DE10317906A1

DE10317906A1 - Synchronisation von Ultrabreitbandkommunikationen unter Verwendung einer Übertragungsreferenzpräambel

Info

Publication number: DE10317906A1
Application number: DE10317906A
Authority: DE
Inventors: Ralph Thomas Hoctor; Stephen Michael Hladik
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 2002-04-19
Filing date: 2003-04-17
Publication date: 2003-12-11
Also published as: US20030198308A1; US7099422B2; CN1452340A; CN100512072C

Abstract

Ein Verfahren und ein Gerät zur Anfangssynchronisation oder Erfassung von zeitmodulierten Ultrabreitband-(UWB-)Kommunikationen verwenden eine Übertragungsreferenzpräambel (81). Das Verfahren und das Gerät erfordern, dass die Übertragungseinrichtung zuerst eine Zeitreferenz-Verzögerungssprung-(TR/DH-)Signalfolge sendet. Eine derartige Signalfolge wird einfach erfasst und kann verarbeitet werden, um eine Zeitmarkierung bereitzustellen, die innerhalb einiger weniger Nanosekunden genau ist. Nachfolgend zu der Übertragung der TR/DH-Signalfolge wartet die Übertragungseinrichtung eine festgelegte Zeitperiode, deren Dauer der Empfangseinrichtung bekannt ist, und die Übertragungseinrichtung sendet daraufhin eine Signalfolge eines Impulspositionsmodulations-Zeitsprung-(PPM/TH-) oder eines anderen zeitmodulierten UWB. Nach dem Empfang der ersten Signalfolge kann die Empfangseinrichtung die Empfangszeit der zweiten Signalfolge mit der Genauigkeit der Zeitmarkierung abschätzen.

Description

Der Gegenstand dieser Anmeldung bezieht sich auf die anhängige Patentanmeldung Nr. 09/753,443, eingereicht am 3. Januar 2001, von H. W. Tomlinson, Jr., J. E. Hershey, R. T. Hoctor und K. B. Welles, II, für "Ultra-Wideband Communication System" (GE-Listen-Nr. RD-27,754), die anhängige Patentanmeldung Nr. 09/974,032, eingereicht am 10. Oktober 2001, von R. T. Hoctor, D. M. Davenport, A. M. Dentinger, N. A. Van Stralen, H. W. Tomlinson, Jr., K. B. Welles, II, und J. E. Hershey für "Ultra-Wideband Communication System an Method Using a Delay-Hopped, Continuous Noise Transmitted Reference" (GE-Listen-Nr. RD-28,759), und die anhängige Patentanmeldung Nr. 09/973,140, eingereicht am 9. Oktober 2001, von R. T. Hoctor, J. E. Hershey und H. W. Tomlinson, Jr., für "Transmitter Location for Ultra-Wideband, Transmitted- Reference, CDMA Communication System" (GE-Listen-Nr. RD-27,855), die alle dem Anmelder dieser Anmeldung zugeordnet sind. Auf die Offenbarungen der Anmeldungen Nr. 09/753,443, Nr. 09/974,032 und Nr. 09/973,140 wird hier Bezug genommen.

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Transmitted- Reference-Delay-Hopped-(TR/DH-)Ultra-Wideband- Funkkommunikationssystem beziehungsweise Übertragungsreferenz-Verzögerungssprung-(TR/DH-)Ultrabreitbandfunkkommunikationssystem, und insbesondere ein Verfahren einer Anfangssynchronisation oder Erfassung von Ultrabreitband-(UWB-)Kommunikationen, die andere Modulationsformate aufweisen, mittels einer Übertragungsreferenzpräambel.

Ultrabreitband ist eine Funkkommunikationsform, die durch Übertragung sehr kurzer Impulse oder Funkfrequenz-(RF-)Signalfolgen bzw. -Bursts arbeitet. Derzeit verwendet das am besten bekannte UWB-Kommunikationsverfahren das Impulspositionsmodulationsschema (PPM-Schema bzw. Pulse- Position-Modulation-Schema), das von M. Z. Win und R. A. Sholtz in "Impulse radio: how it works", IEEE Comm. Letters, Band 2, Seiten 36-38, Februar 1988, und von L. W. Fullerton, "Spread spectrum radio transmission system" in dem US-Patent Nr. 4,641,317 offenbart ist. Dieses Schema wird beispielsweise in optischen Kommunikationen verwendet und ist in vielen Standardlehrbüchern beschrieben, wie beispielsweise in J. G. Proakis und M. Salehi, Communications Systems Engineering, Prentice Hall, 1994, Seiten 439-442. Das Verfahren arbeitet durch Übertragen und Empfangen von Impulsen in einem einer Anzahl von Zeitschlitzen in aufeinanderfolgenden Zeitrahmen, was eine enge Zeitsynchronisation zwischen der Übertragungseinrichtung und der Empfangseinrichtung erfordert.

Das PPM-Modulationsschema wird bisweilen "zeitmoduliertes" UWB-Verfahren genannt, da die relative Ankunftszeit der Impulse eine wichtige Information ist, die der Empfangseinrichtung bekannt sein muss, um die Übertragung zu demodulieren. Andere Verfahren einer zeitmodulierten Breitbandmodulation sind ebenso möglich. Beispielsweise kann die Phase oder Polarität eines empfangenen Impulses verwendet werden, um die übertragenen Informationen darzustellen. In einem derartigen Schema kann die Zeit zwischen übertragenen Impulsen in einem Muster modifiziert werden, das sowohl der Übertragungseinrichtung als auch der Empfangseinrichtung bekannt ist. Das gerade beschriebene Schema ist als Zeitspringen (time hopping) bekannt, und ist in M. K. Simon, J. K. Omura, R. A. Sholtz und B. K. Levitt, Spread Spectrum Communications Handbook, überarbeitete Ausgabe, McGraw-Hill, 1994, Seite 10 beschrieben. Das Zeitsprungschema stellt die zeitmodulierte UWB-Übertragung mit einer bestimmten Stufe einer Mehrfachzugriffskapazität bereit. Das heißt, es ermöglicht mehreren Übertragungen, gleichzeitig demoduliert zu werden.

Das Zeitspringen ist ebenso das Mehrfachzugriffsverfahren, das mit PPM-Ultrabreitband verwendet wird. Siehe hierzu R. A. Sholtz, "Multiple access with time-hopping impulse modulation", Proc. IEEE MILCOM '93, Boston, MA, Oktober 1993, Seiten 447-450. Wenn ein Zeitspringen mit einer Impulspositionsmodulation (PPM) verwendet wird, wird das gesamte Kommunikationsverfahren als PPM/TH-Ultrabreitband bezeichnet. Dieses Schema ist als eines unterstützt worden, das eine sehr große Mehrfachzugriffskapazität auf dem UWB-Kanal auch bei hohen Datenraten bereitstellt.

Eine Schwierigkeit mit einem beliebigen zeitmodulierten UWB-Übertragungsschema ist die Schwierigkeit einer Etablierung der Zeitsynchronisation. Dies trifft insbesondere zu, wenn die Übertragungen Signalfolgen bzw. Bursts übertragener Symbole umfassen, wobei in diesem Fall die Empfangseinrichtung keine a-priori-Informationen darüber haben, was auch immer für eine Zeitsteuerung die Übertragungseinrichtungen aufweisen, wobei sie zusätzlich das Vorhandensein der Übertragung vor einem Versuch einer Demodulation erfassen müssen. (Demgegenüber kann, wenn die Übertragungen in einer Art von Datenpaketrahmen eingebettet sind, die Empfangseinrichtung möglicherweise näherungsweise wissen, wann eine Übertragung zu starten ist.)

Bei einem Fehlen einer Mehrfachzugriffsinterferenz (MAI bzw. multiple access interference) kann der Takt, der die Impulsschlitze bestimmt, einfach aus dem empfangenen Signal wiedergewonnen werden, während der Rahmentakt von einer übertragenen Erfassungssequenz wiedergewonnen werden muss. Diese Schwierigkeit hat in der Literatur einige Beachtung gefunden. Siehe hierzu R. Gagliardi, J. Robbins und H. Taylor, "Acquisition sequences in PPM communications", IEEE Trans. Information Theory, Band IT-33, Seiten 738-744, September 1987. Eine Mehrfachzugriffsinterferenz verschlimmert das Problem jedoch deutlich, da die Impulsschlitztakte der getrennten interferierenden Übertragungseinrichtungen nicht mit dem der gewünschten Übertragungseinrichtung synchronisiert sind. Diese Situation erfordert die Erfassung sowohl des Schlitztaktes als auch der Rahmenzeitsteuerung durch die Verwendung einer Erfassungssequenz. Dieses Erfordernis bedeutet, dass die Anfangssynchronisation eine sehr hohe Rechnerleistung erfordert, wobei diese Rechnerlast entweder eine sehr lange Erfassungszeit, eine sehr teure Empfangseinrichtung oder möglicherweise beides zur Folge haben kann.

In jüngster Zeit ist ein neues alternatives UWB- Kommunikationsschema, das Übertragungsreferenz- Verzögerungssprung-(TR/DH-)Ultrabreitband bzw. Transmitted-Reference-Delay-Hopped-(TR/DH-)Ultrabreitband genannt wird, entwickelt worden, wie es in der anhängigen Patentanmeldung Nr. 09/753,443 (GE-Listen-Nr. RD-27,754) beschrieben ist. Der Begriff "Übertragungsreferenz" bzw. "transmitted-reference" betrifft die Übertragung und den Empfang mehrerer Impulse auf eine derartige Weise, dass eine Synchronisation mit den einzelnen Impulsen unnötig ist. Übertragungsreferenz- UWB überträgt Impulse in Paaren, wobei es dadurch eine Korrelation bei der Empfangseinrichtung hervorruft, die durch Standardmittel gemessen werden kann. Der Begriff "Verzögerungssprung" bzw. "delay-hopped" betrifft ein Kode-Multiplex-Verfahren, das Übertragungsreferenz-UWB verwendet.

Zusätzlich zu der Standard-Ultrabreitband-(oder "Impulsfunk-")Version von TR/DH haben die Erfinder eine Version von TR/DH erfunden und untersucht, die vielmehr ein Breitbandrauschen als einen Träger als Impulsgruppen verwendet. Diese erfindungsgemäße Version ruft eine Korrelation bei der Empfangseinrichtung hervor, indem die Summe von zwei Versionen eines kontinuierlichen Breitbandrauschens, das durch eine der Empfangseinrichtung bekannte Verzögerung getrennt wird, übertragen wird. Die Erfindung ist dahingehend von Vorteil, dass der Rauschträger einfacher erzeugt werden kann als der Impulsgruppenträger, wobei dies in der anhängigen Patentanmeldung Nr. 9/974,032 (GE-Listen-Nr. RD-28,759) beschrieben ist.

Obwohl das TR/DH-Schema nicht die Synchronisationsschwierigkeit von zeitmodulierten Schemata, wie beispielsweise PPM/TH, aufweist, ist das zugehörige Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) schlechter, und es ist gegenüber einer Mehrfachzugriffsstörung empfindlicher. Auf der Grundlage von Leistungsvorhersagen, die auf einem mathematischen Modell und einer Computersimulation beruhen, scheinen diese Effekte die Mehrfachzugriffskapazität von TR/DH um einen Grad zu begrenzen, dass es für einige Anwendungen nicht geeignet ist. Es wäre von Vorteil, die Synchronisationseigenschaften niedriger Komplexität von TR/DH mit der Mehrfachzugriffskapazität eines zeitmodulierten UWB-Verfahrens, wie beispielsweise PPM/TH, zu kombinieren.

KURZZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung stellt ein Verfahren einer Anfangssynchronisation oder Erfassung von zeitmodulierten Ultrabreitband-(UWB-)Kommunikationen unter Verwendung einer Übertragungsreferenzpräambel bzw. Übertragungsreferenzeinleitung bereit. Das Verfahren erfordert, dass die Übertragungseinrichtung zuerst eine TR/DH-Signalfolge sendet. Eine derartige Signalfolge wird einfach erfasst und kann verarbeitet werden, um eine Zeitmarkierung, die innerhalb einiger weniger Nanosekunden genau ist, bereitzustellen. Nachfolgend zu der Übertragung der TR/DH-Signalfolge wartet die Übertragungseinrichtung eine festgelegte Zeitperiode, deren Dauer der Empfangseinrichtung bekannt ist, und dann sendet die Übertragungseinrichtung eine Signalfolge von PPM/TH oder eines anderen zeitmodulierten UWB. Nach dem Empfang der ersten Signalfolge kann die Empfangseinrichtung die Empfangszeit der zweiten Signalfolge mit der Genauigkeit der Zeitmarkung abschätzen. In vielen praktischen Fällen, wie beispielsweise einem gebäudeinternen Mehrfachwegkanal, ist diese Anfangsabschätzung der Empfangszeit der zeitmodulierten UWB-Signalfolge ausreichend, um eine zugehörige Demodulation zu ermöglichen, dessen ungeachtet, wo ein verringertes Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) liegen kann. Die Anfangserfassung auf der Grundlage der TR/DH-Präambel kann während einer Demodulation der zeitmodulierten Signalfolge verfeinert werden, um ein höheres SNR zu erhalten.

In der anhängigen Patentanmeldung Nr. 09/753,443 (GE-Listen-Nr. RD-27,754) ist eine Übertragungsreferenz- Ultrabreitband-(UWB-)Kommunikation beschrieben, die einen Kodemultiplex (CDMA) verwendet. In der anhängigen Patentanmeldung Nr. 09/974,032 (GE-Listen-Nr. RD-28,759) ist ein Übertragungsreferenz-Ultrabreitband-(UWB-)Kommunikationsverfahren beschrieben, das identisch zu dem der anhängigen Patentanmeldung Nr. 09/753,443 ist, das jedoch ein kontinuierliches Breitbandrauschen als einen Träger verwendet. Die anhängige Patentanmeldung Nr. 09/973,140 (GE-Listen-Nr. RD-27,855) hat mit einem Ort von Übertragungseinrichtungen zu tun, die das UWB- Kommunikationssystem der Patentanmeldung Nr. 09/753,443 (GE-Listennummer RD-27,754) verwenden. Die vorliegende Erfindung offenbart, wie die Kommunikationsverfahren der Patentanmeldungen Nr. 09/753,443 (GE-Listen-Nr. RD- 27,754) und Nr. 09/974,032 (GE-Listen-Nr. RD-28,759) mit einem Standard-UWB-Kommunikationsschema, wie es von M. Z. Win und R. A. Sholtz sowie in dem Patent für Fullerton, supra, offenbart ist, kombiniert werden können, um die letztgenannten Schwierigkeiten mit einer Anfangssynchronisation oder Erfassung zu lösen. Dies ist insbesondere wichtig, wenn die Kommunikationen "bursty" sind. Das Verfahren verwendet das gleiche Schema zur Herleitung von Zeitinformationen aus dem Übertragungsreferenzsignal, wie es das Verfahren der anhängigen Patentanmeldung Nr. 09/973, 140 (GE-Listen-Nr. RD-27,855) tut.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild, das die Struktur eines TR/DH-Kodeworts zeigt,

Fig. 2 ein Gesamtblockschaltbild einer TR/DH- Empfangseinrichtung,

Fig. 3 ein Blockschaltbild einer Impulspaarkorrelationseinrichtung für eine Verzögerung D,

Fig. 4 ein Blockschaltbild der ersten Stufe einer UWB- TR-Verzögerungssprung-CDMA-Empfangseinrichtung mit Darstellungen eines Satzes von Notationsausgangssignalen der Impulspaarkorrelationseinrichtungen,

Fig. 5 ein Blockschaltbild eines einfachen Beispiels einer Verzögerungssprung-Kodekorrelationseinrichtung,

Fig. 6A, 6B, 6C und 6D vier Ausdrücke, die die beobachteten Signalverläufe bei vier unterschiedlichen Punkten in der Empfangseinrichtung gemäß Fig. 2 unter der Annahme eines Rauschträgers veranschaulichen,

Fig. 7 eine Darstellung, die das Ausgangssignal der DH- Kodekorrelationseinrichtung veranschaulicht,

Fig. 8A und 8B jeweils ein Blockschaltbild der Signalfolgenstruktur und eines Ausdrucks, der das erwartete Ausgangssignal der DH- Kodekorrelationseinrichtung für eine zeitmodulierte UWB- Signalfolgenübertragung mit einer TR/DH-Präambel zur Bereitstellung einer Anfangssynchronisation veranschaulicht, und

Fig. 9 ein Blockschaltbild einer Empfangseinrichtung für eine zeitmodulierte UWB-Signalfolgenübertragung mit einer TR/DH-Präambel, um eine Anfangssynchronisation bereitzustellen.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG

Das in den anhängigen Patentanmeldungen Nr. 09/753,443 (GE-Listen-Nr. RD-27,754) und Nr. 09/974,032 (GE-Listen- Nr. RD-28,759) offenbarte TR/DH-Schema ist zuerst beschrieben.

Ein TR/DH-Kodewort umfasst N_c Chips, die sequentiell übertragen werden, wie es in Fig. 1 gezeigt ist. Alle N_c Chips weisen die gleiche festgelegte Dauer T_c auf. In der Impulsfunkversion der Erfindung umfasst jeder Chip N_p Impulspaare, wobei jedes Impulspaar zwei Impulse umfasst. Alle Impulspaare, die in demselben Chipintervall bzw. Teilintervall übertragen werden, weisen die gleiche Zeittrennung zwischen ihren Impulsen auf. In unterschiedlichen Chipintervallen übertragene Impulspaare sind im Allgemeinen durch unterschiedliche Zeitintervalle zwischen den führenden und nachlaufenden Impulsen charakterisiert. Die Zeit zwischen Impulspaaren in einem vorgegebenen Chipintervall variiert zufällig um eine nominale oder durchschnittliche Impulswiederholzeit. Jeder Chip ist mit einer relativen Polarität zwischen den führenden und nachlaufenden Impulsen verbunden, wobei sich alle Impulspaare in dem Chip diese relative Polarität teilen. Die relative Polarität der zwei Impulse wird verwendet, um einen Binärwert mit jedem Chip zu verbinden. Dabei ist zu beachten, dass die Chipwerte sowohl in einem verbundenen Verzögerungswert als auch in dem Wert des übertragenen Bits (± 1) eindeutig sind.
Die Rauschträgerversion der Erfindung unterscheidet sich von der Impulsträgerversion lediglich dadurch, dass eher ein Paar identischer, kontinuierlicher Breitbandrauschsignalverläufe als eine Sequenz von Paaren von RF-Impulsen übertragen wird. Die relative Polarität der zwei Signalverläufe und die Dauer des Zeitintervalls, das sie trennt, werden beide auf die gleiche Weise moduliert wie in der Impulsfunkversion der Erfindung.
Typische Werte der Parameter sind wie folgt. Die Anzahl von Chips in einem Kodewort (N_c) liegt in dem Bereich von 50 bis 1000, und die Dauer jedes Chips liegt in dem Bereich von 1 bis 10 µs. Die Anzahl von Impulsen in einem Chipintervall (N_p) ist von 4 bis 50. Die durchschnittliche Zeit zwischen Impulspaaren ist etwa 100 ns. Die Zeitintervalle, die die zwei Impulse eines Impulspaares trennen, werden aus einem kleinen Satz von möglichen Zeitintervallen gezogen, typischerweise von 4 bis 16 hiervon, welche von 1 bis 30 ns reichen. Die spezifischen Werte dieser Verzögerungen hängen von dem Träger ab, in dem die Zwischenimpulsverzögerungen den Reziprokwert der Trägerbandbreite überschreiten sollte. Wenn beispielsweise 500 Chips, von denen jeder 20 Impulspaare mit einer durchschnittlichen Impulswiederholzeit von 100 ns umfasst, übertragen werden, benötigt das gesamte TR/DH-Kodewort 1 Millisekunde zur Übertragung. Wenn jedes Kodewort ein Bit an Informationen (BPSK) überträgt, ist die Bitrate 1 kbit/sec.
Die DH-Kodewörter sind der wichtigste Teil des Verzögerungssprung-CDMA-Schemas. Sie können unter Verwendung einer Computersuche leicht gefunden werden. Es ist beispielsweise ein Satz von 1000 hiervon erzeugt worden, von denen jedes 200 Chips umfasst, wobei Verzögerungen aus einem Satz von 16 möglichen Verzögerungen gezogen werden. Alle diese Kodewörter weisen Autokorrelations-Seitenkeulen auf, die kleiner als 7% des Spitzenautokorrelationswerts sind. Die maximale Kreuzkorrelation bei einer beliebigen Verzögerung zwischen einem beliebigen Paar dieser Wörter ist kleiner als 10% der Spitzen-Autokorrelation. Längere Kodes, die mehr Chips umfassen, weisen noch bessere Korrelationseigenschaften auf.
Die Empfangseinrichtung für ein TR/DH-Kodewort umfasst eine Bank von Impulspaarkorrelationseinrichtungen, denen eine Kodewortkorrelationseinrichtung folgt, wie es in Fig. 2 gezeigt ist. Genauer gesagt wird ein empfangenes Signal von einer Antenne 21 durch einen RF-Verstärker 22 verstärkt und einer Bank von Impulspaarkorrelationseinrichtungen 23 ₁ bis 23 _n zugeführt. Das analoge Ausgangssignal jeder Impulspaarkorrelationseinrichtung wird digitalisiert, bevor es der volldigitalen DH-Kodekorrelationseinrichtung 25 zugeführt wird. Ein typischer Wert der Abtastrate, mit der diese Digitalisierung stattfindet, liegt in dem Bereich von 1 bis 20 MHz und stellt zumindest zwei Abtastungen in jedem Chipintervall bereit. Die Ausgangssignale der Korrelationseinrichtungen 23 ₁ bis 23 _n werden somit zu jeweiligen Analog-Digital-Wandlern (ADC) 24 ₁ bis 24 _n geführt, deren Ausgangssignale der Verzögerungssprung-Kodemultiplex-(DH-CDMA-)Kodewortkorrelationseinrichtung 25 zugeführt werden. Das Ausgangssignal der Kodewortkorrelationseinrichtung 25 wird einer BPSK-Symbolsynchronisations- und Bitentscheidungslogikeinrichtung 26 zugeführt. Sowohl die ADC 24 ₁ bis 24 _n, als auch die Kodewortkorrelationseinrichtung 25 als auch die Synchronisations- und Bitentscheidungslogikeinrichtung 26 empfangen ein Taktsignal von einem Abtasttakt 27.
Die Impulspaarkorrelationseinrichtung ist in Fig. 3 gezeigt. Die Impulspaarkorrelation umfasst eine Verzögerung 31, eine Signalmultiplikationseinrichtung 32 und einen Endliche-Zeit-Integrator 33. Das Signal wird in zwei Wege aufgespaltet, von denen einer durch die Verzögerung 31 verzögert ist. Die zwei Versionen des empfangenen Signals werden in der Multiplikationseinrichtung 32 multipliziert, wobei das Produkt über eine spezifizierte Zeit T_c durch den Integrator 33 integriert wird. Die Integrationszeit ist gleich der Chipzeit. Die Verzögerung ist derart, dass der führende Impuls oder Rauschträger des verzögerten Schaltungsweges im Takt mit dem führenden Impuls oder Rauschträger des nicht-verzögerten Schaltungsweges registriert wird. Dieses mittlere Produkt ungleich Null wird über ein Chipintervall integriert, um ein Chipsignal zu erzeugen.
Die Chipsignale bei den Ausgängen der Bank von Impulspaarkorrelationseinrichtungen weisen charakteristischerweise Spitzen auf, wie es in Fig. 4 gezeigt ist. Eine Antenne 41 stellt Korrelationseinrichtungen 42 ₁ bis 42 _Nc Eingangssignale bereit, die eine Bank von Impulspaarkorrelationseinrichtungen umfassen, wie es in Fig. 3 gezeigt ist. Diese Signale sind von einer Dauer, die ungefähr zwei Mal die Integrationszeit der Impulspaarkorrelationseinrichtungen ist. Dieser Satz von Signalverläufen wird mit einer Rate abgetastet, die zumindest zwei Abtastungen pro Chipperiode ergibt, wobei er dann zu einer Verzögerungssprung- Kodeerfassungseinrichtung gesendet wird.
Die CDMA-Kodekorrelationseinrichtung nimmt Abtastungen der mehreren Ausgangssignale der Bank von Impulspaarkorrelationseinrichtungen vor und addiert sie in einer Weise, die durch das erwartete CDMA-Kodewort diktiert ist. Die Aufgabe dieser Operation ist, die registrierte Summe aller Chipsignale zu erzeugen. Wenn das erwartete Kodewort mit dem übertragenen Kodewort zusammenpasst, hat diese Operation den Effekt, einen Tastungssignalverlauf (gating waveform), der an den gesamten Verzögerungssprung-(DH-)Kodewortsignalverlauf angepasst ist, bei den beobachteten Daten bei dem Ausgang der Korrelationseinrichtungen anzuwenden. Wenn der Tastungssignalverlauf mit der Form des Chipsignalverlaufs zusammenpasst, ist ein angepasstes Filter implementiert. Dies erfordert jedoch eine Kenntnis über die relative Zeitsteuerung des Abtasttaktes und des Übertragungseinrichtungschiptaktes. Wenn der Tastungssignalverlauf, der bei dem einzelnen Chip angewendet wird, mit einer Dauer von 2T_c rechteckig ist, ist der Effekt der CDMA-Kodewortkorrelationseinrichtung, alle individuellen Chipsignalverläufe in Phase zu addieren, wobei ein Ausgangssignal erzeugt wird, das eine Version mit hohem SNR des einzelnen Chipsignalverlaufs ist.
Die Struktur eines Ausführungsbeispiels der CDMA- Kodewortkorrelationseinrichtung ist in Fig. 5 gezeigt. Die gezeigte spezifische Kodekorrelationseinrichtung verwendet ein CDMA-Kodewort, das an das in Fig. 4 gezeigte Korrelationseinrichtungsbankausgangssignal angepasst ist. Die Kodewortkorrelationseinrichtung umfasst mehrere Chipzeitverzögerungen (D_Chipzeit) 51 ₁ bis 51 _Nc und eine Summiereinrichtung 52. Dabei ist zu beachten, dass die Chipzeitverzögerungen (D_Chipzeit) und Vorzeichen (Addition und Subtraktion) die Elementarkorrelationseinrichtungsspitzen veranlassen, zeitlich mit den gleichen Vorzeichen abgestimmt zu sein. Die verzögerten Ausgangssignale der Analog-Digital- Wandler (ADC) von der CDMA- Kodewortkorrelationseinrichtung werden durch die Summiereinrichtung summiert und als das Ausgangssignal bereitgestellt. Da die Abtastperiode der ADC spezifiziert worden ist, ein Bruchteil der Chipperiode zu sein, können die Verzögerungen gemäß Fig. 5 in einem Ausführungsbeispiel alle als eine Zahl von digitalen Speichervorrichtungen implementiert sein, wobei ein Durchgang gespeicherter Daten von einer zu der nächsten bereitgestellt ist. Somit zeigt gemäß einem Ausführungsbeispiel die CDMA- Kodewortkorrelationseinrichtung gemäß Fig. 5 eine synchrone digitale Schaltung, wie sie in einer programmierbaren Logikvorrichtung (PLD), wie beispielsweise einer feldprogrammierbaren Gatteranordnung (FPGA bzw. field programmable gate array) oder dergleichen, oder einer anwendungsspezifischen integrierten Schaltung (ASIC) implementiert wird.
Genauer gesagt ist, wenn N die Anzahl von Abtastungen pro Chip (eine ganze Zahl) ist, die Gesamtanzahl von Abtastungen von jeder Impulspaarkorrelationseinrichtung, die für die DH-Kodekorrelation entnommen werden muss, N mal N_c. Wenn N_d die Anzahl von unterschiedlichen Zwischenimpulspaarverzögerungen ist, die durch den Kode verwendet werden (und folglich die Anzahl von Impulspaarkorrelationseinrichtungen in der Empfangseinrichtung ist), ist die Gesamtanzahl von Abtastungen, die für die Korrelation zu entnehmen sind, N mal N_c mal N_d. Von diesen Abtastungen sollen lediglich die Verzögerungen addiert werden, die mit der Verzögerung zusammenpassen, die durch die Struktur des Kodeworts spezifiziert ist. Da spezifiziert worden ist, dass die Anzahl von Abtastungen in jedem Chipintervall eine ganze Zahl ist, ist die Anzahl von Abtastungen in jedem Impulspaarkorrelationseinrichtungs-Ausgangssignalverlauf eine ganze Zahl. Des Weiteren weisen die Abtastungen in jedem der Impulspaarkorrelationseinrichtungs-Ausgangssignalverläufe die gleiche Zeitbeziehung zu den Startzeiten der Chips für alle Signalverläufe auf, so dass sie kohärent aufaddiert werden können, in Anbetracht einer Kenntnis über das kodeübertragene Kodewort.
Um diese Idee verständlicher zu machen, sei ein Beispiel betrachtet, das in Fig. 6A, 6B, 6C und 6D gezeigt ist, die verschiedene Stufen in der Demodulation einer TR/DH- Übertragung mit einem Bandpass-Rauschträger zeigen. In Fig. 6A ist ein Abschnitt eines rauschenden Signalisierungssignalverlaufs gezeigt, wobei das gezeigte Segment eine Dauer von 25 Nanosekunden aufweist. In Fig. 6B sind die Ausgangssignale der vier Multiplikationseinrichtungen der Bank der Korrelationseinrichtungen gezeigt. Jede Korrelationseinrichtung in der Bank der Korrelationseinrichtungen weist beispielsweise die in Fig. 3 gezeigte Struktur auf. In Fig. 6C ist ein Zeitintervall von 15 Mikrosekunden gezeigt, während dem die Übertragung eines einzelnen TR/DH-Kodeworts einer Dauer von 9,6 Mikrosekunden stattfindet. Die vier Impulspaarkorrelationseinrichtungen werden auf die vier Verzögerungen eingestellt, die in der Modulation verwendet werden: 1,8 Nanosekunden, 2,8 Nanosekunden, 3,8 Nanosekunden und 4,8 Nanosekunden. Dabei ist zu beachten, dass die mittleren Pegel der Ausgangssignale der Multiplikationseinrichtungen sich bei bestimmten Zeiten von Null verschieben; diese Zeiten entsprechen den Zeiten der übertragenen Chips. In Fig. 6C sind die Ausgangssignale der vier Integratoren der Impulspaarkorrelationseinrichtungen gezeigt. Die Signalverläufe sind die tatsächlichen Chipsignalverläufe, die aus der Simulation entstehen. Der in diesem Beispiel übertragene DH-CDMA-Kode kann als eine geordnete Abfolge von ganzen Zahlen {3, 4, 1, 4, 1, 2, 3, 2, 4, 1, 3, 2, 4, 1, 3, 4} ausgedrückt werden. Diese Abfolge von Zahlen stellt die Zahlen der übertragenen Verzögerungen dar, die von der kürzesten zu der längsten numeriert sind, wobei die Vorzeichen der Zahlen die Polarität des übertragenen Chips bezeichnen. Das CDMA-Kodewort kann aus den in Fig. 6C gezeigten Signalverläufen "herausgelesen" werden. Von links nach rechts gelesen ist beispielsweise der erste Kanal zur Erzeugung eines Ausgangssignalverlaufs Kanal 3, wobei die Polarität dieses Signalverlaufs positiv ist. In Fig. 6D ist das Ausgangssignal einer DH-CDMA- Kodekorrelationseinrichtung des in Fig. 5 gezeigten Typs gezeigt, wenn das Eingangssignal aus in Fig. 6 gezeigten Chipsignalverläufen besteht. Für diesen relativ kurzen Kode weist das Kodekorrelationseinrichtungsausgangssignal hohe Seitenkeulen auf. Andere DH-CDMA-Kodes weisen bis zu 1000 Chips sowie ein viel geringeres Verhältnis eines Spitzenabsolutseitenkeulenpegels zu einem Spitzenhauptkeulenpegel in der Ausgangskorrelation auf.
Das Ausgangssignal der DH-Kodekorrelationseinrichtung in Reaktion auf ein übertragenes DH-Kodewort ist ein abgetasteter Signalverlauf der gleichen Dauer und Form wie ein Chipsignalverlauf, der aber ein höheres SNR als der einzelne Chipsignalverlauf aufweist. Dieses Ausgangssignal ist schematisch in Fig. 7 gezeigt.
Sobald die Ausgangsabtastungen der Kodewortkorrelationseinrichtung (in Fig. 7 durch schwarze Rauten dargestellt) gebildet worden sind, muss die Empfangseinrichtung entscheiden, ob ein Kodewort während des letzten Abtastintervalls empfangen worden ist. Wenn diese Entscheidung positiv ist, müssen andere Daten von den Abtastungen hergeleitet werden. In der Datenübertragungsanwendung von TR/DH würde das Kodewort durch ein ± 1 moduliert werden, was die übertragenen Informationen darstellen würde.
Für die PPM/TH-Präambelanwendung ist die Zeit, bei der das Kodewort empfangen worden ist, der wichtigste Informationsbestandteil. Ein Weg zur Abschätzung dieses Werts ist, ein Modell des Impulspaarkorrelationseinrichtungsausgangssignalverlaufs an die Abtastungen bei dem Ausgang der Kodeworterzeugungseinrichtung anzupassen. Eine derartige Anpassung kann auf der Grundlage eines kleinsten Quadratfehlers ausgeführt werden, was in der optimalen Anpassung für ein Gauß'sches Beobachtungsrauschen resultieren würde. Das mögliche Ergebnis dieses Algorithmus ist in Fig. 7 gezeigt, wobei es den Abtastwerten überlagert ist. Das angepasste Modell, welches eine dreieckige Form aufweist, um mit der Hauptkeule der in Fig. 6D gezeigten DH-CDMA- Kodekorrelationseinrichtungsausgangsfunktion zusammenzupassen, ist durch zwei Parameter gesteuert, die Höhe der Spitze h und der Zeitpunkt der Spitze τ. Diese Informationen können durch die Summe von Quadratfehlern für die beste Anpassung, deren Spitzenwert in dem derzeitigen Abtastintervall liegt, ergänzt werden. Der Absolutwert des Spitzenwerts und die Summe von Quadratfehlern kann kombiniert werden und mit einem Schwellenwert zur Erfassung des Kodeworts verglichen werden. Ein Wert c kann als eine Abschätzung der Ankunftszeit des Kodeworts verwendet werden.
Die Abschätzung des kleinsten mittleren Quadratfehlers der Höhe des angepassten Dreiecks ist insbesondere unter der Vorgabe, dass die DH- Kodekorrelationseinrichtungsausgangsdaten {x₀, x₁, . . . , x_N} sind, gegeben durch

wobei die Funktion T(n, φ) ein Dreiecksmodell des erwarteten Signalverlaufs ist. Das erste Argument, n, ist die Abtastzahl. Die benachbarten Abtastungen des Modells können als getrennt durch das gleiche Zeitintervall, wie es die Datenabtastungen sind, betrachtet werden. Es sind N+1 Abtastungen in dem Modell entsprechend der Zahl von Abtastungen beinhaltet, die in der Hauptkeule des Kodekorrelationseinrichtungsausgangssignalverlaufs erwartet werden. Das zweite Argument des Modells ist die relative Phase des Modells in Bezug auf die Abtastungen, die in den vorstehend beschriebenen Multiplikationen verwendet werden. Die Phase des Modells kann beschrieben werden, indem angenommen wird, dass das Modell mit einer hohen Rate abgetastet wird, beispielsweise M mal die Ausgangsabtastrate der Kodekorrelationseinrichtung, wobei somit das gesamte Modell M(N+1) Abtastungen umfasst. M unterschiedliche Sätze von (N+1) Modellpunkten können ausgewählt werden, für die die Modellpunkte durch M Abtastungen hoher Rate getrennt werden. Jeder dieser Sätze von Modellpunkten kann als eine unterschiedliche Phase des Modells für Phasen, die mit einem Index φ = 1, . . . , M versehen sind, betrachtet werden.
Zusätzlich zu der Abschätzung des kleinsten mittleren Quadratfehlers der Höhe des Ausgangssignalverlaufs, die vorstehend angegeben ist, kann ebenso der Fehler erforderlich sein, der durch eine Anpassung der Daten an das Modell übernommen wird. Dieser Fehler ist durch

gegeben, wobei alle Symbole wie vorstehend definiert sind. Im Allgemeinen definieren die Abtastzahl und die Phasen, die dem kleinsten Fehler entsprechen, τ, die Abschätzung der Ankunftszeit der TR/DH-Signalfolge. Da das Modell überabgetastet (oversampled) ist, kann die Ankunftszeit mit einer Genauigkeit eines Bruchteils der Abtastperiode bestimmt werden.
Wenn die Empfangseinrichtung nach einem TR/DH-Kodewort ohne vorherige Synchronisationsinformationen sucht, wird der vorstehend beschriebene Algorithmus für jeden neuen Satz von Abtastungen, das heißt bei dem Ende jedes Abtastintervalls, ausgeführt. Für jede neue Abtastung müssen alle Phasen des Modells bei den letzten (N+1) gesicherten Datenabtastungen angewendet werden. Wenn ein Satz von Ergebnissen berechnet wird, für die die Höhen einen vorbestimmten Schwellenwert überschreiten und der Modellierungsfehler kleiner ist als die Fehlerwerte, die für alle nahegelegenen Phasen des Modells berechnet werden, kann diese Abtastzahl und Phase in eine Ankunftszeit für die TR/DH-Signalfolge umgewandelt werden. Die sich ergebende Ankunftszeitmessung ist in Bezug auf den A/D-Wandlerabtasttakt bekannt, der die Ausgangsabtastzeiten der DH-CDMA- Kodekorrelationseinrichtung bestimmt.
Dabei ist anzumerken, dass für die Impulsfunkversion der Erfindung das Ausgangssignal der Impulspaarkorrelationseinrichtung lediglich annähernd dreieckig ist, auch wenn ein idealer Endliches-Intervall- Integrator gegeben ist. Dies ist darin begründet, dass die einzelnen Impulspaarkorrelationseinrichtungsausgangssignalverläufe nicht glatt dreieckig sind, sondern vielmehr eher in diskreten Schritten als glatt ansteigen und abfallen, wie es in Fig. 4 gezeigt ist. Die Orte dieser Zeitschritte ändern sich zufällig und entsprechen den Ankunftszeiten einzelner Impulspaare. Es kann gezeigt werden, dass die Summe derartiger Signalverläufe zu einem Dreieck konvergiert. Demgegenüber sind für einen Rauschträger die Chipsignalverläufe dreieckig, wie es in Fig. 6C gezeigt ist.
In dem vorstehend beschriebenen Ankunftszeit-(TOA-)Abschätzverfahren ist das, was tatsächlich gemessen wird, die Zeit der Spitze des letzten Chipsignals des Pakets. Diese Spitze stellt die Zeit dar, bei der durch eine bestimmte Verzögerung getrennte Impulspaare stoppen, anzukommen, wobei diese Verzögerung der Verzögerung des letzten Chips entspricht, der gesendet wird, um das Kodewort zu bilden. Wenn die übertragende Vorrichtung lediglich eine Direktwegübertragung von der Übertragungseinrichtung zu der Empfangseinrichtung aufweist, wird der Ankunftszeitwert durch die Zeit der Übertragung und die Entfernung zwischen der Empfangseinrichtung und der beteiligten Übertragungseinrichtung bestimmt.
Demgegenüber neigt jeder Mehrfachweg dazu, die Spitzen der Chipsignale (in der Zeit) zu spreizen bzw. auszubreiten, was den Effekt einer Verzögerung der erfassten Ankunftszeiten in Bezug auf die Direktweg- Ankunftszeiten hat. Diese Verzögerung beläuft sich auf etwa die Hälfte der beobachteten Mehrfachwegspreizung bzw. -ausbreitung und liegt wahrscheinlich in der Größenordnung von 10 bis 50 ns für eine gebäudeinterne Umgebung, die einem Bürogebäude gleicht (siehe Saunders et al., Antennas and Propagation for Wireless Communication Systems, John Wiley & Sons, 1999, Seiten 282-285). Der zeitmodulierte UWB-Impuls, der mittels der TR/DH-Präambel zu lokalisieren ist, unterliegt jedoch exakt dem gleichen Mehrfachweg, wie er die TOA- Abschätzung für den TR/DH-Kopf bzw. -Header modifiziert. Dies bedeutet, dass die Abschätzung weiterhin im Durchschnitt in die Mitte des verlängerten Impulses fällt, der bei der Empfangseinrichtung nach einem Durchgang durch den Mehrfachwegkanal ankommt.
Eine weitere potentielle Quelle für eine Ungenauigkeit in der TOA-Abschätzung ist eine Taktfehlanpassung zwischen dem Chiptakt der Übertragungseinrichtung und dem Abtasttakt der Empfangseinrichtung. Eine derartige Fehlanpassung hat den Effekt einer Verschiebung der Orte der Abtastungen bei den Signalverläufen, die von den Integratoren der Impulspaarkorrelationseinrichtungen hervorgehen. Über den Ablauf des Empfangs eines übertragenen TR/DH-Worts weist diese Präzession der Phase des Abtasttakts in Bezug auf die Phase des empfangenen Signalverlaufs den Effekt eines Verschmierens beziehungsweise Verwischens des Ausgangssignalverlaufs in der Zeit auf. Wenn beispielsweise das übertragene Wort 400 Mikrosekunden lang ist und die Übertragungs- und Empfangstaktfrequenz um 10 PPM fehlangepasst sind, wird der zusammengesetzte Signalverlauf bei dem Ausgang der CDMA-Kodekorrelationseinrichtung um 4 Nanosekunden verwischt sein. Der erwartete Wert des sich ergebenden TOA-Abschätzungsfehlers würde die Hälfte dieses Wertes sein. Anders als bei einem Mehrfachweg, der lediglich Überschätzungsfehler erzeugt, kann diese Präzession in Taktfrequenzen entweder eine Über- oder eine Unterschätzung der TOA zur Folge haben. Für einen Fachmann ist ersichtlich, dass die maximale Taktfehlanpassung durch die Stabilität der Oszillatoren bestimmt wird, die zur Erzeugung der Übertragungs- und Empfangstaktsignalverläufe verwendet werden. Die maximale Taktfrequenzfehlanpassung und der zulässige Fehler aufgrund dessen bestimmen die maximale Länge eines Wortes, das kohärent kombiniert werden kann, um eine TOA- Abschätzung zu bilden, und folglich die maximale Länge einer TR/DH-Präambel. Die Wortlänge beeinflusst direkt die Erfassungswahrscheinlichkeit und folglich den maximalen Übertragungsbereich. Derartige Entwurfsausgleiche können durch einen Fachmann ausgeführt werden.
Im Allgemeinen nimmt die Genauigkeit der Ankunftszeitabschätzung mit dem Rauschpegel und dem Mehrfachzugriffsstörungspegel ab. Demgegenüber nimmt die Genauigkeit mit der Länge des Kodewortes zu, da der effektive SNR (beziehungsweise Signal-Rausch-Abstand) des abschließenden Schrittes mit einem Kodierungsgewinn ansteigt. Die Genauigkeit steigt ebenso mit der Abtastrate an, da mit mehr Abtastungen der Fehler in der Anpassung des Modells abnimmt.
Die hier offenbarte Erfindung ist die Verwendung eines einzelnen TR/DH-Kodeworts als eine Präambel für eine Nachricht, die unter Verwendung von PPM/TH übertragen wird.
In Fig. 8A ist die vorgeschlagene PPM/TH- Signalfolgenübertragung mit einer TR/DH-Präambel 81 und einem PPM/TH-Übertragungsdatenpaket 82 gezeigt. In Fig. 8B ist ein Beispiel gezeigt, wie das Ausgangssignal des TR/DH-Korrelationseinrichtungsausgangs bei der Empfangseinrichtung während des Empfangs dieser Signalfolge aussehen kann. (Im Rahmen des vorstehend beschriebenen Algorithmus ist der abgeschätzte Wert des Parameters "h", der möglicherweise durch die Summe von Quadratfehlern modifiziert ist, das Korrelationseinrichtungsausgangssignal.) Die Zeit des größten Spitzenwerts des Korrelationseinrichtungsausgangssignals wird als eine Zeitmarkierung verwendet, die die Empfangseinrichtung mit der PPM-Übertragung wie nachstehend beschrieben synchronisiert. (Diese Zeit würde durch den Parameter τ in dem vorstehend beschriebenen und in Fig. 4 gezeigten Signalverlaufsanpassungsalgorithmus abgeschätzt werden.) Die kleineren Spitzen in dem Korrelationseinrichtungsausgangssignal stellen Autokorrelationsseitenkeulen dar und sollten im Vergleich mit dem Wert der größten Spitze klein sein.
Untersuchungen mit Prototyp-TR/DH- Übertragungseinrichtungen und -Empfangseinrichtungen in einer gebäudeinternen Umgebung haben gezeigt, dass die Genauigkeit des vorstehend beschriebenen Verfahrens in einem Bereich von weniger als 10 Nanosekunden eines Fehlers liegt. In einer typischen gebäudeinternen Mehrfachwegsituation bedeutet dies, dass der Fehler in einem Ort des ersten Impulses der zeitmodulierten Signalfolge kleiner als die Verlängerung ist, die der Impuls erleidet. (Es ist daran zu erinnern, dass zumindest ein Teil des gemessenen Fehlers von dem Mehrfachweg abstammt.) Dies bedeutet, dass die TR/DH- Präambel verwendet werden kann, um den ersten Impuls einer zeitmodulierten Signalfolge zu lokalisieren. Dies beschleunigt eine Synchronisation dramatisch gegenüber der derzeitigen Leistungsfähigkeit von zeitmodulierten UWB in einer Signalfolgenbetriebsart, beseitigt aber nicht das derzeitige Erfordernis, dass eine zusätzliche Synchronisationshardware gegenwärtig ist, um die Feinsynchronisation auszuführen, nachdem eine Anfangssynchronisation erreicht worden ist.
In Fig. 9 ist ein Blockschaltbild einer Empfangseinrichtung für eine zeitmodulierte UWB- Signalfolge mit einer TR/DH-Präambel für eine Synchronisation gezeigt. Sie beruht auf der in Fig. 2 gezeigten Empfangseinrichtung, ist jedoch modifiziert worden, damit der Demodulationsmechanismus durch einen Mechanismus zur Herleitung einer Zeitmarkierung von einer TR/DH-Präambel und zur Verwendung derselben zum Auslösen einer Empfangseinrichtung von zeitmoduliertem UWB ersetzt ist. Folglich stellen gleiche Bezugszeichen in den Fig. 2 und 9 identische oder ähnliche Strukturen dar. Die Ausgangsabtastungen der DH-CDMA- Kodekorrelationseinrichtung 25 werden einem Mehrphasenfiltermodul 91 zugeführt. Dieses Modul implementiert die vorstehend angegebenen Kleinster- Mittlerer-Quadratfehler-Berechnungen. Dies ist eine Mehrphasenberechnung, bei der für jede zugeführte Abtastung die gesamte Quadratfehlerberechnung für alle Phasen des Signalverlaufsmoduls ausgeführt werden müssen. Da das Eingangssignal zu diesem Modul mit einer Rate von bis zu 20 MAbtastungen/Sekunde abgetastet werden kann, kann dieses Modul als eine kleine ASIC oder PLD implementiert sein. Die Logik zur Verarbeitung der Abfolge eines kleinsten mittleren Quadratfehlers und zur Bestimmung einer Ankunftszeit hieraus ist als ein Teil dieses Moduls in Fig. 9 gezeigt. Alternativ hierzu kann für niedrigere Abtastraten und längere Chipzeiten diese Funktion in einem digitalen Signalprozessor (DSP) implementiert sein.
Das Ausgangssignal des Mehrphasenfilters und eines Entscheidungsmechanismus ist in geeigneter Weise in der Form einer Abtastzahl in Bezug auf die jüngste Abtastung und einer Phase ausgedrückt, die als ein Bruchteil einer Abtastperiode betrachtet werden kann. Diese numerischen Daten identifizieren einen Zeitpunkt und müssen in ein Auslösesignal durch die "Erzeugungs-Startzeitsignal-"Logikeinrichtung 92 umgewandelt werden, welche die Korrelationsempfangseinrichtung 93 für die zeitmodulierte UWB-Übertragung bei der richtigen Zeit startet. Diese Funktion wird in geeigneter Weise durch einen DSP ausgeführt, der Zugriff auf den Abtasttakt 27 hat, auf den die numerische Zeitmarkierung Bezug nimmt.
Dabei ist zu beachten, dass, obwohl der Abtasttakt der einzige Takt ist, der in dem Blockschaltbild gemäß Fig. 9 gezeigt ist, ein oder mehr höherfrequente Takte verteilt sein müssen, um die in der Anwendung verwendeten ASIC, PLD oder DSP zu betreiben. Diese Takte sind in Fig. 9 nicht gezeigt.
Obwohl die Erfindung in Bezug auf ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel beschrieben worden ist, ist es für einen Fachmann erkennbar, dass die Erfindung mit Modifikationen in dem Bereich der beigefügten Patentansprüche in die Praxis umgesetzt werden kann. Es ist insbesondere verständlich, dass das Synchronisationsverfahren und -gerät gemäß der vorliegenden Erfindung bei einer beliebigen RF- Signalfolgenübertragung ungeachtet des Modulationsformats durch die Verwendung einer TR/DH-Präambel angewendet werden kann.
Wie es vorstehend beschrieben ist, verwendet ein Verfahren und ein Gerät zur Anfangssynchronisation oder Erfassung von zeitmodulierten Ultrabreitband-(UWB-)Kommunikationen eine Übertragungsreferenzpräambel (81). Das Verfahren und das Gerät erfordern, dass die Übertragungseinrichtung zuerst eine Zeitreferenz- Verzögerungssprung-(TR/DH-)Signalfolge sendet. Eine derartige Signalfolge wird einfach erfasst und kann verarbeitet werden, um eine Zeitmarkierung bereitzustellen, die innerhalb einiger weniger Nanosekunden genau ist. Nachfolgend zu der Übertragung der TR/DH-Signalfolge wartet die Übertragungseinrichtung eine festgelegte Zeitperiode, deren Dauer der Empfangseinrichtung bekannt ist, und die Übertragungseinrichtung sendet daraufhin eine Signalfolge eines Impulspositionsmodulations-Zeitsprung-(PPM/TH-) oder eines anderen zeitmodulierten UWB. Nach dem Empfang der ersten Signalfolge kann die Empfangseinrichtung die Empfangszeit der zweiten Signalfolge mit der Genauigkeit der Zeitmarkierung abschätzen. Bezugszeichenliste 21 Antenne
22 RF-Verstärker
23 Impulspaarkorrelationseinrichtung
24 DH-CDMA-Kodewortkorrelationseinrichtung
25 DH-Kodekorrelationseinrichtung
26 Bitentscheidungslogikeinrichtung
31 Verzögerung
32 Signalmultiplikationseinrichtung
33 Integrator
41 Antenne
42 Korrelationseinrichtung
51 Verzögerung
52 Summiereinrichtung
81 TR/DH-Präambel
82 Datenpaket
91 Mehrphasenfiltermodul
92 Erzeugungs-Startzeit-Logikeinrichtung
93 Korrelationsempfangseinrichtung

Claims

1. Verfahren zur Anfangssynchronisation oder Erfassung einer Funkfrequenz-(RF-)Signalfolgenübertragung mit Schritten:
zum Erzeugen einer Übertragungsreferenzpräambel (81) bei einer Übertragungseinrichtung,
zum Übertragen einer Übertragungsreferenz- Verzögerungssprung-(TR/DH-)Signalfolge zu einer Empfangseinrichtung (93) durch die Übertragungseinrichtung,
zum Erfassen der TR/DH-Signalfolge bei der Empfangseinrichtung, um eine Zeitmarkierung zu erzeugen,
nachfolgend zu der Übertragung der TR/DH- Signalfolge, zum Warten durch die Übertragungseinrichtung einer festgelegten Zeitperiode, deren Dauer der Empfangseinrichtung bekannt ist,
zum Übertragen einer Signalfolge von modulierten RF- Träger-Übertragungsnachrichtendaten durch die Übertragungseinrichtung nach Ablauf der festgelegten Zeitperiode und
zum Verwenden der erzeugten Zeitmarkierung durch die Empfangseinrichtung, um einen Empfang der Signalfolge der RF-Signalfolgenübertragung von der Übertragungseinrichtung zu beginnen.

2. Verfahren zur Anfangssynchronisation oder Erfassung einer RF-Signalfolgenübertragung nach Anspruch 1, wobei die RF-Signalfolgenübertragung eine Signalfolge einer zeitmodulierten Ultrabreitband-(UWB-)Kommunikationsübertragung ist.

3. Verfahren zur Anfangssynchronisation oder Erfassung einer RF-Signalfolgenübertragung nach Anspruch 2, wobei die Signalfolge des zeitmodulierten UWB ein Impulspositionsmodulations-Zeitsprung-(PPM/TH-)Datenpaket (82) ist.

4. Verfahren zur Anfangssynchronisation oder Erfassung einer RF-Signalfolgenübertragung nach Anspruch 1, wobei der Schritt zum Erfassen der TR/DH-Signalfolge bei der Empfangseinrichtung zur Erzeugung einer Zeitmarkierung durch einen Mehrphasenfilter (91) und eine Entscheidungslogikeinrichtung (26) ausgeführt wird.

5. Verfahren zur Anfangssynchronisation oder Erfassung einer RF-Signalfolgenübertragung nach Anspruch 1, wobei die TR/DH-Signalfolge ein Kodewort umfasst, das sequentiell übertragene N_c Chips umfasst, die eine festgelegte Dauer T_c aufweisen, wobei jeder Chip N_p Impulspaare umfasst.

6. Verfahren zur Anfangssynchronisation oder Erfassung einer RF-Signalfolgenübertragung nach Anspruch 5, wobei der Schritt zum Erfassen der TR/DH-Signalfolge bei der Empfangseinrichtung ausgeführt wird, indem eine Ankunftszeit (TOA) einer RF-Signalfolge, die ein TR/DH- Kodewort umfasst, unter Verwendung eines Modells abgeschätzt wird.

7. Verfahren zur Anfangssynchronisation oder Erfassung einer RF-Signalfolgenübertragung nach Anspruch 6, wobei der Schritt zum Abschätzen der TOA ausgeführt wird, indem das Modell durch ein Verfahren einer Kleinste-Quadrate- Anpassung angepasst wird.

8. Verfahren zur Anfangssynchronisation oder Erfassung einer RF-Signalfolgenübertragung nach Anspruch 6, wobei der Schritt zum Abschätzen der TOA ausgeführt wird, indem ein Mehrphasenansatz verwendet wird, der ein Modell mit einer Anzahl unterschiedlicher Phasen verwendet.

9. Gerät zur Anfangssynchronisation in einem Funkfrequenz-(RF-)Signalfolgenkommunikationssystem mit einer Übertragungseinrichtung und einer Empfangseinrichtung, umfassend:
eine Präambel-Erzeugungseinrichtung bei der Übertragungseinrichtung zur Erzeugung einer Übertragungsreferenzpräambel (81) bei einer Übertragungseinrichtung, wobei die Übertragungseinrichtung eine Übertragungsreferenz- Verzögerungssprung-(TR/DH-)Signalfolge zu der Empfangseinrichtung überträgt,
eine Erfassungseinrichtung (21, 41) bei der Empfangseinrichtung zur Erfassung der TR/DH-Signalfolge zur Erzeugung einer Zeitmarkierung,
eine Zeitverzögerungseinrichtung (31, 51) bei der Übertragungseinrichtung zur Messung einer festgelegten Zeitperiode, deren Dauer der Empfangseinrichtung bekannt ist, nachfolgend zu der Übertragung der TR/DH- Signalfolge, wobei die Übertragungseinrichtung bei dem Ablauf der festgelegten Zeitperiode eine RF- Signalfolgenübertragung überträgt, und
eine Korrelationsempfangseinrichtung (93) in der Empfangseinrichtung, die auf die Zeitmarkierung für einen Beginn eines Empfangs der RF-Signalfolgenübertragung von der Übertragungseinrichtung und zum Ausgeben demodulierter Bits reagiert.

10. Gerät zur Anfangssynchronisation nach Anspruch 9, wobei die RF-Signalfolgenübertragung eine Signalfolge einer zeitmodulierten Ultrabreitband-(UWB-)Signalfolgenübertragung ist.

11. Gerät zur Anfangssynchronisation nach Anspruch 10, wobei die Signalfolge einer zeitmodulierten UWB- Signalfolgenübertragung von der Übertragungseinrichtung ein Impulspositionsmodulations-Zeitsprung-(PPM/TH-)Datenpaket (82) ist.

12. Gerät zur Anfangssynchronisation nach Anspruch 9, wobei die Erfassungseinrichtung bei der Empfangseinrichtung zur Erfassung der TR/DH-Signalfolge zur Erzeugung einer Zeitmarkierung ein Mehrphasenfilter (91) und eine Schwellenwertlogikeinrichtung (92) umfasst.

13. Gerät zur Anfangssynchronisation nach Anspruch 9, wobei die TR/DH-Signalfolge ein Kodewort umfasst, das sequentiell übertragene N_c Chips umfasst, die eine festgelegte Dauer T_c aufweisen, wobei jeder Chip N_p Impulspaare umfasst, wobei die Erfassungseinrichtung bei der Empfangseinrichtung umfasst:
eine Bank von Impulspaarkorrelationseinrichtungen (23) zum Empfangen der TR/DH-Signalfolge und zur Erzeugung von Ausgangssignalen,
eine Bank von Analog-Digital-Wandlern (ADC) (24), die die Ausgangssignale der Bank von Impulspaarkorrelationseinrichtungen digitalisieren,
eine DH-Kodewortkorrelationseinrichtung (25), die die digitalisierten Ausgangssignale von der Bank von ADC empfängt und ein Korrelationsausgangssignal erzeugt, und
eine Zeitabschätzlogikeinrichtung (26), die das Korrelationsausgangssignal der DH- Kodewortkorrelationseinrichtung empfängt und Zeitsteuerungsinformationen zur Erzeugung der Zeitmarkierung erzeugt.

14. Gerät zur Anfangssynchronisation nach Anspruch 13, wobei die DH-Kodewortkorrelationseinrichtung als eine anwendungsspezifische integrierte Schaltung (ASIC) implementiert ist.

15. Gerät zur Anfangssynchronisation nach Anspruch 13, wobei die DH-Kodewortkorrelationseinrichtung als eine programmierbare Logikvorrichtung (PLD) implementiert ist.

16. Gerät zur Anfangssynchronisation nach Anspruch 13, wobei die Zeitabschätzlogikeinrichtung die TR/DH- Signalfolge erfasst, indem eine Ankunftszeit (TOA) einer RF-Signalfolge, die ein TR/DH-Kodewort umfasst, unter Verwendung eines Modells abgeschätzt wird.

17. Gerät zur Anfangssynchronisation nach Anspruch 16, wobei die Zeitabschätzlogikeinrichtung die TOA abschätzt, indem das Modell durch ein Verfahren einer Kleinste- Quadrate-Anpassung angepasst wird.

18. Gerät zur Anfangssynchronisation nach Anspruch 16, wobei die Zeitabschätzlogik die TOA abschätzt, indem ein Mehrphasenansatz verwendet wird, der ein Modell mit einer Anzahl unterschiedlicher Phasen verwendet.

19. Gerät zur Anfangssynchronisation nach Anspruch 16, wobei die Zeitabschätzlogikeinrichtung unter Verwendung einer anwendungsspezifischen integrierten Schaltung (ASIC) implementiert ist.

20. Gerät zur Anfangssynchronisation nach Anspruch 16, wobei die Zeitabschätzlogikeinrichtung unter Verwendung einer programmierbaren Logikvorrichtung (PDL) implementiert ist.

21. Gerät zur Anfangssynchronisation nach Anspruch 13, wobei die Zeitabschätzlogikeinrichtung einen programmierbaren digitalen Signalprozessor (DSP) zur Umwandlung einer numerischen TOA-Abschätzung in eine Taktflanke zum Starten eines Empfangs der RF- Signalfolgenübertragung umfasst.

22. Empfangseinrichtung für ein Funkfrequenz-(RF-) Signalfolgenkommunikationssystem, das ein Gerät zur Anfangssynchronisation umfasst, mit:
einer Erfassungseinrichtung (21, 41) zur Erfassung einer Übertragungsreferenz-Verzögerungssprung-(TR/DH-)Signalfolge zur Erzeugung einer Zeitmarkierung, die durch eine Übertragungseinrichtung gesendet wird, und
einer Korrelationsempfangseinrichtung (93), die auf die Zeitmarkierung für einen Beginn eines Empfangs einer Signalfolge eines zeitmodulierten UWB von der Übertragungseinrichtung und zur Ausgabe von demodulierten Bits reagiert.

23. Empfangseinrichtung für ein RF- Signalfolgenkommunikationssystem nach Anspruch 22, wobei die RF-Signalfolge eine Signalfolge eines zeitmodulierten Ultrabreitbands (UWB) ist.

24. Empfangseinrichtung für ein RF- Signalfolgenkommunikationssystem nach Anspruch 23, wobei die Signalfolge des zeitmodulierten UWB von der Übertragungseinrichtung ein Impulspositionsmodulations- Zeitsprung-(PPM/TH-)Datenpaket (82) ist.

25. Empfangseinrichtung für ein RF- Signalfolgenkommunikationssystem nach Anspruch 22, wobei die Erfassungseinrichtung bei der Empfangseinrichtung zur Erfassung der TR/DH-Signalfolge zur Erzeugung einer Zeitmarkierung ein Mehrphasenfilter (91) und eine Schwellenwertlogikeinrichtung (92) umfasst.

26. Gerät zur Anfangssynchronisation nach Anspruch 22, wobei die TR/DH-Signalfolge ein Kodewort umfasst, das sequentiell übertragene N_c Chips umfasst, die eine festgelegte Dauer T_c aufweisen, wobei jeder Chip N_p Impulspaare umfasst, wobei die Erfassungseinrichtung bei der Empfangseinrichtung umfasst:
eine Bank von Impulspaarkorrelationseinrichtungen (23), die die TR/DH-Signalfolge empfangen und Ausgangssignale erzeugen,
eine Bank von Analog-Digital-Wandlern (ADC) (24), die die Ausgangssignale der Bank von Impulspaarkorrelationseinrichtungen digitalisieren,
eine DH-Kodewortkorrelationseinrichtung (25), die die digitalisierten Ausgangssignale von der Bank von ADC empfängt und ein Korrelationsausgangssignal erzeugt, und
eine Zeitabschätzlogikeinrichtung (26), die das Korrelationsausgangssignal der DH- Kodewortkorrelationseinrichtung empfängt und Zeitsteuerungsinformationen zur Erzeugung der Zeitmarkierung erzeugt.

27. Gerät zur Anfangssynchronisation nach Anspruch 26, wobei die DH-Kodewortkorrelationseinrichtung als eine anwendungsspezifische integrierte Schaltung (ASIC) implementiert ist.

28. Gerät zur Anfangssynchronisation nach Anspruch 26, wobei die DH-Kodewortkorrelationseinrichtung als eine programmierbare Logikvorrichtung (PLD) implementiert ist.

29. Gerät zur Anfangssynchronisation nach Anspruch 22, wobei die Zeitabschätzlogikeinrichtung die TR/DH- Signalfolge erfasst, indem eine Ankunftszeit (TOA) einer RF-Signalfolge, die ein TR/DH-Kodewort umfasst, unter Verwendung eines Modells abgeschätzt wird.

30. Gerät zur Anfangssynchronisation nach Anspruch 29, wobei die Zeitabschätzlogikeinrichtung die TOA abschätzt, indem das Modell durch ein Verfahren einer Kleinste- Quadrate-Anpassung angepasst wird.

31. Gerät zur Anfangssynchronisation nach Anspruch 29, wobei die Zeitabschätzlogikeinrichtung die TOA abschätzt, indem ein Mehrphasenansatz verwendet wird, der ein Modell mit einer Anzahl unterschiedlicher Phasen verwendet.

32. Gerät zur Anfangssynchronisation nach Anspruch 29, wobei die Zeitabschätzlogikeinrichtung unter Verwendung einer anwendungsspezifischen integrierten Schaltung (ASIC) implementiert ist.

33. Gerät zur Anfangssynchronisation nach Anspruch 29, wobei die Zeitabschätzlogikeinrichtung unter Verwendung einer programmierbaren Logikvorrichtung (PLD) implementiert ist.

34. Gerät zur Anfangssynchronisation nach Anspruch 22, wobei die Zeitabschätzlogikeinrichtung einen programmierbaren digitalen Signalprozessor (DSP) zur Umwandlung einer numerischen TOA-Abschätzung in eine Taktflanke zum Starten eines Empfangs einer RF- Signalfolgenübertragung umfasst.