DE102021108698A1

DE102021108698A1 - Verfahren zum Betreiben eines Wandlermoduls, Wandlervorrichtung mit einem Wandlermodul und Kraftfahrzeug mit einer Wandlervorrichtung

Info

Publication number: DE102021108698A1
Application number: DE102021108698.1A
Authority: DE
Inventors: Martin Baumann
Original assignee: Bayerische Motoren Werke AG
Current assignee: Bayerische Motoren Werke AG
Priority date: 2021-04-08
Filing date: 2021-04-08
Publication date: 2022-10-13

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betreiben eines Wandlermoduls (K), welches für eine Energiezwischenspeicherung eine Spulenanordnung (T) und für eine gesteuerte Gleichrichtung eine Schalteranordnung (G) bereitstellt. Die Schalteranordnung (G) wird dabei nach einem vorbestimmten Schaltmuster betrieben. Gemäß einem vorbestimmten Prognosealgorithmus (F) wird für das vorbestimmte Schaltmuster ein Schaltzeitpunkt (tE) zum Durchschalten der Schalteranordnung (G) angepasst. Gemäß dem Prognosealgorithmus (F) wird dazu für eine jeweilige Halbwelle einer Spulenspannung, mit der die Spulenanordnung (T) beaufschlagt wird, ein zeitlicher Verlauf einer Kanalspannung (Vs), die an der Schalteranordnung (G) bereitstellbar ist, vorhergesagt. Die Vorhersage erfolgt, indem ein zeitlicher Verlauf eines Spulenstroms (ilk), der von der Spulenanordnung (T) abhängig von der angelegten Spulenspannung bereitgestellt wird, berechnet wird und in Abhängigkeit von dem Spulenstromverlauf (ilk) der Schaltzeitpunkt (tE) bestimmt und die Schalteranordnung (G) zum Durchschalten angesteuert wird.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betreiben eines Wandlermoduls. Die Erfindung betrifft auch eine Wandlervorrichtung mit einem entsprechenden Wandlermodul sowie ein Kraftfahrzeug mit einer solchen Wandlervorrichtung.
Mit Wandlermodul im vorliegenden Sinne ist insbesondere ein Spannungswandler zum Wandeln von elektrischer Spannung gemeint. Ein solches Wandlermodul kann zum Beispiel in einem Kraftfahrzeug eingesetzt werden, um in einem Bordnetz mit verschiedenen Bezugspotenzialen eine elektrische Energieübertragung zu ermöglichen. Es gibt zum Beispiel Kraftfahrzeuge, bei denen ein Wandlermodul eingesetzt wird, um elektrische Energie zwischen einem Hochvoltbordnetz und einem Niedervoltbordnetz zu wandeln.
Als Wandlermodul kann in einem Bordnetz zum Beispiel ein Gleichrichter oder ein Gleichspannungswandler (DC/DC-Wandler) eingesetzt werden. Dieser kann beispielsweise als ein induktiver Wandler mit einer aktiven sekundärseitigen oder ausgangsseitigen Gleichrichtung ausgebildet sein. Durch die Gleichrichtung kann von dem Wandlermodul somit an einem Anschluss eine elektrische Gleichspannung bereitgestellt werden. Um die aktive oder gesteuerte Gleichrichtung zu ermöglichen, können zum Beispiel Halbleiterschalter in einer geeigneten elektrischen Verschaltung zu einer Gleichrichterschaltung zusammengeschaltet sein. Die Halbleiterschalter können in einem Schaltbetrieb nach einem vorbestimmten Schaltmuster betrieben werden.
En sekundärseitiger Gleichrichter eines induktiven Energieübertragungssystems ist zum Beispiel aus der WO 2013/075896 A2 bekannt. Der Gleichrichter nutzt dabei eine B2-Brückenschaltung mit nur einem Schaltmittel, um eine Soll-Ausgangsspannung für ein Energieübertragungssystem einzuregeln.
Aus der DE 10 2015 107 960 A1 ist zudem ein aktiver Gleichrichter für eine Lastschaltung bekannt. Der aktive Gleichrichter wird dabei mit einer Steuerung gesteuert, um eine Impedanz am Eingang des Gleichrichters zu modifizieren.
Weiterhin ist aus der DE 11 2014 006 828 T5 ein aktiver Gleichrichter für eine elektrische Drehmaschine, insbesondere für einen Wechselstromgenerator, offenbart. Der aktive Gleichrichter nutzt Leistungs-MOSFETs (Metalloxidhalbleiterfeldeffekttransistoren), um Wechselströme in Gleichströme zum Laden von Batterien an Fahrzeugen gleichzurichten.
Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, beim Betreiben eines induktiven Wandlermoduls mit einer gesteuerten Gleichrichtung eine Verlustleistung des Wandlermoduls zu reduzieren.
Diese Aufgabe wird durch die Gegenstände der unabhängigen Patentansprüche gelöst. Weitere mögliche Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen, der Beschreibung und den Figuren offenbart.
Die Erfindung basiert auf der Erkenntnis, dass bei herkömmlichen induktiven Wandlern mit gesteuerter Gleichrichtung eine induktive Zeitverzögerung zwischen einer Spannung und einem Strom in dem Wandler für die gesteuerte Gleichrichtung nicht berücksichtigt wird. Stattdessen erfolgt die aktive oder gesteuerte Gleichrichtung bei herkömmlichen Wandlermodulen, wie eingangs beschrieben, zum Beispiel nur abhängig von einer Änderung einer Eingangsimpedanz oder einer Laständerung an dem Wandlermodul.
Diese Zeitverzögerung wird insbesondere durch die elektrischen Eigenschaften einer Spulenanordnung, die für eine Energiezwischenspeicherung in dem Wandler eingesetzt wird, hervorgerufen. Durch die Spulenanordnung wird eine gepulste Spulenspannung, also eine elektrische Wechselspannung, mit der die Spulenanordnung beaufschlagt wird, zeitverzögert zu einem Spulenstrom, der durch die Spulenanordnung fließt, an eine Gleichrichterschaltung für die gesteuerte Gleichrichtung übertragen. Wenn die Gleichrichterschaltung nach einem herkömmlichen Schaltverfahren betrieben wird, kann es dadurch passieren, dass an der Gleichrichterschaltung bereits eine elektrische Spannung anliegt, obwohl ein jeweiliger Halbleiterschalter der Gleichrichterschaltung noch nicht durchgeschaltet, also elektrisch leitfähig ist. Ein elektrischer Strom fließt dann zum Beispiel entlang einer sogenannten Bodydiode, die intrinsisch in einer Struktur von Halbleiterschaltern vorgesehen ist. Diese Bodydiode weist einen sehr viel höheren elektrischen Widerstand als ein Halbleiterschalter im durchgeschalteten Zustand auf. Die Idee ist es nun, die aufgrund der Induktivität des Wandlermoduls hervorgerufene zeitliche Verschiebung zu bestimmen und bei der gesteuerten Gleichrichtung zu berücksichtigen.
Dazu ist in der Erfindung ein Verfahren zum Betreiben eines Wandlermoduls, welches zur Wandlung für eine Energiezwischenspeicherung eine Spulenanordnung und für eine gesteuerte Gleichrichtung eine Schalteranordnung bereitstellt, vorgesehen. Das Wandlermodul ist somit als induktiver Wandler mit zumindest einer elektrischen Induktivität ausgebildet. Bei der Spulenanordnung kann es sich zum Beispiel um eine Einzelinduktivität oder um einen Transformator handeln. Dementsprechend kann das Wandlermodul beispielweise als Gleichrichter oder als Gleichspannungswandler ausgebildet sein. Bei der Schalteranordnung handelt es sich um die vorgenannte Gleichrichterschaltung. Diese kann für die gesteuerte Gleichrichtung wenigstens einen, also einen oder mehrere Halbeliterschalter in geeigneter elektrischer Verschaltung umfassen. Ein Halbleiterschalter kann zum Beispiel ein MOSFET, ein IGBT (Bipolartransistor mit isolierter Gate-Elektrode), ein Thyristor oder ein sonstiger vorbestimmter elektronischer Schalter sein.
Um die gesteuerte Gleichrichtung zu realisieren, wird die Schalteranordnung beispielsweise in einem Schaltbetrieb nach einem vorbestimmten Schaltmuster betrieben. Durch das jeweilige Schaltmuster kann ein Tastverhältnis oder einen Duty-Cycle vorgegeben sein. Das Tastverhältnis gibt für genau einem Schaltzyklus des jeweiligen Schalters ein Verhältnis einer Einschaltdauer im Vergleich zu einer Ausschaltdauer der Schalteranordnung an. Durch das Schaltmuster ist somit einen Schaltzeitpunkt zum Umschalten zwischen einem eingeschalteten und einem ausgeschalteten Zustand der Schalteranordnung angegeben. Mit dem eingeschalteten oder durchgeschalteten Schaltzustand ist dabei ein Schaltzustand der Schalteranordnung gemeint, bei dem im Wesentlichen ein ungehinderter elektrischer Stromfluss durch den Schalter möglich ist. Im Gegensatz dazu ist mit dem ausgeschalteten oder deaktivierten Schaltzustand gemeint, dass die Schalteranordnung beziehungsweise der jeweilige Schalter einen hohen elektrischen Widerstand bereitstellt, sodass ein Stromfluss in der Gleichrichterschaltung zum Beispiel nur über die vorgenannte Body-Diode möglich ist.
Ausgehend von dem vorbestimmten Schaltmuster ist in der Erfindung nun vorgesehen, dass gemäß einem vorbestimmten Prognosealgorithmus ein Schaltzeitpunkt zum Durchschalten der Schalteranordnung angepasst wird. Im Vergleich zu dem vorbestimmten oder ursprünglichen Schaltmuster soll also ein neuer Schaltzeitpunkt bestimmt werden. Dazu wird gemäß dem Prognosealgorithmus für eine jeweilige Halbwelle einer gepulsten Spulenspannung, mit der die Spulenanordnung beaufschlagt wird, ein zeitlicher Verlauf einer Kanalspannung, die an der Schalteranordnung bereitstellbar ist, vorhergesagt. Mit bereitstellbar ist vorliegend gemeint, dass die Kanalspannung an der Schalteranordnung, beziehungswese dem jeweiligen Halbleiterschalter angelegt sein oder abgegriffen werden kann. Für die Vorhersage des Kanalspannungsverlaufs wird ein zeitlicher Verlauf eines Spulenstroms, der von der Spulenanordnung abhängig von der angelegten Spulenspannung bereitgestellt wird, berechnet oder simuliert. In Abhängigkeit von dem berechneten Spulenstromverlauf wird anschließend der vorgenannte Schaltzeitpunkt zum Durchschalten der Schalteranordnung bestimmt. Schließlich wird die Schalteranordnung zum Durchschalten abhängig von dem ermittelten Schaltzeitpunkt angesteuert.
Anders ausgedrückt, geht es darum, die Kanalspannung für die Gleichrichterschaltung vorherzusagen, indem ausgehend von dem simulierten Spulenstromverlauf auf den zeitlichen Verlauf der Kanalspannung rückgeschlossen wird. Hierdurch ergibt sich der Vorteil, dass bei der gesteuerten Gleichrichtung, die induktive Verzögerung, die sich bei einem induktiven Wandler ergibt, berücksichtigt wird. Insbesondere wird die Gleichrichterschaltung zum Beispiel genau dann geschaltet, wenn die Kanalspannung auch tatsächlich an der Schalteranordnung anliegt. Bei angelegter Kanalspannung kann dann nämlich ein Kanalstrom durch einen von der Schalteranordnung beziehungsweise dem jeweiligen Halbleiterschalter bereitgestellten Kanal des Schalters, und nicht die vorgenannte Body-Diode, fließen. Dadurch ergeben sich insgesamt weniger Durchlassverluste beim Betreiben der Gleichrichterschaltung und die Effizienz des Wandlermoduls kann verbessert werden.
Mit „Kanal“ ist vorliegend ein zum Leiten von Strom ausgebildeter Abschnitt eines Halbleiterschalters gemeint. Die Kanalspannung kann somit in Abhängigkeit von einer Ausgestaltung des jeweiligen Halbleiterschalters zum Beispiel eine Kollektor-Emitter-Spannung oder eine Drain-Source-Spannung sein. Analog gilt dies entsprechend auch für den Kanalstrom. Unter dem Begriff „Halbwelle“ ist vorliegend ein Kurvenverlauf der als Wechselspannung bereitgestellten Spulenspannung in einer halben Periode zwischen zwei benachbarten Nulldurchläufen gemeint. Die Halbwelle kann auch als Halbschwingung bezeichnet werden.
Zum Umsetzen des Schaltmusters kann die Schalteranordnung zum Beispiel von einem Steuergerät mit einem PWM-Signal angesteuert werden. Das Steuergerät kann beispielsweise ein Gate-Treiber zum Steuern eines Gate-Anschlusses oder eines Basisanschlusses des jeweiligen Halbleiterschalters sein.
Das Wandlermodul kann, wie zuvor beschrieben, zum Beispiel als Gleichrichter oder DC/DC-Wandler ausgebildet sein. Bei der Ausgestaltung als Gleichrichter, kann die gepulste Spulenspannung, mit der die Spulenanordnung beaufschlagt wird, zum Beispiel direkt in Form einer elektrischen Wechselspannung als Eingangsspannung des Wandlermoduls bereitgestellt werden. Bei der Ausgestaltung als DC/DC-Wandler kann die gepulste Spulenspannung zum Beispiel mittels einer Wechselrichterschaltung erzeugt werden. Das Wandlermodul kann insbesondere bidirektional betreibbar sein. Das heißt, mit dem Wandlermodul kann zum Beispiel je nach Betriebsmodus elektrische Energie von einem Eingangsanschluss an einen Ausgangsanschluss oder umgekehrt gewandelt werden. Als Betriebsmodus kann zum Beispiel ein sogenannter Aufwärtswandlerbetrieb (Boost Converter Mode) oder ein Abwärtswandlerbetrieb (Back Converter Mode) vorgesehen sein. So kann zum Beispiel bei Nutzung eines Wandlermoduls in einem Bordnetz eines Kraftfahrzeugs sowohl elektrische Energie von dem Hochvoltbordnetz an das Niedervoltbordnetz als auch umgekehrt übertragen werden.
In einem Aufwärtswandlerbetrieb, wie er zuvor beispielhaft beschrieben wurde, eilt die Kanalspannung beispielsweise dem Spulenstrom aufgrund der elektrischen Eigenschaften der Spulenanordnung voraus. In diesem Fall kann der Schaltzeitpunkt zum Durchschalten der Schalteranordnung somit beispielsweise früher gewählt sein, als ein Schaltzeitpunkt, der sich gemäß dem ursprünglichen Schaltmuster ergeben würde. Im Gegensatz dazu eilt die Kanalspannung dem Spulenstrom in dem Abwärtswandlerbetrieb, wie er zuvor beschrieben wurde, nach. Ein Schaltzeitpunkt für das Durchschalten der Schalteranordnung kann somit später gewählt sein als ein Schaltzeitpunkt der durch das ursprüngliche Schaltmuster vorgegeben ist.
Im Folgenden werden nun Ausführungsformen der Erfindung beschrieben, durch die sich zusätzliche Vorteile ergeben.
In der folgenden Ausführungsform wird zunächst näher auf den vorgenannten Prognosealgorithmus eingegangen. Dabei ist vorgesehen, dass als Eingangsparameter für den Prognosealgorithmus ein Mittelwert einer Eingangsspannung, einer Ausgangsspannung und eines Ausgangsstroms des Wandlermoduls sowie ein durch das Schaltmuster vorgegebenes Tastverhältnis der Schalteranordnung bestimmt oder gemessen werden. In Abhängigkeit von den Eingangsparametern wird in dem Prognosealgorithmus dann ein Initialwert des Spulenstroms bestimmt und der Initialwert als ein Sollwert für den Spulenstrom festgelegt. Da die Eingangsparameter für den Prognosealgorithmus von dem jeweiligen Betriebsmodus des Wandlermoduls abhängen, ergibt sich der Initialwert insbesondere unter Berücksichtigung des Betriebsmodus des Wandlermoduls.
Weiterhin wird eine vorbestimmte Berechnungsroutine durchgeführt, bei der ausgehend von dem Initialwert der zeitliche Verlauf des Spulenstroms ermittelt wird. In der Berechnungsroutine wird die Halbwelle der gepulsten Spulenspannung in wenigstens zwei Phasen, also zwei oder mehrere Phasen, eingeteilt. Die jeweilige Phase kann zum Beispiel ein vorbestimmtes Übertragungsverhalten der Bauteile in dem Wandler repräsentieren. Für jede der Phasen wird ein zugeordneter Energiespeicherzustand des Wandlermoduls berechnet und dann ein dem jeweiligen Energiespeicherzustand zugeordneter Werteverlauf des Spulenstroms bestimmt. Der Werteverlauf des Spulenstroms in der jeweiligen Phase wird somit zwischen einem Startzeitpunkt und einem Endzeitpunkt der jeweiligen Phase ermittelt. Der Werteverlauf kann beispielsweise als Wertepaar, beispielsweise als Anfangs- und Endwert des Spulenstroms zum Startzeitpunkt und Endzeitpunkt der Phase vorliegen. Alternativ kann der Werteverlauf des Spulenstroms zum Beispiel ein tatsächlicher zeitlicher Verlauf des Spulenstroms sein, der sich zum Beispiel durch Anwenden einer vorgegebenen Zeitfunktion berechnen lässt.
Schließlich wird gemäß dem Prognosealgorithmus der Schaltzeitpunkt für die Schalteranordnung als derjenige Zeitpunkt ermittelt, zu dem der Spulenstrom im zeitlichen Verlauf einen Wert einnimmt, der dem festgelegten Sollwert entspricht. Abhängig von einem Betriebsmodus des Wandlermoduls korreliert nämlich die vorgenannte Kanalspannung mit dem Spulenstrom, sodass von dem Spulenstrom auf die Kanalspannung rückgeschlossen werden kann.
Der vorgenannte Initialwert kann demensprechend zum Beispiel ein Anfangswert des Spulenstroms in einer ersten der Phase sein. Beim Durchlauf einer Halbwelle der Spulenspannung, also beim Durchlaufen der folgenden Phase(n), wird der Spulenstrom den Initialwert wieder erreichen. Als Schaltzeitpunkt soll nun der Zeitpunkt gewählt werden, zu dem der Spulenstrom wieder auf den Initialwert angestiegen oder abgefallen ist.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform, wird zum Bestimmen des Initialwerts des Spulenstroms aus den Eingangswerten für die Halbwelle ein Rippelstrom oder Stromrippel bestimmt. Der Rippelstrom ist ein Strom, der sich im Betrieb der Schalteranordnung an deren Ausgang einstellt und kann somit als Schalteranordnungs-Ausgangsstrom bezeichnet werden. Dabei gibt der Rippelstrom ein Oszillationsverhalten des Schalteranordnungs-Ausgangsstroms um den Mittelwert des Ausgangsstroms des Wandlermoduls an. Der Stromrippel ist somit ein Wechselanteil den der Ausgangsstrom der Gleichrichterschaltung aufweist. Dieser entsteht in bekannter Weise beim Gleichrichten und wird auch als überlagerter Wechselstrom bezeichnet. Da der Aufbau des Wandlermoduls an sich bekannt ist, kann von dem Stromrippel durch bekannte Schaltungsanalysemethoden auf den Initialwert rückgeschlossen werden.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform ist im Zusammenhang mit der vorgenannten Berechnungsroutine vorgesehen, dass die Phasen in Abhängigkeit von einem Übertragungsverhalten der Spulenanordnung für einen jeweiligen Wertebereich der Spulenspannung innerhalb der Halbwelle festgelegt werden. Das Übertragungsverhalten gibt zum Beispiel an, ob mittels der Spulenanordnung gerade Leistung übertragen wird oder nicht. Das Übertragungsverhalten und somit die Anzahl der Phasen kann sich zum Beispiel in Abhängigkeit von der vorgenannten Ausgestaltung des Wandlermoduls ergeben. Bei einem Gleichrichter direkt mit einer Wechselspannung als Eingangsspannung beaufschlagt wird, kann das Übertragungsverhalten in einer Halbwelle zum Beispiel in einen sogenannten Freilauf und einen sogenannten Leistungstransfer unterteilt sein. Somit kann die Halbwelle beispielsweise in zwei Phasen eingeteilt werden. Ein Übergangspunkt zwischen den beiden Phasen bildet dabei ein betragsmäßiger Maximalwert der Halbwelle, also ein Maximalwert bei einer positiven Spulenspannung und ein Minimalwert bei einer negativen Spulenspannung.
Bei einer Ausgestaltung als DC/DC-Wandler ist gemäß einer weiteren Ausführungsform vorgesehen, dass die Spulenspannung, mit der die Spulenanordnung beaufschlagt wird, mittels einer Wechselrichterschaltung des Wandlermoduls bereitgestellt wird. Die Phasen zum Einteilen der Halbwelle werden dabei in Abhängigkeit von einer Schaltkonfiguration der Wechselrichterschaltung gewählt.
Zum Bereitstellen der Spulenspannung, kann die Wechselrichterschaltung beispielsweise mehrere Halbleiterschalter in geeigneter elektrischer Verschaltung umfassen. Zum Beispiel können die Halbleiterschalter in einer Brückenschaltung, insbesondere als eine sogenannte B4-Vollbrücke, miteinander verschaltet sein. Durch geeignetes Betreiben der Halbleiterschalter im Schaltbetrieb kann dabei aus einer Eingangsgleichspannung eine elektrische Wechselspannung als Spulenspannung zum Beaufschlagen der Spulenanordnung erzeugt werden. Dazu werden die Halbleiterschalter im Schaltbetrieb betrieben und dabei nach einem jeweils vorbestimmten Schaltmuster in den eingeschalteten oder ausgeschalteten Schaltzustand versetzt. Für die Schaltmuster der Wechselrichterschaltung und der Gleichrichterschaltung kann zum Beispiel die gleiche Schaltlogik verwendet werden, sodass sich die Schaltmuster im Wesentlichen entsprechen.
Die Schalkonfiguration beschreibt nun, wie die Halbleiterschalter der Wechselrichterschaltung im Verhältnis zueinander in einem vorbestimmten Zeitintervall geschaltet sind. Eine Phase entspricht dabei dem Zeitintervall in dem eine solche Schaltkonfiguration beibehalten wird. Ändert sich die Schaltkonfiguration ist das als Übergang in die nächste Phase zu verstehen. Bei der Wechselrichterschaltung können zum Erzeugen der Halbwelle der Wechselspannung zum Beispiel vier solcher Schaltkonfigurationen vorgesehen sein, sodass die Halbwelle in vier Phasen eingeteilt wird.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform wird in Zusammenhang mit der Wechselrichterschaltung bei der Bestimmung des jeweiligen Schaltzeitpunkts für die Gleichrichterschaltung eine vorgegebene Schaltverzögerungszeit der Wechselrichterschaltung berücksichtigt. Bei der Schaltverzögerungszeit kann es sich zum Beispiel um eine vorgegebene Totzeit der Halbleiterschalter der Wechselrichterschaltung handeln. Diese kann zum Beispiel in einem Datenblatt von einem Hersteller vorgegeben sein. Diese Totzeit ist beispielsweise angegeben, um die Einschaltzeitpunkte oder Ausschaltzeitpunkte der Halbleiterschalter der Wechselrichterschaltung zu verzögern, also zeitlich zu versetzen, um einen elektrischen Kurzschluss in der Wechselrichterschaltung zu vermeiden. Innerhalb der Totzeit können sich nämlich unterschiedliche Energiespeicherzustände innerhalb des Wandlermoduls ergeben, sodass sich die Berechnung des Spulenstroms verändern kann.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform ist vorgesehen, dass als der Sollwert ein Wert in Abhängigkeit von dem durch die Eingangswerte vorgegebenen oder bekannten Betriebsmodus des Wandlermoduls gewählt wird, bei dem die Kanalspannung an der Schalteranordnung anliegt. Es geht also darum, dass die Kanalspannung einen Wert größer oder kleiner 0 aufweist. Insbesondere kann der Sollwert so gewählt sein, dass die Kanalspannung einen vorgegebenen Grenzbetrag überschreitet. Somit kann eine optimale Leitfähigkeit der Schalteranordnung gewährleistet sein.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform ist vorgesehen, dass als die Schalteranordnung eine Gleichrichterschaltung mit wenigstens zwei Halbleiterschaltern bereitgestellt wird. Die Gleichrichterschaltung kann somit beispielsweise als Synchrongleichrichter mit zwei in einer Halbbrückenschaltung (B2-Brücke) verschalteten Halbleiterschaltern ausgebildet sein. Die wenigstens zwei Halbleiterschalter werden nach dem vorgenannten Schaltmuster betrieben. Dabei sind die Schaltmuster für die beiden Halbleiterschalter gemäß einer vorbestimmten Schaltlogik mit einem vorbestimmten Schaltversatz, also einer zeitlichen Verzögerung zueinander, auf die Halbleiterschalter angewendet. Der Schaltversatz repräsentiert dabei das vorgenannte Tastverhältnis, also den Duty-Cycle der Halbleiterschalter. Gemäß dem Prognosealgorithmus wird dabei eine Schaltzeit für jeden der Halbleiterschalter angepasst.
Um das jeweilige Schaltmuster für die Halbleiterschalter der Gleichrichterschaltung und der Wechselrichterschaltung zu realisieren, können zum Beispiel zwei zueinander um das Tastverhältnis zeitlich versetzte Logiksignale genutzt werden. Die jeweilige Schaltstellung, also der jeweilige Schaltzustand der Halbleiterschalter, ergibt sich dann gemäß der vorbestimmten Schaltlogik durch Anwenden eines logischen Operators auf eines oder beide der Logiksignale. Die Schaltmuster für die Halbleiterschalter der Gleichrichterschaltung können sich zum Beispiel durch eine vorbestimmte logische Verknüpfung der beiden Logiksignale ergeben.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform wird zum Anpassen des Schaltzeitpunkts für die Schalteranordnung in einer Reglerroutine der mittels des Prognosealgorithmus ermittelte Schaltzeitpunkt mit einem gemäß dem Schaltmuster vorgesehenen Schaltzeitpunkt verglichen und eine Differenz zwischen den beiden Schaltzeitpunkten zu null geregelt oder eingestellt. So kann zum Beispiel eine herkömmliche Regelung des Wandlermoduls zum Regeln der Ausgangsspannung um eine weitere Reglerroutine zum Anpassen des Schaltzeitpunkts erweitert werden. Zum Einstellen oder Einregeln der Differenz kann zum Beispiel ein Linearregler eingesetzt werden. Ein Linearregler kann zum Beispiel als ein PI- oder ein PID-Regler ausgebildet sein.
Die Erfindung betrifft auch eine Wandlervorrichtung mit dem erfindungsgemäßen Wandlermodul oder mit einer der vorgenannten möglichen Ausführungsformen des Wandlermoduls. Zum Betreiben des Wandlermoduls umfasst die Wandlervorrichtung noch eine Steuereinrichtung, die ausgebildet ist, das Wandlermodul durch Ausführen eines Verfahrens, wie es zuvor beschrieben wurde, zu betreiben.
Die Erfindung betrifft zudem ein Kraftfahrzeug mit einem Wandlermodul, wie es zuvor beschrieben wurde. Die Wandlervorrichtung wird dabei zum Wandeln von elektrischer Energie zwischen einem Hochvoltbordnetz und einem Niedervoltbordnetz des Kraftfahrzeugs eingesetzt. Das Wandlermodul der Wandlervorrichtung kann somit insbesondere bidirektional ausgebildet sein und unterschiedliche Wandlermodi aufweisen.
Weitere Merkmale der Erfindung können sich aus den Ansprüchen, den Figuren und der Figurenbeschreibung ergeben. Die vorstehend in der Beschreibung genannten Merkmale und Merkmalskombinationen sowie die nachfolgend in der Figurenbeschreibung und/oder in den Figuren alleine gezeigten Merkmale und Merkmalskombinationen sind nicht nur in der jeweils angegebenen Kombination, sondern auch in anderen Kombinationen oder in Alleinstellung verwendbar, ohne den Rahmen der Erfindung zu verlassen.
Die Zeichnung zeigt in:

1 ein schematisches Prinzipschaltbild eines Wandlermoduls, bei welchem ein Schaltzeitpunkt zum Durchschalten einer Schalteranordnung mittels eines Prognosealgorithmus anpassbar ist, und
2 eine schematische Darstellung einer Regelung zum Einregeln des Schaltzeitpunkts durch Nutzen des Prognosealgorithmus.

In den Figuren sind gleiche und funktionsgleiche Elemente mit den gleichen Bezugszeichen versehen.
1 zeigt ein schematisches Prinzipschaltbild, also einen Schaltplan eines Wandlermoduls, welches vorliegend als Konverter K oder Gleichspannungswandler ausgebildet ist. Der Konverter K ist beispielhaft als sogenannter Phase-Shifted Full-Bridge Converter (PSFB, Vollbrückenflusswandler mit Phasenverschiebung) dargestellt. Ein solcher Phase-Shifted Full-Bridge Converter kann zum Beispiel in einem Kraftfahrzeug zum Wandeln von elektrischer Energie zwischen einem Hochvoltbordnetz und einem Niedervoltbordnetz eingesetzt werden.
Dazu weist der Konverter K einen Eingangsanschluss A1 auf, an den das Hochvoltbordnetz angeschlossen sein kann. Zudem weist der Konverter K einen Ausgangsanschluss A2 auf, an den das Niedervoltbordnetz angeschlossen sein kann. Über den Eingangsanschluss A1 kann das Hochvoltbordnetz dem Konverter K eine Eingangsspannung Vin bereitstellen. Die Eingangsspannung Vin ist eine elektrische Gleichspannung und kann zum Beispiel einen Sollwert oder Nennwert von 400 V aufweisen. Mittels des Konverters K kann die Eingangsspannung Vin in die Ausgangsspannung Vo gewandelt werden. Natürlich ist abhängig von der Wandlertopologie des Konverters K auch eine Wandlung in umgekehrter Richtung möglich. Die Ausgangsspannung Vo ist ebenfalls eine Gleichspannung, welches abhängig von einer Wandlertopologie ein höheres, niedrigeres oder inverses Spannungsniveau zu der Eingangsspannung Vin aufweisen kann. Vorliegend kann für die Ausgangsspannung Vo zum Beispiel ein Sollwert von 12 V vorgesehen sein. Die Ausgangsspannung Vo kann über den Ausgangsanschluss A2 an das Niedervoltbordnetz zum Versorgen von einem oder mehreren elektromechanischen Verbrauchern des Kraftfahrzeugs bereitgestellt werden.
Der Konverter K gemäß 1 ist als induktiver Wandler ausgebildet. Für die Energieübertragung oder die Spannungswandlung weist der Konverter K dementsprechend eine Spulenanordnung auf. Die Spulenanordnung ist vorliegend als ein Transformator T dargestellt, durch den eine galvanische Trennung umgesetzt ist. Durch die galvanische Trennung wird können zum Beispiel, wie vorliegend, Systeme mit unterschiedlichen Bezugspotentialen GND1, GND2 verbunden werden. Durch den Transformator T weist der Konverter K somit eine Primärseite P, die auf das Bezugspotential GND1 des Hochvoltbordnetzes eingestellt ist, und eine Sekundärseite S, die auf das Bezugspotential GND2 des Niedervoltbordnetzes eingestellt ist, auf.
Für die Energieübertragung weist der Transformator T auf der Primärseite P eine Primärwicklung oder Primärspule und auf den Sekundärseite S zwei Sekundärwicklungen oder Sekundärspulen mit Mittelabgriff auf. Eine elektrische Eigenschaft des Transformators T, also eine Auswirkung auf die vorliegende Wandlertopologie, ist gemäß 1 durch eine elektrische Induktivität, nämlich die Streuinduktivität Lk, dargestellt. Mit der Streuinduktivität Lk wird beispielsweise der sogenannte Streufluss des Transformators T im Betrieb simuliert oder nachgebildet. Ein elektrischer Strom der sich im Betrieb des Transformators T aufgrund der Streuinduktivität Lk auf der Primärseite P einstellt, ist in 1 durch den Spulenstrom ilk dargestellt.
Für den Betrieb des Transformators T ist auf der Primärseite P der Eingangsanschluss A1 über eine elektrische Eingangskapazität Cin und eine Wechselrichterschaltung W an den Transformator T anschlossen. Die Eingangskapazität Cin ist als ein sogenannter Zwischenkreiskondensator zum Zwischenspeichern der Eingangsspannung Vin ausgebildet. Die Wechselrichterschaltung W umfasst vier Schalter oder Schaltelemente Q1, Q2, Q3, Q4, die in einer Vollbrückenschaltung miteinander verschaltet sind. Ein elektrischer Widerstand, den die Primärseite P aufweist, ist durch den Primärwiderstand Rp dargestellt.
Auf der Sekundärseite S sind die Sekundärwicklungen des Transformators T über eine Schalteranordnung und eine Filterschaltung F an den Ausgangsanschluss A2 angeschlossen. Die Schalteranordnung ist vorliegend als Gleichrichterschaltung G zum gesteuerten Gleichrichten einer vom Transformator übertragenen Wechselspannung ausgebildet. Dazu umfasst die Gleichrichterschaltung G gemäß 1 zwei Schaltelemente Q5 und Q6, die als Mittelpunktgleichrichter verschaltet und an die Sekundärwicklungen angeschlossen sind. An die Gleichrichterschaltung G ist über den Mittelabgriff der Sekundärwicklungen die Filterschaltung F angeschlossen. Die Filterschaltung F ist vorliegend durch ein LC-Glied gebildet. Dabei umfasst die Filterschaltung eine Filterinduktivität Lf, an der ein Filterstrom iL abgreifbar ist. Zudem umfasst die Filterschaltung F eine Filterkapazität Co, an der ein Filterkapazitätsstrom ic abgreifbar ist. Ein Innenwiderstand oder parasitärer Widerstand Rc der Filterkapazität Co ist in 1 durch den Widerstand Rc symbolisiert. Der Ausgangsanschluss A2 ist somit durch den Mittelabgriff und einen Bezugspotentialabgriff, an dem das Bezugspotential GND2 bereitgestellt ist, ausgeführt. An dem Ausgangsanschluss ist die Ausgangsspannung Vo und der Ausgangsstrom lo abgreifbar oder bereitstellbar.
Wie in 1 gezeigt, sind die Schaltelemente Q1 - Q6 der Wechselrichterschaltung W und der Gleichrichterschaltung G sind als Halbleiterschalter, vorliegend beispielhaft als MOSFETs, ausgebildet. Natürlich kann alternativ jede andere Art von Halbleiterschalter eingesetzt werden. In 1 sind die Schaltelemente zum Darstellen ihrer elektrischen Eigenschaften durch ihre jeweilige intrinsische Kapazität C1 - C6 und ihre jeweilige intrinsische Body-Diode D1 - D6 ergänzt.
Zum Betreiben des Konverters K können die Schaltelemente Q1 - Q6 in bekannter Weise nach einer vorbestimmten Schaltlogik in einem jeweils vorgegebenen Schaltmuster betrieben werden. Durch das Schaltmuster können die Schaltelemente Q1 - Q6 zwischen einem ein- und ausgeschalteten Schaltzustand geschaltet werden. Im eingeschalteten Schaltzustand ist das jeweilige Schaltelement Q1 - Q6 durchgeschaltet und weist einen geringen elektrischen Widerstand R1 - R6 auf. Insbesondere ist der jeweilige Schalterwiderstand R1 - R6 sehr viel geringer als ein Diodenwiderstand oder Vorwärtswiderstand den die Body-Diode D1 - D6 des jeweiligen Schalters Q1 - Q6 aufweist. Dadurch wird ein Stromfluss durch einen jeweiligen Kanal (Kanalstrom) des Schalters Q1 - Q6 ermöglicht. Mit Kanal ist vorliegend ein leitfähiger Abschnitt zwischen einem Drain- und Source-Anschluss des jeweiligen Schalters Q1 - Q6 gemeint. Im ausgeschalteten Schaltzustand weist das jeweilige Schaltelement Q1 - Q6 einen hohen elektrischen Widerstand auf, sodass der Stromfluss durch den Kanal versperrt ist. Der Strom kann dann zum Beispiel über die jeweilige Body-Diode D1 - D6 abfließen.
Das jeweilige Schaltmuster für die Schalter Q1 - Q6 kann zum Beispiel durch zwei vorbestimmte Logiksignale erzeugt werden. Die Logiksignale sind dabei in ihrem Verlauf gleich ausgestaltet und um einen vorbestimmten Zeitversatz zueinander phasenverschoben. Dieser Zeitversatz wird als duty cycle oder Tastverhältnis bezeichnet. Das jeweilige Schaltmuster kann sich nun beispielsweise durch Anwenden eines logischen Operators auf eines der Logiksignale oder durch logische Verknüpfung beider Logiksignalen ergeben. Somit stellt sich der duty cycle auch für das jeweilige Schaltmuster der Schalter Q1 - Q6 ein. Bei der Wechselrichterschaltung W kann für die Bestimmung des Schaltmusters aus den Logiksignalen insbesondere eine vorgegebene Totzeit Td berücksichtigt werden. Die Totzeit Td ist ein zum Beispiel vom Hersteller vorgegebener Zeitversatz, der beim Schalten der Schalter Q1 - Q4 eingehalten werden soll, um enen Kurzschluss zu vermeiden. Das jeweiliges Schaltmuster kann mittels einer Steuereinrichtung, wie zum Beispiel einem sogenannten Gatetreiber, an das jeweilige Schaltelement Q1 - Q6 bereitgestellt werden.
Durch geeignetes Schalten gemäß dem jeweiligen Schaltmuster kann nun mit der Wechselrichterschaltung W aus der Eingangsspannung Vin eine elektrische Wechselspannung erzeugt werden. Mit dieser Wechselspannung wird der Transformator T für die Energieübertragung beaufschlagt, weshalb die Wechselspannung auch als Spulenspannung bezeichnet wird. Abhängig von der vorgenannten Streuinduktivität Lk stellt sich nun der Spulenstrom ilk auf der Primärseite P ein. Durch eine magnetische Kopplung des Transformators T wird abhängig von dem Spulenstrom ilk und der Spulenspannung elektrische Energie oder Leistung an die Sekundärseite S übertragen. Auf der Sekundärseite S werden die Schalter Q5 und Q6 der Gleichrichterschaltung G ebenfalls in dem jeweiligen Schaltmuster betrieben. Dadurch kann eine durch die Leistungsübertragung von der Primärseite P an die Sekundärseite S induzierte Wechselspannung in eine elektrische Gleichspannung gleichgerichtet werden. Die gleichgerichtete Spannung wird anschließend noch mittels der Filteranordnung F geglättet oder gefiltert und als Ausgangsspannung Vo am Ausgangsanschluss A2 bereitgestellt.
Bei herkömmlichen Konvertern K wird das Schaltmuster zum Schalter der Schalter Q1 - Q6 in der Regel abhängig von einer Impedanz des Konverters K am Eingang oder einer Laständerungen am Ausgang eingestellt. Dabei ist das Ziel die Ausgangsspannung Vo konstant zu halten. Bei diesem herkömmlichen Betrieb wird allerdings die elektrische Eigenschaft der Spulenanordnung, hier also des Transformators T, nicht berücksichtigt. Durch die Streuinduktivität Lk werden die Spulenspannung und der Spulenstrom nämlich zeitverzögert, also phasenverschoben bereitgestellt. Dadurch kann es passieren, dass an der Sekundärseite S an dem jeweiligen Schalter Q5 und/oder Q6 schon eine Kanalspannung Vs anliegt, obwohl der jeweilige Schalter noch nicht durchgeschaltet ist. Der Strom fließt über die zugeordnete Body-Diode D5, D6 und da diese einen höheren elektrischen Widerstand als der durchgeschaltete Schalter Q5, Q6 aufweist, wird zusätzliche Verlustleistung erzeugt.
Um solche Verluste beim Betreiben des Konverters K zu vermeiden, wird, wie in 2 dargestellt, ein vorbestimmter Prognosealgorithmus F durchgeführt, um einen Schaltzeitpunkt zum Durchschalten der Schalteranordnung in dem jeweiligen Schaltmuster anzupassen. Gemäß dem Prognosealgorithmus F wird dabei für eine jeweilige Halbwelle der Spulenspannung, mit der die Spulenanordnung, also der Transformator T beaufschlagt wird, ein zeitlicher Verlauf der Kanalspannung Vs vorhergesagt oder prognostiziert. Für die Vorhersage wird ein zeitlicher Verlauf des Spulenstroms ilk berechnet oder insbesondere durch mathematische Berechnungen abgeschätzt. In Abhängigkeit von dem Spulenstromverlauf ilk wird dann der Schaltzeitpunkt bestimmt und die Gleichrichterschaltung G zum Durchschalten angesteuert. Eine Halbwelle ist dabei als Kurvenverlauf der gepulsten Spulenspannung zwischen zwei Nulldurchläufen zu verstehen. Als Berechnungsbeginn oder Startzeitpunkt für den Prognosealgorithmus F wird somit immer ein Zeitpunkt gewählt, zu dem die Spulenspannung einen Nulldurchlauf hat.
Als Eingangsparameter H für den Prognosealgorithmus F werden dabei Mittelwerte der Eingangsspannung Vin, der Ausgangsspannung Vo und des Ausgangsstroms lo des Konverters K ermittelt. Zudem wird der duty cycle d als weiterer Eingangsparameter H bereitgestellt. Als Ausgangsparameter gibt der Prognosealgorithmus A gemäß 2 beispielweise eine Zeitdifferenz Δt vor. Die Zeitdifferenz Δt repräsentiert die zeitliche Verschiebung zwischen dem Durchschaltzeitpunkt gemäß dem herkömmlichen Schaltmuster und dem angepassten Schaltzeitpunkt tE, der gemäß dem Prognosealgorithmus F berechnet wurde. Um die jeweiligen Schaltzeitpunkte tE für die Schalter Q5 und Q6 einzustellen oder einzuregeln, kann wie in 2 dargestellt, eine Regelung eingesetzt werden. Für die Regelung wird die Zeitdifferenz Δt mit einer Solldifferenz Δtsoll verglichen. Die Solldifferenz Δtsoll beträgt insbesondere null. Ziel der Regelung ist es somit die Zeitdifferenz Δt zu null zu regeln. Abhängig von dem Vergleich wird eine resultierende Regelabweichung an einen Gleichrichtungsregler CΔt bereitgestellt, der als eine Regelgröße abhängig von der Regelabweichung den Schaltzeitpunkt tE für die Gleichrichterschaltung G beziehungsweise deren Schalter Q5 und Q6 anpasst. Der Gleichrichtungsregler CΔt kann zum Beispiel ein Linearregler oder linearer oder stetiger Regler, wie beispielsweise ein PI- oder PID-Regler sein.
Im Folgenden ist ein Codebeispiel für den Prognosealgorithmus F angeführt:
In dem Prognosealgorithmus F wird zunächst ein Initialwert des Spulenstroms ilk in Abhängigkeit von den Eingangsparametern H ermittelt. Dieser Initialwert wird dann als einen Sollwert für den Spulenstrom ilk festgelegt. Der Initialwert wird durch Berechnung eines Rippelstroms Ir ermittelt. Der Rippelstrom Ir ist ein aus den Eingangsparametern H berechneter Schätzverlauf für den Stromverlauf des Filterstroms iL, der durch die Filterinduktivität Lf auf der Sekundärseite S für die jeweilige Halbwelle der Spulenspannung bereitgestellt wird. Der Rippelstrom Ir kann zum Beispiel wie folgt berechnet werden: $I r = \frac{\frac{T s}{2} (V o - \frac{1}{n} V i n + l o (R s e k + \frac{R p r i m}{n^{2}})) (d L - d + \frac{2 T d}{T s})}{(L ƒ + \frac{1}{n^{2}} L k)}$
Hierbei ist Ts eine Dauer einer vollständige Schaltperiode des jeweiligen Logiksignals, das zum Festlegen des jeweiligen Schaltmusters für die Schalter Q1 - Q6 genutzt wird. n ist ein Windungsverhältnis der Primär- und Sekundärwindungen des Transformators T und dL ist ein sogenannter duty cycle loss. Der duty cycle loss dL beschreibt dabei einen Einschaltdauerverlust, der sich im Vergleich zu dem ursprünglichen duty cycle d ergibt. Rprim und Rsek sind Widerstandswerte, die sich für die Primärseite P und die Sekundärseite S zum Beginn der Messung ergeben, wobei Rprim = Rp + Rdsp und Rsek = Rs + Rdss. Rdsp ist ein elektrischer Widerstand, den die Schalter Q1 - Q4 im vollständig durchgeschalteten Schaltzustand (on resistance) aufweisen und Rss ein elektrischer Widerstand, den die Schalter Q5 und Q6 im vollständig durchgeschalteten Schaltzustand (on resistance) aufweisen.
Der Initialwert kann aus dem Rippelstrom Ir zum Beispiel wie folgt berechnet werden: $i l k = \frac{1}{n} (I o - \frac{I r}{2})$
Somit hängt der Initialwert von dem Mittelwert des Ausgangsstroms Io und dem berechneten Stromrippel Ir ab, und wird über das Windungsverhältnis n auf die Primärseite transformiert. Insbesondere ergibt sich der Initialwert abhängig von einem Betriebsmodus in dem der Konverter K betrieben wird. Der Betriebsmodus kann zum Beispiel ein Aufwärtswandlermodus (Boost-Converter Mode) oder ein Abwärtswandlermodus (Buck-Converter Mode) sein und beschreibt eine Energieübertragungsrichtung in dem Konverter K. Der Betriebsmodus ist insbesondere durch die Eingangsparameter H bekannt, also ein Verhältnis der Eingangsspannung Vin zu der Ausgangsspannung Vo bekannt.
Der Sollwert des Spulenstroms ilk ist insbesondere so gewählt, dass die Kanalspannung Vs abhängig von dem Betriebsmodus gerade an dem jeweiligen Schalter Q5, Q6 anliegt, wenn der Spulenstrom ilk den Sollwert erreicht. Mit „Anliegen“ ist gemeint, dass die Kanalspannung einen Wert größer oder kleiner null aufweist.
Nach der Berechnung des Rippelstroms Ir wird in dem Prognosealgorithmus F eine Berechnungsroutine durchgeführt. Bei der Berechnungsroutine wird ausgehend von dem Initialwert der zeitliche Verlauf des Spulenstroms ilk ermittelt. Dazu wird die betrachtete Halbwelle der Spulenspannung in einzelne Phasen (englisch: phase) unterteilt. Die Phasen repräsentieren ein vorbestimmtes Übertragungsverhalten der Bauteile in dem Konverter K. Da der Konverter K vorliegend die Wechselrichterschaltung W zum Erzeugen der Spulenspannung als Wechselspannung nutzt, werden die Phasen gemäß einer jeweiligen Schaltkonfiguration der Schalter Q1 - Q4 ausgewählt. Eine Phase ist somit als eine Periode zu verstehen, in der eine vorbestimmte Schaltkonfiguration der Schalter Q1 - Q4 beibehalten wird, während ein Phasenübergang zwischen zwei Phasen als eine Änderung der Schaltkonfiguration zu verstehen ist. Da zum Erzeugen der Halbwelle für die Spulenspannung vorliegend vier Schaltkonfigurationen der Schalter Q1 - Q4 notwendig sind, wird die Halbwelle in vier Phasen p1, p2, p3 und p4 eingeteilt.
Für jede der Phasen p1 - p4 wird anschließend ein jeweiliger Energiespeicherzustand (englisch: state) des Konverters K bestimmt. Der Energiespeicherzustand betrifft einen Energiespeicherverhalten, das die energiespeichernden Bauteile des Konverters K in der jeweiligen Phase p1 - p4 aufweisen. Dazu gehören zum Beispiel die intrinsischen MOSFET-Kapazitäten C1 - C6 und die Streuinduktivität. Es geht also darum zu bestimmen, ob und wie sich die energiespeichernden Bauteile in der jeweiligen Phase p1 - p4 auf den Spulenstrom ilk auswirken. Der jeweilige Energiespeicherzustand kann von möglichen Diodenleitvorgängen abhängen. Mit „Diodenleitvorgängen“ ist gemeint, welche der Body-Dioden D1 - D6 des Konverters K aktuell Strom leitet oder stromdurchflossen ist.
Aus den Energiespeicherzuständen kann dann ein zugeordneter Werteverlauf des Spulenstroms ilk abgeschätzt werden. Der Werteverlauf kann abhängig von der Phase zum Beispiel als Wertepaar zum Startzeitpunkt und Endzeitpunkt der Phase oder als ein zeitlicher Verlauf durch Anwenden einer vorgegebenen Zeitfunktion vorliegen. Relevant für die Bestimmung des Schaltzeitpunkts tE zum Durschalten der Schalter Q5 und Q6 sind vorliegend insbesondere die letzten beiden Phasen p3 und p4. Somit kann in diesen Phasen zum Beispiel der zeitliche Verlauf des Spulenstroms ilk bestimmt werden, während es in den Phasen p1 und p2 genügt, die Anfangs- und Endwerte zum Startzeitpunkt und Endzeitpunkt der jeweiligen Phase zu kennen.
Ausgehend von dem so ermittelten Verlauf des Spulenstroms ilk kann schließlich der Schaltzeitpunkt tE als derjenige Zeitpunkt bestimmt werden, zu dem der Spulenstrom ilk in dem zeitlichen Verlauf einen Wert einnimmt, der dem festgelegten Sollwert, also dem Initialwert entspricht. Dabei wird die Tatsache ausgenutzt, dass die Kanalspannung Vs, die an dem jeweiligen Schalter Q5, Q6 abgreifbar ist, mit dem Spulenstrom ilk durch das bekannte Übertragungsverhalten des Transformators T korreliert. Dadurch kann von dem Verlauf des Spulenstroms ilk auf den Verlauf der Kanalspannung Vs zurückgeschlossen werden.
Der Prognosealgorithmus F kann zum Beispiel für jede einzelne Halbwelle der Spulenspannung durchgeführt werden. Insbesondere dann, wenn eine Berechnungsdauer des Prognosealgorithmus F kürzer ist, also eine Dauer eines Halbwellenverlaufs. Alternativ kann beispielsweise nur für jede x-te Halbwelle des Spulenspannungsverlaufs der Prognosealgorithmus F ausgeführt werden, beispielsweise für jede zweite, oder jede fünfte, oder jede zehnte Halbwelle. Insgesamt ist nur darauf zu achten, dass die Berechnungsdauer kürzer gehalten wird, als eine Dynamik des Konverters K, wenn dieser in einem Lastsystem, wie beispielsweise dem eingangs genannten Bordnetz des Kraftfahrzeugs betrieben wird. Typischerweise beträgt die Dynamik in diesem Einsatzgebiet etwa 20 kHz, sodass die Berechnungsdauer in höchstens 50 µs abgeschlossen sein sollte. In Testversuchen wurden zum Beispiel Berechnungsdauern von 2 - 3 µs erreicht.
Im Folgenden sind beispielhaft Berechnungsschritte zum Berechnen des Spulenstromverlaufs ilk in den einzelnen Phasen p1 - p4 näher beschrieben. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel werden zum Berechnen des Spulenstromverlaufs ilk Zustandsraumberechnungen, numerische Berechnungen mittels Newton-Verfahren und eine Anfangswertsatz und Endwertsatzberechnung mithilfe der Laplace-Transformation eingesetzt. Zum Berechnen des Spulenstromverlaufs ilk kann das von dem Konverter K bereitgestellte Übertragungssystem zum Beispiel durch ein Zustandsraummodell gemäß folgenden Zustandsraumgleichungen beschrieben werden: $\begin{array}{l} A_{x} s x = A_{x} x + B_{u} u \\ \begin{matrix} \begin{array}{l} A = A_{x}^{- 1} A_{x} B = A_{x}^{- 1} B_{u} \\ sx - x_{0} = Ax + Bu \\ y = Cx + Du \end{array} \end{matrix} \end{array}$
In der ersten Phase p1 sind die Schalter Q1, Q5 und Q6 geschlossen, also durchgeschaltet, und sind deshalb durch ihren jeweiligen Schalterwiderstand R1, R4 und R6 repräsentiert. Die Schalter Q2, Q3, und Q4 sind geöffnet, also ausgeschaltet. In der ersten Phase p1 ist ihr Einfluss durch ihre jeweiligen Body-Dioden D2, D3 und D4 sowie ihre jeweiligen Kapazitäten C2, C3 und C4 sichtbar. Die erste Phase p1 umfasst somit eine Totzeit Td der Wechselrichterschaltung W und kann als Totzeitphase bezeichnet werden.
Die Zustandsraumbeschreibung gemäß den obigen Zustandsraumgleichungen für die erste Phase p1 ergibt sich wie folgt: $\begin{array}{l} A_{\dot{x}} = [\begin{matrix} 0 & - (R d s p + R c p) C p & 0 & 0 \\ - R c p C p & 0 & - R c p C p & 0 \\ 0 & R c p C p & - R c p C p & - L k \\ C c p & 0 & - C c p & 0 \end{matrix}] \\ A_{x} = [\begin{matrix} 0 & 1 & 0 & R d s p \\ 1 & 0 & 1 & 0 \\ 0 & - 1 & 1 & R p + \frac{n^{2}}{4} R d s s \\ 0 & 0 & 0 & - 1 \end{matrix}] Bu = [\begin{array}{l} - 1 & 0 \\ - 1 & 0 \\ 0 & \frac{n}{4} R d s s \\ 0 & 0 \end{array}] \\ x = [u 2 u 3 u 4 i l k] u = {[V i n i L]}^{T} \\ x_{0} = {[V i n V i n 0 \frac{1}{n} (i L)]}^{T} \end{array}$
Rcp ist ein Primärwiderstand der Schalterkapazitäten Cp. Es wird angenommen, dass alle Schalter Q1 - Q6 die gleiche Schalterkapazität aufweisen. Für die erste Phase p1 sind die Anfangszustände im Vektor x₀ angegeben. Die Kapazitäten C2 und C3 sind zu Beginn von Phase 1 geladen, während die Kapazität C4 vollständig entladen ist. Der Anfangswert des Spulenstroms ilk durch die Streuinduktivität Lk entspricht somit dem um das Windungsverhältnis n reduzierten Maximalwert des Filterstroms iL = Io + Ir/2.
Um den zugehörigen Anfangswert uQi (t0), mit i ∈ {2, 3, 4} für die Kanalspannung Vs der jeweiligen Schalter Q2, Q3 und Q4 zu bestimmen, werden in dem Prognosealgorithmus F als nächstes die möglichen Diodenleitvorgänge auf Basis der Zustandsraumbeschreibungen bestimmt. Die Diode D2 leitet, wenn uQ2 (t0) = u2 + (s u2 - u2,0) CpRcp < Vd, wobei Vd die Vorwärtsspannung der Diode D2 ist. Entsprechendes gilt auch für die Dioden D3 und D4. Durch Anwenden der Laplace Endwertsatzberechnung ergeben sich folgende Anfangswerte uQi (t0) für die jeweilige Schalterspannung uQi: $\begin{array}{l} u Q 2 (t 0) = V i n - \frac{1}{2} R c p i l k \\ u Q 3 (t 0) = V i n - i l k R d s p \\ u Q 4 (t 0) = \frac{1}{2} R c p i l k \end{array}$
Für den Fall, dass eine dieser Spannungen kleiner ist als die negative Vorwärtsspannung Vd, leitet die zugehörigen Diode D2, D3, D4. Da der Durchschaltwiderstand Rdsp der Diode D3 vernachlässigbar klein ist, wird die Diode D3 in Phase 1 in der Regel nicht leiten, sodass nur die Kapazität C3 ins Gewicht fällt. Für einen negativen Spulenstrom ilk (ilk < 0), der typischerweise in dem Aufwärtswandlerbetrieb des Konverters K auftritt, leitet die Diode D4. Im Abwärtswandlerbetrieb, also wenn der Spulenstrom ilk positiv ist (ilk > 0), insbesondere bei einem hohen Ausgangsstrom lo, leitet die Diode D2.
In dem Prognosealgorithmus F wird demensprechend zunächst berechnet, welche Diode aktuell leitet, um anschließend aus der Zustandsraumbeschreibung das zu berechnende Zustandsraumsystem für Phase p1 auszuwählen. Für das ausgewählte Zustandsraumsystem wird dann anhand der festgelegten Schalterspannungsgleichungen uQi, die im Zeitbereich angegeben sind, der Zeitpunkt berechnet, zu dem die nächste Diode leitet. Falls der berechnete Zeitpunkt außerhalb der Totzeit Td für die Schalter Q1 - Q4 liegt, wird ein Endzeitpunkt der Totzeit Td als nächster Zeitpunkt für die Berechnung ausgewählt. Ansonsten werden die Endwerte für Phase p1 für die sich aus den Schalterspannungsgleichungen uQi ergebende, kürzeste Zeit berechnet und anschließend wird das nächste Zustandsraumsystem ausgewählt.
Üblicherweise entspricht die Darstellung im Zeitbereich der Zustände x oder der Schalterspannungen uQi der einer abklingenden Oszillation um einen Offset (decaying offsetted oscillation), wie sie im Folgenden gezeigt ist: $\begin{array}{l} x (t) = A e^{- t B} (c o s (t C) + sin (t C) D) + E \\ = A e^{- t B} \sqrt{D^{2} + 1 sin (t C + arctan (\frac{1}{D})) + E} \end{array}$
Hierbei sind die Koeffizienten A, B, C, D und E bekannte systemcharakteristische Konstanten oder hängen von den Anfangswerten u gemäß der Zustandsraumbeschreibung ab. Da die obige Gleichung für x(t) = 0 für bestimmte t analytisch nicht bestimmt werden kann, kann zum Lösen eine numerische Berechnung mittels Newton-Verfahren gewählt werden.
Eine erste Abschätzung für eine mögliche Näherungslösung kann nach Anwendung eines vereinfachten trigonometrischen Additionstheorems wie folgt aussehen: $\begin{array}{l} t_{0} = \frac{1}{C} (arcsin (\frac{- E}{A \sqrt{(D^{2} + 1)}}) - arctan (\frac{1}{D})) \\ x (t_{0}) = A e^{- t_{0} B} ((- B + C D) c o s (t_{0} C) \\ + (- D B - C) sin (t_{0} C)) \\ x (t_{0}) = A e^{- t_{0} B} (c o s (t_{0} C) + s i n (t_{0} C) + E \\ = t_{0} - \frac{x (t_{0})}{x (t_{0})} \end{array}$
Die Näherungslösung kann angewendet werden, da der Abklingfaktor B eine vergleichsweise lange Zeitkonstante aufweist, sich die Berechnungen vorliegend jedoch auf Totzeiteffekte beziehen. Typische Totzeiten liegen in der Regel unterhalb von 100 ns.
Nachdem daraus ein Endzeitpunkt für den Diodenleitvorgang der ausgewählten Diode oder ein Endzeitpunkt für einen Zeitraum in dem keine der Dioden leitet bestimmt ist, ergeben sich die Endwerte für die erste Phase p1 wie folgt: $x = {(s I_{n} - A)}^{- 1} (Bu + x_{0})$
Prinzipiell ist nur ein Endwert des Spulenstroms ilk von Interesse, da dieser zum Bestimmen der Schaltzeit tE möglich präzise bekannt sein soll. Da sich jedoch das System innerhalb der Totzeit Td aufgrund von verschiedenen Diodenleitvorgängen ändern kann, werden auch die Ladezustände oder Spannungen an den Kapazitäten bestimmt, um diese für die nachfolgenden Phasen zu kennen.
Im Vergleich zur ersten Phase p1 ist die zweite Phase p2 ein Langzeitprozess. In der Wechselrichterschaltung W sind die beiden oberen Schalter Q1 und Q2 geschlossen, also durchgeschaltet, während die beiden unteren Schalter Q3 und Q4 geöffnet sind. Die Phase p2 ist somit die sogenannte Freilaufphase (Free Wheeling Mode) des Konverters K. Der Spulenstrom ilk wird in Phase p2 durch die Schalter Q1 und Q2 fließen. Dieser Zusammenhang ist analytisch in der folgenden Gleichung dargestellt: $\frac{d}{d t} i l k = - \frac{1}{L k} (\frac{n^{2}}{2} R d s s + 2 R d s p + R p) i l k = m_{2} i l k,$
wobei m₂ ein systemabhängiger Steigungskoeffizient der zweiten Phase p2 ist. Durch eine iterative Berechnung, kann der Endwert des Spulenstroms ilk festgelegt werden. Eine erste Schätzung für den Endwert ilke des Spulenstroms ilk kann durch ilke = ilk (m₂t + 1) bestimmt werden. Anschließend kann die Ableitung des Spulenstroms ilk für einen vorbestimmten Strom von ilk (m₂t + 1) m₂ berechnet werden. Dabei kann angenommen werden, dass die berechnete Ableitung für den Langzeitprozess in Phase p2 konstant ist. Daraus ergibt sich die Mittelwert-Ableitung für den Anfangswert und den Endwert des Spulenstroms ilk in Phase p2 wie folgt: $i l k (t = (1 - d) \frac{T s}{1} - T d) = 1 + \frac{m_{2}}{2} (2 + m_{2} t) t$
Anschließend folgt die Berechnung der dritten Phase p3, die ähnlich zu der Berechnung in Phase p1 abläuft. Da in der Phase p3 die Kanalspannung Vs anliegen kann und die Phase p3 somit der Ursprung für den vorgenannten duty cycle loss dL sein kann, ergeben sich hier wesentliche Einflüsse für eine Dynamik des Systems.
In der dritten Phase p3 sind die Schalter Q4 und Q6 geschlossen, also durchgeschaltet, und sind deshalb durch ihren jeweiligen Schalterwiderstand R4 und R6 repräsentiert. Die Schalter Q1, Q2, Q3, und Q5 sind geöffnet, also ausgeschaltet. In der Phase p3 ist ihr Einfluss durch ihre jeweiligen Body-Dioden D1, D2, D3 und D5 sowie ihre jeweiligen Kapazitäten C1, C2, C3 und C5 sichtbar. Die Phase p3 kann analog zur Phase p1 somit ebenfalls als Totzeitphase bezeichnet werden.
In Phase p3 ergibt sich insbesondere folgende Zustandsraumbeschreibung: $\begin{array}{l} A_{\dot{x}} = [\begin{matrix} - R c p C p & - R c p C p & 0 & 0 \\ C p & - C p & 0 & 0 \\ 0 & 0 & \frac{2}{n} C s & 0 \\ 0 & R c p C p & - \frac{n}{2} (R c s + R d s s) C a & - L k \end{matrix}] \\ A_{x} = [\begin{matrix} 1 & 1 & 0 & 0 \\ 0 & 0 & 0 & 1 \\ 0 & 0 & 0 & 1 \\ 0 & - 1 & \frac{n}{2} & R d s p + R p \end{matrix}] Bu = [\begin{array}{l} - 1 & 0 \\ 0 & 0 \\ 0 & \frac{- 1}{n} \\ 0 & \frac{n}{2} R d s s \end{array}] \\ x = {[u 2 u 3 u 4 i l k]}^{2} u = {[V i n i L]}^{T} \\ x_{0} = {[V i n 0 0 i l k]}^{T} \end{array}$

Auffällig ist, dass eine Systemdynamik in Phase p3 gemäß der Zustandsbeschreibung stark von dem Anfangswert x₀(4) = ilk abhängt. Dieser Zusammenhang betätigt die Relevanz der Bestimmung des Spulenstromverlaufs.

Durch Anwenden der Laplace Endwertsatzberechnung ergeben sich folgende Anfangswerte uQi (t0) für die jeweilige Schalterspannung uQi in Phase p3: $\begin{array}{l} u Q 1 (t_{0}) = V i n + \frac{1}{2} i l k R c p \\ u Q 3 (t_{0}) = - \frac{1}{2} i l k R c p) \\ u Q 5 (t_{0}) = - \frac{R c p C p}{2 C s} (I L - n i l k) \end{array}$
Hierbei gilt, wie zuvor zu Phase p1 beschrieben, dass die jeweilige Diode leitet, wenn die Schalterspannung uQi kleiner ist als die negative Vorwärtsspannung Vd der zugeordneten Diode. Die Diodenleitvorgänge können dann wieder abhängig von dem ausgewählten Zustandsraumsystem bestimmt werden. In Phase p3 ist zu beachten, dass mehrere Dioden insbesondere gleichzeitig leitend sein können.
Nachdem abhängig von den Diodenleitvorgängen das passende Zustandsraumsystem ausgewählt ist und die jeweilige Diodenleitdauer mittels Newton-Verfahren bestimmt ist, ergeben sind für die Endwerte x in Phase p3, analog zu der Gleichung für die Endwerte x gemäß Phase p1.
In Phase p3 wird die Schaltzeit tE zum Durschalten der Schalter Q5 und/oder Q6 vorgezogen, wenn die Diode D5 in Phase p3 nicht leitet, also zum Beispiel dann, wenn keine Diodenleitvorgänge auftreten oder Diode D1 leitet. Dann kann auch eine zusätzliche Spannung uadd innerhalb der Totzeit Td auftreten. Dieser Fall kann zum Beispiel im Aufwärtswandlerbetrieb des Konverters K oder bei geringer Last, also geringem Ausgangsstrom lo eintreten. Die Sekundärspannung, also die Kanalspannung Vs steigt dann innerhalb der Totzeit Td an. Dadurch kann sich die Dynamik des Systems ändern. Die Sekundärspannung Vs kann in diesem Falls wie folgt berechnet werden: $V s = \frac{u 3 + R c p C p \frac{d}{d t} u 3 - L k \frac{d}{d t} i l k - (R p + R d s p) i l k}{n}$
Durch Integrieren der Spannung Vs über die Zeitdauer der Phase p3 und Teilen des Ergebnisses durch die Hälfte der Schaltzeit Ts/2 kann ein Durchschnittswert für die Sekundärspannung Vs ermittelt werden. Dieser Durchschnittswert ergibt dann die zusätzliche Spannung uadd, die in Phase p3 auftreten kann.
In der vierten Phase p4 kommt es darauf an, ob die Diode D5 immer noch leitet. Die vierte Phase p4 wird auch als Leistungstransferphase (Power Transition Mode) des Konverters K bezeichnet. Wenn die Diode D5 am Ende von Phase p3 und somit in der vierten Phase p4 immer noch leitet, ist die Schaltzeit tE zum Durschalten der Schalter Q5 und/oder Q6 zu verzögern. In diesem Fall tritt dann auch der vorgenannte duty cycle loss dL auf. Die Diodenleitdauer des Schalters Q5 hat somit direkte Auswirkungen auf die Schaltverzögerung und den duty cycle loss dL. Der duty cycle loss dL kann durch Berechnen eines durchschnittlichen Spulenstroms ilka, eines Stromanstiegs islp und der Sekundärspannung Vs wie folgt bestimmt werden: $\begin{array}{l} i L = I o - \frac{1}{2} I r \\ i l k a = \frac{1}{2} (\frac{1}{n} i L + i l k) i s l p = \frac{1}{n} i L - i l k \\ V s = (\frac{1}{4} (i L + n i l k) - \frac{I L}{2 n} + i L) R d s s - \frac{V d}{2} \\ Δ t = \frac{L k}{V i n - i l k a (2 R d s p + R p) + V s \frac{n}{2}} i s i p \\ d L = 2 \frac{t}{T s} \end{array}$
Insgesamt kann so anhand von wenigen gemessenen Mittelwerten und einem mathematischen Modell des Konverters K der Verlauf des Spulenstroms ilk vorausgerechnet werden. Anhand des Spulenstroms ilk kann dann auf die Kanalspannung Vs rückgeschlossen und die Schaltzeitpunkte td angepasst werden.
Bezugszeichenliste

A1: erster Anschluss
A2: zweiter Anschluss
Co: Filterkapazität
C1 - C6: intrinsische Kapazität
Cin: Eingangskapazität
CΔt: Gleichrichtungsregler
d: Tastverhältnis
D1 - D6: intrinsische Body-Diode
F: Prognosealgorithmus
G: Gleichrichterschaltung
GND1, GND2: Bezugspotential
H: Eingangsparameter
lo: Ausgangsstrom
ic: Filterstrom
ilk: Spulenstrom
iL: Filterspulenstrom
Ir: Rippelstrom
K: Konverter
Lf: Filterinduktivität
Lk: Streuinduktivität
P: Primärseite
p1 - p4: Phasen
Q1 - Q6: Schaltelemente
Rc: Innenwiderstand
S: Sekundärseite
Δt: Zeitdifferenz
Δtsoll: Solldifferenz
tE: Schaltzeitpunkt
T: Transformator
Vo: Ausgangsspannung
Vin: Eingangsspannung
W: Wechselrichterschaltung

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

WO 2013/075896 A2 [0004]
DE 102015107960 A1 [0005]
DE 112014006828 T5 [0006]

Claims

Verfahren zum Betreiben eines Wandlermoduls (K), welches für eine Energiezwischenspeicherung eine Spulenanordnung (T) und für eine gesteuerte Gleichrichtung eine Schalteranordnung (G) bereitstellt, wobei die Schalteranordnung (G) nach einem vorbestimmten Schaltmuster betrieben wird, und für das vorbestimmte Schaltmuster gemäß einem vorbestimmten Prognosealgorithmus (F) ein Schaltzeitpunkt (tE) zum Durchschalten der Schalteranordnung (G) angepasst wird, wobei gemäß dem Prognosealgorithmus (F) für eine jeweilige Halbwelle einer Spulenspannung, mit der die Spulenanordnung (T) beaufschlagt wird, ein zeitlicher Verlauf einer Kanalspannung (Vs), die an der Schalteranordnung (G) bereitstellbar ist, vorhergesagt wird, indem ein zeitlicher Verlauf eines Spulenstroms (ilk), der von der Spulenanordnung (T) abhängig von der angelegten Spulenspannung bereitgestellt wird, berechnet wird und in Abhängigkeit von dem Spulenstromverlauf (ilk) der Schaltzeitpunkt (tE) bestimmt und die Schalteranordnung (G) zum Durchschalten angesteuert wird.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei als Eingangsparameter (H) für den Prognosealgorithmus (F) ein Mittelwert einer Eingangsspannung (Vin), einer Ausgangsspannung (Vo) und eines Ausgangsstroms (lo) des Wandlermoduls (K), sowie ein durch das Schaltmuster vorgegebenes Tastverhältnis (d) der Schalteranordnung (G) bestimmt werden, und gemäß dem Prognosealgorithmus (F) folgende Schritte durchgeführt werden: - Bestimmen eines Initialwerts des Spulenstroms (ilk) in Abhängigkeit von den Eingangsparametern (H) und Festlegen des Initialwerts als einen Sollwert für den Spulenstrom (ilk), - Durchführen einer Berechnungsroutine bei der ausgehend von dem Initialwert der zeitliche Verlauf des Spulenstroms (ilk) ermittelt wird, wobei in der Berechnungsroutine die Halbwelle in wenigstens zwei Phasen (p1, p2, p3, p4) eingeteilt wird und für jede der Phasen (p1, p2, p3, p4) ein jeweiliger Energiespeicherzustand des Wandlermoduls (K) berechnet wird und ein dem jeweiligen Energiespeicherzustand zugeordneter Werteverlauf des Spulenstroms (ilk) bestimmt wird, und - Ermitteln des Schaltzeitpunkts (tE) für die Schalteranordnung (G) als denjenigen Zeitpunkt, zu dem der Spulenstrom (ilk) in dem zeitlichen Verlauf einen Wert einnimmt, der dem festgelegten Sollwert entspricht.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei zum Bestimmen des Initialwerts des Spulenstroms (ilk) aus den Eingangswerten für die Halbwelle ein Rippelstrom (Ir), der sich als ein Schalteranordnungs-Ausgangsstrom an der Schalteranordnung (G) einstellt, bestimmt wird, wobei der Rippelstrom (Ir) ein Oszillationsverhalten des Schalteranordnungs-Ausgangsstroms um den Mittelwert des Ausgangsstroms (lo) des Wandlermoduls (K) angibt.
Verfahren nach einem der Ansprüche 2 oder 3, wobei gemäß der Berechnungsroutine die Phasen (p1, p2, p3, p4) in Abhängigkeit von einem Übertragungsverhalten der Spulenanordnung (T) für einen jeweiligen Wertebereich der Spulenspannung innerhalb der Halbwelle festgelegt werden.
Verfahren nach einem der Ansprüche 2 bis 4, wobei die Spulenspannung mit der die Spulenanordnung (T) beaufschlagt wird, mittels einer Wechselrichterschaltung (W) des Wandlermoduls (K) bereitgestellt wird, und die Phasen (p1, p2, p3, p4) zum Einteilen der Halbwelle in Abhängigkeit von einer Schaltkonfiguration der Wechselrichterschaltung (W) gewählt werden.
Verfahren nach Anspruch 5, wobei gemäß dem Prognosealgorithmus (F) bei der Bestimmung des jeweiligen Schaltzeitpunkts (tE) eine vorgegebene Schaltverzögerungszeit (Td) der Wechselrichterschaltung (W) berücksichtigt wird.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei als die Schalteranordnung (G) eine Gleichrichterschaltung (G) mit wenigstens zwei Halbleiterschaltern (Q5, Q6) bereitgestellt wird, und die wenigstens zwei Halbleiterschalter (Q5, Q6) nach dem Schaltmuster betrieben werden, wobei die Schaltmuster für die Halbleiterschalter (Q5, Q6) gemäß einer vorbestimmten Schaltlogik mit einen vorbestimmten Schaltversatz zueinander auf die Halbleiterschalter (Q5, Q6) angewendet werden, wobei der Schaltversatz ein Tastverhältnis (d) repräsentiert, und gemäß dem Prognosealgorithmus (F) der Schaltzeitpunkt (tE) für jeden der Halbleiterschalter (Q5, Q6) angepasst wird
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei zum Anpassen des Schaltzeitpunkts (tE) in einer Reglerroutine der mittels des Prognosealgorithmus (F) ermittelte Schaltzeitpunkt (tE) mit einem gemäß dem Schaltmuster vorgesehenen Schaltzeitpunkt verglichen wird und eine Differenz (Δt) zwischen den Schaltzeitpunkten zu null geregelt wird.
Wandlervorrichtung mit einem Wandlermodul (K) nach einem der vorhergehenden Ansprüche und einer Steuereinrichtung, die zum Betreiben des Wandlermoduls (K) durch Ausführen eines Verfahrens nach einem der vorhergehenden Ansprüche ausgebildet ist.
Kraftfahrzeug mit einer Wandlervorrichtung nach Anspruch 9, wobei die Wandlervorrichtung zum Wandeln von elektrischer Energie zwischen einem Hochvoltbordnetz und einem Niedervoltbordnetz des Kraftfahrzeugs ausgebildet ist.