DE10221159A1

DE10221159A1 - Vorrichtung zum Steuern eines bürstenlosen halbwellenbetriebenen Dreiphasen-Motors

Info

Publication number: DE10221159A1
Application number: DE10221159A
Authority: DE
Inventors: Kunio Seki
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2001-05-18
Filing date: 2002-05-13
Publication date: 2002-11-21
Also published as: US20020171388A1; CN1387311A; JP2002345286A

Abstract

Vorrichtung zum Ansteuern eines bürstenlosen, halbwellenbetriebenen Dreiphasen-Motors mit einem einfachen Aufbau, der nicht einfach durch Rauschen usw. beeinflusst wird und keinen Zähler, AD-Zähler usw. benötigt, wobei die Vorrichtung genau eine Stoppposition eines Läufers in Bezug auf einen Ständer des Motors bestimmen kann, eine Phasenständerwicklung, von der die Stromführung beginnen soll, bestimmen kann und korrekt den Läufer in einer gewünschten Richtung drehen kann, wenn der Motor betrieben wird. Die Vorrichtung führt einen kurzen Impulsstrom zu zwei der drei Phasenständerwicklungen zu, so dass der gestoppte Läufer nicht angetrieben wird, und bestimmt die Stoppposition des Läufers auf der Basis einer Differenz der Rückschlagzeiten, die durch eine Differenz der Induktivitäten verursacht wird, die sich geringfügig in Übereinstimmung mit einer Differenz der Stoppposition des Läufers ändern.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Steuerungstechnik zum Ansteuern eines bürstenlosen, halbwellenbetriebenen Dreiphasen-Motors und insbesondere eine effektive Technik in einem Detektorsystem für die Stoppposition eines Läufers und in einem Startsystem, wenn der Läufer sich zu drehen beginnt. Beispielsweise betrifft die vorliegende Erfindung eine effektive Technik in einem Hauptmotor einer Vorrichtung wie etwa einer tragbaren audiovisuellen Vorrichtung und so weiter, für die niedrige Herstellungskosten erforderlich sind.

Herkömmlicherweise weist ein System zum Ansteuern eines bürstenlosen Dreiphasen-Gleichstrommotors ein Vollwellen- Ansteuersystem zum Zuführen von Strom von einer der drei Phasenständerwicklungen zu den anderen zwei Phasenständerwicklungen und zum Ansteuern des bürstenlosen Motors sowie ein Halbwellen-Ansteuersystem zum Zuführen eines Stroms von einer zentralen Abzweigung, mit der ein Anschluss jeder der drei Phasenständerwicklungen verbunden ist und die mit einem Anschluss einer Stromversorgung verbunden ist, zu nur einer der Phasenständerwicklungen.

Weil das Vollwellen-Ansteuersystem den bürstenlosen Motor mit sehr hoher Genauigkeit ansteuern kann, wird das Vollwellen-Ansteuersystem verwendet, um einen Spindelmotor für die Drehung eines Speichermediums in einer Plattenspeichervorrichtung wie etwa einer Festplattenvorrichtung anzusteuern.

Obwohl das Halbwellen-Ansteuersystem den bürstenlosen Motor nicht mit derselben hohen Genauigkeit steuern kann wie das Vollwellen-Steuersystem, reduziert das Halbwellen- Steuersystem effektiv die Herstellungskosten, weil das Halbwellen-Ansteuersystem nur eine einfache Schaltung und eine geringe Anzahl von Elementen benötigt.

Weiterhin kann ein bürstenloser Gleichstrom-Motor nicht nur der oben beschriebene Dreiphasen-Gleichstrom-Motor, sondern auch ein bürstenloser Zweiphasen-Gleichstrom-Motor sein. Ein System zum Ansteuern des bürstenlosen Zweiphasen- Gleichstrom-Motors kann genauso wie bei dem bürstenlosen Dreiphasen-Gleichstrommotor ein Halbwellen-Ansteuersystem sein. Weil jedoch der halbwellenbetriebene bürstenlose Dreiphasen-Gleichstrommotor ebenso wie der halbwellenbetriebene bürstenlose Zweiphasen-Gleichstrom-Motor keinen Drehmomenteinbruch aufweist, kann der halbwellenbetriebene bürstenlose Dreiphasen-Gleichstrom-Motor effizient und einfacher die Drehrichtung ändern und steuern als der halbwellenbetriebene bürstenlose Zweiphasen- Gleichstrommotor.

Fig. 1 ist eine schematische Ansicht, die den Aufbau eines bürstenlosen Dreiphasen-Zwölfpol-Motors gemäß einer früheren Entwicklung zeigt.

In Fig. 1 gibt das Bezugszeichen "1" einen Läufermagneten an, gibt "2" einen Ständerkern an, geben "3a", "3b" und "3c" Erstphasenwicklungen (zum Beispiel U-Phasen-Wicklungen) an, geben "4a", "4b" und "4c" Zweitphasen-Wicklungen (für beispielsweise V-Phasen-Wicklungen) an und geben "5a", "5b" und "5c" Drittphasen-Wicklungen (zum Beispiel W-Phasen- Wicklungen) an. Weil der oben beschriebene bürstenlose Dreiphasen-Motor sehr effizient gesteuert werden kann und eine kleine Drehmomentwelligkeit aufweist, wird der bürstenlose Dreiphasen-Motor häufig als Spindelmotor für verschiedene Typen von Platteneinrichtungen in einem Personalcomputer, als Hauptmotor von anderen Büroautomatisierungs-Vorrichtungen sowie audiovisuelle Vorrichtungen usw. eingesetzt.

Einige der oben beschriebenen bürstenlosen Dreiphasen- Motoren gehören dem Sensortyp an und umfassen ein Positionsdetektorelement wie etwa ein Hall-Element usw., um die Position eines Läufers festzustellen und die stromführende Phase zu bestimmen, während andere sogenannte sensorlosen Typen kein Positionsdetektorelement umfassen. Weil im Vergleich zwischen den zwei Typen der sensorlose Typ bezüglich der Herstellung, der Herstellungskosten und der Größe gegenüber dem Typ mit Sensor überlegen ist, ist in den letzten Jahren die Nachfrage nach dem sensorlosen Typ gestiegen.

Um den sensorlosen Typ des Dreiphasen-Motors anzusteuern ist eine spezielle Technik erforderlich, wobei im Folgenden zwei Typen von speziellen Techniken betrachtet werden.

Der erste Typ ist ein Verfahren zum Erzeugen eines sich drehenden Feldes in einer Ansteuerschaltung unabhängig von der Stoppposition des Läufers, wobei eine rückwärts gerichtete elektromagnetische Kraft einer nicht-stromführenden Phase erhalten wird, wenn sich der Läufer mit dem Drehfeld zu drehen beginnt, und der Läufer durch das Ändern der stromführenden Phase in Drehung gehalten wird. Weil gemäß diesem ersten Verfahrenstyp die Erregung immer von der vorbestimmten Phase in einer vorprogrammierten Sequenz unabhängig von der Stoppposition des Läufers beginnt, wenn der Läufer angetrieben wird, tritt eine Bewegung auf, die als Rückwärtsbewegung bezeichnet wird, wobei sich der Läufer mit einer Wahrscheinlichkeit von 50 Prozent in der zu der gewünschten Richtung entgegengesetzten Richtung dreht. Da sich die Rückwärtsbewegung nicht nur auf die Ansteuerzeit des Motors auswirken kann, sondern unter Umständen auch den Motor selbst oder je nach dessen Anwendung eine andere Struktur beschädigen kann, muss eine derartige Rückwärtsbewegung möglichst vermieden werden.

Der zweite Verfahrenstyp sucht die Stoppposition des Läufers, wenn der Läufer angetrieben wird, und bestimmt die Phase, aus welcher die Erregung startet, auf der Basis der Stoppposition. Gemäß diesem Verfahren kann das Auftreten der Rückwärtsbewegung verhindert werden.

Das Verfahren zum Feststellen der Stoppposition des Läufers des bürstenlosen Motors ohne Verwendung eines Positionsdetektorsensors wie etwa einem Hall-Sensor ist zum Beispiel in der (ungeprüften) japanischen Patentanmeldung Nr. Tokukai-syo 63-69489 (entspricht dem US-amerikanischen Patent Nr. 4,876,491) oder in der (ungeprüften) japanischen Patentanmeldung Nr. Tokuko-hei 8-13196 (entspricht des US- amerikanischen Patent Nr. 5,001,405) angegeben.

Gemäß diesem Verfahren wird unter Verwendung einer Kennlinie, die eine Induktivität einer Ständerwicklung ist und sich geringfügig je nach der Stoppposition des Läufers ändert, wird für eine kurze Zeitdauer, innerhalb welcher der Läufer nicht reagiert, ein Impulsstrom zu den Ständerwicklungen geführt und wird die Stoppposition des Läufers auf der Basis einer Änderung der Anstiegszeitkonstante des zu der Ständerwicklung geführten Stroms bestimmt.

Weil jedoch die Änderung der Anstiegszeitkonstante des Stroms relativ gering ist und der Strom nicht direkt gelesen werden kann, ist es erforderlich, ein Mal eine Wandlung von dem Strom zu einer Spannung vorzunehmen. Weil jedoch die gewandelte Spannung einen kleinen Wert von einigen zehn mV bis zu einigen hundert mV aufweist, weist die Spannung den Nachteil auf, dass sie einfach durch ein Rauschen beeinflusst wird. Weil weiterhin verschiedene Schaltungen wie etwa ein Zähler zum Messen der Zeit, ein AD-Wandler oder ein Vergleicher zum Vergleichen von Spannungen usw. erforderlich sind, um die Änderungen der Anstiegszeitkonstanten des Stroms zu vergleichen, wird die Größe der Schaltung unvorteilhaft vergrößert.

Die vorliegende Erfindung wurde in Anbetracht der oben beschriebenen Probleme entwickelt.

Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Steuertechnik zum Steuern eines bürstenlosen Dreiphasen- Halbwellen-Motors anzugeben, die einen einfachen Aufbau aufweist, nicht einfach durch Rauschen beeinflusst wird, keinen Zähler, AD-Wandler usw. benötigt, genau die Stoppposition eines Läufers in Bezug auf einen Ständer des Motors bestimmen kann, eine Wicklung bestimmt, von welcher die Stromführung begonnen wird, und den Läufer in einer gewünschten Richtung dreht, wenn der Motor betrieben wird.

Die vorliegende Erfindung nutzt eine Breitendifferenz der Rückschlagspannungen, die erzeugt werden; wenn Induktivitäten ausgeschaltet werden, d. h. eine Differenz der Rückschlagzeiten gemäß der Stoppposition des Läufers. Deshalb wird gemäß der vorliegenden Erfindung die Länge der Rückschlagzeiten und damit die Stoppposition des Läufers bestimmt.

Das heißt, gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein kurzer Impulsstrom zu zwei der drei Ständerwicklungen geführt, so dass der Läufer nicht aus seiner Stoppposition angetrieben wird. Wenn danach die Stoppposition des Läufers auf der Basis einer Differenz der Rückschlagzeiten bestimmt wird, die durch eine Differenz der Induktivitäten der zwei Ständerwicklungen verursacht wird, die sich in Übereinstimmung mit einer Differenz der Stoppposition des Läufers geringfügig ändert, wird die Phase, von der die Stromführung gestartet wird, auf der Basis der bestimmten Stoppposition des Läufers bestimmt.

Insbesondere umfasst in Übereinstimmung mit einem Aspekt der vorliegenden Erfindung eine Vorrichtung zum Steuern eines bürstenlosen, halbwellenbetriebenen Dreiphasen-Motors mit einem Läufer und drei Phasenständerwicklungen mit jeweils einem Anschluss, der mit einem Stromversorgungs- Spannungsanschluss verbunden ist, wobei der zu jeder der Phasenständerwicklungen zugeführte Strom geändert wird: eine Ausgangsschaltung zum wahlweisen Zuführen des Stroms zu jeder der Phasenständerwicklungen; einen Rückwärts- Elektromagnetkraft-Detektor zum Feststellen einer rückwärts gerichteten elektromagnetischen Kraft, die in einer der Phasenständerwicklungen erzeugt wird, zu welcher der Strom nicht zugeführt wird, und zum Ausgeben eines Feststellungssignals; eine Steuerlogik zum Steuern der Ausgangsschaltung auf der Basis des Feststellungssignals, das aus dem Rückwärts-Elektromagnetkraft-Detektor ausgegeben wird; und einen Stopppositions-Detektor zum Vergleichen der Breiten der Rückschlagspannungen, die in den Phasenständerwicklungen zueinander erzeugt werden, nachdem der Strom zu jeder der Phasenständerwicklungen für eine vorbestimmte Zeitdauer zugeführt wurde, während welcher der Läufer nicht reagiert und inaktiv ist, sowie zum Feststellen einer Stoppposition des Läufers; wobei die Steuerlogik die Ausgangsschaltung derart steuert, dass sie den Strom auf der Basis der durch den Stopppositions-Detektor festgestellten Stoppposition zu einer der Phasenständerwicklungen zuführt, um den bürstenlosen, halbwellenbetriebenen Dreiphasen-Motor zu steuern.

Mit der Vorrichtung gemäß diesem Aspekt der vorliegenden Erfindung kann die Stoppposition des Läufers in Bezug auf einen Ständer des bürstenlosen, halbwellenbetriebenen Dreiphasen-Motors festgestellt werden, die Phasenständerwicklung bestimmt werden, zu welcher der Strom zuerst zugeführt wird, und der bürstenlose, halbwellenbetriebene Dreiphasen-Motor in einer gewünschten Richtung gedreht werden, ohne dass ein Hall-Element oder eine Schaltung wie etwa ein Zähler, ein AD-Wandler usw. vorgesehen werden müssen.

Vorzugsweise steuert in der Vorrichtung zum Steuern des bürstenlosen, halbwellenbetriebenen Dreiphasen-Motor gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung die Steuerlogik die Ausgangsschaltung, so dass der Strom für eine vorbestimmte Zeitdauer zu zwei der drei Phasenständerwicklungen gleichzeitig zugeführt wird und der Stopppositions-Detektor die Stoppposition des Läufers auf der Basis einer Zeitdifferenz der Rückschlagspannungen bestimmt, die in den zwei Phasenständerwicklungen, zu denen der Strom zugeführt wird, nach dem Abschalten des Stroms erzeugt werden.

Wenn also Rückschlagsspannungen in den zwei Phasenständerwicklungen gleichzeitig erzeugt und miteinander verglichen werden, kann die Stoppposition des Läufers in Bezug auf den Ständer in kurzer Zeit bestimmt werden. Das heißt, es ist möglich, dass der Strom separat zu den zwei Phasenständerwicklungen zugeführt wird, wobei die in den zwei Phasenständerwicklungen erzeugten Rückschlagzeiten miteinander verglichen werden. Weil jedoch der Strom gleichzeitig zu den zwei Phasenständerwicklungen zugeführt wird, können die Längen der Rückschlagzeiten effizient miteinander verglichen werden.

Vorzugsweise stellt in der wie oben beschriebenen Vorrichtung des bürstenlosen, halbwellenbetriebenen Dreiphasen-Motors der Stopppositions-Detektor die Stoppposition des Läufers auf der Basis der Zeitdifferenz der Rückschlagspannungen fest, die bei jeder der unterschiedlichen Kombinationen von zwei Phasenständerwicklungen, zu denen Strom zugeführt wird, nach dem Abschalten des Stroms erzeugt werden.

Es ist dementsprechend möglich, die Stoppposition des Läufers genau zu bestimmen. Weil die Phasenständerwicklung, zu der zuerst Strom zugeführt wird, auf der Basis der festgestellten Stoppposition bestimmt wird, kann der Läufer schnell in einer gewünschten Richtung gedreht werden.

Vorzugsweise ist in der wie oben beschriebenen Vorrichtung zum Steuern des bürstenlosen, halbwellenbetriebenen Dreiphasen-Motors die vorbestimmte Zeitdauer länger als eine Zeitkonstante von jeder der Phasenständerwicklungen und kürzer als die Reaktionszeit des Läufers.

Es ist dementsprechend möglich, eine Bewegung des Läufers zu verhindern und die Stoppposition des Läufers genauer festzustellen.

Weiterhin umfasst gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ein Verfahren zum Ansteuern eines bürstenlosen, halbwellenbetriebenen Dreiphasen-Motors mit einem Läufer und drei Phasenständerwicklungen mit jeweils einem Anschluss, der mit einem Stromversorgungs- Spannungsanschluss verbunden ist, wobei der zu jeder der Phasenständerwicklungen zugeführte Strom geändert wird, folgende Schritte: Zuführen des Stroms zu zwei der drei Phasenständerwicklungen für eine vorbestimmte Zeitdauer, innerhalb welcher der Läufer nicht reagiert; Vergleichen der Breiten der Rückschlagspannungen, die in den zwei Phasenständerwicklungen in Bezug aufeinander erzeugt werden;
Bestimmen von einer der drei Phasenständerwicklungen als erste stromführende Phasenständerwicklung, wenn bestimmt wird, dass der Läufer innerhalb des Bereichs eines elektrischen Winkels stoppt, in dem die eine Phasenständerwicklung eine negative Drehmoment konstante (oder eine positive Drehmomentkonstante) auf der Basis der Stoppposition des Läufers aufweist; und
Bestimmen von zwei der drei Phasenständerwicklungen als erste stromführende Phasenständerwicklungen, so dass eine erste stromführende Zeit von einer der zwei Phasenständerwicklungen kürzer als eine zweite stromführende Zeit der anderen Phasenständerwicklung ist, wenn bestimmt wird, dass der Läufer innerhalb des Bereichs eines elektrischen Winkels stoppt, in dem die zwei Phasenständerwicklungen negative Drehmomentkonstanten (oder positive Drehmomentkonstanten) auf der Basis der Stoppposition des Läufers aufweisen.

Mit dem Verfahren gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung kann das größte Drehmoment erzeugt werden und kann der bürstenlose, halbwellenbetriebene Dreiphasen-Motor auch dann gesteuert werden, wenn der Läufer innerhalb des Bereichs eines der elektrischen Winkel stoppt.

Vorzugsweise entspricht in dem Verfahren gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung die erste stromführende Zeitdauer, die kürzer als die zweite stromführende Zeitdauer ist, einem Viertel oder der Hälfte der Zeitdauer, die der Läufer benötigt, um gleichmäßig mit dem elektrischen Winkel von 60 Grad zu drehen.

Es kann dementsprechend verhindert werden, dass das in einer anderen Ständerwicklung, zu der Strom zugeführt wird, erzeugte Drehmoment verhindert, dass das in der gewünschten Ständerwicklung, zu der Strom geführt wird, erzeugte Drehmoment den bürstenlosen, halbwellenbetriebenen Dreiphasen- Motor antreibt.

Die vorliegende Erfindung wird durch die folgende ausführliche Beschreibung mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen erläutert, die lediglich beispielhaft sind und keineswegs den in den Ansprüchen definierten Erfindungsumfang einschränken.

Fig. 1 ist eine schematische Ansicht eines beispielhaften Aufbaus eines bürstenlosen, halbwellenbetriebenen Dreiphasen- Zwölfpol-Motors,

Fig. 2 ist ein Blockdiagramm, das einen beispielhaften Aufbau einer Vorrichtung zum Steuern eines bürstenlosen, halbwellenbetriebenen Dreiphasen-Motors gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt,

Fig. 3A, 3B, 3C, 3D, 3E und 3F sind schematische Ansichten, die ein Prinzip zum Feststellen einer Stoppposition eines Läufers des bürstenlosen, halbwellenbetriebenen Dreiphasen-Motors gemäß der vorliegenden Erfindung zeigen,

Fig. 4A, 4B und 4C sind Wellenformdiagramme, die eine Beziehung zwischen der Stoppposition des Läufers und einer Rückschlag-Zeitdifferenz zwischen einer der drei Phasen und einer anderen der drei Phasen des bürstenlosen, halbwellenbetriebenen Dreiphasen-Motors zeigen,

Fig. 5A, 5B, 5C, 5D und 5E sind Wellenformdiagramme, die eine Beziehung zwischen der Stoppposition des Läufers und der Rückschlag-Zeitdifferenz zwischen jeweils zwei der drei Phasen des bürstenlosen, halbwellenbetriebenen Dreiphasen-Motors zeigen,

Fig. 6A, 6B, 6C, 6D, 6E, 6F und 6G sind Zeitdiagramme für die Feststellung der Stoppposition des Läufers des bürstenlosen, halbwellenbetriebenen Dreiphasen-Motors,

Fig. 7A und 7B sind Flussdiagramme, die eine Steuerungsverarbeitung des bürstenlosen, halbwellenbetriebenen Dreiphasen-Motors zeigen, für den die vorliegende Erfindung während des Betriebs des Motors angewendet wird, und

Fig. 8 ist ein Blockdiagramm, das einen spezifischen Aufbau eines Rückschlag-Detektors 12 und eines Rückwärts- Elektromagnetkraft-Detektors 13 zeigt.

Im Folgenden wird eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung mit Bezug auf die Zeichnungen erläutert.

Fig. 2 ist ein Blockdiagramm, das einen beispielhaften Aufbau einer Schaltung zum Steuern eines bürstenlosen, halbwellenbetriebenen Dreiphasen-Motors gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt.

Die Bezugszeichen "u", "V" und "W" geben Ständerwicklungen an, die auf einen Ständerkern gewickelt sind, "Q1", "Q2" und "Q3" geben Ausgangstransistoren für das Zuführen eines Antriebstroms zu den Ständerwicklungen U, V, W an und "ZD1", "ZD2" und "ZD3" geben Zener-Dioden für das Blockieren von Ausgangsspannungen an. Weiterhin ist in der Schaltung zum Steuern des bürstenlosen, halbwellenbetriebenen Dreiphasen- Motors eine zentrale Abzweigung, mit der ein Anschluss jeder der Ständerwicklungen U, V und W verbunden ist, mit einem Spannungsanschluss Vcc einer Stromversorgung verbunden.

In Fig. 2 gibt das Bezugszeichen "11" einen Takterzeuger zum Erzeugen eines erforderlichen Taktsignals für die Steuerung durch die Schaltung an, gibt "12" einen Rückschlag- Detektor zum Feststellen einer Rückschlagspannung an, die erzeugt wird, wenn die Ständerwicklungen U, V und W ausgeschaltet werden, um eine Stoppposition einer Läufermagneten zu bestimmen, gibt "13" eine Rückwärts- Elektromagnetkraft-Detektor (Rückwärts-EMF-Detektor) zur Feststellung der Position des sich drehenden Läufermagneten auf der Basis eines Nullkreuzungspunktes einer Rückwärts- Elektromagnetkraft der Ständerwicklung an, und gibt "14" eine Steuerlogik für das Beobachten und Steuern der gesamter Schaltung an.

Um beispielsweise einen Anstieg einer ungewöhnlichen Temperatur eines Chips festzustellen, wenn die in Fig. 1 gezeigte Schaltung als eine monolithische integrierte Schaltung vorgesehen wird, kann bei Bedarf auch ein Temperatur-Detektor zusätzlich zu den oben beschriebenen Schaltungen vorgesehen werden.

Im Folgenden wird die Bewegung des bürstenlosen, halbwellenbetriebenen Dreiphasen-Motors, der durch die Schaltung mit dem oben beschriebenen Aufbau gemäß der Ausführungsform erläutert angesteuert wird.

Zuerst werden die Ausgangstransistoren Q2 und Q3 gleichzeitig für eine kurze Zeitdauer eingeschaltet. Deshalb wird die Stoppposition des Läufers auf der Basis der Rückschlagzeit nach dem Ausschalten der Transistoren Q2 und Q3 bestimmt. Dabei wird die Zeit bestimmt, innerhalb der die bei eingeschalteten Transistoren Q2 und Q3 in den Ständerwicklungen V und W gespeicherte Energie zurück zu einer Stromversorgung fließt.

Wenn also in der in Fig. 2 gezeigten Schaltung die Ausgangstransistoren Q2 und Q3 gleichzeitig eingeschaltet werden, wird der Strom zu der V-Phase-Ständerwicklung und der W-Phase-Ständerwicklung von der Stromversorgung zugeführt. Wenn die Ausgangstransistoren Q2 und Q3 gleichzeitig in dem oben beschriebenen Zustand ausgeschaltet werden, fließt der Strom weiterhin zu jeder Ständerwicklung.

Dementsprechend steigen die V-Phase-Ausgangsspannung und die W-Phase-Ausgangsspannung, die beinahe bei Erdungspotential waren, gleichzeitig zu der Zener-Spannung. Dieser Zustand wird gehalten, bis die gesamte in den Ständerwicklungen gespeicherte Energie verbraucht ist. Wenn dabei die Gleichstromwiderstände zwischen den Ständerwicklungen nicht beinahe ungleich sind, werden die Rückschlagzeiten der V- Phase-Ständerwicklung und der W-Phase-Ständerwicklung in Übereinstimmung mit deren Induktivitäten bestimmt. Je größer die Induktivität ist, desto länger ist die Rückschlagzeit.

Dann werden die Ausgangstransistoren Q3 und Q1 gleichzeitig für eine kurze Zeitdauer eingeschaltet. Nachdem die Ausgangstransistoren Q3 und Q1 ausgeschaltet wurden, werden die Rückschlagzeiten der W-Phase-Ständerwicklung und der U-Phase-Ständerwicklung miteinander verglichen. Weiterhin werden danach die Ausgangstransistoren Q1 und Q2 gleichzeitig für nur eine kurze Zeitdauer eingeschaltet. Nachdem die Ausgangstransistoren Q1 und Q2 ausgeschaltet wurden, werden die Rückschlagzeiten der U-Phase-Ständerwicklung und der V- Phase-Ständerwicklung miteinander verglichen. Es ist deshalb möglich, die Stoppposition des Läufers für jeden elektrischen Winkel von ungefähr 60 Grad zu bestimmen, indem die Rückschlagzeiten drei Mal verglichen werden.

Wenn die Stoppposition des Läufers in Übereinstimmung mit dem oben beschriebenen Verfahren bestimmt werden kann, wird der Strom zu der Phasenständerwicklung zugeführt, die sich in der vorbestimmten Drehrichtung befindet. Gleichzeitig, beobachtet der Rückwärts-EMF-Detektor 13 die rückwärts gerichtete elektromagnetische Kraft, die in der nicht stromführenden Phase erzeugt wird. Wenn der Rückwärts-EMF- Detektor 13 einen Nulldurchgang der rückwärts gerichteten elektromagnetischen Kraft in der vorbestimmten Drehrichtung feststellt, wird die stromführende Phase geändert. Gleichzeitig gibt die Steuerlogik 14 ein Maskensignal an den Rückwärts-EMF-Detektor 13 aus, um zu verhindern, dass der Rückwärts-EMF-Detektor 13 versehentlich die Rückschlagspannung feststellt.

Weil wie oben beschrieben die stromführende Phase auch dann geändert wird, wenn der Rückwärts-EMF-Detektor 13 den Nulldurchgang feststellt, kann der Läufer in Drehung gehalten werden.

Im Folgenden wird das Prinzip der Feststellung der Stoppposition des Läufers für den Fall, dass die vorliegende Erfindung auf die Steuerschaltung zum Steuern des bürstenlosen Dreiphasen-Zwölfpol-Motors angewendet wird, mit bezug auf Fig. 3A bis 3F erläutert.

Fig. 3A bis 3F sind schematische Ansichten des bürstenlosen Dreiphasen-Zwölfpol-Motors. In Fig. 3A bis 3F gibt das Bezugszeichen "1" den Läufermagneten an, und geben "2a" bis "2i" die Magnetpole des Ständers an.

Zuerst wird der Zustand betrachtet, in dem die Ausgangstransistoren Q2 und Q3 in der in Fig. 2 gezeigten Schaltung eingeschaltet werden. In diesem Zustand werden die V-Phase-Ständermagnetpole 2b, 2e und 2h und die W-Phase- Ständermagnetpole 2c, 2f und 2i auf jeweils dieselben Polaritäten magnetisiert. Wenn beispielsweise Strom in jedem Magnetpol in der durch den Pfeil von Fig. 3A angegebenen Richtung fließt, werden die V-Phase-Ständermagnetpole 2b, 2e und 2h und die W-Phase-Ständermagnetpole 2c, 2f und 2i zu dem S-Pol magnetisiert.

Fig. 3A zeigt den Zustand, in dem der S-Pol des Läufermagnets direkt vor jedem der U-Phase-Ständermagnetpole 2a, 2d und 2g ist, d. h. den Zustand, in dem der elektrische Winkel gleich 0 Grad ist. Weiterhin zeigen Fig. 3B, 3C, 3D, 3E und 3F die Zustände, in denen die Position des Läufermagnets für jeweils 60 Grad in der Richtung gegen den Uhrzeigersinn gedreht wird.

Wie in Fig. 3A bis 3F gezeigt, wird die Polarität der Ständermagnetpols auch dann nicht geändert, wenn die Position des Läufers geändert wird und die Stromführung der Ständerwicklung nicht geändert wird.

Wenn der Läufer und der Ständer die in Fig. 3A gezeigte Positionsbeziehung aufweisen, d. h. wenn der S-Pol des Läufermagnets direkt vor jedem der U-Phase-Ständermagnetpole ist und der elektrische Winkel gleich 0 Grad ist, gehen ungefähr 2/3 des vom N-Pol des Läufers erzeugten Magnetflusses und ungefähr 1/3 des vom S-Pol des Läufers erzeugten Magnetflusses durch jeden der V-Phase-Ständermagnetpole und der W-Phase-Ständermagnetpole. Deshalb tritt keine Differenz zwischen der Induktivität der V-Phase-Ständerwicklung und der Induktivität der W-Phase-Ständerwicklung auf. Wenn dementsprechend die Ausgangstransistoren Q2 und Q3 gleichzeitig ausgeschaltet werden, tritt nur die Differenz zwischen der Rückschlagzeit der V-Phase-Ständerwicklung und der Rückschlagzeit der W-Phase-Ständerwicklung innerhalb der Grenzen der ursprünglichen Ungleichheit der Induktivitäten und der Gleichstromwiderstände der zwei Ständerwicklungen auf. Gewöhnlich liegt die Differenz zwischen den Rückschlagzeiten innerhalb von zwei Prozent.

Wenn der Läufer und der Ständer die in Fig. 3D gezeigte Positionsbeziehung aufweisen, d. h. wenn der N-Pol des Läufermagneten direkt vor jedem der U-Phase-Ständermagnetpole ist und der elektrische Winkel gleich 180 Grad ist, gehen im Gegensatz zu dem Fall von Fig. 3A ungefähr 2/3 des vom S-Pol des Läufers erzeugten Magnetflusses und ungefähr 1/3 des vom N-Pol des Läufers erzeugten Magnetflusses durch jeden der V- Phase-Ständermagnetpole und der W-Phase-Ständermagnetpole. Dementsprechend tritt keine Differenz zwischen der Rückschlagzeit der V-Phase-Ständerwicklung und der Rückschlagzeit der W-Phase-Ständerwicklung auf.

Wenn der Läufer und der Ständer die in Fig. 3B gezeigte Positionsbeziehung aufweisen, d. h. wenn der elektrische Winkel gleich 60 Grad ist, ist der N-Pol des Läufermagneten direkt vor jedem der W-Phase-Ständermagnetpole und befinden sich ungefähr 2/3 des S-Pols des Läufermagneten und ungefähr 1/3 des N-Pols des Läufermagneten vor jedem der V-Phase- Ständermagnetpole.

Weil dabei in jedem der W-Phase-Ständermagnetpole der von der W-Phase-Ständerwicklung erzeugte Magnetfluss und von dem Läufer erzeugte Magnetfluss übereinander gelagert sind, wird der W-Phase-Ständermagnetpol magnetisch gesättigt. Dementsprechend nimmt die Induktivität der W-Phase- Ständerwicklung ab.

Weil andererseits in jedem der V-Phase-Ständermagnetpole der S-Pol des Läufers eine größere Wirkung auf die V-Phase- Ständerwicklung hat, beeinflussen der von der V-Phase- Ständerwicklung erzeugte Magnetfluss und der von dem Läufer erzeugte Magnetfluss einander in der negativen Richtung, so dass der V-Phase-Ständermagnetpol den entgegengesetzten Zustand der magnetischen Sättigung annimmt. Dementsprechend nimmt die Induktivität der V-Phase-Ständerwicklung zu.

Daraus resultiert, dass wenn die Ausgangstransistoren Q2 und Q3 ausgeschaltet werden, die Rückschlagzeit der V-Phase- Ständerwicklung länger ist als die Rückschlagzeit der W-Phase- Ständerwicklung.

Wenn der Läufer und der Ständer die in Fig. 3C gezeigte Positionsbeziehung aufweisen, d. h. wenn der elektrische Winkel 120 Grad beträgt, ist der S-Pol des Läufermagneten direkt vor jeder der V-Phase-Ständermagnetpole und sind ungefähr 2/3 des N-Pols des Läufermagneten und ungefähr 1/3 des S-Pols des Läufermagneten vor jedem der W-Phase-Ständermagnetpole.

Deshalb nimmt wie in dem Fall von Fig. 3B die Induktivität der W-Phase-Ständerwicklung ab, währen die Induktivität der V- Phase-Ständerwicklung zunimmt. Wenn also die Ausgangstransistoren Q2 und Q3 ausgeschaltet werden, ist die Rückschlagzeit der V-Phase-Ständerwicklung länger als die Rückschlagzeit der W-Phase-Ständerwicklung.

Wenn der Läufer und der Ständer die in Fig. 3E gezeigte Positionsbeziehung aufweisen, d. h. wenn der Winkel 240 Grad beträgt, ist der S-Pol des Läufermagneten direkt vor jedem der W-Phase-Ständermagnetpole und sind ungefähr 2/3 des N-Pols des Läufermagneten und ungefähr 1/3 des S-Pols des Läufermagneten vor jedem der V-Phase-Ständermagnetpole, im Gegensatz zu dem in Fig. 3B gezeigten Fall.

Weil deshalb in jedem der W-Phase-Ständermagnetpole der von der W-Phase-Ständerwicklung erzeugte Magnetfluss und der von dem Läufer erzeugte Magnetfluss einander in der negativen Richtung beeinflussen, nimmt der W-Phase-Ständermagnetpol einem der magnetischen Sättigung entgegengesetzten Zustand an. Dementsprechend nimmt die Induktivität der W-Phase- Ständerwicklung zu.

Weil andererseits in jedem der V-Phase-Ständermagnetpole der N-Pol des Läufers eine größere Wirkung auf die V-Phase- Ständerwicklung hat, überlagern der von der V-Phase- Ständerwicklung erzeugte Magnetfluss und der von dem Läufer erzeugte Magnetfluss einander, so dass der V-Phase- Ständermagnetpol magnetisch gesättigt wird. Dementsprechend nimmt die Induktivität der V-Phase-Ständerwicklung ab.

Wenn also die Ausgangswiderstände Q2 und Q3 ausgeschaltet werden, ist die Rückschlagzeit der V-Phase-Ständerwicklung kürzer als die Rückschlagzeit der W-Phase-Ständerwicklung.

Wenn der Läufer und der Ständer die in Fig. 3F gezeigte Positionsbeziehung aufweisen, d. h. wenn der elektrische Winkel 300 Grad beträgt, ist der N-Pol des Läufermagneten direkt vor jedem der V-Phase-Ständermagnetpole und sind ungefähr 2/3 des S-Pols des Läufermagneten und ungefähr 1/3 des N-Pols des Läufermagneten vor jedem der W-Phase-Ständermagnetpole, im Gegensatz zu dem in Fig. 3C gezeigten Fall.

Deshalb nimmt wie in dem in Fig. 3E gezeigten Fall die Induktivität der W-Phase-Ständerwicklung zu, während die Induktivität der V-Phase-Ständerwicklung abnimmt. Wenn also die Ausgangstransistoren Q2 und Q3 ausgeschaltet werden, ist die Rückschlagzeit der V-Phase-Ständerwicklung kürzer als die Rückschlagzeit der W-Phase-Ständerwicklung.

Fig. 4A bis 4C sind Wellenformdiagramme, die Ergebnisse einer Beobachtung zu der Rückschlagzeit-Differenz (tv-tw) zwischen der V-Phase und der W-Phase zeigen. Wenn die Ausgangstransistoren Q2 und Q3 eingeschaltet werden, fließt der Strom nur für eine kurze Zeitdauer zu der V-Phase und der W-Phase. Und die Ausgangstransistoren Q2 und Q3 werden ausgeschaltet, wenn die Stoppposition des Läufers von dem elektrischen Winkel von 0 Grad bis 360 Grad geändert wird.

Fig. 4A ist ein Wellenformdiagramm, das die Kurve einer Drehmomentkonstante zeigt, die erzeugt wird, wenn der Strom durch jede Ständerwicklung fließt. Bei dem Halbwellen- Ansteuersystem wird der Strom nur zu der Ständerwicklung zugeführt, die eine positive Drehmomentkonstante oder eine negative Drehmomentkonstante aufweist. Fig. 4B ist ein Wellenformdiagramm, das die Rückschlagzeit-Differenz zwischen der V-Phase und der W-Phase zeigt, d. h. das Ergebnis, das erhalten wird, indem die W-Phase-Rückschlagzeit oder der V- Phase-Rückschlagzeit subtrahiert wird. Fig. 4C ist ein Wellenformdiagramm, das den Wert zeigt, der erhalten wird, wenn die Rückschlagzeit-Differenz in dem binären System ausgedrückt wird, wobei "H(1)" angegeben wird, wenn die V- Phase-Rückschlagzeit länger ist als die W-Phase- Rückschlagzeit, und wobei "L(0)" angegeben wird, wenn die V- Phase-Rückschlagzeit kürzer ist als die W-Phase- Rückschlagzeit.

Der in dem binären System ausgedrückte Wert kann einfach durch beispielsweise eine D-Typ-Flipflop-Schaltung in Übereinstimmung mit einem durch den Rückschlag-Detektor 12 erzeugten Rückschlag-Impulssignal erzeugt werden.

In Fig. 4A bis 4C ist gezeigt, dass die V-Phase- Rückschlagzeit von dem elektrischen Winkel von 0 Grad bis 180 Grad länger ist als die W-Phase-Rückschlagzeit und dass die W- Phase-Rückschlagzeit von dem elektrischen Winkel von 180 Grad bis 360 Grad länger ist als die V-Phase-Rückschlagzeit. Weiterhin ist zu beachten, dass die Wellenform, welche die Rückschlagzeit-Differenz zwischen der V-Phase und der W-Phase wiedergibt, dieselbe Phase wie die Wellenform aufweist, welche die Drehmomentkonstante der U-Phase-Ständerwicklung wiedergibt.

Fig. 5A bis 5E sind Wellenformdiagramme, welche die Ergebnisse einer Beobachtung zu der Rückschlagzeit-Differenz zwischen der W-Phase und der U-Phase zeigen, die erzeugt wird, wenn gleichzeitig die Ausgangstransistoren Q3 und Q1 ein- und danach wieder ausgeschaltet werden, wobei der Strom nur für eine kurze Zeitdauer zu der W-Phase und der U-Phase fließt. Außerdem zeigen Fig. 5A bis 5E neben den in Fig. 4A bis 4C gezeigten Ergebnissen die Ergebnisse einer Beobachtung der Rückschlagzeit-Differenz zwischen der U-Phase und der V-Phase, die erzeugt werden, wenn gleichzeitig die Ausgangstransistoren Q1 und Q2 eingeschaltet und danach wieder ausgeschaltet werden.

Wenn wie in Fig. 5A bis 5E gezeigt die Ausgangstransistoren in den verschiedenen Phasenkombinationen der Ständerwicklungen drei Mal ein- und wieder ausgeschaltet werden, können drei Binärdaten zu der Stoppposition des Läufers erhalten werden. Es ist deshalb möglich, die Stoppposition des Läufers für jeden elektrischen Winkel von 60 Grad auf der Basis der erhaltenen drei Binärdaten zu bestimmen.

Fig. 6A bis 6 G sind beispielhafte Zeitdiagramme zu der Feststellung der Stoppposition des Läufers.

Fig. 6A ist ein Zeitdiagramm des Taktsignals, Fig. 6B ist ein Zeitdiagramm der U-Phase-Ausgangsspannung, Fig. 6C ist ein Zeitdiagramm der V-Phase-Ausgangsspannung, Fig. 6D ist ein Zeitdiagramm der W-Phase-Ausgangsspannung, Fig. 6E ist ein Zeitdiagramm eines festgestellten Impulses des U-Phase- Rückschlags, Fig. 6F ist ein Zeitdiagramm eines festgestellten Impulses des V-Phase-Rückschlags und Fig. 6G ist ein Zeitdiagramm eines festgestellten Impulses des W-Phase- Rückschlags.

Nachdem die Ausgangstransistoren Q2 und Q3 in Schritt T1 eingeschaltet wurden, werden sie in Schritt T2 ausgeschaltet. Weil deshalb die Rückschlag-Spannung KBv und die Rückschlag- Spannung KBw jeweils in der V-Phase-Ausgabe und der W-Phase- Ausgabe erzeugt werden, wird bestimmt, ob die Zeitdauer tv1 des festgestellten Impulses der Rückschlag-Spannung KBv oder die Zeitdauer tw1 des festgestellten Impulses der Rückschlag- Spannung Kbw länger ist.

Nachdem dann die Ausgangstransistoren Q1 und Q3 in Schritt T3 eingeschaltet wurden, werden sie in Schritt T4 ausgeschaltet. Weil deshalb die Rückschlag-Spannung KBu und die Rückschlag-Spannung KBw jeweils in der U-Phase-Ausgabe und der W-Phase-Ausgabe erzeugt werden, wird bestimmt, ob die Zeitdauer tu2 des festgestellten Impulses der Rückschlag- Spannung KBu oder die Zeitdauer tw2 des festgestellten Impulses der Rückschlag-Spannung Kbw länger ist.

Nachdem dann die Ausgangstransistoren Q1 und Q2 in Schritt T5 eingeschaltet wurden, werden sie in Schritt T6 ausgeschaltet. Weil deshalb die Rückschlag-Spannung KBu und die Rückschlag-Spannung KBv jeweils in der U-Phase-Ausgabe und der V-Phase-Ausgabe erzeugt werden, wird bestimmt, ob die Zeitdauer tu3 des festgestellten Impulses der Rückschlag- Spannung KBu oder die Zeitdauer tv3 des festgestellten Impulses der Rückschlag-Spannung Kbv länger ist.

Es ist dementsprechend möglich, die Stoppposition des Läufers für jeden elektrischen Winkel von 60 Grad auf der Basis der erhaltenen Ergebnisse zu bestimmen, indem die Zeitdauern der festgestellten Impulse drei Mal verglichen werden.

Weil in dem Steuersystem zum Feststellen der rückwärts gerichteten elektromagnetischen Kraft der Ständerwicklung, welche die stromführende Phase dreht und ändert, die Ausgangstransistoren Q1 bis Q3 ein- und ausgeschaltet werden, wird die Rückschlagspannung in jeder Phasenständerwicklung erzeugt. Wenn also der Rückwärts-Elektromagnetkraft-Detektor die oben beschriebene Rückschlag-Spannung feststellt und das Feststellungssignal zu der Steuerlogik ausgibt, ändert die Steuerlogik die stromführende Phase fälschlicherweise. Es muss deshalb verhindert werden, dass der Rückwärts- Elektromagnetkraft-Detektor die Rückschlag-Spannung feststellt. Zu diesem Zweck wird in der in Fig. 2 gezeigten Schaltung ein Maskensignal von der Steuerlogik 14 zu dem Rückwärts-EMF-Detektor 13 zugeführt.

Um die Rückschlag-Spannung festzustellen, sind drei Vergleicher in der Schaltung vorgesehen, die jeweils zwei Eingangsanschlüsse umfassen. In jedem Vergleicher wird die Spannung des Ausgangsanschlusses von einer der Phasenständerwicklungen an einem der beiden Eingangsanschlüsse eingegeben, während eine Spannung "(Vcc+Vz)/2", die ein Durchschnitt der Stromversorgungsspannung Vcc und der Zener- Spannung Vz ist, an dem anderen Eingangsanschluss als Bezugsspannung eingegeben wird. Wenn dementsprechend der Vergleicher die Spannung des Ausgangsanschlusses der Ständerwicklung mit der Bezugsspannung vergleicht, kann der Vergleicher den festgestellten Impuls an einem Ausgangsanschluss ausgeben.

Fig. 8 ist ein Blockdiagramm, das ein spezifisches Beispiel des Rückschlag-Detektors 12 und des Rückwärts-EMF- Detektors 13 darstellt.

In Fig. 8 geben die Bezugszeichen "U", "V" und "W" die Ständerwicklungen an, geben "Q1", "Q2" und "Q3" die Ausgangstransistoren an, geben "COMP1", "COMP2" und "COMP3" die Vergleicher zum Feststellen von Rückschlägen an, geben "COMP11", "COMP12" und "COMP13" Vergleicher zum Feststellen von rückwärts gerichteten elektromagnetischen Kräften an und geben "AS1", "AS2" und "AS3" maskierende Analogschalter an. Weiterhin geben die Bezugszeichen "L1", "L2" und "L3" Rückschlagfeststellungs-Ausgaben an, die aus den Vergleichern COMP1, COMP2 und COMP3 für die Feststellung von Rückschlägen ausgegeben werden, geben "A1", "A2" und "A3" festgesellte Ausgaben an, die aus den Vergleichern COMP11, COMP12 und COMP13 für die Feststellung von rückwärts gerichteten elektromagnetischen Kräften ausgegeben werden, und gibt "MSK" ein Maskensignal an, das von der Steuerlogik 14 zu den Analogschaltern AS1, AS2 und AS3 ausgegeben wird.

Die Schwellwertspannung der Vergleicher COMP1, COMP2 und COMP3, d. h. die zu den invertierenden Eingangsanschlüssen der Vergleicher COMP1, COMP2 und COMP3 zugeführte Bezugsspannung wird als eine Spannung "(Vz+Vcc)/2" bestimmt, die ein Durchschnitt der Zener-Spannung Vz und der Stromversorgungsspannung Vcc ist. Die aus den Vergleichern COMP1, COMP2 und COMP3 ausgegebenen Rückschlagfeststellungs- Ausgaben L1, L2 und L3 geben "H" (hoher Pegel) an, während die Rückschlag-Spannungen in den Ständerwicklungen U, V und W erzeugt werden. Die Schwellwertspannung der Vergleicher COMP11, COMP12 und COMP13 wird als eine Spannung "Vcc" einer zentralen Abzweigung der Dreiphasen-Ständerwicklungen bestimmt. Weiterhin weisen die Vergleicher COMP11, COMP12 und COMP13 eine Hysteresekennlinie auf, die in der Schaltung verwendet wird.

Wenn also die Analogschalter AS1, AS2 und ASB eingeschaltet werden, halten die Eingangsanschlüsse der Vergleicher COMP11, COMP12 und COMP13 für die Feststellung von rückwärts gerichteten elektromagnetischen Kräften gleiche Pegel. Während dementsprechend die Analogschalter AS1, AS2 und AS3 eingeschaltet sind, halten die festgestellten Ausgaben A1, A2 und A3 Zustände direkt vor dem Einschalten der Analogschalter AS1, AS2 und AS3.

Fig. 7A und 7B sind Flussdiagramme, die eine Verarbeitung von der Feststellung der Stoppposition des Läufers bis zum Laufen desselben (stetiger Drehung) in der Steuerschaltung zum Steuern des bürstenlosen, halbwellenbetriebenen Dreiphasen- Motors, auf den die vorliegende Erfindung angewendet ist, zeigen.

Wenn die Stromversorgung eingeschaltet ist, wird die Verarbeitung in der Schaltung in Übereinstimmung mit den Flussdiagrammen von Fig. 7A und 7B gestartet. Zuerst bestimmt die Steuerlogik 14 mehr als die zehnfache Länge des Maskensignals 1 wie bei laufendem Motor und gibt das Maskensignal 1 zu dem Rückwärts-EMF-Detektor 13 (Schritt S1). Dann werden die Ausgangstransistoren Q2 und Q3, nachdem sie für eine kurze Zeitdauer eingeschaltet wurden (z. B. 1,0 ms), gleichzeitig wieder ausgeschaltet (Schritt S2).

Wenn der Rückschlag-Detektor 12 die in der V-Phase und der W-Phase erzeugten Rückschlag-Spannungen feststellt und die Rückschlagfeststellungs-Impulse in Übereinstimmung mit den Rückschlagzeiten der Rückschlag-Spannungen ausgibt, bestimmt die Steuerlogik 14, ob die Breite des Rückschlagfeststellungs- Impulses der V-Phase oder die Breite des Rückschlagfeststellungs-Impulses der W-Phase größer ist (Schritt S5).

Wenn die Steuerlogik 14 bestimmt, dass die Breite des Rückschlagfestgestellungs-Impulses der V-Phase größer ist als diejenige der W-Phase, d. h. wenn "tvl < tw1" (Schritt S5; JA), dann wird die vorbestimmte Variable X mit "4" bestimmt. Wenn dagegen die Steuerlogik 14 bestimmt, dass die Breite des Rückschlagfeststellungs-Impulses der V-Phase nicht größer als diejenige der W-Phase ist, d. h. wenn "tv1 < tw1" (Schritt S5; NEIN), dann wird die vorbestimmte Variable X mit "0" bestimmt. Danach wird der Wert der Variable X vorübergehend in einem Widerstand gespeichert.

Um zu bestimmen, welche Breite der Rückschlagfeststellungs-Impulse der zwei Phasen größer ist als die andere, kann ein D-Typ-Flipflop in der Schaltung verwendet werden. Insbesondere wird einer der zwei Rückschlagfeststellungs-Impulse in einen Dateneingangsanschluss des D-Typ-Flipflops eingegeben, während ein anderer in einen Taktanschluss des D-Typ-Flipflops eingegeben wird. Wenn danach dann die Ausgangstransistoren Q2 und Q3 ausgeschaltet werden, speichert der D-Typ-Flipflop die Rückschlagfeststellungs-Impulse auf der Seite des Dateneingangsanschlusses zu der Abfallzeit des Rückschlagfeststellungs-Impulses auf der Seite des Taktanschlusses zwischen.

Wenn beispielsweise der D-Typ-Flipflop den Rückschlagfeststellungs-Impuls der V-Phase zur Abfallzeit des Rückschlagfeststellungs-Impulses der W-Phase zwischenspeichert und die Ausgabe des Flipflops nach dem Speichern einen niedrigen Pegel aufweist, bedeutet dies, dass der Rückschlagfeststellungs-Impuls der V-Phase bereits zu dem niedrigen Pegel zu der Abfallzeit des Rückschlagfeststellungs- Impulses der W-Phase gefallen ist. Dementsprechend ist der Rückschlagfeststellungs-Impuls der W-Phase größer als der Rückschlagfeststellungs-Impuls der V-Phase.

Wenn die Ausgabe des D-Typ-Flipflops dagegen einen hohen Pegel aufweist, bedeutet dies, dass der Rückschlagfeststellungs-Impuls der V-Phase noch zur Abfallzeit des Rückschlagfeststellungs-Tmpulses der W-Phase einen hohen Pegel aufwies. Dementsprechend ist der Rückschlagfeststellungs-Impuls der W-Phase kleiner als der Rückschlagfeststellungs-Impuls der V-Phase.

Nachdem die Ausgangstransistoren Q3 und Q1 in Schritt S2 für eine vorbestimmte Zeitdauer (zum Beispiel 1,0 ms) eingeschaltet wurden, werden sie in Schritt S3 gleichzeitig ausgeschaltet. Dann bestimmt die Steuerlogik 14, ob die Breite des Rückschlagfeststellungs-Impulses der W-Phase oder die Breite des Rückschlagfeststellungs-Impulses der U-Phase größer ist (Schritt S6).

Wenn die Steuerlogik 14 bestimmt, dass die Breite des Rückschlagfeststellungs-Impulses der W-Phase größer ist als diejenige der U-Phase, d. h. wenn "tw2 < tu2" (Schritt S6; JA), wird die vorbestimmte Variable Y mit "2" bestimmt. Wenn dagegen die Steuerlogik 14 bestimmt, dass die Breite des Rückschlagfeststellungs-Impulses der W-Phase nicht größer ist als diejenige der U-Phase, d. h. wenn "tw2 < tu2" (Schritt S6; NEIN), wird die vorbestimmte Variable Y mit "0" bestimmt. Danach wird der Wert der Variable Y vorübergehend im dem Widerstand gespeichert.

Nachdem die Ausgangstransistoren Q1 und Q2 in Schritt S3 für eine vorbestimmte Zeitdauer (zum Beispiel 1,0 ms) eingeschaltet wurden, werden sie in Schritt S4 gleichzeitig ausgeschaltet. Dann bestimmt die Steuerlogik 14, ob die Breite des Rückschlagfeststellungs-Impulses der U-Phase oder die Breite des Rückschlagfeststellungs-Impulses der V-Phase größer ist (Schritt S7).

Wenn die Steuerlogik 14 bestimmt, dass die Breite des Rückschlagfeststellungs-Impulses der U-Phase größer ist als diejenige der V-Phase, d. h. wenn "tu3 < tv3" (Schritt S; JA), wird die vorbestimmte Variable Z mit "1" bestimmt. Wenn dagegen die Steuerlogik 14 bestimmt, dass die Breite des Rückschlagfeststellungs-Impulses der U-Phase nicht größer ist als diejenige der V-Phase, d. h. wenn "tu3 < tv3" (Schritt S7; NEIN), wird die vorbestimmte Variable Z mit "0" bestimmt. Danach wird der Wert der Variable Z vorübergehend im dem Widerstand gespeichert.

Wenn die Steuerlogik 14 dann die in dem Widerstand gespeicherten Variablen X, Y und Z addiert, um A (A = X+Y+Z) zu erhalten, bestimmt die Steuerlogik 14 die Stoppposition des Läufers auf der Basis von "A", wobei sie die stromführende Phase für die erste Zuführung von Strom zu der Phasenständerwicklung bestimmt, die das größte Drehmoment an der Stoppposition erzeugen kann (Schritt S8).

Wenn beispielsweise der Rückschlagfeststellungs-Impuls der V-Phase länger ist als derjenige der W-Phase (X = 4), der Rückschlagfeststellungs-Impuls der W-Phase länger ist als derjenige der U-Phase (Y = 2) und der Rückschlagfeststellungs- Impuls der V-Phase länger ist als derjenige der U-Phase (Z = 0), bestimmt die Steuerlogik 14 die stromführende Phase auf der Basis von A (= X+Y+Z = 6) derart, dass der Strom zuerst zu der W-Phase-Ständerwicklung zugeführt wird. Wenn die Verarbeitung danach dem Pfeil "a" folgend von Schritt S8 in Fig. 7A zu Schritt S31 in Fig. 7B fortschreitet, wird der Strom zu der W-Phase-Ständerwicklung (Schritt S31) zugeführt. Das heißt, der in Fig. 2 gezeigte Ausgangstransistor Q3 wird eingeschaltet.

Danach beobachtet der Rückwärts-EMF-Detektor 13 die in der U-Phase-Ständerwicklung erzeugte rückwärts gerichtete elektromagnetische Kraft Ubemf, die keine stromführende Phase ist (Schritt S32). Wenn der Rückwärts-EMF-Detektor 13 feststellt, dass die rückwärts gerichtete elektromagnetische Kraft Ubemf der U-Phase den Nullpunkt aus der positiven Richtung durchschreitet (Schritt S32; JA), bestimmt die Steuerlogik 14 das Maskensignal 2, das ungefähr zwei Mal so lang wie die Rückschlagzeit bei laufendem Läufer ist, und führt das Maskensignal 2 zu dem Rückwärts-EMF-Detektor 13 (Schritt S33). Gleichzeitig wird der Ausgangstransistor Q3 ausgeschaltet und wird der Ausgangstransistor Q1 eingeschaltet. Dadurch wird der Strom zu der U-Phase- Ständerwicklung zugeführt (Schritt S11).

Danach beobachtet der Rückwärts-EMF-Detektor 13 die in der V-Phase-Ständerwicklung erzeugte rückwärts gerichtete elektromagnetische Kraft Vbemf, die nun keine stromführende Phase ist (Schritt S12). Wenn der Rückwärts-EMF-Detektor 13 feststellt, dass die rückwärts gerichtete elektromagnetische Kraft Vbemfder V-Phase den Nullpunkt aus der positiven Richtung durchschreitet (Schritt S12; JA), bestimmt die Steuerlogik 14 wiederum das Maskensignal 2 und führt das Maskensignal 2 zu dem Rückwärts-EMF-Detektor 13 (Schritt S13). Gleichzeitig wird der Ausgangstransistor Q1 ausgeschaltet und wird der Ausgangstransistor Q2 eingeschaltet. Dadurch wird der Strom zu der V-Phase-Ständerwicklung zugeführt (Schritt S21).

Wie oben beschrieben wird die Phase jedes Mal gewechselt, wenn der Rückwärts-EMF-Detektor 13 feststellt, dass die rückwärts gerichtete elektromagnetische Kraft der nicht stromführenden Phase den Nullpunkt durchschreitet. Dadurch kann der Läufer in Drehung gehalten werden.

Wenn in Schritt S8 "A" gleich "5" ist, schreitet die Verarbeitung dem Pfeil "b" folgend zu Schritt S21 von Fig. 7B fort, um die Zuführung von Strom zu der V-Phase- Ständerwicklung zu beginnen. Wenn weiterhin "A" gleich "3" ist, schreitet die Verarbeitung dem Pfeil "d" folgend zu Schritt S11 von Fig. 7B fort, um die Zuführung von Strom zu der U-Phase-Ständerwicklung zu beginnen.

Weil dementsprechend der Strom zuerst zu der Phase zugeführt wird, die das größte Drehmoment erzeugen kann, kann der Läufer schnell angetrieben und gedreht werden.

Wenn in Schritt S8 "A" gleich "4" ist, wird ebenso wie bei "A" gleich "6" die Stromführung von der W-Phase-- Ständerwicklung begonnen. Um jedoch das Antriebsdrehmoment zu erhöhen, schreitet die Verarbeitung dem Pfeil "c" folgend zu Schritt S30 in Fig. 7B fort. Deshalb wird der Ausgangstransistor Q3 und gleichzeitig auch der Ausgangstransistor Q2 für eine vorbestimmte Zeitdauer wie etwa 16 ms eingeschaltet. Danach schreitet die Verarbeitung zu Schritt S32 fort.

Die vorbestimmte Zeitdauer wird in Übereinstimmung mit dem charakteristischen Antriebsdrehmoment und der charakteristischen Trägheit des Motors bestimmt.

Während beispielsweise in dem in Fig. 5 gezeigten Zyklus der Läufer gewöhnlich gedreht wird, wird der Strom zu der W- Phase-Ständerwicklung zugeführt. Wenn der Läufer gedreht wird und sich in einer Position befindet, die der zweiten Hälfte der Zyklus T2 entspricht, besteht kein Problem, den Strom nur zu der W-Phase-Ständerwicklung zuzuführen, weil die Drehmomentkonstante der W-Phase-Ständerwicklung im wesentlichen nicht gleich "0" ist. Wenn sich der Läufer jedoch in einer Position befindet, die der ersten Hälfte des Zyklus T2 entspricht, kann auch dann kein ausreichendes Drehmoment durch die W-Phase-Ständerwicklung erzeugt werden, wenn der Strom zu der W-Phase-Ständerwicklung zugeführt wird, weil die Drehmomentkonstante der W-Phase-Ständerwicklung im wesentlichen "0" ist.

Wenn sich also der Läufer in einer Position befindet, in der kein ausreichendes Drehmoment erzeugt werden kann, wird gemäß der Ausführungsform der Ausgangstransistor Q2 für eine vorbestimmte Zeitdauer gleichzeitig mit dem Ausgangstransistor Q3 eingeschaltet. Dementsprechend wird der Strom nicht nur zu der W-Phase-Ständerwicklung, sondern auch zu der V-Phase- Ständerwicklung zugeführt. Weil also ein größeres Drehmoment erzeugt wird als in dem Fall, in dem der Strom nur zu der W- Phase-Ständerwicklung zugeführt wird, kann der Läufer schnell angetrieben und gedreht werden.

Wenn in Schritt S8 "A" gleich "2" ist, wird die Stromführung ebenso wie bei "A" gleich "3" von der U-Phase- Ständerwicklung begonnen. Um jedoch das Antriebsdrehmoment zu erhöhen, schreitet die Verarbeitung dem Pfeil "e" folgend zu Schritt S10 in Fig. 7B fort. Deshalb wird der Ausgangstransistor Q1 und gleichzeitig auch der Ausgangstransistor Q3 für eine vorbestimmte Zeitdauer wie etwa 16 ms eingeschaltet. Danach schreitet die Verarbeitung zu Schritt S12 fort.

Wenn "A" gleich "1" ist, wird die Stromführung ebenso wie bei "A" gleich "5" von der V-Phase-Ständerwicklung begonnen.

Um jedoch das Antriebsdrehmoment zu erhöhen, schreitet die Verarbeitung dem Pfeil "f" folgend zu Schritt S20 in Fig. 7B fort. Deshalb wird der Ausgangstransistor Q2 und gleichzeitig auch der Ausgangstransistor Q1 für eine vorbestimmte Zeitdauer wie etwa 16 ms eingeschaltet. Danach schreitet die Verarbeitung zu Schritt S22 fort.

Weil dementsprechend der größte Strom an jeder Position erzeugt wird, kann der Läufer schnell angetrieben und gedreht werden.

Wenn "X = 0", "Y = 0" und "Z = 0", d. h. wenn "tvl < tw1", "tw2 < tu2" und "tu3 < tv3", ist in Schritt S8 "A" gleich "0". Wenn weiterhin "X = 4", "Y = 2" und "Z = 1", d. h. wenn "tv1 < tw1", "tw2 < tu2" und "tu3 < tv3", dann ist in Schritt S8 "A" gleich "7". Wenn jedoch die Rückschlag-Spannung korrekt festgestellt wird, treten die oben genannten Fällte nicht auf. Wenn also gemäß der vorliegenden Ausführungsform in Schritt S8 "A" gleich "0" oder "7" ist und bestimmt wird, dass die Stoppposition des Läufers nicht korrekt festgestellt wird, schreitet die Verarbeitung der Feststellung der Stoppposition des Läufers zu Schritt S1 fort und wird neu gestartet. Weil die zum Neustarten der Verarbeitung erforderliche Zeitdauer innerhalb von 10 ms liegt, können die Auswirkungen auf die Ansteuerzeit vernachlässigt werden.

Der Betrieb und die Bestimmung in Schritt S8 können durch die Steuerlogik 14 als eine Software in Übereinstimmung mit einem Programm oder durch einen je nach den Ausgaben verzweigenden Decodierer durchgeführt werden.

Die vorliegende Erfindung wurde mit Bezug auf die oben beschriebene Ausführungsform erläutert, wobei jedoch deutlich sein sollte, dass die vorliegende Erfindung nicht auf diese Ausführungsform beschränkt ist und dass verschiedene Änderungen und Modifikationen vorgenommen werden könne, ohne dass dadurch der Erfindungsumfang verlassen wird.

Gemäß der vorliegenden Erfindung werden die folgenden Vorteile vorgesehen.

Die Schaltung der vorliegenden Erfindung stellt die Stoppposition des Läufers auf der Basis der Rückschlag- Spannung fest. Weil deshalb wie in Fig. 6A bis 6G gezeigt die Rückschlag-Spannung ausreichend groß ist, d. h. im wesentlichen der Stromversorgungsspannung entspricht, wird die Rückschlagspannung nicht einfach durch Rauschen usw. beeinflusst. Dementsprechend ist die Wahrscheinlichkeit gering, dass die Stoppposition falsch festgestellt wird. Weil weiterhin die Rückschlagzeiten der zwei Phasen, die gleichzeitig ein- und danach ausgeschaltet wurden, miteinander verglichen werden, kann die genaue Stoppposition des Läufers in Bezug auf den Ständer mittels eines einfachen Aufbaus festgestellt werden, wobei keine Schaltungen wie etwa ein Zähler, ein AD-Wandler usw. erforderlich sind. Weil weiterhin die Position des Läufers in Bezug auf den Ständer genau bestimmt werden kann, ohne dass ein Hall-Element verwendet wird, und weiterhin die Wicklung bestimmt werden kann, von der die Stromführung begonnen werden soll, kann ein bürstenloser, halbwellenbetrieber Dreiphasen-Motor realisiert werden, der korrekt in einer gewünschten Richtung gedreht werden kann, ohne dass eine Rückwärtsbewegung beim Starten der Drehung verursacht wird.

Die gesamte japanische Patentanmeldung Nr. Tokugan 2001- 148615 vom 18. Mai 2001 einschließlich von Beschreibung, Ansprüchen, Zeichnungen und Zusammenfassung ist hier unter Bezugnahme eingeschlossen.

Beschriftungen zu Fig. 1

12

Rückschlag-Detektor

13

Rückwärts-EMF-Detektor

14

Steuerlogik

11

Takterzeuger

Beschriftungen zu Fig. 4A

Drehmomentkonstante

Beschriftungen zu Fig. 4C

Vorzeichen von tv-tw

Beschriftungen zu Fig. 5A

Drehmomentkonstante

Beschriftungen zu Fig. 5C bis 5E

Vorzeichen von

Beschriftungen zu Fig. 6A

Takt

Beschriftungen zu Fig. 6E bis 6G

Festgestellter Impuls von Schritt T1

Beschriftungen zu Fig. 7A

Stromversorgung ein
Neustart
S1: Maske 1
S2: Q2, Q3 ein
(1,0 ms)
S3: Q1,Q3 ein
(1,0 ms)
S4: Q1,Q2 ein
(1,0 ms)
S5-S7: NEIN JA

Beschriftungen zu Fig. 7B

Läuft
S10: Q1 ein
Q3 ein (16 ms)
S11: Q1 ein
S13: Ja
Maske 2
S20: Q2 ein
Q1 ein (16 ms)
S21: Q2 ein
S23: Ja
Maske 2
S30: Q3 ein
Q2 ein (16 ms)
S31: Q3 ein
S33: Ja
Maske 2

Beschriftungen zu Fig. 8

14

Steuerlogik

Claims

1. Vorrichtung zum Ansteuern eines bürstenlosen, halbwellenbetriebenen Dreiphasen-Motors mit einem Läufer und drei Phasenständerwicklungen mit jeweils einem Anschluss, der mit einem Stromversorgungsanschluss verbunden ist, wobei der zu jeder der Phasenständerwicklungen zugeführte Strom geändert wird, wobei die Vorrichtung umfasst:
eine Ausgangsschaltung zum wahlweisen Zuführen des Stroms zu jeder der Phasenständerwicklungen,
einen Rückwärts-Elektromagnetkraft-Detektor (13) zum Feststellen einer rückwärts gerichteten elektromagnetischen Kraft, die in einer der Phasenständerwicklungen erzeugt wird, zu welcher der Strom nicht zugeführt wird, und zum Ausgeben eines Feststellungssignals,
eine Steuerlogik (14) zum Steuern der Ausgangsschaltung auf der Basis des Feststellungssignals, das aus dem Rückwärts- Elektromagnetkraft-Detektor (13) ausgegeben wird,
und einen Stopppositions-Detektor zum Vergleichen der Breiten der Rückschlagspannungen, die in den Phasenständerwicklungen zueinander erzeugt werden, nachdem der Strom zu jeder der Phasenständerwicklungen für eine vorbestimmte Zeitdauer zugeführt wurde, während welcher der Läufer nicht reagiert und inaktiv ist, sowie zum Feststellen einer Stoppposition des Läufers,
wobei die Steuerlogik (14) die Ausgangsschaltung derart steuert, dass sie den Strom auf der Basis der durch den Stopppositions-Detektor festgestellten Stoppposition zu einer der Phasenständerwicklungen zuführt, um den bürstenlosen, halbwellenbetriebenen Dreiphasen-Motor anzusteuern.

2. Vorrichtung zum Ansteuern des bürstenlosen, halbwellenbetriebenen Dreiphasen-Motors nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass
die Steuerlogik (14) die Ausgangsschaltung derart steuert, dass der Strom für eine vorbestimmte Zeitdauer zu zwei der drei Phasenständerwicklungen gleichzeitig zugeführt wird, und
der Stopppositions-Detektor die Stoppposition des Läufers auf der Basis einer Zeitdifferenz der Rückschlagspannungen bestimmt, die in den zwei Phasenständerwicklungen, zu denen der Strom zugeführt wird, nach dem Abschalten des Stroms erzeugt werden.

3. Vorrichtung zum Ansteuern des bürstenlosen, halbwellenbetriebenen Dreiphasen-Motors nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Stopppositions-Detektor die Stoppposition des Läufers auf der Basis der Zeitdifferenz der Rückschlagspannungen feststellt, die bei jeder der unterschiedlichen Kombinationen von zwei Phasenständerwicklungen, zu denen Strom zugeführt wird, nach dem Abschalten des Stroms erzeugt werden.

4. Vorrichtung zum Ansteuern des bürstenlosen, halbwellenbetriebenen Dreiphasen-Motors nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass die vorbestimmte Zeitdauer länger als eine Zeitkonstante von jeder der Phasenständerwicklungen und kürzer als die Reaktionszeit des Läufers ist.

5. Vorrichtung zum Ansteuern des bürstenlosen, halbwellenbetriebenen Dreiphasen-Motors nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass
die Steuerlogik (14) die Ausgangsschaltung derart steuert, dass der Strom für eine vorbestimmte Zeitdauer, während welcher der Läufer nicht reagiert, zu zwei von drei Phasenständerwicklungen zugeführt wird,
der Stopppositions-Detektor die Breiten der in den zwei Phasenständerwicklungen erzeugten Rückschlag-Spannungen miteinander vergleicht und die Stoppposition des Läufers feststellt, und
die Steuerschaltung eine der drei Phasenständerwicklungen als erste stromführende Phasenständerwicklung bestimmt, wenn sie bestimmt, dass der Läufer innerhalb des Bereichs eines elektrischen Winkels stoppt, bei dem auf der Basis der Stoppposition des Läufers nur die eine Phasenständerwicklung eine negative oder positive Drehmomentkonstante aufweist, und weiterhin zwei der drei Phasenständerwicklungen als erste stromführende Phasenständerwicklungen bestimmt, so dass eine erste stromführende Zeitdauer von einer der zwei Phasenständerwicklungen kürzer ist als eine zweite stromführende Zeitdauer der anderen Phasenständerwicklung, wenn bestimmt wird, dass der Läufer innerhalb des Bereichs eines elektrischen Winkels stoppt, bei dem auf der Basis der Stoppposition des Läufers eine der beiden Phasenständerwicklungen eine positive oder negative Drehmomentkonstante aufweist.

6. Vorrichtung zum Ansteuern des bürstenlosen, halbwellenbetriebenen Dreiphasen-Motors nach Anspruch 5, wobei die erste stromführende Zeitdauer einem Viertel bis einer Hälfte der Zeitdauer entspricht, die der Läufer benötigt, um sich stetig mit dem elektrischen Winkel von 60 Grad zu drehen.