DE112016003347T5 - Energieumwandlungs-Einrichtung - Google Patents

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Yuta Komatsu
Ryota KONDO
Masaki Yamada
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Abstract

Eine Energieumwandlungs-Einrichtung (5) weist Schaltelemente (S1, S2), eine Drosselspule (1) sowie Kondensatoren (C1, C2) auf, in denen jeweils mehrere Kondensator-Elemente (20a, 20b) parallel zueinander geschaltet sind. Dann wird eine Trägerfrequenz (fsw), die für ein Steuern eines Schaltens der Schaltelemente (S1, S2) verwendet wird, so festgelegt, dass sie niedriger als Reihenresonanz-Frequenzen von sämtlichen der Kondensator-Elemente in den Kondensatoren (C1, C2) ist und ganzzahlige Vielfache dieser Frequenz (fsw) jeweils nicht gleich einer Parallelresonanz-Frequenz (fp) sind.

Description

  • TECHNISCHES GEBIET
  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Energieumwandlungs-Einrichtung für die Durchführung einer Energieumwandlung zwischen DC und DC durch das Steuern des Schaltvorgangs eines Halbleiter-Schaltelements.
  • STAND DER TECHNIK
  • Bei motorisierten Fahrzeugen, wie beispielsweise durch ein EV (Elektrofahrzeug) und ein HEV (Hybrid-Elektrofahrzeug) verkörpert, werden Energieumwandlungs-Einrichtungen verwendet, die jeweils zum Beispiel eine Hochspannungs-Batterie, einen bidirektionalen Wandler, einen Glättungskondensator sowie einen Wechselrichter aufweisen. Zum Zeitpunkt eines Energieversorgungsbetriebs wird die Energie der Hochspannungsbatterie mittels des bidirektionalen Wandlers hinauftransformiert, so dass dem Wechselrichter eine DC-Energie zugeführt wird, und dann wird einem Motor eine in dem Wechselrichter umgewandelte AC-Energie zugeführt.
  • Indessen wird der Motor zum Zeitpunkt eines regenerativen Betriebs als ein Energiegenerator betrieben, so dass eine in dem Wechselrichter umgewandelte DC-Energie mittels des bidirektionalen Wandlers heruntertransformiert wird und die Hochspannungs-Batterie dann mit der DC-Energie geladen wird. Es ist eine Vielzahl von Systemen als Energieumwandlungs-Einrichtungen offenbart worden, bei denen ein bidirektionaler Wandler verwendet werden kann.
  • Eine herkömmliche Chopper-Einrichtung als Energieumwandlungs-Einrichtung steuert das Schalten eines Halbleiter-Schalters, der zwischen eine DC-Energiequelle und eine Last geschaltet ist, um dadurch eine Gleichspannung abzugeben, die sich von einer Eingangs-Gleichspannung unterscheidet.
  • Die Chopper-Einrichtung weist Folgendes auf:
    • – eine Spannungsfehler-Verstärkerschaltung für die Abgabe eines Signals, das proportional zu einer Abweichung zwischen einem Detektionswert des Ausgangssignals der Chopper-Einrichtung und einem vorab festgelegten Wert desselben ist;
    • – eine Leitungszeitdauer-Rechenschaltung für eine Berechnung der Leitungszeitdauer des Halbleiter-Schalters, die proportional zu einem Eingangssignal ist;
    • – eine Schaltbefehl-Schaltung, an die der Ausgang bzw. das Ausgangssignal der Leitungszeitdauer-Rechenschaltung angelegt wird, für eine Steuerung des Schaltens des Halbleiter-Schalters; sowie
    • – eine Leitungszeitdauer-Korrekturschaltung, die zwischen der Fehler-Verstärkerschaltung und der Leitungszeitdauer-Rechenschaltung angeordnet ist, um ein Korrektursignal an die Leitungszeitdauer-Rechenschaltung anzulegen, so dass ein Verhältnis der DC-Ausgangsspannung in Bezug auf die DC-Eingangsspannung proportional zu dem Ausgangssignal der Spannungsfehler-Verstärkerschaltung ist (siehe zum Beispiel das Patentdokument 1).
  • Es ist anzumerken, dass das Ersetzen einer Diode in der Chopper-Einrichtung durch einen Halbleiter-Schalter eine bidirektionale Energieumwandlung möglich macht.
  • Ferner wird eine Chopper-Schaltung, die auf anderen Seiten als ihren Eingangs-/Ausgangsseiten keinerlei Stromspeicherelement in Bezug auf ein Hinauftransformieren/Heruntertransformieren aufweist, aber ähnlich wie die vorstehende Chopper-Einrichtung eine Energieumwandlung zwischen einer Niederspannungs-Seite und einer Hochspannungs-Seite durchführt, als eine SPC-Schaltung (Einzelphasen-Chopper-Schaltung) bezeichnet.
  • Als ein Steuerverfahren der SPC-Schaltung ist ein Verfahren bekannt, bei dem: eine PI-Steuerung (Proportional-Integral-Steuerung) durchgeführt wird, so dass eine Differenz zwischen einer Zielspannung und einer Spannung auf der Seite einer Lasteinheit geringer wird; und ungeachtet des Hochtransformations-Betriebs oder des Heruntertransformations-Betriebs eine PWM-Steuerung (Pulsbreitenmodulations-Steuerung) an zwei Schaltelementen durchgeführt wird, die in einem bidirektionalen Wandler enthalten sind (siehe etwa das Patentdokument 2).
  • Indessen gibt es als eine weitere herkömmliche Energieumwandlungs-Einrichtung eine Einrichtung, wie sie nachstehend beschrieben ist.
  • Eine derartige Energieumwandlungs-Einrichtung weist Folgendes auf: mehrere Anschlüsse; eine Drosselspule; eine Schaltelement-Reihenschaltung; einen Lade-/Entlade-Kondensator; sowie einen Glättungskondensator.
  • Die mehreren Anschlüsse weisen einen ersten, einen zweiten, einen dritten und einen vierten Anschluss auf, und die Schaltelement-Reihenschaltung weist ein erstes, ein zweites, ein drittes und ein viertes Schaltelement auf, die in Reihe miteinander geschaltet sind.
  • Der Verbindungspunkt zwischen dem zweiten und dem dritten Schaltelement ist durch die Drosselspule mit dem ersten Anschluss verbunden; das erste Schaltelement ist an dessen Seite, die entgegengesetzt zu dessen Verbindungspunkt mit dem zweiten Schaltelement ist, mit dem zweiten Anschluss verbunden; der Lade-/Entlade-Kondensator ist zwischen den Verbindungspunkt zwischen dem ersten und dem zweiten Schaltelement und den Verbindungspunkt zwischen dem dritten und dem vierten Schaltelement geschaltet; der Glättungskondensator ist mit der Schaltelement-Reihenschaltung parallel geschaltet; und die Schaltelement-Reihenschaltung ist mit dem dritten und dem vierten Anschluss verbunden.
  • Der erste und der zweite Anschluss sind auf einer Niederspannungsseite angeordnet, und der dritte und der vierte Anschluss sind auf einer Hochspannungsseite angeordnet, so dass die Gleichspannungsumwandlung zwischen der Niederspannungsseite und der Hochspannungsseite durchgeführt wird (siehe zum Beispiel das Patentdokument 3).
  • Es ist anzumerken, dass eine Chopper-Schaltung, die einen Lade-/Entlade-Kondensator auf anderen Seite als deren Eingangs-/Ausgangsseiten aufweist und die ähnlich wie die vorstehende Energieumwandlungs-Einrichtung eine Energieumwandlung zwischen einer Niederspannungsseite und einer Hochspannungsseite durchführt, im Folgenden als eine MLC-Schaltung (Mehrstufen-Chopper-Steuerung) bezeichnet wird.
  • Andererseits ist ein bei der Energieumwandlungs-Einrichtung verwendeter Kondensator für den Zweck einer Hochleistungsanwendung im Allgemeinen mit mehreren Kondensator-Elementen konfiguriert, die parallel zueinander geschaltet sind. Es ist bekannt, dass dann, wenn die Kondensator-Elemente parallel zueinander geschaltet sind, unter den Reihenresonanzfrequenzen der jeweiligen Kondensator-Elemente eine Parallelresonanz auftritt, durch welche die Impedanz größer wird. An dem Parallelresonanz-Punkt ist es wahrscheinlich, dass die Impedanz und der ESR (Equivalent Series Resistance, Reihenersatzwiderstand) zunehmen und somit im Inneren des Kondensators ein Zirkulationsstrom fließt, so dass das Auftreten einer abnormalen Erwärmung wahrscheinlich ist (siehe zum Beispiel das Patentdokument 4).
  • LITERATURLISTE
  • Patentdokumente
    • Patentdokument 1: Japanische Patentanmeldungs-Offenlegungsschrift JP S59-2 567 A
    • Patentdokument 2: Japanische Patentanmeldungs-Offenlegungsschrift JP 2010-115 056 A
    • Patentdokument 3: Japanisches Patent JP 5 457 559 B2
    • Patentdokument 4: Japanische Patentanmeldungs-Offenlegungsschrift JP 2012-79 757 A
  • KURZBESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
  • Mit der Erfindung zu lösende Probleme
  • Wenn ein Kondensator, bei dem mehrere Kondensator-Elemente parallel zueinander geschaltet sind, als ein Kondensator in einer herkömmlichen Energieumwandlungs-Einrichtung verwendet wird, wie vorstehend beschrieben, dann ist es wahrscheinlich, dass die Impedanz und der ESR an dem Parallelresonanz-Punkt zunehmen, so dass das Auftreten einer abnormalen Erwärmung wahrscheinlich ist.
  • Ferner sind in dem Strom, der durch den Kondensator hindurchfließt, basierend auf der Schaltfrequenz viele Oberschwingungskomponenten außer der Grundschwingungskomponente enthalten, so dass Verluste in dem Kondensator zunehmen, wenn die Frequenz der Oberschwindungskomponente nahezu der Parallelresonanz-Frequenz entspricht, und dies kann ebenfalls zu einer abnormalen Erwärmung führen.
  • Wenn darüber hinaus die Kapazität des Kondensators zunimmt oder dessen Kühlstruktur ausgedehnt wird, um einen Temperaturanstieg des Kondensators zu unterbinden, führt dies zu einer vergrößerten Einrichtungs-Konfiguration oder erhöhten Kosten.
  • Diese Erfindung ist konzipiert worden, um das vorstehend beschriebene Problem zu lösen, und die Aufgabe derselben besteht darin – in Bezug auf eine Energieumwandlungs-Einrichtung, die einen Kondensator verwendet, bei dem mehrere Kondensator-Elemente parallel zueinander geschaltet sind und die eine Energieumwandlung zwischen DC und DC durchführt –, die Verluste aufgrund einer Parallelresonanz des Kondensators zu reduzieren, um dadurch einen Temperaturanstieg des Kondensators zu unterbinden, und eine Verkleinerung der Einrichtungs-Konfiguration sowie eine Kostenreduktion zu erreichen.
  • Mittel zum Lösen der Probleme
  • Eine Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß der Erfindung weist Folgendes auf: einen DC/DC-Wandler, der mehrere Halbleiter-Elemente, die leitend zu machen oder abzuschalten sind, eine Drosselspule sowie mehrere Kondensatoren aufweist, bei denen jeweils mehrere Kondensator-Elemente parallel zueinander geschaltet sind; sowie eine Steuerungsschaltung, um den DC/DC-Wandler zu steuern. Zumindest ein Teil der mehreren Halbleiter-Elemente weist ein Schaltelement (Schaltelemente) auf, und die Steuerungsschaltung steuert ein Ansteuern des Schaltelements (der Schaltelemente) mit einer vorab festgelegten Frequenz.
  • Die vorab festgelegte Frequenz ist niedriger als Reihenresonanz-Frequenzen von sämtlichen der mehreren Kondensator-Elemente in den mehreren Kondensatoren und ist niedriger als ein Wert (fp/N), der aus einer Division einer Parallelresonanz-Frequenz fp der mehreren Kondensator-Elemente in einem ersten Kondensator als einem der mehreren Kondensatoren durch eine Ordnung N resultiert, die basierend auf Oberschwingungsströmen bestimmt wird, die durch den ersten Kondensator hindurchfließen, und ferner sind ganzzahlige Vielfache der vorab festgelegten Frequenz jeweils nicht gleich der Parallelresonanz-Frequenz fp.
  • Effekte der Erfindung
  • Mit der Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß der Erfindung ist es möglich, die Verluste aufgrund einer Parallelresonanz des Kondensators zu reduzieren und dadurch die Energieumwandlungseffizienz zu verbessern und ferner einen Temperaturanstieg des Kondensators zu unterbinden. Darüber hinaus macht es dies möglich, eine Verkleinerung der Einrichtungs-Konfiguration und eine Kostenreduktion zu erreichen.
  • KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • In den Figuren zeigen:
  • 1 ein Diagramm, das eine Schaltungskonfiguration einer Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß Ausführungsform 1 der Erfindung zeigt;
  • 2 ein Schaltbild, um einen Kondensator auf der Hochspannungsseite gemäß Ausführungsform 1 der Erfindung darzustellen;
  • 3 ein Diagramm eines Aufbaus des Kondensators auf der Hochspannungsseite gemäß Ausführungsform 1 der Erfindung;
  • 4 ein Steuerungsblockdiagramm der Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß Ausführungsform 1 der Erfindung;
  • 5 ein Blockdiagramm, das Details eines ersten Steuerungsblocks gemäß Ausführungsform 1 der Erfindung zeigt;
  • 6 ein detailliertes Schaltbild des Kondensators auf der Hochspannungsseite gemäß Ausführungsform 1 der Erfindung;
  • 7 ein Diagramm, das eine Frequenz-Charakteristik der Impedanz des Kondensators auf der Hochspannungsseite gemäß Ausführungsform 1 der Erfindung zeigt;
  • 8 ein Diagramm, das eine Frequenz-Charakteristik des ESR des Kondensators auf der Hochspannungsseite gemäß Ausführungsform 1 der Erfindung zeigt;
  • 9 Signalverlaufs-Diagramme in jeweiligen Bereichen, um den Betrieb der Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß Ausführungsform 1 der Erfindung darzustellen;
  • 10 ein Kennfeld, das Stromkomponenten gemäß Ausführungsform 1 der Erfindung zeigt, die durch den Kondensator auf der Hochspannungsseite hindurch fließen;
  • 11 ein Kennfeld, das eine Strom-Kumulationsrate gemäß der Ausführungsform 1 der Erfindung in Bezug auf einen Strom zeigt, der durch die Kondensatoren auf der Hochspannungsseite hindurchfließt;
  • 12 eine Kurzdarstellung, um eine Trägerfrequenz gemäß der Ausführungsform 1 der Erfindung zu erläutern;
  • 13 ein Diagramm, das eine Schaltungskonfiguration einer Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß Ausführungsform 2 der Erfindung zeigt;
  • 14 ein Steuerungsblockdiagramm der Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß Ausführungsform 2 der Erfindung;
  • 15 ein Blockdiagramm, das Details eines ersten Steuerungsblocks gemäß Ausführungsform 2 der Erfindung zeigt;
  • 16 Signalverlaufs-Diagramme in jeweiligen Bereichen, um den Betrieb der Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß Ausführungsform 2 der Erfindung darzustellen;
  • 17 Signalverlaufs-Diagramme in jeweiligen Bereichen, um den Betrieb der Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß Ausführungsform 2 der Erfindung darzustellen;
  • 18 ein Kennfeld, das Stromkomponenten gemäß Ausführungsform 2 der Erfindung zeigt, die durch einen Lade-/Entlade-Kondensator hindurch fließen;
  • 19 ein Kennfeld, das eine Strom-Kumulationsrate gemäß der Ausführungsform 2 der Erfindung in Bezug auf einen Strom zeigt, der durch den Lade-/Entlade-Kondensator hindurchfließt;
  • 20 eine Kurzdarstellung, um eine Trägerfrequenz gemäß der Ausführungsform 2 der Erfindung darzustellen;
  • 21 ein Diagramm, das eine Schaltungskonfiguration einer Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß Ausführungsform 3 der Erfindung zeigt;
  • 22 ein Blockdiagramm, das Details eines ersten Steuerungsblocks gemäß Ausführungsform 3 der Erfindung zeigt;
  • 23 ein Diagramm, das eine Schaltungskonfiguration einer Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß Ausführungsform 4 der Erfindung zeigt;
  • 24 ein Blockdiagramm, das Details eines ersten Steuerungsblocks gemäß Ausführungsform 4 der Erfindung zeigt.
  • AUSFÜHRUNGSFORMEN DER ERFINDUNG
  • Ausführungsform 1
  • Im Folgenden wird eine Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß Ausführungsform 1 der Erfindung unter Bezugnahme auf Zeichnungen beschrieben, wie folgt.
  • 1 ist ein Diagramm, das eine Schaltungskonfiguration der Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß Ausführungsform 1 der Erfindung zeigt. Wie in 1 gezeigt, weist eine Energieumwandlungs-Einrichtung 5 einen DC/DC-Wandler 3 als eine wesentliche Schaltung sowie eine Steuerungsschaltung 4 zum Steuern des DC/DC-Wandlers 3 auf. Der DC/DC-Wandler 3 weist Folgendes auf: eine Drosselspule 1; ein Halbleitermodul 2, das ein Schaltelement S1 als ein erstes Halbleiterelement und ein Schaltelement S2 als ein zweites Halbleiterelement aufweist; einen Kondensator C1 auf der Niederspannungsseite; sowie einen Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite als einen ersten Kondensator. Außerdem sind ein Stromsensor 6 und ein Spannungssensor 7 angeordnet. Die Steuerungsschaltung 4 steuert das Ansteuern der Schaltelemente S1, S2 basierend auf den Detektionswerten von den Sensoren 6, 7.
  • Ferner ist eine Hochspannungsbatterie 10 (zwischen P1 und N1) mit der Niederspannungsseite verbunden, und ein Elektromotor 11 ist (zwischen P2 und N2) mit der Hochspannungsseite des DC/DC-Wandlers 3 verbunden. Es ist anzumerken, dass die jeweiligen Schaltelemente S1, S2 jeweils zum Beispiel aus einem IGBT (Bipolartransistor mit isoliertem Gate) und einer Diode bestehen, die antiparallel zueinander geschaltet sind.
  • Bei der Energieumwandlungs-Einrichtung 5 handelt es sich um eine SPC-Schaltung eines bidirektionalen Typs, die in der Lage ist, Energie bidirektional zwischen der Niederspannungsseite und der Hochspannungsseite umzuwandeln, und sie dient dazu, eine Eingangsspannung (eine Spannung auf der Niederspannungsseite) V1, die zwischen P1 und N1 als Anschlüssen auf der Niederspannungsseite eingegeben wird, auf eine Spannung hinaufzutransformieren, die höher als V1 ist, und dann zwischen P2 und N2 als Anschlüssen auf der Hochspannungsseite nach dem Hinauftransformieren eine Ausgangsspannung (eine Spannung auf der Hochspannungsseite) V2 abzugeben.
  • Das Schaltelement S1 ist an seinem einen Ende (an seinem ersten Ende) mit dem Anschluss auf der negativen Seite des Kondensators C1 auf der Niederspannungsseite verbunden und ist an dem anderen Ende (dem zweiten Ende) durch die Drosselspule 1 mit dem Anschluss auf der positiven Seite des Kondensators C1 auf der Niederspannungsseite verbunden. Das Schaltelement S2 ist an seinem einen Ende (seinem ersten Ende) mit dem zweiten Ende des Schaltelements S1 verbunden und ist an dem anderen Ende (dem zweiten Ende) mit dem Anschluss auf der positiven Seite des Kondensators C2 auf der Hochspannungsseite verbunden.
  • Der Kondensator C1 auf der Niederspannungsseite glättet die Eingangsspannung V1. Die Drosselspule 1 wird für eine Energiespeicherung verwendet, und das Halbleitermodul 2 transformiert die Eingangsspannung V1 hinauf auf die Ausgangsspannung V2. Hierbei werden die Schaltelemente S1, S2 in dem Halbleitermodul 2 auf EIN geschaltet, wenn Gate-Signale G1, G2, die von der Steuerungsschaltung 4 abgegeben werden, jeweils auf hohem Pegel liegen.
  • Der Stromsensor 6 detektiert einen Drosselspulenstrom IL, der durch die Drosselspule 1 hindurchfließt. Der Spannungssensor 7 detektiert eine Spannung zwischen den Anschlüssen des Kondensators C2 auf der Hochspannungsseite als Ausgangsspannung V2 (die Spannung auf der Hochspannungsseite). Der Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite glättet die Ausgangsspannung V2.
  • Die Steuerungsschaltung 4 erzeugt die Gate-Signale G1, G2 für die jeweiligen Schaltelemente S1, S2 gemäß einem Detektionswert (IL) des Stromsensors 6 und einem Detektionswert (V2) des Spannungssensors 7, um dadurch zu bewirken, dass jedes der Schaltelemente S1, S2 eine EIN/AUS-Operation durchführt.
  • 2 und 3 sind Schaubilder, welche die Konfiguration des Kondensators C2 auf der Hochspannungsseite zeigen, und insbesondere ist 2 ein Schaltbild, und 3 ist ein Schaubild eines Aufbaus.
  • Wie in 2 gezeigt, ist der Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite mit einem ersten Kondensator-Element 20a und einem zweiten Kondensator-Element 20b konfiguriert, die als mehrere Kondensator-Elemente mit den gleichen Charakteristika vorliegen und parallel zueinander geschaltet sind. Ferner sind das erste Kondensator-Element 20a und das zweite Kondensator-Element 20b, wie in 3 gezeigt, unter Verwendung einer ersten Sammelschiene 20c und einer zweiten Sammelschiene 20d parallel zueinander geschaltet, so dass der Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite zwischen den Anschlüssen auf der Hochspannungsseite, d. h. zwischen P2 und N2, konfiguriert und zwischen diese geschaltet ist.
  • Außerdem sind das erste und das zweite Kondensator-Element 20a und 20b sowie die erste und die zweite Sammelschiene 20c und 20d, wenn auch nicht dargestellt, in einem Gehäuse aufgenommen, das aus einem PPS(Polyphenylensulfid)-Harz etc. hergestellt ist, und ein Epoxidharz etc. ist in dieses eingefüllt, so dass der Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite aufgebaut ist.
  • Es ist anzumerken, dass der Kondensator C1 auf der Niederspannungsseite eine vergleichbare Konfiguration aufweist, und somit ist er mit mehreren Kondensator-Elementen konfiguriert, die parallel zueinander geschaltet sind, und in diesem Fall ist er zwischen die Anschlüsse auf der Niederspannungsseite geschaltet, d. h. zwischen P1 und N1.
  • 4 ist ein Steuerungsblockdiagramm der Steuerungsschaltung 4. Wie in 4 gezeigt, weist die Steuerungsschaltung 4 einen Subtrahierer 41, eine erste Steuerung 42, einen Subtrahierer 43a, einen Begrenzer 44 sowie einen ersten Steuerungsblock 45 auf.
  • Ferner sind in 5 Details des ersten Steuerungsblocks 45 gezeigt. Wie in 5 gezeigt, weist der erste Steuerungsblock 45 einen Komparator 45a, einen Speicher 45b, eine Frequenz-Befehlseinheit 45c, einen Trägersignal-Generator 45d sowie einen Inverter 45e auf. Es ist anzumerken, dass in dem Speicher 45b eine Trägerfrequenz fsw als eine vorab festgelegte Frequenz gespeichert ist.
  • Der Betrieb der Steuerungsschaltung 4, und zwar, wie der DC/DC-Wandler 3 zu steuern ist, werden basierend auf 4 und 5 beschrieben, wie folgt.
  • Ein Ausgangsspannungs-Zielwert V2*, bei dem es sich um einen Befehlswert der Spannung auf der Hochspannungsseite handelt, und die detektierte Ausgangsspannung V2 werden in den Subtrahierer 41 eingegeben, und eine Differenzspannung ΔV2, die von dem Subtrahierer 41 abgegeben wird, wird in die erste Steuerung 42 eingegeben. Die erste Steuerung 42 führt eine PI-Steuerung aus, bei der eine proportionale Operation und eine integrale Operation kombiniert werden. Der Subtrahierer 43a subtrahiert einen Ausgang bzw. ein Ausgangssignal, der bzw. das von der ersten Steuerung 42 kommt, von einem Wert (V2/V2*), bei dem es sich um das Inverse des theoretischen Boost-Verhältnisses des DC/DC-Wandlers 3 handelt, um dadurch eine relative Einschaltdauer D abzugeben, bei der es sich um eine Leitungs-Rate des Schaltelements S1 handelt.
  • Nach einer Detektion, dass sich der Wert des detektierten Drosselspulenstroms IL von negativ in positiv geändert hat, und zwar nach einer Detektion, dass der Drosselspulenstrom IL durch Null gegangen ist, führt der Begrenzer 44 einen Begrenzungsprozess durch, um während einer festen Zeitspanne zu unterbinden, dass die relative Einschaltdauer D abnimmt. Es ist anzumerken, dass der Begrenzungsprozess mittels des Begrenzers 44 beendet wird, wenn die vorgegebene Zeitspanne verstrichen ist.
  • Bei dem ersten Steuerungsblock 45 handelt es sich um einen Block für die Erzeugung von PWM-Signalen (von Gate-Signalen G1, G2). Die Frequenz-Befehlseinheit 45c bezieht sich auf die Trägerfrequenz fsw, die in dem Speicher 45b gespeichert ist, um dadurch den Trägersignal-Generator 45d anzuweisen, ein Trägersignal mit der Frequenz fsw zu erzeugen. Der Trägersignal-Generator 45d erzeugt eine erste Dreieckwelle SW1 als das Trägersignal mit der Frequenz fsw.
  • Die relative Einschaltdauer D, die durch den Begrenzer 44 abgegeben wird, und die erste Dreieckwelle SW1 werden in den Komparator 45a eingegeben und werden dann wechselseitig verglichen, so dass das Gate-Signal G1 für das Schaltelement S1 erzeugt wird. Ferner invertiert der Inverter 45e das Gate-Signal G1, um dadurch das Gate-Signal G2 für das Schaltelement S2 abzugeben.
  • 6 ist ein Schaltbild, bei dem parasitäre Komponenten in dem Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite berücksichtigt werden. Es ist anzumerken, dass jeder ESR und jeder ESL (induktiver Reihenersatzwiderstand) von jedem der Anschlüsse P2 und N2 zu dem ersten Kondensator-Element 20a nicht berücksichtigt sind, um das Schaltbild zu vereinfachen.
  • Wie in 6 gezeigt, sind das erste Kondensator-Element 20a und das zweite Kondensator-Element 20b jeweils durch eine kapazitive Komponente (C), einen ESR (R) und einen ESL (L) wiedergegeben. Ferner sind die erste Sammelschiene 20c und die zweite Sammelschiene 20d jeweils durch einen ESR (Rb/2) und einen ESL (Lb/2) wiedergegeben. Es ist anzumerken, dass eine Komponente einer parasitären Kapazität in jeder von den Sammelschienen einer Vereinfachung halber hier nicht berücksichtigt ist.
  • Hierbei wird eine Impedanz Z1 des ersten Kondensator-Elements 20a unter der Annahme, dass die Anschlüsse P2 und N2 fundamentale Punkte sind, durch eine Formel (1) wiedergegeben. Es ist anzumerken, dass ω eine Winkelfrequenz bezeichnet. Z1 = R + j(ωL – (1/ωC)) (1)
  • Dementsprechend wird eine Reihenresonanz-Frequenz fs1 des ersten Kondensator-Elements 20a durch eine Formel (2) wiedergegeben. fs1 = 1/(2π√LC) (2)
  • Indessen wird eine Impedanz Z2 des zweiten Kondensator-Elements 20b unter der Annahme, dass die Anschlüsse P2 und N2 fundamentale Punkte sind, durch eine Formel (3) wiedergegeben. Z2 = (R + Rb) + j(ωL + ωLb – (1/ωC) (3)
  • Dementsprechend wird eine Reihenresonanz-Frequenz fs2 des zweiten Kondensator-Elements 20b, inklusive der Sammelschienen 20c, 20d, durch eine Formel (4) wiedergegeben. fs2 = 1/(2π√(L + Lb)/C) (4)
  • Wie zuvor beschrieben, wird ein Schalten der Schaltelemente S1, S2 mit der Frequenz fsw gesteuert, und dementsprechend arbeitet der Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite ebenfalls bei der Frequenz fsw.
  • Induktanz-Komponenten zeigen sich in ihren Impedanzen in dem ersten Kondensator-Element 20a bei einer Frequenz, die gleich der Reihenresonanz-Frequenz fs1 oder größer als diese ist, beziehungsweise in dem zweiten Kondensator-Element 20b bei einer Frequenz, die gleich der Reihenresonanz-Frequenz fs2 oder größer als diese ist.
  • Um zu bewirken, dass das erste und das zweite Kondensator-Element jeweils als ein Kondensator fungieren, wird dementsprechend die Frequenz fsw zum Schalten auf einen Wert festgelegt, der niedriger als die Reihenresonanz-Frequenz fs1 des ersten Kondensator-Elements 20a und auch niedriger als die Reihenresonanz-Frequenz fs2 des zweiten Kondensator-Elements 20b ist.
  • Wenn ferner angenommen wird, dass der Kondensator C1 auf der Niederspannungsseite mit zwei Kondensator-Elementen aus einem dritten Kondensator-Element und einem vierten Kondensator-Element konfiguriert ist, die parallel zueinander geschaltet sind, um zu bewirken, dass das dritte und das vierte Kondensator-Element jeweils als ein Kondensator fungieren, wird die Frequenz fsw für ein Schalten auf einen Wert festgelegt, der niedriger als eine Reihenresonanz-Frequenz fs3 des dritten Kondensator-Elements und auch niedriger als eine Reihenresonanz-Frequenz fs4 des vierten Kondensator-Elements ist.
  • Auf diese Weise ist die Frequenz fsw für das Schalten der Schaltelemente S1, S2 so festgelegt, dass sie niedriger als die Reihenresonanz-Frequenzen fs1 bis fs4 von sämtlichen der Kondensator-Elemente in dem Kondensator C1 auf der Niederspannungsseite und dem Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite ist.
  • In 7 ist eine Frequenz-Charakteristik der Impedanz des Kondensators C2 auf der Hochspannungsseite gezeigt. Hierbei sind eine Impedanz 21a des ersten Kondensator-Elements 20a, eine Impedanz 21b des zweiten Kondensator-Elements 20b und eine Impedanz 21 des Kondensators C2 auf der Hochspannungsseite gezeigt, der aus dem ersten und dem zweiten Kondensator-Element 20a, 20b besteht.
  • Wie in 7 gezeigt, weist die Impedanz 21a des ersten Kondensator-Elements 20a einen Reihenresonanz-Punkt Y1 bei der Reihenresonanz-Frequenz fs1 auf, die aus der Formel (2) bestimmt wird. Die Impedanz 21b des zweiten Kondensator-Elements 20b weist einen Reihenresonanz-Punkt Y2 bei der Reihenresonanz-Frequenz fs2 auf, die aus der Formel (4) bestimmt wird.
  • Bei einer Frequenz zwischen fs2 und fs1 fungiert das erste Kondensator-Element 20a als ein Kondensator, während das zweite Kondensator-Element 20b als ein Induktor fungiert, so dass zwischen dem ersten Kondensator-Element 20a und dem zweiten Kondensator-Element 20b eine Parallelresonanz auftritt, und infolgedessen nimmt die Impedanz des Kondensators C2 auf der Hochspannungsseite zu. Wie in 7 gezeigt, nimmt die Impedanz 21 des Kondensators C2 auf der Hochspannungsseite an einem Parallelresonanz-Punkt X bei einer Parallelresonanz-Frequenz fp1 (fs2 < fp1 < fs1) einen maximalen Wert an.
  • In 8 ist eine Frequenz-Charakteristik eines ESR des Kondensators C2 auf der Hochspannungsseite gezeigt. Wie in 8 gezeigt, nimmt ein ESR 22 des Kondensators C2 auf der Hochspannungsseite zu und nimmt an dem Parallelresonanz-Punkt X bei der Parallelresonanz-Frequenz fp1 in einer ähnlichen Weise wie die Impedanz einen maximalen Wert an.
  • 9 besteht aus Signalverlaufs-Diagrammen in jeweiligen Bereichen, um den Betrieb der Energieumwandlungs-Einrichtung 5 darzustellen. In absteigender Reihenfolge von oben sind die jeweiligen Signalverlaufs-Diagramme gezeigt von folenden Signalen:
    dem Gate-Signal G1 für das Schaltelement S1; einer Spannung vL über die Drosselspule 1 hinweg; einem Strom iL, der durch die Drosselspule 1 hindurchfließt; einem Strom is1, der durch das Schaltelement S1 hindurchfließt; einem Strom is2, der durch das Schaltelement S2 hindurchfließt; einem Strom ic1, der durch den Kondensator C1 auf der Niederspannungsseite hindurchfließt; und einem Strom ic2, der durch den Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite hindurchfließt. Es ist anzumerken, dass ein periodisch veränderlicher Strom und eine periodisch veränderliche Spannung durch Verwenden kleiner Buchstaben i beziehungsweise v gekennzeichnet sind.
  • Wenn hierbei die Richtung des Stroms, der von dem Anschluss P1 in Richtung zu dem Anschluss P2 fließt, als positiv definiert ist, wird ein effektiver Wert Is2(rms) des Stroms, der durch das Schaltelement S2 hindurchfließt, durch eine Formel (5) wiedergegeben.
  • Darüber hinaus ist Folgendes definiert:
    eine Spannung auf der Niederspannungsseite ist V1;
    eine Spannung auf der Hochspannungsseite ist V2 ist;
    eine Energie auf der Niederspannungsseite ist P1;
    ein Induktanz-Wert der Drosselspule 1 ist L;
    eine Schaltfrequenz (eine Trägerfrequenz) der Schaltelemente S1, S2 ist fsw;

    eine Schaltperiode ist Tsw;
    eine Einschalt-Zeitdauer des Schaltelements S1 ist Ton;
    eine relative Einschaltdauer des Schaltelements S1 ist D;
    ein Gleichstrom, der durch die Drosselspule 1 hindurchfließt, ist I1; und
    ein Welligkeitsanteil in dem Strom, der durch die Drosselspule 1 hindurchfließt, ist ΔIL. Mathematischer Ausdruck 1
    Figure DE112016003347T5_0002
    Figure DE112016003347T5_0003
  • Ferner wird ein mittlerer Wert Is2(ave) des Stroms, der durch das Schaltelement S2 hindurchfließt, durch eine Formel (6) wiedergegeben. Mathematischer Ausdruck 2
    Figure DE112016003347T5_0004
  • Ein effektiver Wert Ic2(rms) des Stroms, der durch den Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite hindurchfließt, wird durch eine Formel (7) wiedergegeben. Mathematischer Ausdruck 3
    Figure DE112016003347T5_0005
  • Es ist anzumerken, dass D, I1 und ΔIL jeweils durch Formel (8) bis Formel (10) wiedergegeben werden. D = 1 – (V1/V2) (8) I1 = P1/V1 (9) ΔIL = D·V1/(L·fsw) (10).
  • 10 ist ein Kennfeld, das eine Grundschwingungskomponente und Oberschwingungskomponenten in dem Strom zeigt, der durch den Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite hindurchfließt. Die Gegebenheiten sind: V1 = 200 V, V2 = 500 V und I1 = 100 A, und Ic2(rms) – n bezeichnet eine Oberschwingungskomponente der n-ten Ordnung in Ic2(rms). Es ist anzumerken, dass dies die Grundschwingungskomponente in Bezug auf die Frequenz fsw bezeichnet, wenn n gleich 1 ist.
  • Wie in 10 gezeigt, wird festgestellt, dass Oberschwingungskomponenten ungeradzahliger Ordnung und geradzahliger Ordnung in dem Strom Ic2 enthalten sind, der durch den Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite hindurchfließt.
  • 11 ist ein Kennfeld, das eine Strom-Kumulationsrate von Komponenten bis zu einer Oberschwingungskomponente jeder Ordnung in dem Strom zeigt, der durch den Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite hindurchfließt. Die Vorgaben sind folgende: V1 = 200 V und I1 = 100 A.
  • Hierbei wird die Strom-Kumulationsrate von Komponenten bis zu einer Oberschwingungskomponente der n-ten Ordnung in Ic2(rms), und zwar die Strom-Kumulationsrate der Oberschwingungskomponenten der ersten Ordnung bis zur n-ten Ordnung, durch eine Formel (11) wiedergegeben. Es ist anzumerken, dass Ic2(rms) – k eine Oberschwingungskomponente der k-ten Ordnung in Ic2(rms) bezeichnet. Mathematischer Ausdruck 4
    Figure DE112016003347T5_0006
  • Wie in 11 gezeigt, sind in jedem der Fälle V2 = 300 V, 400 V und 500 V in Bezug auf Ic2(rms) 95% oder mehr von sämtlichen Stromkomponenten in den Oberschwingungskomponenten der ersten Ordnung (Grundschwingungskomponente) bis zur fünften Ordnung enthalten. Und zwar lässt sich sagen, dass die Oberschwingungskomponenten der ersten Ordnung bis zur fünften Ordnung in dem Strom, der durch den Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite hindurchfließt, dominant sind, was zu einem gesättigten Zustand in der Strom-Kumulationsrate führt.
  • 12 ist eine Kurzdarstellung, um zu veranschaulichen, wie die Trägerfrequenz fsw festzulegen ist.
  • Der Kondensator C1 auf der Niederspannungsseite ist in einer ähnlichen Weise konfiguriert wie der Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite, der in 2 und 3 gezeigt ist, und wenn lediglich angenommen wird, dass dessen Kapazität kleiner als jene des Kondensators C2 auf der Hochspannungsseite ist, so ist die Relation zwischen den Reihenresonanz-Frequenzen fs1 bis fs4 des ersten bis vierten Kondensator-Elements mit fs2 < fs1 < fs4 < fs3 gegeben.
  • Wie zuvor beschrieben, ist die Trägerfrequenz fsw so festgelegt, dass sie niedriger als die Reihenresonanz-Frequenzen fs1 bis fs4 des ersten bis vierten Kondensator-Elements ist, die sämtlich Kondensator-Elemente in dem Kondensator C1 auf der Niederspannungsseite und dem Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite sind.
  • Ferner ist die Trägerfrequenz fsw so festgelegt, dass: die Oberschwingungskomponenten der ersten Ordnung bis fünften Ordnung in Ic2(rms) jeweils eine Frequenz aufweisen, die niedriger als die Parallelresonanz-Frequenz fp1 des Kondensators C2 auf der Hochspannungsseite ist, bei welcher der ESR einen maximalen Wert annimmt; und des Weiteren die Frequenzen der Oberschwingungskomponenten in Ic2(rms) nicht mit der Parallelresonanz-Frequenz fp1 überlappen.
  • Und zwar ist die Trägerfrequenz fsw so festgelegt, dass sie niedriger als ein Fünftel der Parallelresonanz-Frequenz fp1 des Kondensators C2 auf der Hochspannungsseite ist und ihre ganzzahligen Vielfachen jeweils nicht gleich der Parallelresonanz-Frequenz fp1 sind. Es ist anzumerken, dass die so festgelegte Trägerfrequenz fsw in dem Speicher 45b gespeichert ist.
  • Wenn eine Oberschwingungskomponente der k-ten Ordnung des ESR in dem Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite als Rc2 – k definiert ist, wird ein Gesamtverlust Pc2 – n aufgrund der Oberschwingungskomponenten der ersten Ordnung bis n-ten Ordnung in dem Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite durch eine Formel (12) wiedergegeben.
  • Mathematischer Ausdruck 5
    • Pc2 – n = Σ n / k=1((Rc2 – k) × (Ic2(rms) – k)2) (12)
  • Da die Trägerfrequenz fsw so festgelegt ist, dass ihre ganzzahligen Vielfachen jeweils nicht gleich der Parallelresonanz-Frequenz fp1 des Kondensators C2 auf der Hochspannungsseite sind, überlappen die Frequenzen der Oberschwingungskomponenten in dem Strom Ic2(rms), der durch den Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite hindurchfließt, nicht mit der Parallelresonanz-Frequenz fp1. Somit es ist möglich, zu verhindern, dass die jeweiligen Oberschwingungskomponenten des ESR in dem Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite ihre maximalen Werte erreichen.
  • Da die Trägerfrequenz fsw außerdem auf einen Wert festgelegt ist, der kleiner als (fp1/5) ist, kann sicher verhindert werden, dass die jeweiligen (Rc2 – 1) bis (Rc2 – 5), bei denen es sich um ESRs handelt, die den Oberschwingungskomponenten der ersten Ordnung bis fünften Ordnung entsprechen, die in dem Strom Ic2(rms), der durch den Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite hindurchfließt, dominant sind, ihre maximalen Werte erreichen, und sie können ferner auf vergleichsweise kleine Werte festgelegt werden, die geringer als die maximalen Werte sind.
  • Aus diesen Gründen ist es möglich, den durch die Formel (12) wiedergegebenen Verlust in dem Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite zu unterbinden.
  • Wie vorstehend beschrieben, ist die Trägerfrequenz (die Schaltfrequenz) fsw für das Ansteuern der Schaltelemente S1, S2 in der Energieumwandlungs-Einrichtung 5 gemäß Ausführungsform 1 so festgelegt, dass:
    sie niedriger als die Reihenresonanz-Frequenzen fs1 bis fs4 des ersten bis vierten Kondensator-Elements ist, die sämtlich Kondensator-Elemente in dem Kondensator C1 auf der Niederspannungsseite und dem Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite sind; und
    sie ferner niedriger als ein Fünftel der Parallelresonanz-Frequenz fp1 des Kondensators C2 auf der Hochspannungsseite ist und ganzzahlige Vielfache (ungeradzahlige Vielfache und geradzahlige Vielfache) der Trägerfrequenz fsw jeweils nicht gleich der Parallelresonanz-Frequenz fp1 sind.
  • Somit ist es möglich, den Verlust zu unterbinden, der durch den ESR, der aufgrund der Parallelresonanz des Kondensators C2 auf der Hochspannungsseite zunimmt, und durch die Oberschwingungs-Ströme verursacht wird, um dadurch den Verlust in dem Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite zu reduzieren, der aufgrund einer Steuerung der Schaltelemente S1, S2 erzeugt wird.
  • Da ferner der Strom, der durch den Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite hindurchfließt, höher als der ist, der durch den Kondensator C1 auf der Niederspannungsseite hindurchfließt, ist die Wirkung einer Verlustreduktion signifikant.
  • Wenn ferner die Trägerfrequenz fsw in der vorstehenden Weise festgelegt wird, kann der Verlust unterbunden werden, der aufgrund einer Parallelresonanz des Kondensators C2 auf der Hochspannungsseite zunimmt, so dass es möglich ist, die Energieumwandlungseffizienz der Energieumwandlungs-Einrichtung 5 zu verbessern und einen Temperaturanstieg des Kondensators C2 auf der Hochspannungsseite zu unterbinden, um dadurch ebenso die Zuverlässigkeit zu verbessern.
  • Darüber hinaus kann der Effekt einer Verlustreduktion und der Unterbindung eines Temperaturanstiegs für den Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite erreicht werden, ohne dass eine Erhöhung der Kapazität des Kondensators C2 auf der Hochspannungsseite und eine Ausdehnung seines Kühlaufbaus erforderlich ist. Dies macht es möglich, eine Verkleinerung der Einrichtungs-Konfiguration sowie eine Kostenreduktion zu erreichen.
  • Es ist anzumerken, dass die Trägerfrequenz fsw bei der vorstehenden Ausführungsform so festgelegt ist, dass sie niedriger als ein Fünftel der Parallelresonanz-Frequenz fp1 des Kondensators C2 auf der Hochspannungsseite ist; sie kann jedoch so festgelegt sein, dass sie niedriger als ein Wert (fp1/N) ist, der aus einer Division der Parallelresonanz-Frequenz fp1 durch eine Ordnung N resultiert, die so bestimmt wird, dass die Strom-Kumulationsrate in Bezug auf den Strom, der durch den Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite hindurchfließt, ihren gesättigten Zustand mit der Grundschwingungskomponente und den Oberschwingungskomponenten bis zu der Ordnung N erreicht.
  • Ferner kann es sich bei der Ordnung für eine Division der Parallelresonanz-Frequenz fp1 stattdessen um eine Ordnung handeln, die niedriger als die Ordnung ist, bei welcher der gesättigte Zustand vorliegt. Auch in diesem Fall ist ein Effekt einer Reduzierung des Verlusts aufgrund der Parallelresonanz in dem Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite gegeben, da die Trägerfrequenz fsw so festgelegt ist, dass sie niedriger als die Reihenresonanz-Frequenzen fs1 bis fs4 des ersten bis vierten Kondensator-Elements ist und ihre ganzzahligen Vielfachen jeweils nicht gleich der Parallelresonanz-Frequenz fp1 sind.
  • Ferner sind der Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite und der Kondensator C1 auf der Niederspannungsseite jeweils mit zwei Kondensator-Elementen konfiguriert, die parallel zueinander geschaltet sind; sie können jedoch auch mit drei oder mehr parallel zueinander geschalteten Kondensator-Elementen konfiguriert sein, und die Anzahl der parallelen Kondensator-Elemente kann zwischen diesen Kondensatoren unterschiedlich sein.
  • Wenn in dem Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite drei oder mehr Kondensator-Elemente parallel zueinander geschaltet sind, können in einigen Fällen zwei oder mehr Parallelresonanz-Frequenzen auftreten, so dass die Trägerfrequenz, die für ein Steuern der Schaltelemente S1, S2 verwendet wird, auf einen Wert festgelegt wird, der kleiner als ein Fünftel der niedrigsten Parallelresonanz-Frequenz ist.
  • Ferner ist die Energieumwandlungs-Einrichtung 5 bei der Ausführungsform 1 als eine SPC-Schaltung eines bidirektionalen Typs angegeben, die in der Lage ist, bidirektional Energie umzuwandeln; sie kann jedoch auch so konfiguriert sein, dass sie Energie unidirektional von der Niederspannungsseite zu der Hochspannungsseite zum Beispiel in einer solchen Weise umwandelt, dass anstelle des zweiten Schaltelements S2 eine Diode als zweites Halbleiterelement verwendet wird, und dies liefert einen vergleichbaren Effekt, wenn die Trägerfrequenz fsw in einer vergleichbaren Weise festgelegt wird.
  • Ausführungsform 2
  • Als nächstes wird basierend auf Zeichnungen eine Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß Ausführungsform 2 der Erfindung beschrieben, wie folgt.
  • 13 ist ein Diagramm, das eine Schaltungskonfiguration der Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß Ausführungsform 2 der Erfindung zeigt. Wie in 13 gezeigt, weist eine Energieumwandlungs-Einrichtung 5a einen DC/DC-Wandler 3a als eine wesentliche Schaltung sowie eine Steuerungsschaltung 4a zum Steuern des DC/DC/-Wandlers 3a auf. Der DC/DC-Wandler 3a weist Folgendes auf: eine Drosselspule 1; ein Halbleitermodul 2a; einen Kondensator C1 auf der Niederspannungsseite; einen Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite; sowie einen Lade-/Entlade-Kondensator C0 als einen ersten Kondensator.
  • Das Halbleitermodul 2a ist mit einem Schaltelement S1 als einem ersten Halbleiterelement, einem Schaltelement S2 als einem zweiten Halbleiterelement, einem Schaltelement S3 als einem dritten Halbleiterelement sowie einem Schaltelement S4 als einem vierten Halbleiterelement konfiguriert, die in Reihe miteinander geschaltet sind. Außerdem sind ein Stromsensor 6 und Spannungssensoren 7 und 8 in dem DC/DC-Wandler 3a angeordnet. Die Steuerungs-schaltung 4a steuert ein Ansteuern der Schaltelemente S1 bis S4 basierend auf den Detektionswerten von den jeweiligen Sensoren 6 bis 8.
  • Ferner sind eine Hochspannungs-Batterie 10 und ein Elektromotor 11 (zwischen P1 und N1) mit der Niederspannungsseite beziehungsweise (zwischen P2 und N2) mit der Hochspannungsseite des DC/DC-Wandlers 3a verbunden. Es ist anzumerken, dass die Schaltelemente S1 bis S4 jeweils zum Beispiel aus einem IGBT und einer Diode bestehen, die antiparallel miteinander verbunden sind.
  • Bei der Energieumwandlungs-Einrichtung 5 handelt es sich um eine MLC-Schaltung eines bidirektionalen Typs, die in der Lage ist, bidirektional Energie zwischen der Niederspannungsseite und der Hochspannungsseite umzuwandeln, und sie dient dazu, eine Eingangsspannung (eine Spannung auf der Niederspannungsseite) V1, die zwischen P1 und N1 als Anschlüssen auf der Niederspannungsseite eingegeben wird, auf eine Spannung hinaufzutransformieren, die höher als V1 ist, und dann zwischen P2 und N2 als Anschlüssen auf der Hochspannungsseite nach dem Hinauftransformieren eine Ausgangsspannung (eine Spannung auf der Hochspannungsseite) V2 abzugeben.
  • Das Schaltelement S1 ist an seinem einen Ende (seinem ersten Ende) mit dem Anschluss auf der negativen Seite des Kondensators C1 auf der Niederspannungsseite verbunden. Das Schaltelement S2 ist an seinem einen Ende (seinem ersten Ende) mit einem zweiten Ende des Schaltelements S1 verbunden und ist an dem anderen Ende (dem zweiten Ende) durch die Drosselspule 1 mit dem Anschluss auf der positiven Seite des Kondensators C1 auf der Niederspannungsseite verbunden.
  • Das Schaltelement S3 ist an seinem einen Ende (seinem ersten Ende) mit dem zweiten Ende des Schaltelements S2 verbunden Das Schaltelement S4 ist an seinem einen Ende (seinem ersten Ende) mit einem zweiten Ende des Schaltelements S3 verbunden und ist an dem anderen Ende (dem zweiten Ende) mit dem Anschluss auf der positiven Seite des Kondensators C2 auf der Hochspannungsseite verbunden.
  • Ferner ist der Lade-/Entlade-Kondensator C0 an seinem einen Ende mit einem zwischenliegenden Verbindungspunkt zwischen dem Schaltelement S1 und dem Schaltelement S3 verbunden und ist an dem anderen Ende mit einem dazwischenliegenden Verbindungspunkt zwischen dem Schaltelement S3 und dem Schaltelement S4 verbunden.
  • Der Kondensator C1 auf der Niederspannungsseite glättet die Eingangsspannung V1. Die Drosselspule 1 wird für eine Energiespeicherung verwendet, und das Halbleitermodul 2a und der Lade-/Entlade-Kondensator C0 transformieren die Eingangsspannung V1 auf die Ausgangsspannung V2 hoch. Hierbei sind die Schaltelemente S1 bis S4 in dem Halbleitermodul 2a auf EIN geschaltet, wenn Gate-Signale G1 bis G4, die von der Steuerungsschaltung 4a abgegeben werden, jeweils auf einem hohen Pegel liegen.
  • Der Stromsensor 6 detektiert einen Drosselspulenstrom IL, der durch die Drosselspule 1 hindurchfließt. Der Spannungssensor 7 detektiert eine Spannung zwischen den Anschlüssen des Kondensators C2 auf der Hochspannungsseite als Ausgangsspannung V2 (die Spannung auf der Hochspannungsseite). Der Spannungssensor 8 detektiert eine Spannung zwischen den Anschlüssen des Lade-/Entlade-Kondensators C0 als eine Zwischenspannung V0. Der Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite glättet die Ausgangsspannung V2.
  • Die Steuerungsschaltung 4a erzeugt die Gate-Signale G1 bis G4 für die jeweiligen Schaltelemente S1 bis S4 gemäß einem Detektionswert (IL) des Stromsensors 6 und Detektionswerten (V2, V0) der Spannungssensoren 7 und 8, um dadurch zu bewirken, dass jedes der Schaltelemente S1 bis S4 eine EIN/AUS-Operation durchführt.
  • 14 ist ein Steuerungsblockdiagramm der Steuerungsschaltung 4a. Wie in 14 gezeigt, weist die Steuerungsschaltung 4a Folgendes auf: einen Subtrahierer 41, eine erste Steuerung 42, einen Multiplizierer 46, einen Subtrahierer 47, einen zweiten Steuerungsblock 48, eine zweite Steuerung 49, einen dritten Steuerungsblock 43 sowie einen ersten Steuerungsblock 45. Der zweite Steuerungsblock 48 weist Folgendes auf: einen Multiplizierer 48a, einen Komparator 48b, einen Schaltkontakt 48c, einen Inverter 48d sowie einen Schaltkontakt 48e. Der dritte Steuerungsblock 43 weist einen Subtrahierer 43a sowie einen Addierer 43b auf.
  • Ferner sind Details des ersten Steuerungsblocks 45 in 15 gezeigt. Wie in 15 gezeigt, weist der erste Steuerungsblock 45 Folgendes auf: einen Komparator 45a, einen Speicher 45b, eine Frequenz-Befehlseinheit 45c, einen Trägersignal-Generator 45d, einen Inverter 45e, einen Komparator 45f, einen Trägersignal-Generator 45g sowie einen Inverter 45h. Es ist anzumerken, dass eine Trägerfrequenz fsw als eine vorab festgelegte Frequenz in dem Speicher 45b gespeichert ist.
  • Der Betrieb der Steuerungsschaltung 4a, und zwar, wie der DC/DC-Wandler 3a zu steuern ist, wird basierend auf 14 und 15 beschrieben, wie folgt. Es ist anzumerken, dass ein Zwischenspannungs-Zielwert V0* bei dieser Ausführungsform als ein Befehlswert der Zwischenspannung auf einen Wert festgelegt ist, der gleich der Hälfte (dem 0,5-fachen) der Ausgangsspannung V2 ist, um den Welligkeitsstrom der Drosselspule 1 zu minimieren.
  • Ein Ausgangsspannungs-Zielwert V2* als ein Befehlswert der Spannung auf der Hochspannungsseite und die detektierte Ausgangsspannung V2 werden in den Subtrahierer 41 eingegeben, und eine Differenzspannung ΔV2, die von dem Subtrahierer 41 abgegeben wird, wird in die erste Steuerung 42 eingegeben. Die erste Steuerung 42 führt eine PI-Steuerung aus, bei der eine proportionale Operation und eine integrale Operation kombiniert werden, um dadurch einen ersten Berechnungswert abzugeben.
  • Ferner wird die Ausgangsspannung V2 in dem Multiplizierer 46, in dem eine Multiplikationskonstante auf 0,5 festgelegt ist, mit 0,5 multipliziert, so dass der Zwischenspannungs-Zielwert V0* erzeugt wird. Der Zwischenspannungs-Zielwert V0* und die Zwischenspannung V0 als ein Spannungsdetektionswert des Lade-/Entlade-Kondensators C0 werden in den Subtrahierer 47 eingegeben, so dass eine Differenzspannung ΔV0 zwischen diesen berechnet wird und in den zweiten Steuerungsblock 48 eingegeben wird.
  • In dem zweiten Block 48 wird der detektierte Drosselspulenstrom IL in den Komparator 48b eingegeben, so dass die Schaltkontakte 48c und 48e entsprechend der Polarität des Drosselspulenstroms IL geöffnet oder geschlossen werden, um dadurch die Polarität der Differenzspannung ΔV0 zwischen dem Zwischenspannungs-Zielwert V0* und der Zwischenspannung V0 zu ändern.
  • Wenn der Drosselspulenstrom IL positiv ist, wird die Differenzspannung ΔV0 ohne eine Änderung abgegeben, und wenn der Drosselspulenstrom IL negativ ist, wird diese Spannung in dem Multiplizierer 48a mit –1 multipliziert, so dass ihre Polarität entgegengesetzt wird, und wird dann abgegeben, da der Schaltkontakt 48e durch den Inverter 48d geschlossen wird.
  • Die zweite Steuerung 49 führt eine PI-Steuerung durch, um den Ausgang bzw. das Ausgangssignal (±ΔV0) von dem zweiten Steuerungsblock 48 zu verstärken, um dadurch einen zweiten Berechnungswert abzugeben.
  • Der erste Berechnungswert von der ersten Steuerung 42 und der zweite Berechnungswert von der zweiten Steuerung 49 werden in den dritten Steuerungsblock 43 eingegeben, so dass diese Werte in dem Addierer 43b zusammenaddiert werden und in dem Subtrahierer 43a eine Differenz zwischen diesen berechnet wird. Der Addierer 43b gibt eine relative Einschaltdauer D1 als eine Leitungs-Rate des Schaltelements S1 ab, und der Subtrahierer 43a gibt eine relative Einschaltdauer D2 als eine Leitungs-Rate des Schaltelements S2 ab.
  • Bei dem ersten Steuerungsblock 45 handelt es sich um einen Block zum Erzeugen von PWM-Signalen (von Gate-Signalen G1 bis G4), wobei die relativen Einschaltdauern D1 und D2 von dem dritten Steuerungsblock 43 als seine Eingaben verwendet werden. Die Frequenz-Befehlseinheit 45c bezieht sich auf die in dem Speicher 45b gespeicherte Trägerfrequenz fsw, um dadurch die Trägersignal-Generatoren 45d und 45g anzuweisen, ein Trägersignal mit der Frequenz fsw zu erzeugen.
  • Der Trägersignal-Generator 45d erzeugt eine erste Dreieckwelle SW1 als das Trägersignal mit der Frequenz fsw, und der Trägersignal-Generator 45g erzeugt eine zweite Dreieckwelle SW2 als das Trägersignal mit der Frequenz fsw. Es ist anzumerken, dass die erste Dreieckwelle SW1 und die zweite Dreieckwelle SW2 als Signale vorliegen, deren Phasen wechselseitig um 180° entgegengesetzt sind, um den Welligkeitsstrom der Drosselspule 1 zu minimieren.
  • Die relative Einschaltdauer D1 und die erste Dreieckwelle SW1 werden in den Komparator 45a eingegeben und dann wechselseitig verglichen, so dass das Gate-Signal G1 für das Schaltelement S1 erzeugt wird. Ferner invertiert der Inverter 45e das Gate-Signal G1, um dadurch das Gate-Signal G4 für das Schaltelement S4 abzugeben.
  • Die relative Einschaltdauer D2 und die zweite Dreieckwelle SW2 werden in den Komparator 45f eingegeben und werden dann wechselseitig verglichen, so dass das Gate-Signal G2 für das Schaltelement S2 erzeugt wird. Ferner invertiert der Inverter 45h das Gate-Signal G2, um dadurch das Gate-Signal G3 für das Schaltelement S3 abzugeben.
  • Der Kondensator C1 auf der Niederspannungsseite und der Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite sind ähnlich wie bei Ausführungsform 1 jeweils mit zwei Kondensator-Elementen konfiguriert, die parallel zueinander geschaltet sind, und der Lade-/Entlade-Kondensator C0 ist in einer ähnlichen Weise ebenfalls mit zwei Kondensator-Elementen konfiguriert, die parallel zueinander geschaltet sind. Und zwar sind in jedem der Kondensatoren C0, C1 und C2, wie in 2 und 3 gezeigt, zwei Kondensator-Elemente mit Hilfe von Sammelschienen parallel zueinander geschaltet.
  • Ähnlich wie bei der Ausführungsform 1 ist der Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite mit einem ersten Kondensator-Element und einem zweiten Kondensator-Element konfiguriert, die parallel zueinander geschaltet sind, der Kondensator C1 auf der Niederspannungsseite ist mit einem dritten Kondensator-Element und einem vierten Kondensator-Element konfiguriert, die parallel zueinander geschaltet sind, und der Lade-/Entlade-Kondensator C0 ist mit einem fünften Kondensator-Element und einem sechsten Kondensator-Element konfiguriert, die parallel zueinander geschaltet sind.
  • Es wird angenommen, dass sich die jeweiligen Kondensatoren C0, C1, C2 lediglich in ihren Kapazitäten unterscheiden, und wenn die Kapazitäten der jeweiligen Kondensatoren C0, C1, C2 durch C0, C1, C2 repräsentiert werden, sind sie mit C1 < C0 < C2 gegeben. Die Relation zwischen den Reihenresonanz-Frequenzen fs1 bis fs6 des ersten bis sechsten Kondensator-Elements ist mit fs2 < fs1 < fs6 < fs5 < fs4 < fs3 gegeben.
  • Wie vorstehend beschrieben, wird das Schalten der Schaltelemente S1 bis S4 mit der Frequenz fsw gesteuert, und dementsprechend arbeiten die Kondensatoren C0, C2 bei der Frequenz fsw, und der Kondensator C1 arbeitet bei einer Frequenz von 2 × fsw. Bei jedem von dem ersten bis sechsen Kondensator-Element zeigt sich bei einer Frequenz, die gleich seiner Reihenresonanz-Frequenz oder größer als diese ist, jede Induktanz-Komponente mit ihrer Impedanz. Um zu bewirken, dass das jeweilige erste bis sechste Kondensator-Element jeweils als ein Kondensator fungiert, wird die Frequenz fsw für das Schalten dementsprechend so festgelegt, dass sie niedriger als die Reihenresonanz-Frequenzen fs1 bis fs6 von sämtlichen Kondensator-Elementen (dem ersten bis sechsten Kondensator-Element) ist.
  • Von den Strömen, die durch den Kondensator C1 auf der Niederspannungsseite, den Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite und den Lade-/Entlade-Kondensator C0 hindurchfließen, ist ferner der Strom am höchsten, der durch den Lade-/Entlade-Kondensator C0 hindurchfließt.
  • Ähnlich wie bei dem in 7 gezeigten Fall gemäß Ausführungsform 1 fungiert das fünfte Kondensator-Element in dem Lade-/Entlade-Kondensator C0 bei einer Frequenz zwischen der Reihenresonanz-Frequenz fs6 des sechsen Kondensator-Elements und der Reihenresonanz-Frequenz fs5 des fünften Kondensator-Elements als ein Kondensator, während das sechste Kondensator-Element als ein Induktor fungiert, so dass zwischen dem fünften und dem sechsten Kondensator-Element eine Parallelresonanz auftritt. Somit nimmt die Impedanz des Lade-/Entlade-Kondensators C0 zu und nimmt einen maximalen Wert an. Hierbei ist die Parallelresonanz-Frequenz des Lade-/Endlade-Kondensators C0 als fp2 definiert.
  • Ferner nimmt der ESR des Lade-/Entlade-Kondensators C0 wie bei dem in 8 gezeigten Fall zu und nimmt an dem Parallelresonanz-Punkt bei der Parallelresonanz-Frequenz fp2 ähnlich wie die Impedanz einen maximalen Wert an.
  • 16 und 17 sind Signalverlaufs-Diagramme in jeweiligen Bereichen, um den Betrieb der Energieumwandlungs-Einrichtung 5a darzustellen. 16 zeigt jenen in dem Fall, in dem die relativen Einschaltdauern D1 und D2 der Schaltelemente S1 und S2 jeweils kleiner als 0,5 sind, und 17 zeigt jenen in dem Fall, in dem die relativen Einschaltdauern D1 und D2 der Schaltelemente S1 und S2 jeweils gleich oder größer als 0,5 sind.
  • In absteigender Reihenfolge von oben sind die jeweiligen Signalverlaufs-Diagramme gezeigt von folgenden Signalen:
    dem Gate-Signal G2 für das Schaltelement S2; dem Gate-Signal G1 für das Schaltelement S1; einer Spannung vL über die Drosselspule 1 hinweg; einem Strom iL, der durch die Drosselspule 1 hindurchfließt; einer Spannung vc0 über den Lade-/Entlade-Kondensator C0 hinweg; sowie einem Strom ic0, der durch den Lade-/Entlade-Kondensator C0 hindurchfließt. Es ist anzumerken, dass ein periodisch veränderlicher Strom und eine periodisch veränderliche Spannung durch das Verwenden von kleinen Buchstaben i beziehungsweise v gekennzeichnet sind.
  • Wenn ferner in einem stationären Zustand bewirkt wird, dass die relative Einschaltdauer D1 des Schaltelements S1 und die relative Einschaltdauer D2 des Schaltelements S2 einander gleich sind, nähern sich die Ausgangsspannung V2 und der Lade-/Entlade-Kondensator C0 idealerweise an einen festen Wert an. Hier wird angenommen, dass D1 = D2 = D gilt.
  • Hierbei werden ein effektiver Wert Ico(rms) des Stroms, der durch den Lade-/Entlade-Kondensator C0 hindurchfließt, und eine Welligkeitskomponente ΔIL in dem Strom, der durch die Drosselspule 1 hindurchfließt, jeweils durch eine Formel (13) und eine Formel (14), wenn D < 0,5 gilt, und durch eine Formel (15) und eine Formel (16) wiedergegeben, wenn D ≥ 0,5 gilt.
  • Darüber hinaus ist Folgendes definiert:
    eine Spannung auf der Niederspannungsseite ist V1;
    eine Spannung auf der Hochspannungsseite ist V2;
    eine Energie auf der Niederspannungsseite ist P1;
    ein Induktanz-Wert der Drosselspule 1 ist L;
    eine Schaltfrequenz (= Trägerfrequenz) der Schaltelemente S1 bis S4 ist fsw;
    eine Schaltperiode ist Tsw;
    eine Einschaltzeitdauer des Schaltelements S1 ist Ton;
    relative Einschaltdauern der Schaltelemente S1 und S2 sind jeweils Dd; und
    ein Gleichstrom, der durch die Drosselspule 1 hindurchfließt, ist I1. Mathematischer Ausdruck 6
    Figure DE112016003347T5_0007
    Mathematischer Ausdruck 7
    Figure DE112016003347T5_0008
  • Es ist anzumerken, dass D und I1 durch eine Formel (17) beziehungsweise eine Formel (18) wiedergegeben werden. D = 1 – (V1/V2) (17) I1 = P1/V1 (18).
  • 18 ist ein Kennfeld, das eine Grundschwingungskomponente und Oberschwingungskomponenten in dem Strom zeigt, der durch den Lade-/Entlade-Kondensator C0 hindurch strömt. Die Vorgaben sind: V1 = 200 V, V2 = 400 V und I1 = 100 A, und Ic0(rms) – n bezeichnet eine Oberschwingungskomponente n-ter Ordnung in Ic0(rms). Es ist anzumerken, dass dann, wenn n gleich 1 ist, dies die Grundschwingungskomponente in Bezug auf die Frequenz fsw bezeichnet.
  • Wie in 18 gezeigt, wird festgestellt, dass in dem Strom Ic0, der durch den Lade-/Entlade-Kondensator C0 hindurchfließt, Oberschwingungskomponenten ungeradzahliger Ordnung enthalten sind.
  • 19 ist ein Kennfeld, das eine Strom-Kumulationsrate von Komponenten bis zu einer Oberschwingungskomponente jeder Ordnung in dem Strom zeigt, der durch den Lade-/Entlade-Kondensator C0 hindurchfließt. Die Vorgaben sind: V1 = 200 V und I1 = 100 A.
  • Hier wird die Strom-Kumulationsrate von Komponenten bis zu einer Oberschwingungskomponente n-ter Ordnung in Ic0(rms), und zwar die Strom-Kumulationsrate der Oberschwingungskomponenten der ersten Ordnung bis n-ten Ordnung, durch eine Formel (19) wiedergegeben. Es ist anzumerken, dass n eine ungerade Zahl bezeichnet. Mathematischer Ausdruck 8
    Figure DE112016003347T5_0009
  • Wie in 19 gezeigt, sind in jedem der Fälle V2 = 300 V, 400 V und 500 V in Bezug auf Ic0(rms) 95% oder mehr sämtlicher Stromkomponenten in den Oberschwingungskomponenten der ersten Ordnung (Grundschwingungskomponente) bis fünften Ordnung enthalten. Und zwar lässt sich sagen, dass die Oberschwingungskomponenten der ersten Ordnung bis fünften Ordnung (Grundschwingungskomponente und Oberschwingungskomponenten der dritten Ordnung & der fünften Ordnung) in dem Strom, der durch den Lade-/Entlade-Kondensator C0 hindurchfließt, dominant sind, was zu einem gesättigten Zustand der Strom-Kumulationsrate führt.
  • 20 ist eine Kurzdarstellung, um zu veranschaulichen, wie die Trägerfrequenz fsw festzulegen ist.
  • Wie vorstehend beschrieben, wird die Frequenz fsw für ein Schalten so festgelegt, dass sie niedriger als die Reihenresonanz-Frequenzen fs1 bis fs6 sämtlicher Kondensator-Elemente (des ersten bis sechsten Kondensator-Elements) ist, um zu bewirken, dass das jeweilige erste bis sechste Kondensator-Element in dem Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite, dem Kondensator C1 auf der Niederspannungsseite und dem Lade-/Entlade-Kondensator C0 jeweils als ein Kondensator fungiert.
  • Ferner wird die Trägerfrequenz fsw so festgelegt, dass: die Grundschwingungskomponente und die Oberschwingungskomponenten der dritten Ordnung & der fünften Ordnung in Ic0(rms) jeweils eine Frequenz aufweisen, die niedriger als die Parallelresonanz-Frequenz fp2 des Lade-/Entlade-Kondensators C0 ist, bei welcher der ESR einen maximalen Wert annimmt; die Frequenzen der Oberschwingungskomponenten in Ic0(rms) des Weiteren nicht mit der Parallelresonanz-Frequenz fp2 überlappen.
  • Und zwar wird die Trägerfrequenz fsw so festgelegt, dass sie niedriger als ein Fünftel der Parallelresonanz-Frequenz fp2 des Lade-/Entlade-Kondensators C0 ist und ihre ungeradzahligen Vielfachen jeweils nicht gleich der Parallelresonanz-Frequenz fp2 sind. Es ist anzumerken, dass die so festgelegte Trägerfrequenz fsw in dem Speicher 45b gespeichert ist.
  • Wenn eine Oberschwingungskomponente der n-ten Ordnung des ESR in dem Lade-/Entlade-Kondensator C0 als Rc0 – n definiert ist, wird ein Gesamtverlust Pc0 – n aufgrund der Oberschwingungskomponenten ungeradzahliger Ordnung von der ersten Ordnung bis zu der n-ten Ordnung (wobei n eine ungerade Zahl bezeichnet) in dem Lade-/Entlade-Kondensator C0 durch eine Formel (20) wiedergegeben.
  • Mathematischer Ausdruck 9
    • Pc0 – n = Σ (n+1)/2 / k=1((Rc0 – (2k – 1)) × (Ic0(rms) – (2k – 1))2) (20).
  • Da die Trägerfrequenz fsw so festgelegt ist, dass ihre ungeradzahligen Vielfachen jeweils nicht gleich der Parallelresonanz-Frequenz fp2 des Lade-/Entlade-Kondensators C0 sind, überlappen die Frequenzen der Oberschwingungskomponenten in dem Strom Ic0(rms), der durch den Lade-/Entlade-Kondensator hindurchfließt, nicht mit der Parallelresonanz-Frequenz fp2. Somit ist es möglich, zu verhindern, dass jeweilige Oberschwingungskomponenten des ESR in dem Lade-/Entlade-Kondensator C0 ihre maximalen Werte erreichen.
  • Da die Trägerfrequenz fsw darüber hinaus auf einen Wert festgelegt ist, der kleiner als (fp2/5) ist, kann zuverlässig verhindert werden, dass die jeweiligen (Rc0 – 1), (Rc0 – 3) und (Rc0 – 5), bei denen es sich um ESRs handelt, die der Grundschwingungskomponente und Oberschwingungskomponenten der dritten Ordnung & der fünften Ordnung entsprechen, die in dem Strom Ic2(rms) dominant sind, der durch den Lade-/Entlade-Kondensator C0 hindurchfließt, ihre maximalen Werte erreichen, und sie können auf vergleichsweise kleine Werte festgelegt werden, die geringer als die maximalen Werte sind.
  • Aus diesen Gründen ist es möglich, den durch die Formel (20) wiedergegebenen Verlust in dem Lade-/Entlade-Kondensator C0 zu unterbinden.
  • Wie vorstehend beschrieben, ist die Trägerfrequenz (die Schaltfrequenz) fsw für ein Ansteuern der Schaltelemente S1 bis S4 in der Energieumwandlungs-Einrichtung 5a gemäß Ausführungsform 2 so festgelegt, dass: sie niedriger als die Reihenresonanz-Frequenzen fs1 bis fs6 des ersten bis sechsten Kondensator-Elements ist, bei denen es sich um sämtliche Kondensator-Elemente in dem Kondensator C1 auf der Niederspannungsseite, dem Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite und dem Lade-/Entlade-Kondensator C0 handelt; und sie ferner niedriger als ein Fünftel der Parallelresonanz-Frequenz fp2 des Lade-/Entlade-Kondensators C0 ist und ungeradzahlige Vielfache der Trägerfrequenz fsw jeweils nicht gleich der Parallelresonanz-Frequenz fp2 sind.
  • Somit ist es möglich, den Verlust zu unterbinden, der durch den ESR, der aufgrund einer Parallelresonanz des Lade-/Entlade-Kondensators C0 zunimmt, und durch Oberschwingungsströme verursacht wird, um dadurch den Verlust in dem Lade-/Entlade-Kondensator C0 zu reduzieren, der aufgrund einer Steuerung der Schaltelemente S1 bis S4 erzeugt wird.
  • Da der Strom, der durch den Lade-/Entlade-Kondensator C0 hindurchfließt, des Weiteren höher als die Ströme sind, die durch den Kondensator C1 auf der Niederspannungsseite und den Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite hindurchfließen, ist der Effekt der Verlustreduktion signifikant.
  • Wenn die Trägerfrequenz fsw ferner in der vorstehenden Weise festgelegt wird, kann der Verlust aufgrund einer Parallelresonanz des Lade-Entlade-Kondensators C0 reduziert werden, so dass es möglich ist, die Energieumwandlungseffizienz der Energieumwandlungs-Einrichtung 5a zu verbessern und einen Temperaturanstieg des Lade-/Entlade-Kondensators C0 zu unterbinden, um dadurch auch die Zuverlässigkeit zu verbessern.
  • Darüber hinaus kann ein derartiger Effekt der Verlustreduktion und der Unterbindung eines Temperaturanstiegs für den Lade-/Entlade-Kondensator C0 erreicht werden, ohne dass eine Erhöhung der Kapazität des Lade-/Entlade-Kondensators C0 und eine Ausdehnung seines Kühlaufbaus erforderlich sind. Dies macht es möglich, eine Verkleinerung der Einrichtungs-Konfiguration sowie eine Kostenreduktion zu erreichen.
  • Es ist anzumerken, dass die Trägerfrequenz fsw bei der vorstehenden Ausführungsform so festgelegt wird, dass sie niedriger als ein Fünftel der Parallelresonanz-Frequenz fp2 des Lade-/Entlade-Kondensators C0 ist; sie kann jedoch so festgelegt werden, dass sie niedriger als ein Wert (fp2/N) ist, der aus einer Division der Parallelresonanz-Frequenz fp2 durch eine Ordnung N resultiert, die so bestimmt wird, dass die Strom-Kumulationsrate in Bezug auf den Strom, der durch den Lade-/Entlade-Kondensator C0 hindurchfließt, ihren gesättigten Zustand mit der Grundschwingungskomponente und den Oberschwingungskomponenten bis zu der Ordnung N erreicht.
  • Ferner kann die Ordnung für eine Division der Parallelresonanz-Frequenz fp2 stattdessen eine Ordnung sein, die niedriger als die Ordnung ist, bei welcher der gesättigte Zustand vorliegt. Auch in diesem Fall ist ein Effekt einer Reduzierung des Verlusts aufgrund einer Parallelresonanz in dem Lade-/Entlade-Kondensator C0 gegeben, da die Trägerfrequenz fsw so festgelegt wird, dass sie niedriger als die Reihenresonanz-Frequenzen fs1 bis fs6 des ersten bis sechsten Kondensator-Elements ist und ihre ungeradzahligen Vielfachen jeweils nicht gleich der Parallelresonanz-Frequenz fp2 sind.
  • Ferner sind der Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite, der Kondensator C1 auf der Niederspannungsseite und der Lade-/Entlade-Kondensator C0 jeweils mit zwei Kondensator-Elementen konfiguriert, die parallel zueinander geschaltet sind; sie können jedoch mit drei oder mehr Kondensator-Elementen konfiguriert sein, die parallel zueinander geschaltet sind, und die Anzahl von parallelen Kondensator-Elementen kann unter diesen Kondensatoren unterschiedlich sein.
  • Wenn in dem Lade-/Entlade-Kondensator C0 drei oder mehr Kondensator-Elemente parallel zueinander geschaltet sind, können in einigen Fällen zwei oder mehr Parallelresonanz-Frequenzen auftreten, so dass die Trägerfrequenz, die für ein Steuern der Schaltelemente S1 bis S4 verwendet wird, als ein Wert gegeben ist, der kleiner als ein Fünftel der niedrigsten Parallelresonanz-Frequenz ist.
  • Ferner ist die Energieumwandlungs-Einrichtung 5a bei Ausführungsform 2 als eine MLC-Schaltung eines bidirektionalen Typs angegeben, die in der Lage ist, Energie bidirektional umzuwandeln; sie kann jedoch, um Energie unidirektional von der Niederspannungsseite zu der Hochspannungsseite umzuwandeln, auch in einer solchen Weise konfiguriert sein, dass anstelle der Schaltelemente S3 bzw. S4 Dioden als ein drittes und ein viertes Halbleiterelement verwendet werden, und dies liefert einen vergleichbaren Effekt, wenn die Trägerfrequenz fsw in einer vergleichbaren Weise festgelegt wird.
  • Ausführungsform 3
  • Als nächstes wird basierend auf Zeichnungen eine Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß Ausführungsform 3 der Erfindung beschrieben, wie folgt.
  • 21 ist ein Diagramm, das eine Schaltungskonfiguration einer Energieumwandlungs-Einrichtung 5b gemäß Ausführungsform 3 der Erfindung zeigt. Wie in 21 gezeigt, wird die Energieumwandlungs-Einrichtung 5b konfiguriert, indem in der in 1 gezeigten Energieumwandlungs-Einrichtung 5 gemäß Ausführungsform 1 ein Thermistor 9 zum Detektieren der Temperatur des Kondensators C2 auf der Hochspannungsseite angeordnet wird. Ferner erzeugt die Steuerungsschaltung 4b Gate-Signale G1 und G2 für die jeweiligen Schaltelemente S1, S2 entsprechend einem Detektionswert (IL) des Stromsensors 6, einem Detektionswert (V2) des Spannungssensors 7 und einem Detektionswert (TC2) des Thermistors 9, um dadurch zu bewirken, dass jedes der Schaltelemente S1 und S2 eine EIN/AUS-Operation durchführt.
  • Die sonstige Konfiguration ist vergleichbar mit jener bei der Ausführungsform 1, so dass deren Beschreibung hier weggelassen ist.
  • Die Steuerungsschaltung 4b weist eine Konfiguration vergleichbar mit jener auf, die in 4 gemäß Ausführungsform 1 gezeigt ist; in diesem Fall unterscheidet sich jedoch ein erster Steuerungsblock 450 in der Steuerungsschaltung 4b von dem ersten Steuerungsblock 45 bei der Ausführungsform 1, und somit sind Details desselben in 22 gezeigt.
  • Wie in 22 gezeigt, wird der erste Steuerungsblock 450 konfiguriert, indem eine Thermoschutz-Steuerung 45i zu dem in 5 gezeigten ersten Steuerungsblock 45 von Ausführungsform 1 hinzugefügt wird. Ferner sind in dem Speicher 45b gespeichert: eine Trägerfrequenz fsw1 als eine vorab festgelegte Frequenz, die zum Zeitpunkt eines Normalbetriebs verwendet wird (im Folgenden als eine Normalfrequenz bezeichnet); eine Trägerfrequenz fsw2, die zum Zeitpunkt eines Thermoschutz-Betriebs verwendet wird (im Folgenden als eine Schutzfrequenz bezeichnet); sowie ein Temperaturschwellenwert (Tth1), um den Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite zu schützen.
  • Es ist anzumerken, dass die Normalfrequenz fsw1 in einer ähnlichen Weise wie die bei der Ausführungsform 1 verwendete Trägerfrequenz fsw festgelegt wird. Ferner wird eine Relation fsw1 > fsw2 eingeführt, und zum Beispiel ist die Relation fsw2 = fsw1/2 gegeben.
  • Bei dem ersten Steuerungsblock 450 handelt es sich um einen Block zum Erzeugen von PWM-Signalen (von Gate-Signalen G1, G2).
  • Die Thermoschutz-Steuerung 45i vergleicht die Temperatur TC2 des Kondensators C2 auf der Hochspannungsseite, die mittels des Thermistors 9 detektiert wird, mit dem Referenz-Temperaturschwellenwert Tth1 aus dem Speicher 45b und gibt ein Temperaturanstiegs-Detektionssignal ab, wenn TC2 ≥ Tth1 gilt. Basierend auf dem Ausgang bzw. dem Ausgangssignal von der Thermoschutz-Steuerung 45i bezieht sich die Frequenz-Befehlseinheit 45c auf die Normalfrequenz fsw1 oder die Schutzfrequenz fsw2, die in dem Speicher 45b gespeichert sind, um dadurch den Trägersignal-Generator 45d anzuweisen, ein Trägersignal mit der Frequenz fsw1 (oder fsw2) zu erzeugen.
  • Der Trägersignal-Generator 45d verwendet die Normalfrequenz fsw1 zum Zeitpunkt eines Normalbetriebs und verwendet die Schutzfrequenz fsw2, wenn TC2 ≥ Tth1 gilt, um dadurch eine erste Dreieckwelle SW1 als Trägersignal zu erzeugen. Die relative Einschaltdauer D, die durch den Begrenzer 44 abgegeben wird, und die erste Dreieckwelle SW1 werden in den Komparator 45a eingegeben und werden dann wechselseitig verglichen, so dass das Gate-Signal G1 für das Schaltelement 51 erzeugt wird. Ferner invertiert der Inverter 45e das Gate-Signal G1, um dadurch das Gate-Signal G2 für das Schaltelement S2 abzugeben.
  • Wenn die Temperatur TC2 des Kondensators C2 auf der Hochspannungsseite bei dieser Ausführungsform ansteigt und den Temperaturschwellenwert Tth1 oder einen höheren Wert erreicht, wird die Frequenz auf die Schutzfrequenz fsw2 umgeschaltet, die niedriger als die Normalfrequenz fsw1 ist. Dies macht es möglich, die ESRs, die den Oberschwingungskomponenten der ersten Ordnung (Grundschwingungskomponente) bis fünften Ordnung entsprechen, die dominant sind, in dem Effektivwert Ic2(rms) des Stroms, der durch den Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite hindurchfließt, im Vergleich mit jenen zum Zeitpunkt eines Normalbetriebs zu reduzieren.
  • Dementsprechend kann der Verlust in dem Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite, der durch die Formel (12) wiedergegeben wird, weiter unterbunden werden. Es ist anzumerken, dass dann, wenn die Relation TC2 < Tth1 gegeben ist, der Ausgang bzw. das Ausgangssignal der Thermoschutz-Steuerung 45i in seinen ursprünglichen Zustand zurückkehrt, so dass der Trägersignal-Generator 45d die erste Dreieckwelle SW1 erzeugt, indem die Normalfrequenz fsw1 für einen Normalbetrieb verwendet wird.
  • Gemäß der Ausführungsform 3 wird ein Effekt vergleichbar mit jenem bei der Ausführungsform 1 erreicht, und darüber hinaus kann der Temperaturanstieg des Kondensators C2 auf der Hochspannungsseite sicher unterbunden werden, da die Schaltfrequenz nach Detektion der tatsächlichen Temperatur des Kondensators C2 auf der Hochspannungsseite umgeschaltet wird. Wenn der Temperaturanstieg detektiert wird, so wird ferner die Frequenz auf die Schutzfrequenz fsw2 umgeschaltet, die niedriger als die Normalfrequenz fsw1 ist, so dass es möglich ist, den Verlust weiter zu unterbinden, der durch den ESR, der aufgrund einer Parallelresonanz des Kondensators C2 auf der Hochspannungsseite zunimmt, und durch die Oberschwingungsströme verursacht wird.
  • Es ist anzumerken, dass dann, wenn die Schutzfrequenz fsw2 so festgelegt wird, dass ihre ganzzahligen Vielfachen jeweils nicht gleich der Parallelresonanz-Frequenz fp1 des Kondensators C2 auf der Hochspannungsseite sind, es möglich ist, sicherer einen Effekt einer Reduzierung des Verlusts zu erreichen, der aufgrund einer Parallelresonanz in dem Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite zunimmt.
  • Obwohl die Erfindung bei dieser Ausführungsform auf die SPC-Schaltung angewendet wird, die bei der Ausführungsform 1 gezeigt ist, kann sie ferner in einer vergleichbaren Weise auf die MLC-Schaltung gemäß der Ausführungsform 2 angewendet werden. In diesem Fall wird der Thermistor zu dem Lade-/Entlade-Kondensator C0 hinzugefügt, die detektierte Temperatur des Lade-/Entlade-Kondensators C0 wird mit einem Temperaturschwellenwert verglichen, und die Trägerfrequenz für ein Steuern der Schaltelemente S1 bis S4 wird basierend auf dem Vergleichsresultat umgeschaltet. Dies macht es möglich, den Verlust weiter zu reduzieren, der durch den ESR, der aufgrund einer Parallelresonanz des Lade-/Entlade-Kondensators C2 zunimmt, und durch die Oberschwingungsströme verursacht wird.
  • Ausführungsform 4
  • Als nächstes wird unter Bezugnahme auf die Zeichnungen eine Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß Ausführungsform 4 der Erfindung beschrieben.
  • 23 ist ein Diagramm, das eine Schaltungskonfiguration einer Energieumwandlungs-Einrichtung 5c gemäß Ausführungsform 4 der Erfindung zeigt. Wie in 23 gezeigt, wird die Energieumwandlungs-Einrichtung 5c konfiguriert, indem in der in 1 gezeigten Energieumwandlungs-Einrichtung 5 von Ausführungsform 1 ein Thermistor 9 zum Detektieren der Temperatur des Kondensators C2 auf der Hochspannungsseite, ein Thermistor 12 zum Detektieren der Temperatur des Schaltelements S1 und ein Thermistor 13 zum Detektieren der Temperatur des Schaltelements S2 angeordnet werden.
  • Ferner erzeugt die Steuerungsschaltung 4c Gate-Signale G1 und G2 für die jeweiligen Schaltelemente S1 und S2 entsprechend einem Detektionswert (IL) des Stromsensors 6, einem Detektionswert (V2) des Spannungssensors 7 und Detektionswerten (TC2, TS1, TS2) der Thermistoren 9, 12, 13, um dadurch zu bewirken, dass jedes der Schaltelemente S1, S2 eine EIN/AUS-Operation durchführt.
  • Die sonstige Konfiguration ist vergleichbar mit jener bei der Ausführungsform 1, so dass deren erneute Beschreibung hier weggelassen ist.
  • Die Steuerungsschaltung 4c weist eine Konfiguration auf, die vergleichbar mit jener ist, die in 4 gemäß Ausführungsform 1 gezeigt ist; in diesem Fall unterscheidet sich jedoch ein erster Steuerungsblock 450a in der Steuerungsschaltung 4c von dem ersten Steuerungsblock 45 bei der Ausführungsform 1, und somit sind Details desselben in 24 gezeigt.
  • Wie in 24 gezeigt, wird der erste Steuerungsblock 450a konfiguriert, indem eine Thermoschutz-Steuerung 45i zu dem in 5 gezeigten ersten Steuerungsblock 45 von Ausführungsform 1 hinzugefügt wird. Ferner sind in dem Speicher 45b gespeichert: zwei Trägerfrequenzen fsw1, fsw3 als vorab festgelegte Frequenzen; ein erster Schwellenwert (Tth1) als ein Temperaturschwellenwert, um den Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite zu schützen; sowie ein zweiter Schwellenwert (Tth2) als ein Temperaturschwellenwert, um die Schaltelemente S1, S2 zu schützen.
  • Es ist anzumerken, dass die Trägerfrequenz fsw1 (die im Folgenden als eine Normalfrequenz bezeichnet wird), die als eine erste Frequenz zum Zeitpunkt eines Normalbetriebs dient, und die Trägerfrequenz fsw3 (die im Folgenden als eine Frequenz mit geringer Welligkeit bezeichnet wird), die als eine zweite Frequenz zum Zeitpunkt eines Betriebs mit geringer Welligkeit dient, der später zu beschreiben ist, eine Relation fsw1 < fsw3 erfüllen.
  • Es ist anzumerken, dass die Normalfrequenz fsw1 und die Frequenz fsw3 mit geringer Welligkeit jeweils in einer ähnlichen Weise wie die Trägerfrequenz fsw festgelegt werden, die bei Ausführungsform 1 verwendet wird. Und zwar werden die Normalfrequenz fsw1 und die Frequenz fsw3 mit geringer Welligkeit so festgelegt, dass: sie jeweils niedriger als die Reihenresonanz-Frequenzen fs1 bis fs4 des ersten bis vierten Kondensator-Elements sind, die sämtlich Kondensator-Elemente in dem Kondensator C1 auf der Niederspannungsseite und dem Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite sind; und sie ferner jeweils niedriger als ein Fünftel der Parallelresonanz-Frequenz fp1 des Kondensators C2 auf der Hochspannungsseite sind und ganzzahlige Vielfache (ungeradzahlige Vielfache und geradzahlige Vielfache) der Trägerfrequenzen fsw1, fsw3 jeweils nicht gleich der Parallelresonanz-Frequenz fp1 sind.
  • Bei dem ersten Steuerungsblock 450a handelt es sich um einen Block zum Erzeugen von PWM-Signalen (von Gate-Signalen G1 und G2).
  • Die Temperatur TC2 des Kondensators C2 auf der Hochspannungsseite und die Temperaturen TS1 und TS2 der Schaltelemente S1, S2, die mittels der Thermistoren 9, 12, 13 detektiert worden sind, werden in die Thermoschutz-Steuerung 45i eingegeben. Dann vergleicht die Thermoschutz-Steuerung 45i die Temperatur TC2 des Kondensators C2 auf der Hochspannungsseite mit dem ersten Referenz-Schwellenwert Tth1 aus dem Speicher 45b und vergleicht jede der Temperaturen TS1 und TS2 der Schaltelemente S1 und S2 mit dem zweiten Referenz-Schwellenwert Tth2 aus dem Speicher 45b.
  • Wenn die Bedingungen TC2 < Tth1, TS1 < Tth2 sowie TS2 < Tth2 sämtlich erfüllt sind, wird die Frequenz-Befehlseinheit 45c angewiesen, sich auf die in dem Speicher 45b gespeicherte Frequenz fsw3 mit geringer Welligkeit zu beziehen. Basierend auf dem Ausgang bzw. dem Ausgangssignal von der Thermoschutz-Steuerung 45i bezieht sich die Frequenz-Befehlseinheit 45c auf die Normalfrequenz fsw1 oder die Frequenz fsw3 mit geringer Welligkeit, die in dem Speicher 45b gespeichert sind, um dadurch den Trägersignal-Generator 45d anzuweisen, ein Trägersignal mit der Frequenz fsw1 (oder fsw3) zu erzeugen.
  • Der Trägersignal-Generator 45d verwendet die Normalfrequenz fsw1, wenn TC2 ≥ Tth1 oder TS1 ≥ Tth2 oder TS2 ≥ Tth2 gilt, und verwendet die Frequenz fsw3 mit geringer Welligkeit, wenn TC2 < Tth1 und TS1 < Tth2 und TS2 < Tth2 gilt, um dadurch eine erste Dreieckwelle SW1 als das Trägersignal zu erzeugen. Die relative Einschaltdauer D, die durch den Begrenzer 44 abgegeben wird, und die erste Dreieckwelle SW1 werden in den Komparator 45a eingegeben und werden dann wechselseitig verglichen, so dass das Gate-Signal G1 für das Schaltelement S1 erzeugt wird. Ferner invertiert der Inverter 45e das Gate-Signal G1, um dadurch das Gate-Signal G2 für das Schaltelement S2 zu erzeugen.
  • Hierbei wird ein effektiver Wert Ic1(rms) des Stroms, der durch den Kondensator C1 auf der Niederspannungsseite hindurchfließt, durch eine Formel (21) wiedergegeben, wobei eine Schaltperiode Tsw, eine Einschaltzeitdauer Ton des Schaltelements S1 und eine Welligkeitskomponente ΔIL in dem Strom verwendet werden, der durch die Drosselspule 1 hindurchfließt. Mathematischer Ausdruck 10
    Figure DE112016003347T5_0010
  • Ferner sind Oberschwingungskomponenten einer ungeradzahligen Ordnung in dem Strom Ic1 enthalten, der durch den Kondensator C1 auf der Niederspannungsseite hindurchfließt. Wenn eine Oberschwingungskomponente n-ter Ordnung des ESR in dem Kondensator C1 auf der Niederspannungsseite als RC1-n definiert ist und eine Oberschwingungskomponente n-ter Ordnung in dem Strom, der durch den Kondensator C1 auf der Niederspannungsseite hindurchfließt, als Ic1(rms) – n definiert ist, wird ein Gesamtverlust Pc1 – n aufgrund der Oberschwingungskomponenten erster Ordnung (Grundschwingungskomponente) bis n-ter Ordnung in dem Kondensator C1 auf der Niederspannungsseite durch eine Formel (22) wiedergegeben. Es ist anzumerken, dass n als eine ungerade Zahl angenommen wird.
  • Mathematischer Ausdruck 11
    • Pc1 – n = Σ (n+1)/2 / k=1((Rc1 – (2k – 1)) × (Ic1(rms) – (2k – 1))2) (22)
  • Ferner wird ein effektiver Wert IL(rms) des Stroms, der durch die Drosselspule 1 hindurchfließt, durch eine Formel (23) wiedergegeben, wobei ein Gleichstrom I1, der durch die Drosselspule 1 hindurchfließt, und eine Welligkeitskomponente ΔIL in dem Strom verwendet werden, der durch die Drosselspule 1 hindurchfließt. Mathematischer Ausdruck 12
    Figure DE112016003347T5_0011
  • Wenn ein Gleichstromwiderstand der Drosselspule 1 als RL-0 definiert ist, ein Gleichstrom, der durch die Drosselspule 1 hindurchfließt, als I1 definiert ist, eine Oberschwingungskomponente n-ter-Ordnung des ESR in der Drosselspule 1 als RL-n definiert ist und eine Oberschwingungskomponente n-ter Ordnung in dem Strom, der durch die Drosselspule 1 hindurchfließt, als IL(rms) – n definiert ist, wird dann ein Gesamtkupferverlust PL – n aufgrund der Oberschwingungskomponenten der ersten Ordnung (Grundschwingungskomponente) bis zur n-ten Ordnung in der Drosselspule 1 durch eine Formel (24) wiedergegeben. Es ist anzumerken, dass n als eine ungerade Zahl angenommen wird.
  • Mathematischer Ausdruck 13
    • PL – n = RL × I12 + Σ (n+1)/2 / k=1((RL – (2k – 1)) × (IL(rms) – (2k – 1))2) (24)
  • Wenn die Temperatur TC2 des Kondensators C2 auf der Hochspannungsseite und die Temperaturen TS1 und TS2 der Schaltelemente S1 und S2 sämtlich niedriger als ihre vorab festgelegten Schwellenwerte sind, und zwar wenn TC2 < Tth1 und TS1 < Tth2 und TS2 < Tth2 gilt, wird die Frequenz bei dieser Ausführungsform auf die Frequenz fsw3 mit geringer Welligkeit umgeschaltet, die höher als die Normalfrequenz fsw1 ist.
  • Dies macht einen Betrieb mit geringer Welligkeit möglich, bei dem die Welligkeits-Komponente ΔIL, die durch die Formel (10) wiedergegeben wird, in dem Strom verringert ist, der durch die Drosselspule 1 hindurchfließt.
  • Wenngleich es von den Werten der jeweiligen Widerstandswerte Rc1 – n, Rc2 – n, RL – n abhängt, ist es ferner möglich, den Verlust in dem Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite, der durch die Formel (12) wiedergegeben wird, den Verlust in dem Kondensator C1 auf der Niederspannungsseite, der durch die Formel (22) wiedergegeben wird, und den Kupferverlust in der Drosselspule 1, der durch die Formel (24) wiedergegeben wird, weiter zu reduzieren.
  • Wie vorstehend beschrieben, wird gemäß dieser Ausführungsform ein Effekt ähnlich wie bei der Ausführungsform 1 erreicht, und darüber hinaus kann die Welligkeits-Komponente in dem Strom verringert werden, der durch die Drosselspule 1 hindurchfließt. Wenngleich abhängig von den Werten der Oberschwingungskomponente des ESR in der Drosselspule 1, der Oberschwingungskomponente des ESR in dem Kondensator C1 auf der Niederspannungsseite und der Oberschwingungskomponente des ESR in dem Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite ist es ferner möglich, die Verluste in der Drosselspule 1, dem Kondensator C1 auf der Niederspannungsseite und dem Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite weiter zu reduzieren.
  • Da die Welligkeits-Komponente in dem Strom verringert wird, der durch die Drosselspule 1 hindurchfließt, können ferner die Verluste in den Schaltelementen S1 bis S4 reduziert werden. Aus diesen Gründen ist es möglich, eine Verlustreduktion und eine Verkleinerung der Energieumwandlungs-Einrichtung 5c in einem höheren Maß zu erreichen.
  • Es ist anzumerken, dass, wenngleich die Erfindung bei dieser Ausführungsform auf die bei der Ausführungsform 1 gezeigte SPC-Schaltung angewendet wird, diese in einer vergleichbaren Weise auf die MLC-Schaltung gemäß der Ausführungsform 2 angewendet werden kann. In diesem Fall werden die Thermistoren zu dem Lade-/Entlade-Kondensator C0 und den jeweiligen Schaltelementen S1 bis S4 hinzugefügt, die jeweiligen detektierten Temperaturen werden mit ihren jeweiligen Temperaturschwellenwerten verglichen, und die Trägerfrequenz für ein Steuern der Schaltelemente S1 bis S4 wird basierend auf den Vergleichsresultaten umgeschaltet. Dies macht es möglich, die Welligkeits-Komponente in dem Strom, der durch die Drosselspule 1 hindurchfließt, auch bei der MLC-Schaltung gemäß Ausführungsform 2 zu verringern.
  • Wenngleich abhängig von den Werten der Oberschwingungskomponente des ESR in der Drosselspule 1, der Oberschwingungskomponente des ESR in dem Kondensator C1 auf der Niederspannungsseite und der Oberschwingungskomponente des ESR in dem Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite ist es ferner möglich, die Verluste in der Drosselspule 1, dem Kondensator C1 auf der Niederspannungsseite und dem Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite weiter zu reduzieren. Da die Welligkeits-Komponente in dem Strom verringert wird, der durch die Drosselspule 1 hindurchfließt, können ferner die Verluste in den Schaltelementen S1 bis S4 reduziert werden.
  • Ferner werden die Thermistoren 9, 12, 13 bei den Ausführungsformen 3 und 4 für eine Temperaturdetektion verwendet; stattdessen können jedoch auch andere Temperaturdetektions-Einrichtungen, wie beispielsweise ein Thermoelement, eine Diode oder dergleichen, für eine Temperaturdetektion eingesetzt werden.
  • Ferner ist bei den Ausführungsformen 3 und 4 gezeigt, dass die Trägerfrequenz in Abhängigkeit von der Temperatur des Kondensators C2 auf der Hochspannungsseite umgeschaltet wird; die Trägerfrequenz kann jedoch selbstverständlich auch in Abhängigkeit von der Temperatur des Kondensator-Elements oder der Sammelschiene umgeschaltet werden, die den Kondensator C2 auf der Hochspannungsseite bilden.
  • Es ist anzumerken, dass die Beschreibung bei jeder der vorhergehenden Ausführungsformen unter Angabe eines Falls erfolgt ist, bei dem die Schaltelemente jeweils mit einem IGBT und einer Diode konfiguriert sind, die antiparallel miteinander verbunden sind; anstelle des IGBT kann jedoch auch ein MOSFET, ein JFET oder dergleichen verwendet werden. Wenn ein MOSFET verwendet wird, kann anstelle der Diode eine Body-Diode des MOSFET eingesetzt werden. Ferner können die jeweiligen Halbleiterelemente, welche die Schaltelemente aufweisen, jeweils aus einem Halbleiter mit großer Bandlücke gebildet werden, dessen Bandlücke größer als die von Silicium ist, zum Beispiel aus Siliciumcarbid (SiC), einem auf Galliumnitrid basierenden Material, Diamant.
  • Es ist ferner anzumerken, dass eine unbegrenzte Kombination der jeweiligen Ausführungsformen und eine geeignete Modifikation sowie ein Weglassen von Komponenten bei den Ausführungsformen gemäß der vorliegenden Erfindung durchgeführt werden können, ohne von dem Umfang der Erfindung abzuweichen.

Claims (9)

  1. Energieumwandlungs-Einrichtung, die Folgendes aufweist: – einen DC/DC-Wandler, der mehrere Halbleiterelemente, die leitend zu machen oder abzuschalten sind, eine Drosselspule sowie mehrere Kondensatoren aufweist, in denen jeweils mehrere Kondensator-Elemente parallel zueinander geschaltet sind; und – eine Steuerungsschaltung, um den DC/DC-Wandler zu steuern; wobei zumindest ein Teil der mehreren Halbleiterelemente ein Schaltelement oder Schaltelemente aufweist; wobei die Steuerungsschaltung ein Ansteuern des Schaltelements oder der Schaltelemente mit einer vorab festgelegten Frequenz steuert; und wobei die vorab festgelegte Frequenz niedriger als Reihenresonanz-Frequenzen von sämtlichen der mehreren Kondensator-Elemente in den mehreren Kondensatoren ist und niedriger als ein Wert (fp/N) ist, der aus einer Division einer Parallelresonanz-Frequenz fp der mehreren Kondensator-Elemente in einem ersten Kondensator als einem der mehreren Kondensatoren durch eine Ordnung N resultiert, die basierend auf Oberschwingungsströmen bestimmt wird, die durch den ersten Kondensator hindurchfließen, und ferner ganzzahlige Vielfache der vorab festgelegten Frequenz jeweils nicht gleich der Parallelresonanz-Frequenz fp sind.
  2. Energieumwandlungs-Einrichtung nach Anspruch 1, wobei ein Strom, der durch den ersten Kondensator hindurchfließt, unter den Strömen, die durch die mehreren Kondensatoren hindurchfließen, am höchsten ist und eine Kumulationsrate in Bezug auf den Strom, der durch den ersten Kondensator hindurchfließt, ihren gesättigten Zustand mit einem Grundschwingungsstrom und Oberschwingungsströmen bis zu der Ordnung N erreicht.
  3. Energieumwandlungs-Einrichtung nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, wobei der DC/DC-Wandler Folgendes aufweist: – für die mehreren Kondensatoren einen Kondensator auf der Niederspannungsseite und einen Kondensator auf der Hochspannungsseite, der als der erste Kondensator angegeben ist; und ferner – für die mehreren Halbleiterelemente ein erstes Halbleiterelement, dessen erstes Ende mit einer negativen Elektrode des Kondensators auf der Niederspannungsseite verbunden ist und dessen zweites Ende durch die Drosselspule mit einer positiven Elektrode des Kondensators auf der Niederspannungsseite verbunden ist, sowie ein zweites Halbleiterelement, dessen eines Ende mit dem zweiten Ende des ersten Halbleiterelements verbunden ist und dessen zweites Ende mit einer positiven Elektrode des Kondensators auf der Hochspannungsseite verbunden ist; wobei bei dem ersten und dem zweiten Halbleiterelement zumindest das erste Halbleiterelement das Schaltelement ist; und wobei die ganzzahligen Vielfachen der vorab festgelegten Frequenz jeweils nicht gleich der Parallelresonanz-Frequenz fp sind.
  4. Energieumwandlungs-Einrichtung nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, wobei der DC/DC-Wandler Folgendes aufweist: – für die mehreren Kondensatoren einen Kondensator auf der Niederspannungsseite, einen Kondensator auf der Hochspannungsseite sowie einen Lade-/Entlade-Kondensator, der als der erste Kondensator angegeben ist; und ferner – für die mehreren Halbleiterelemente ein erstes Halbleiterelement, dessen erstes Ende mit einer negativen Elektrode des Kondensators auf der Niederspannungsseite verbunden ist, ein zweites Halbleiterelement, dessen erstes Ende mit einem zweiten Ende des ersten Halbleiterelements verbunden ist und dessen zweites Ende durch die Drosselspule mit einer positiven Elektrode des Kondensators auf der Niederspannungsseite verbunden ist, ein drittes Halbleiterelement, dessen erstes Ende mit dem zweiten Ende des zweiten Halbleiterelements verbunden ist, und ein viertes Halbleiterelement, dessen erstes Ende mit einem zweiten Ende des dritten Halbleiterelements verbunden ist und dessen zweites Ende mit einer positiven Elektrode des Kondensators auf der Hochspannungsseite verbunden ist; wobei bei dem ersten bis vierten Halbleiterelement zumindest das erste und das zweite Halbleiterelement Schaltelemente sind; wobei der Lade-/Entlade-Kondensator zwischen einen Verbindungspunkt zwischen dem ersten und dem zweiten Halbleiterelement und einen Verbindungspunkt zwischen dem dritten und dem vierten Halbleiterelement geschaltet ist; und wobei ungeradzahlige Vielfache der vorab festgelegten Frequenz jeweils nicht gleich der Parallelresonanz-Frequenz fp sind.
  5. Energieumwandlungs-Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei die bestimmte Ordnung N gleich 5 ist und die vorab festgelegte Frequenz niedriger als ein Fünftel der Parallelresonanz-Frequenz fp ist.
  6. Energieumwandlungs-Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, die eine Temperaturdetektionseinheit zum Detektieren einer Temperatur des ersten Kondensators aufweist, wobei die Steuerungsschaltung ein Ansteuern des Schaltelements (der Schaltelemente) durch Umschalten auf eine Frequenz steuert, die niedriger als die vorab festgelegte Frequenz ist, wenn die Temperatur des ersten Kondensators einen vorab festgelegten Schwellenwert oder einen höheren Wert erreicht.
  7. Energieumwandlungs-Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, die eine erste Temperaturdetektionseinheit zum Detektieren einer Temperatur des ersten Kondensators und eine zweite Temperaturdetektionseinheit zum Detektieren einer Temperatur des Schaltelements aufweist, wobei die Steuerungsschaltung eine erste Frequenz und eine zweite Frequenz, die höher als die erste Frequenz ist, jeweils als die vorab festgelegte Frequenz aufweist; und wobei die Steuerungseinheit ein Ansteuern des Schaltelements unter Verwendung der ersten Frequenz steuert, wenn die Temperatur des ersten Kondensators gleich einem ersten vorab festgelegten Schwellenwert oder gleich einem höheren Wert ist oder wenn die Temperatur des Schaltelements gleich einem zweiten vorab festgelegten Schwellenwert oder gleich einem höheren Wert ist; und ein Ansteuern des Schaltelements durch Umschalten auf die zweite Frequenz steuert, wenn die Temperatur des ersten Kondensators niedriger als der erste, vorab festgelegte Schwellenwert wird und die Temperatur des Schaltelements niedriger als der zweite, vorab festgelegte Schwellenwert wird.
  8. Energieumwandlungs-Einrichtung nach Anspruch 7, wobei die zweite Frequenz so vorgegeben ist, dass eine Welligkeits-Komponente in einem Strom verringert wird, der durch die Drosselspule hindurchfließt.
  9. Energieumwandlungs-Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, wobei die mehreren Halbleiterelemente aus einem Halbleitermaterial mit großer Bandlücke hergestellt sind, dessen Bandlücke größer als die von Silicium ist.
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