stromwert zur Sicherstellung der ZVS zu erzielen. Wie zuvor beschrieben, werden zur Erzeugung der Steuersignale für die Leistungsschalter 28 die Bezugssignale (die ref_L-Wellenform 46 und die ref_H-Wellenform 48) mit dem Induktorstrom 44 verglichen.
Wie vorstehend beschrieben, wird jedes digitale Nulldurchgangssignal (ZC(n)), das von dem ZCD 92 des Mikrocontrollers 72 erzeugt wird, jeweils den zwei Signalkonditionierern 90a und 90b über eine Verzögerung 104 des Mikrocontrollers zugeführt. In diesem Zusammenhang kann zum PFC 14 ein Eingangsfilter nicht dargestellt) vorgesehen sein, der eine harmonische Verzerrung erzeugen kann. Dies bedeutet, dass eine Phasendifferenz zwischen der Eingangsspannung und dem Eingangsstrom erzeugt wird. Dadurch kann der Eingangsstrom durch die vom Eingangsfilter eingebrachte Phasenverschiebung verzerrt werden. Um diese Phasendifferenz bei der Erzeugung der ref_L-Wellenform 46 und der ref_H-Wellenform 48 zu beseitigen, wird die Verzögerung 104 vorgesehen. Die Verzögerung 104 wird aus Erfahrungswerten (das heißt, Tabellen) erzeugt. Die Verzögerung 104 wird den Signalkonditionierern 90a und 90b zur Phasenverschiebung der ref_L-Wellenform 46 und der ref_H-Wellenform 48 zugeführt.
Im Gegensatz zu herkömmlichen Ansätzen misst der Mikrocontroller 72 nicht direkt, führt Steueraktion aus und erzeugt Steuersignale, wodurch ein hoher Ressourcenverbrauch und zeitliche Einschränkungen vermieden werden. Das heißt, der Mikrocontroller 72 berechnet nicht die Scheitelpunkte, an denen der Induktorstrom 44 auf die ref_L-Wellenform 46 oder die ref_H-Wellenform 48 trifft. Der Mikrocontroller 72 erzeugt dadurch keine Steuersignale zum Steuern der Leistungsschalter 28. Da die Scheitelpunkte relativ schnell auftreten, wie in 3A und 3B gezeigt, müssten solche Steuersignale in der Größenordnung von Nanosekunden verarbeitet werden. Anstatt solche Steuersignale zu erzeugen, erzeugt der Mikrocontroller 72 die ref_L-Wellenform 46 und die ref_H-Wellenform 48. Die Erzeugung der ref_L-Wellenform 46 und der ref_H-Wellenform 48 verwendet eine Verarbeitung in der Größenordnung von Millisekunden. Dementsprechend arbeitet der Mikrocontroller 72 mit einer relativ niedrigen Geschwindigkeit (zum Beispiel Millisekunden), anstelle eines Betriebs bei relativ hoher Geschwindigkeit (zum Beispiel Nanosekunden).
Eine schnelle Induktorstrom-Digitalisierungsschaltung zur Erfassung von Nulldurchgängen des Induktorstroms 44 wäre für den Mikrocontroller 72 erforderlich, um Steuersignale zum Steuern der Leistungsschalter 28 zu erzeugen. Wie die Scheitelpunkte treten auch die Nullübergänge des Induktorstroms 44 relativ schnell auf, wie in 3A und 3B ersichtlich. Die Verarbeitung der erfassten Nulldurchgänge des Induktorstroms 44 würde daher eine schnelle Analog-zu-Digital-Umwandlung erfordern. Da der Mikrocontroller 72 keine Steuersignale zur Steuerung der Leistungsschalter 28 erzeugt, ist keine schnelle Induktorstrom-Digitalisierungsschaltung und keine schnelle Analog-zu-Digital-Umwandlung erforderlich. Die Steuerungsarchitektur des Mikrocontrollers 72 wird vereinfacht, da der Mikrocontroller keine schnellen Steuerungshandlungen in Bezug auf die Induktorstrom-Nulldurchgangssignale durchführt. Die schnellen Steuerungsaufgaben des PFCs werden externalisiert und unter Verwendung günstiger Komponenten (das heißt, Komparatoranordnung 74) realisiert, wodurch die gesamte Steuerungsarchitektur vereinfacht wird.
Zu den Vorteilen der Steuerung 23 gehört ein neuartiger ZVS-Ansatz, der durch eine gemischte Implementierung (Hardware/Software) eine Hochleistungsprodukt-Realisierung und -Flexibilität ermöglicht. Der „Hybrid“-Aspekt der Steuerung 23 erfordert keine Hochleistungs-MCU/DSP/FPGA, um den PFC in ZVS zu betreiben. Die Steuerung 23 ist somit aufgrund ihrer kostengünstigen und vielseitigen Architektur ein kostengünstiges und weniger komplexes System ohne Wirkungsgradverlust. Der Hardwareteil (das heißt, die Komparatoranordnung 74) der Steuerung 23 beruht auf günstigen Standardgeräten. Wie beschrieben, ist ein von der Steuerung 23 verwendetes Konzept die Echtzeiterfassung, die robuster und genauer ist als prädikative Systeme. Die Steuerung 23 kann auch auf andere Systeme, die auf Nulldurchgangsstromerfassung beruhen, angewendet werden. Wie ebenfalls beschrieben, umfasst das Anwendungsgebiet der Steuerung 23 Batterieladegeräte für HEVs, PHEVs, EVs und andere Hochleistungsanwendungen, die auf der ZVS-Stromregelung basieren.
Während zuvor beispielhafte Ausführungsformen beschrieben wurden, ist es nicht beabsichtigt, dass diese Ausführungsformen alle möglichen Formen der vorliegenden Erfindung beschreiben. Vielmehr sind die in der Beschreibung verwendeten Wörter eher beschreibender als einschränkender Natur, und es versteht sich, dass verschiedene Änderungen vorgenommen werden können, ohne vom Geist und Umfang der vorliegenden Erfindung abzuweichen. Darüber hinaus können die Merkmale verschiedener ausführender Ausführungsformen zu weiteren Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung kombiniert werden.

Claims

Leistungsfaktorkorrekturfilter (PFC)-Anordnung, umfassend: einen Leistungsfaktorkorrekturfilter (PFC), um eine Eingangsspannung und einen Eingangsstrom einer Netzversorgung zu verwenden, um eine gewünschte Spannung auszugeben, wobei der PFC einen Induktor, einen ersten Leistungsschalter und einen zweiten Leistungsschalter aufweist, wobei der Eingangsstrom ein Strom des Induktors ist und der Induktorstrom vom Schaltzustand der Leistungsschalter abhängt; einen Mikrocontroller, der konfiguriert ist, um auf der Grundlage der Eingangsspannung und der gewünschten Spannung ein erstes Bezugssignal und ein zweites Bezugssignal zu erzeugen, wobei das erste Bezugssignal während positiver Halbzyklen der Eingangsspannung eine äußere Sinusamplitudenhülle des Induktorstroms anzeigt, für die der PFC eine ausreichende Menge an Leistung von der Netzversorgung absorbiert, damit der PFC die gewünschte Spannung ausgibt, und das einen Sinuswert aufweist, der proportional zur ausreichenden Menge an Leistung ist und die durch einen Nullspannungsumschaltungs-(ZVS)-Offsetwert verschoben ist, wobei der ZVS-Offsetwert ein Wert des Rückstroms in dem Induktor ist, für den eine Nullspannungsumschaltung der Leistungsschalter sichergestellt ist, und wobei das erste Bezugssignal während negativer Halbzyklen der Eingangsspannung den negativen ZVS-Offsetwert aufweist, wobei das zweite Bezugssignal während positiver Halbzyklen der Eingangsspannung den ZVS-Offsetwert aufweist und während negativer Halbzyklen der Eingangsspannung den negativen Sinuswert aufweist; und eine Hysteresevergleichsschaltungsanordnung, die konfiguriert ist, um den Induktorstrom mit dem ersten und zweiten Bezugssignal zu vergleichen und den ersten Leistungsschalter auszuschalten und den zweiten Leistungsschalter einzuschalten, wenn der Induktorstrom dem zweiten Bezugssignal entspricht, und um den ersten Leistungsschalter einzuschalten und den zweiten Leistungsschalter auszuschalten, wenn der Induktorstrom dem ersten Bezugssignal entspricht, wodurch der PFC die gewünschte Spannung mit Nullspannungsumschaltung der Leistungsschalter ausgibt.
PFC-Anordnung nach Anspruch 1, wobei die Hysteresevergleichsschaltungsanordnung einen ersten Komparator umfasst, der das erste Bezugssignal und einen erfassten Wert des Induktorstroms als Eingänge empfängt und seinen Ausgang auf den dem ersten Bezugssignal entsprechenden Induktorstrom schaltet; und die Hysteresevergleichsschaltungsanordnung ferner einen zweiten Komparator umfasst, der das zweite Bezugssignal und den erfassten Wert des Induktorstroms als Eingänge empfängt und seinen Ausgang auf den dem zweiten Bezugssignal entsprechenden Induktorstrom schaltet.
PFC-Anordnung nach Anspruch 2, wobei: die Hysteresevergleichsschaltungsanordnung ferner eine digitale Flip-Flop-Schaltung und eine digitale Treiberschaltung umfasst, die mit den Ausgängen des ersten Komparators und des zweiten Komparators zusammenwirken, um den ersten Leistungsschalter ausgeschaltet und den zweiten Leistungsschalter eingeschaltet zu lassen, bis der Induktorstrom dem ersten Bezugssignal entspricht, und um den ersten Leistungsschalter eingeschaltet und den zweiten Leistungsschalter ausgeschaltet zu lassen, bis der Induktorstrom dem zweiten Bezugssignal entspricht.
PFC-Anordnung nach Anspruch 1, wobei der Mikrocontroller mit einem ersten, zweiten und dritten Signalkonditionierer verbunden ist, wobei der erste Signalkonditionierer mit einer Eingangsseite des PFCs kommuniziert und die Eingangsspannung erfasst, der zweite Signalkonditionierer mit einem Messwiderstand kommuniziert, der in Reihe mit dem Induktor geschaltet ist, und den Induktorstrom erfasst, und der dritte Signalkonditionierer eine Spannung des DC-Link-Kondensators erfasst; und wobei der Mikrocontroller die erfasste Ausgangsspannung des PFCss, die erfasste Eingangsspannung und den gewünschten Spannungspegel verarbeitet, um das erste Bezugssignal und das zweite Bezugssignal zu erzeugen.
PFC-Anordnung nach Anspruch 4, wobei der Mikrocontroller sowohl das erste Bezugssignal als auch das zweite Bezugssignal erzeugt durch (i) Bestimmen einer Spannungsdifferenz der gewünschten Spannung des DC-Link-Kondensators und der erfassten Spannung des DC-Link-Kondensators, (ii) proportionales Integrieren der Spannungsdifferenz, um einen gewünschten Eingangsstromwert zu erzeugen, und (iii) Multiplizieren des gewünschten Eingangsstromwertes und der erfassten Eingangsspannung, um ein Leistungssignal zu erzeugen, das anzeigt, wie viel Leistung von dem PFC aus der Netzversorgung absorbiert werden muss, um den DC-Link-Kondensator durch den PFC auf den gewünschten Spannungspegel aufzuladen.
PFC-Anordnung nach Anspruch 5, wobei der Mikrocontroller ferner einem Nulldurchgangsdetektor (ZCD) zugeordnet ist, der konfiguriert ist, um ein Nulldurchgangssignal zu erzeugen, wenn die Eingangsspannung Null Volt überschreitet, wobei das erste Bezugssignal und das zweite Bezugssignal ferner auf der Grundlage des Nulldurchgangssignals erzeugt werden.
PFC-Anordnung nach Anspruch 1, wobei der Mikrocontroller mit einer Magnitude des Rückstromwerts des Induktorstroms vorkonfiguriert ist.
PFC-Anordnung nach Anspruch 1, ferner umfassend: einen DC-Link-Kondensator, wobei der DC-Link-Kondensator von dem PFC auf die Ausgangsspannung des PFCs aufgeladen wird; und einen Gleichstromwandler zum Umwandeln einer Spannung des DC-Link-Kondensators in einen höheren oder niedrigeren Spannungspegel.
On-Board-Charger zum Laden einer Traktionsbatterie eines Fahrzeugs, umfassend: einen DC-Link-Kondensator; einen Leistungsfaktorkorrekturfilter (PFC), um eine Eingangsspannung und einen Eingangsstrom von einer Wechselstromquelle zu verwenden, um den DC-Link-Kondensator auf den gewünschten Spannungspegel aufzuladen, wobei der PFC einen Induktor, einen ersten Leistungsschalter und einen zweiten Leistungsschalter aufweist, wobei der Eingangsstrom ein Strom des Induktors ist und der Induktorstrom vom Schaltzustand der Leistungsschalter abhängt; einen Mikrocontroller, der konfiguriert ist, um auf der Grundlage der Eingangsspannung und der gewünschten Spannung ein erstes Bezugssignal und ein zweites Bezugssignal zu erzeugen, wobei das erste Bezugssignal während positiver Halbzyklen der Eingangsspannung eine äußere Sinusamplitudenhülle des Induktorstroms anzeigt, für die der PFC eine ausreichende Menge an Leistung von der Netzversorgung absorbiert, damit der PFC den DC-Link-Kondensator auf den gewünschten Spannungspegel auflädt, und das einen Sinuswert aufweist, der proportional zur ausreichenden Menge an Leistung ist und der durch einen Nullspannungsumschaltung-(ZVS)-Offsetwert verschoben ist, wobei der ZVS-Offsetwert ein Wert des Rückstroms in dem Induktor ist, für den eine Nullspannungsumschaltung der Leistungsschalter sichergestellt ist, und wobei das erste Bezugssignal während negativer Halbzyklen der Eingangsspannung den negativen ZVS-Offsetwert aufweist, wobei das zweite Bezugssignal während positiver Halbzyklen der Eingangsspannung den ZVS-Offsetwert aufweist und während negativer Halbzyklen der Eingangsspannung den negativen Sinuswert aufweist; und eine Hysteresevergleichsschaltungsanordnung, die konfiguriert ist, um den Induktorstrom mit dem ersten und zweiten Bezugssignal zu vergleichen und den ersten Leistungsschalter auszuschalten und den zweiten Leistungsschalter einzuschalten, wenn der Induktorstrom dem zweiten Bezugssignal entspricht, und um den ersten Leistungsschalter einzuschalten und den zweiten Leistungsschalter auszuschalten, wenn der Induktorstrom dem ersten Bezugssignal entspricht, wodurch der PFC den DC-Link-Kondensator auf die gewünschte Spannung mit Nullspannungsumschaltung der Leistungsschalter lädt.
On-Board-Charger nach Anspruch 9, wobei die Hysteresevergleichsschaltungsanordnung einen ersten Komparator umfasst, der das erste Bezugssignal und einen erfassten Wert des Induktorstroms als Eingänge empfängt und seinen Ausgang umschaltet, wenn der Induktorstrom dem ersten Bezugssignal entspricht; und die Hysteresevergleichsschaltungsanordnung ferner einen zweiten Komparator umfasst, der das zweite Bezugssignal und den erfassten Wert des Induktorstroms als Eingänge empfängt und seinen Ausgang umschaltet, wenn der Induktorstrom dem zweiten Bezugssignal entspricht.
On-Board-Charger nach Anspruch 10, wobei die Hysteresevergleichsschaltungsanordnung ferner eine digitale Flip-Flop-Schaltung und eine digitale Treiberschaltung umfasst, die mit den Ausgängen des ersten Komparators und des zweiten Komparators zusammenwirken, um ein erstes Steuersignal zu erzeugen, sodass der erste Leistungsschalter ausgeschaltet bleibt und der zweite Leistungsschalter eingeschaltet bleibt, bis der Induktorstrom dem ersten Bezugssignal entspricht, und um ein zweites Steuersignal zu erzeugen, sodass der erste Leistungsschalter eingeschaltet bleibt und der zweite Leistungsschalter ausgeschaltet bleibt, bis der Induktorstrom dem zweiten Bezugssignal entspricht.
On-Board-Charger nach Anspruch 11, wobei der Mikrocontroller mit einem ersten, zweiten und dritten Signalkonditionierer verbunden ist, wobei der erste Signalkonditionierer mit einer Eingangsseite des PFCs kommuniziert und die Eingangsspannung erfasst, der zweite Signalkonditionierer mit einem Messwiderstand kommuniziert, der in Reihe mit dem Induktor geschaltet ist, und den Induktorstrom erfasst, und der dritte Signalkonditionierer eine Spannung des DC-Link-Kondensators erfasst; und wobei der Mikrocontroller die erfasste Spannung des DC-Link-Kondensators, die erfasste Eingangsspannung und den gewünschten Spannungspegel des DC-Link-Kondensators verarbeitet, um das erste Bezugssignal und das zweite Bezugssignal zu erzeugen.
On-Board-Charger nach Anspruch 12, wobei der Mikrocontroller sowohl das erste Bezugssignal als auch das zweite Bezugssignal erzeugt durch (i) Bestimmen einer Spannungsdifferenz der gewünschten Spannung des DC-Link-Kondensators und der erfassten Spannung des DC-Link-Kondensators, (ii) proportionales Integrieren der Spannungsdifferenz, um einen gewünschten Eingangsstromwert zu erzeugen, und (iii) Multiplizieren des gewünschten Eingangsstromwertes und der erfassten Eingangsspannung, um ein Leistungssignal zu erzeugen, das anzeigt, wie viel Leistung von dem PFC aus der Netzversorgung absorbiert werden muss, um den DC-Link-Kondensator durch den PFC auf den gewünschten Spannungspegel aufzuladen.
On-Board-Charger nach Anspruch 13, wobei der Mikrocontroller ferner einem Nulldurchgangsdetektor (ZCD) zugeordnet ist, der konfiguriert ist, um ein Nulldurchgangssignal zu erzeugen, wenn die Eingangsspannung Null Volt überschreitet, wobei das erste Bezugssignal und das zweite Bezugssignal ferner auf der Grundlage des Nulldurchgangssignals erzeugt werden.
On-Board-Charger nach Anspruch 11, wobei der Mikrocontroller mit einer Magnitude des Rückstromwerts des Induktorstroms vorkonfiguriert ist.
On-Board-Charger nach Anspruch 11, der ferner einen Gleichstromwandler umfasst, um den gewünschten Spannungspegel des DC-Link-Kondensators in einen höheren oder niedrigeren Spannungspegel umzuwandeln und die Traktionsbatterie auf den höheren oder niedrigeren Spannungspegel zu laden.