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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Verstärkeranordnung.
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Eine
derartige, als Operationsverstärker
ausgeführte
Verstärkeranordnung
mit Miller-Kompensation ist beispielsweise in der Druckschrift von
Gregorian Roubik "Introduction
to CMOS OP-AMPS and Comparators",
John Wiley and Sons, 1999, Chapter 4.4 beschrieben. Bei solchen
Operationsverstärkern kann
jedoch das Problem auftreten, daß bei unterschiedlichen Lastund
Bias-Bedingungen unerwünschte
parasitäre
Polstellen entstehen.
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Wenn
für diese
Polstellen keine Polstellen-Nullstellen-Kompensation durchgeführt wird, könnte der
parasitäre
Pol zu höheren
Frequenzen verschoben werden. Dadurch ergibt sich jedoch mit Nachteil
ein höherer
Strombedarf. Andernfalls ist die Stabilität des Verstärkers geringer.
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Wenn
jedoch eine Kompensation des zusätzlichen
parasitären
Pols am Ausgang durchgeführt
wird, beispielsweise mit einer Serienschaltung aus dem Miller-Kompensationskondensator
und einem widerstand, so kann der Ruhestrom deutlich reduziert werden.
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Es
können
sich jedoch Stabilitätsprobleme bei
unterschiedlichen Lastbedingungen ergeben. Die Stabilitätsprobleme
treten bei Ausführung
des Operationsverstärkers
als Klasse AB-Operationsverstärker besonders
nachteilhaft auf.
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In
dem Dokument Ahuja: „An
Improved Frequency Compensation Technique for CMOS Operational Amplifiers", IEEE Journal of
Solid-State Circuits, Volume 18, Issue 6, Dec. 1983, pp. 629–633 ist
ein Verstärker
mit Differenzstufe am Eingang angegeben. Daran ist über einen
Stromübertrager
eine Ausgangsstufe angeschlossen. Diese umfasst einen Transistor,
zwischen dessen Steueranschluss und gesteuerte Strecke ein Transistor
und ein Kondensator geschaltet sind. Das Gate des Transistors ist
mit Masse verbunden.
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Aufgabe
der vorliegenden Erfindung ist es, eine Verstärkeranordnung anzugeben, welche
als Operationsverstärker
dienen kann und welche einen geringen Ruhestrom sowie hohe Stabilität unter
verschiedenen Lastbedingungen bietet.
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Erfindungsgemäß wird die
Aufgabe gelöst durch
eine Verstärkeranordnung
mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1.
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Mit
der vorgeschlagenen Verstärkeranordnung
ist es möglich,
die Stabilitätsprobleme
dadurch zu überwinden,
daß mit
dem steuerbaren Widerstand im Koppelpfad des Ausgangstransistors
eine Polstellen-Nullstellen-Kompensation nur dann durchgeführt werden
kann, wenn sie aufgrund der Last- und Bias-Bedingungen des Verstärkers erforderlich
ist. Dadurch kann ein Operationsverstärker mit arbeitspunktabhängiger Miller-Frequenzkompensation
realisiert werden, der bei gleicher Stabilität einen geringeren Stromverbrauch
hat.
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Der
steuerbare Widerstand ist bevorzugt als Parallelschaltung eines
Widerstands mit einem festen Widerstandswert und eines steuerbaren
Transistors ausgeführt.
Dabei ist bevorzugt die gesteuerte Strecke des steuerbaren Transistors
parallel zu dem Festwert-Widerstand geschaltet.
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Mit
Vorteil ist eine Regeleinrichtung zur Ansteuerung des steuerbaren
Widerstands vorgesehen. Die Regeleinrichtung umfaßt bevorzugt
eine Referenzquelle, an die ein Eingang eines Vergleichers angeschlossen
ist. Ein weiterer Eingang des Vergleichers ist derart mit dem Ausgangstransistor
gekoppelt, daß dem
Vergleicher ein Signal zugeführt
wird, welches proportional ist zum Strom durch den Ausgangstransistor.
Dabei ist ein Ausgang des Vergleichers mit einem Steuereingang des
steuerbaren Widerstands gekoppelt.
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Bei
Ausführung
des steuerbaren Widerstands als Parallelschaltung eines Widerstands
und eines steuerbaren Transistors ist bevorzugt der Steuereingang
des steuerbaren Transistors mit dem Ausgang des Vergleichers gekoppelt.
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Das
zum Strom durch den Ausgangstransistor proportionale Signal wird
bevorzugt mit zumindest einem Stromspiegel erzeugt, der hierfür den Ausgangstransistor
mit dem Vergleicher koppelt. Dabei kann mit Vorteil der Ausgangstransistor
selbst als Eingangstransistor eines Stromspiegels dienen.
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Gemäß einer
bevorzugten Weiterbildung des vorgeschlagenen Prinzips umfaßt der steuerbare
Widerstand zusätzlich
einen Bias-Transistor, dessen gesteuerte Strecke zu dem steuerbaren
Widerstand parallel geschaltet ist. Der Steuereingang des Bias-Transistors
wird bevorzugt mit einem Bias-Signal beaufschlagt. Hierdurch ist
es möglich,
auch für
sehr große
Lastströme
durch den Ausgangstransistor die gewünschte, verhältnismäßig hohe
Konduktanz des gesamten steuerbaren Widerstandes beizubehalten.
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Die
Verstärkeranordnung
ist bevorzugt als Operationsverstärker ausgebildet.
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Gemäß einer
bevorzugten Weiterbildung des vorgeschlagenen Prinzips ist die Verstärkeranordnung
als Klasse AB-Verstärker
ausgelegt, derart, daß die
Ausgangsstufe einen weiteren Ausgangstransistor aufweist. Der weitere
Ausgangstransistor hat einen Steueranschluß, der an einen weiteren Ausgang der
Eingangsstufe der Verstärkeranordnung
angeschlossen ist. Außerdem
hat der weitere Ausgangstransistor eine gesteuerte Strecke, an der
der Ausgang der Verstärkeranordnung
gebildet ist. Der weitere Ausgangstransistor umfaßt einen
weiteren Koppelpfad zwischen seinem Steueranschluß und seiner gesteuerten
Strecke. Der weitere Koppelpfad umfaßt eine Serienschaltung aus
einer weiteren Miller-Kapazität
und einem weiteren steuerbaren Widerstand.
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Mit
Vorteil kann die Ansteuerung des weiteren steuerbaren Widerstands
wie oben beschrieben mit einer Regeleinrichtung erfolgen.
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Der
Ausgangstransistor und der weitere Ausgangstransistor sind bevorzugt
von einem komplementären
Leitfähigkeitstyp.
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Die
gesteuerten Strecken des Ausgangstransistors und des weiteren Ausgangstransistors
bilden bevorzugt eine Serienschaltung.
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Weitere
Einzelheiten und vorteilhafte Ausgestaltungen des vorgeschlagenen
Prinzips sind Gegenstand der Unteransprüche.
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Die
Erfindung wird nachfolgend an mehreren Ausführungsbeispielen anhand von
Zeichnungen näher
erläutert.
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Es
zeigen:
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1 einen
Schaltplan eines Ausführungsbeispiels
einer Verstärkeranordnung
gemäß dem vorgeschlagenen
Prinzip,
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2 ein
Schaubild der Leitfähigkeit
des steuerbaren Widerstands in Abhängigkeit vom Strom durch den
Ausgangstransistor bei der Schaltung von 1,
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3 einen
Schaltplan eines weiteren Ausführungsbeispiels
einer Verstärkeranordnung
gemäß dem vorgeschlagenen
Prinzip,
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4 ein
Schaubild der Leitfähigkeit
des steuerbaren Widerstands in Abhängigkeit vom Strom durch den
Aus gangstransistor gemäß Ausführungsbeispielen
von 1 und 3, und
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5 ein
Ausführungsbeispiel
des vorgeschlagenen Prinzips anhand eines Schaltplans eines Klasse
AB-Verstärkers.
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1 zeigt
einen Schaltplan eines Ausführungsbeispiels
eines Operationsverstärkers,
der dem Prinzip der vorgeschlagenen Verstärkeranordnung entspricht. Die
Verstärkeranordnung
von 1 umfaßt
eine Eingangsstufe 1 und eine Ausgangsstufe 2, die
der Eingangsstufe nachgeschaltet ist. Die Ausgangsstufe 2 weist
einen Ausgangstransistor M1 auf, dessen Steueranschluß, nämlich sein
Gate-Anschluß,
mit dem Ausgang der Eingangsstufe 1 verbunden ist. Die
gesteuerte Source-/Drain-Strecke des
Ausgangstransistors M1 verbindet eine Stromquelle I0 mit
einem Bezugspotentialanschluß 3.
Ein weiterer Anschluß der
Stromquelle I0 ist mit einem Versorgungspotentialanschluß 4 verbunden.
Zwischen Stromquelle I0 und Ausgangstransistor
M1 ist der Ausgang 5 der Verstärkeranordnung gebildet. Zwischen
Gate-Anschluß und
bezugspotentialseitigem Source-Anschluß des Ausgangstransistors
M1 ist eine parasitäre
Gate-Source-Kapazität Cin eingezeichnet.
Zur Kompensation von Frequenzabhängigkeiten
bedingt durch den sogenannten Miller-Effekt ist eine Miller-Kapazität Cm vorgesehen,
die zwischen den Drain-Anschluß,
also den Ausgang 5 und den Gate-Anschluß des Ausgangstransistors M1
geschaltet ist. Zusätzlich
ist ein Widerstand Rm vorgesehen, der zusammen mit der Miller-Kapazität Cm eine
Serienschaltung bildet und zwischen Gate und Drain des Ausgangstransistors
M1 angeschlossen ist. Dabei ist der Widerstand Rm gateseitig, die
Miller-Kapazität
Cm drainseitig an den Ausgangstransistor M1 angeschlossen. Parallel
zum Widerstand Rm ist ein steuerbarer Transistor M3 mit seiner gesteuerten
Source-Drain-Strecke angeschlossen. Der Gate-Anschluß des steuerbaren
Transistors M3, dessen Kanal einen Widerstand mit steuerbarem Wert repräsentiert,
bildet einen Steuereingang 6 des steuerbaren Widerstands,
welcher die Parallelschaltung des Widerstands Rm und des Transistors
M3 umfaßt. Dieser
gesamte, steuerbare Widerstand in Serie zur Miller-Kapazität Cm ist
mit Bezugszeichen 7 versehen.
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An
den Ausgang 5 der Verstärkeranordnung ist
eine elektrische Last angeschlossen. Die elektrische Last umfaßt eine
Stromquelle Iload, welche zwischen einen Versorgungspotentialanschluß 8 und den
Ausgang 5 geschaltet ist. Weiterhin ist eine Lastkapazität Cl zwischen
den Ausgang 5 und den Bezugspotentialanschluß 3 geschaltet.
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Zur
Ansteuerung des steuerbaren Widerstandes 7 ist weiterhin
eine Regeleinrichtung 9 vorgesehen, welche zwei Stromspiegel
umfaßt.
Ein erster Stromspiegel M1, kM1 ist aus dem Ausgangstransistor M1
und einem weiteren Transistor kM1 gebildet. Der Transistor kM1 ist
mit seinem Gate-Anschluß mit
dem Gate-Anschluß des Ausgangstransistors
M1 und mit seinem Source-Anschluß mit Bezugspotentialanschluß 3 verbunden.
Der Drain-Anschluß des Transistors
kM1 ist mit dem Drain-Anschluß eines
als Diode verschalteten Transistors M2 verbunden. Der Source-Anschluß des Transistors M2,
der zusammen mit einem weiteren Transistor nM2 einen zweiten Stromspiegel
bildet, ist mit Versorgungspotentialanschluß 4 verbunden. Ebenso
ist der Source-Anschluß des
Transistors nM2 mit Versorgungspotentialanschluß 4 und der Gate-Anschluß des Transistors
nM2 mit dem Gate-Anschluß des Transistors
M2 und dem Drain-Anschluß des
Transistors M2 verbunden. Der Drain-Anschluß des Transistors nM2 ist mit
dem Steueranschluß 6 des
steuerbaren Widerstands 7 verbunden.
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Außerdem ist
eine Stromquelle Ic vorgesehen, welche zwischen den Steuereingang 6 und
Bezugspotentialanschluß 3 gelegt
ist. Zusätzlich
ist eine Serienschaltung umfassend einen Widerstand Rc sowie zwei
Dioden M4, M5 zwischen den Steuereingang 6 und Bezugspotential 3 geschaltet.
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Die
Dioden M4, M5 sind jeweils als n-Kanal-Feldeffekttransistor vorgesehen,
deren Gate-Anschluß mit
dem jeweiligen Drain-Anschluß verbunden
ist. Auch der Transistor M3 des steuerbaren Widerstands ist ein
n-Kanal-Transistor. Die Transistoren des ersten Stromspiegels M1,
kM1 sind n-Kanal-Transistoren, während
die Transistoren M2, nM2 des zweiten Stromspiegels p-Kanal-Feldeffekttransistoren
sind. Alle Transistoren sind Metal Oxide Semiconductor, MOS-Transistoren.
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Der
Wert des Widerstands 7 in Serie zur Miller-Kapazität Cm wird
gemäß vorgeschlagenem
Prinzip in Abhängigkeit
von demjenigem Strom gesteuert, der durch den Ausgangstransistor
M1 fließt. Wenn
der Ausgangsstrom klein ist, verschiebt sich die Ausgangspolstelle
zu geringeren Frequenzen. In diesem Zustand ist der Widerstand groß und die
Nullstelle, die durch diesen Widerstand 7 eingefügt ist, befindet
sich ebenfalls bei geringer Frequenz, so daß sie wirksam die Polstelle
kompensiert. Wenn hingegen der Ausgangsstrom durch Transistor M1
groß ist, verschiebt
sich die Polstelle am Ausgang zu höheren Frequenzen. Da in diesem
Fall der Widerstandswert gering ist, verschiebt sich die Nullstelle
ebenfalls zu höheren
Frequenzen. Damit können
gemäß dem vorgeschlagenen
Prinzip die Vorteile wie geringer Ruhestrom und damit geringer Stromverbrauch
des gesamten Verstärkers
verbunden werden mit der hohen Stabilität der Schaltung unter verschiedenen
Bias- und Last-Bedingungen.
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Im
Detail wird nachfolgend die Ansteuerung des Gate-Anschlusses des Transistors M3 mittels
der Regeleinrichtung 9 am vorliegenden Ausführungsbeispiel
erläutert:
Der Strom durch die gesteuerte Strecke von Transistor nM2 ist eine
Kopie oder auch Spiegelung des Stroms durch die gesteuerte Strecke von
Transistor M1, multipliziert mit dem Faktor k und dem Faktor n.
Dabei repräsentiert
k das Übersetzungsverhältnis oder
Spiegelverhältnis
des ersten Stromspiegels M1, kM1 und n das Übersetzungsverhältnis des
zweiten Stromspiegels M2, nM2. Der Strom durch den Transistor nM2
wird mit dem Strom verglichen, den die Stromquelle Ic bereitstellt.
Ist der Strom durch nM2 größer als
der von Stromquelle Ic gelieferte Strom, ist die Gate-Spannung am
Transistor M3 gleich Null und Transistor M3 hat keine Auswirkung
auf die Schaltung. Ist jedoch im umgekehrten Fall der Strom durch
nM2 größer als
der Strom geliefert von Stromquelle Ic, so steigt die Gate-Spannung des
Transistors M3 stetig an, bis sie die Versorgungsspannung am Versorgungspotentialanschluß 4 erreicht.
Die Steilheit dieser ansteigenden Steuerspannung am Eingang 6 ist
dabei abhängig
vom Widerstand Rc sowie den Steilheiten gm der Dioden M4 und M5.
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Parallel
zur Last-Kapazität
Cl kann in Abwandlungen der Schaltung von 1 eine Serienschaltung
umfassend einen Lastwiderstand und eine Spannunsquelle vorgesehen
sein, die zwischen den Ausgang 5 und Bezugspotentialanschluß 3 geschaltet
ist.
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Die
Schaltung von 1 kann auch komplementär aufgebaut
sein. Anstelle der Transistoren in der Schaltung von 1 können auch
Transistoren von komplementärem
Leitungstyp verwendet werden, das heißt, daß die n-Kanal-Transistoren
von 1 durch p-Kanal-Transistoren und die p-Kanal-Transistoren durch
n-Kanal-Transistoren ersetzt sind.
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2 zeigt
die Abhängigkeit
des Gesamtwiderstands 7 aufgetragen als Leitwert über den
Strom I durch Transistor M1. Dabei bezeichnen Rm den Wert des Widerstands
Rm, I(M1) den Strom durch den Ausgangstransistor M1, Ic den Strom
geliefert von Stromquelle Ic und kn das Produkt der Stromspiegel-Faktoren k und n.
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Durch
Skalieren des Widerstands Rc und der Weite-zu-Länge-Verhältnisse
der Transistordioden M4 und M5 ist es möglich, die Steilheit der Kurve
von 2 zu steuern. Die Figur zeigt zwei Beispiele, nämlich eine
Kurve A mit höherer
und eine Kurve B mit geringerer Steilheit.
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Die
Kennlinie B mit geringerer Steilheit hat gegenüber der Kennlinie A die Eigenschaft,
daß eine Anpassung,
englisch: matching, zwischen den Transistoren M1 und M5 sowie eine
Anpassung zwischen den Transistoren M3 und M4 besteht. Dabei ist
Transistor M5 (n mal k)-fach kleiner als Transistor M1 und auch
Transistor M4 ist (n mal k)-fach kleiner als Transistor M3. Zusätzlich ist
Widerstand Rc gleich Null. Hierdurch ist es möglich, daß der innere Transistorleitwert
gds von Transistor M3 proportional ist zum Parameter gm von Transistor
M1, wenn sich der Strom I durch Transistor M1 ändert. Dadurch ergibt sich,
daß der
Kehrwert des Widerstands Rm, nämlich 1/Rm,
proportional ist zum Parameter gm des Transistors M1. Hierdurch
wiederum ergibt sich stets eine besonders gute Kompensation von
Pol- und Null-Stellen.
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3 zeigt
eine Weiterbildung des Ausführungsbeispiels
von 1. Die Schaltung von 3 zeichnet
sich gegenüber
derjenigen von 1 durch eine besonders gute
Eignung für
Versorgungsspannungen von geringer Höhe und für elektrische Lasten mit geringem
Ohm'schen Anteil
aus. Die Schaltung von 3 stimmt mit derjenigen von 1 in
Aufbau und vorteilhafter Funktionsweise weitgehend überein und
wird in soweit an dieser Stelle nicht noch einmal beschrieben.
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Zusätzlich zu 1 ist
bei 3 ein Transistor M6 vorgesehen, der als Bias-Transistor
arbeitet und dessen Source-Drain-Strecke
parallel zum Widerstand Rm und zum Transistor M3 geschaltet ist. Der
Transistor M6 ist vom komplementären
Leitfähigkeitstyp
im Hinblick auf Transistor M3 und demnach als p-Kanal-MOS-Feldeffekttransistor
ausgeführt. Der
Gate-Anschluß des Bias-Transistors
M6 ist an einen Schaltungsknoten K angeschlossen, an dem eine Bias-Spannung
bereitgestellt wird. Der Schaltungsknoten K ist über eine Stromquelle Ip gegen
Bezugspotentialanschluß 3 geschaltet.
Außerdem
ist eine Serienschaltung umfassend eine Diode M7 und eine Diode
M8 sowie einen Widerstand Rp zwischen Versorgungspotentialan schluß 4 und
Schaltungsknoten K geschaltet. Die Diode M7 ist als n-Kanal-Transistor
und die Diode M8 als p-Kanal-Transistor
mit jeweiliger Beschaltung ausgeführt.
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Der
gesamte steuerbare Widerstand 7' umfaßt nunmehr demnach die Parallelschaltung
des Festwertwiderstands Rm sowie der gesteuerten Strecken der Transistoren
M3, M6.
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Die
zusätzliche
Schaltung von 3 funktioniert wie folgt: Das
Potential am Gate des Bias-Transistors M6 berechnet sich aus der
Versorgungsspannung VDD subtrahiert um die Schwellenspannung über Transistor
M7, um die Schwellenspannung über Transistor
M8 und um das Produkt aus Strom durch und Widerstandswert von Widerstand
Rp. Der Transistor M7 ist dabei gepaart mit Transistor M3 und der Transistor
M8 mit M6, derart, daß deren
Schwellenspannungen jeweils übereinstimmen.
Daraus folgt, daß der
Transistor M6 dann öffnet,
wenn die Spannung an seinem Drain/Source-Anschluß größer ist als die Versorgungsspannung
VDD verringert um die Schwellenspannung des Transistors M7 und weiter verringert
um das Produkt aus dem Strom der Stromquelle Ip mulitpliziert mit
dem Widerstandswert des Widerstands Rp. Dieser Wert ist um das Produkt
aus Strom der Stromquelle Ip multipliziert mit dem Widerstandswert
des Widerstands Rp kleiner als diejenige Spannung, bei der M3 abschaltet.
Die Spannung, bei der M3 abschaltet, berechnet sich aus der Versorgungsspannung
VDD verringert um die Schwellenspannung des Transistors M3.
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4 zeigt
die resultierenden Kennlinien, welche aufgetragen sind als Leitfähigkeit
der Parallelschaltung von Rm mit Transistor M3 und Bias-Transistor
M6 über
dem Strom durch Ausgangstransistor M1. Während Kennlinie C mit Anwesenheit von
Transistor M6 simuliert wurde, ist Kennlinie D ohne Transistor M6
simuliert worden. Man erkennt, daß dann, wenn die Spannung am
Steuereingang 6 sich an Versorgungsspannung VDD annähert und M3
nicht mehr leitet, dennoch eine hohe Leitfähigkeit aufrecht erhalten werden
kann. Demnach übernimmt der Bias-Transistor
M6 die Leitfähigkeit
in dem Bereich, wo Transistor M3 wegen hoher Ausgangsströme nicht
mehr leiten kann.
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5 zeigt
ein weiteres Ausführungsbeispiel einer
Verstärkeranordnung
gemäß dem vorgeschlagenen
Prinzip am Beispiel eines sogenannten Klasse AB-Verstärkers. Klasse
AB-Verstärker
werden beispielsweise als Audioverstärker eingesetzt. Zu einem Klasse
AB-Verstärker
gemäß 5 gelangt
man grundsätzlich
durch doppeltes Ausführen
der Schaltung von 3, allerdings bei komplementärem Aufbau.
In der unteren Bildhälfte
des Schaltplans von 5 erkennt man die vollständige Schaltung
von 3 wieder. Die obere Bildhälfte ist analog hierzu aufgebaut.
Wichtig ist zu beachten, daß die
beiden Ausgangstransistoren M1, M10 bezüglich ihrer gesteuerten Strecken
eine Serienschaltung zwischen Versorgungspotentialanschluß 4 und
Bezugspotentialanschluß 3 bilden.
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Bei
Klasse AB-Verstärkern
wie in 5 arbeitet einer der Ausgangstransistoren M1,
M10 als Treibertransistor und der andere als Stromquelle. Wenn sich
die Richtung des Ausgangsstroms ändert, tauschen
sie ihre Funktionen. Die Verdoppelung der Schaltung von 3,
bei der eine Schaltung zur Steuerung des Ausgangstransistors vom
n-Typ und eine komplementäre
Version dieses Schaltkreises von 3 zur Steuerung
eines Ausgangstransistors vom p-Kanal-Typ vorgesehen ist, ermöglicht es,
ein Arbeitspunkt-unabhängiges
Frequenzkompensationsschema in Klasse AB-Verstärkern zu implementieren. Man
erkennt, daß die
Transistoren zur Steuerung des p-Kanal-Ausgangstransistors M10 in
der Schaltung von 5 jeweils vom komplementären Typ
bezüglich
der Steuerschaltung für
den n-Kanal-Ausgangstransistor
M1 sind. Die Eingangsstufe 1' bei
der Schaltung von 5, deren Ausgänge die Gate-Anschlüsse der
Ausgangstransistoren M1, M10 ansteuern, umfaßt zusätzlich zur Eingangsstufe auch die
Steuerung für
das Klasse AB-Prinzip.
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Die
Transistoren M3 und M6 können
nur dann aktiviert werden, wenn der Ausgangstransistor M1 als Treibertransistor
arbeitet. Arbeitet Ausgangstransistor M1 hingegen als Stromquelle,
wird der Wert des Stroms durch den Klasse AB-Steuerkreis in der
Eingangsstufe 1' bestimmt
und ist klein genug, daß M3
und M6 ausgeschaltet bleiben. Die Klasse AB-Steuerung arbeitet dabei
entweder nach einem Feedback- oder einem Feedforward-Prinzip.
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Die
Verstärkeranordnung
kann anstelle des gezeigten, zweistufigen Aufbaus auch eine drei-
oder mehrstufige Architektur haben.
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- 1
- Eingangsstufe
- 1'
- Eingangsstufe
- 2
- Ausgangsstufe
- 3
- Bezugspotentialanschluß
- 4
- Versorgungspotentialanschluß
- 5
- Ausgang
- 6
- Steuereingang
- 7
- steuerbarer
Widerstand
- 7'
- steuerbarer
Widerstand
- 8
- Versorgungsanschluß
- 9
- Regeleinrichtung
- 9'
- Regeleinrichtung
- A
- Kennlinie
- B
- Kennlinie
- C
- Kennlinie
- Cl
- Lastkapazität
- Cm
- Miller-Kapazität
- Cm2
- Miller-Kapazität
- D
- Kennlinie
- I0
- Stromquelle
- Ic
- Stromquelle
- Ic2
- Stromquelle
- Iload
- Stromquelle
- Ip
- Stromquelle
- Ip2
- Stromquelle
- K
- Schaltungsknoten
- kM1
- Stromspiegeltransistor
- M1
- Ausgangstransistor
- M10
- Transistor
- M11
- Transistor
- M12
- Transistor
- M13
- Transistor
- M14
- Diode
- M15
- Diode
- M16
- Transistor
- M17
- Diode
- M18
- Diode
- M2
- Stromspiegeltransistor
- M3
- steuerbarer
Transistor
- M4
- Transistordiode
- M5
- Transistordiode
- M6
- Bias-Transistor
- M7
- Transistordiode
- M8
- Transistordiode
- nM13
- Transistor
- nM2
- Stromspiegeltransistor
- Rm
- Widerstand
- Rm2
- Widerstand
- Rp
- widerstand
- Rp2
- Widerstand
- V1
- Steuerspannung
- V2
- Steuerspannung
- VDD
- Versorgungspotential