DE112012001699T5

DE112012001699T5 - Resonanter Mehrphasenwandler

Info

Publication number: DE112012001699T5
Application number: DE112012001699.8T
Authority: DE
Inventors: Antony Brinlee; Aaron Jungreis; Paul Garrity
Original assignee: Flextronics AP LLC
Current assignee: Mypaq Holdings Ltd Sg
Priority date: 2011-04-12
Filing date: 2012-04-10
Publication date: 2014-01-16
Also published as: US20120262953A1; CN103563232A; CN103563232B; US8842450B2; WO2013095694A1

Abstract

Ein resonanter Leistungswandler zieht Strom aus einer Quelle, die einen Versorgungsstrom liefert. Mehrere quasi-resonante Wandler sind miteinander verschachtelt und jeder quasi-resonante Wandler empfängt den Versorgungsstrom und bildet einen phasenverschobenen Strom entsprechend Antriebssignalen, die von einem Kontroller geliefert werden. Jeder phasenverschobene Strom weist eine Totzeitverzögerung auf und ist relativ zu den anderen phasenverschobenen Strömen phasenverschoben. Die Totzeitverzögerung wird als ein Zeitwert innerhalb eines berechneten Totzeitverzögerungsbereiches mit einer minimalen Totzeitverzögerung und einer maximalen Totzeitverzögerung bestimmt. Die Ausgänge jedes quasi-resonanten Wandlers werden aufeinander addiert, wodurch die AC-Komponente des Stroms reduziert wird. 2, 3 oder 4 quasi-resonante Leistungswandler können verschachtelt werden, die jeweils phasenverschobene Ströme liefern, die relativ zu den anderen phasenverschobenen Strömen phasenverschoben sind.

Description

Gebiet der Erfindung
Die Erfindung betrifft Leistungswandler. Insbesondere betrifft die Erfindung einen resonanten Mehrphasenleistungswandler, der dazu ausgebildet ist, ein hochfrequentes Brummen zu reduzieren.
Hintergrund der Erfindung
Eine Leistungsquelle ist eine Einrichtung oder ein System, das elektrische oder andere Arten von Energie an eine Ausgangslast oder eine Gruppe von Ausgangslasten anlegt. Der Ausdruck Leistungsquelle kann sich auf ein Hauptleistungsverteilungssystem oder eine andere primäre oder sekundäre Energiequelle beziehen. Der Begriff Leistungswandlung bezieht sich auf die Wandlung einer Form einer elektrischen Leistung in eine andere gewünschte Form oder Spannung, beispielsweise das Umwandeln von 115 oder 230 Volt Wechselstrom (AC), das von einer Spannungsquelle geliefert wird, in einen geregelten geringeren Spannungsgleichstrom (DC) mit geringerer Spannung für elektronische Geräte, bezeichnet als AC-in-DC-Leistungswandlung.
Bei einer geschalteten Leistungsquelle ist die geschaltete Leistungsquelle SMPS eine Leistungsquelle, die einen Schaltregler beinhaltet. Während ein linearer Regler einen Transistor verwendet, der in seinem aktiven Bereich vorgespannt ist, um eine Ausgangsquelle anzugeben, schaltet ein SMPS aktiv einen Transistor zwischen der vollen Sättigung und dem vollständigen Ausschalten mit einer hohen Rate. Die sich ergebende rechteckige Wellenform wird sodann durch einen Tiefpassfilter, insbesondere einem Schaltkreis mit einer Induktivität und einer Kapazität (LC) geführt, um eine geeignete Ausgangsspannung zu erzeugen.
Übliche lineare Serienspannungsversorgungen schaffen eine konstante Spannung durch Variieren ihres Widerstandes, um den Änderungen der Eingangsspannungen oder Änderungen von der erforderten Lastströme zu entsprechen. Die linearen Regler neigen dazu, ineffizient zu sein. Die Leistungsversorgung vom Schalttyp verwendet jedoch einen Hochfrequenzschalter, nämlich den Transistor, mit einem variierenden Arbeitszyklus zum Beibehalten der Ausgangsspannung. Die Ausgangsspannungsänderungen, die durch das Schalten verursacht werden, werden durch den LC-Filter ausgefiltert.
Lineare Spannungsversorgungen und SMPSs können beide verwendet werden um eine Spannungsquelle herabzusetzen. Anders als eine lineare Leistungsversorgung kann ein SMP jedoch auch eine Herabsetzungsfunktion und eine invertierte Ausgangsfunktion haben. Ein SMPS wandelt einen Eingangsspannungspegel in einen anderen Pegel durch zeitweises Speichern der Eingangsenergie und sodann Freigeben der Energie an einen Ausgang bei einer anderen Spannung. Das Speichern kann entweder in elektromagnetischen Komponenten wie Spulen und/oder Transformatoren oder elektrischen Komponenten, oder elektrostatischen Komponenten wie Kondensatoren sein.
Im Allgemeinen wird ein SMPS als Gleichrichter, Spannungswandler, Frequenzwandler oder als Inverter klassifiziert, jeweils entsprechend den Eingangs- und Ausgangswellenformen. Ein Gleichrichter hat einen AC-Eingang und einen DC-Ausgang. Ein Frequenizwandler hat einen AC-Eingang und einen AC-Ausgang. Ein Inverter hat einen DC-Eingang und einen AC-Ausgang. Ein Spannungskonverter, auch als Stromwandler oder DC-zu-DC-Wandler bezeichnet, hat einen DC-Eingang und einen DC-Ausgang.
Vorteile der SMPS über eine lineare Spannungsversorgung ist die geringere Größe, der bessere Wirkungsgrad und die geringere Wärmeerzeugung. Die Nachteile sind die Tatsache, dass SMPS im allgemeinen komplexer sind als lineare Spannungsversorgungen, ein höheres elektrisches Hochfrequenzrauschen erzeugen, das sorgfältig zu unterdrücken ist und eine typische Brummspannung bei der Schaltfrequenz haben.
Hochfrequentes Brummen ergibt sich, wenn Strom durch die Transistorschalter läuft und sodann der Strom mit passiven Komponenten gebildet wird. Diese Frequenzkomponenten des Brummens sind abhängig sowohl von der Schaltfrequenz als auch von den Schaltgeschwindigkeiten der Halbleiterschalter. Das Hochfrequenzrauschen erzeugt unerwünschte elektromagnetische Interferenz (EMI) und muss in einem hohen Ausmaß entfernt werden, damit der Wandler den üblichen EMI-Anforderungen entspricht.
Übliche Leistungswandler erfüllen die EMI-Anforderungen durch Reduzieren des Eingangs- und des Ausgangsbrummens. Eine Verringerung wird mit den folgenden Methoden erreicht. Große Filter, Reduktion der Schaltfrequenz und/oder Reduktion der Schaltgeschwindigkeiten. Solche Techniken werden üblicherweise ausgeführt in nahezu allen üblichen Spannungswandlern. Die Verwendung jeder dieser Techniken hat jedoch bestimmte Nachteile. Die Verwendung von großen Filter erfordert Raum und Kosten. Das Reduzieren der Schaltfrequenz erhöht die Größe der passiven Komponente und der Kosten. Eine Reduzierung der Schaltgeschwindigkeit reduziert die Effizienz.
Eine Vielzahl von unterschiedlichen DC-zu-DC-Leistungswandler-Ausbildungen werden heute verwendet, die meisten sind Variationen eines Bulk-Wandlers, eines Boost-Wandlers und eines Bulk-Boost-Wandlers. Einige Abwandlungen der Boost-Wandlers weisen den Druck/Zug-Wandler auf, den Vorwärtswandler, den Halbbrückenwandler und den Vollbrückenwandler auf. Ein resonanter Leistungswandler weist einen LC-Schaltkreis auf zum Formen der Spannung über die Transistorschalter und des Stroms durch die Transistorschalter auf, so dass der Transistor jedes Mal, wenn die Spannung oder Strom null ist, schaltet.
Eine Ausbildung unter Verwendung eines Gegentaktwandlers ist ähnlich der Ausbildung eines Halbbrückenwandlers mit der Ausnahme, dass die Gegentaktwandlerausbildung Anzapfungen des Primärtransformers zentriert. Eine Ausbildung unter Verwendung eines Vollbrückenwandlers ist ähnlich demjenigen der Halbbrückenausbildung mit der Ausnahme, dass der Vollbrückenwandler zwei Transistorschalter aufweist, die mit jedem Ende des Primärtransformers verbunden sind, anders als mit einem Ende wie bei dem Halbbrückenwandler.
Ein weiterer üblicher Leistungskonverter verwendet zwei verschachtelte hart geschaltete Wandlerstufen, um das Brummen zu reduzieren. Bei einer beispielhaften Ausbildung wird das Brummen reduziert durch das Verschachteln von zwei Boost-Leistungsfaktorkorrekturstufen, die in einem kritischen Leitungsmodus arbeiten. Das Verschachteln dieser Wanler erhöht jedoch die Abnahme des Brummens an dem Eingang des Wandlers lediglich um den Faktor 4. Bei hart geschalteten Wandler, wie PFC (power factor correction) Wandlern vom kritischen Leistungsmodus wird der Ausgang über den Arbeitszyklus, nicht also die Frequenz gesteuert. Eine Änderung der Schaltfrequenz hat keinen Effekt auf den Ausgang. Es ist daher relativ leicht, zwei hart geschaltete Wandler zu verschachteln, die leichte unterschiedliche Komponentenwerte haben. Auf der anderen Seite ist es aufgrund der Toleranz der Komponenten in zwei relevanten Wandlern extrem schwierig, wenn nicht unmöglich, die Resonanzfrequenzen der beiden Wandler in Übereinstimmung zu bringen, was es problematisch macht, zwei resonante Wandler mit einer mit der Resonanzfrequenz übereinstimmenden Frequenz zueinander.
Das US Patent 4,695,933 ist auf einen mehrphasigen, rein sinusförmigen Resonanzwandler gerichtet, derart, dass die Ausgänge addiert werden. Es wird nicht erwähnt, wie sicherzustellen ist, dass alle Wandler dieselbe Resonanzfrequenz haben. Das US Patent 6,583,999 beschreibt einen Boost-Vorregler mit einer resonanten Reihenhalbbrücke und beschreibt weiter einen Boost-Vorregler gefolgt von einem zweiphasigen Reihenresonanzwandler. Das US Patent 6,970,366 beschreibt einen generischen Mehrphasenresonanzwandler unter Verwendung von sinusförmigen Wellen. Es wird nicht erwähnt, wie die Resonanzfrequenzen jedes Abschnitts einander entsprechend gemacht werden. Diese drei Patente haben damit dieselben Nachteile. Die Resonanzfrequenz des Wandlers bestimmt durch die Werte der Spulen und der Kondensatoren, die die resonante Schaltung bilden. In Praxis liegen die Werte der Induktivität und der Kapazität um den Nominalwert mit einer Toleranz von typischerweise in der Größenordnung von 5% oder 10%. Die Resonanzfrequenz jedes Wandlers kann daher variieren. In einem typischen Fall ist die Resonanzfrequenz eines Wandlers gleich 1/(π√LC), so dass ein +5%ige Abweichung sowohl in der Kapazität als auch in der Induktivität zu einer +5% Varianz in dem Wert der Resonanzfrequenz führt. Bei jeder der drei oben genannten Patente kann bei dem Wandler, der dazu ausgebildet ist, bei einer bestimmten Schaltfrequenz zu arbeiten, nicht sicherstellen, dass eine Resonanz auftritt, sofern nicht eine oder beide Resonanzschaltungskomponenten (die Induktivität und der Kapazität) von Hand für jede Einheit ausgewählt sind, oder die Schaltfrequenz für jede Einheit eingestellt wird.
Die US 6,487,095 ist auf einen mehrphasigen Resonanzwandler gerichtet, der ein variables resonantes Element hat, das eine veränderliche Induktivität hat, und einen synchronen Gleichrichter, der mit dem Ausgang gekoppelt ist. Damit eine Induktivität einstellbar ist, muss es bei relativ hohen Flussdichten arbeiten. Dies ist kein effizienter Bereich des Betriebs einer Induktivität, so dass die Möglichkeit der Einstellung der Induktivität zu Lasten der Wandlereffizienz geht
Zusammenfassung der Erfindung
Ein resonanter Wandler zieht Strom aus einer Quelle, die eine Stromquelle bildet. Verschiedene quasi-resonante Wandler sind verschachtelt und jeder quasi-resonante Wandler nimmt den Quellenstrom auf und bildet einen phasenverschobenen Strom entsprechend den Antriebssignalen, die von einem Kontroller geliefert werden. Jeder phasenverschobene Strom weist eine Totzeitverzögerung auf und ist relativ zu den anderen phasenverschobenen Strömen phasenverschoben. Die Totzeitverzögerung wird als ein Zeitwert definiert, der in einem gerechneten Totzeitverzögerungsbereich liegt mit einem Totzeitverzögerungsminimum und einem Totzeitverzögerungsmaximum. Bei einigen Ausführungsbeispielen ist die Totzeitverzögerung ausgewählt als ein Mittelwert des Totzeitverzögerungsbereichs. Die Ausgänge jedes quasi-relevanten Wandlers werden aufeinander addiert, wodurch die AC-Komponenten des Stroms reduziert werden. Bei einigen Ausführungsbeispielen werden zwei quasi-resonante Leistungswandler verschachtelt, die jeweils phasenverschobene Ströme bilden, die relativ zu dem anderen phasenverschobenen Strom um 90 Winkelgrad verschoben sind. Bei anderen Ausführungsbeispielen werden vier quasi-resonante Leistungswandler verschachtelt, wobei jede Phasenverschiebung 45° beträgt. Bei anderen Ausführungsbeispielen sind drei quasi-resonante Leistungswandler verschachtelt, jeweils mit einer Phasenverschiebung um 90°.
Das Reduzieren des Eingangsbrummens um einen derart großen Faktor reduziert die Größe der elektromagnetischen Interferenzfilter (EMI) erheblich. Das Eliminieren des Ausgangsbrummens reduziert die EMI und reduziert den Brummstrom in der großen Kapazität an dem Ausgang des Wandlers erheblich.
Bei einigen Ausführungsbeispielen sind die Transformer für die mehreren verschachtelten Leistungswandler auf demselben Transformatorkern aufgewickelt, da die Summe des Flusses von allen Leistungswandlern erheblich geringer ist als der Fluss von jedem einzelnen Leistungswandler. Der sich ergebende mehrphasige Transformator ist kleiner als mehrere einzelne Transformatoren, da der Rückflussweg in seiner Größe geringer ist. Dies reduziert die Transformatorgröße, -kosten und -verluste.
Nach einem Aspekt wird ein Leistungswandler beansprucht mit einer Eingangsleistungsversorgungquelle, die zum Liefern eines Versorgungsstroms ausgebildet ist, einer Mehrzahl von quasi-resonanten Wandlern, die derart parallel zu der Eingangsleistungsversorgungsquelle geschaltet sind, dass der Versorgungsstrom in jeden der quasi-resonanten Wandlern eingegeben wird; einem Kontroller, der mit der Mehrzahl von quasi-resonanten Wandlern gekoppelt ist, wobei der Kontroller zum Arbeiten mit einer Totzeitverzögerung und zum Erzeugen unabhängiger Antriebssignale, die die Totzeitverzögerung einschließen und die selektiv zu jedem quasi-resonanten Wandler ausgegeben werden, ausgebildet ist, wobei jeder aus der Mehrzahl von quasi-resonanten Wandlern zum Empfangen eines oder mehrerer Antriebssignale und zur Bildung eines modifizierten Versorgungsstroms in Antwort auf das eine oder die mehreren empfangenen Antriebssignale und zur Bildung einer Mehrzahl von modifizierten Versorgungsströmen ausgebildet ist, wobei der modifizierte Versorgungsstrom jeden quasi-resonanten Wandlers eine Totzeitverzögerung aufweist und relativ zu jedem anderen modifizierten Versorgungsstrom phasenverschoben ist und wobei weiter die Mehrzahl von quasi-resonanten Wandlern zum Bewirken einer Leistungswandlerfunktion auf der Mehrzahl von modifizierten Versorgungsströmen ausgebildet ist, und wobei die Totzeitverzögerung weiter in den Bereich zwischen 16L_MC_ossf_s und 16L_MC_ossf_s + L_resC_resV_bus ²/(4P_INL_M) fällt und ein Ausgangskondensator an der Ausgangsseite jedes aus der Mehrzahl von quasi-resonanten Wandlern gekoppelt ist.
Bei einigen Ausführungsbeispielen ist der Wert der Totzeitverzögerung der Mittelpunkt des Totzeitverzögerungsbereichs.
Bei einigen Ausführungsbeispielen ist jeder aus der Mehrzahl von quasi-resonanten Wandlern zum Arbeiten mit derselben Schaltfrequenz konfiguriert.
Bei einigen Ausführungsbeispielen weist jeder aus der Mehrzahl von quasi-resonanten Wandlern einen quasi-resonanten Tank und einen Transformator auf.
Bei einigen Ausführungsbeispielen wird wenigstens ein Schenkel jedes Transformators von allen Transformatoren genutzt.
Bei einigen Ausführungsbeispielen weist jeder aus der Mehrzahl von quasi-resonanten Wandlern weiter eine Gleichrichterschaltung auf, die zwischen einer Ausgangsseite des Transformators und dem Ausgangskondensator gekoppelt.
Bei einigen Ausführungsbeispielen ist der Leistungswandler weiter mit einem Filter, der mit der Eingangsleistungsversorgung gekoppelt ist, wobei der Filter zum Empfangen eines Leistungsversorgungssignals und zum Ausgeben des Versorgungsstroms an jeden der mehreren quasi-resonanten Wandlern ausgebildet.
Bei einigen Ausführungsbeispielen besteht jeder quasi-resonante Wandler aus einer oder mehreren der Gruppe bestehend aus einer quasi-resonanten Parallelschaltung und einem quasi-resonanten reihen-parallel Schaltung.
Bei einigen Ausführungsbeispielen weist jeder quasi-resonante Wandler eine oder mehrere der Gruppe bestehend aus einem quasi-resonanten Halbbrückenwandler, einem quasi-resonanten Vollbrückenwandler und einem quasi-resonanten Gegentaktwandler auf.
Bei einigen Ausführungsbeispielen ist jeder quasi-resonante Wandler als ein Wandler vom Verstärkertyp ausgebildet.
Bei einigen Ausführungsbeispielen weist die Mehrzahl quasi-resonanter Wandler drei quasi-resonante Wandler und die Mehrzahl von modifizierten Versorgungsströmen einen ersten modifizierten Versorgungsstrom, der durch einen ersten quasi-resonanten Wandler gebildet wird, einen zweiten modifizierten Versorgungsstrom, der durch einen zweiten quasi-resonanten Wandler gebildet wird und im Wesentlichen um 60° relativ zu dem ersten modifizierten Versorgungsstrom phasenverschoben ist und einen dritten modifizierten Versorgungsstrom, der durch einen dritten quasi-resonanten Wandler gebildet wird und im Wesentlichen um 120° relativ zu dem ersten modifizierten Versorgungsstrom phasenverschoben ist auf.
Bei einigen Ausführungsbeispielen weisen die mehreren quasi-resonanten Wandler vier quasi-resonante Wandler auf und die Mehrzahl von modifizierten Versorgungsströmen einen ersten modifizierten Versorgungsstrom beinhaltet, der durch einen ersten quasi-resonanten Wandler gebildet wird, einen zweiten modifizierten Versorgungsstrom, der durch einen zweiten quasi-resonanten Wandler gebildet wird und im Wesentlichen um 45° relativ zu dem ersten modifizierten Versorgungsstrom phasenverschoben ist, und einen dritten modifizierten Versorgungsstrom, der durch einen dritten quasi-resonanten Wandler gebildet wird und im Wesentlichen um 90° relativ zu dem ersten modifizierten Versorgungsstrom verschoben ist, und einen vierten modifizierten Versorgungsstrom, der durch einen vierten quasi-resonanten Wandler gebildet wird und um im Wesentlichen um 135° relativ zu dem ersten modifizierten Versorgungsstrom verschoben ist.
Bei einigen Ausführungsbeispielen weisen die mehreren quasi-resonanten Wandler zwei quasi-resonante Wandler auf und die Mehrzahl von modifizierten Versorgungsströmen zwei Versorgungsströme aufweisen mit einem ersten modifizierten Versorgungsstrom, der durch einen quasi-resonanten Wandler gebildet wird und einen zweiten modifizierten Versorgungsstrom, der durch einen zweiten quasi-resonanten Wandler gebildet wird und im Wesentlichen um 90° relativ zu dem ersten Versorgungsstrom phasenverschoben ist.
Kurze Erläuterung der Zeichnungen
1 zeigt ein beispielhaftes schematisches Diagramm eines ersten Ausführungsbeispiels eines Leistungskonverters mit einer Eingangsleistungsquelle und einen Filter.
2A zeigt eine Kurve eines beispielhaften Quellenstroms, der in den Halbbrückenleistungskonverter von 1 fließt.
2B zeigt einen beispielhaften Strom durch die Spule L1 und einem Kondensator C1 des Spannungswandlers.
3 zeigt ein Simulationsschema eines LLC ZVS Einstufenwandlers.
4 zeigt beispielhafte Wellenformen bezüglich des Wandlers von 3, wenn die Transistoren Q1 und Q2 ein- und ausgeschaltet werden.
5 zeigt eine Schaltung, die dem Konverter von 1 äquivalent ist zwischen den Zeitperioden t0 und t1.
6 zeigt eine dem Wandler von 1 äquivalente Schaltung zwischen den Zeitperioden t1 und t2.
7 zeigt ein beispielhaftes schematisches Diagramm eines Ausführungsbeispiels eines zweiphasigen quasi-resonanten Leistungswandlers.
8 zeigt eine beispielhafte Ausbildung von zwei Transformatorkernen mit einem gemeinsamen Schenkel.
9 zeigt ein beispielhaftes schematisches Diagramm eines Ausführungsbeispiels eines dreiphasigen quasi-resonanten Leistungswandlers.
10 zeigt ein beispielhaftes schematisches Diagramm eines Ausführungsbeispiels eines vierphasigen quasi-resonanten Leistungswandlers.
11 zeigt ein beispielhaftes schematisches Diagramm eines Ausführungsbeispiels eines vierbrücken quasi-resonanten Leistungswandlers.
Ausführungsbeispiele der Leistungswandler werden in Bezug auf verschiedene Ansichten der Zeichnungen erläutert. Wo geeignet und nur wo identische Elemente offenbart und in mehr als einer Zeichnung gezeigt werden, werden dieselben Bezugszeichen verwendet zum Bezeichnen derartiger identischer Komponenten.
Kurze Beschreibung der vorliegenden Erfindung
Ausführungsbeispiele des Leistungswandlers sind auf einen mehrphasigen quasi-resonanten Leistungswandler gerichtet. Der Fachmann wird verstehen, dass die nachfolgende eingehende Beschreibung des Leistungswandlers lediglich illustrativ ist und nicht in irgendeiner Weise beschränkend sein soll. Andere Ausführungsbeispiele des Leistungswandlers verstehen sich von selbst, so dass der Fachmann einen Nutzen aus dieser Offenbarung zieht.
Es wird jetzt Bezug auf Einzelheiten der Implementationen des Spannungswandlers gemacht, wie er in den beiliegenden Zeichnungen dargestellt ist. Dieselben Bezugszeichen werden in den Zeichnungen und der nachfolgenden eingehenden Beschreibung verwendet, die sich auf dieselben oder ähnliche Teile beziehen. Aus Gründen der Klarheit sind nicht alle Routinemerkmale und die Implementationen, die hier beschrieben worden sind, gezeigt und erläutert. Es versteht sich jedoch natürlich, dass bei der Entwicklung einer solchen tatsächlichen Implementation eine Vielzahl von implementationsspezifischen Entscheidungen getroffen werden müssen, um die Ziele des Entwicklers zu erreichen, etwa die Übereinstimmung mit der Anwendung und sich auf das Geschäft beziehende Beschränkungen, und dass diese spezifischen Ziele von einer Implementation zu einer anderen und von einem Entwickler zu einem anderen variieren werden. Weiter versteht es sich, dass eine Entwicklung komplex und zeitaufwendig sein kann, nichtsdestoweniger aber ein Routinevorhaben eines Ingenieurs vom Fach sein wird, der aus dieser Offenbarung Nutzen zieht.
1 zeigt ein beispielhaftes schematisches Diagramm eines ersten Ausführungsbeispiels eines Leistungswandlers, der mit einer Eingangsleistungsquelle und einem Filter gekoppelt ist. Der Leistungswandler 10 ist als ein quasi-resonanter Halbbrücken-Brücken-Reihen-Leistungswandler ausgebildet, der mit einer Leistungsquelle 10 verbunden ist. Die Leistungsquelle 10 erzeugt eine Eingangs-AC-Leistungsversorgungsspannung Vin. Ein Filter 14 ist zwischen der Leistungsversorgung 12 und einem Halbbrückenleistungswandler 10 gekoppelt und ist ausgebildet zum Glätten des inherenten gepulsten Stromausgangs von der Leistungsquelle. Eine Spule L1, ein Kondensator C1, ein Transistor Q1, ein Transistor Q2, ein Kondensator C4 und ein Kondensator C5, ein Isolationstransformator TX1, eine Diode D1 und eine Diode D2 bilden einen quasi-resonanten Halbbrückenwandler 10. Die Transistoren Q1 und Q2 wirken als Schalter. Der Transistor Q1 weist eine Körperdiode DQ1 auf, der Transistor Q2 weist eine Körperdiode DQ2 auf. Der Kondensator C4 und der Kondensator C5 bilden beide die Halbbrückenmittenabzapfung als auch eine Eingangsleitungsfilterung.
Der Kondensator C4 und der Kondensator C5 bilden einen DC-Block für den Kondensator C1. Die quasi-resonante Kapazität des Halbbrückenwandlers ist die Kapazität C1 in Reihe mit der Parallelkombination der Kapazität C4 und der Kapazität C5.
Der Kondensator C1 und die Spule L1 sind in Reihe mit dem Isolationstransformator TX1 gezeigt. Andere Ausgestaltungen sind jedoch bewährte Praktiken zum Betreiben von resonanten Wandlern, etwa das Anordnen des Kondensators C1 über den Transformator TX1 zum Bilden einer parallelen resonanten Schaltung oder Belassen des Kondensators C1 in Reihe mit der Spule L1 und Anordnen einer weiteren Kapazität über den Transformator TX1 zum Bilden einer reihen-parallelen Resonanzschaltung. Andere allgemein bekannte Ausgestaltungen sind möglich.
Bei einigen Ausführungsbeispielen ist die Spule L1 eine Kombination aus einer externen Spule und einer Leckspule des Transformators TX1. Bei anderen Ausführungsbeispielen ist die Spule L1 lediglich eine externe Spule oder eine Leckspule des Transformators TX1. Bei einigen Ausführungsbeispielen ist die externe Spule eine einstellbare Spule. Einstellbare Spulen können, beispielsweise durch Hinzufügen von Windungen auf beiden Schenkeln einer E-E Kernspule und zum Antreiben dieser Windungen in Gegenrichtung.
Der Transformator TX1 ist ein Isolationstransformator mit einem mittig anzapfenden Ausgang. Die Dioden D1 und D2 bewirken eine Gleichrichtung des quasi-resonanten Stromausgangs aus dem Transformator TX1. Bei den anderen Ausführungsbeispielen ist der Transformator TX1 als eine einzige Ausgangswicklung ausgebildet, nicht also als eine mittig angezapfte Wicklung. In diesem Fall wird ein Vollbrückengleichrichter mit dem Ausgang des Transformators TX1 gekoppelt. Obwohl eine solche Konfiguration in der Praxis möglich ist, verursacht der Spannungsabfall über die Dioden bei einem Vollbrückengleichrichter einen zu großen Leistungsverlust, um für die meisten hocheffizienten Anwendungen praktisch zu sein, wenn diese Dioden nicht mit synchronen MOSFETs ersetzt werden. Bei diesen Ausführungsbeispielen sind die Dioden D1 und D2 jeweils durch einen Metall-Oxyd-Halbleiter Feld-Effekttransistor (MOSFET) ersetzt.
Ein Kontroller ist mit jedem der Transistoren Q1 und Q2 gekoppelt und legt Antriebssignale an die Gatter jeden Transistors an. Die Antriebssignale weisen die Totzeitverzögerung auf. Bei einigen Ausführungsbeispielen wird die Totzeitverzögerung durch den Kontroller berechnet. Bei anderen Ausführungsbeispielen wird die Totzeitverzögerung während der Auslegungsphase berechnet und in dem von dem Kontroller als ein fester Wert implementiert. Bei einigen Ausführungsbeispielen werden der Transistor Q1 und der Transistor Q2 in einer komplementären Weise gekoppelt, jeder wird mit einem 50% Quadratarbeitszyklus bezüglich einer Totzeitverzögerung betrieben. Die Totzeitverzögerung ist erforderlich zum Verhindern von shoot-throughs als auch zum Ermöglichen eines weichen Schaltens erforderlich. Shoot-throughs sind definiert als ein Zustand, wenn beide Transistoren Q1 und Q2 sind entweder vollständig oder teilweise eingeschaltet, wodurch ein Stromweg zum „Durchschießen” von der Eingangsquellspannung Vin zur Masse geschaffen wird. Das weiche Schalten, auch als sogenanntes Nullspannungsschalten bezeichnet, verwendet die Schaltkreisresonanz um sicherzustellen, dass Leistungstransistoren an oder in der Nähe des Nulldurchgangspegels schalten. Dies verringert die Belastung der Transistorkomponente und reduziert die hochfrequente Energie, die ansonsten als Spannungsverlust auftreten würde.
Der Strom, der von dem Filter 14 zu dem Wandler 10 fließt, hat die Form einer gleichgerichteten Sinuswelle an der Antriebsfrequenz des Wandlers. Der Versorgungsstromausgang von dem Filter 14 hat daher eine hohe Brummkomponente. Der Filter 14 in 1 kann hoch sein, da die Hochfrequenzbrummkomponente extrem hoch ist.
2 zeigt eine Kurve eines beispielhaften Quellenstroms, der in den Halbbrückenleistungswandler 10 von 1 fließt. Der beispielhafte Quellenstrom ist eine gleichgerichtete Sinuswelle.
Der Leistungswandler 10 wird als ein quasi-resonanter Leistungswandler durch Implementieren einer Totzeitverzögerung in die Antriebssignale, die an die Transistoren Q1 und Q2 angelegt werden, betrieben. Der quasi-resonante Betrieb wird im Folgenden beispielhaft beschrieben. Die Gatterantriebssignale, die an die Transistoren Q1 und Q2 angelegt werden, sind Rechteckwellen mit Arbeitszyklen, die ein wenig unter 50% liegen. Bei einer beispielhaften Anwendung ist der Arbeitszyklus 46%. In diesem Fall werden über 8% der Zeit weder der Transistor Q1 noch der Transistor Q2 angetrieben. Durch eine Totzeitverzögerung in den Gatterantriebssignalen, die ausreichend sind, fällt der Strom durch den Halbbrückenleistungswandler 10 auf null und verbleibt dabei oder nahe null, bis der gegenüberliegende Transistor eingeschaltet wird. Auch die Zeitdauer der Gatterantriebssignale wird ausreichend lang gesetzt, so dass der Transistorstrom eine ausreichende Zeit hat, um auf seinen Peak aufzusteigen, auf null abzufallen und sodann bei oder nahe null für eine kurze Zeitdauer zu verbleiben.
Ein Unterschied zwischen dem quasi-resonanten Betrieb und einem resonanten Betrieb liegt darin, dass der Strom durch die Transistoren Q1 und Q2 nicht mehr eine reine Sinuswelle ist. Bei einem resonanten Wandler ist der Strom durch die Transistoren Q1 und Q2 eine reine Sinuswelle. Bei dem quasi-resonanten Wandler teilweise eine Sinuswelle, die bei oder nahe null während des Nulldurchgangs für eine kurze Zeitdauer verharrt. Effektiv verwendet der quasi-resonante Wandler einen resonanten Tank zum Einschalten der Transistoren Q1 und Q2 und zum Ausschalten bei dem Ende jeder Halbsinuswelle, wodurch die Totzeitverzögerung erzeugt wird. Der resonante Wandler arbeitet nahe bei der Resonanzfrequenz der quasi-resonanten Schaltelemente Q1 und Q2.
Der Leistungswandler 10 von 1 hat sogenannte Tankkomponenten L1 und C1, die in Reihe mit der Primärwicklung P1 des Transformators sind. Zum Zwecke der Diskussion ist der Verbindungspunkt zwischen dem Kondensator C4 und dem Kondensator C5 annähernd, eine fixierte Spannung gleicht der Hälfte der Busspannung Vbus, wobei die Busspannung Vbus die Spannung über die Filterausgangsanschlüsse des Filters 14 ist.
Wenn der Transistor Q1 ON ist und der Transistor Q2 OFF ist, erscheint eine Spannung gleich der Hälfte der Busspannung Vbus über der Serienkombination von L1, C1 und P1. Wenn der Transistor Q2 ON ist und der Transistor Q1 OFF ist, ist die Spannung über der Serienkombination von L1, C1 und P1 dieselbe, aber von umgekehrter Polarität.
Wenn der Spannungswandler 10 seinen quasi-stationären Betriebspunkt erreicht, wird der Ausgangskondensator C8 auf einen konstanten Wert von Vout geladen. Eine Spannungsquelle erreicht den quasi-stationären Zustand, wenn für eine feste Eingangsquelle und für eine Ausgangslast das Muster von Strömen und Spannungen in der Schaltung von einem Schaltzyklus zu dem nächsten identisch ist. Wenn der Transistor Q1 ON ist und der Transistor Q2 OFF ist, erscheine eine Spannung von Vbus – NVout über L1 + L2, wobei N dem Umkehrverhältnis des Transformators TX1 gleich ist. Diese Spannung verursacht, dass der Strom durch die Spule L1 und den Kondensator C1 von null zu einem Spitzenwert ansteigt und sodann auf null zurückgeht, was aussieht wie eine halbe Sinuswelle. Der Strom durch die Diode D1 sieht wie der Strom durch die Diode L1 und den Kondensator C1 aus, skaliert durch N.
2 zeigt einen beispielhaften Strom IpriA durch die Spule L1 und den Kondensator C1 des Leistungswandlers 10. Der Abschnitt B zeigt den Strom während der Transistor Q1 ON ist und der Transistor Q2 OFF ist. Der Abschnitt C zeigt den Strom, nachdem der Transistor Q1 OFF geschaltet ist und der Transistor Q2 bereits OFF ist und der Strom durch die Körperdiode DQ2 gezwungen wird. Die Zeitdauer entsprechend dem Abschnitt C ist gleich der Totzeitverzögerung. Der Abschnitt D zeigt den Strom während der Transistor Q1 OFF ist und der Transistor Q2 ONN ist. Der Abschnitt E zeigt den Strom, nachdem der Transistor Q2 ausgeschaltet ist und der Transistor Q2 bereits aus ist, der Strom wird durch die Körperdiode DQ1 gezwungen. Die Zeitdauer, die dem Abschnitt E entspricht, ist gleich der Totzeitverzögerung. Der Abschnitt A ist derselbe wie der Abschnitt E.
Wenn der Strom durch die Spule L1 und den Kondensator C1 abnimmt, um dem magnetischen Strom, der in den Transformator fließt (bei dem Übergang von dem Abschnitt B zu dem Abschnitt C oder dem Übergang von Abschnitt D zu Abschnitt E) gleich zu sein, ist der Nettostrom, der in der Sekundärwicklung fließt, null und die Sekundärdioden D1 und D2 schalten aus. Zu diesem Zeitpunkt behält die magnetische Induktanz des Transformators, die relativ groß ist, einen nahezu konstanten Strompegel, der in der Spule L1 und dem Kondensator C1 zirkuliert, bis ein gegenüberliegender Schalter eingeschaltet wird (gezeigt in Abschnitt A, C und E). Solange der Transistor Q1 OFF geschaltet ist, nachdem der Strom durch die Spule L1 und den Kondensator C1 null erreicht hat, ist die Zeitdauer, über die der Strom, nachdem der Strom null geworden ist, nicht sehr kritisch. Der Strom durch die Spule L1 und den Kondensator C1 sieht daher wie eine halbe Sinuswelle gefolgt durch eine kurze Zeitdauer, bei der der Strom nahe null ist, aus. Die Tatsache, dass der Wandlerschalter (entweder der Transistor Q1 oder der Transistor Q2), ausgeschaltet ist, unmittelbar nachdem der Strom durch die Spule L1 und den Kondensator C1 auf null geht, verursacht, dass der Strom leicht ungleichgewichtig aussieht, wie in 2B gezeigt.
Im Gegensatz dazu erzeugt ein wirklich resonanter Wandler einen Strom durch die Spule L1 und den Kondensator C1 mit einer reinen sinusförmigen Welle. Dies erfolgt typischerweise durch Betreiben der Schalter mit einer Frequenz die höher ist als die Resonant um sicherzustellen, dass der gegenüberliegende Schalter OFF ist, um eine Zeit, bei der der Strom auf null gegangen ist. Da die Frequenz weiter weg von der Resonanz erhöht wird, nimmt die Ausgangsspannung Vout zu. Unter der Annahme, dass die Wandlerschalter ausreichend weit von der Resonanztankfrequenz arbeiten, stören kleine Differenzen im Wert zwischen den Spulen und der Kapazitäten in den verschachtelten Wandlern nicht so sehr. Die Verstärkung der Schaltung ist relativ gering, wenn ausreichende weit weg von der Resonanz betrieben wird.
Die Alternative ist das Betreiben der Schalter genau mit der Resonanzfrequenz der Spule L1 und des Kondensators C1. Um dieses praktisch zu erreichen, muss die Frequenz eingestellt werden, wenn die Spule L1 und der Kondensator C1 genau bekannt sind, da alle Komponenten Werte mit einer Toleranz haben oder das Wählen verschiedener Spulen und Kapazitäten derart, dass sie der Schaltfrequenz entspricht. In dem Fall eines einzigen Wandlers funktioniert jeder Ansatz, obwohl beide teuer sind. In dem Fall eines verschachtelten Wandlers werden die Spulen und Kondensatoren derart ausgewählt, dass jede der verschachtelten Wandler genau dieselbe Resonanzfrequenz hat.
Die Totzeitverzögerung wird durch Berechnen eines Totzeitverzögerungsbereichs bestimmt, der durch ein Minimum der Totzeitverzögerung und ein Maximum der Totzeitverzögerung definiert wird. Die Totzeitverzögerung ist die Zeit zwischen dem Ausschalten des Gatters, das einen der Halbbrückenschalter antreibt und Anschalten des gegenüberliegenden Schalters. Die Totzeitverzögerung muss innerhalb bestimmter Bereiche fallen, die definiert werden durch die minimale Totzeitverzögerung und die maximale Totzeitverzögerung ZVS (zero-voltage switching) der Transistoren Q1 und Q2 zu erreichen. ZVS tritt auf, wenn die Spannung über einen Transistoren null (oder annähernd null etwa 0,6 V oder –0,6 V aufgrund des Spannungsabfalls über der Körperdiode des Transistors) vor dem Einschalten des Transistors ist. ZVS ist nützlich, weil es Schaltverluste eliminiert und daher einen hocheffizienten Betrieb erlaubt. Wenn ein Transistor in dem quasi-resonanten Wandler ausgeschaltet wird, verhindert die Induktivität in dem Hauptstromweg eine sofortige Änderung des Stroms durch Kommutieren des Stroms der Körperdiode des gegenüberliegenden Transistors. Wenn der gegenüber liegende Transistor eingeschaltet wird während seine Körperdiode bereits Strom leitet, wird ZVS erreicht. Aufgrund der Kapazität in dem System fließt der Strom nach dem Umschalten zu dem gegenüberliegenden Transistor schließlich zurück zu der Körperdiode des ersten Transistors. Wenn der gegenüberliegende Transistor umgeschaltet wird nachdem der Strom zurück zu dem ersten Transistor geflossen ist, tritt ein erheblicher Schaltverlust auf.
Die minimal zulässige Totzeit ist die eine solche Totzeit, bei der die Spannung über dem Transistor, der zuvor ausgeschaltet worden ist, auf null gefallen ist vor dem Einschalten des Transistors. Mit anderen Worten repräsentiert das Minimum der Totzeitverzögerung t_off,min, die minimale Zeit des Wartens zwischen dem Ausschalten des einen Transistors und dem Einschalten des gegenüberliegenden Transistors, der zum Annehmen von ZVS erforderlich ist. Die maximal zulässige Totzeit ist die Zeit, nach der die Spannung über dem Transistor, der zuvor ausgeschaltet worden ist, auf null gefallen ist und sodann beginnt wieder anzusteigen. Die maximale Totzeitverzögerung t_off,max, repräsentiert daher die maximale Zeit des Wartens zwischen dem Ausschalten eines Transistors und dem Einschalten des gegenüberliegenden Transistors, die noch den Betrieb mit ZVS erlaubt.
Die minimale Totzeitverzögerung und die maximale Totzeitverzögerung basieren auf Betriebswerten der Schaltung (Busspannung, Schaltfrequenz, maximale Last) und Komponentenwerte (Magnetisierungsinduktivität des Transformators, Resonanzinduktivität, Resonanzkapazität und Kapazität des Transistorausgangs). Der einzige Weg, die minimale und die maximale zulässige Totzeit zu ändern, ist die Ausbildung des Halbbrückenwandlers mit anderen Komponenten oder mit einer anderen Schaltfrequenz, das die Ausgangsleistung applikationsabhängig ist und nicht änderbar ist. Die Komponententoleranzen werden aufgrund der Tatsache berücksichtigt, dass die zulässige Totzeitverzögerung ein Bereich von Werten, nicht also ein einziger Wert ist. Da ein zulässiger Bereich von Totzeit gegeben ist, anders als bei einem einzigen Wert, erlaubt dies eine Kompensation kleiner Differenzen zwischen den Komponentenwerten. In denn Fall von mehrphasigen Wandlern, die mehrere quasi-resonante Leistungswandler verschachteln, wie oben beschrieben, erlaubt dies eine Kompensation kleiner Differenzen zwischen den Komponentenwerten von verschachtelten Wandlern.
Basierend auf nominalen Komponentenwerten soll, beispielsweise, angenommen werden, dass die minimale Totzeitverzögerung t_off,min 300 ns beträgt und die maximale Totzeitverzögerung t_off,max 500 ns beträgt. In diesem Fall ist der Kontroller eingestellt zur Erzeugung einer Totzeitverzögerung von 400 ns. Die Toleranzen der Komponenten sollen den aktuellen Wert von t_off,min um 250 ns und t_off,max von 425 ns verursachen, der Controller wird auf 400 ns eingestellt, immer noch den Wandler mit einem erlaubten Bereich der Totzeit betreiben. Wenn die Komponententoleranzen einen Wert von t_off,min von 375 ns und t_off,max von 585 ns verursachen, wird der Controller bei einer Einstellung von 400 ns den Wandler noch innerhalb des zulässigen Bereichs der Totzeit betreiben.
Im Nachfolgenden wird ein Ausführungsbeispiel zum Bestimmen des Totzeitverzögerungsbereichs eines LSC ZVS Einzustandswandlers gezeigt. 3 zeigt ein Simulationsschema eines LLC ZVS einstufigen Wandlers. Der Halbbrückenwandler, der in 3 gezeigt ist, ist ähnlich dem Halbbrückenwandler, der in 1 gezeigt ist mit der Ausnahme, dass der Wandler von 3 als eine reihen/parallel-resonante Schaltung ausgebildet ist. Die Wandler sowohl in 1 als auch in 3 sind LLC Wandler. In dem Simulationsschema von 3 ist der Transformator ein idealer Transformator und L_M modelliert die magnetische Induktivität des Transformators. In 1 ist der gezeigte Transformator ein realer Transformator, der eine parallele (Magnetisierungs-)Induktivität hat. Bei einer beispielhaften Anwendung werden die Gatterantriebe bei 27,322 kHz und 43% Arbeitszyklus betrieben, was 15,8 μs ON-Zeit und 2,5 μs OFF-Zeit entspricht.
4 zeigt beispielhafte Wellenformen bezüglich des Wandlers von 3, wenn die Transistoren Q1 und Q2 ein- und ausgeschaltet werden. Wie in 4 gezeigt, folgen die Wellenformen dem folgenden Verlauf:

1. Zum Zeitpunkt t₀ schaltet der Drive B unmittelbar bevor der zweite Strom Isec1 0 wird OFF. Der ideale Betrieb tritt auf, wenn der Drive B genau zu dem Zeitpunkt, zu dem der Sekundärstrom Isec1 auf 0 geht, OFF schaltet. Unter Berücksichtigung der Toleranzen der verschiedenen Komponenten erfordert die Möglichkeit eines Ausschaltens geringfügig bevor der Sekundärstrom Isec1 auf 0 wird. Wenn der Drive B ausschaltet, nachdem der Sekundärstrom Isec1 auf 0 geht, wäre ein Durchschuss möglich, bei dem die beiden Halbbrückentransistoren Q1 und Q2 gleichzeitig leiten.
2. Drei Dinge finden unmittelbar im Anschluss an das Ausschalten des Gatterantriebs des Transistors Q2 statt:
a) Die Spannung Vsw (die Spannung über dem Transistor Q2) beginnt mit einer Rate zu fallen, die durch den Magnetisierungsstrom Imag in den Transformator TX1 und die effektive Kapazität Coss1 und Coss2 der beiden Transistoren Q1 und Q2 bestimmt wird, die weiter die parasitären Kapazitäten der externen Kapazität über den Transistoren Q1 und Q2 einschließt.
b) Der sekundärseitige Strom Isec1 fällt schnell auf null, da die Antriebsspannung Vsw auch schnell abnimmt (t₀ auf t₁).
c) Die Größe des resonanten Stroms Ires auf der Primärseite nimmt schnell ab, bis es dem Magnetisierungsstrom des Transformators gleich ist (t₀ bis t₁). Beispielsweise nimmt der Magnetisierungsstrom Imag = 230 mA und der resonante Strom Ihres = 260 mA zum Zeitpunkt t0 und die Größe des resonanten Stroms Ires auf –230 mA nach t0 ab.
3. Wenn der sekundärseitige Strom Isec1 0 erreicht (kurz nach t₀) (also entsprechend dem Abnehmen des resonanten Kondensatorstroms von Ires auf den Wert des Magnetisierungsstroms Imag) schaltet die sekundärseitige Diode D1 OFF und trennt die Sekundärseite von dem Rest der Schaltung.
4. Wenn die Sekundärseite von der Primärseite getrennt wird, nimmt die Spannung Vpri (gemessen durch einen Differenzspannungsmonitor) über der Primärseite sehr schnell ab, bis es gleich HB minus der Busspannung Vbus ist.
5. Wenn die Spannung Vsw 0 V erreicht (bei t₁) schaltet die Körperdiode des gegenüber liegenden Transistors Q1 ON und die Größe des resonanten Kondensatorstroms Ires nimmt von dem Pegel des Magnetisierungsstroms Imag auf null ab (bei t₂).
6. 4 zeigt, dass der resonante Kondensatorstrom Ires durch null durch A verläuft bei t2, an diesem Punkt beginnt die Spannung Vsw wieder einzusteigen, da die Körperdiode des Transistors Q2 umgekehrt vorgespannt ist und Coss1 und Coss2 einen Weg für den reversierenden Strom bilden. Dieser Betrieb sollte vermieden werden, da es erwünscht ist, dass die Spannung über dem gegenüberliegenden Transistor nahe 0 V ist, wenn der Gatterantrieb einschaltet, um etwaige Schaltverluste zu vermeiden.

Die Totzeitgrenzen werden durch die Zeit definiert, zu der die Spannung Vsw auf null fällt (t₁) bis zu der Zeit, zu der die Spannung Vsw beginnt anzusteigen (t₂). 5 zeigt eine Schaltung, die dem Wandler von 1 äquivalent ist zwischen den Zeitperioden t0 und t1. Die 6 zeigt eine Schaltung, die dem Wandler von 1 äquivalent ist zwischen den Zeitdauern t1 und t2.
Das Minimum der Totzeitverzögerung ist gleich der Zeit, die der Drain des Transistors Q2 benötigt, V_half_bridge, von der Größe der Spannung über dem Bus Vbus auf 0 V zu fallen. Die Spannung V_halv_bridge wird durch den Magnetisierungsstrom Imag (annähernd als ein konstanter Wert) angetrieben, der durch die Parallelkombination der Ausgangskapazitäten des Transistors strömt, die Kapazitäten Coss1 und Coss2. Es ist zu beachten, dass die Kapazität des Resonanzkondensators Cres vernachlässigt wird, da es typischerweise um zwei bis vier Größenordnungen die größer sind als die Ausgangskapazität des Transistors. Der Wert der Transistorausgangskapazität Coss, der in der folgenden Gleichungen verwendet wird, ist der über die Zeit gemittelte Wert für die Transistorschaltung über den Spannungsbereich 0 V bis Vbus parallel zu einer externen Kapazität über den Transistoren. In den Simulationsergebnissen, die in 2 gezeigt sind, wurden die externen Werte des Kondensators, der sehr viel höher ist als die natürliche Ausgangskapazität des Transistors, hinzugefügt, um den Wert der gesamten Kapazität zu dominieren und damit ein vorhersagbares Modell zu schaffen.
Da die Magnetisierungsinduktivität Imag des Transformators TX1 typischerweise sehr groß ist, kann der Strom, der durch die Transistorausgangskapazität fließt, als während der Zeit, während der Strom von einem Transistor zu dem anderen kommutiert als konstant modelliert werden. Die Zeit, die erforderlich ist, um den Strom von einem Transistor zu dem anderen Transistor zu kommutieren, die auch gleich der minimalen Totzeitverzögerung t_off,min ist, genügt daher der folgenden Gleichung, in der der Strom durch den Transformator zu dem Zeitpunkt der Kommutation gleich ist dem Magnetisierungsspitzenstrom Imag.pk und Coss die Kapazität des Ausgangstransistors repräsentiert (einschließlich etwaiger externer paralleler Kapazitäten) gemittelt zwischen den beiden Transistoren Q1 und Q2 und gemittelt über die Zeit.
Auch der Magnetisierungsstrom wird durch die Magnetisierungsspitzeninduktivität LM, die Schaltfrequenz fs und die Busspannung Vbus bestimmt:
Das Kombinieren der Gleichungen (1) und (3) ergibt
Die minimale Totzeitverzögerung t_oof,min entspricht t1 von 4 und repräsentiert die Zeit von t0 bis t1.
Die Differenz zwischen der maximalen Totzeitverzögerung und der minimalen Totzeitverzögerung wird durch die Zeit bestimmt, die es erfordert, dass der resonante Strom Ires auf 0 A geht, nachdem die Körperdiode des gegenüberliegenden Transistors Q2 eingeschaltet hat. Nachdem die Körperdiode des gegenüberliegenden Transistors einschaltet (bei t1) schaltet auch die gegenüberliegende sekundäre Diode D2 ein. Die Spannung über der resonanten Spule Lres ist jetzt die Differenz zwischen dem Wert der resonanten Kondensator gleichspannung und der reflektierten Ausgangsspannung Vpri. Die Spannung über der resonanten Spule Lres zu diesem Punkt müsste zwischen 0 und der Gleichspannung des resonanten Kondensators Cres sein, der genau bei Vbus/2 geblieben ist, jedoch besteht eine Brummspannung aufgrund der begrenzten Größe des resonanten Kondensators Cres über dem resonanten Kondensator Cres und eine Antriebsspannung über der resonanten Spule Lres.
Die Brummspannung des resonanten Kondensators Cres kann berechnet werden durch Berechnen der Energieänderung aufgrund des Brummens mit der Eingangsspannung. Die Änderung der Energie ΔE in dem resonanten Kondensator Cres ist von der Spitzenspannung Vcmax zu der minimalen Spannung Vcmin_n, sie ist eine Funktion der resonanten Kapazität Cres und der Eingangsleistung Pin wie unten gezeigt:
Wenn die durchschnittliche Kondensatorspannung Vc gleich der Hälfte der Busspannung Vbus ist, wird die Gleichung 7 zu
Die Antriebsspannung zu dem Zeitpunkt t2 ist die Hälfte der Brummspannung des Kondensators (Spitze zu Spitze), die durch die Gleichung 9 bekannt ist. Diese Spannung treibt den Spulenstrom Imag von 0 A von seinem ursprünglichen Wert Imag,pk.
Eine Kombination der Gleichung 12 mit der Gleichung 3 ergibt:
Zum Beginn von ZVS ist das Minimum der Totzeitverzögerung, die die t1 von 4 entspricht aus der Gleichung 5: t_off,min = 16L_MC_ossf_s (5)
L_M repräsentiert die magnetische Induktivität des Transformators einschließlich paralleler Induktivität, die über den Transformator hinzugefügt wird, fs die Schaltfrequenz und Coss repräsentiert die durchschnittliche Kapazität über den primärseitigen Halbleiterschalter. Es ist zu beachten, dass obwohl in den meisten Fällen der Wert von Coss aufgrund der parasitären Ausgangskapazität des primärseitigen Halbleiterschalters dominiert werden wird, es auch eine Kapazität aufgrund etwaiger externer Kapazitäten beinhalten wird, die über den primärseitigen Halbleiterschalter angeordnet sind, die reflektierte Kapazität der sekundärseitigen Schalter, die parazitäre Kapazität des Transformators und etwaige andere parazitäre Kapazitäten in der Schaltung, die parallel zu den primärseitigen Halbleiterschaltern auftreten.
Das Totzeitverzögerungsmaximum entspricht t2 in 4. Aus den Gleichungen 5 und 14 ergibt sich das Totzeitverzögerungsmaximum mit:
Coss, fs und LM werden in dem vorangehenden Absatz beschrieben, Vbus repräsentiert die DC-Spannung, die die Primärseite des Wandlers antreibt, Pin repräsentiert die Leistung in einen einzelnen Wandlerabschnitt (d. h. die Hälfte der Nettoeingangsleistung, wenn zwei Wandler parallel liegen) und LresCres ist gleich 1/2π_res)² wobei f_res gleich der Resonanzfrequenz der resonanten Tankelemente ist. Der Mittelpunkt des Totzeitverzögerungsbereichs mit einer vollen Last ist der bevorzugte Ort der einzustellen ist für die Totzeitverzögerung, die auf die Wandler angelegt wird zum Schaffen der größten Wahrscheinlichkeit, dass die Komponententoleranzen nicht den Ausschaltbereich außerhalb des ZVS Betriebsbereich bewegen. Der Mittelpunkt des Totzeitverzögerungsbereichs tritt an dem folgenden Punkt auf:
Ein mehrphasiger quasi-resonanter Leistungswandler weist mehrere quasi-resonante Wandler auf, die parallel zu dem Eingang gekoppelt sind und zu einem gemeinsamen Kondensator an dem Ausgang gleichgerichtet sind. Jeder quasi-resonanter Wandler weist einen Transformator auf. Bei einigen Ausführungsbeispielen ist jeder der mehreren Transformatoren gemeinsam auf einem Kern eines mehrphasigen Transformators gewickelt. Der Quellenstrom, der an dem Eingang jedes der mehreren Wandler anliegt, ist phasenverschoben entsprechend den Antriebssignalen, die an jeden Wandler angelegt sind, wobei mehrere phasenverschobene Ströme gebildet werden, wobei jeder zu dem anderen mehrphasigen Strömen phasenverschoben ist. Die mehreren phasenverschobenen Ströme werden zu jedem anderen an dem Ausgang zurück addiert, wodurch das Strombrummen in dem Leistungswandler reduziert wird. Die Größe der passiven Filterkomponenten und der magnetischen Komponenten in dem Leistungswandler wird reduziert durch eine Verringerung des Strombrummens und durch Verwendung eine mehrphasigen Transformators
7 zeigt ein beispielhaftes schematisches Diagramm eines ersten Ausführungsbeispiels eines zweiphasigen quasi-resonanten Leistungswandlers nach der vorliegenden Erfindung. Der zweiphasigen quasi-resonante Leistungswandler 100, der in 7 gezeigt ist, weist zwei quasi-resonante Halbbrückenwandler auf, die parallel an dem Eingang gekoppelt sind und zu einem gemeinsamen Kondensator an dem Ausgang gleichgerichtet sind. Jeder der beiden quasi-resonanten Halbbrückenwandler ist derselbe wie der Leistungswander 10 von 1 mit der Ausnahme, dass der zweite quasi-resonante Halbbrückenwandler mit dem Kondensatoren C4 und C5 des ersten quasi-resonanten Halbbrückenwandlers gekoppelt ist. Der Leistungswandler kann unabhängig oder als ein Teil eines größeren Wandlers verwendet werden.
Die Leistungsquelle 12 erzeugt eine Eingangsversorgungsspannung Vin. Der Filter 14 ist zwischen der Leistungsquelle 12 und dem Leistungswandler 100 gekoppelt und ist ausgebildet zum Glätten des inherent gepulsten Ausgangs der Leistungsquelle. Der Leistungswandler 100 weist zwei quasi-resonante Halbbrückenwandler auf. Ein erster quasi-resonanter Wandler weist die Kondensatoren C1, C4, C5, die Spule L1, die Transistorschalter Q1, Q2, den Transormator TX1A und die Dioden D1, D2 auf. Ein zweiter quasi-resonanter Wandler weist Kondensatoren C2, C4, C5, die Spule L2, die Transistorschalter Q3, Q4, den Transformator TX1B und die Dioden D3, D4 auf. Die Ausgänge jeder der beiden quasi-resonanten Wandler werden addiert und parallel zu einem Ausgangskondensator C8 gekoppelt. Bei einigen Ausgangsbeispielen ist jeder der Transistoren Q1–Q4 ein Metall-Oxid-Halbleiterfeldeffekttransistor (MOSFET). Bei anderen Ausführungsbeispielen können die Transistoren Q1–Q4 jeder andere Typ eines konventionellen Halbleitertransistors sein. Ein Kontroller liefert die Gatterantriebssignale für jeden der Transistoren Q1–Q4. 4 zeigt einen einzelnen Kontroller, der an die Transistoren Q1–Q4 gekoppelt ist. Dies ist lediglich illustrativ. Eine oder mehrere Kontroller können verwendet werden zum Schaffen der unabhängigen Antriebssignale, die zu jedem der einzelnen Transistoren gesendet werden.
Wie in 7 gezeigt, ist ein erster Anschluss einer ersten Sekundärwicklung des Transformators TX1A mit einer Anode der Diode D2 gekoppelt. Ein zweiter Anschluss der ersten sekundären Wicklung ist an einen ersten Anschluss einer zweiten Sekundärwicklung gelegt, wodurch eine Mittelanzapfung der zweiten sekundären Wicklung gebildet wird. Die Mittenabzapfung ist an Masse gelegt. Ein zweiter Anschluss der zweiten Sekundärwicklung ist an eine Anode der Diode D1 gekoppelt. Ein erster Anschluss einer ersten Sekundärwicklung des Transformators TX1B ist mit einer Anode der Diode D4 gekoppelt. Ein zweiter Anschluss der ersten Sekundärwicklung ist an einen ersten Anschluss einer zweiten Sekundärwicklung gelegt, wodurch eine Mittelanzapfung der Sekundärwicklung gebildet wird. Die Mittenanzapfung ist an Masse gelegt. Ein zweiter Anschluss der zweiten Sekundärwicklung ist an die Anode der Diode D3 gekoppelt. Eine Kathode jeder der Dioden D1–D4 wird mit einem ersten Anschluss des Ausgangskondensators C8 gekoppelt. Ein zweiter Anschluss des Ausgangskondensators C8 ist an Masse gelegt.
Die Spule L1, der Kondensator C1 und die parallele Induktivität des Isolationstransformators TX1A bilden einen quasi-resonanten Tankschaltkreis in dem ersten quasi-resonanten Wandler Entsprechend bilden die Spule L2, der Kondensator C2 und die parallele Induktivität des Isolationstransformators TX1B einen quasi-resonanten Tankschaltkreis in dem zweiten quasi-resonanten Wandler. In jedem quasi-resonanten Tankschaltkreis sind der induktive Widerstand und der kapazitive Widerstand gleich, wodurch ein quasi-resonanter Zustand erstellt wird. Der Kondensator C4 und der Kondensator C5 bilden einen DC-Block für die Kondensatoren C1 und C2. Die quasi-resonante Kapazität des ersten quasi-resonanten Wandlers ist die Kapazität C1 in Reihe mit der parallelen Kombination der Kapazität C4 und der Kapazität C5. Entsprechend ist die quasi-resonante Kapazität des zweiten quasi-resonanten Wandlers die Kapazität C2 in Reihe mit der Parallelkombination der Kapazität C4 und der Kapazität C5. Bei einigen Ausführungsbeispielen ist die Spule L1 die Leckinduktivität des Transformators TX1A und die Spule L2 gibt die Leckinduktivität des Transformators TX1B.
Der Fluss durch die Transformatoren TX1A und TX1B addieren sich auf null, da jeder Transformator eine sinusförmige Flussphase hat, die von der benachbarten mit dem Transformator gekoppelten Phase um 90° verschoben ist. Es ist daher möglich, die beiden Transformatoren TX1A und TX1B auf einen einzigen Kern eines Zweiphasentrasformators zu wickeln, wodurch die Größe des Transformators reduziert wird. 8 zeigt eine beispielhafte Ausbildung eines Transformatorkerns mit einem gemeinsamen Schenkel. Der gemeinsame Schenkel ist in 8 schattiert dargestellt. Der gemeinsame Schenkel ist größer als jeder einzelne entsprechende Schenkel, wenn die beiden Transformatoren nicht gemeinsam benutzt werden würden. Die Summe des Flusses in dem ersten Kern und dem zweiten Kern hat denselben Spitzenwert wie jeder Schenkelkern einzeln.
Der Strom durch den Filter 10 in 7 hat eine weitaus geringere Brummkomponente als der Strom durch den Filter 10 in 1. Weiter hat der Brummstrom in dem Filter 10 in 7 eine Grundfrequenzkomponente, die höher ist als die Grundfrequenzkomponente des Filters 10 in 1. Die Größe des Filters 10 in 7 ist daher signifikant kleiner als die Filtergröße in 1. Weiter ist der Brummstrom in dem Ausgangskondensator C8 in dem Leistungswandler von 7 signifikant geringer gegenüber dem Leistungswandler von 1, was es ermöglicht, viel geringere Werte der Kapazität zu verwenden, was zu höheren Lebensdauern der Kondensatoren führt. Die Kondensatoren C4 und C5 haben in 7 einen verringerten Brummstrom gegenüber 1.
Der Versorgungsstrom etwa der Strom 20, der in 2A gezeigt ist, wird jedem der beiden quasi-resonanten Halbbrückenwandler des Leistungswandlers 100 zugeführt. Der erste quasi-resonante Halbbrückenwandler bildet einen ersten phasenverschobenen Strom, etwa dem Strom IpriA in 2B, der durch die Primärwicklung des Transformators TX1A fließt, und der zweite quasi-resonante Halbbrückenwandler bildet einen zweiten phasenverschobene Strom, etwa den Strom IpriB in 2B, der durch die Primärwicklung des Transformators TX1A fließt. Der erste phasenverschobene Strom ist gegenüber dem zweiten phasenverschobenen Strom um 90° phasenverschoben. Sowohl der erste phasenverschobene Strom als auch der zweite phasenverschobene Strom weist eine Totzeitverzögerung auf. Die Gatterbetriebssignale, die von dem Kontroller erzeugt werden, weisen die Totzeitverzögerung und ggf. die Phasentiefe auf, die den phasenverschobenen Strom formen. In der Praxis muss der erste phasenverschobene Strom nicht relativ zu dem Versorgungsstromeingang zu dem Wandler 100 phasenverschoben sein und der Ausdruck „phasenverschoben” wird verwendet, um eine Art von Modifikation anzugeben, die an dem Versorgungsstrom ausgeführt wurde, etwa der Einführung der Totzeitverzögerung.
Im Allgemeinen können die resonanten Wandler bei Frequenzen betrieben werden, die anders sind als die Resonanzfrequenz. Eine Änderung der Frequenz aus der Resonanz hinaus reduziert die Leistungsübertragung und schafft ein Verfahren zum Regulieren des Ausgangs über den ganzen Lastbereich. Bei einem Betrieb des Leistungswandlers 100 wird jede der quasi-resonanten Wandler nahe der Resonanz betrieben unter Bildung eines „DC-Transformators”, bei dem der Eingang und der Ausgang voneinander isoliert sind, das Verhältnis der Ausgangsspannung zu der Eingangsspannung ist jedoch fest. Der Spannungswandler verwendet eine Mehrzahl von verschachtelten LLC quasi-resonanten Wandlern, die als DE-Transformatoren bilden, als auch die Totzeitverzögerung zum Überwinden der Toleranzprobleme, die bei dem Betrieb mehrerer Wandler mit unterschiedlichen Resonanzfrequenzen bei derselben Schaltfrequenz erzeugt werden.
Der mehrphasige quasi-resonante Leistungswandler, wie er in Bezug auf 7 beschrieben worden ist, ist ein zweiphasiger quasi-resonanter Leistungswandler. Bei anderen Ausführungsbeispielen ist der mehrphasige quasi-resonante Leistungswandler als ein dreiphasiger quasi-resonanter Leistungswandler oder ein vierphasiger quasi-resonanter Leistungswandler ausgebildet.
9 zeigt ein beispielhaftes schematisches Diagramm eines Ausführungsbeispiels eines dreiphasigen quasi-resonanten Leistungswandlers. Der dreiphasige quasi-resonante Leistungswandler ist ähnlich wie der zweiphasige quasi-resonante Leistungswandler von 7 ausgebildet mit der Ausnahme, dass drei quasi-resonante Halbbrückenwandler 140 verwendete werden. Bei dem quasi-resonanten dreiphasigen Leistungswandler 140 ist der phasenverschobene Strom, der in dem zweiten quasi-resonanten Wandler gebildet wird, um 60° relativ zu dem phasenverschobenen Strom, der in dem ersten quasi-resonanten Wandler gebildet wird, verschoben und der phasenverschobene Strom, der in dem dritten quasi-resonanten Wandler gebildet wird, ist um 60° relativ zu dem phasenverschobenen Strom, der in dem zweiten quasi-resonanten Wandler gebildet wird, und um 120° relativ zu dem phasenverschobenen Strom, der in dem ersten quasi-resonanten Wandler erzeugt wird, verschoben.
10 zeigt ein beispielhaftes schematisches Diagramm eines Ausführungsbeispiels eines vier-phasigen quasi-resonanten Leistungswandlers. Der vierphasige quasi-resonante Leistungswandler 110 ist ähnlich dem zweiphasigen quasi-resonanten Leistungswandler von 7 ausgebildet mit der Ausnahme, dass vier quasi-resonante Halbbrückenwandler verwendet werden. Bei dem vierphasigen quasi-resonanten Leistungswandler 110 werden die phasenverschobenen Ströme in den quasi-resonanten Wandlern gebildet, um 90° relativ zueinander phasenverschoben zu werden.
Die oben beschriebenen Konzepte wurden bei Halbbrückenwandlern angewendet. Alternativ können die Konzepte bei alternativen Arten von Wandlern eingesetzt werden. Eine Ausbildung unter Verwendung eines Gegentaktkonverters ist ähnlich derjenigen des Halbbrückenwandlers von 1 mit der Ausnahme, dass der Gegentaktwandler die Primärwicklung des Transformers mittig anzapft. Eine Ausbildung zur Verwendung eines Vollbrückenwandlers ist ähnlich derjenigen des Halbbrückenwandlers in 1 mit der Ausnahme, dass der Vollbrückenwandler zwei Transistorschalter, die jeweils mit einem Ende der Transformatorwicklung verbunden sind, aufweist.
11 zeigt ein beispielhaftes schematisches Diagramm eines Ausführungsbeispiels eines quasi-resonanten Vollbrückenwandlers. Der quasi-resonante Vollbrückenleistungswandler 70 ist ähnlich wie der quasi-resonante Halbbrückenwandler 10 in 1 ausgebildet mit der Ausnahme, dass der Kondensator durch einen Transistor Q3 ersetzt ist und der Kondensator C4 durch einen Transistor Q4 ersetzt ist. Die Funktion der beiden Kondensatoren C4 und C5 (1) ist in dem quasi-resonanten Kondensator C1res von 11 ausgebildet. Die DC Vorspannung, die von den Kondensatoren C4und C5 geblockt wird (3) wird so dem quasi-resonanten Kondensator C1res addiert, als auch die AC Komponente. Es versteht sich, dass jeder der quasi-resonanten Mehrphasenleistungswandler, wie sie oben beschrieben sind, unter Verwendung des quasi-resonanten Vollbrückenwandlers 70 von 11 verwendet werden kann.
Obwohl die quasi-resonanten Wandler oben als eine parallele quasi-resonante Topologie beschrieben worden sind, versteht es sich, dass die Topologien ausgebildet sein können unter Verwendung von quasi-resonanten, reihen-parallel quasi-resonanten LLC quasi-resonanten oder jeder anderen Art einer vollständigen quasi-resonanten Topologie.
Bei dem Betrieb kann der Leistungswandler ausgebildet sein zum Aufhalten von Phasen die kleiner sind als die Last, um die Effizienz zu erhöhen. Der tatsächliche Ausschaltpunkt variiert von einem Wandler zu dem anderen zum Maximieren der Effizienz über den ganzen Lastbereich. Bei einigen Ausführungsbeispielen ist der Ausschaltpunkt 40% der Last. Effizientere Standards verlangen das Erreichen bestimmter Effizienzziele bei bestimmten Lastpunkten wie 100% Last, 50% Last und 20% Last. Andere Standards nehmen eine durchschnittliche Effizienz bei 25%, 50%, 75% und 100%. Die Wandlerausbildung für eine Effizienz maximiert die Effizienz typischerweise bei 20%, 25%, 50%, 75% und 100%, da dies die beste Durchschnittseffizienz erreicht, als auch bestimmte Effizienzziele erreicht für die Standards, die bestimmte Zielpunkte fordern. Das Ausschalten eines der beiden verschachtelten Wandlern erhöht den Widerstandsverlust, während die Overhead-Betriebsverluste abnehmen (beispielsweise der Gatterantrieb der Transistoren) und einige Schaltverluste. Es ist für die beste Effizienz typisch, einen Wert irgendwo zwischen 25% und 50% Last zu erreichen, mit einem Ausschalten bei kleineren Lasten (etwa 25%) für Hochleistungswandler (1 kW) und Ausschalten bei größeren prozentualen Lasten (etwa 50%) für Wandler mit geringerer Leistung (beispielsweise 200 W).
Bei einigen Ausführungsbeispielen werden mehrphasige quasi-resonante Leistungwandler bei Hochleistungsanwendungen eingesetzt, beispielsweise bei Leistungen von 1 kW oder mehr. Es versteht sich jedoch, dass der mehrphasige quasi-resonante Leistungswandler bei Anwendungen beliebiger Leistung eingesetzt werden kann.
Die vorliegende Erfindung wurde beschrieben in Ausdrücken der spezifischen Ausführungsbeispiele, die Einzelheiten beinhalten zum Erleichtern des Verständnisses und der Grundlagen der Konstruktion und des Betriebs der Erfindung. Die gezeigten spezifischen Konfigurationen und Verfahren, wie sie mit Beziehung auf die verschiedenen Module und die Verbindung zwischen diesen beschrieben worden ist, sind lediglich beispielhaft. Derartige Bezugnahme auf bestimmte Ausführungsbeispiele und Einzelheiten sollen den Schutzbereich der anliegenden Ansprüche nicht begrenzen. Es versteht sich für den Fachmann, dass Multiplikationen in dem zur Darstellung gewählten Ausführungsbeispiel möglich sind, ohne sich von dem Grundgedanken und dem Schutzbereich der vorliegenden Erfindung zu lösen.

Claims

Ein Leistungswandler mit: a. einer Eingangsleistungsversorgungquelle, die zum Liefern eines Versorgungsstroms ausgebildet ist, b. einer Mehrzahl von quasi-resonanten Wandlern, die derart parallel zu der Eingangsleistungsversorgungsquelle geschaltet sind, dass der Versorgungsstrom in jeden der quasi-resonanten Wandlern eingegeben wird; c. einem Kontroller, der mit der Mehrzahl von quasi-resonanten Wandlern gekoppelt ist, wobei der Kontroller zum Arbeiten mit einer Totzeitverzögerung und zum Erzeugen unabhängiger Antriebssignale, die die Totzeitverzögerung einschließen und die selektiv zu jedem quasi-resonanten Wandler ausgegeben werden, ausgebildet ist, wobei jeder aus der Mehrzahl von quasi-resonanten Wandlern zum Empfangen eines oder mehrerer Antriebssignale und zur Bildung eines modifizierten Versorgungsstroms in Antwort auf das eine oder die mehreren empfangenen Antriebssignale und zur Beildung einer Mehrzahl von modifizierten Versorgungsströmen ausgebildet ist, wobei der modifizierte Versorgungsstrom jeden quasi-resonanten Wandlers eine Totzeitverzögerung aufweist und relativ zu jedem anderen modifizierten Versorgungsstrom phasenverschoben ist und wobei weiter die Mehrzahl von quasi-resonanten Wandlern zum Bewirken einer Leistungswandlerfunktion auf der Mehrzahl von modifizierten Versorgungsströmen ausgebildet ist, und wobei die Totzeitverzögerung weiter in den Bereich zwischen 16L_MC_ossf_s und 16L_MC_ossf_s + L_resC_resV_bus ²/(4P_INL_M) fällt und d) einem Ausgangskondensator an der Ausgangsseite jedes aus der Mehrzahl von quasi-resonanten Wandlern gekoppelt ist.
Der Leistungswandler von Anspruch 1, wobei der Wert der Totzeitverzögerung der Mittelpunkt des Totzeitverzögerungsbereichs ist.
Der Leistungswandler von Anspruch 1, wobei jeder aus der Mehrzahl von quasi-resonanten Wandlern zum Arbeiten mit derselben Schaltfrequenz konfiguriert ist
Der Leistungswandler von Anspruch 1, wobei jeder aus der Mehrzahl von quasi-resonanten Wandlern einen quasi-resonanten Tank und einen Transformator aufweist.
Der Leistungswandler von Anspruch 4, wobei wenigstens ein Schenkel jedes Transformators von allen Transformatoren genutzt wird.
Der Leistungswandler von Anspruch 4, wobei jeder aus der Mehrzahl von quasi-resonanten Wandlern weiter eine Gleichrichterschaltung aufweist, die zwischen einer Ausgangsseite des Transformators und dem Ausgangskondensator gekoppelt ist.
Der Leistungswandler von Anspruch 1, weiter mit einem Filter, der mit der Eingangsleistungsversorgung gekoppelt ist, wobei der Filter zum Empfangen eines Leistungsversorgungssignals und zum Ausgeben des Versorgungsstroms an jeden der mehreren quasi-resonanten Wandlern ausgebildet ist.
Der Leistungswandler von Anspruch 1, wobei jeder quasi-resonante Wandler eine oder mehrere der Gruppe bestehend aus einer quasi-resonanten Parallelschaltung und einem quasi-resonanten reihen-parallel Schaltung besteht.
Der Leistungswandler von Anspruch 1, wobei jeder quasi-resonante Wandler eine oder mehrere der Gruppe bestehend aus einem quasi-resonanten Halbbrückenwandler, einem quasi-resonanten Vollbrückenwandler und einem quasi-resonanten Gegentaktwandler aufweist.
Der Leistungswandler von Anspruch 1, wobei jeder quasi-resonante Wandler als ein Wandler vom Verstärkertyp ausgebildet ist.
Der Leistungswandler von Anspruch 1, wobei die Mehrzahl quasi-resonanter Wandler drei quasi-resonante Wandler und die Mehrzahl von modifizierten Versorgungsströmen einen ersten modifizierten Versorgungsstrom, der durch einen ersten quasi-resonanten Wandler gebildet wird, einen zweiten modifizierten Versorgungsstrom, der durch einen zweiten quasi-resonanten Wandler gebildet wird und im Wesentlichen um 60° relativ zu dem ersten modifizierten Versorgungsstrom phasenverschoben ist und einen dritten modifizierten Versorgungsstrom, der durch einen dritten quasi-resonanten Wandler gebildet wird und im Wesentlichen um 120° relativ zu dem ersten modifizierten Versorgungsstrom phasenverschoben ist aufweisen.
Der Leistungswandler von Anspruch 1, wobei die mehreren quasi-resonanten Wandler vier quasi-resonante Wandler aufweist und die Mehrzahl von modifizierten Versorgungsströmen einen ersten modifizierten Versorgungsstrom beinhaltet, der durch einen ersten quasi-resonanten Wandler gebildet wird, einen zweiten modifizierten Versorgungsstrom, der durch einen zweiten quasi-resonanten Wandler gebildet wird und im Wesentlichen um 45° relativ zu dem ersten modifizierten Versorgungsstrom phasenverschoben ist, und einen dritten modifizierten Versorgungsstrom, der durch einen dritten quasi-resonanten Wandler gebildet wird und im Wesentlichen um 90° relativ zu dem ersten modifizierten Versorgungsstrom verschoben ist, und einen vierten modifizierten Versorgungsstrom, der durch einen vierten quasi-resonanten Wandler gebildet wird und um im Wesentlichen um 135° relativ zu dem ersten modifizierten Versorgungsstrom verschoben ist.
Der Leistungswandler von Anspruch 1, wobei die mehreren quasi-resonanten Wandler zwei quasi-resonante Wandler aufweisen und die Mehrzahl von modifizierten Versorgungsströmen zwei Versorgungsströme aufweisen mit einem ersten modifizierten Versorgungsstrom, der durch einen quasi-resonanten Wandler gebildet wird und einen zweiten modifizierten Versorgungsstrom, der durch einen zweiten quasi-resonanten Wandler gebildet wird und im Wesentlichen um 90° relativ zu dem ersten Versorgungsstrom phasenverschoben ist.