WO2020070167A1 - Mehrphasiger, potentialgetrennter gleichspannungskonverter - Google Patents

Mehrphasiger, potentialgetrennter gleichspannungskonverter

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WO2020070167A1
WO2020070167A1 PCT/EP2019/076657 EP2019076657W WO2020070167A1 WO 2020070167 A1 WO2020070167 A1 WO 2020070167A1 EP 2019076657 W EP2019076657 W EP 2019076657W WO 2020070167 A1 WO2020070167 A1 WO 2020070167A1
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WO
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converter
bridge
rectifier
primary
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PCT/EP2019/076657
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Florian KRISMER
Johann Walter Kolar
Julian Marius BÖHLER
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Egston Power Electronics Gmbh
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    • H02M3/33584—Bidirectional converters
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    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
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    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the invention relates to the field of electronic converters, in particular a floating DC voltage converter for generating a plurality of floating DC voltages.
  • m The number of internal DC voltage connections to be supplied is referred to below as m, m> 1.
  • m DC converters each with a potential-isolated DC voltage connection, supply the m system-internal DC voltage connections, i.e. for 1 ⁇ k ⁇ m: the plus connection of the c-th electrically isolated DC voltage connection is connected to the plus connection of the / c-th system-internal DC voltage connection and the minus connection of the / c-th electrically isolated DC voltage connection is connected to the minus connection of the kth internal DC voltage connection.
  • the DC voltage converters, each with a potential-isolated DC voltage connection perform three functions: o the stabilization of the voltages present between the plus and minus connections of the isolated DC voltage connections,
  • the multi-phase DC voltage converter (10) has a non-electrically isolated DC voltage connection on the primary side and m electrically isolated DC voltage connections on the secondary side. Between the non-isolated DC voltage connection and the isolated DC voltage connections, the multi-phase DC voltage converter has a bidirectional high-frequency inverter circuit (RF inverter) 1, m high-frequency transformers (RF transformers) 3, m primary-side high-frequency networks (primary-side RF networks), secondary RF (secondary networks) Networks)
  • RF inverter RF inverter
  • RF transformers m high-frequency transformers
  • secondary RF secondary networks
  • the HF inverter consists of m half bridges 11, each with two circuit breakers, each with the parallel connection of an actual switching element and an anti-parallel diode (if, for example, a MOSFET as a circuit breaker is used, the anti-parallel diode is already present due to the internal semiconductor structure of the MOSFET).
  • the two circuit breakers of each half-bridge are connected in series so that the anode of the anti-parallel diode in the first circuit breaker is connected to the cathode of the anti-parallel diode in the second circuit breaker.
  • This series connection thus provides three connections: a switching voltage connection of the half bridge, a plus connection of the half bridge and a minus connection of the half bridge.
  • the switching voltage connection of the half bridge is between the series circuit breakers, the plus connection of the half bridge is at the cathode of the anti-parallel diode of the first circuit breaker and the minus connection of the half bridge is at the anode of the anti-parallel diode of the second circuit breaker.
  • the plus connections of all m half bridges of the HF inverter are connected to the plus connection of the non-isolated DC voltage connection.
  • the minus connections of all m half bridges of the HF inverter are connected to the minus connection of the non-isolated DC voltage connection.
  • the HF inverter has at least one DC link capacitor on the input side, having a plus and a minus connection.
  • the positive connection of the DC link capacitor on the input side is connected to the positive connection of the non-isolated DC voltage connection and the negative connection of the DC link capacitor on the input side is connected to the negative connection of the non-isolated DC voltage connection.
  • the voltage Up is present between the plus and minus connections of the non-electrically isolated direct voltage connection.
  • Each of the m HF rectifiers consists of two half bridges 51, 52, which are interconnected as full bridges as follows: the plus connections of the two half bridges of the / c-th HF rectifier, 1 ⁇ k ⁇ m, are connected to the plus connection of the k th isolated DC connection. The minus connections of the two half bridges 51, 52 of the k-th HF rectifier, 1 ⁇ k ⁇ m, are connected to the minus connection of the k-th isolated DC voltage connection.
  • Each HF rectifier has at least one intermediate circuit capacitor on the output side, having a plus and a minus connection.
  • the plus connection of the output-side DC link capacitor of the k-th HF rectifier is connected to the plus connection of the k-th electrically isolated DC voltage connection, and the minus connection of the output-side DC link capacitor of the k-th HF rectifier is connected to the minus connection of the k-th isolated DC voltage connection.
  • An output current of the k-th secondary-side RF rectifier is defined as the mean value of the current rectified by the k-th secondary-side RF rectifier, which is used at its electrically isolated DC voltage connection, e.g. to supply a system-internal DC voltage connection or to charge the output side connected there Gen DC link capacitor is available.
  • the voltage Uk, s is present between the plus and minus connections of the th-isolated DC voltage connection.
  • Each of the m HF transformers has a primary-side winding, having two primary-side transformer connections, and a secondary-side winding, having two secondary-side transformer connections.
  • each HF transformer can have a magnetic core
  • the primary and secondary RF networks are networks with passive components, e.g. Inductors and / or capacitors. Each of the primary and secondary RF networks has a first and a second input terminal and a first and a second output terminal. Examples of practically frequently used RF networks are:
  • Each primary RF network a capacitor connects the first input terminal to the first output terminal; the second input terminal is connected directly to the second output terminal.
  • the capacitor serves to keep DC voltage components possibly generated by the circuit breakers away from the connected HF transformers.
  • This RF network is referred to as an RF capacitor network.
  • Each secondary-side RF network a series resonant circuit consisting of coil and capacitor connects the first input terminal to the first output terminal; the second input terminal is connected directly to the second output terminal.
  • the series resonant circuit is used to adapt the portable power.
  • the capacitor also serves to keep any DC voltage components generated by the circuit breakers away from the connected HF transformer.
  • This RF network is referred to as an RF series resonant circuit network.
  • the capacitance of the capacitor of the series resonant circuit is chosen so large that this capacitor only keeps the DC voltage components away from the connected HF transformer, but is not effective for adapting the transmissible power.
  • the voltage and current profiles shown in the exemplary embodiments are based on this case.
  • the HF networks can be fully or partially integrated into the HF transformers (for example, the leakage inductance of the k-th HF transformer can be part or all of the inductance of the coil of the series resonant circuit of the k-th secondary-side HF network realize).
  • RF inverters, primary-side RF networks, RF transformers, secondary-side RF networks and RF rectifiers are connected as follows.
  • the first primary-side transformer connection of the first H FT transformer is connected to the first output terminal of the first primary-side HF network
  • the first input terminal of the first primary-side HF network is connected to the switching voltage connection of the first half bridge of the HF inverter
  • the second primary-side Transformer connection of the first RF transformer is connected to the second output terminal of the first primary-side RF network
  • the second input terminal of the first primary-side RF network is connected to the first input terminal of the second primary-side RF network.
  • the first transformer connection of the kth RF transformer on the primary side is the one with the first output terminal of the k-th primary-side RF network
  • the first input terminal of the k-th primary-side RF network is connected to the switching voltage connection of the k-th half-bridge of the RF inverter
  • the second primary-side transformer connection of the k-th HF-T transformer is connected to the second output terminal of the k-th primary-side RF network.
  • the second input terminal of the k-th primary-side RF network is connected to the first input terminal of the (k + 1) -th primary-side RF network.
  • the second input terminal of the m th primary-side RF network is connected to the first input terminal of the first primary-side RF network.
  • the first secondary-side transformer connection of the kth HF transformer is connected to the first input terminal of the k-th secondary-side RF network connected
  • the second secondary-side transformer connection of the Zi-th RF transformer is connected to the second input terminal of the Zc-th secondary-side RF network
  • the first output terminal of the Zc-th secondary-side RF network is connected to the switching voltage connection of the first half-bridge of the Zc-th HF rectifier
  • the second output terminal of the Zc-th secondary-side HF network is connected to the switching voltage connection of the second half-bridge of the Zc-th HF rectifier.
  • the regulation of the electrical power delivered or consumed at the isolated DC voltage connections takes place via the suitable control of all half bridges.
  • Each half-bridge is controlled on the one hand via a control signal of the half-bridge and on the other hand via an activation signal of the half-bridge.
  • the control signal of the half bridge denotes a signal for switching the voltage at the switching voltage connection of the half bridge.
  • the control signal of the half-bridge is rectangular and can have the values 0 or 1: 0 means that the switches of the half-bridge are switched so that the switching voltage connection of the half-bridge is connected to the minus connection of the half-bridge and 1 means that the switches of the half-bridge are switched in this way are that the switching voltage connection of the half bridge is connected to the positive connection of the half bridge.
  • the activation signal of the half-bridge designates a signal for activating the circuit-breakers of the half-bridge and can take the values 0 or 1: 0 means that, regardless of the value of the control signal of the half-bridge, all circuit breakers of the assigned half-bridge are switched off and only the anti-parallel diodes of the circuit breakers are effective and 1 means that the control signal of the half-bridge determines the voltage at the switching voltage connection of the half-bridge.
  • a possible object of the present invention is to create a multiphase DC voltage converter which allows a comprehensive use of the possibilities inherent in it.
  • Another possible object is to create a multi-phase DC converter that improves the operation of the considered multi-phase DC converter.
  • Another possible task is to create a multi-phase DC voltage converter which, with a constant number of DC voltage connections to be supplied, m achieves a reduction in the required circuit breakers and thus a reduction in circuit complexity.
  • the considered multi-phase DC voltage converter has m half bridges of the HF inverter and 2 m half bridges of the HF rectifiers and therefore 3 m control signals, whereby one switching period denotes the period of the control signal of the half bridge and has the same value for the control signals of all half bridges.
  • 9 m degrees of freedom of control for the regulation of the electrical powers present at the electrically isolated DC voltage connections see FIGS. 2 and 3:
  • a duty cycle of the control signal denoting the relative duration of the value 1 of the control signal in relation to the duration of the switching period, and the duty cycle can therefore assume values between 0 and 1.
  • the control signal of the k-th half-bridge of the HF inverter 1 is designated S k .p
  • the control signal of the first half-bridge 51 of the k-th HF rectifier 5 is Sak
  • the duty cycle of the control signal of the k-th half-bridge of the HF inverter 1 is denoted by d k .p, the duty cycle of the control signal of the first half-bridge 51 of the k-th HF Rectifier 5 with dak.s and the duty cycle of the control signal of the second half bridge 52 of the / c-th HF rectifier 5 with d «c, s
  • each phase relationship is characterized by the phase angle Ok, which is present between the rising edge of the control signal of the first half bridge of the HF inverter 1 and the / c-th half bridge of the HF inverter.
  • ßak denotes the phase angle between the rising edge of the control signal of the first half-bridge of the HF inverter (si, P ) and the rising edge of the control signal of the first half-bridge 51 of / c-th HF rectifier (Sa k .s);
  • ⁇ b k denotes the phase angle between the rising edge of the control signal si, P and the rising edge of the control signal of the second half bridge 52 of the / c-th HF rectifier (Sbk, s).
  • the voltage u m, 1, P u m, p - ui, P is present between the first and the second input terminal of the m-th HF network.
  • the voltage Uk, s Uak.s - Ubk, s is present between the first and second secondary-side output terminals of the k-th RF network.
  • the implementations of the primary and secondary RF networks and the selected transmission ratios of the RF transformers determine the temporal courses of the primary and secondary windings of the RF transformers Currents and, subsequently, the electrical power output or consumed at the isolated DC voltage connections.
  • an improvement goal can be defined, e.g. a mathematical optimization criterion (e.g. being the sum of all master losses or the sum of all losses occurring in the multi-phase DC voltage converter) or a practical goal (starting up the converter with limited output current).
  • a mathematical optimization criterion e.g. being the sum of all master losses or the sum of all losses occurring in the multi-phase DC voltage converter
  • a practical goal starting up the converter with limited output current.
  • an optimization algorithm suitable for the search for a global optimum which varies the degrees of freedom of the control in such a way that, assuming stationary operation at a given operating point, as a result optimization results in the values of the degrees of freedom of the control required to meet the optimization criterion.
  • the operating point is defined by:
  • the stationary operation of the multiphase DC converter under consideration is characterized by constant values of all voltages and powers of the operating point.
  • the multi-phase, isolated DC voltage converter is used to exchange electrical energy between a primary-side DC voltage connection and m secondary-side isolated DC voltage connections. It has the following subunits:
  • control of the subunits which is designed to determine control parameters, corresponding to degrees of freedom of the control, and to adapt them to an operating state of the DC voltage converter during operation of the DC voltage converter, wherein the control parameters that can be adjusted during operation include at least one for 1 ⁇ k ⁇ m: d k .p Duty cycle of the control signal of the kth half-bridge of the HF inverter; since k .s duty cycle of the control signal of the first half bridge of the k-th HF rectifier; dbk.s duty cycle of the control signal of the second half bridge of the k-th HF rectifier; ctk phase angle between the rising edge of the control signal of the first half-bridge of the HF inverter and the k-th half-bridge of the HF inverter; ßak phase angle between the rising edge of the control signal of the first half bridge of the HF inverter (si, P ) and the rising edge of the control signal of the
  • the subunits are each designed for a bidirectional power flow.
  • control parameters that can be adjusted during operation additionally include at least one of the following two control parameters: Ts (switching period) and activation signals of the half-bridges.
  • the controller is designed to minimize conduction losses
  • phase angles and phase angle differences run according to Table 1.
  • the controller is designed to set the activation signals in an operating mode for starting up the DC voltage converter as follows, where 1 ⁇ k ⁇ m:
  • o the activation signals of all half bridges of the HF inverter are 1 and o the activation signals of all half bridges of the HF rectifiers are 0, i.e. all HF rectifiers are operated as diode rectifiers and accordingly, ßak and ßbk are naturally set depending on the operating point.
  • the control method for starting up the multi-phase DC voltage converter with limited output current is based on the fact that the simplified control method and the control method described above for minimal conduction losses during the startup of the multi-phase DC voltage converter due to the charging of the connected to the electrically isolated DC voltage connections.
  • a simultaneous reduction of the rms values of the currents in all power semiconductors and in all HF transformers can be achieved if, through suitable measures, a substantial reduction in the rms values of the voltages present between the first and second input terminals of all primary-side HF networks down to values is reached close to zero, which can be achieved due to the concatenation of the voltages present between the first and second input terminals of the primary-side RF networks, if the duty cycle of the control signals of the half-bridges of the RF inverter deviate from 50%, ie d k .p F 50% for 1 ⁇ k ⁇ m.
  • a simplification in the control, with simultaneous partial decoupling of the individual phases of the multiphase DC converter is also achieved with the following condition:
  • d k, P di P , ie the duty cycles of the separate DC voltage connections are the same. This is useful for symmetrical loads.
  • the pulse duty factor d k, p is adapted to control an output current of a k-th secondary-side HF rectifier.
  • the controller is designed to set the control parameters as follows in the case of operation with low powers, where 1 ⁇ k ⁇ m:
  • the controller is designed to set one or more of the further control parameters when operating at low powers, as follows, where at 1 ⁇ k ⁇ m:
  • the controller has chosen to set the control parameters according to one of the following three variants in the case of operation with low powers, where 1 ⁇ k ⁇ m: first variant:
  • the controller is designed to determine the control parameters that can be adjusted during operation in a mode of operation of the multiphase DC voltage converter, referred to as half-cycle dis-continuous conduction mode, hereinafter referred to as HC-DCM, so that at least one control parameter can be determined
  • Element of the primary-side RF networks and / or the secondary-side RF networks forms a current characteristic characteristic of HC-DCM. In particular, this can be the current profile of an input or output current of the relevant RF network.
  • An operating mode of the multi-phase DC voltage converter known as half-cycle discontinuous conduction mode (HC-DCM) is used, for example, to ensure that, during operation with a given voltage at the DC voltage connection of the HF converter, largely load-independent voltages at the electrically isolated DC voltage connections of the HF rectifiers to adjust.
  • HC-DCM half-cycle discontinuous conduction mode
  • Such characteristic curves for operation with HC-DCM can be set at the outputs of one or more of the secondary-side HF networks.
  • a vanishing current means a current value that is essentially zero. In particular, it is significantly smaller than an extremum of the same current profile over a half period. For example, the amount is less than a twentieth or less than a fiftieth or less than a hundredth of the maximum current value (a positive half-wave) or the amount of the minimum current value (a negative half-wave) of the half-period.
  • the time intervals with vanishing current have a duration of, for example, at least one twentieth, in particular at least one tenth, of the duration of a half period of the corresponding current profile.
  • the controller is designed to set the control parameters that can be adjusted during operation in the HC-DCM, where 1 ⁇ k ⁇ m:
  • the input current of an HF rectifier is defined as a current flowing through the switching voltage connections of the HF rectifier on the AC voltage side;
  • the half-bridges of the HF rectifiers are thus with a duty cycle of 50%; operated, switching operations taking place only when half-bridges are activated.
  • the input current of an RF rectifier is equal to the output current of the connected secondary RF network. It flows into the switching voltage connection or midpoint connection of one of the half bridges and out of the switching voltage connection of the other half bridge of the HF rectifier.
  • HF inverter in order to form a current profile characteristic of HC-DCM at the output of at least one of the secondary-side HF networks, some or all of them Switch of at least one HF rectifier connected to it deactivated.
  • diodes present in parallel with the deactivated switches allow a natural commutation process.
  • HF inverter when transmitting energy from the HF rectifiers to the HF inverter, to form a current characteristic characteristic of HC-DCM at the input of at least one of the primary-side FIF networks, individual or all switches of the HF inverter connected to it are deactivated.
  • diodes present in parallel with the deactivated switches allow a natural commutation process.
  • a loss reduction by synchronous rectification can thus be realized during this deactivation time.
  • m 3 electrically isolated DC voltage connections on the secondary side, and the control is designed so that, in HC-DCM operation of the resonance DC voltage converter with a given voltage at the DC voltage connection of the HF inverter, essentially load-independent voltages are established at the electrically isolated DC voltage connections of the HF rectifiers.
  • the HF rectifiers each have a first half bridge with circuit breakers and a second half bridge with capacitors.
  • the HF transformer arrangement has m individual HF transformers and, in particular, windings of these HF transformers on the primary side form a delta connection or a star connection or can be switched between a star and delta connection. This means that a phase-modular converter can be implemented.
  • the RF transformers each have two secondary windings, and the secondary windings of all RF transformers form a zigzag circuit.
  • the RF transformer arrangement has a multi-phase RF transformer with m phases. This means that a phase-integrated converter can be implemented.
  • Fig. 1 Circuit diagram of a DC voltage supply with several electrically isolated outputs.
  • Fig. 5 embodiment of a three-phase DC voltage supply.
  • Up 700 V
  • the improvement achieved is typically in the range between 5% and 20%.
  • Fig. 13 (a) Simulated voltage and current profiles with the simplified control method and (b) the control method for minimum conduction losses of the multi-phase DC converter.
  • Fig. 15 Simulated voltage and current profiles using the control method for starting up the multi-phase DC-DC converter with limited output current during the start-up process.
  • Fig. 17 Simulated voltage and current curves for operation with low powers at all electrically isolated DC voltage connections of the multi-phase DC voltage converter.
  • Fig. 18 Multi-phase DC half-bridge converter.
  • Fig. 19 Version as a multi-phase DC voltage half-bridge converter with primary star connection.
  • Fig. 20 Execution as a multi-phase DC voltage half-bridge converter with primary-side star connection and secondary-side zigzag connection.
  • Fig. 21 Execution as a multi-phase switchable DC voltage half-bridge converter.
  • Fig. 22 Circuit variant with a multi-phase RF transformer.
  • the first embodiment of the control method realizes minimal Leitver losses of the multi-phase DC converter
  • the second embodiment of the control method enables starting up the multi-phase DC converter with limited output current
  • the third embodiment operation with low power at the isolated DC voltage connections of the multi-phase DC converter.
  • the principle of operation of the converter is that it can be controlled and regulated by connecting voltages from external or internal sources, typically capacitors, to the inductors. There are voltage differences that drive the currents in the inductors. The currents in turn can change the voltages of capacitances or flow into an input or an output.
  • a control system can determine currents for correcting these voltages on the basis of desired output voltages and actually existing voltages on output capacitances, and in turn voltages that must be connected to the inductors in order to generate these currents.
  • a voltage or power occurring at an output or input during operation of the converter can be related to a corresponding maximum voltage or power.
  • the control method is typically implemented using a control unit, the control method being permanently implemented or being carried out by a program-controlled microprocessor.
  • Input variables for the control process originate in particular from voltage measurements and current measurements, output variables are switching signals for the switches.
  • the control unit can be set up to implement two or more of the subsequently presented operating modes of the direct voltage converter and to switch between them.
  • control method for minimal conduction losses of the multiphase DC converter uses, for technical reasons, duty cycles of 50%, constant switching periods and permanently activated half bridges:
  • the activation signals of all half bridges are 1, to ensure bidirectional power operation, i.e. Feeding and regenerating electrical energy, at all m isolated DC connections.
  • k the effective value of the current in the primary-side winding of the k-th HF transformer and R k represents an equivalent resistance, for calculating the conductance losses in the part of the multiphase DC converter that is to be assigned to the k-th HF transformer.
  • a simulation of the behavior of the converter can be carried out in a manner known per se. Certain control parameters can be specified and others can be varied as part of the optimization. For example, voltages, currents and powers are calculated in the simulation, and from this a target function that serves as an optimization criterion.
  • the resulting control characteristics of the control method for minimal Leitver losses of the multi-phase DC converter include the values of the degrees of freedom available for its optimization, ie the values of ak, ßak and ß k for 1 ⁇ k ⁇ m, depending on the operating point.
  • the optimal values for%, ßak and ßbk, 1 ⁇ k ⁇ m no closed solutions or equations can be found, therefore numerical solution methods are used.
  • lookup tables are preferably used for technical reasons, i.e.
  • the optimized values for Of f c, ßak and ßbk, 1 ⁇ k ⁇ m are determined in advance calculated, stored in the lookup tables and approved and applied by the controlling or regulating system of the multi-phase DC voltage converter by means of interpolation for the current operating point.
  • the primary-side RF networks are realized by HF capacitor networks and the secondary-side RF networks by RF series resonant circuit networks, the inductance of the kth RF series resonant circuit network being designated Lk (1 ⁇ k ⁇ m) and the capacitances of the capacitors of all HF networks are chosen so large that these capacitors only keep the DC components away from the HF transformers, but have no notable effects on the current profiles in the windings of the HF transformers,
  • the embodiment of the control method for starting up the multiphase DC voltage converter with limited output current is based on the fact that the simplified control method and the above-described control method for minimal conduction losses during startup of the multiphase DC voltage converter, due to the charging of the intermediate circuit capacitors connected to the isolated DC voltage connections , cause very high currents in all power semiconductors and in all HF transformers of the multiphase DC converter under consideration.
  • control method for starting up the multiphase DC converter with limited output current is characterized by the following definitions, where 1 ⁇ k ⁇ m:
  • o the activation signals of all half-bridges of the HF inverter are 1 and o the activation signals of all half-bridges of the HF rectifiers are 0, i.e. all HF rectifiers are operated as diode rectifiers and accordingly ßa k and ßb k are naturally set depending on the operating point.
  • the primary-side duty cycles can be set the same:
  • the duty cycle d k, P and the switching period Ts remain as degrees of freedom. Given the value for Ts, d k, p is selected such that this secondary RF rectifier makes sense or is based on provide the currents required to charge the output capacitors.
  • the switching period can be set so that a desired goal, for example minimal losses, is achieved in the present operating point.
  • the following applies for 1 ⁇ k ⁇ m: the curves of di, P are shown as a function of the output current of the / c-th secondary rectifier and for different values of 14, s ⁇ 0, 200 V, 400 V, 600 V ⁇ .
  • the embodiment of the control method for the operation with low powers at all electrically isolated DC voltage connections of the multi-phase DC voltage converter is based on the fact that with low output powers it is advantageous for the precise and stable regulation of all output currents if, in the present multi-phase DC voltage converter, the between the first and second input terminals of all primary-side RF networks and between the first and second output terminals of all secondary-side RF networks, voltages present have low effective values, ie Have voltage curves that are positive or negative for a relatively long period of time in relation to the switching period, and only for a relatively short period of time.
  • control procedure for low-power operation at the isolated DC voltage connections of the multiphase DC converter is characterized by the following definitions, where 1 ⁇ k ⁇ m:
  • o dak, s dbk.s, ie the duty cycles in the two half bridges of the HF rectifier 5 are the same, as a result of which a DC component can be eliminated.
  • the curves of the voltages present between the first and second input terminals of the remaining, kth primary-side FIF networks are equal to the curves of m, 2, p (t— (k— 1) Ts / m).
  • the presented tax procedure can be used instead of
  • degrees of freedom i, P , dak, s, ßak and T s remain. These can be determined, for example, as part of an optimization calculation, for example to minimize the total losses of the multiphase DC converter, under the secondary conditions of the required output currents of the m secondary RF rectifiers. In a practical implementation, however, a simple method for determining the remaining degrees of freedom is often desired.
  • This method can also be used to regenerate electrical energy, namely for ßak ⁇ ctak.
  • FIG. 18 shows a multi-phase DC voltage half-bridge converter, which provides that the circuit breakers of all second half-bridges of the m HF rectifiers of the multi-phase DC voltage converter are replaced by capacitors.
  • An advantage of the multi-phase DC voltage half-bridge converter is that there is no additional effort (costs, additional circuitry for the control) caused by the replaced circuit breakers in the multi-phase DC voltage converter.
  • the intermediate circuit capacitors on the output side of the multiphase DC converter can be omitted.
  • a reduction in the degree of freedom of the control from 9 m to 6 m can be disadvantageous, since the activation signals, the pulse duty factors and the phase relationships ⁇ b k are omitted for the second half bridges of the m HF rectifiers.
  • the sum of the time profiles of all magnetic fluxes in the m HF transformers disappears at all times.
  • This property can also be realized with the implementation variants of the multi-phase DC-voltage half-bridge converter described below (implementation of a multi-phase DC-voltage half-bridge converter with primary-side star connection, a multi-phase DC-voltage half-bridge converter with primary-side star connection and secondary-side zig-zag switching and a multi-phase switching with the same function) RF transformers through a multi-phase RF transformer with m phases, as also described below.
  • FIG. 19 shows an embodiment of the multi-phase DC voltage half-bridge converter with primary-side star connection. In comparison with the multi-phase DC voltage half-bridge converter from FIG. 18, this provides for modified connections of the primary-side HF networks.
  • the multi-phase DC voltage half-bridge converter with primary star connection for 1 ⁇ k ⁇ m:
  • the first input terminal of the k-th primary-side RF network is connected to the switching voltage connection of the k-th half-bridge of the RF inverter.
  • the second input terminal of the first primary-side RF network is connected to all second input terminals of the / c-th primary-side RF network.
  • connection changes result in lower voltages between the first and second input terminals of the RF networks, which, depending on the requirements, can mean a practical advantage in comparison with the multi-phase DC voltage half-bridge converter from FIG. 18.
  • the primary-side connection of the multi-phase DC voltage half-bridge converter with primary-side star connection can be combined with the various implementations shown here of the secondary side of the multi-phase DC voltage converter.
  • FIG. 20 shows an embodiment of the multi-phase DC voltage half-bridge converter with primary-side star connection and secondary-side zigzag connection.
  • RF transformers with two secondary windings each secondary winding having two transformer connections, and modified connections between the secondary windings of the RF transformers with two secondary windings and the input terminals of the secondary RF Networks.
  • the winding sense of the windings of the HF transformers with two secondary windings are defined as follows: If there is a positive voltage from the first to the second transformer connection of the primary winding of the H FT transformer with two secondary windings, then the first to the second transformer connection are present the first secondary winding of the HF transformer with two secondary windings and also from the first to the second transformer connection of the second secondary winding of the HF transformer with two secondary windings positive voltages.
  • the first transformer connection of the first secondary winding of the / c-th HF transformer with two secondary windings is connected to the first input terminal of the / c-th connected on the secondary side RF network
  • the second transformer connection of the first secondary winding of the -th HF transformer with two secondary windings is connected to the second transformer connection of the second secondary winding of the (k + 1) -th HF transformer with two secondary windings
  • the first transformer connection of the second secondary winding of the (+1) -th H FT transformer with two secondary windings is connected to the second input terminal of the -th secondary RF network.
  • the first transformer connection of the first secondary winding of the mth RF transformer with two secondary windings is connected to the first input terminal of the mth secondary-side RF network
  • the second transformer connection of the first secondary winding of the mth RF transformer with two secondary windings is connected to the second transformer connection of the second secondary winding of the first RF transformer with two secondary windings
  • the first transformer connection of the second secondary winding of the first RF transformer with two secondary windings is connected to the second input terminal of the mth secondary RF network connected.
  • the number of turns of the second secondary winding of the / c-th HF transformer with two secondary windings (A // c, b, s) can be selected appropriately,
  • the multi-phase DC voltage half-bridge converter with primary-side star connection and secondary-side zigzag circuit from FIG. 20 has the advantage that this circuit can be used in a technically sensible manner even with asymmetrical loading, is present when the electrical power output or received at the isolated DC voltage connections is very different.
  • the m RF rectifiers of the multi-phase DC voltage half-bridge converter with primary-side star connection and secondary-side zigzag connection can also be replaced by the m RF rectifiers of the multi-phase DC voltage converter from FIG. 1.
  • FIG. 21 shows an embodiment of the multi-phase switchable DC voltage half-bridge converter which, in comparison to the multi-phase DC voltage half-bridge converter from FIG. 18, has a relay between the RF inverter and the primary-side RF networks.
  • the relay has: a control coil and m Changeover switch having three contacts (main contact, first changeover contact, second changeover contact). The following applies for 1 ⁇ k ⁇ m: in the case of a non-magnetized control coil, the main contact of the / c-th changeover switch is connected to the first changeover contact of the kth changeover switch, and in the case of a magnetized control coil the main contact of the kth changeover switch is connected to the second changeover contact of the k- ten changeover switch connected.
  • the multi-phase switchable DC voltage half-bridge converter is largely identical to the multi-phase DC voltage half-bridge converter from FIG. 18, only the connections between the RF inverter and the primary-side RF networks change, as described below and shown in FIG. 21.
  • the switching voltage connection of the m-th half bridge of the HF inverter is connected to the first input terminal of the m-th primary-side HF network
  • the main contact of the m-th change-over switch is connected to the second input terminal of the m-th primary-side HF network
  • the first changeover contact of the m-th changeover switch is connected to the switching voltage connection of the first half bridge of the HF inverter.
  • the second changeover contacts of all m changeover switches are connected to each other.
  • the multi-phase switchable DC half-bridge converter therefore implements two different circuits, depending on whether the control coil is magnetized or not:
  • Non-magnetized control coil multiphase DC half-bridge converter according to Fig. 18
  • the m HF rectifiers of the multiphase switchable DC voltage half-bridge converter can also be replaced by the m HF rectifiers of the multiphase DC converter from FIG. 1.
  • the multi-phase switchable DC voltage half-bridge converter can also be designed with secondary-side zig-zag circuitry as shown in FIG. 20 using HF transformers with two secondary windings.
  • the multiphase DC half-bridge converter with multiphase RF transformer instead of the m HF-transformers of the multiphase DC voltage half-bridge converter from FIG. 18, this provides a multiphase HF transformer with m phases.
  • the multi-phase RF transformer with m phases can be realized using a magnetic core having k legs which are magnetically connected to one another via yokes. The following applies for 1 ⁇ k ⁇ m: the kth leg is wound with a winding package having a primary-side winding with the number of turns Np and a secondary-side winding with the number of turns N s , k.
  • the multi-phase RF transformer has no magnetic yoke and the technical advantage of the multi-phase RF transformer is accordingly that the total core volume of a multi-phase RF transformer with m phases is less than the sum of all core volumes of m HF -T transformers (smaller size and cost).
  • the sensible technical use presupposes, however, that the sum of the time profiles of all magnetic fluxes in the m legs disappears at any time.
  • An example of a suitable choice of primary and secondary RF networks is the choice of RF capacitor networks as primary RF networks, the selection of RF series resonant networks as secondary RF networks and the selection of sufficiently high capacitance values in all RF networks , so that the voltages present across the capacitors of the HF networks have no appreciable influence on the voltages present on the primary and secondary windings.
  • each phase of the multi-phase DC resonance converter enables the same modes of operation as a resonance converter, e.g. as a “half-cycle discontinuous conduction mode” (HC-DCM) series resonant converter, with the 9 m degrees of freedom described for the multi-phase DC voltage converter.
  • HC-DCM half-cycle discontinuous conduction mode

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Abstract

Ein mehrphasiger, potentialgetrennter Gleichspannungskonverter (10) weist einen HF-Wechselrichter (1), eine HF-Transformatoranordnung (3) und m HF-Gleichrichter (5) auf. Eine Steuerung verwendet mindestens folgende im Betrieb anpassbare Steuerparameter, wobei 1 ≤ k ≤ m: d k ,p Tastverhältnis des Steuersignals der k-ten Halbbrücke des HF-Wechselrichters; da k ,s Tastverhältnis des Steuersignals der ersten Halbbrücke des k-ten HF-Gleichrichters; db k ,s Tastverhältnis des Steuersignals der zweiten Halbbrücke des k-ten HF-Gleichrichters; α k Phasenwinkel zwischen der steigenden Flanke des Steuersignales der ersten Halbbrücke des HF-Wechselrichters und der k-ten Halbbrücke des HF-Wechselrichters; β a k Phasenwinkel zwischen der steigenden Flanke des Steuersignals der ersten Halbbrücke des HF-Wechselrichters (s 1,p) und der steigenden Flanke des Steuersignals der ersten Halbbrücke des k-ten HF-Gleichrichters (s a k, s); β b k Phasenwinkel zwischen der steigenden Flanke des Steuersignals s 1,p und der steigenden Flanke des Steuersignals der zweiten Halbbrücke des k-ten HF-Gleichrichters (s b k ,s).

Description

Mehrphasiger, potentialgetrennter Gleichspannungskonverter
Die Erfindung betrifft das Gebiet der elektronischen Umrichter, insbesondere einen potentialgetrennten Gleichspannungskonverter zum Erzeugen mehrerer potentialgetrennter Gleichspannungen.
Hintergrund
Für eine interne Stromversorgung einer Power-Hardware-ln-the-Loop (P-HIL) Testan lage sind eine bestimmte Anzahl anlageninterner Gleichspannungsanschlüsse mit Energie zu versorgen, wobei jeder anlageninterne Gleichspannungsanschluss über einen Plus- und einen Minusanschluss verfügt, welche beide gegenüber einem Bezugspotential (= Erdpotential) und gegenüber den Plus- und Minusanschlüssen aller anderen anlageninternen Gleichspannungsanschlüsse galvanisch getrennt sein müssen. Hinzu kommt, dass an jedem anlageninternen Gleichspannungsanschluss nicht nur Energieverbrauch, sondern auch Energieeinspeisung eintreten kann. Die Anzahl der zu versor genden, anlageninternen Gleichspannungsanschlüsse wird im Folgenden mit m, m > 1 , bezeichnet.
Im einfachsten Fall realisieren m Gleichspannungskonverter mit jeweils einem potentialgetrennten Gleichspannungsanschluss die Versorgung der m anlageninternen Gleichspannungsanschlüsse, d.h. für 1 < k < m gilt: der Plusanschluss des c-ten potentialge trennten Gleichspannungsanschlusses wird mit dem Plusanschluss des /c-ten anlagen internen Gleichspannungsanschlusses verbunden und der Minusanschluss des /c-ten potentialgetrennten Gleichspannungsanschlusses wird mit dem Minusanschluss des k- ten anlageninternen Gleichspannungsanschlusses verbunden. Die Gleichspannungs konverter mit jeweils einem potentialgetrennten Gleichspannungsanschluss realisieren drei Funktionen: o die Stabilisierung der zwischen den Plus- und Minusanschlüssen der potentialge trennten Gleichspannungsanschlüsse anliegenden Spannungen,
o die galvanische Trennung zwischen einem die Testanlage versorgenden Stromversorgungsnetz und den potentialgetrennten Gleichspannungsanschlüssen sowie die galvanische Trennung zwischen den m potentialgetrennten Gleichspannungsanschlüssen und
o den bidirektionalen Leistungsbetrieb, d.h. Speisen und Rückspeisen elektrischer Energie, an allen m potentialgetrennten Gleichspannungsanschlüssen.
Aus Gründen der Wirtschaftlichkeit, der Effizienz und/oder des benötigten Bauvolumens kann es sinnvoll sein, die m Gleichspannungskonverter mit jeweils einem potentialgetrennten Gleichspannungsausgang durch einen mehrphasigen Gleichspannungskonver- ter zu ersetzen, wie in Fig. 1 dargestellt. Solche Gleichspannungskonverter sind für drei Phasen bekannt. Der mehrphasige Gleichspannungskonverter (10) weist primärseitig einen nichtpotentialgetrennten Gleichspannungsanschluss und sekundärseitig m potentialgetrennte Gleichspannungsanschlüsse auf. Zwischen dem nichtpotentialgetrennten Gleichspannungsanschluss und den potentialgetrennten Gleichspannungsanschlüssen weist der mehrphasige Gleichspannungskonverter eine bidirektionale Hochfrequenzwechselrichterschaltung (HF-Wechselrichter) 1 , m Hochfrequenztransformatoren (HF- Transformatoren) 3, m primärseitige Hochfrequenznetzwerke (primärseitige HF-Netz- werke) 2, m sekundärseitige Hochfrequenznetzwerke (sekundärseitige HF-Netzwerke)
4 und m bidirektionale Hochfrequenzgleichrichterschaltungen (HF-Gleichrichter) 5 auf: o Der HF-Wechselrichter besteht aus m Halbbrücken 11 , jeweils aufweisend zwei Leistungsschalter, ihrerseits jeweils aufweisend die Parallelschaltung eines eigent- lichen Schaltelements und einer antiparallelen Diode (falls z.B. ein MOSFET als Leistungsschalter verwendet wird, ist die antiparallele Diode aufgrund der internen Halbleiterstruktur des MOSFETs bereits vorhanden). Die zwei Leistungsschalter jeder Halbbrücke werden in Serie geschaltet und zwar so, dass die Anode der antiparallelen Diode im ersten Leistungsschalter mit der Kathode der antiparallelen Diode im zweiten Leistungsschalter verbunden ist. Diese Serienschaltung stellt so- mit drei Anschlüsse zur Verfügung: einen Schaltspannungsanschluss der Halbbrü cke, einen Plusanschluss der Halbbrücke und einen Minusanschluss der Halbbrü cke. Der Schaltspannungsanschluss der Halbbrücke befindet sich zwischen den in Serie geschalteten Leistungsschaltern, der Plusanschluss der Halbbrücke befindet sich bei der Kathode der antiparallelen Diode des ersten Leistungsschalters und der Minusanschluss der Halbbrücke befindet sich bei der Anode der antiparallelen Diode des zweiten Leistungsschalters. Die Plusanschlüsse aller m Halbbrücken des HF-Wechselrichters sind mit dem Plusanschluss des nichtpotentialgetrennten Gleichspannungsanschlusses verbunden. Die Minusanschlüsse aller m Halbbrücken des HF-Wechselrichters sind mit dem Minusanschluss des nichtpotentialgetrennten Gleichspannungsanschlusses verbunden. Der HF-Wechselrichter weist mindestens einen eingangsseitigen Zwischenkreiskondensator, aufweisend einen Plus- und einen Minusanschluss, auf. Der Plusanschluss des eingangsseitigen Zwischenkreiskondensators ist mit dem Plusanschluss des nichtpotentialgetrennten Gleichspannungsanschlusses verbunden und der Minusanschluss des eingangsseitigen Zwischenkreiskondensators ist mit dem Minusanschluss des nichtpotentialgetrennten Gleichspannungsanschlusses verbunden. Zwischen den Plus- und Minusanschlüssen des nichtpotentialgetrennten Gleichspannungsanschlusses liegt die Spannung Up an.
Jeder der m HF-Gleichrichter besteht aus zwei Halbbrücken 51 , 52, die folgender- massen zu Vollbrücken verschaltet sind: die Plusanschlüsse der beiden Halbbrücken des /c-ten HF-Gleichrichters, 1 < k < m, sind mit dem Plusanschluss des k-ten potentialgetrennten Gleichspannungsanschlusses verbunden. Die Minusanschlüsse der beiden Halbbrücken 51 , 52 des k-ten HF-Gleichrichters, 1 < k < m, sind mit dem Minusanschluss des k-ten potentialgetrennten Gleichspannungsanschlusses verbunden. Jeder HF-Gleichrichter weist mindestens einen ausgangsseitigen Zwischenkreiskondensator, aufweisend einen Plus- und einen Minusanschluss, auf. Der Plusanschluss des ausgangsseitigen Zwischenkreiskondensators des k-ten HF-Gleichrichters ist mit dem Plusanschluss des k-ten potentialgetrennten Gleichspannungsanschlusses verbunden und der Minusanschluss des ausgangsseitigen Zwischenkreiskondensators des k-ten HF-Gleichrichters ist mit dem Minusanschluss des k-ten potentialgetrennten Gleichspannungsanschlusses verbunden. Für 1 < k < m gilt: ein Ausgangsstrom des k-ten sekundärseitigen HF- Gleichrichters ist definiert als der Mittelwert des vom k-ten sekundärseitigen HF- Gleichrichter gleichgerichteten Stromes, welcher an seinem potentialgetrennten Gleichspannungsanschluss z.B. zur Versorgung eines anlageninternen Gleichspannungsanschlusses oder zum Laden des dort angeschlossenen ausgangsseiti- gen Zwischenkreiskondensators zur Verfügung steht. Zwischen den Plus- und Minusanschlüssen des -ten potentialgetrennten Gleichspannungsanschlusses liegt die Spannung Uk,s an.
Jeder der m HF-T ransformatoren weist eine primärseitige Wicklung, aufweisend zwei primärseitige T ransformatoranschlüsse, und eine sekundärseitige Wicklung, aufweisend zwei sekundärseitige T ransformatoranschlüsse, auf. Die Wicklungssinne der primär- und sekundärseitigen Wicklungen sind folgendermassen definiert: wird vom ersten zum zweiten primärseitigen T ransformatoranschluss eine positive Spannung angelegt, dann resultiert auch vom ersten zum zweiten sekundärseitigen Transformatoranschluss eine positive Spannung. Für 1 < k < m gilt: je der HF-T ransformator realisiert ein Übersetzungsverhältnis rik, welches als das Verhältnis der Anzahl Windungen der primärseitigen Wicklung zur Anzahl Windungen der sekundärseitigen Wicklung definiert ist: m f = Nk,p / Mc,s. Zur Erhöhung der magnetischen Kopplung zwischen primär- und sekundärseitiger Wicklung kann jeder HF-T ransformator einen Magnetkern aufweisen
Die primär- und sekundärseitigen HF-Netzwerke sind Netzwerke aufweisend passive Komponenten, z.B. Induktivitäten und/oder Kondensatoren. Jedes der primär- und sekundärseitigen HF-Netzwerke weist eine erste und eine zweite Eingangsklemme und eine erste und eine zweite Ausgangsklemme auf. Beispiele für prak tisch häufig verwendete HF-Netzwerke sind:
Jedes primärseitige HF-Netzwerk: ein Kondensator verbindet die erste Eingangsklemme mit der ersten Ausgangsklemme; die zweite Eingangsklemme ist direkt mit der zweiten Ausgangsklemme verbunden. Der Kondensator dient in einer praktischen Realisierung dazu, eventuell von den Leistungsschaltern erzeugte Gleichspannungsanteile von den angeschlossenen HF-T ransforma toren fernzuhalten. Dieses HF-Netzwerk wird als HF-Kondensatornetzwerk bezeichnet.
■ Jedes sekundärseitige HF-Netzwerk: ein Serienschwingkreis aus Spule und Kondensator verbindet die erste Eingangsklemme mit der ersten Ausgangsklemme; die zweite Eingangsklemme ist direkt mit der zweiten Ausgangs klemme verbunden. Der Serienschwingkreis dient der Anpassung der über tragbaren Leistung. Der Kondensator dient in der praktischen Realisierung zusätzlich dazu, eventuell von den Leistungsschaltern erzeugte Gleichspannungsanteile vom angeschlossenen HF-T ransformator fernzuhalten. Dieses HF-Netzwerk wird als HF-Serienschwingkreisnetzwerk bezeichnet. Im einfachsten Fall wird die Kapazität des Kondensators des Serienschwingkreises so gross gewählt, dass dieser Kondensator nur die Gleichspannungsanteile vom angeschlossenen HF-T ransformator fernhält, für die Anpassung der übertragbaren Leistung aber nicht wirksam ist. Die im Rahmen der Ausführungs- beispiele dargestellten Spannungs- und Stromverläufe gehen von diesem Fall aus.
* Die HF-Netzwerke können vollständig oder teilweise in die HF-T ransformato- ren integriert sein (z.B. kann die Streuinduktivität des k-ten HF-T ransformators einen Teil oder die gesamte Induktivität der Spule des Serienschwingkreises des k-te sekundärseitigen HF-Netzwerks realisieren).
HF-Wechselrichter, primärseitige HF-Netzwerke, HF-T ransformatoren, sekundärseitige HF-Netzwerke und HF-Gleichrichter sind folgendermassen miteinander verbunden. Der erste primärseitige T ransformatoranschluss des ersten H F-T ransformators ist mit der ersten Ausgangsklemme des ersten primärseitigen HF-Netzwerks verbunden, die erste Eingangsklemme des ersten primärseitigen HF-Netzwerks ist mit dem Schaltspan- nungsanschluss der ersten Halbbrücke des HF-Wechselrichters verbunden, der zweite primärseitige T ransformatoranschluss des ersten HF-T ransformators ist mit der zweiten Ausgangsklemme des ersten primärseitigen HF-Netzwerks verbunden und die zweite Eingangsklemme des ersten primärseitigen HF-Netzwerks ist mit der ersten Eingangsklemme des zweiten primärseitigen HF-Netzwerks verbunden. Diese Art der Verbindung wird für die restlichen HF-T ransformatoren und HF-Netzwerke in diesem Sinne fortgesetzt, d.h. für 1 < k < m gilt: der erste primärseitige T ransformatoranschluss des k- ten HF-T ransformators ist mit der mit der ersten Ausgangsklemme des k-ten primärseiti- gen HF-Netzwerks verbunden, die erste Eingangsklemme des k-ten primärseitigen HF- Netzwerks ist mit dem Schaltspannungsanschluss der k-ten Halbbrücke des HF-Wechselrichters verbunden und der zweite primärseitige T ransformatoranschluss des k-ten HF-T ransformators ist mit der zweiten Ausgangsklemme des k-ten primärseitigen HF- Netzwerks verbunden. Für 1 < k < m gilt: die zweite Eingangsklemme des k-ten primärseitigen HF-Netzwerks mit der ersten Eingangsklemme des (k+1)-ten primärseitigen HF-Netzwerks verbunden. Die zweite Eingangsklemme des m-ten primärseitigen HF- Netzwerks ist mit der ersten Eingangsklemme des ersten primärseitigen HF-Netzwerks verbunden. Für 1 < k < m gilt: der erste sekundärseitige T ransformatoranschluss des k- ten HF-T ransformators ist mit der ersten Eingangsklemme des k-ten sekundärseitigen HF-Netzwerks verbunden, der zweite sekundärseitige T ransformatoranschluss des Zi ten HF-T ransformators ist mit der zweiten Eingangsklemme des Zc-ten sekundärseitigen HF-Netzwerks verbunden, die erste Ausgangsklemme des Zc-ten sekundärseitigen HF- Netzwerks ist mit dem Schaltspannungsanschluss der ersten Halbbrücke des Zc-ten HF- Gleichrichters verbunden und die zweite Ausgangsklemme des Zc-ten sekundärseitigen HF-Netzwerks ist mit dem Schaltspannungsanschluss der zweiten Halbbrücke des Zc-ten HF-Gleichrichters verbunden.
Die Regelung der an den potentialgetrennten Gleichspannungsanschlüssen abgegebe nen oder aufgenommenen elektrischen Leistungen erfolgt über die geeignete Ansteue- rung aller Halbbrücken. Die Ansteuerung jeder Halbbrücke erfolgt zum einen über ein Steuersignal der Halbbrücke und zum anderen über ein Aktivierungssignal der Halbbrü- cke. Das Steuersignal der Halbbrücke bezeichnet ein Signal zum Schalten der Spannung am Schaltspannungsanschluss der Halbbrücke. Das Steuersignal der Halbbrücke ist rechteckförmig und kann die Werte 0 oder 1 annehmen: 0 bedeutet, dass die Schalter der Halbbrücke so geschaltet sind, dass der Schaltspannungsanschluss der Halbbrücke mit dem Minusanschluss der Halbbrücke verbunden ist und 1 bedeutet, dass die Schalter der Halbbrücke so geschaltet sind, dass der Schaltspannungsanschluss der Halbbrücke mit dem Plusanschluss der Halbbrücke verbunden ist. Das Aktivierungssignal der Halbbrücke bezeichnet ein Signal zum Aktivieren der Leistungsschalter der Halbbrücke und kann die Werte 0 oder 1 annehmen: 0 bedeutet, dass, unabhängig vom Wert des Steuersignals der Halbbrücke, alle Leistungsschalter der zugeordneten Halbbrücke ausgeschaltet sind und nur die antiparallelen Dioden der Leistungsschalter wirksam sind und 1 bedeutet, dass das Steuersignal der Halbbrücke die Spannung am Schaltspannungsanschluss der Halbbrücke bestimmt.
Auf die beim Übergang des Steuersignals von 0 auf 1 und von 1 auf 0 in einer prakti schen Realisierung zu berücksichtigenden Totzeiten, zur Vermeidung von Kurzschlüs sen innerhalb der Halbbrücke, wird aus Gründen der Nachvollziehbarkeit der Erläute- rungen nicht näher eingegangen, da davon auszugehen ist, dass die Totzeiten im Verhältnis zur Periodendauer des Steuersignals sehr kurz sind und deren Auswirkungen auf die resultierenden Spannungs- und Stromverläufe des betrachteten mehrphasigen Gleichspannungskonverters vernachlässigbar gering ausfallen. In einer aktuellen Veröffentlichung [4] wird das Konzept des mehrphasige Gleichspan- nungskonverters im Rahmen der Analyse von Resonanzkonvertern mit leiterplatteninte- grierten HF-T ransformatoren wieder aufgegriffen. In dieser Veröffentlichung werden drei verschiedene Ausführungsformen eines dreiphasigen Resonanzkonverters dargestellt, wobei sich eine dieser Darstellungen mit dem mehrphasigen Gleichspannungskonverters mit primärseitiger Sternschaltung und m = 3 deckt. Da der Fokus dieser Veröffentlichung jedoch auf den leiterplattenintegrierten FIF-T ransformatoren liegt, ist deren Be schreibung auf m = 3 eingeschränkt. Auf das für die Ansteuerung der Halbbrücken verwendete Steuerverfahren wird nicht eingegangen.
Literatur zum Stand der Technik
[1] H. Wrede, V. Staudt, A. Steimel, «Design of an Electronic Power T ransformer», 28th Annual Conference of the IEEE Industrial Electronics Society (IECON 2002), Sevilla, Spain, p. 1380-1385.
[2] H. Wrede, V. Staudt, A. Steimel, «A Soft-Switched Dual Active Bridge 3DC-to- 1 DC Converter employed in a High-Voltage Electronic Power Transformer», 10th European Conference on Power Electronics and Applications (EPE 2003), Toulouse,
France.
[3] H. Wrede, «Beiträge zur Erhöhung von Versorgungssicherheit und Spannungsqualität in der Übertragung und Verteilung elektrischer Energie durch leistungselektronische Betriebsmittel», Dissertation, Ruhr-Universität Bochum, 2004.
[4] B. Li, Q. Li, F. C. Lee, «A WBG Based Three Phase 12.5 kW 500 kHz CLLC Res- onant Converter with Integrated PCB Winding Transformer», Proc. IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (AP EC), San Antonio, TX, USA, 4-8 March 2018, p. 469-475.
Schäfer Jannik et al: «Multi-port multi-cell DC/DC Converter topology for electric vehic- les power distribution networks», 2017 IEEE 18TH WORKSHOP ON CONTROL AND MODELING FOR POWER ELECTRONICS (COMPEL), IEEE, 9. Juli 2017, beschreibt einen Konverter mit einer Vielzahl von identischen Konvertermodulen, auf welche ein Gesamt-Leistungsfluss aufgeteilt wird. Darstellung der Erfindung
Eine mögliche Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen mehrphasigen Gleichspannungskonverter zu schaffen, welcher eine umfassende Nutzung der ihm inhärenten Möglichkeiten erlaubt.
Eine weitere mögliche Aufgabe ist es, einen mehrphasigen Gleichspannungskonverter zu schaffen, der eine Verbesserung des Betriebs des betrachteten mehrphasigen Gleichspannungskonverters erreicht.
Eine weitere mögliche Aufgabe ist es, einen mehrphasigen Gleichspannungskonverter zu schaffen, der bei gleichbleibender Anzahl der zu versorgenden Gleichspannungsan- schlüsse, m, eine Reduktion der benötigten Leistungsschalter und damit eine Reduktion des Schaltungsaufwands erreicht.
Mindestens eine dieser Aufgaben wird mindestens teilweise gelöst durch die Gegenstände gemäss den entsprechenden Patentansprüchen.
Der betrachtete mehrphasige Gleichspannungskonverter verfügt über m Halbbrücken des HF-Wechselrichters und 2 m Halbbrücken der HF-Gleichrichter und daher über 3 m Steuersignale, wobei eine Schaltperiode die Periodendauer des Steuersignals der Halb brücke bezeichnet und für die Steuersignale aller Halbbrücken denselben Wert hat. Insgesamt liegen für die Regelung der an den potentialgetrennten Gleichspannungsan schlüssen vorliegenden elektrischen Leistungen 9 m Freiheitsgrade der Ansteuerung vor, siehe Fig. 2 und Fig. 3:
o Die Schaltperiode Ts,
o 3 m Aktivierungssignale der Halbbrücken.
o 3 m Tastverhältnisse der Steuersignale der Halbbrücken, wobei ein Tastverhältnis des Steuersignals die relative Dauer des Wertes 1 des Steuersignals im Verhältnis zur Dauer der Schaltperiode bezeichnet und das Tastverhältnis daher Werte zwischen 0 und 1 annehmen kann. Das Steuersignal der k-ten Halbbrücke des HF- Wechselrichters 1 wird mit Sk.p bezeichnet, das Steuersignal der ersten Halbbrücke 51 des k-ten HF-Gleichrichters 5 mit Sak,s und das Steuersignal der zweiten Halbbrücke 52 des k-ten HF-Gleichrichters 5 mit Sbk.s. Das Tastverhältnis des Steuer signals der k-ten Halbbrücke des HF-Wechselrichters 1 wird mit dk.p bezeichnet, das Tastverhältnis des Steuersignals der ersten Halbbrücke 51 des k-ten HF- Gleichrichters 5 mit dak.s und das Tastverhältnis des Steuersignals der zweiten Halbbrücke 52 des /c-ten HF-Gleichrichters 5 mit d«c,s
o m - 1 Phasenbeziehungen zwischen den steigenden Flanken der Steuersignale der Halbbrücken des HF-Wechselrichters. Für 1 < k < m gilt: jede Phasenbeziehung wird durch den Phasenwinkel Ok, der zwischen der steigenden Flanke des Steuersignales der ersten Halbbrücke des H F-Wechselrichters 1 und der /c-ten Halbbrücke des HF-Wechselrichters vorliegt, charakterisiert. Die /c-te Halbbrücke des HF-Wechselrichters 1 wandelt das ihr zugeordnete Steuersignal s/c,P in eine zwischen dem Schaltspannungsanschluss der /c-ten Halbbrücke des HF-Wechselrichters 1 und dem Minusanschluss der /c-ten Halbbrücke des HF-Wechselrichters vorliegende Schaltspannung der /c-ten Halbbrücke des H F-Wechselrichters 1 gemäss Uk,p = Up Sk,p um.
o 2 m Phasenbeziehungen ßak und ßbk für 1 < k < m: ßak bezeichnet den Phasenwin- kel zwischen der steigenden Flanke des Steuersignals der ersten Halbbrücke des H F-Wechselrichters (si,P) und der steigenden Flanke des Steuersignals der ersten Halbbrücke 51 des /c-ten HF-Gleichrichters ( Sak.s ); ßbk bezeichnet den Phasenwinkel zwischen der steigenden Flanke des Steuersignals si,P und der steigenden Flanke des Steuersignals der zweiten Halbbrücke 52 des /c-ten HF-Gleichrichters (Sbk,s). Für 1 < k < m gilt: die erste Halbbrücke 51 des /c-ten HF-Gleichrichters 5 wandelt das ihr zugeordnete Steuersignal Sak,s in eine zwischen den Schaltspan- nungs- und Minusanschlüssen der ersten Halbbrücke 51 des /c-ten HF-Gleichrichters 5 vorliegende Schaltspannung der ersten Halbbrücke 51 des /c-ten HF-Gleichrichters gemäss Uak,s = iA,s Sak.s um und die zweite Halbbrücke 52 des /c-ten HF- Gleichrichters 5 wandelt das ihr zugeordnete Steuersignal Sak.s in eine zwischen den Schaltspannungs- und Minusanschlüssen der zweiten Halbbrücke 52 des k- ten HF-Gleichrichters 5 vorliegende Schaltspannung der zweiten Halbbrücke 52 des /c-ten HF-Gleichrichters gemäss Ubk.s = Uk.s Sbk.s um.
Für 1 < k < m gilt: Phasenwinkel ak > 0, ßak > 0, ßbk > 0 kennzeichnen ein Nacheilen des Steuersignals der betreffenden Halbbrücke in Bezug auf das Steuersignal der ersten Halbbrücke des HF-Wechselrichters. Phasenwinkel werden in Radiant angegeben. Aufgrund der erläuterten Struktur des betrachteten mehrphasigen Gleichspannungskon- verters (Fig. 1), liegt, für 1 < k < m, zwischen den ersten und zweiten Eingangsklem- men des k-ten primärseitigen HF-Netzwerks die Spannung t//c,/c+i,P = Uk, P - u/ +i ,P an. Zwischen der ersten und der zweiten Eingangsklemme des m-ten HF-Netzwerks liegt die Spannung um, 1,P = um,p - u i,P an. Zwischen den ersten und zweiten sekundärseitigen Ausgangsklemmen des k-ten HF-Netzwerks liegt die Spannung Uk, s = Uak.s - Ubk,s an. Mit der Wahl der 9 m Freiheitsgrade sind die zeitlichen Verläufe der Spannungen uyf+i,Pl Um, I .P und Uk.s eingeprägt. Die zeitliche Verläufe der Spannungen Uk,k+ i . , um, i,P und Uk, s, die Realisierungen der primär- und sekundärseitigen HF-Netzwerke und die gewählten Übersetzungsverhältnisse der HF-T ransformatoren bestimmen die zeitlichen Verläufe der sich in den primär- und sekundärseitigen Wicklungen der HF-T ransformatoren ausbildenden Ströme und, in weiterer Folge, die an den potentialgetrennten Gleichspan nungsanschlüssen abgegebenen oder aufgenommenen elektrischen Leistungen.
Bisher wurde der dieser Erfindung zugrundeliegende mehrphasige Gleichspannungskonverter in eingeschränkter Form in [1 ,2,3] beschrieben:
o Es wurde ausschliesslich ein dreiphasiger Gleichspannungskonverter betrachtet, wie in Fig. 5 dargestellt. Dies entspricht der Ausführungsform des mehrphasigen Gleichspannungskonverters für m = 3.
o Beschreibungen zum Betrieb des dreiphasigen Gleichspannungskonverters
schränken sich auf den symmetrischen Betrieb ein, d.h. es wird davon ausgegan- gen, dass an allen potentialgetrennten Gleichspannungsanschlüssen dieselbe elektrische Leistung vorliegt.
o In einer vertieften Untersuchung des dreiphasigen Gleichspannungskonverters in
[2,3] werden die von verschiedenen Steuerverfahren zu erwartenden Verluste miteinander verglichen, wobei sich die herangezogenen Steuerverfahren jedoch be- züglich der Nutzung der vorhandenen Freiheitsgrade stark einschränken. Hinsichtlich der erzielbaren Effizienz wird in [2,3] ein vereinfachtes Steuerverfahren als am besten geeignet identifiziert, welches wie folgt charakterisiert ist:
• die Aktivierungssignale aller Halbbrücken sind 1 ,
• dk,p = dak,s = dbk,s = 50%,
• 0f/< = k 2TT/3,
• ßak = CTfc + <p/( 2), • ßbk = ak + (2p/3) + [2 - L/2] f.
Dieses Steuerverfahren gilt für alle 1 < k < m = 3. Hiermit verbleibt ein einziger Freiheitsgrad, f, der zur Regelung der elektrischen Leistungen verwendet wird, die an allen drei potentialgetrennten Gleichspannungsanschlüssen vorliegen.
In einem ersten Schritt kann ein Verbesserungsziel definiert werden, dies kann z.B. ein mathematisches Optimierungskriterium (z.B. die Summe aller Leitverluste sein oder die Summe aller im mehrphasigen Gleichspannungskonverter auftretenden Verluste) oder ein praktisches Ziel (Hochfahren des Konverters mit begrenztem Ausgangsstrom) sein. In einem zweiten Schritt sind die zur Erfüllung des Verbesserungsziels erforderlichen Werte für die Freiheitsgrade der Ansteuerung zu ermitteln. Dies erfolgt typisch mittels geeigneter Analyse, z.B., im Falle des Vorliegens eines mathematischen Optimierungskriteriums, ein für die Suche nach einem globalen Optimum geeigneter Optimierungsalgorithmus, welcher die Freiheitsgrade der Ansteuerung derart variiert, dass, unter Voraussetzung des stationären Betriebs in einem gegebenen Betriebspunkt, als Ergebnis der Optimierung die zur Erfüllung des Optimierungskriteriums erforderlichen Werte der Freiheitsgrade der Ansteuerung resultieren. Der Betriebspunkt ist definiert durch:
- die am nichtpotentialgetrennten Gleichspannungsanschluss anliegende Span nung,
- die an allen m potentialgetrennten Gleichspannungsanschlüssen anliegenden Spannungen,
- den an allen m potentialgetrennten Gleichspannungsanschlüssen zur Verfügung gestellten elektrischen Leistungen.
Der stationäre Betrieb des betrachteten mehrphasigen Gleichspannungskonverters ist gekennzeichnet durch konstante Werte aller Spannungen und Leistungen des Betriebs punkts.
Der mehrphasige, potentialgetrennte Gleichspannungskonverter dient zum Austausch elektrischer Energie zwischen einem primärseitigen Gleichspannungsanschluss und m sekundärseitigen potentialgetrennten Gleichspannungsanschlüssen. Er weist die fol genden Untereinheiten auf:
• einen HF-Wechselrichter; daran angeschlossen m primärseitige HF-Netzwerke;
• daran angeschlossen m primärseitige Wicklungen einer HF-T ransformatoranord- nung;
• sekundärseitige Wicklungen der HF-Transformatoranordnung;
• daran angeschlossen m sekundärseitige HF-Netzwerke;
• daran angeschlossen m HF-Gleichrichter; und eine Steuerung der Untereinheiten, welche dazu ausgelegt ist, Steuerparameter, entsprechend Freiheitsgraden der Steuerung, zu bestimmen und im Betrieb des Gleich- spannungskonverters an einen Betriebszustand des Gleichspannungskonverters anzu- passen, wobei die derart im Betrieb anpassbaren Steuerparameter mindestens umfas- sen, für 1 < k < m: dk.p Tastverhältnis des Steuersignals der k-ten Halbbrücke des HF-Wechselrich- ters; dak.s Tastverhältnis des Steuersignals der ersten Halbbrücke des k-ten HF- Gleichrichters; dbk.s Tastverhältnis des Steuersignals der zweiten Halbbrücke des k-ten HF- Gleichrichters; ctk Phasenwinkel zwischen der steigenden Flanke des Steuersignales der ers- ten Halbbrücke des HF-Wechselrichters und der k-ten Halbbrücke des HF- Wechselrichters; ßak Phasenwinkel zwischen der steigenden Flanke des Steuersignals der ersten Halbbrücke des HF-Wechselrichters (si,P) und der steigenden Flanke des Steuersignals der ersten Halbbrücke des k-ten HF-Gleichrichters (Safes); ßbk Phasenwinkel zwischen der steigenden Flanke des Steuersignals si,P und der steigenden Flanke des Steuersignals der zweiten Halbbrücke des k-ten HF-Gleichrichters (Sbk,s). Zwei jeweils aneinander angeschlossene Untereinheiten erlauben einen Leistungsfluss in eine oder beide Richtungen zwischen den Untereinheiten.„Angeschlossen“ bedeutet also auch„zum Austausch von Energie ausgelegt sein“.
In Ausführungsformen sind die Untereinheiten jeweils auf einen bidirektionalen Leistungsfluss ausgelegt.
In Ausführungsformen umfassen die im Betrieb anpassbaren Steuerparameter zusätz- lich mindestens einen der folgenden beiden Steuerparameter: Ts (Schaltperiode) und Aktivierungssignale der Halbbrücken.
In Ausführungsformen ist die Steuerung dazu ausgelegt, zur Minimierung von Leitverlusten
• in einem stationären Betrieb alle Halbbrücken mit einem Tastverhältnis von 50% zu betreiben;
• alle Halbbrücken zu aktivieren;
• die Phasenwinkel ak, ßak, ßbk zur mindestens annähernden Minimierung des Optimierungskriteriums f = min(5 =1/?fc/fP) zu bestimmen, wobei ,p den Effektivwert des Stroms in der primärseitigen Wicklung des /c-ten HF-T ransformators und Rk einen entsprechenden Ersatzwiderstand repräsentiert.
In Ausführungsformen weist der Gleichspannungskonverter m = 3 sekundärseitige potentialgetrennte Gleichspannungsanschlüsse auf, wobei die Steuerung, bei symmetrischer Belastung der sekundärseitigen Gleichspannungsanschlüsse mit einer Leistung P, dazu ausgelegt ist, die Phasenwinkel cn = 0, ai = 2p/3, az = 4p/3 zu setzen, und erste Phasenwinkeldifferenzen 8ai - a-i = ßai - ai = ßaz - az zu setzen, und zweite Phasenwinkeldifferenzen ßm - j8ai = ßbi - ß 2 = ßbz - ßaz zu setzen, und insbesondere, die Phasenwinkeldifferenzen in Abhängigkeit des Verhältnisses der Leistung P zu einer maximalen Leistung Pmax anzupassen, indem • für P zwischen Null und Pmax/2 die erste Phasenwinkeldifferenz von Null ansteigt und wieder zu Null abfällt, und die zweite Phasenwinkeldifferenz monoton von 2p/3 auf p ansteigt; und
• für P zwischen Pmax/2 und Pmax die erste Phasenwinkeldifferenz monoton von Null auf p/3 ansteigt, und die zweite Phasenwinkeldifferenz konstant bei p ver bleibt.
In Ausführungsformen verlaufen die Phasenwinkel und Phasenwinkeldifferenzen ge- mäss Tabelle 1.
In Ausführungsformen weist der Gleichspannungskonverter m = 3 sekundärseitige potentialgetrennte Gleichspannungsanschlüsse auf, wobei die Steuerung dazu ausgelegt ist, bei asymmetrischer Belastung der sekundärseitigen Gleichspannungsanschlüsse mit Leistungen Pi ,s, P2,s und Pz.s sowie für verschiedene Spannungen i/i ,s, Uz,s und l/s, s an den sekundärseitigen Gleichspannungsanschlüssen die Phasenwinkel und die Phasenwinkeldifferenzen gemäss Tabelle 2 anzupassen.
In Ausführungsformen ist die Steuerung dazu ausgelegt, in einem Betriebsmodus zum Hochfahren des Gleichspannungskonverters die Aktivierungssignale wie folgt zu set- zen, wobei 1 < k < m:
o Aktivierung aller Halbbrücken (11) des HF-Wechselrichters (1);
o Deaktivierung aller Halbbrücken (51 , 52) der HF-Gleichrichter (5).
Es gilt also
o die Aktivierungssignale aller Halbbrücken des HF-Wechselrichters sind 1 und o die Aktivierungssignale aller Halbbrücken der HF-Gleichrichter sind 0, d.h. alle HF- Gleichrichter werden als Diodengleichrichter betrieben und entsprechend stellen sich ßak und ßbk je nach Betriebspunkt natürlich ein.
Das Steuerverfahren für das Hochfahrens des mehrphasigen Gleichspannungskonver- ters mit begrenztem Ausgangsstrom begründet sich darin, dass das vereinfachte Steu- erverfahren und das oben beschriebene Steuerverfahren für minimale Leitverluste wäh- rend des Hochfahrens des mehrphasigen Gleichspannungskonverters, aufgrund des Aufladens der an die potentialgetrennten Gleichspannungsanschlüssen angeschlosse- nen Zwischenkreiskondensatoren, sehr hohe Ströme in allen Leistungshalbleitern und in allen HF-T ransformatoren des betrachteten mehrphasigen Gleichspannungskonver- ters verursachen.
In Ausführungsformen lässt sich eine gleichzeitige Reduktion der Effektivwerte der Ströme in allen Leistungshalbleitern und in allen HF-T ransformatoren erreichen, wenn durch geeignete Massnahmen eine wesentliche Reduktion der Effektivwerte der zwischen den ersten und zweiten Eingangsklemmen aller primärseitigen HF-Netzwerke vorliegenden Spannungen bis hin zu Werten nahe Null erreicht wird, was sich, aufgrund der Verkettungen der zwischen den ersten und zweiten Eingangsklemmen der primär seitigen HF-Netzwerke vorliegenden Spannungen, erreichen lässt, wenn die Tastverhältnisse der Steuersignale der Halbbrücken des HF-Wechselrichters von 50% abweichen, d.h. es gilt dk.p F 50% für 1 < k < m.
In Ausführungsformen wird zudem die folgende technisch sinnvolle Einschränkung realisiert:
o ST=i 4, p < 1 oder S =i 4,P > m - 1 ,
da hiermit zusätzlich eine teilweise Entkopplung der einzelnen Phasen des mehrphasigen Gleichspannungskonverters erzielt werden kann.
In Ausführungsformen wird zudem eine Vereinfachung in der Ansteuerung, bei gleichzeitiger teilweiser Entkopplung der einzelnen Phasen des mehrphasigen Gleichspannungskonverters, mit folgender Bedingung erreicht:
o entweder 0 < <4P < 1 I m oder (m - 1) / m < <4,P < 1.
In Ausführungsformen wird zudem auch gewählt: dk,P = di P, d.h. die Tastverhältnisse der getrennten Gleichspannungsanschlüsse sind gleich. Dies ist bei symmetrischer Last zweckmässig.
In Ausführungsformen wird jeweils zur Steuerung eines Ausgangsstroms eines k-ten sekundärseitigen HF-Gleichrichters das Tastverhältnis dk,p angepasst.
In Ausführungsformen ist die Steuerung dazu ausgelegt, bei einem Betrieb mit kleinen Leistungen die Steuerparameter wie folgt zu setzen, wobei 1 < k < m:
o Aktivierung aller Halbbrücken des HF-Wechselrichters (1 ) und der HF-Gleichrich- ter (5), d.h. alle Aktivierungssignale sind 1 ; o dk, p F 50%.
In Ausführungsformen wird zudem die folgende technisch sinnvolle Einschränkung realisiert:
o Eif=l ,P < 1 oder E?=i P > m - 1 ,
da hiermit zusätzlich eine teilweise Entkopplung der einzelnen Phasen des mehrphasigen Gleichspannungskonverters erzielt werden kann. Eine Vereinfachung in der An- steuerung, bei gleichzeitiger teilweiser Entkopplung der einzelnen Phasen des mehrphasigen Gleichspannungskonverters, wird mit folgender Bedingung erreicht:
o entweder 0 < dk,p < 1 I m oder (m - 1 ) / m < dk.p < 1.
Zudem können, in Kombination mit einem oder mehreren der bereits genannten Zusammenhänge, einer oder mehrere der folgenden Zusammenhänge durch die Steuerung realisiert werden:
o 0 < dk.p + dak,s < 1 I m, d.h. in jedem Modul liegt die Summe der Tastverhältnisse der Primär- und Sekundärseite zwischen Null und 1 I m. Diese Bedingung stellt eine Vereinfachung für die Ansteuerung dar, da hiermit verhindert wird, dass gleichzeitig eine positive Spannung zwischen der ersten und zweiten Eingangs klemme des k-ten primärseitigen HF-Netzwerks und eine negative Spannung zwischen der ersten und zweiten Ausgangsklemme des k-ten sekundärseitigen HF- Netzwerks vorliegt.
o dk,p = di,P, d.h. die Tastverhältnisse der getrennten Gleichspannungsanschlüsse sind gleich. Dies ist bei symmetrischer Last zweckmässig.
In Ausführungsformen ist die Steuerung dazu ausgelegt, bei einem Betrieb mit kleinen Leistungen einen oder mehrere der weiteren Steuerparameter wie folgt zu setzen, wo bei 1 < k < m:
o dk, p = i,P;
O dak,s = dbk,s
o ck = (k - 1) 2tt/ irr,
O ßtok - ßak = 2 p / m.
In Ausführungsformen ist die Steuerung dazu ausgeiegt, bei einem Betrieb mit kleinen Leistungen die Steuerparameter wie folgt gemäss einer der drei folgenden Varianten zu setzen, wobei 1 < k < m: erste Variante:
o 0 < i,p + dak.s < 1 I m,
O dak,s = dbk,s,
o ßbk - ßak = 2 p / m, zweite Variante:
o 0 < c?i,P + (ßbk - ßak) / (2 tt) < 1 / m,
O dak.s = dbk,s = 1 / PΊ, dritte Variante:
o 0 < di,P + (ßak - jSbk) / (2 p) < 1 / m,
o dak.s = db/<,s = (m - 1) / m.
In Ausführungsformen ist die Steuerung dazu ausgelegt, in einem als Half-Cycle Dis- continuous-Conduction-Mode, im Folgenden als HC-DCM bezeichneten, Betriebsmodus des mehrphasigen Gleichspannungskonverters die im Betrieb anpassbaren Steuer- parameter so zu bestimmen, dass sich in mindestens einem Element der primärseitigen HF-Netzwerke und/oder der sekundärseitigen HF-Netzwerke ein für HC-DCM charakteristischer Stromverlauf ausbildet. Dies kann insbesondere der Stromverlauf eines Einoder Ausgangsstroms des betreffenden HF-Netzwerkes sein.
Ein als Half-Cycle Discontinuous-Conduction-Mode (HC-DCM) bezeichneter Betriebsmodus des mehrphasigen Gleichspannungskonverters dient beispielsweise dazu, dass sich im Betrieb mit gegebener Spannung am Gleichspannungsanschluss des HF-Weeh- selrichters weitgehend lastunabhängige Spannungen an den potentialgetrennten Gleichspannungsanschlüssen der HF-Gleichrichter einstellen.
Beim Betrieb des mehrphasigen Gleichspannungskonverters mit HC-DCM und bei Energieübertragung vom HF-Wechselrichter zum HF-Gleichrichter können solche für den Betrieb mit HC-DCM charakteristische Stromverläufe an den Ausgängen von einem oder mehreren der sekundärseitigen HF-Netzwerke eingestellt werden.
Erfolgt bei einem HF-Gleichrichter eine Umkehrung der Energieübertragungsrichtung, also vom HF-Gleichrichter zum HF-Wechselrichter, können solche für den Betrieb mit HC-DCM charakteristische Stromverläufe am Eingang des dem betreffenden HF- Gleichrichter zugeordneten primärseitigen HF-Netzwerks eingestellt werden. Von der Umkehrung der Energieübertragungsrichtung können ein einzelner HF-Gleichrichter, mehrere HF-Gleichrichter oder alle HF-Gleichrichter betroffen sein, und somit auch zugeordnete einzelne, mehrere oder alle primärseitigen HF-Netzwerke.
Für den Betrieb mit HC-DCM charakteristische Stromverläufe sind durch abwechselnde positive und negative, im wesentlichen sinusförmige, Halbschwingungen charakterisiert, welche mit verschwindendem Strom beginnen und nach Ablauf jeder (Sinus)halb- schwingung wieder bei verschwindendem Strom enden. Zwischen diesen (Sinus)halb- schwingungen verbleiben die Ströme (an den Ausgängen der sekundärseitigen HF- Netzwerke respektive an den Eingängen der primärseitigen HF-Netzwerke) für eine be stimmte Zeit verschwindend klein, d.h. zwischen den der Energieübertragung dienenden abwechselnden positiven und negativen (Sinus)halbschwingung liegen Zeitintervalle mit verschwindendem Strom und daher auch verschwindender Energieübertra gung vor.
Unter verschwindendem Strom ist ein Stromwert zu verstehen, der im wesentlichen Null ist. Insbesondere ist er wesentlich kleiner als ein Extremum des gleichen Stromverlaufs über eine Halbperiode. Beispielsweise ist er betragsmässig kleiner als ein Zwanzigstel oder kleiner als ein Fünfzigstel oder kleiner als ein Hundertstel des Maximalstromwertes (einer positiven Halbschwingung) respektive des Betrages des Minimalstromwertes (einer negativen Halbschwingung) der Halbperiode.
Die Zeitintervalle mit verschwindendem Strom weisen eine Dauer von beispielsweise mindestens einem Zwanzigstel, insbesondere mindestens einem Zehntel der Dauer ei ner Halbperiode des entsprechenden Stromverlaufs auf.
In Ausführungsformen ist die Steuerung dazu ausgelegt, in dem HC-DCM die im Betrieb anpassbaren Steuerparameter wie folgt zu setzen, wobei 1 < k < m:
Aktivierung aller Halbbrücken des HF-Wechselrichters; • Aktivierung beider Halbbrücken in mindestens einem der HF-Gleichrichter während Zeitintervallen, in denen der HF-Gleichrichter einen halbschwingungsförmigen Verlauf seines Eingangsstroms aufweist, und Deaktivierung einer oder bei der Halbbrücken des HF-Gleichrichters während Zeitintervallen, in denen der HF- Gleichrichter einen verschwindenden Eingangsstrom aufweist, wobei der Eingangsstrom eines HF-Gleichrichters als ein durch wechselspannungsseitige Schaltspannungsanschlüsse des HF-Gleichrichters fliessender Strom definiert ist;
• Betreiben, in einem stationären Betrieb, aller Halbbrücken mit einem Tastverhältnis von 50%;
• Setzen der Phasenwinkel ctk = (k- 1) 2 tt/m;
• Setzen von ersten Phasenwinkeldifferenzen ßak - Ok = 0;
• Setzen von zweiten Phasenwinkeldifferenzen ßbk - ctk= TT.
Die Halbbrücken der HF-Gleichrichter werden also mit einem Tastverhältnis von 50%; betrieben, wobei nur bei aktivierten Halbbrücken Schaltvorgänge stattfinden.
Damit ist es möglich, ohne aktive Regelung der HF-Gleichrichter eine im wesentlichen lastunabhängige Spannung an den potentialgetrennten Gleichspannungsanschlüssen der HF-Gleichrichter (bei Energieübertragung vom HF-Wechselrichter zu den HF- Gleichrichtern) respektive an den Gleichspannungsanschlüssen des HF-Wechselrich- ters (bei Energieübertragung von den HF-Gleichrichtern zum HF-Wechselrichter) zu erreichen.
Der Eingangsstrom eines HF-Gleichrichters ist gleich dem Ausganggstrom des angeschlossenen sekundärseitige HF-Netzwerks. Er fliesst in den Schaltspannungsanschluss oder Mittelpunktsanschluss einer der Halbbrücken und aus dem Schaltspan- nungsanschlus der anderen Halbbrücke des HF-Gleichrichters.
In Ausführungsformen sind bei Energieübertragung vom HF-Wechselrichter zu den HF- Gleichrichtern, zum Ausbilden eines für HC-DCM charakteristischen Stromverlaufs am Ausgang von mindestens einem der sekundärseitigen HF-Netzwerke, einzelne oder alle Schalter von mindesten einem daran angeschlossenen HF-Gleichrichter deaktiviert. Insbesondere lassen dabei parallel zu den deaktivierten Schaltern vorhandene Dioden einen natürlichen Kommutierungsvorgang zu.
In Ausführungsformen sind bei Energieübertragung von den HF-Gleichrichtern zum HF- Wechselrichter, zum Ausbilden eines für HC-DCM charakteristischen Strom Verlaufs am Eingang von mindestens einem der primärseitigen FIF-Netzwerke, einzelne oder alle Schalter des daran angeschlossenen HF-Wechselrichters deaktiviert. Insbesondere lassen dabei parallel zu den deaktivierten Schaltern vorhandene Dioden einen natürlichen Kommutierungsvorgang zu.
Damit kann während dieser Deaktivierungs-Zeit eine Verlustreduktion durch Synchrongleichrichtung realisiert werden.
In Ausführungsformen liegen m = 3 sekundärseitige potentialgetrennte Gleichspannungsanschlüsse vor, und ist die Steuerung dazu ausgelegt, dass sich im HC-DCM Betrieb des Resonanzgleichspannungskonverters mit gegebener Spannung am Gleichspannungsanschluss des HF-Wechselrichters im Wesentlichen lastunabhängige Spannungen an den potentialgetrennten Gleichspannungsanschlüssen der HF-Gleichrichter einstellen.
In Ausführungsformen weisen die HF-Gleichrichter jeweils eine erste Halbbrücke mit Leistungsschaltern und eine zweite Halbbrücke mit Kondensatoren auf. lin Ausführungsformen weist die HF-Transformatoranordnung m einzelne HF-Transfor- matoren auf, und bilden insbesondere primärseitige Wicklungen dieser HF-Transforma- toren eine Dreieckschaltung oder eine Sternschaltung oder sind zwischen einer Stern- und Dreieckschaltung umschaltbar sind. Damit ist ein phasenmodularer Konverter rea- liserbar.
In Ausführungsformen weisen die HF-Transformatoren jeweils zwei Sekundärwicklungen auf, und die Sekundärwicklungen aller HF-T ransformatoren bilden eine Zick-Zack- Schaltung. In Ausführungsformen weist die HF-Transformatoranordnung einen Mehrphasen-HF- Transformator mit m Phasen auf. Damit ist ein phasenintegrierter Konverter realisierbar.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Im Folgenden wird der Erfindungsgegenstand anhand von bevorzugten Ausführungsbeispielen, welche in den beiliegenden Zeichnungen dargestellt sind, näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 : Schaltbild einer Gleichspannungsversorgung mit mehreren potentialgetrennten Ausgängen.
Fig. 2: (a) Steuersignale der Flalbbrücken des HF-Wechselrichters, (b) mit Fig. 2(a) kor- respondierende Spannungen zwischen den Schaltspannungsanschlüssen der k-ten und ( c+1)-ten Fialbbrücke des Fl F-Wechsel richters (für 1 < k < m) bzw. zwischen den
Schaltspannungsanschlüssen der m-ten und ersten Halbbrücke des HF-Wechselrich- ters.
Fig. 3: (a) Steuersignale der Halbbrücken des k-ten HF-Gleichrichters, (b) mit Fig. 3(a) korrespondierende Spannung zwischen den Schaltspannungsanschlüssen der ersten und der zweiten Halbbrücke des k-ten HF-Gleichrichters (für 1 < k< m).
Fig. 4: Beispiel für die Ausbildung des Stroms in der sekundärseitigen Wicklung des ersten HF-T ransformators, k = 1 : (a) zwischen den ersten und zweiten Eingangsklemmen des ersten primärseitigen HF-Netzwerks vorliegende Spannung und zwischen den ersten und zweiten Ausgangsklemmen des ersten sekundärseitigen HF-Netzwerks vorliegende Spannung; (b) mit Fig. 4(a) korrespondierende Spannungs- und Stromverläufe in der Spule des ersten sekundärseitigen HF-Netzwerks unter den Annahmen, dass die primärseitigen HF-Netzwerke durch HF-Kondensatornetzwerke und die sekundärseiti gen HF-Netzwerke durch HF-Serienschwingkreisnetzwerke realisiert werden und die Kapazitäten der Kondensatoren aller HF-Netzwerke so gross gewählt werden, dass diese Kondensatoren nur die Gleichanteile von den H F-T ransformatoren fernhalten.
Fig. 5: Ausführungsform einer dreiphasigen Gleichspannungsversorgung.
Fig. 6: Beispiel einer Steuerkennlinie bei Steuerung gemäss Wrede [2] für m = 3, in Abhängigkeit der an allen potentialgetrennten Gleichspannungsanschlüssen vorliegenden Leistungen Fi,s = P2,s = Pz,s und für symmetrischen Betrieb unter Verwendung folgender Kenndaten: Ts = 20 ps, m = m = m = 1 , Li = L2 = U = 222 mH, UP = 700 V, (7i,s = Lh,s = ü3,s = 700 V.
Fig. 7: Mit dem Steuerverfahren für minimale Leitverluste des mehrphasigen Gleich- spannungskonverters ermittelte Steuerkennlinien für m = 3 und Up = rik Uk, in Abhängigkeit der an allen potentialgetrennten Gleichspannungsanschlüssen vorliegenden und auf die maximal konvertierbare Leistung bezogene Leistung, P/Pmax, für Pmax =
0.112 Ts UP 2/L und m2U = m2Li = m2Lz = L
Fig. 8: Vergleich der mit dem vereinfachten Steuerverfahren nach [2] resultierenden Leitverluste (gestrichelt eingezeichnet) zu den Leitverlusten, die mit dem Steuerverfahren für minimale Leitverluste des mehrphasigen Gleichspannungskonverters resultieren (durchgezogen eingezeichnet), für die in Fig. 7 dargestellten Steuerkennlinien: m = 3 und UP = rik LJk, in Abhängigkeit der an allen potentialgetrennten Gleichspannungsanschlüssen vorliegenden und auf die maximal konvertierbare Leistung bezogene Leistung, P/Pmax, für Pmax = 0.112 Ts UP 2/L und r?i2Li = m2Lz = 2Lz = L
Fig. 9: Mit dem Steuerverfahren für minimale Leitverluste des mehrphasigen Gleichspannungskonverters ermittelte Steuerkennlinien für m = 3, in Abhängigkeit der am ersten potentialgetrennten Gleichspannungsanschluss vorliegenden Leistung Pi,s, 0 <
P1 ,S < 0.8 Pmax, für drei verschiedene, am zweiten potentialgetrennten Gleichspannungsanschlüssen vorliegende Leistungen Pz,s, P2,s/Pmax = (0.2, 0.4, 0.8}, und unter Verwendung folgender Kenndaten: m i/i,s / UP = n 2 Ife.s / UP = m Uz,s I UP = 1.0, Pj.s/Pmax = 0.8, Pmax = 0.112 Ts UP 2IL und m2Li = 2L2 = m2Lz = L.Fig. 10: Mit dem Steuerverfahren für minimale Leitverluste des mehrphasigen Gleichspannungskonverters ermittelte Steuerkennlinien für m = 3, in Abhängigkeit der am ersten potentialgetrennten Gleichspannungsanschluss vorliegenden Leistung Pi,s, 0 < Pi ,s < 0.8 Pmax, für drei verschiedene, am ersten potentialgetrennten Gleichspannungsanschluss anliegende Gleichspannungen L/i.s, ni L/i,s / L/p = {0.75, 1.0, 1.5}, und unter Verwendung folgender Kenndaten:
Ü1 ,S / (7p = P2 (72, s / (7p = m (7s, s / (7P = 1.0, P3,s/Pmax = 0.8, Pmax = 0.112 Ts (7P 2/L und m2Li = ri22L.2 = H32L3 = L.
Fig. 11 : Mit dem Steuerverfahrens für minimale Leitverluste des mehrphasigen Gleichspannungskonverters ermittelte Steuerkennlinien für m = 3, in Abhängigkeit der am ersten potentialgetrennten Gleichspannungsanschluss vorliegenden Leistung Pi,S 0 < P1,S < 0.8 Pmax, für drei verschiedene, am zweiten potentialgetrennten Gleichspannungs- anschluss anliegende Gleichspannungen U2,s> m U2 s l Up = {0.75, 1.0, 1.5}, und unter Verwendung folgender Kenndaten: m L/i,s I Up = n2 U2,s / Up = Uz,s / Up = 1.0,
Ps.s/Pmax = 0.8, Pmax = 0.112 Ts L/P 2/L und m2Li = 2L2 = m2 = L
Fig. 12: Vergleich der mit dem vereinfachten Steuerverfahren nach [2] resultierenden Leitverluste (gestrichelt eingezeichnet) zu den Leitverlusten, die mit dem Steuerverfah- ren für minimale Leitverluste des mehrphasigen Gleichspannungskonverters resultieren (durchgezogen eingezeichnet), d.h. für die in Figuren 7, 8 und 9 dargestellten Steuer kennlinien: m = 3, in Abhängigkeit der am ersten potentialgetrennten Gleichspannungsanschluss vorliegenden Leistung Pi,s und, sofern in der Abbildung nicht abweichend angegeben, unter Verwendung folgender Kenndaten: Ts = 20 ps, m = m = = 1, Li =
L2 = LZ = 222 pH, Up = 700 V, Lh.s = Ui,s = Uz,s = 700 V, P2,s = P3,s = 4 kW (Anmerkung: für Uk,s = 525 V lässt das vereinfachten Steuerverfahren keine höhere Leistung als Pk,s = 3.7 kW, k = {1 ,2,3}, zu). Für die betrachteten Beispiele liegt die erzielte Verbesserung typisch im Bereich zwischen 5% und 20%.
Fig. 13: (a) Simulierte Spannungs- und Stromverläufe mit dem vereinfachten Steuerverfahren und (b) dem Steuerverfahren für minimale Leitverluste des mehrphasigen Gleichspannungskonverters.
Fig. 14: Mit dem Steuerverfahren für das Hochfahren des mehrphasigen Gleichspannungskonverters mit begrenztem Ausgangsstrom ermittelte Steuerkennlinien für m = 3, Up = 700 V und verschiedenen Ausgangsspannungen (üi,s = U2,s = Uz,s = {0, 200 V, 400 V, 600 V}). Dargestellt sind die Verläufe der Tastverhältnisse di,P = cfe.p = cfe, P in Abhän gigkeit des Ausgangsstroms des ersten, des zweiten und des dritten HF-Gleichrichters. Gewählte Kenndaten: = m = m = 1 , Li = L2 = = 222 pH, Ts = 20 ps.
Fig. 15: Simulierte Spannungs- und Stromverläufe, die mit dem Steuerverfahren für das Hochfahren des mehrphasigen Gleichspannungskonverters mit begrenztem Ausgangsstrom während des Hochstartvorgangs.
Fig. 16: Steuerkennlinien für den Betrieb mit geringen Leistungen an allen potentialgetrennten Gleichspannungsanschlüssen des mehrphasigen Gleichspannungskonverters für m = 3, Up = 700 V und verschiedenen Spannungen an den potentialgetrennten Gleichspannungsanschlüssen: i/i,s = U2,s = U s = {525 V (strich-punktiert), 700 V (durchgezogen), 1050 V (strich liert)}. Dargestellt sind in (a) die Verläufe der Tastverhältnisse di ,p = 02, p = cfe, p und in (b) die Verläufe der Tastverhältnisse dai.s = dbi .s = da2,s = db2,s = da3,s = db3,s in Abhängigkeit des Ausgangsstroms des ersten, des zweiten und des dritten HF-Gleichrichters.; ausserdem gilt cr#c = (k- 1) 2 p / 3, ßak = ak + 2 p dk. und ßbk - ßak = 2 p / 3 für alle 1 < k < m. Gewählte Kenndaten: m = m = m = 1 , Li = L2 =
Lz = 222 pH, Ts = 20 ps.
Fig. 17: Simulierte Spannungs- und Stromverläufe für den Betrieb mit geringen Leistun gen an allen potentialgetrennten Gleichspannungsanschlüssen des mehrphasigen Gleichspannungskonverters.
Fig. 18: Mehrphasiger Gleichspannungshalbbrückenkonverter.
Fig. 19: Ausführung als mehrphasiger Gleichspannungshalbbrückenkonverter mit pri- märseitiger Sternschaltung.
Fig. 20: Ausführung als mehrphasiger Gleichspannungshalbbrückenkonverter mit primärseitiger Sternschaltung und sekundärseitiger Zick-Zack-Schaltung.
Fig. 21 : Ausführung als mehrphasiger umschaltbarer Gleichspannungshalbbrückenkonverter.
Fig. 22: Schaltungsvariante mit einem Mehrphasen-HF-T ransformator.
Wege zur Ausführung der Erfindung
Im Folgenden werden drei als Beispiele erläuterte Ausführungsformen des Steuerver- fahrens vorgestellt, entprechend unterschiedlichen Betriebsarten des Gleichspannungs- konverters. Die erste Ausführungform des Steuerverfahrens realisiert minimale Leitver luste des mehrphasigen Gleichspannungskonverters, die zweite Ausführungsform des Steuerverfahrens ermöglicht das Hochfahren des mehrphasigen Gleichspannungskonverters mit begrenztem Ausgangsstrom und die dritte Ausführungsform einen Betrieb mit geringen Leistungen an den potentialgetrennten Gleichspannungsanschlüssen des mehrphasigen Gleichspannungskonverters. Grundsätzlich gilt für die Funktionsweise des Konverters, dass er gesteuert und auch geregelt werden kann, indem Spannungen von externen oder internen Quellen, typi- scherweise Kapazitäten, an die Induktivitäten geschaltet werden. Es ergeben sich Spannungsdifferenzen, welche die Ströme in den Induktivitäten treiben. Die Ströme wie- derum können die Spannungen von Kapazitäten verändern oder in einen Eingang oder Ausgang fliessen.
Dem entsprechend kann eine Regelung, ausgehend von gewünschten Ausgangsspan nungen und tatsächlich vorliegenden Spannungen an Ausgangskapazitäten jeweils Ströme zur Korrektur dieser Spannungen bestimmen, und daraus wiederum Spannun- gen, die an die Induktivitäten geschaltet werden müssen, um diese Ströme zu erzeugen.
Durch Spannungen und Ströme an einem Eingang respektive Ausgang ergibt sich die dort übertragene Leistung. Eine im Betrieb des Konverters auftretende Spannung oder Leistung an einem Ausgang oder Eingang kann bezüglich auf eine entsprechende ma- ximale Spannung oder Leistung bezogen werden.
Das Steuerverfahren wird typischerweise mittels einer Steuereinheit realisiert, wobei das Steuerverfahren fest implementiert ist oder durch einen programmgesteuerten Mikroprozessor ausgeführt wird. Eingangsgrössen für das Steuerverfahren stammen insbesondere aus Spannungsmessungen und Strommessungen, Ausgangsgrössen sind Schaltsignale für die Schalter.
Die Steuereinheit kann dazu eingerichtet sein, zwei oder mehr der anschliessend vorge stellten Betriebsarten des Gleichspannungskonverters zu realisieren und zwischen diesen umzuschalten.
Die Ausführungsform des Steuerverfahrens für minimale Leitverluste des mehrphasigen Gleichspannungskonverters verwendet, aus technischen Gründen, Tastverhältnisse von 50%, konstante Schaltperioden und dauernd aktivierte Halbbrücken:
1. Im stationären Betrieb werden alle Halbbrücken mit einem Tastverhältnis von 50% betrieben, d.h. c ,P = dak.s = dbk, s = 50% für 1 < k < m. Dies gewährleistet halbwellensymmetrische und daher mittelwertfreie Verläufe der an den primär- und sekundärseitigen T ransformatoranschlüssen anliegenden Spannungen und dient der Vermeidung einer andernfalls eventuell möglichen Sättigung der Mag netkerne der HF-Transformatoren.
2. Es wird eine konstante Schaltperiode angenommen, zur Vermeidung hoher
Schaltverluste, für den Fall, dass die hier erläuterte Ausführungsform des Steuer- verfahrens niedrige Werte der Schaltperiode ermitteln würde, und zur Vermeidung einer Sättigung der Magnetkerne der HF-T ransformatoren, für den Fall, dass die hier erläuterte Ausführungsform des Steuerverfahrens hohe Werte der Schaltperiode ermitteln würde, da das Optimierungskriterium, welches in der hier erläuterten Ausführungsform des Steuerverfahrens verwendet wird, weder Schaltverluste noch Sättigung der Magnetkerne der FIF-T ransformatoren mit einbezieht.
3. Die Aktivierungssignale aller Halbbrücken sind 1 , zur Gewährleistung des bidirektionalen Leistungsbetriebs, d.h. Speisen und Rückspeisen elektrischer Energie, an allen m potentialgetrennten Gleichspannungsanschlüssen.
Das Optimierungskriterium des Steuerverfahrens für minimale Leitverluste lautet:
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wobei k, den Effektivwert des Stroms in der primärseitigen Wicklung des k-ten HF- Transformators und Rk einen Ersatzwiderstand repräsentiert, zur Berechnung der Leit verluste in dem Teil des mehrphasigen Gleichspannungskonverters, der dem k-ten HF- T ransformator zuzuordnen ist.
Zur Optimierung kann in an sich bekannter Weise eine Simulation des Verhaltens des Konverters durchgeführt werden. Dabei können bestimmte Steuerparameter fest vorge geben werden und andere im Rahmen der Optimierung variiert werden. In der Simula tion werden beispielsweise Spannungen, Ströme und Leistungen berechnet, und daraus eine Zielfunktion, die als Optimierungskriterium dient.
Die sich damit ergebenden Steuerkennlinien des Steuerverfahrens für minimale Leitver luste des mehrphasigen Gleichspannungskonverters umfassen die Werte der für des sen Optimierung verfügbaren Freiheitsgrade, d.h. die Werte von ak , ßak und ß k für 1 < k < m, in Abhängigkeit des Betriebspunkts. Für die Ermittlung der optimalen Werte für %, ßak und ßbk, 1 < k < m, lassen sich keine geschlossenen Lösungen bzw. Gleichungen finden, daher wird auf numerische Lösungsmethoden zurückgegriffen. Für die praktische Realisierung werden, aus technischen Gründen, bevorzugt Lookup-Tabellen verwendet, d.h. für verschiedene, innerhalb des Betriebsbereichs des Gleichspannungskonverters technisch sinnvoll verteilte Betriebspunkte werden die optimierten Werte für Offc, ßak und ßbk, 1 < k < m, im Vorhinein berechnet, in den Lookup-Tabellen abgespeichert und vom steuernden bzw. regelnden System des mehrphasigen Gleichspan nungskonverters mittels Interpolation für den aktuell vorliegenden Betriebspunkt appro ximiert und angewendet.
Die Anzahl der erforderlichen Lookup-Tabellen beträgt 3m (für Qk, ßak und ßbk, 1 < k < m) und die Dimension jeder Lookup-Tabelle beträgt 2 +1 (aufgrund der Definition des Betriebspunkts durch Up, Uk.s, Pk.s), d.h. bereits für die Ausführungsform des dreiphasigen Gleichspannungskonverters, m = 3, und 10 Stützstellen pro Dimension jeder Lookup-Tabelle fallen insgesamt 90 Millionen Werte an (9-107). Aufgrund der heutzutage verfügbaren Speicherbausteine stellt dies kein technisches Hindernis für eine praktische Realisierung dar, jedoch wird es als sinnvoll erachtet, für die detaillierte Charakterisierung der Ergebnisse für ak, ßak und ßbk, 1 < k < m, eine typische Ausführung und einen typischen Betriebsfall zu wählen. Es sind dies die Ausführung und der Betriebsfall, welche in bisherigen Veröffentlichungen im Rahmen von Untersuchungen des mehrphasigen Gleichspannungskonverters mit vereinfachten Steuerverfahren betrachtet wurden:
• m = 3,
• die primärseitigen HF-Netzwerke werden durch H F-Kondensatornetzwerke und die sekundärseitigen HF-Netzwerke durch HF-Serienschwingkreisnetzwerke realisiert, wobei die Induktivität des k-ten HF-Serienschwingkreisnetzwerks mit Lk bezeichnet wird (1 < k< m) und die Kapazitäten der Kondensatoren aller HF- Netzwerke so gross gewählt werden, dass diese Kondensatoren nur die Gleichanteile von den HF-T ransformatoren fernhalten, aber keine nennenswerten Ein flüsse auf die Stromverläufe in den Wicklungen der HF-T ransformatoren haben,
• rik 2 Lk = L für 1 < k < m,
• Up = rik Uk, s und Pk,s = P, für 1 < k < m und 0 < P < Pmax mit Pmax = 0.112 Ts UP 2/L. Fig. 7 stellt die mittels Optimierungsrechnung ermittelten Ergebnisse für die oben genannte Ausführung und den oben genannten Betriebsfall dar (es gilt si = 0 und 1 < k < m), die in folgender Tabelle aufgeführt sind:
Tabelle 1
Figure imgf000030_0001
Fig, 8 stellt die für das vorbekannte vereinfachte Steuerverfahren resultierenden Leit verluste den Leitverlusten gegenüber, die mit dem optimierten Steuerverfahren für mini- male Leitverluste für einen mehrphasigen Gleichspannungskonverter mit m = 3 und für Up = m< Uk, s und P^s = P, für 1 < k < m und 0 < Pf Pmax < 1 , unter Verwendung folgender Kenndaten, resultieren: Ts = 20 gs, m = n2 = m = 1 , Li = L2 = L3 = 222 mH, Pi = P2 =
P3 = 1.5 W, L/P = 700 V, I/1, s = L/2,S = 5/3, s = 700 V. Es liegt immer eine Reduktion der Leitverluste vor, für P > Pmax/2 liegt die erzielte Verbesserung im Bereich zwischen 3% und 5%.
Figuren 9, 10 und 11 stellen beispielhaft weitere mittels Optimierungsrechnung ermittel ten Ergebnisse der Steuerkennlinien des Steuerverfahrens für minimale Leitverluste des mehrphasigen Gleichspannungskonverters mit = 3 für die unten aufgezählten Be- triebspunkte dar, unter den Annahmen, dass die primärseitigen HF-Netzwerke durch HF-Kondensatornetzwerke und die sekundärseitigen HF-Netzwerke durch HF-Serien- schwingkreisnetzwerke realisiert werden, dass die Induktivität des /c-ten HF-Serien- schwingkreisnetzwerks mit Lk bezeichnet (1 < k < m) wird und dass die Kapazitäten der Kondensatoren aller HF-Netzwerke so gross gewählt werden, dass diese Kondensato- ren nur die Gleichanteile von den HF-T ransformatoren fern halten, aber keine nennenswerten Einflüsse auf die Stromverläufe in den Wicklungen der HF-T ransformatoren haben:
- Fig, 9:
m L/i,s I Up = P2 1/2, s / Up = m /3,s / Up = 1.0,
0 < Pl,s < 0.8 Pmax, P2,s/Pmax = {0.2, 0.4, 0.8} Und P3,s/Pmax = 0.8.
- Fig. 10:
m /i,s / ÜP = {0.75, 1.0, 1.5}, m U2,s / Up = m iis.s / t7P = 1.0,
0 < Pl,s < 0.8 Pmax, P2,s/Pmax = P3,s/Pmax = 0.8.
- Fig. 11:
n2 (i2 S / Up = {0.75, 1.0, 1.5}, m (7i,s / t/P = Lfe.s / (iP = 1.0,
0 < Pi ,s < 0.8 Pmax, P2,s/Pmax = P3,s/Pmax = 0.8.
Tabelle 2:
P3 / Pmax— 0,8 und nzU3ts / L/P—1.0
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Fig. 12 stellt die für das (vorbekannte) vereinfachte Steuerverfahren resultierenden Leitverluste den Leitverlusten gegenüber, die mit dem optimierten Steuerverfahren für mini- male Leitverluste für einen mehrphasigen Gleichspannungskonverter mit m = 3, in Abhängigkeit der am ersten potentialgetrennten Gleichspannungsanschluss vorliegenden Leistung Pi,s und, sofern in der Abbildung nicht abweichend angegeben, unter Verwendung folgender Kenndaten, resultieren: Ts = 20 ps, = nz = nz = 1 , Li = L2 = Ls =
222 pH, Pi = Rz = Rz = 1.5 W, Up = 700 V, üi,s = ü2,s = Uz, s = 700 V, P2,s = Pz, s = 4 kW Für die betrachteten Beispiele liegt immer eine Reduktion der Leitverluste vor und die erzielte Verbesserung liegt typisch im Bereich zwischen 5% und 20%.
Fig. 13 zeigt gemäss (a) simulierte Spannungs- und Stromverläufe mit dem vereinfachten Steuerverfahren und (b) dem Steuerverfahren für minimale Leitverluste des mehrphasigen Gleichspannungskonverters; dargestellte Verläufe in (a) und (b): oben: t/i,2 P, t/i,s und den Strom /i durch Li; Mitte: U2,z,p, uz, s und den Strom /2 durch Lz\ unten: 1/3, i P, uz,s und den Strom /3 durch Lz. Die dargestellten Verläufe wurden ermittelt für: m = 3,
UP = 700 V, Ui,s = 700 V, Uz, s = 525 V, Uz.s = 700 V, Pi,s = 1 kW, P2.s = 3.7 kW, Pz, s = 4 kW; im Gegensatz zum vereinfachten Steuerverfahren verwendet das Steuerverfah- ren für minimale Leitverluste u.a. auch os - <12 > (2p/3) und 2 p - > (2p/3), erzielt eine Verringerung der Effektivwerte der Ströme in den Wicklungen des zweiten und dritten HF-T ransformators und insgesamt eine Verringerung der Summe aller Leitverluste. Gewählte Kenndaten: m = m = m = 1 , Li = L2 = L3 = 222 pH, Ts = 20 ps.
Die Ausführungsform des Steuerverfahrens für das Hochfahren des mehrphasigen Gleichspannungskonverters mit begrenztem Ausgangsstrom begründet sich darin, dass das vereinfachte Steuerverfahren und das oben beschriebene Steuerverfah- ren für minimale Leitverluste während des Hochfahrens des mehrphasigen Gleichspan- nungskonverters, aufgrund des Aufladens der an die potentialgetrennten Gleichspannungsanschlüssen angeschlossenen Zwischenkreiskondensatoren, sehr hohe Ströme in allen Leistungshalbleitern und in allen HF-Transformatoren des betrachteten mehrphasigen Gleichspannungskonverters verursachen. Die gleichzeitige Reduktion der Ef fektivwerte der Ströme in allen Leistungshalbleitern und in allen HF-T ransformatoren lässt sich nur erreichen, wenn durch geeignete Massnahmen eine wesentliche Reduk tion der Effektivwerte der zwischen den ersten und zweiten Eingangsklemmen aller primärseitigen HF-Netzwerke vorliegenden Spannungen bis hin zu Werten nahe Null erreicht wird, was sich, aufgrund der Verkettungen der zwischen den ersten und zweiten Eingangsklemmen der primärseitigen HF-Netzwerke vorliegenden Spannungen, nur er- reichen lässt, wenn die Tastverhältnisse der Steuersignale der Halbbrücken des HF- Wechselrichters von 50% abweichen, d.h. es gilt dk,p F 50% für 1 < k < m.
Das Steuerverfahren für das Hochfahrens des mehrphasigen Gleichspannungskonver ters mit begrenztem Ausgangsstrom ist durch folgende Definitionen gekennzeichnet, wobei 1 < k < m gilt:
o die Aktivierungssignale aller Halbbrücken des HF-Wechselrichters sind 1 und o die Aktivierungssignale aller Halbbrücken der HF-Gleichrichter sind 0, d.h. alle HF- Gleichrichter werden als Diodengleichrichter betrieben und entsprechend stellen sich ßak und ßbkje nach Betriebspunkt natürlich ein.
o entweder 0 < d p < 1 I m oder (m - 1 ) / m < dk. < 1. Optional, für paralleles Hochfahren aller k Module, können die primärseitigen Tastverhältnisse gleich gesetzt werden:
o dk,p = c/i ,p
Typischerweise gilt dabei auch einer oder beide der folgenden Zusammenhänge:
O dak,s = d k,s = 50%,
o ak = {k- 1) lirlm.
Zur Steuerung des Ausgangsstroms des k- ten sekundärseitigen HF-Gleichrichters ver bleiben als Freiheitsgrade das Tastverhältnis dk, P und die Schaltperiode Ts. Bei gegebe nem Wert für Ts wird dk, p so gewählt, dass diesekundärseitigen HF-Gleichrichter sinnvolle bzw. aufgrund der Vorgaben erforderliche Ströme zum Laden der Ausgangskondensatoren bereitstellen. Die Schaltperiode kann so eingestellt werden, dass im vorliegenden Arbeitspunkt ein gewünschtes Ziel, z.B. minimale Verluste, erreicht wird.
Fig. 14 stellt Beispiele für Verläufe von di,P für einen mehrphasigen Gleichspannungskonverter mit m = 3 für verschiedene Betriebspunkte dar, unter den Annahmen, dass die primärseitigen HF-Netzwerke durch HF-Kondensatornetzwerke und die sekundär seitigen HF-Netzwerke durch HF-Serienschwingkreisnetzwerke realisiert werden, dass die Induktivität des k- ten HF-Serienschwingkreisnetzwerks mit Lk bezeichnet (1 < k < m) wird und dass die Kapazitäten der Kondensatoren aller HF-Netzwerke so gross gewählt werden, dass diese Kondensatoren nur die Gleichanteile von den HF-T ransformatoren fernhalten, aber keine nennenswerten Einflüsse auf die Stromverläufe in den Wicklun gen der HF-T ransformatoren haben. Als Gültigkeitsbereich von di,P wurde der erste oben genannte Gültigkeitsbereich, 0 < di,P < 1 I m, gewählt (dasselbe Ergebnis würde für 1 - di,P resultieren). Für 1 < k < m gilt: die Verläufe von di,P sind in Abhängigkeit des Ausgangsstromes des /c-ten sekundärseitigen HF-Gleichrichters und für verschiedene Werte von 14, s = {0, 200 V, 400 V, 600 V} dargestellt. Die für die Ermittlung der in Fig. 14 abgebildeten Verläufe gewählten Betriebspunkte sind ausserdem charakterisiert durch m = m = m = 1 , Li = L = Lz = 222 pH, UP = 700 V und Ts = 20 ps, d.h. zur Vereinfachung der Darstellung wurde eine konstante Schaltperiode gewählt. Als Ergebnis resultiert für monoton ansteigenden Ausgangsstrom des /c-ten Gleichspannungskonverters und konstanten Wert für 14, s ein monoton ansteigendes Tastverhältnis di,P. Für konstantes Tastverhältnis und monoton ansteigendes 14, s des k-ten Gleichspannungskonverters resultiert ein monoton abfallender Ausgangsstrom des k-ten Gleichspannungskonverters, welcher für Uk, s = UP f hk verschwindet. Aufgrund dieses Zusammenhangs stellt das Steuerverfahren für das Hochfahren des mehrphasigen Gleichspannungskonverters mit begrenztem Ausgangsstrom inhärent sicher, dass diese Grenze nicht überschritten wird, in einer praktischen Anwendung daher 14, s < Up I rik gilt, was insbesondere während der Dauer des Hochfahrens von praktischem Nutzen sein kann, da während dieser Zeitspanne eventuell auch einzelne Überwachungs- und Messkomponenten zunächst erst gestartet werden.
Fig. 15 zeigt simulierte Spannungs- und Stromverläufe, die mit dem Steuerverfahren für das Hochfahren des mehrphasigen Gleichspannungskonverters mit begrenztem Ausgangsstrom während des Hochstartvorgangs für m = 3, di,P = cfe, p = cfe.p = 15%, Up =
700 V bei verschiedenen Ausgangsspannungen resultieren: (a) L/i,s = 14, s = 14, s = 0,
(b) üi,s = 14, s = l/3, s = 200 V und (c) l/i,s = 14, s = 14, s = 400 V. = m = nz = 1 , Li = Li = Lz = 222 pH und Ts = 20 ps. Dargestellte Verläufe in (a), (b) und (c): oben: ui,2,P, m,s und Strom durch Z_i ; Mitte: U2,z,p, 1/2, s und Strom durch £.2; unten: 1/3, i P, uz.s und Strom durch Lz. Gewählte Kenndaten: = m = nz = 1 , i = L2 = L3 = 222 pH, Ts = 20 ps.
Die Ausführungsform des Steuerverfahrens für den Betrieb mit geringen Leistungen an allen potentialgetrennten Gleichspannungsanschlüssen des mehrphasigen Gleichspannungskonverters begründet sich darin, dass es bei geringen Aus- gangsleistungen für die genaue und stabile Regelung aller Ausgangsströme von Vorteil ist, wenn beim vorliegenden mehrphasigen Gleichspannungskonverter die zwischen den ersten und zweiten Eingangsklemmen aller primärseitigen HF-Netzwerke und zwi schen den ersten und zweiten Ausgangsklemmen aller sekundärseitigen HF-Netzwerke vorliegenden Spannungen geringe Effektivwerte aufweisen, d.h. Spannungsverläufe aufweisen, die für eine, im Verhältnis zur Schaltperiode, relativ lange Zeitspanne nahe bei Null und nur für eine relativ kurze Zeitspanne positiv bzw. negativ sind. Mit dem oben beschriebene Steuerverfahren für minimale Leitverluste des mehrphasigen
Gleichspannungskonverters, sowie mit dem vereinfachten Steuerverfahren, lässt sich dies jedoch für die primärseitigen HF-Netzwerke, aufgrund der verwendeten Tastver- hältnisse von dk.p = 50%, 1 < k < m, und aufgrund der Verkettungen der Spannungen, die zwischen den ersten und zweiten Eingangsklemmen der primärseitigen HF-Netz- werke anliegen, nicht für alle m primärseitigen HF-Netzwerke gleichzeitig erreichen. Die gleichzeitige Reduktion der Effektivwerte der zwischen den ersten und zweiten Ein- gangsklemmen aller primärseitigen HF-Netzwerke vorliegenden Spannungen bis hin zu Werten nahe Null lässt sich, aufgrund der Verkettungen der zwischen den ersten und zweiten Eingangsklemmen der primärseitigen HF-Netzwerke vorliegenden Spannungen, nur dadurch erreichen, dass die Tastverhältnisse der Steuersignale der Halbbrücken des HF-Wechselrichters von 50% abweichen, d.h. es gilt dk, P F 50% für 1 < k < m.
Als geringe Leistungen können Leistungen mit weniger als 20% oder 30% der maximalen Leistung betrachtet werden.
Das Steuerverfahren für den Betrieb mit geringen Leistungen an den potentialgetrennten Gleichspannungsanschlüssen des mehrphasigen Gleichspannungskonverters ist durch folgende Definitionen gekennzeichnet, wobei 1 < k < m gilt:
o alle Aktivierungssignale sind 1.
o 0 < dk.p + dak.s < 1 1 m, d.h. in jedem Modul liegt die Summe der Tastverhältnisse der Primär- und Sekundärseite zwischen Null und 1 I m.
Zudem können einer oder mehrere der folgenden Zusammenhänge durch die Steuerung realisiert werden:
o dk, p = cfi.p, d.h. die Tastverhältnisse der getrennten Gleichspannungsanschlüsse sind gleich. Dies ist bei symmetrischer Last zweckmässig
o dak,s = dbk.s, d.h. die Tastverhältnisse in den beiden Halbbrücken der HF-Gleich- richter 5 sind gleich, wodurch ein DC-Anteil eliminiert werden kann. Alternativ oder zusätzlich kann ein DC-Anteil auch durch Seriekondensatoren eliminiert werden o cr/c = (k - 1 ) 2 TT Im, d.h. auf der Primärseite wird eine Phasenverschiebung zwischen den m Phasen realisiert;
ßbk - ßak = 2 p / m, d.h. zwischen Spannungspulsen der beiden Halbbrücken der HF- Gleichrichter liegt eine Phasenverschiebung vor. Damit schliesst sich der negative Spannungspuls auf der Sekundärseite (des HF-Gleichrichters) mit der gleichen Verzö- gerung an einen negativen Spannungspuls der Primärseite (des HF-Wechselrichters) an, wie dies für die positiven Spannungspulse der Fall ist. Dadurch können Verluste reduziert werden (vgl. Fig. 17). Mit der Definition von ak, für dk,P = di,P und nach der Festlegung von di, resultiert folgender Verlauf für die zwischen der ersten und zweiten Eingangsklemme des ersten primärseitigen HF-Netzwerks anliegenden Spannung i/i,2,P(f):
o 0 < t < di, Ts:ui,2,p(t) « Up (als Zeitintervall lP bezeichnet),
o di,p 7s < t < Ts / /7?:t/i,2,p(f) « 0 (als Zeitintervall ll bezeichnet),
o Ts I m < t < (di,P + 1 / m)7s: i/i,2,P(f) « -Up (als Zeitintervall lllp bezeichnet), o (di,P + 1 / m)Ts < t < Ts: ui,2,P(f) « 0 (als Zeitintervall IVP bezeichnet).
Die Verläufe der zwischen den ersten und zweiten Eingangsklemmen der restlichen, k- ten primärseitigen FIF-Netzwerke anliegenden Spannungen sind gleich den Verläufen von m ,2,p(t— (k— 1 ) Ts / m).
Mit den Definitionen von ßbk - ßak und dak.s = dbk.s und nach der Festlegung von ßak und dak.s resultiert folgender Verlauf für die zwischen der ersten und zweiten Ausgangs- klemme des /c-ten sekundärseitigen HF-Netzwerks anliegenden Spannung t/i,s(f) (gilt für 1 < k < m):
o 0 < t - Ts ßak / (2 p) < da c,s Ts. i/i, s(f) « Us (Zeitintervall ls),
o dak.s Ts< t - Ts ßak / (2 p) < Ts / m: ui ,s(t) « 0 (Zeitintervall lls),
o Ts I m < t - Ts ßak / (2 TT) < (dak.s + 1 / m) Ts: ,s(t) « -Us (Zeitintervall llls), o (dak.s + 1 / m)Ts < t- Fs ßak / (2 TT) < Ts: i/i,s(f) « 0 (Zeitintervall IVS).
Das vorgestellte Steuerverfahren lässt sich, statt mit
o 0 < di,P + dak.s < 1 I m,
o dak.s = dbk.s,
o ßbk - ßak = 2 p / m,
in einer ersten Alternative auch mit folgenden Steuerparametern realisieren (es resul tiert hier dieselbe sekundärseitige Spannung):
o 0 < di,P + (ßbk - ßak) / (2 p) < 1 / m,
O dak.s = dbk.s = 1 / P7,
wobei die Freiheitsgrade ßb die ursprünglich verfügbaren Freiheitsgrade dak.s (zur Steuerung der Ausgangsströme der m sekundärseitigen HF-Gleichrichter) ersetzen. Die erste Alternative hat keine Auswirkung auf die Wahl von ßak, d.h., je nach Energieflussrichtung, ist wieder ßak = Oak ± 2 p dk,P eine sinnvolle Wahl.
Eine zweite Alternative ist gegeben mit:
o 0 < di,P + (ßak - ßbk) / (2 TT) < 1 / m, o dak.s = dbk,s = (m - 1 ) / m,
wobei die Freiheitsgrade ßak d e ursprünglich verfügbaren Freiheitsgrade dak,s (zur Steuerung der Ausgangsströme der m sekundärseitigen HF-Gleichrichter) ersetzen. Die zweite Alternative hat daher eine Auswirkung auf die Wahl von ßak und je nach Energieflussrichtung ist ß k = oiak + 2 TT / /?7 + 2 TT dk, p (Speisen elektrischer Energie) bzw. ßbk = aak + 2 TT / m - 2 TT dk,p (Speisen elektrischer Energie) eine sinnvolle Wahl.
Zur Steuerung der Ausgangsströme der m sekundärseitigen HF-Gleichrichter verbleiben als Freiheitsgrade i,P, dak,s, ßak und Ts. Diese können beispielsweise im Rahmen einer Optimierungsrechnung, z.B. zur Minimierung der Gesamtverluste des mehrphasigen Gleichspannungskonverters, unter den Nebenbedingungen der geforderten Ausgangsströme der m sekundärseitigen HF-Gleichrichter ermittelt werden. In einer praktischen Umsetzung ist jedoch häufig ein einfaches Verfahren zur Ermittlung der verbleibenden Freiheitsgrade erwünscht. Ein Steuerverfahren für den Betrieb mit geringen Leistungen, geringen Schaltverlusten und reduziertem Berechnungsaufwand lässt sich realisieren, wenn dak,s so gewählt wird, dass der Strom in der sekundärseitigen Wicklung des k-ten HF-T ransformators mit Ablauf der Zeitintervalle ls und llls den Wert Null erreicht, womit günstige Voraussetzungen zur Erreichung geringer Schaltverluste vorlie gen, und ßak = Gfac + 2 p dk, p gesetzt wird. Mit ßak = ara/c + 2 p dk.p wird erreicht, dass i/i,s (f) genau dann von Null auf 14 wechselt, wenn t/i,2,P(f) von Up auf Null wechselt und ui,s(t) genau dann von Null auf -14 wechselt, wenn t/i,2,P(f) von -Up auf Null wechselt, d.h. das Zeitintervall ls folgt unmittelbar auf das Zeitintervall lP und das Zeitintervall llls folgt unmittelbar auf das Zeitintervall lllP.
Fig. 16 stellt Beispiele für Verläufe von c4,p und dak,p = dbk.p für das Steuerverfahren für den Betrieb mit geringen Leistungen, geringen Schaltverlusten und reduziertem Berechnungsaufwand für einen mehrphasigen Gleichspannungskonverter mit m = 3 für verschiedene Betriebspunkte dar, unter den Annahmen, dass die primärseitigen HF-Netz- werke durch HF-Kondensatornetzwerke und die sekundärseitigen HF-Netzwerke durch HF-Serienschwingkreisnetzwerke realisiert werden, dass die Induktivität des k-ten HF- Serienschwingkreisnetzwerks mit Lk bezeichnet (1 < k < m) wird und dass die Kapazitäten der Kondensatoren aller HF-Netzwerke so gross gewählt werden, dass diese Kon- densatoren nur die Gleichanteile von den HF-T ransformatoren fernhalten, aber keine nennenswerten Einflüsse auf die Stromverläufe in den Wicklungen der HF-Transforma- toren haben. Für 1 < k < m gilt: die Verläufe von dk.p und dak.p sind in Abhängigkeit des Ausgangsstromes des /c-ten sekundärseitigen HF-Gleichrichters und für verschiedene Werte von U i,s = {525 V, 700 V, 1050 V} und gleich grosse Spannungen an den potenti- algetrennten Gleichspannungsanschlüssen, 14, s = (ii,s, dargestellt. Die für die Ermittlung der in Fig. 16 abgebildeten Verläufe gewählten Betriebspunkte sind ausserdem charakterisiert durch m = m = m = 1 , Li = La = Lz = 222 pH, Up = 700 V und Ts = 20 ps, d.h. zur Vereinfachung der Darstellung wurde eine konstante Schaltperiode gewählt. Als Ergebnis resultieren für einen monoton ansteigenden Ausgangsstrom des /c-ten Gleich spannungskonverters und einen konstanten Wert für Uk,s monoton ansteigende Tastver- hältnisse dk.p und dak.p. Für einen konstanten Ausgangsstrom des /c-ten Gleichspannungskonverters und ein monoton ansteigendes Uk,s des /c-ten Gleichspannungskonverters resultiert ein monotones Ansteigen des Tastverhältnisses dk.p und ein monotones Abfallen des Tastverhältnisses dak.p. Der maximale Ausgangsstrom des /c-ten Gleichspannungskonverters liegt für c/i,P + dak.s = 1 I m vor, d.h. an der Betriebsgrenze des Steuerverfahren für den Betrieb mit geringen Leistungen, geringen Schaltverlusten und reduziertem Berechnungsaufwand.
Fig. 17 zeigt simulierte Spannungs- und Stromverläufe für 1 A Ausgangsstrom (je HF- Gleichrichter) für m = 3, Ui ,s = Ü2,s = Uz.s = 700 V, 0 < dk.p + dak.s < 1 I m, dk.p = di,p, dak.s = dbk,s, (Xk = (k - 1) 2 tt/rn und ßbk - ßak = 2 p / m. Dargestellte Verläufe in (a), (b) und (c): oben: t/i,2,Pl ui,s und Strom durch Li; Mitte: t/2,3, p, U2,s und Strom durch Li\ unten: t/3,1, p, t/3,s und Strom durch Lz. Gewählte Kenndaten: m = = re = 1 , Li = L2 = L3 =
222 pH, Ts = 20 ps.
Dieses Verfahren kann auch zum Rückspeisen elektrischer Energie verwendet werden und zwar für ßak < ctak. Günstige Voraussetzungen zur Erreichung geringer Schaltverluste liegen vor, wenn ßak = aak - 2 p dak.s gesetzt wird. Mit ßak = aak - 2 p dak,s wird erreicht, dass t/1,2, P(f) genau dann von Null auf Up wechselt, wenn ,s(t) von Us auf Null wechselt und t/1,2 ,p(t) genau dann von Null auf -Up wechselt, wenn t/i,s(f) von -L4 auf Null wechselt (und sinngemäss auch für alle anderen Phasen), d.h. das Zeitintervall lp folgt unmittelbar auf das Zeitintervall ls und das Zeitintervall lllP folgt unmittelbar auf das Zeitintervall llls. Fig. 18 zeigt einen mehrphasigen Gleichspannungshalbbrückenkonverter, welcher vor- sieht, dass die Leistungsschalter aller zweiten Halbbrücken der m HF-Gleichrichter des mehrphasigen Gleichspannungskonverters durch Kondensatoren ersetzt sind. Als Vorteil entfällt beim mehrphasigen Gleichspannungshalbbrückenkonverter der von den er- setzten Leistungsschaltern im mehrphasigen Gleichspannungskonverter verursachte Mehraufwand (Kosten, zusätzliche Schaltungsaufwand für die Ansteuerung). Ausserdem können die ausgangsseitigen Zwischenkreiskondensatoren des mehrphasigen Gleichspannungskonverters entfallen. Je nach Umständen nachteilig kann eine Reduktion von 9 m auf 6 m Freiheitsgrade der Ansteuerung sein, da die Aktivierungssignale, die Tastverhältnisse und die Phasenbeziehungen ßbk für die zweiten Halbbrücken der m HF-Gleichrichter entfallen.
Bei geeigneter Wahl der primär- und sekundärseitigen HF-Netzwerke und geeigneter Wahl der Windungszahlen der Primärwicklungen der HF-T ransformatoren verschwindet die Summe der zeitlichen Verläufe aller magnetischen Flüsse in den m HF-T ransformatoren zu jedem Zeitpunkt. Diese Eigenschaft lässt sich auch mit den im Folgenden beschriebenen Realisierungsvarianten des mehrphasigen Gleichspannungshalbbrückenkonverter realisieren (Ausführung eines mehrphasigen Gleichspannungshalbbrückenkonverters mit primärseitiger Sternschaltung, eines mehrphasigen Gleichspannungshalbbrückenkonverters mit primärseitiger Sternschaltung und sekundärseitiger Zick- Zack-Schaltung und eines mehrphasigen umschaltbaren Gleichspannungshalbbrücken konverters) und ermöglicht das Ersetzen der m HF-T ransformatoren durch einen Mehr- phasen-HF-Transformator mit m Phasen, wie ebenfalls im Folgenden beschrieben.
Fig. 19 zeigt eine Ausführungform des mehrphasigen Gleichspannungshalbbrücken konverters mit primärseitiger Sternschaltung. Diese sieht, im Vergleich zum mehrphasigen Gleichspannungshalbbrückenkonverter aus Fig. 18, veränderte Verbindungen der primärseitigen HF-Netzwerke vor. Für den mehrphasigen Gleichspannungshalbbrückenkonverter mit primärseitiger Sternschaltung gilt, für 1 < k < m:
• die erste Eingangsklemme des k-ten primärseitigen HF-Netzwerks ist mit dem Schaltspannungsanschluss der k-ten Halbbrücke des HF-Wechselrichters verbunden. • die zweite Eingangsklemme des ersten primärseitigen HF-Netzwerks ist mit allen zweiten Eingangsklemmen der /c-ten primärseitigen HF-Netzwerke verbunden.
Durch diese Verbindungsänderungen resultieren geringere Spannungen zwischen den ersten und zweiten Eingangsklemmen der HF-Netzwerke, was, je nach gegebenen An- forderungen, im Vergleich zum mehrphasigen Gleichspannungshalbbrückenkonverter aus Fig. 18 einen praktischen Vorteil bedeuten kann. Die primärseitige Verschaltung des mehrphasigen Gleichspannungshalbbrückenkonverters mit primärseitiger Sternschaltung kann mit den verschiedenen hier gezeigten Realisierungen der Sekundärseite des mehrphasigen Gleichspannungskonverters kombiniert werden.
Fig. 20 zeigt eine Ausführungsform des mehrphasigen Gleichspannungshalbbrücken- konverters mit primärseitiger Sternschaltung und sekundärseitiger Zick-Zack-Schaltung. Diese sieht, im Vergleich zum mehrphasigen Gleichspannungshalbbrückenkonverter mit primärseitiger Sternschaltung aus Fig. 19, HF-Transformatoren mit zwei Sekundärwicklungen, jede Sekundärwicklung aufweisend zwei Transformatoranschlüsse, und veränderte Verbindungen zwischen den Sekundärwicklungen der HF-T ransformatoren mit zwei Sekundärwicklungen und den Eingangsklemmen der sekundärseitigen HF- Netzwerke vor. Die Wicklungssinne der Wicklungen der HF-Transformatoren mit zwei Sekundärwicklungen sind wie folgt definiert: liegt vom ersten zum zweiten T ransforma- toranschluss der primärseitigen Wicklung des H F-T ransformators mit zwei Sekundärwicklungen eine positive Spannung an, dann liegen vom ersten zum zweiten T rans- formatoranschluss der ersten Sekundärwicklung des HF-T ransformators mit zwei Sekundärwicklungen wie auch vom ersten zum zweiten Transformatoranschluss der zweiten Sekundärwicklung des HF-T ransformators mit zwei Sekundärwicklungen positive Spannungen an. Für 1 < k < m gilt: das Übersetzungsverhältnis des /c-ten HF-T ransformators mit zwei Sekundärwicklungen (nk) ist definiert als das Verhältnis der Windungs- zahl der Primärwicklung (Nk.p) zur Windungszahl der ersten Sekundärwicklung (Nk, a,s) des /c-ten HF-T ransformators mit zwei Sekundärwicklungen: nk = Nk / A//c,a,s. Für den mehrphasigen Gleichspannungshalbbrückenkonverter mit primärseitiger Sternschaltung und sekundärseitiger Zick-Zack-Schaltung gilt für 1 < k < m: der erste Transformatoranschluss der ersten Sekundärwicklung des /c-ten HF-T ransformators mit zwei Sekundärwicklungen ist mit der ersten Eingangsklemme des /c-ten sekundärseitigen HF-Netzwerks verbunden, der zweite T ransformatoranschluss der ersten Sekundärwicklung des -ten HF-T ransformators mit zwei Sekundärwicklungen ist mit dem zweiten Transforma toranschluss der zweiten Sekundärwicklung des (k+1)-ten HF-T ransformators mit zwei Sekundärwicklungen verbunden und der erste Transformatoranschluss der zweiten Se- kundärwicklung des ( +1)-ten H F-T ransformators mit zwei Sekundärwicklungen ist mit der zweiten Eingangsklemme des -ten sekundärseitigen HF-Netzwerks verbunden.
Des Weiteren ist der erste Transformatoranschluss der ersten Sekundärwicklung des m-ten HF-T ransformators mit zwei Sekundärwicklungen mit der ersten Eingangs klemme des m-ten sekundärseitigen HF-Netzwerks verbunden, der zweite Transformatoranschluss der ersten Sekundärwicklung des m-ten HF-T ransformators mit zwei Se kundärwicklungen ist mit dem zweiten T ransformatoranschluss der zweiten Sekundärwicklung des ersten HF-T ransformators mit zwei Sekundärwicklungen verbunden und der erste Transformatoranschluss der zweiten Sekundärwicklung des ersten HF- Transformators mit zwei Sekundärwicklungen ist mit der zweiten Eingangsklemme des m-ten sekundärseitigen HF-Netzwerks verbunden. Die Windungszahl der zweiten Sekundärwicklung des /c-ten HF-T ransformators mit zwei Sekundärwicklungen (A//c,b,s) ist geeignet zu wählen,
z.B. A/ic,b,s = Nk, p / ri für 1 < k < m bzw. A/i ,b,s = A/i ,p / nm.
Im Vergleich zum mehrphasigen Gleichspannungshalbbrückenkonverter mit primärseitiger Sternschaltung aus Ffg. 19 hat der mehrphasige Gleichspannungshalbbrückenkonverter mit primärseitiger Sternschaltung und sekundärseitiger Zick-Zack-Schaltung aus Fig. 20 den Vorteil, dass diese Schaltung auch bei unsymmetrischer Belastung technisch sinnvoll eingesetzt werden kann, welche z.B. dann vorliegt, wenn sich die an den potentialgetrennten Gleichspannungsanschlüssen abgegebenen oder aufgenommenen elektrischen Leistungen sehr unterscheiden.
Die m HF-Gleichrichter des mehrphasigen Gleichspannungshalbbrückenkonverters mit primärseitiger Sternschaltung und sekundärseitiger Zick-Zack-Schaltung können auch durch die m HF-Gleichrichter des mehrphasigen Gleichspannungskonverters aus Fig. 1 ersetzt werden.
Fig. 21 zeigt eine Ausführungform des mehrphasigen umschaltbaren Gleichspannungs halbbrückenkonverters, welche im Vergleich zum mehrphasigen Gleichspannungshalb- brückenkonverter aus Fig. 18, zwischen dem HF-Wechselrichter und den primärseitigen HF-Netzwerken ein Relais aufweist, Das Relais weist auf: eine Steuerspule und m Wechselschalter aufweisend drei Kontakte (Hauptkontakt, erster Wechselkontakt, zweiter Wechselkontakt). Für 1 < k < m gilt: bei nicht magnetisierter Steuerspule ist der Hauptkontakt des /c-ten Wechselschalters mit dem ersten Wechselkontakt des k-ten Wechselschalters verbunden und bei magnetisierter Steuerspule ist der Hauptkontakt des k-ten Wechselschalters mit dem zweiten Wechselkontakt des k-ten Wechselschal ters verbunden. Der mehrphasige umschaltbare Gleichspannungshalbbrückenkonverter ist in weiten Teilen identisch zum mehrphasigen Gleichspannungshalbbrückenkonverter aus Fig. 18, einzig die Verbindungen zwischen dem HF-Wechselrichter und den primärseitigen HF-Netzwerken ändern sich, wie im Folgenden beschrieben und in Fig. 21 dargestellt. Für 1 < k < m gilt: der Schaltspannungsanschluss der k-ten Halbbrücke des HF-Wechselrichters ist mit der ersten Eingangsklemme des k-ten primärseitigen HF- Netzwerks verbunden, der Hauptkontakt des k-ten Wechselschalters ist mit der zweiten Eingangsklemme des k-ten primärseitigen HF-Netzwerks verbunden und der erste Wechselkontakt des k-ten Wechselschalters ist mit dem Schaltspannungsanschluss der (k+1)-ten Halbbrücke des HF-Wechselrichters verbunden. Der Schaitspannungsan- schluss der m-ten Halbbrücke des HF-Wechselrichters ist mit der ersten Eingangs klemme des m-ten primärseitigen HF-Netzwerks verbunden, der Hauptkontakt des m- ten Wechselschalters ist mit der zweiten Eingangsklemme des m-ten primärseitigen HF- Netzwerks verbunden und der erste Wechselkontakt des m-ten Wechselschalters ist mit dem Schaltspannungsanschluss der ersten Halbbrücke des HF-Wechselrichters verbunden. Die zweiten Wechselkontakte aller m Wechselschalter sind miteinander ver bunden.
Der mehrphasige umschaltbare Gleichspannungshalbbrückenkonverter realisiert daher zwei verschiedene Schaltungen, je nachdem ob die Steuerspule magnetisiert ist oder nicht:
- Nicht magnetisierte Steuerspule: mehrphasiger Gleichspannungshalbbrücken konverter nach Fig. 18
- Magnetisierte Steuerspule: mehrphasiger Gleichspannungshalbbrückenkonverter mit primärseitiger Sternschaltung nach Fig. 19
Die m HF-Gleichrichter des mehrphasigen umschaltbaren Gleichspannungshalbbrückenkonverters können auch durch die m HF-Gleichrichter des mehrphasigen Gleichspannungskonverters aus Fig. 1 ersetzt werden. Der mehrphasige umschaltbare Gleichspannungshalbbrückenkonverter kann - unter Verwendung von HF-T ransformatoren mit zwei Sekundärwicklungen - auch mit sekun därseitiger Zick-Zack-Schaltung gemäss Fig. 20 ausgeführt werden.
Fig. 22 zeigt eine Ausführungsform des mehrphasigen Gleichspannungshalbbrücken konverters mit Mehrphasen-HF-Transformator. Diese sieht anstelle der m HF-T ransformatoren des mehrphasigen Gleichspannungshalbbrückenkonverter aus Fig. 18 einen Mehrphasen-HF-Transformator mit m Phasen vor. Der Mehrphasen-HF-T ransformator mit m Phasen kann unter Verwendung eines Magnetkerns aufweisend k Schenkel, die über Joche miteinander magnetisch verbunden sind, realisiert sein. Für 1 < k < m gilt: der k-te Schenkel ist mit einem Wicklungspaket aufweisend eine primärseitige Wicklung mit der Windungszahl Np und eine sekundärseitige Wicklung mit der Windungszahl Ns,k bewickelt. Der Mehrphasen-HF-T ransformator verfügt über keinen magnetischen Rückschluss und der technische Vorteil des Mehrphasen-HF-Transformators liegt entsprechend darin, dass das gesamte Kernvolumen eines Mehrphasen-HF-T ransformator mit m Phasen geringer ist als die Summe aller Kernvolumina von m HF-T ransformatoren (geringere Baugrösse und Kosten). Die sinnvolle technische Verwendung setzt jedoch voraus, dass die Summe der zeitlichen Verläufe aller magnetischen Flüsse in den m Schenkeln zu jedem Zeitpunkt verschwindet. Bei geeigneter Wahl der primär- und sekundärseitigen HF-Netzwerke und geeigneter Wahl der Windungszahlen der Primär- und Sekundärwicklungen der HF-T ransformatoren (bzw. der HF-T ransformatoren mit zwei Sekundärwicklungen) ist diese Bedingung für alle erläuterten sowie durch Schaltungskombinationen resultierenden Varianten des mehrphasigen Gleichspannungshalbbrückenkonverter und des mehrphasigen Gleichspannungskonverters gegeben:
- dem mehrphasigen Gleichspannungshalbbrückenkonverter aus Fig. 18,
- dem mehrphasigen Gleichspannungskonverter mit primärseitiger Sternschaltung aus Fig. 19,
- dem mehrphasigen Gleichspannungskonverter mit primärseitiger Sternschaltung und sekundärseitiger Zick-Zack-Schaltung aus Fig. 20,
- dem mehrphasigen umschaltbaren Gleichspannungskonverter aus Fig. 21 und
- dem mehrphasigen Gleichspannungskonverter aus Fig. 1 , - Schaltungsvarianten, die sich durch geeignete Kombinationen der in den Figuren 1, 18, 19, 20 und 21 dargestellten Schaltungen entwickeln lassen.
Ein Beispiel für eine geeignete Wahl der primär- und sekundärseitigen HF-Netzwerke ist die Wahl von HF-Kondensatornetzwerken als primärseitige HF-Netzwerke, die Wahl von HF-Serienschwingkreisnetzwerken als sekundärseitige HF-Netzwerke und die Wahl von ausreichend hohen Kapazitätswerten in allen HF-Netzwerken, sodass die über den Kondensatoren der HF-Netzwerke anliegenden Spannungen keinen nennenswerten Einfluss auf die an den primär- und sekundärseitigen Wicklungen anliegenden Spannungen haben.
Je nach Ausgestaltung der primär- und/oder sekundärseitigen HF-Netzwerke ist, unter Verwendung von Resonanzkreisen mit einer oder mehreren Serien- und/oder Parallel resonanzfrequenzen, die Realisierung eines mehrphasigen Resonanzgleichspannungskonverters möglich. Jede Phase des mehrphasigen Resonanzgleichspannungskonverters ermöglicht dieselben Betriebsarten wie auch ein Resonanzkonverter, z.B. als„Half- Cycle Discontinuous-Conduction-Mode“ (HC-DCM) Series-Resonant-Converter, mit den für den mehrphasigen Gleichspannungskonverter beschriebenen 9 m Freiheitsgraden.
Im HC-DCM Betrieb des Resonanzgleichspannungskonverters mit gegebener Spannung am Gleichspannungsanschluss des HF-Wechselrichters stellen sich weitgehend lastunabhängige Spannungen an den potentialgetrennten Gleichspannungsanschlüssen der HF-Gleichrichter ein.
Der Ansatz, durch Einbeziehen aller Freiheitsgrade der Ansteuerung Steuerverfahren zu entwickeln die eine Verbesserung des Betriebs des betrachteten mehrphasigen Gleichspannungskonverters erreichen, lässt sich sinngemäss auf alle erläuterten sowie durch Schaltungskombinationen resultierenden Varianten des mehrphasige Gleichspan nungskonverters anwenden. Des Weiteren lassen sich die oben erläuterten Ausführun gen des Steuerverfahrens (für minimale Leitverluste des mehrphasigen Gleichspannungskonverters, für das Hochfahren des mehrphasigen Gleichspannungskonverters mit begrenztem Ausgangsstrom und für den Betrieb mit geringen Leistungen an den potentialgetrennten Gleichspannungsanschlüssen des mehrphasigen Gleichspannungs konverters) sinngemäss auf alle erläuterten sowie durch Schaltungskombinationen re sultierenden Varianten des mehrphasige Gleichspannungskonverters anwenden.

Claims

Patentansprüche
1. Mehrphasiger, potentialgetrennter Gleichspannungskonverter (10), zum Austausch elektrischer Energie zwischen einem primärseitigen Gleichspannungsanschluss und m sekundärseitigen potentialgetrennten Gleichspannungsanschlüssen, aufweisend die folgenden Untereinheiten
• einen HF-Wechselrichter (1);
• daran angeschlossen m primärseitige HF-Netzwerke (2);
• daran angeschlossen m primärseitige Wicklungen einer HF-Transformatoranord- nung (3);
• sekundärseitige Wicklungen der HF-T ransformatoranordnung (3);
• daran angeschlossen m sekundärseitige HF-Netzwerke (4);
• daran angeschlossen m HF-Gleichrichter (5); und mit einer Steuerung der Untereinheiten, welche dazu ausgelegt ist, Steuerparame- ter, entsprechend Freiheitsgraden der Steuerung, zu bestimmen und im Betrieb des Gleichspannungskonverters (10) an einen Betriebszustand des Gleichspannungskonverters (10) anzupassen, wobei die derart im Betrieb anpassbare Steuerparameter mindestens umfassen, für 1 < k < m: dk,p Tastverhältnis des Steuersignals der k-ten Halbbrücke des HF-Wechselrich- ters; dak,s Tastverhältnis des Steuersignals der ersten Halbbrücke des k-ten HF- Gleichrichters; dbk,s Tastverhältnis des Steuersignals der zweiten Halbbrücke des k-ten HF- Gleichrichters; s/c Phasenwinkel zwischen der steigenden Flanke des Steuersignales der ers ten Halbbrücke des HF-Wechselrichters und der k- ten Halbbrücke des HF- Wechselrichters; ßak Phasenwinkel zwischen der steigenden Flanke des Steuersignals der ersten Halbbrücke des HF-Wechselrichters (si,P) und der steigenden Flanke des Steuersignals der ersten Halbbrücke des k- ten HF-Gleichrichters ( Sak,s ); ßbk Phasenwinkel zwischen der steigenden Flanke des Steuersignals si,p und der steigenden Flanke des Steuersignals der zweiten Halbbrücke des k- ten HF-Gleichrichters (swc.s).
2. Gleichspannungskonverter (10) gemäss Anspruch 1 , wobei die im Betrieb anpassbaren Steuerparameter zusätzlich mindestens einen umfassen von
Ts Schaltperiode;
Aktivierungssignale der Halbbrücken.
3. Gleichspannungskonverter (10) gemäss Anspruch 1 oder 2, wobei die Steuerung dazu ausgelegt ist, zur Minimierung von Leitverlusten
• alle Halbbrücken zu aktivieren;
• in einem stationären Betrieb alle Halbbrücken mit einem Tastverhältnis von 50% zu betreiben;
• die Phasenwinkel crk, ßak, ßbk zur mindestens annähernden Minimierung des Optimierungskriteriums f = hiΐh
Figure imgf000049_0001
u bestimmen, wobei , den Effektivwert des Stroms in der primärseitigen Wicklung des k-ten HF-T ransformators und Rk einen entsprechenden Ersatzwiderstand repräsentiert.
4. Gleichspannungskonverter (10) gemäss Anspruch 3, mit m = 3 sekundärseitigen potentialgetrennten Gleichspannungsanschlüssen, wobei die Steuerung, bei symmetri scher Belastung der sekundärseitigen Gleichspannungsanschlüsse mit einer Leistung P, dazu ausgelegt ist, die Phasenwinkel cn = 0, az = 2TT/3, = 4p/3 zu setzen, und erste Phasenwinkeldifferenzen ßa-i - on = ßa 2 - 02 = ßaz - m zu setzen, und zweite Phasenwinkeldifferenzen ßv\ 3ai ßpi - ßa2 = ßm - ßaz zu setzen, und insbesondere, die Phasenwinkeldifferenzen in Abhängigkeit des Verhältnisses der Leistung P zu einer maximalen Leistung P max anzupassen, indem
• für P zwischen Null und Pmax/2 die erste Phasenwinkeldifferenz von Null ansteigt und wieder zu Null abfällt, und die zweite Phasenwinkeldifferenz monoton von 2TT/3 auf p ansteigt; und
• für P zwischen Pmax/2 und Pmax die erste Phasenwinkeldifferenz monoton von Null auf p/3 ansteigt, und die zweite Phasenwinkeldifferenz konstant bei p ver bleibt.
5. Gleichspannungskonverter (10) gemäss Anspruch 4, wobei die Phasenwinkel und Phasenwinkeldifferenzen gemäss Tabelle 1 verlaufen.
6. Gleichspannungskonverter (10) gemäss Anspruch 3, 4 oder 5 mit m = 3 sekun- därseitigen potentialgetrennten Gleichspannungsanschlüssen, wobei die Steuerung dazu ausgelegt ist, bei asymmetrischer Belastung der sekundärseitigen Gleichspannungsanschlüsse mit Leistungen Pi,s, Pi,s und Pz,s sowie für verschiedene Spannungen 1/1 S, Ui,s und 1/3, s an den sekundärseitigen Gleichspannungsanschlüssen die Phasenwinkel und die Phasenwinkeldifferenzen gemäss Tabelle 2 anzupassen.
7. Gleichspannungskonverter (10) gemäss einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Steuerung dazu ausgelegt ist, in einem Betriebsmodus zum Hochfahren des Gleichspannungskonverters die Steuerparameter wie folgt zu setzen, wobei 1 < k < m: o Aktivierung aller Halbbrücken (11) des HF-Wechselrichters (1);
o Deaktivierung aller Halbbrücken (51 , 52) der HF-Gleichrichter (5);
und mindestens eine der folgenden drei Gruppen von Bedingungen erfüllt ist:
o dk,p F 50% und optional auch dk.p = c/i P;
o
Figure imgf000050_0001
o 0 < dk, < 1 / m oder (m - 1) / m < dk.p < 1 , und optional auch cfe.p = i P.
8. Gleichspannungskonverter (10) gemäss Anspruch 7, wobei jeweils zur Steue- rung eines Ausgangsstroms eines k-ten sekundärseitigen HF-Gleichrichters das Tastverhältnis dk,p angepasst wird.
9. Gleichspannungskonverter (10) gemäss einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Steuerung dazu ausgelegt ist, bei einem Betrieb mit kleinen Leistungen die Steuerparameter wie folgt zu setzen, wobei 1 < k < m:
o Aktivierung aller Halbbrücken des HF-Wechselrichters (1) und der HF-Gleichrich- ter (5);
o dk,p * 50%;
und insbesondere mindestens eine der folgenden drei Gruppen von Bedingungen er füllt ist:
o Sϊ=i < ,p < 1 oder S =i d, C P > m - 1 ;
o 0 < dk,p < 1 / m oder (m - 1) / m < dk.p < 1 ;
o 0 < dk.p + dak.s < 1 I m.
10. Gleichspannungskonverter (10) gemäss Anspruch 9, wobei die Steuerung dazu ausgelegt ist, bei einem Betrieb mit kleinen Leistungen einen oder mehreren der weite- ren Steuerparameter wie folgt zu setzen, wobei 1 < k < m:
O dk.p = di .p',
O dak,s = dbk,s',
o ük = (k- 1 ) 2 TT//T?;
O ßbk - ßak = 2 ΊT / m.
11. Gleichspannungskonverter (10) gemäss einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Steuerung dazu ausgelegt ist, bei einem Betrieb mit kleinen Leistungen die Steuerparameter wie folgt gemäss einer der drei folgenden Varianten zu setzen, wobei
1 < k < m: erste Variante:
o 0 < di,P + dak.s < 1 f m,
O dak.s = dbk.s,
o ßbk - ßak = 2 p / m, zweite Variante:
o 0 < i,p + (ßbk - ßak) / (2 tt) < 1 / m, O dak,s— dbk,s— 1 / GP, dritte Variante:
o 0 < di,P + (ßak - ßbk) / (2 p) < 1 / m,
o dak,s = dbk,s = (m ~ 1) / m.
12. Gleichspannungskonverter (10) gemäss Anspruch 1 oder 2, wobei die Steuerung dazu ausgelegt ist, in einem als Half-Cycle Discontinuous-Conduction-Mode, im Folgen- den als HC-DCM bezeichneten, Betriebsmodus des Gleichspannungskonverters (10) die im Betrieb anpassbaren Steuerparameter so zu bestimmen, dass sich in mindestens einem Element der primärseitigen HF-Netzwerke (2) und/oder der sekundärseitigen HF- Netzwerke (4) ein für HC-DCM charakteristischer Stromverlauf ausbildet.
13. Gleichspannungskonverter (10) gemäss Anspruch 12, wobei die Steuerung dazu ausgelegt ist, in dem HC-DCM die im Betrieb anpassbaren Steuerparameter wie folgt zu setzen, wobei 1 < k < m:
• Aktivierung aller Halbbrücken des HF-Wechselrichters (1);
• Aktivierung beider Halbbrücken in mindestens einem der HF-Gleichrichter (5) während Zeitintervallen, in denen der HF-Gleichrichter (5) einen halbschwin- gungsförmigen Verlauf seines Eingangsstroms aufweist, und Deaktivierung einer oder beider Halbbrücken des HF-Gleichrichters (5) während Zeitintervallen, in denen der HF-Gleichrichter (5) einen verschwindenden Eingangsstrom aufweist, wobei der Eingangsstrom eines HF-Gleichrichters (5) als ein durch wechselspannungsseitige Schaltspannungsanschlüsse des HF-Gleichrichters (5) fliessender Strom definiert ist;
• Betreiben, in einem stationären Betrieb, aller Halbbrücken mit einem Tastverhält- nis von 50%;
• Setzen der Phasenwinkel ak = (k-1 ) 2tt/iti;
• Setzen von ersten Phasenwinkeldifferenzen ßak - ctk = 0;
• Setzen von zweiten Phasenwinkeldifferenzen ßbk - Qk = TT.
14. Gleichspannungskonverter (10) gemäss Anspruch 13, wobei
• bei Energieübertragung vom HF-Wechselrichter (1) zu den HF-Gleichrichtern (5), zum Ausbilden eines für HC-DCM charakteristischen Stromverlaufs am Ausgang von mindestens einem der sekundärseitigen HF-Netzwerke (4), einzelne oder alle Schalter von mindesten einem daran angeschlossenen HF-Gleichrichter (5) deaktiviert sind, wobei parallel zu den deaktivierten Schaltern vorhandene Dioden einen natürlichen Kommutierungsvorgang zulassen; und/oder
• bei Energieübertragung von den HF-Gleichrichtern (5) zum HF-Wechselrichter (1), zum Ausbilden eines für HC-DCM charakteristischen Stromverlaufs am Ein gang von mindestens einem der primärseitigen HF-Netzwerke (2), einzelne oder alle Schalter des daran angeschlossenen HF-Wechselrichters (1) deaktiviert sind, wobei parallel zu den deaktivierten Schaltern vorhandene Dioden einen natürlichen Kommutierungsvorgang zulassen.
15. Gleichspannungskonverter (10) gemäss einem der vorangehenden Ansprüche, in welchem die HF-Gleichrichter (5) jeweils eine erste Halbbrücke (51) mit Leistungs schaltern aufweisen, und eine zweite Halbbrücke (52b) mit Kondensatoren aufweisen.
16. Gleichspannungskonverter (10) gemäss einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die HF-Transformatoranordnung (3) m einzelne HF-T ransformatoren aufweist, und insbesondere primärseitige Wicklungen dieser HF-T ransformatoren eine Dreieck schaltung oder ein Sternschaltung bilden oder zwischen einer Stern- und Dreieckschaltung umschaltbar sind.
17. Gleichspannungskonverter (10) gemäss Anspruch 16, wobei die HF-T ransforma toren jeweils zwei Sekundärwicklungen aufweisen, und die Sekundärwicklungen aller HF-T ransformatoren eine Zick-Zack-Schaltung bilden.
18. Gleichspannungskonverter (10) gemäss einem der Ansprüche 1 bis 15, wobei die HF-Transformatoranordnung einen Mehrphasen-HF-Transformator mit m Phasen aufweist.
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