DE102018112092A1 - Integrierte mehrkanal-hf-schaltung mit phasenerfassung - Google Patents

Abstract

Hierin wird eine Schaltung beschrieben. Gemäß einer Ausgestaltung enthält die Schaltung zwei oder mehr HF-Kanäle, wobei jeder Kanal einen Eingangsknoten, einen Phasenschieber und einen Ausgangsknoten enthält. Jeder Kanal ist dazu ausgebildet, an dem Eingangsknoten ein HF-Oszillatorsignal zu empfangen und an dem Ausgangsknoten ein HF-Ausgangssignal bereitzustellen. Die Schaltung beinhaltet weiterhin eine HF-Kombiniererschaltung, die mit den Ausgängen der HF-Kanäle gekoppelt und dazu ausgebildet ist, ein kombiniertes Signal zu erzeugen, das eine Kombination der HF-Ausgangssignale repräsentiert, und eine Monitorschaltung, die einen Mischer enthält und dazu ausgebildet ist, das kombinierte Signal zu empfangen und unter Verwendung eines HF-Referenzsignals herabzumischen. Dadurch wird ein Mischerausgangssignal erzeugt, das von den Phasen der HF-Ausgangssignale abhängt.

Description

• TECHNISCHES GEBIET
• Die vorliegende Offenbarung betrifft das Gebiet von Hochfrequenzschaltungen (HF-Schaltungen), insbesondere einer Mehrkanal-HF-Schaltung mit mehreren HF-Ausgangskanälen.
• HINTERGRUND
• Moderne Radareinrichtungen wie beispielsweise Radar-Abstands- und Geschwindigkeitssensoren können in sogenannten monolithisch integrierten Mikrowellenschaltungen (engl.: „monolithic microwave integrated circuits“; MMICs) integriert werden. Radarsensoren können zum Beispiel im Automotive-Sektor eingesetzt werden, wo sie in sogenannten modernen Fahrerassistenzsystemen (engl.: „advanced driver-assistance systems“; ADAS) wie beispielsweise Abstandsregeltempomat-(engl.: „adaptive cruise control“; ACC)- oder Radarfahrtregler-(„radar cruise control“)-Systemen verwendet werden. Derartige Systeme können verwendet werden, um die Geschwindigkeit eines Automobils automatisch einzustellen, um einen sicheren Abstand von anderen, vorausfahrenden Automobilen einzuhalten. Allerdings werden HF-Schaltungen auch auf vielen anderen Gebieten wie beispielsweise HF-Kommunikationssysteme eingesetzt.
• Ein Radar-MMIC (manchmal als Ein-Chip-Radar bezeichnet) kann sämtliche Kernfunktionen des HF-Frontends eines Radarsendeempfängers (z. B. einen lokalen Oszillator, Leistungsverstärker, rauscharme Verstärker (engl.: „low-noice amplifiers“; LNA), Mischer, etc.), die analoge Vorverarbeitung des Zwischenfrequenz- (ZF) oder des Basisbandsignals (z. B. Filter, Verstärker, etc.) und die Analog-Digital-Wandlung in einem einzigen Package enthalten. Das HF-Frontend enthält üblicherweise mehrere Empfangs- und Sendekanäle, insbesondere bei Anwendungen, bei denen Strahllenkungs-(engl.: „beams steering“)-Techniken, Phased-Antenna-Arrays, etc. verwendet werden. Bei Radarantennen können Phased-Antenna-Arrays verwendet werden, um den Einfallswinkel eingehender HF-Radarsignale (auch als „Einfallsrichtung“ bezeichnet; engl.: „direction of arrival“; DoA) zu erfassen.
• Verwendet man zum Beispiel ein Phased-Antenna-Array, müssen die Phasenverschiebung und/oder Amplitudenverstärkung, die durch jeden Ausgangskanal verursacht werden, bekannt sein.
• ÜBERBLICK
• Hierin wird eine Schaltung beschrieben. Gemäß einer Ausgestaltung enthält die Schaltung zwei oder mehr HF-Kanäle, wobei jeder Kanal einen Eingangsknoten, einen Phasenschieber und einen Ausgangsknoten enthält. Jeder Kanal ist dazu ausgebildet, an dem Eingangsknoten ein HF-Oszillatorsignal zu empfangen und an dem Ausgangsknoten ein HF-Ausgangssignal bereitzustellen. Die Schaltung beinhaltet weiterhin eine HF-Kombiniererschaltung, die mit den Ausgängen der HF-Kanäle gekoppelt und dazu ausgebildet ist, ein kombiniertes Signal zu erzeugen, das eine Kombination der HF-Ausgangssignale repräsentiert, und eine Monitorschaltung, die einen Mischer enthält und dazu ausgebildet ist, das kombinierte Signal zu empfangen und unter Verwendung eines HF-Referenzsignals herabzumischen (engl.: „downconvert“). Dadurch wird ein Mischerausgangssignal erzeugt, das von den Phasen der HF-Ausgangssignale abhängt.
• Gemäß einer weiteren Ausgestaltung enthält die Schaltung einen oder mehr HF-Kanäle, wobei jeder Kanal einen Eingangsknoten und einen Ausgangsknoten enthält und dazu ausgebildet ist, an dem Eingangsknoten ein HF-Oszillatorsignal zu empfangen und an dem Ausgangsknoten ein HF-Ausgangssignal bereitzustellen. Die Schaltung weist weiterhin eine Monitorschaltung auf, die einen Mischer enthält, der dazu ausgebildet ist, ein HF-Referenzsignal und ein HF-Testsignal, das das HF-Ausgangssignal repräsentiert, zu mischen, um ein Mischerausgangssignal zu erzeugen. Ein Analog-Digital-Wandler ist dazu ausgebildet, das Mischerausgangssignal abzutasten, um eine Sequenz von abgetasteten Werten bereitzustellen. Eine Schaltung ist mit dem Analog-Digital-Wandler gekoppelt und dazu ausgebildet, eine Sequenz von Phasen-Offsets durch Phasenverschieben von zumindest einem von dem HF-Testsignal und dem HF-Referenzsignal unter Verwendung von einem oder mehr Phasenschiebern bereitzustellen; aus der Sequenz von abgetasteten Werten einen Spektralwert zu berechnen; und basierend auf dem Spektralwert eine abgeschätzte Phaseninformation zu berechnen, die die Phase des HF-Ausgangssignals erkennen lässt.
• Des Weiteren wird hierin ein Verfahren beschrieben. Gemäß einer Ausgestaltung beinhaltet das Verfahren das Empfangen eines HF-Oszillatorsignals und das Liefern des HF-Oszillatorsignals an zwei oder mehr HF-Kanäle einer HF-Schaltung, wobei jeder Kanal ein HF-Ausgangssignal basierend auf dem HF-Oszillatorsignal erzeugt, und wobei das HF-Ausgangssignal eine Amplitude und eine Phase aufweist. Das Verfahren beinhaltet weiterhin eine Erzeugung eines kombinierten Signals, das eine Kombination der HF-Ausgangssignale repräsentiert, und eine Herabmischung (engl.: „down-conversion“) des kombinierten Signals unter Verwendung eines einem Mischer zugeführten HF-Referenzsignals, wobei das Mischerausgangssignal das herabgemischte Signal ist. Des Weiteren beinhaltet das Verfahren das Verarbeiten des Mischerausgangssignals, um abgeschätzte Werte zu erhalten, die die Amplituden und/oder Phasen der HF-Ausgangssignale erkennen lassen.
• Gemäß einer weiteren Ausgestaltung beinhaltet das Verfahren das Liefern eines HF-Testsignals an eine Radarsenderschaltung; das Mischen eines HF-Referenzsignals und eines HF-Testsignals, das ein HF-Ausgangssignal der Radarsenderschaltung repräsentiert, um ein Mischerausgangssignal zu erzeugen. Das Verfahren beinhaltet weiterhin das wiederholte Auswählen eines Phasen-Offsets aus einer Sequenz von Phasen-Offsets, und das Anwenden des ausgewählten Phasen-Offsets durch Phasenverschiebung auf zumindest eines von dem HF-Testsignal und dem HF-Referenzsignal. Das Mischerausgangssignal wird abgetastet, um eine Sequenz von abgetasteten Werten, die der entsprechenden Sequenz von Phasen-Offsets zugeordnet ist, zu erzeugen, und aus der Sequenz von abgetasteten Werten wird ein Spektralwert berechnet. Basierend auf diesem Spektralwert kann eine abgeschätzte Phaseninformation, die eine Phase des HF-Ausgangsignals erkennen lässt, berechnet werden.
• Weiterhin wird hierin eine integrierte Radar-Mikrowellenschaltung (MMIC) beschrieben. Gemäß einer Ausgestaltung enthält die Radar-MMIC zwei oder mehr Sendekanäle, wobei jeder Sendekanal einen Eingangsknoten, einen Phasenschieber und einen Ausgangsknoten enthält. Jeder Sendekanal ist dazu ausgebildet, an dem Eingangsknoten ein HF-Oszillatorsignal zu empfangen und an dem Ausgangsknoten ein frequenzmoduliertes HF-Radarsignal als HF-Ausgangssignal bereitzustellen. Die MMIC enthält weiterhin eine HF-Kombinierschaltung, die mit den Ausgängen der HF-Kanäle gekoppelt und dazu ausgebildet ist, ein kombiniertes Signal zu erzeugen, das eine Kombination der HF-Ausgangssignale repräsentiert, und eine Monitorschaltung, die einen Mischer enthält und dazu ausgebildet ist, das kombinierte Signal zu empfangen und unter Verwendung eines HF-Referenzsignals herabzumischen. Dadurch wird ein Mischerausgangssignal erzeugt, das von den Phasen der HF-Ausgangssignale abhängt.
• Figurenliste
• Die Erfindung lässt sich unter Bezugnahme auf die folgenden Zeichnungen und Beschreibungen besser verstehen. Die Komponenten in den Figuren sind nicht notwendigerweise maßstabsgetreu; stattdessen wurde der Schwerpunkt darauf gelegt, die Prinzipien der Erfindung zu veranschaulichen. Darüber hinaus bezeichnen in den Figuren gleiche Bezugsziffern entsprechende Teile. Zu den Zeichnungen:
• 1 ist eine Zeichnung, die die Arbeitsweise eines FMCW-Radarsystems zur Abstands- und/oder Geschwindigkeitsmessung veranschaulicht.
• 2 enthält zwei Zeitverlaufsdiagramme, die die Frequenzmodulation des bei FMCW-Radarsystemen verwendeten HF-Signals veranschaulichen.
• 3 ist ein Blockdiagramm, das die Grundstruktur einer FMCW-Radareinrichtung veranschaulicht.
• 4 ist ein Schaltbild, das ein Beispiel eines analogen HF-Frontends, das in der FMCW-Radareinrichtung von 3 enthalten sein kann, veranschaulicht.
• 5 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel einer Monitorschaltung veranschaulicht, die verwendet werden kann, um die Phasenverzögerungen und Verstärkungen, die durch zwei oder mehr HF-Kanäle einer HF-Schaltung hervorgerufen werden, zu erfassen.
• 6 ist ein Diagramm, das ein Beispiel einer Messsequenz zum Messen von Phasen und Signalamplituden der HF-Ausgangssignale einer Mehrkanal-HF-Schaltung unter Verwendung einer Schaltung veranschaulicht, gemäß den hierin beschriebenen Ausgestaltungen.
• 7 enthält Zeitverlaufsdiagramme, die den Zweck und die Funktion der Schaltung von 5 ausführlicher darstellen.
• 8 ist ein Blockdiagramm, das eine beispielhafte Implementierung des Beispiels von 5 veranschaulicht.
• 9 ist ein Blockdiagramm, das ein allgemeines Beispiel einer HF-Schaltung mit mehreren HF-Kanälen, die mehrere HF-Ausgangssignale bereitstellen, einer Monitorschaltung, die verwendet werden kann, um Phasen und Amplituden der HF-Ausgangssignale zu erfassen, und einer Steuerschaltung zum Steuern von Messsequenzen, die durch die Monitorschaltung durchgeführt werden können.
• Die 10A und 10B zeigen Gleichungen, die ein Schema veranschaulichen, gemäß dem bei der HF-Schaltung von 1 Phasen der HF-Ausgangskanäle während eines Messzyklus' nacheinander invertiert werden können.
• Die 11A und 11B zeigen Gleichungen, die ein alternatives, zu dem Schema der 10A-B äquivalentes Schema veranschaulichen, gemäß dem bei der HF-Schaltung von 1 die Phasen der HF-Ausgangskanäle während eines Messzyklus' nacheinander invertiert werden können.
• 12 ist ein Flussdiagramm, das ein beispielhaftes Verfahren zum Messen von Amplituden und Phasen der HF-Ausgangssignale verschiedener HF-Kanäle veranschaulicht.
• 13 ist ein Blockdiagramm, das ein weiteres Beispiel einer Monitorschaltung veranschaulicht, die verwendet werden kann, um nacheinander die Phasenverzögerungen und Verstärkungen, die durch zwei oder mehr HF-Kanäle einer HF-Schaltung bewirkt werden, zu erfassen.
• 14 enthält Diagramme, die ein erstes Beispiel einer Sequenz gemessener Werte und entsprechender Gewichtungsfaktoren, die verwendet werden, um einen zugehörigen Spektralwert zu berechnen, veranschaulichen.
• 15 enthält Diagramme, die ein zweites Beispiel einer Sequenz gemessener Werte und entsprechender Gewichtungsfaktoren, die verwendet werden, um einen zugehörigen Spektralwert zu berechnen, veranschaulichen.
• Die 16 und 17 enthalten Tabellen mit unterschiedlichen Phasenschiebereinstellungen, die beim Erhalt einer Sequenz von Messwerten verwendet werden.
• AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
• Ausgestaltungen der vorliegenden Erfindung werden unten im Kontext eines Radarsenders oder -empfängers erörtert. Es versteht sich jedoch, dass die vorliegende Erfindung auch bei von Radar verschiedenen Anwendungen wie zum Beispiel HF-Sendeempfängern von HF-Kommunikationseinrichtungen eingesetzt werden kann. Tatsächlich kann nahezu jede HF-Schaltung mit mehreren HF-Kanälen einen Vorteil aus den hierin beschriebenen Konzepten ziehen.
• 1 veranschaulicht einen herkömmlichen frequenzmodulierten Dauerstrich-(FMCW)-Radarsystem 1. Bei dem vorliegenden Beispiel werden getrennte Sende-(TX)- und Empfangs-(RX)-Antennen 5 bzw. 6 verwendet. Es wird jedoch darauf hingewiesen, dass eine einzige Antenne verwendet werden kann, so dass die Sendeantenne und die Empfangsantenne physisch dieselbe sind (monostatische Radarkonfiguration). Die Sendeantenne strahlt kontinuierlich ein HF-Signal _SHF(t) ab, das zum Beispiel durch ein periodisches lineares Frequenzrampensignal (auch als Frequenz-Sweep- oder Chirpsignal bezeichnet) frequenzmoduliert wird. Das gesendete Signal _SHF(t) wird an einem Ziel (engl.: „target“) T, das sich in dem Radarkanal innerhalb des Messbereichs der Radareinrichtung befindet, zurückgestreut. Das zurückgestreute Signal y_HF(t) wird durch die Empfangsantenne 6 empfangen. Bei dem abgebildeten Beispiel ist das zurückgestreute Signal y_HF(t) bezeichnet.
• 2 veranschaulicht die erwähnte Frequenzmodulation des Signals s_HF(t). Wie in dem ersten Diagramm von 2 gezeigt, kann das Signal _SHF(t) aus einer Reihe von „Chirps“, d. h. einem sinusförmigen Kurvenverlauf mit ansteigender (Aufwärts-Chirp) oder abfallender (Abwärts-Chirp) zusammengesetzt sein. Bei dem vorliegenden Beispiel steigt die Momentanfrequenz f(t) eines Chirps innerhalb einer definierten Zeitspanne T_RAMP (siehe das zweite Diagramm von 2) von einer Anfangsfrequenz f_START zu einer Endfrequenz F_STOP linear an. Ein derartiger Chirp wird auch als lineare Frequenzrampe bezeichnet. In 2 sind drei identische lineare Frequenzrampen dargestellt. Es wird jedoch darauf hingewiesen, dass die Parameter F_START , F_STOP , T_RAMP , sowie die Pause zwischen den einzelnen Frequenzrampen abhängig von der tatsächlichen Implementierung und Verwendung der Radareinrichtung 1 abweichen kann. In der Praxis kann die Frequenzveränderung zum Beispiel linear (linearer Chirp, lineare Frequenzrampe), exponentiell (exponentieller Chirp) oder hyperbolisch (hyperbolischer Chirp) sein.
• 3 ist ein Blockschaltbild, das eine Beispiel-Struktur einer Radareinrichtung 1 (Radarsensor) veranschaulicht. Es wird darauf hingewiesen, dass eine ähnliche Struktur auch in HF-Sendeempfängern, die bei anderen Anwendungen wie zum Beispiel bei drahtlosen Kommunikationssystemen verwendet werden, gefunden werden kann. Dementsprechend ist zumindest eine Sendeantenne 5 (TX-Antenne) und zumindest eine Empfangsantenne 6 (RX-Antenne) mit einem HF-Frontend 10, das in einer monolithisch integrierte Mikrowellenschaltung (engl.: „monolithic microwave integrated circuit“; MMIC) integriert sein kann, verbunden. Das HF-Frontend 10 kann sämtliche zur HF-Signalverarbeitung erforderlichen Schaltungskomponenten enthalten. Derartige Schaltungskomponenten können (aber müssen nicht notwendigerweise) zum Beispiel einen lokalen Oszillator (LO), HF-Leistungsverstärker, rauscharme Verstärker (LNAs), Richtkoppler wie beispielsweise Rat-Race-Koppler und Zirkulatoren sowie Mischer für das Herabmischen von HF-Signalen (z. B. dem Signal y_HF(t), siehe 1) in das Basisband oder ein Zwischenfrequenzband (ZF-Band) enthalten. Es wird angemerkt, dass Antennenarrays anstelle von Einzelantennen verwendet werden können. Das abgebildete Beispiel zeigt ein bi-statisches (oder pseudo-monostatisches) Radarsystem, das getrennte RX- und TX-Antennen besitzt. Im Fall eines monostatischen Radarsystems kann eine einzige Antenne oder ein einziges Antennenarray verwendet werden, um elektromagnetische (Radar)-Signale sowohl zu empfangen als auch zu senden. In diesem Fall kann ein Richtkoppler (z. B. ein Zirkulator) verwendet werden, um an den Radarkanal zu sendende HF-Signale von von dem Radarkanal empfangenen HF-Signalen zu trennen. In der Praxis enthalten Radarsysteme oftmals mehrere Sende-(TX)- und Empfangs-(RX)-Kanäle, was unter anderem die Messung der Richtung (DoA; engl.: „direction of arrival“; Einfallsrichtung), aus der die Radarechos empfangen werden, erlaubt.
• Im Fall eines frequenzmodulierten Dauerstrich-(FMCW)-Radarsystems liegen die gesendeten, durch die TX-Antenne 5 abgestrahlten HF-Signale in einem Bereich zwischen näherungsweise 20 GHz (z. B. 24 GHz) und 100 GHz (z. B. 77 GHz bei Automotive-Anwendungen). Wie erwähnt, enthält das durch die RX-Antenne 6 empfangene HF-Signal y_HF(t) die Radarechos, d. h. das an den sogenannten Radarzielen zurückgestreute Signal. Die empfangenen HF-Signale y_HF(t) werden in das Basisband (oder ZF-Band) herabgemischt und in dem Basisband unter Verwendung von analoger Signalverarbeitung (siehe 3, Basisbandsignalverarbeitungskette 20), die im Wesentlichen die Filterung und Verstärkung des Basisbandsignals beinhaltet, weiterverarbeitet. Das Basisbandsignal wird schließlich unter Verwendung von einem oder mehr Analog-Digital-Wandlern (ADC) 30 digitalisiert und in der digitalen Domäne (siehe 3, Digitalsignalverarbeitungskette, die z. B. in dem digitalen Signalprozessor, DSP, 40 implementiert ist) weiterverarbeitet. Das Gesamtsystem wird durch einen Systemcontroller 50 gesteuert, der zumindest teilweise unter Verwendung eines Prozessors wie beispielsweise einem Mikrocontroller, der eine geeignete Firmware ausführt, implementiert ist. Das HF-Frontend 10 und die analoge Basisbandsignalverarbeitungskette 20 (und optional der ADC 30) können in einer einzigen MMIC integriert sein. Allerdings können bei einigen Anwendungen einige Komponenten auch auf zwei oder mehr integrierte Schaltkreise verteilt sein.
• 4 veranschaulicht eine beispielhafte Implementierung des HF-Frontends 10, das in dem in 3 gezeigten Radarsensor enthalten sein kann. Es wird darauf hingewiesen, dass 4 ein vereinfachtes Schaltbild darstellt, das die Grundstruktur eines HF-Frontends veranschaulicht. Tatsächliche Implementierungen, die stark von der Anwendung abhängen können, sind selbstverständlich komplexer und enthalten mehrere RX- und/oder TX-Kanäle. Das HF-Frontend 10 enthält einen lokalen Oszillator 101 (LO), der ein HF-Signal s_LO(t) erzeugt, das, wie oben unter Bezugnahme auf 2 erläutert, frequenzmoduliert sein kann. Das Signal s_LO(t) wird auch als LO-Signal bezeichnet. Bei Radaranwendungen liegt das LO-Signal üblicherweise im SHF-(super hohe Frequenz; engl.: „super high frequency“)- oder dem EHF-(extrem hohe Frequenz; engl.: „extremely high frequency“)-Band, z. B. zwischen 76 GHz und 81 GHz bei Automotive-Anwendungen.
• Das LO-Signal s_LO(t) wird im Sendesignalpfad sowie im Empfangssignalpfad verarbeitet. Das Sendesignal s_HF(t) (ausgehendes Radarsignal), das durch die TX-Antenne 5 abgestrahlt wird, wird durch Verstärken des LO-Signals s_LO(t), z. B. unter Verwendung eines HF-Leistungsverstärkers 102, erzeugt. Das Ausgangssignal des Verstärkers 102 ist mit der TX-Antenne 5 gekoppelt. Das empfangene Signal y_HF(t) (eingehendes Radarsignal), das durch die RX-Antenne 6 geliefert wird, wird an einen Mischer 104 geleitet. Bei dem vorliegenden Beispiel wird das empfangene Signal y_HF(t) (d. h. das Antennensignal) durch einen HF-Verstärker 103 (Verstärkung g) vorverstärkt, so dass der Mischer an seinem HF-Eingangsanschluss das verstärkte Signal g·y_HF(t) empfängt. Der Mischer 104 empfängt weiterhin an seinem Referenzeingangsanschluss das LO-Signal s_LO(t) und ist dazu ausgebildet, das verstärkte Signal g·y_HF(t) in das Basisband herabzumischen. Das resultierende Basisbandsignal am Mischerausgang ist mit y_BB(t) bezeichnet. Das Basisbandsignal y_BB(t) wird durch die analoge Basisbandsignalverarbeitungskette 20 (siehe auch 3), die im Wesentlichen ein oder mehr Filter (z. B. einen Bandpass 21), um unerwünschte Seitenränder und Bildfrequenzen zu entfernen, sowie einen oder mehr Verstärker wie beispielsweise den Verstärker 22 enthält, weiterverarbeitet. Das analoge Ausgangssignal, das einem Analog-Digital-Wandler (vgl. 3) zugeführt werden kann, ist mit y(t) bezeichnet. Es sind verschiedene Techniken zum digitalen Nachverarbeiten der digitalisierten Ausgangssignale (digitales Radarsignal) als solche bekannt (z. B. Range-Doppler-Analyse) und sie werden deshalb hierin nicht weiter erörtert.
• Bei dem vorliegenden Beispiel mischt der Mischer 104 das HF-Signal gy_HF(t) (verstärktes Antennensignal) in das Basisband herab. Das entsprechende Basisbandsignal (Mischerausgangssignal) ist mit y_BB(t) bezeichnet. Das Herabmischen kann in einer einzigen Stufe (d. h. vom HF-Band in das Basisband) oder über eine oder mehr Zwischenstufen (vom HF-Band in ein ZF-Band und nachfolgend in das Basisband) erreicht werden. In Anbetracht des Beispiels von 4 ist klar, dass die Qualität der Radarmessung stark von der Qualität des LO-Signals S_LO(t) abhängt. Geringes Phasenrauschen sowie steile und sehr lineare Frequenzrampen sind gewünschte Eigenschaften des LO-Signals S_LO(t).
• 5 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel einer HF-Schaltung mit mehreren HF-Kanälen zum Erzeugen von mehreren HF-Ausgangssignalen veranschaulicht. Bei dem vorliegenden Beispiel werden zwei Sendekanäle TX01 und TX02 eines Radarsensors als veranschaulichende Anwendung betrachtet. Das Konzept kann auf ein System mit c Kanälen verallgemeinert werden. Allerdings wird hier zuerst für ein besseres Verständnis unter Bezugnahme auf die 5 bis 8 und die Gleichungen 1 bis 22 eine beispielhafte Ausgestaltung mit zwei Kanälen TX01, TX02 beschrieben, während die 9 bis 11 und die Gleichungen 23 bis 24 eine allgemeine Ausgestaltung mit c Kanälen TX01, TX02, TXc betreffen. Des Weiteren versteht es sich, dass das unten beschriebene Konzept ohne weiteres bei anderen Anwendungen als Radar eingesetzt werden kann. Weiterhin wird angemerkt, dass die Schaltung von 5 ohne weiteres auf mehr als zwei Kanäle erweitert werden kann (siehe auch 7). Bei dem vorliegenden Beispiel ist jeder Kanal TX01 und TX02 dazu ausgebildet, an seinem Eingang ein HF-Oszillatorsignal S_LO(t), das von einem lokalen Oszillator (siehe z. B. 4, lokaler Oszillator 101) bereitgestellt werden kann, zu empfangen. Jeder Kanal TX01 und TX02 kann einen Phasenschieber 105 zum Manipulieren der durch die Kanäle verursachten Gesamt-Phasenverzögerungen enthalten. Die HF-Ausgangssignale der Kanäle TX01 und TX02 sind mit s_TX01(t) bzw. s_TX02(t) bezeichnet. In jedem Kanal TX01, TX02 enthält der Signalpfad vom Eingang zum Ausgang Signalleitungen und eine oder mehr Schaltungskomponenten, die eine Phasenverzögerung bewirken können. Somit können die Ausgangssignale wie folgt geschrieben werden: $$s_{TX01}\left(t\right)=A_{TX01}\cdot cos\left(2\pi f_{LO}t+{\phi }_{TX01}+\Delta {\phi }_{TX01}\right)$$

  

  $$s_{TX02}\left(t\right)=A_{TX02}\cdot cos\left(2\pi f_{LO}t+{\phi }_{TX02}+\Delta {\phi }_{TX02}\right)$$

  
• Dabei bezeichnen die Variablen A_TX01 und A_TX02 die Amplituden der HF-Ausgangssignale s_TX01(t) und s_TX02(t), und die Frequenz f_LO ist die Frequenz des HF-Oszillatorsignals s_LO(t). Die Phasen φ_TX01 und φ_TX02 stellen die Phasenverzögerung, die durch die Kanäle TX01 bzw. TX02 ohne Berücksichtigung der Phasenschieber 105 verursacht werden, dar, während Δφ_TX01 und Δφ_TX02 die durch die Phasenschieber 105 verursachten, zusätzlichen Phasenverschiebungen bezeichnen.
• An dieser Stelle wird angemerkt, dass die Phasen φ_TX01 und φ_TX02 sowie die Amplituden A_TX01 und A_TX02 stark von den Betriebsbedingungen des Systems abhängen. Zum Beispiel ändert sich, abhängig davon, welcher der Kanäle TX01 und TX02 aktiv ist, die Temperatur des Chips (z. B. der MMIC) aufgrund der in dem aktiven Kanal/den aktiven Kanälen verursachten Leistungsverluste. Wenn beide Kanäle TX01 und TX02 aktiv sind (d. h. ein HF-Signal ausgeben), ist die Temperatur im Vergleich zu dem Fall, in dem nur ein Kanal, TX01 oder TX02, aktiv ist, wesentlich höher. Die Amplituden und Phasen der HF-Ausgangssignale s_TX01(t) und s_TX02(t) sind temperaturabhängig. Zum Beispiel sind bei Beamforming-Anwendungen (bei denen die Ergebnisse der Amplituden- und Phasenmessung angewandt werden) beide Kanäle TX01 und TX02 aktiv (sendend), was einen Temperaturanstieg auf einen bestimmten Wert und damit bestimmte Amplituden- und Phasenwerte bewirkt. Amplituden- und Wertverschiebungen, die bei einer Konfiguration gemessen werden, in der nur einer der Kanäle (TX01 oder TX02) aktiv ist, wären anders und daher nicht korrekt (da die Konfiguration mit nur einem aktiven Kanal der Beamforming-Anwendung nicht gleicht). Dementsprechend kann es wichtig sein, die Messung von Amplituden- und Phasenwerten zu erlauben, während beide Kanäle aktiv sind.
• Wie erwähnt, enthält jeder Kanal TX01, TX02 einen Phasenschieber 105, die dazu ausgebildet sind, zusätzliche Phasenverschiebungswerte Δφ_TX01 und Δφ_TX02 (Phasenverzögerungen) zu erzeugen, die zu den Phasen der HF-Ausgangssignale s_TX01(t) und s_TX02(t) beitragen. Weiterhin kann jeder Kanal TX01, TX02 einen HF-Verstärker 102 (z. B. einen Leistungsverstärker PA) enthalten. In diesem Fall hängen die Amplituden A_TX01 und A_TX02 der HF-Ausgangssignale s_TX01(t) und s_TX02(t) von den Verstärkungen der HF-Verstärker ab. Gemäß einem konkreten Beispiel können die Phasenschieber 105 unter Verwendung von IQ-Modulatoren (In-Phase-/Quadratur-Modulatoren, auch als Quadratur-Modulatoren bezeichnet) implementiert werden. Digital-Analog-Wandler (nicht gezeigt) können verwendet werden, um digitale Werte, die die Phasenverschiebungswerte Δφ_TX01 und Δφ_TX02 repräsentierten, in analoge Signale, die durch die IQ-Modulatoren verarbeitet werden können, zu wandeln.
• Bei einigen Anwendungen (z. B. für den Systemcontroller 50 oder einen Radarsensor (siehe 3), kann es wünschenswert sein, die Phasen der HF-Ausgangssignale der verschiedenen Kanäle, z. B. relativ zueinander oder relativ zu einer Referenzphase, zu kennen. Zum Beispiel kann es sich bei den Kanälen TX01 und TX02 um Sendekanäle einer Radarsensoreinrichtung handeln, und die Phasen der HF-Ausgangssignale werden auf bestimmte Werte abgestimmt, um einen gewünschten Strahlungswinkel zu erreichen. Da die absoluten Phasenverzögerungen, die durch die in den Kanälen TX01 und TX02 enthaltenen Schaltungskomponenten (z. B. die Verstärker 102) verursacht werden, temperaturabhängig sein können und auch Herstellungstoleranzen und Alterung unterliegen können, müssen die betreffenden Phasen φ_TX01 und φ_TX02 abgestimmt oder überwacht werden, was durch in den Kanälen TX01, TX02 enthaltenen Phasenschieber 105 erfolgen kann. Um in der Lage zu sein, die Phasen φ_TX01 und φ_TX02 der HF-Ausgangssignale s_TX01(t) und s_TX02(t) zu überwachen, wird eine Monitorschaltung 150 (mit z. B. einen Phasenschieber 106 und einem Mischer 107, siehe 5) bereitgestellt, die verwendet wird, um die Phasen φ_TX01 und φ_TX02 zu erfassen und damit eine mögliche Fehlanpassung der Phasen zu detektieren. Falls die gemessenen Phasen φ_TX01 und φ_TX02 von einer gewünschten Einstellung abweichen, können die Phasenschieber 105 verwendet werden, um die Abweichung durch Hinzufügen zusätzlicher Phasenverschiebungen Δφ_TX01 und Δφ_TX02 auszugleichen.
• Bei dem in 5 gezeigten Beispiel werden die HF-Ausgangssignale s_TX01(t) und s_TX02(t) abgegriffen und einer HF-Kombiniererschaltung 110 zugeführt, die dazu ausgebildet sein kann, die HF-Ausgangssignale s_TX01(t) und s_TX02(t) zu kombinieren. Zum Beispiel kann das kombinierte Signal s_SUP(t) eine Überlagerung der HF-Ausgangssignale wie beispielsweise $$s_{SUP}\left(t\right)=g_{SUP}\cdot \left(s_{TX01}\left(t\right)+s_{TX02}\left(t\right)\right),$$

  

  sein, wobei g_SUP eine definierte Verstärkung (üblicherweise wesentlich kleiner als 1) ist. Allerdings können wir für die vorliegenden Betrachtungen ohne Beschränkung der Allgemeinheit annehmen, dass g_SUP 1 ist und das kombinierte Signal daher geschrieben werden kann gemäß: $$\begin{array}{l}{s}_{SUP}\left(t\right)=A_{TX01}\cdot \text{cos}\left(2\pi f_{LO}t+{\phi }_{TX01}+\Delta {\phi }_{TX01}\right)+A_{TX02}\cdot \text{cos}(2\pi f_{LO}t+{\phi }_{TX02}+\\ \Delta {\phi }_{TX02})\end{array}$$

  
• Die Monitorschaltung 150 enthält einen Mischer 107, der das kombinierte Signal s_SUP(t) an seinem HF-Anschluss empfängt und dazu ausgebildet ist, das kombinierte Signal s_SUP(t) unter Verwendung des HF-Oszillatorsignals s_LO(t) herabzumischen. Da bei der vorliegenden Ausgestaltung sämtliche HF-Signale dieselbe Frequenz f_LO aufweisen, ist das Mischerausgangssignal ein DC-Wert s_DC(t), der von den Phasen von φ_TX01 + Δφ_TX01 und φ_TX02 + Δφ_TX02 der HF-Ausgangssignale s_TX01(t) und s_TX02 (t) abhängt. Bei dem vorliegenden Beispiel empfängt der Mischer 107 eine phasenverschobene Version des HF-Oszillatorsignals s_LO(t), das phasenverschobene Oszillatorsignal kann somit wie folgt ausgedrückt werden $$s_{TSG}\left(t\right)=A_{TSG}\cdot \text{cos}\left(2\pi f_{LO}t+{\phi }_{TSG}\right),$$

  

  wobei A_TSG die bekannte Signalamplitude und φ_TSG die Phase des an dem Referenzanschluss des Mischers 107 empfangen Signals s_TSG(t) ist. Die Phase φ_TSG kann durch einen Phasenschieber 106 eingestellt werden, der mit dem Referenzanschluss des Mischers 107, diesem vorgeschaltet, gekoppelt ist. Bei anderen Ausgestaltungen kann sich die Frequenz f_TSG des Signals s_TSG(t) von f_LO unterscheiden (d. h. f_TSG ≠ f_LO) und infolgedessen handelt es sich bei dem Mischerausgangssignal nicht um ein DC-Signal, sondern vielmehr um ein Zwischenfrequenz-(ZF)-Signal s_ZF(t), das eine der Differenz f_LO - f_TSG entsprechende Frequenz f_ZF aufweist.
• Es wird ohne Beschränkung der Allgemeinheit angenommen, dass die Amplitude A_TSG gleich 2 ist; eine andere Amplitude bewirkt lediglich eine entsprechende Skalierung der gemessenen Signalamplituden. Unter Verwendung der Gleichungen 4 und 5 und von A_TSG = 2 kann das an dem Ausgangsanschluss des Mischers 107 bereitgestellte Mischerausgangssignal s_DC(t) ausgedrückt werden gemäß $$\begin{array}{l}{s}_{DC}\left(t\right)=s_{LO}\left(t\right)\cdot s_{SUP}\left(t\right)=(A_{TX01}\cdot \text{cos}\left({\phi }_{TSG}-{\phi }_{TX01}-\mathrm{\Delta }{\phi }_{TX01}\right)+\\ A_{TX02}\cdot \text{cos}\left({\phi }_{TSG}-{\phi }_{TX02}-\mathrm{\Delta }{\phi }_{TX02}\right))+(A_{TX01}\cdot \text{cos}\left(4\pi f_{LO}t+{\phi }_{TX01}\mathrm{+\Delta }{\phi }_{TX01}\right)+\\ A_{TX02}\cdot \text{cos}\left(4\pi f_{LO}t+{\phi }_{TX02}\mathrm{+\Delta }{\phi }_{TX02}\right)),\end{array}$$

  

  wobei die Summanden, die eine Schwingung bei der doppelten Frequenz 2f_LO (Winkelfrequenz 4πf_LO) darstellen, vernachlässigt werden können, da sie sich außerhalb der Mischerbandbreite befinden. Demensprechend kann das Mischerausgangssignal s_DC(t) geschrieben werden gemäß: $$\begin{array}{l}{s}_{DC}\left(t\right)\approx (A_{TX01}\cdot cos\left({\phi }_{TSG}-{\phi }_{TX01}-\Delta {\phi }_{TX01}\right)+A_{TX02}\cdot \text{cos}({\phi }_{TSG}-\\ {\phi }_{TX02}-\Delta {\phi }_{TX02})).\end{array}$$

  
• Dementsprechend ist das Mischerausgangssignal ein DC-Signal, das von den Kosinussen der Phasendifferenzen φ_TSG - φ_TX01 - Δφ_TX01 und φ_TSG - φ_TX02 - Δφ_TX02 , den Amplituden A_TX01 und A_TX02 abhängt. Ohne Beschränkung der Allgemeinheit wird für die nachfolgend beschriebenen Messungen des Mischerausgangssignals s_DC(t) angenommen, dass die Phasenverschiebungswerte Δφ_TX01 und Δφ_TX02 entweder 0 oder π rad, d. h. 0 oder 180 Grad, sind. Gemäß den hierin beschriebenen Beispielen können Messungen durch Erfassen diskreter Abtastwerte des Mischerausgangssignals s_DC(t) bei Abtastzeiten t_k,0 , t_k,1 , und t_k,2 durchgeführt werden. Der Index k bezeichnet den Messzyklus (k = 1, 2, 3, ...).
• Die gemessenen DC-Werte (abgetastete Werte) des Mischerausgangssignals s_DC(t) können verwendet werden, um die gesuchten Phasenwerte φ_TX01 und φ_TX02 und Amplitudenwerte A_TX01 und A_TX02 wie unten erläutert zu berechnen. Wie oben erwähnt kann die Phase φ_TSG durch den in der Monitorschaltung 150 enthaltenen Phasenschieber 106 eingestellt werden. Für einen definierten Wert der Phase φ_TSG erhält man die folgenden drei Messwerte $$s_{DC}\left(t_{k\mathrm{,0}}\right)=\left(A_{TX01}\cdot \text{cos}\left({\phi }_{TSG}-{\phi }_{TX01}-0\right)+A_{TX02}\cdot \text{cos}\left({\phi }_{TSG}-{\phi }_{TX02}-0\right)\right),$$

  

  $$s_{DC}\left(t_{k\mathrm{,1}}\right)=\left(A_{TX01}\cdot \text{cos}\left({\phi }_{TSG}-{\phi }_{TX01}-0\right)+A_{TX02}\cdot \text{cos}\left({\phi }_{TSG}-{\phi }_{TX02}-\mathrm{\pi }\right)\right),$$

  

  $$s_{DC}\left(t_{k\mathrm{,2}}\right)=\left(A_{TX01}\cdot \text{cos}\left({\phi }_{TSG}-{\phi }_{TX01}-\mathrm{\pi }\right)+A_{TX02}\cdot \text{cos}\left({\phi }_{TSG}-{\phi }_{TX02}-0\right)\right).$$

  
• Der erste Wert s_DC(t_k,0) ist gleich zu Gleichung 6 für die Messzeit t = t_k,0. Für die Messung des zweiten Werts s_DC(t_k,1) wird in Kanal TX02 eine zusätzliche Phasenverschiebung von 180 Grad (d. h. π rad) erzeugt. Dies kann erreicht werden, indem die Phasenverzögerung, die durch den Phasenschieber 105 in dem Kanal TX02 verursacht wird, vorübergehend um 180 Grad erhöht wird. Für die Messung des dritten Werts s_DC(t_k,2) wird in Kanal TX01 eine zusätzliche Phasenverschiebung von 180 Grad (d. h. π rad) erzeugt. Dies kann erreicht werden, indem die Phasenverzögerung, die durch den Phasenschieber 105 in Kanal TX01 hervorgerufen wird, vorübergehend um 180 Grad erhöht wird (analog zu Kanal TX02). Dementsprechend werden bei dem vorliegenden Beispiel von zwei Kanälen in jedem Messzyklus drei Abtastwerte s_DC(t_k,0), s_DC(t_k,1), und s_DC(t_k,2) erfasst. Wie später gezeigt wird, werden bei dem allgemeinen Beispiel mit c Kanälen in jedem Messzyklus n+1 Abtastwerte erfasst. Es wird jedoch angemerkt, dass die dritte Messung bei dem vorliegenden Fall mit nur zwei Kanälen redundant und daher optional ist. Allerdings ermöglicht die dritte Messung eine Plausibilitätsprüfung für die gemessenen Werte.
• Die Identität $$\text{cos}\left(\phi -\pi \right)\equiv \text{cos}\left(\phi +\pi \right)\equiv -\text{cos}\left(\phi \right)$$

  

  kann verwendet werden, um die Gleichungen 9 und 10 zu vereinfachen. Dementsprechend können der zweite und der dritte Wert (siehe Gleichungen 9 und 10) ausgedrückt werden gemäß $$s_{DC}\left(t_{k\mathrm{,1}}\right)=\left(A_{TX01}\cdot \text{cos}\left({\phi }_{TSG}-{\phi }_{TX01}\right)-A_{TX02}\cdot \text{cos}\left({\phi }_{TSG}-{\phi }_{TX02}\right)\right),\text{ und}$$

  

  $$s_{DC}\left(t_{k\mathrm{,2}}\right)=\left(-A_{TX01}\cdot \text{cos}\left({\phi }_{TSG}-{\phi }_{TX01}\right)+A_{TX02}\cdot \text{cos}\left({\phi }_{TSG}-{\phi }_{TX02}\right)\right),$$

  
• Das Addieren der Gleichungen 8 und 12 und der Gleichungen 8 und 13 ergibt die gemessenen Werte $$M_{01}\left[k\right]=\left(s_{DC}\left(t_{k\mathrm{,0}}\right)+s_{DC}\left(t_{k\mathrm{,1}}\right)\right)=2A_{TX01}\cdot \text{cos}\left({\phi }_{TSG}-{\phi }_{TX01}\right),\text{ und}$$

  

  $$M_{02}\left[k\right]=\left(s_{DC}\left(t_{k\mathrm{,0}}\right)+s_{DC}\left(t_{k\mathrm{,2}}\right)\right)=2A_{TX02}\cdot \text{cos}\left({\phi }_{TSG}-{\phi }_{TX02}\right).$$

  
• Wie oben erwähnt, ist bei der vorliegenden Ausgestaltung die Erfassung des dritten Abtastwerts s_DC(t_k,2) (Gleichung 15) redundant, da das Subtrahieren der Gleichung 12 von Gleichung 8 dasselbe Ergebnis ergibt wie Gleichung 15: $$M_{02}\left[k\right]=\left(s_{DC}\left(t_{k\mathrm{,0}}\right)-s_{DC}\left(t_{k\mathrm{,1}}\right)\right)=2A_{TX02}\cdot \text{cos}\left({\phi }_{TSG}-{\phi }_{TX02}\right).$$

  
• Der Wert M₀₁[k] hängt nur von der Phasendifferenz φ_TSG - φ_TX01 und der Amplitude A_Tx01 des HF-Ausgangssignals s_TX01(t) von Kanal TX01 ab. Ähnlich hängt der Wert M₀₂[k] nur von der Phasendifferenz φ_TSG - φ_TX02 und der Amplitude A_TX02 des HF-Ausgangssignals s_TX02(t) von Kanal TX02 ab. Es wird angemerkt, dass der Ausdruck „gemessener Wert“ oder „abgetasteter Wert“ für die Werte M₀₁[k] und M₀₂[k] verwendet wird, die in Wirklichkeit nicht direkt gemessen sondern basierend auf den abgetasteten Mischerausgangswerten s_DC(t_k,0), s_DC(t_k,1) und s_DC(t_k,2) berechnet werden. Nichtsdestotrotz werden jene Werte M₀₁[k] und M₀₂[k] als (Zwischen)-Ergebnis der hierin beschriebenen Messung angesehen und daher als „gemessene Werte“, die Abtastwerte der HF-Ausgangssignale s_TX01(t), s_TX02(t) der HF-Kanäle TX01, TX02 darstellen, bezeichnet. Wie später gezeigt wird, können bei einem Beispiel mit c Kanälen TX01, TX02,..., TXc c Werte M₀₁[k], M₀₂[k], ..., M_c[k] berechnet werden.
• Wenn die Amplituden A_TX01 und A_TX02 separat gemessen werden (z. B. durch Verwendung von Leistungssensoren, die mit den Ausgängen der Kanäle TX01 und TX02 gekoppelt sind), können die gesuchten Phasen φ_TX01 und φ_TX02 direkt aus dem in einem Messzyklus erhaltenen, gemessenen Werten M₀₁[k] und M₀₂[k] berechnet werden. Allerdings können die Messungen für verschiedene Werte φ_TSG wiederholt werden; der Phasenwert, der durch den Phasenschieber 106 im k-ten Messzyklus bereitgestellt wird, wird mit φ_TSG[k] bezeichnet. Somit werden die gemessenen Werte der Gleichungen 14 und 15 $$M_{01}\left[k\right]=2A_{TX01}\cdot \text{cos}\left({\phi }_{TSG}\left[k\right]-{\phi }_{TX01}\right),\text{ und}$$

  

  $$M_{02}\left[k\right]=2A_{TX02}\cdot \text{cos}\left({\phi }_{TSG}\left[k\right]-{\phi }_{TX02}\right).$$

  
• Vorausgesetzt, dass φ_TSG[k + 1] ≠ φ_TSG[k] ist, würden theoretisch vier in den Messzyklen k und k+1 erhaltene, gemessene Werte, zum Beispiel M₀₁[k], M₀₂[k], M₀₁[k + 1] und M₀₂[k + 1] ausreichen, um die gesuchten Phasen φ_TX01 und φ_TX02 und A_TX01 und A_TX02 zu berechnen. In der Praxis lässt sich eine Vielzahl von gemessenen Werten in einer Vielzahl von Messzyklen für verschiedene Phasenwerte φ_TSG [k] erhalten und dazu verwenden, die gesuchten Phasen φ_TX01 und φ_TX02 und Amplituden A_TX01 und A_TX02 mit verbesserter Genauigkeit abzuschätzen.
• Das Diagramm von 6 zeigt die gemessenen Werte M₀₁ [k] und M₀₂[k] für eine Sequenz von Messzyklen, wobei φ_TSC [k] = kπ/5 und k = 0,1, ... 10. Das heißt, die durch den Phasenschieber 106 bereitgestellte Phase φ_TSG wird von null Grad in Schritten von 36 Grad bis 360 Grad erhöht. Die gemessenen Werte M₀₁[0], M₀₁[1], ..., M₀₁[10] können unter Verwendung von Gleichung 17 als Signalmodell verwendet werden, um die Amplitude A_TX01 und Phase φ_TX01 abzuschätzen, und es kann jede geeignete Abschätztechnik wie beispielsweise ein nichtlineares Least-Mean-Squares-(LMS)-Verfahren verwendet werden. Ähnlich können unter Verwendung von Gleichung 18 als Signalmodell die gemessenen Werte M₀₂[0], M₀₂[1], ..., M₀₂[10] verwendet werden, um die Amplitude A_TX02 und Phase φ_TX02 abzuschätzen. Bei einem konkreten Beispiel wird ein Fourier-Transformationsalgorithmus wie beispielsweise die schnelle Fourier-Transformation (engl.: „Fast Fourier Transform“; FFT) zum Abschätzen der Amplituden und Phasen verwendet. In diesem Fall kann die Phase φ_TSG[k] in jedem Messzyklus unter Verwendung einer konstanten Schrittgröße erhöht werden. Alternativ können die gemessenen Sequenzen erneut abgetastet (engl.: „resampled“) werden, um äquidistante Abtastpunkte zu erhalten.
• Die in 6 gezeigte Messsequenz wird durch die Zeitverlaufsdiagramme von 7 weiter veranschaulicht. 7 enthält Zeitverlaufsdiagramme, die die Phasenverschiebungswerte φ_TSG[k], Δφ_TX01 und Δφ_TX02 , die durch die Phasenschieber 106 der Monitorschaltung 150, den Phasenschieber 105 des ersten Kanals TX01 bzw. den Phasenschieber 105 des zweiten Kanals TX02 erzeugt werden, veranschaulichen. Die Startzeit der Messzyklen ist mit t_k bezeichnet, und die entsprechenden Phasenwerte, die durch den Phasenschieber 106 erzeugt werden, mit φ_TFG[k], wobei k = 0, 1, 2, 3, etc. Wie bei der vorangehenden 6 gezeigt, wird die Phase φ_TSG[k] in jedem Messzyklus erhöht. Bei dem vorliegenden Beispiel ist die Schrittgröße π/5 rad (d. h. 36 Grad), und daher φ_TSG[k] = kπ/5.
• In jedem Messzyklus werden drei Abtastwerte des Mischerausgangssignals s_DC(t), das heißt s_DC,0[k], s_DC,1[k] und s_DC,2[k], abgetastet, wobei (vgl. Gleichungen 8-10) $$s_{DC\mathrm{,0}}\left[k\right]=s_{DC}\left(t_k\right)=s_{DC}\left(t_{k\mathrm{,0}}\right),$$

  

  $$s_{DC\mathrm{,1}}\left[k\right]=s_{DC}\left(t_k+\Delta t_1\right)=s_{DC}\left(t_{k\mathrm{,1}}\right),$$

  

  $$s_{DC\mathrm{,2}}\left[k\right]=s_{DC}\left(t_k+\Delta t_2\right)=s_{DC}\left(t_{k\mathrm{,2}}\right).$$

  
• In 4 sind die Abtastzeiten für den Messzyklus k=4 gezeigt. Die durch die Phasenschieber 105 in den Kanälen TX01 und TX02 erzeugten Phasenverschiebungen Δφ_TX01 und Δφ_TX02 wechseln auf eine solche Weise zwischen 0 und π rad (d. h. 180 Grad), dass die durch den Kanal TX02 verursachte Phasenverzögerung - bei der Abtastzeit t_k + Δt₂ - invertiert wird (d. h. φ_TX02 → φ_TX02 ± π), während die durch den Kanal TX01 verursachte Phasenverzögerungen unverändert gelassen wird, und dass die durch den Kanal TX01 verursachte Phasenverzögerung - bei der Abtastzeit t_k + Δt₁ - invertiert wird (d. h. φ_TX01 → φ_TX01 ± π), während die durch den Kanal TX02 verursachte Phasenverzögerung unverändert gelassen wird. Diese drei in jedem Messzyklus erhaltenen Abtastwerte können verwendet werden, um die gemessenen Werte M₀₁[k] und M₀₂[k], zum Beispiel gemäß den Gleichungen 14 und 15, zu berechnen. Nachfolgend können die gemessenen Werte M₀₁[k] und M₀₂[k] (für k=1, 2, 3, etc.) verwendet werden, um die gesuchten Amplitudenwerte A_TX01 und A_TX02 und Phasenwerte φ_TX01 und φ_TX02 abzuschätzen.
• Es wird angemerkt, die Zeitspannen Δt₁ und Δt₂ über die Messzyklen k hinweg nicht notwendigerweise konstant sind. Weiterhin sind die Zeitpunkte t_k nicht notwendigerweise zeitlich äquidistant, da kein Erfordernis nach einem synchronen Abtasten entsprechend einem Taktsignal besteht. In jedem Messzyklus kann der Wert s_DC,0[k] abgetastet werden, sobald der Phasenwert φ_TSG[k] aktualisiert wurde, der Wert s_DC,1[k] kann abgetastet werden, sobald die Phase φ_TX02 invertiert wurde, und der Wert s_DC,2[k] kann abgetastet werden, sobald die Phase φ_TX01 invertiert wurde und die Invertierung der Phase φ_TX02 rückgängig gemacht wurde. Nachfolgend wird der Phasenwert φ_TSG[k] aktualisiert, und der nächste Zyklus startet (k → k + 1).
• 8 zeigt eine beispielhafte Implementierung des vorangehenden Beispiels von 5 ausführlicher. Das Beispiel von 8 ist im Wesentlichen dasselbe wie das vorangehende Beispiel von 5; allerdings ist die Implementierung der HF-Kombiniererschaltung 110 ebenso wie der Analog-Digital-Wandler, der verwendet wird, um das Mischerausgangssignal s_DC(t) zu digitalisieren, ausführlicher gezeigt. Gemäß dem vorliegenden Beispiel ist die Kombiniererschaltung 110, wie sie in der vorangehenden 5 gezeigt ist, unter Verwendung eines Leistungs-Kombinierers 108 (z. B. eines Wilkinson-Leistungs-Kombinierers, der eine lineare Kombination der Signale liefert) und Richtkopplern 109 (z. B. Rat-Race-Kopplern, Zirkulatoren oder dergleichen) implementiert, wobei in jedem Kanal TX01 und TX02 ein Koppler angeordnet und dazu ausgebildet ist, einen Bruchteil der Leistung des betreffenden Ausgangssignals s_TX01(t) und s_TX02(t) an die Eingänge des Leistungskombinierers 108 zu leiten. Die durch die Koppler 109 an den Ausgängen der Kanäle TX01 und TX02 abgezweigten Signale sind mit s_TX01'(t) und s_TX02'(t) bezeichnet, wobei $s_{TX01}^{\text{'}}\left(t\right)=g_C{s}_{TX01}\left(t\right)$

  

  und $s_{TX02}^{\text{'}}\left(t\right)=g_C{s}_{TX02}\left(t\right)$

  

  und g_C der Transmissionskoeffizient des Kopplers in Bezug auf das abgezweigte Signal ist. Üblicherweise ist g_C signifikant kleiner als 1, während der Transmissionskoeffizient in Bezug auf das Antennensignal näherungsweise 1 ist. Der Leistungskombinierer 108 liefert im Wesentlichen die (z. B. skalierte) Summe der Eingangssignale, das heißt $$s_{SUP}\left(t\right)=g_{COMB}\cdot \left(s_{TX01}\text{'}\left(t\right)+s_{TX02}\text{'}\left(t\right)\right)=g_{SUP}\cdot \left(s_{TX01}\left(t\right)+s_{TX02}\left(t\right)\right),$$

  

  wobei die Verstärkung g_SUP gleich g_COMB · g_C ist. Dementsprechend handelt es sich bei dem kombinierten Signal s_SUP(t) im Wesentlichen um eine skalierte Version der Summe der Kanal-Ausgangssignale s_TX01(t) und s_TX02(t) (siehe auch Gleichung 3).
• Allerdings kann, wie oben erwähnt, für die vorliegende Erörterung ohne Beschränkung der Allgemeinheit angenommen werden, dass die Verstärkung g_SUP 1 ist. Abgesehen von der HF-Kombiniererschaltung 110, die durch die Koppler 109 und den HF-Leistungskombinierer 108 implementiert ist, ist das Beispiel von 8 dasselbe wie das Beispiel von 5, und es wird auf die Erläuterungen oben verwiesen.
• Wie bereits oben angemerkt, kann das oben in Bezug auf zwei Kanäle TX01 und TX02 beschriebene Konzept ohne weiteres auf c Kanäle TX01, TX02, ..., TXc erweitert werden, wobei c > 2. In diesem Fall besitzt die HF-Kombiniererschaltung 110 (siehe 5) oder der HF-Leistungskombinierer 108 (siehe 8) c Eingänge. Alternativ können mehrere Leistungskombinierer kaskadiert werden, um die gewünschte Anzahl von HF-Signalen zu kombinieren. Unabhängig von der Implementierung der HF-Kombiniererschaltung 110 kann das kombinierte Signal s_SUP(t) als (skalierte) Überlagerung der HF-Ausgangssignale s_TX01(t), s_TX02(t), ..., s_TXc(t) angesehen werden. Diese Situation ist bei dem Beispiel von 9 dargestellt. Beispiele von Phasenschaltschemata, die in jedem Messzyklus verwendet werden können, werden unter Bezugnahme auf die 10 und 11 erläutert.
• Gemäß dem Beispiel von 9 enthält eine HF-Schaltung eine Mehrzahl von Kanälen TX01, TX02,..., TXc, die dazu ausgebildet sind, das HF-Oszillatorsignal s_LO(t) und entsprechende Phasenverschiebungswerte Δφ_TX01 , Δφ_TX02 , ..., Δφ_TXc für die Phasenschieber 105 (siehe 5) zu empfangen und die entsprechenden HF-Ausgangssignale s_TX01(t), s_TX02(t), ..., s_TXc(t) bereitzustellen. Jedes der HF-Ausgangssignale ist durch eine Amplitude A_TX01 , A_TX02 , ..., A_TXc und eine Phase φ_TX01 , φ_TX02 , ..., φ_TXc gekennzeichnet, die durch das hierin beschriebene Konzept abzuschätzen sind, das heißt: $$\begin{array}{c}{s}_{TX01}\left(t\right)=A_{TX01}\cdot \text{cos}\left(2\mathrm{\pi }{f}_{LO}t+{\phi }_{TX01}+\Delta {\phi }_{TX01}\right)\\ ⋮\\ s_{TXc}\left(t\right)=A_{TXc}\cdot \text{cos}\left(2\mathrm{\pi }{f}_{LO}t+{\phi }_{TXc}+\Delta {\phi }_{TXc}\right)\end{array}$$

  
• Das oben erwähnte, kombinierte Signal s_SUP(t) wird der Monitorschaltung 150 zugeführt, die dazu ausgebildet ist, das kombinierte Signal s_SUP(t), wie oben unter Bezugnahme auf die 5 und 8 erläutert, herabzumischen. Das Mischerausgangssignal s_DC(t) kann digitalisiert und als digitales Signal bereitgestellt werden. Wie ebenfalls unter Bezugnahme auf 5 erläutert, empfängt die Monitorschaltung einen Phasenwert φ_TSG[k], der die Phasen des HF-Signals s_TSG(t) des lokalen Oszillators, das für die Herabmischung verwendet wird (siehe Gleichung 5), bestimmt.
• Die HF-Schaltung von 9 kann eine Steuerschaltung 120 enthalten, die zum Beispiel einen programmierbaren Prozessor wie beispielsweise einen (z. B. eingebetteten) Mikrocontroller oder eine ähnliche Einrichtung enthalten kann. Die durch die Controllerschaltung 120 bereitgestellten Funktionen können (z. B. vollständig oder teilweise) durch den Systemcontroller 50 (siehe 3) bereitgestellt werden. Zusätzlich oder alternativ können die durch die Controllerschaltung 120 bereitgestellten Funktionen zumindest teilweise durch den DSP 40 (siehe 3) bereitgestellt werden. Von daher repräsentiert die Controllerschaltung 120 in 9 einen Teil der Funktionen des Systemcontrollers 50 und/oder des DSPs 40. Bei einer alternativen Ausgestaltung kann die Controllerschaltung 120 in derselben MMIC wie die Monitorschaltung 150 und die Kanäle TX01, TX02, etc., aber von dem Systemcontroller 50 getrennt implementiert werden.
• Wie oben erwähnt, werden - in jedem Messzyklus k - im Fall von zwei Kanälen drei Abtastwerte s_DC,0[k], s_DC,1[k] und s_DC,2[k] erfasst, und c+1 Abtastwerte im Fall von c Kanälen s_DC,0[k], s_DC,1[k], .. ., s_DC,1[k]. Theoretisch ist ein einziger Messzyklus ausreichend, um die zu den c Kanälen TX01, TX02, ..., TXc gehörenden Phasenwerte φ_TX01 , φ_TX02 , ..., φ_TXc zu bestimmen, und es sind zumindest zwei Messzyklen erforderlich, um die Phasenwerte φ_TX01 , φ_TX02 , ..., φ_TXc und die entsprechenden Amplitudenwerte A_TX01 , A_TX02 , ..., A_TXc zu bestimmen. In der Praxis wird jedoch eine Mehrzahl von Messzyklen vollzogen, um die Qualität der Phasen- und Amplitudenabschätzung zu verbessern. Bei einer illustrativen beispielhaften Ausgestaltung werden 64 Messzyklen vollzogen, was die Verwendung eines 64-Punkt-FFT-(schnelle Fourier-Transformation; engl.: „Fast Fourier Transform“)-Algorithmus' erlaubt, um die Phasen- und Amplitudenwerte eines jeden Kanals abzuschätzen.
• Die Controllerschaltung 120 kann dazu ausgebildet sein, die Phasenverschiebungswerte Δφ_TX01 , Δφ_TX02 , ..., Δφ_TXc für die Phasenschieber 105 der Kanäle TX01, TX02, ..., TXc sowie die Phasenwerte φ_TSG[k] für die Phasenschieber 106 der Monitorschaltung 150 bereitzustellen. Des Weiteren kann die Steuerschaltung ein Triggersignal S_TRIG erzeugen, das verwendet wird, um den in der Monitorschaltung 150 enthaltenen Analog-Digital-Wandler 31 zu den gewünschten Abtastzeiten (z. B. Zeiten t_k,0 = t_k, t_k,1 = t_k + Δt₁, t_k,2 = t_k + Δt₂, etc.) zu triggern. Insbesondere kann die Controllerschaltung 120 dazu ausgebildet sein, die Datenerfassung während einer Vielzahl von Messzyklen entsprechend einem Schema, wie es z. B. in den 6 und 7 gezeigt ist, zu steuern. Dementsprechend wird der Phasenwert φ_TSG[k] in jedem Messzyklus k aktualisiert, und es werden in jedem Zyklus c+1 Messungen durchgeführt. Gemäß einer Ausgestaltung können in jedem Messzyklus folgende c+1 Werte abgetastet werden: s_DC,0[k], s_DC,1[k], ... s_DC,c[k] (siehe auf 10A) . Dabei werden sämtliche Phasenverschiebungswerte Δφ_TX01 , Δφ_TX02 , ..., Δφ_TXc beim Abtasten von s_DC,0[k] mit einer definierten Phasenkonfiguration (als Referenzkonfiguration bezeichnet, z. B. können alle Phasenverschiebungen auf null eingestellt werden) eingestellt; dann werden beim Abtasten von s_DC,i[k] (für i= 1, 2, ..., c), wie bei dem in 10A gezeigten Schema dargestellt, alle Phasenverschiebungswerte Δφ_TX01 , Δφ_TX02 , ..., Δφ_TXn mit Ausnahme des i-ten Phasenverschiebungswerts Δφ_TXi invertiert (d. h. um 180° erhöht oder verringert). Analog zu den Gleichungen 14 und 15 können die gemessenen Werte in jedem Messzyklus k wie folgt bestimmt werden (siehe 10B): $$\begin{array}{c}{M}_{01}\left[k\right]=\left(s_{DC\mathrm{,0}}\left[k\right]+s_{DC\mathrm{,1}}\left[k\right]\right)=A_{TX01}\cdot \text{cos}\left({\phi }_{TSG}\left[k\right]-{\phi }_{TX01}\right),\\ M_{02}\left[k\right]=\left(s_{DC\mathrm{,0}}\left[k\right]+s_{DC\mathrm{,2}}\left[k\right]\right)=A_{TX02}\cdot \text{cos}\left({\phi }_{TSG}\left[k\right]-{\phi }_{TX02}\right),\\ ⋮\\ M_c\left[k\right]=\left(s_{DC\mathrm{,0}}\left[k\right]+s_{DC,c}\left[k\right]\right)=A_{TXc}\cdot \text{cos}\left({\phi }_{TSG}\left[k\right]-{\phi }_{TXc}\right).\end{array}$$

  
• Durch schrittweises Erhöhen der Phasen φ_TSG[k] können - in jedem Messzyklus - k Abtastwerte der HF-Ausgangssignale s_TX01(t), s_TX02(t), ..., s_TXc(t), wie in dem Diagramm von 6 dargestellt, bestimmt werden, und es können bekannte Abschätz-Algorithmen verwendet werden, um die Amplituden A_TX01 , A_TX02 ,..., A_TXc und Phasen φ_TX01 , φ_TX02 , ..., φ_TXc , wie oben unter Bezugnahme auf die 5 bis 7 erörtert, abzuschätzen.
• Es wird angemerkt, dass das Ändern des Phasenwerts φ_TSG[k] gleichbedeutend damit ist, gleichzeitig sämtliche Phasenverschiebungswerte Δφ_TX01 , Δφ_TX02 , ..., Δφ_TXc der Phasenschieber 105 zu ändern (wo zutreffend zusätzlich zu der Phasenversion). Dies wird zum Beispiel aus Gleichung 24 klar; man kann sehen, dass z. B. φ_TSG [k]=10° zu demselben Ergebnis führt wie φ_TSG [k]=0°, wenn anstelle der Phasenverschiebungswerte Δφ_TX01 , Δφ_TX02 , ..., und Δφ_TXc alle um 10° verringert (d. h. um 350° erhöht) werden. Das heißt, $$A_{TXi}\cdot \text{cos}\left({\phi }_{TSG}\left[k\right]-{\phi }_{TXi}\right)=A_{TXi}\cdot \text{cos}\left(0-\left({\phi }_{TXi}+\Delta {\phi }_{TXi}\right)\right),$$

  

  wenn Δφ_TXi = -φ_TSG [k] für alle i=1, 2, ..., n. In anderen Worten, die Funktion des Phasenschiebers 106 kann - gemeinsam - durch die Phasenschieber 105 bereitgestellt werden, und das Ändern des Phasenwerts φ_TSG[k] kann denselben Effekt haben wie das Ändern der Referenzkonfiguration, gemäß der die Phasenverschiebungswerte Δφ_TX01 , Δφ_TX02 , . . ., Δφ_TXc der Phasenschieber 105 eingestellt werden. Es wird weiter angemerkt, dass, auch wenn das Erhöhen/Verringern des Phasenwerts φ_TSG[k] theoretisch gleichbedeutend mit dem gleichzeitigen Inkrementieren/Dekrementieren sämtlicher Phasenverschiebungswerte Δφ_TX01 , Δφ_TX02 , ..., Δφ_TXc der Phasenschieber 105 ist, die erste Option bessere Ergebnisse liefern kann, da die zweite Option für potentielle Fehlanpassungen zwischen den Phasenschiebern 105 anfälliger ist.
• Das oben beschriebene Verfahren zum Messen der Amplituden A_Txi und der Phasen φ_TXi der HF-Ausgangssignale s_TXi(t) der HF-Kanäle TXi wird unten unter Bezugnahme auf die Gleichungsschemata in den 10A-B, 11A-B und das Flussdiagramm von 12 weiter zusammengefasst. Im Fall von c HF-Kanälen läuft der Index i von 1 bis n. Das Gleichungsschema in den 10A-B stellt eine Verallgemeinerung der Gleichungen 8 bis 10 dar und veranschaulicht, wie die Konfiguration, gemäß der die (den Phasenschiebern 105 in den HF-Kanälen TXi zugeführten) Phasenverschiebungswerte Δφ_TXi eingestellt werden, während eines Messzyklus' k durch Inversion von einem oder mehr Phasenverschiebungswerten Δφ_TXi geändert wird. Wie oben erwähnt, sind die Referenzkonfiguration (d. h. die anfängliche Einstellung der Phasenverschiebungswerte Δφ_TXi ) und die Phase φ_TSG[k] des HF-Referenzsignals s_TSG(t) während eines Messzyklus konstant (siehe 12, Schritt S1).
• Gemäß dem Schema von 11 wird der erste DC-Wert s_DC,0 [k] = s_DC(t_k,0) des Mischerausgangssignals s_DC(t) bei einer Referenzkonfiguration der Phasenverschiebungswerte Δφ_TXi abgetastet (siehe 12, Schritt S2). Wie erwähnt, kann die Referenzkonfiguration ohne Beschränkung der Allgemeinheit so gewählt werden, dass sämtliche Phasenverschiebungswerte Δφ_TXi null sind. Allerdings kann jede andere Konfiguration verwendet werden. Dann wird die Konfiguration, gemäß der die Phasenverschiebungswerte Δφ_TXi eingestellt werden, gemäß einem vorgegebenen Schema durch Inversion von einem oder mehr der Phasenverschiebungswerte Δφ_TXi modifiziert (siehe 12, Schritt S3), und ein weiterer DC-Wert s_DC,1[k] des Mischerausgangssignals s_DC(t) wird mit der modifizierten Konfiguration abgetastet (siehe 12, Schritt S4). Die Inversion eines Phasenverschiebungswerts kann durch Addieren oder Subtrahieren von π rad (180 Grad) erreicht werden. Wie in 10A gezeigt, werden sämtliche Phasenverschiebungswerte Δφ_TXi mit Ausnahme von Δφ_TX1 während des Abtastens des DC-Werts s_DC,1[k] invertiert (um π erhöht/verringert), sämtliche Phasenverschiebungswerte Δφ_TXi mit Ausnahme von Δφ_TX2 werden während des Abtastens des DC-Werts s_DC,2[k] invertiert, und allgemein werden während des Abtastens des j-ten weiteren DC-Werts s_DC,j [k] (für j=1, ..., c) sämtliche Phasenverschiebungswerte Δφ_TXi mit Ausnahme von Δφ_TXj invertiert. Die Modifikation der Konfiguration und das Abtasten von DC-Werten s_DC,j[k] werden wiederholt, bis das vorgegebene Schema vollständig verarbeitet wurde (siehe 12, Schritt S5).
• Der abgetastete DC-Wert s_DC,0[k] und die weiteren DC-Werte s_DC,1[k], ..., s_DC,c[k] werden dann verwendet, um Messwerte M_i[k], die Abtastwerte der HF-Ausgangssignale s_TXi(t) der Kanäle TXi repräsentieren, zu berechnen (siehe 12, Schritt S6, i=1, 2, ..., c). Diese Berechnungen, welche eine Verallgemeinerung der Gleichungen 17 und 18 darstellen, sind in 10B dargestellt. Entsprechend wird zum Berechnen des i^ten Werts M_i[k] der abgetastete DC-Wert s_DC,i[k] dem ersten Wert s_DC,0 [k] (den man für die Referenzkonfigurationen der Phasenverschiebungswerte Δφ_TXi erhält) hinzuaddiert. Wenn die Messung mit dem nächsten Zyklus fortgesetzt wird (siehe 12, Schritt S7), wird die Phase gedreht (siehe 12, Schritt S8), was durch Modifizieren der Phase φ_TSG[k] des HF-Referenzsignals s_TSG(t) erfolgen kann (wie in 7, drittes Diagramm dargestellt), was - wie oben erläutert - gleichbedeutend damit ist, die Referenzkonfiguration, gemäß der die Phasenverschiebungswerte Δφ_TXi eingestellt werden, durch gleiches Modifizieren sämtlicher (den Phasenschiebern 105 in den HF-Kanälen TXi zugeführten) Phasenverschiebungswerte Δφ_TXi (i= 1, ..., c) zu ändern, bevor irgendeine Phaseninversion angewandt wird. Die Äquivalenz dieser zwei Optionen wurde oben unter Bezugnahme auf Gleichung 25 erläutert.
• Wenn die Messung nach einer definierten Anzahl von Zyklen k abgeschlossen ist, werden die Messwerte M_i[k] verwendet, um die Amplituden A_TXi und Phasen φ_TXi der HF-Ausgangssignale s_TXi(t) der HF-Kanäle TXi abzuschätzen (siehe 12, Schritt S9). Zum Beispiel können, nachdem K Messzyklen durchlaufen wurden und wenn K eine Potenz von zwei ist (k=0, ..., K-1), die Amplitude A_TX01 und Phase φ_TX01 aus den gemessenen Werten M₀₁[k] unter Verwendung eines FFT-Algorithmus abgeschätzt werden, die Amplitude A_TX02 und die Phase φ_TX02 können aus den gemessenen Werten M₀₂[k] abgeschätzt werden, etc.
• Gemäß dem in den 10A und 10B gezeigten Schema werden während des Abtastens des j-ten DC-Mischerausgangswerts s_DC,j[k], mit Ausnahme des j-ten Phasenverschiebungswerts Δφ_TXj , sämtliche Phasenverschiebungswerte Δφ_TX01 , ..., Δφ_TXc invertiert. Infolgedessen werden die abgetasteten DC-Werte s_Dc,j[k] zu s_DC,0[k] hinzuaddiert, um den entsprechenden Messwert M_j[k] zu erhalten. Die 11A und 11B veranschaulichen ein alternatives Schema, das gleichwertig ist. Gemäß 11A werden die Phasenverschiebungswerte Δφ_TX01 , ..., Δφ_TXc (verglichen mit der Referenzkonfiguration), mit Ausnahme des j-ten Phasenverschiebungswerts Δφ_TXj , der der einzige Phasenverschiebungswert ist, der während des Abtastens des j-ten DC-Mischerausgangswerts s_DC,j[k] invertiert wird, nicht geändert und nicht invertiert. Im Ergebnis werden die abgetasteten DC-Werte s_DC,j[k], wie in 11B gezeigt, von s_DC,0[k] subtrahiert, um den entsprechenden Messwert M_j[k] zu erhalten. Die Gleichwertigkeit der zwei Schemata wurde bereits in Verbindung mit Gleichung 16 erwähnt. Als Folge dieser Gleichwertigkeit können die zwei Ansätze der 10 und 11 gemischt werden, was zu weiteren Schemata, die ebenfalls gleichwertig sind, führt. Im Fall von über zwei Kanälen TX01 und TX02 sind die zwei Ansätze theoretisch identisch (wenn man Toleranzen und Messfehler vernachlässigt), was eine Messung redundant macht (vgl. Gleichungen 15 und 16)
• Die beschriebenen Ausgestaltungen implementieren ein Konzept, das das Überwachen der Phase und/oder der Signalamplitude der Ausgangssignale von mehreren HF-Kanälen erlaubt; und das Überwachen erlaubt eine Beurteilung, ob die Phasen und/oder Amplituden ausgeglichen (engl.: „unbalanced“) sind. In diesem Kontext bedeutet „ausgeglichene Phasen“, dass die Phasen der HF-Kanal-Ausgangssignale gleich sind oder sich um vorgegebene Werte unterscheiden. Phasenausgleichen kann wichtig sein, wenn Phased-Array-Antennen oder Beamforming-Techniken eingesetzt werden. Ähnlich bedeutet Amplitudenausgleichen üblicherweise, dass die Amplituden der HF-Kanal-Ausgangssignale gleich sind oder definierten Werten entsprechen. Wenn die HF-Kanäle unausgeglichen sind, kann die Steuerschaltung (oder eine beliebige andere damit gekoppelte Schaltung) Gegenmaßnahmen ergreifen, um die HF-Kanäle ins Gleichgewicht zu bringen. Es wird angemerkt, dass die oben beschriebenen Konzepte auf einem Chip (engl.: „on-chip“) implementiert werden können, d. h. die Monitorschaltung sowie zusätzliche Schaltungstechnik kann auf demselben Chip wie die HF-Kanäle (z. B. der MMIC) implementiert werden.
• Wie oben erwähnt, kann ein FFT-Algorithmus verwendet werden, um die gesuchten Amplituden und Phasen aus den Messwerten M₀₁[k], M₀₂[k], ..., M_c[k] zu bestimmen. Alternativ kann, wie unten erörtert, eine bestimmte Implementierung einer diskreten Fourier-Transformation (DFT) verwendet werden. Wie für das Beispiel in den 6 und 7 gezeigt, kann die Phasendrehung durch Modifizieren der Phase φ_TSG[k] des HF-Referenzsignals s_TSG(t) durch konstante Inkremente erfolgen (siehe die 6 und 7). Falls die Phasendrehung ein ganzzahliges Vielfaches von 2π (z. B. 360°) umfasst, ist die gesuchte Amplituden- und Phaseninformation in einem einzigen Frequenz-Bin des diskreten Spektrums enthalten.
• Zum Beispiel sind, falls die Phase φ_TSG[k] in vier Messzyklen in Schritten von 90° gedreht wird (d. h. φ_TSG[0] = 0, φ_TSG [1] = π/2, φ_TSG[2] = π, und φ_TSG[3] = 3π/2), die Messwerte M₀₁[0], ..., M₀₁[3] (für den ersten Kanal TX01) über eine Periode [0, 2π[exakt gleich verteilt, und alle Frequenz-Bins (diskreten Frequenzwerte) des diskreten Spektrums der Messwerte M₀₁[k] werden, mit Ausnahme des zweiten Bins mit Index n=1, null. Wenn kein Rauschen vorliegt, sind die anderen Frequenz-Bins exakt null. Ähnlich umfassen, falls die Phase φ_TSG[k] in acht Messzyklen in Schritten von 90° gedreht wird (z. B. φ_TSG[0] = 0, φ_TSG[1] = π/2, φ_TSG[2] = π, und φ_TSG[3] = 3π/2, φ_TSG[4] = π, φ_TSG [5] = 5π/2. φ_TSG [6] = 3π, φ_TSG [7] = 7π/2), die Messwerte M₀₁[0], ..., M₀₁[7] exakt zwei Perioden [0, 4π[, und alle Frequenz-Bins (diskrete Frequenzwerte) des diskreten Spektrums der Messwerte M₀₁[k] sind, mit Ausnahme des dritten Bins mit Index n=2, im Wesentlichen null. Dementsprechend ist es für den Erhalt der gesuchten Informationen über die Phase, Amplitude (und damit Signalleistung) ausreichend, nur von null verschiedene Frequenz-Bins zu verarbeiten. Dies führt zu einem verringerten Leistungsverbrauch und einer schnelleren Abschätzung der obigen Parameter, da anstelle des gesamten diskreten Spektrums nur ein Spektralwert berechnet werden muss. Es wird angemerkt, dass ein Spektralwert eine Amplitude und Phase für eine bestimmte Frequenzkomponente der Sequenz mit den abgetasteten Werten anzeigen kann. Zum Beispiel entspricht für die in den 14 und 15 gezeigten, abgetasteten Werte der Spektralwert der Phase und der Amplitude des in den entsprechenden Diagrammen gezeigten, sinusförmigen Kurvenverlaufs.
• Um das hierin beschriebene Konzept weiter zu analysieren, wird die diskrete Fourier-Transformation der Sequenz M_c[k] (Messwerte für den c-ten Kanal) betrachtet: $$Y\left[n\right]={\displaystyle {\sum }_{k=0}^{N-1}{M}_c\left[k\right]\cdot W_N{}^{k\cdot n}},$$

  

  wobei der komplexe Gewichtungsfaktor W_N definiert ist als (wobei j die imaginäre Einheit ist) $$W_N=e^{-j\cdot 2\pi /N}.$$

  
• Wenn die Phasendrehung der Phase φ_TSG[k] eine vollständige Drehung (d. h. das Intervall [0, 2π[) in N Schritten von 2π/N umfasst, befindet sich die gesuchte Information im zweiten Frequenz-Bin, d. h. in Y[1]. An dieser Stelle wird angemerkt, dass das erste Frequenz-Bin Y[0] den DC-Offset der Sequenz M_c[k], der im Wesentlichen null ist, enthält. Wie oben angegeben, befindet sich die gesuchte Information, wenn die Phasendrehung der Phase φ_TSG[k] in N Schritten von 4π/N über zwei vollständige Umdrehungen (d. h. das Intervall [0, 4π[) verteilt ist, im dritten Frequenz-Bin, d. h. Y[2]. Wenn die Phasendrehung drei vollständige Umdrehungen umfasst, dann befindet sich die gesuchte Information im vierten Frequenz-Bin Y[3], etc.
• Für die folgenden Erläuterungen wird angenommen, dass die Drehung der Phase φ_TSG[k] eine vollständige Drehung in N Schritten von 2π/N umfasst und dass das interessierende Frequenz-Bin das zweite Frequenz-Bin n=1 ist. Bei diesem Beispiel kann der Spektralwert Y[1] des zweiten Frequenz-Bins berechnet werden gemäß: $$Y\left[1\right]={\displaystyle {\sum }_{k=0}^{N-1}{M}_c\left[k\right]\cdot W_N{}^k=M_c{}^T\cdot W_N}$$

  

  wobei M_c einen Vektor mit der Sequenz M_c [k] bezeichnet und W_N einen Vektor mit den Gewichtungen W_N ^k bezeichnet (für k = 0,1, ..., N - 1). Das heißt: $$M_c=\left(\begin{array}{c}{M}_c\left[0\right]\\ ⋮\\ M_c\left[N-1\right]\end{array}\right)\text{ und }{W}_N=\left(\begin{array}{c}{W}_N{}^0\\ ⋮\\ W_N{}^{N-1}\end{array}\right).$$

  
• In Gleichung 28 bezeichnet die Hochstellung T die Transponierte. Es ist zu beachten, dass die diskrete Fourier-Transformation durch die Vektormultiplikation von Gleichung 29 ersetzt werden kann.
• Gemäß einem Beispiel kann der Parameter N als acht (N=8) für Phaseninkremente von 2π/8 (d. h. 45°), gewählt werden, was bedeutet, dass acht Messzyklen durchgeführt werden, um die acht Messwerte M_c[0], ..., M_c[7] für jeden Kanal TXc zu erhalten. Bei diesem Beispiel besitzt der resultierende Gewichtungsvektor W₈ eine einfache Struktur, nämlich $$W_8=\left(\begin{array}{c}1\\ \sqrt{2}-j\sqrt{2}\\ -j\\ -\sqrt{2}-j\sqrt{2}\\ -1\\ -\sqrt{2}+j\sqrt{2}\\ j\\ \sqrt{2}+j\sqrt{2}\end{array}\right)$$

  
• Gemäß einem weiteren Beispiel kann der Parameter N als vier (N=4) für Phaseninkremente von 2π/4 (d. h. 90°), gewählt werden, was bedeutet, dass vier Messzyklen durchgeführt werden, um die vier Messwerte M_c[0], ..., M_c[4] für jeden Kanal c zu erhalten. Bei diesem Beispiel besitzt der resultierende Gewichtungsvektor W₄ sogar eine noch einfachere Struktur, nämlich $$W_4=\left(\begin{array}{c}1\\ -j\\ -1\\ j\end{array}\right)$$

  
• Es wird angemerkt, dass in dem letzten Beispiel (Gleichung 31) keine Multiplikationen durchgeführt werden müssen, und den Spektralwert Y[1] des ersten Frequenz-Bins n=1 erhält man durch zwei einfache Additionen/Subtraktionen. Das heißt, für jeden Kanal TXc: $$Y\left[1\right]=M_c{}^T\cdot W_4=\underset{\text{Re}\left\{Y\left[1\right]\right\}}{\underbrace{M_c\left[0\right]-M_c\left[2\right]}}+j\cdot \underset{\text{Im}\left\{Y\left[1\right]\right\}}{\underbrace{\left(M_c\left[3\right]-M_c\left[1\right]\right)}}.$$

  
• In der obigen Gleichung 32 bezeichnen Re{ · } und Im{ · } den Real- und den Imaginärteil des komplexwertigen Spektralwerts Y[1]. Der gesuchte Amplitudenwert 2A_TXc der Sequenz M_c[k] (siehe Gleichung 24) kann aus dem Betrag des Spektralwerts Y[1], nämlich |Y[1]| bestimmt werden, und der entsprechende Phasenwert φ_TXc (für den Kanal TXc) kann unter Verwendung der folgenden bekannten Zusammenhänge berechnet werden: $$2A_{TXc}=\frac{2}{N}\left|Y\left[1\right]\right|=\frac{2}{N}\sqrt{\text{Re}{\left\{Y\left[1\right]\right\}}^2+\text{IM}{\left\{Y\left[1\right]\right\}}^2}$$

  

  $${\phi }_{TXc}={\text{tan}}^{-1}\left(\text{Im}\left\{Y\left[1\right]\right\}/\text{Re}\left\{Y\left[1\right]\right\}\right).$$

  
• Es wird angemerkt, dass in einem allgemeinen Fall N komplexwertige Multiplikationen und N-1 komplexwertige Additionen erforderlich sind, um den Spektralwert Y[1] zu berechnen, wobei jede komplexwertige Multiplikation zwei reellwertige Multiplikationen und zwei reellwertige Additionen beinhaltet. Wie oben erörtert, verringert sich die Anzahl von Berechnungen für bestimmte Werte von N signifikant. Insbesondere für N=4 werden die Berechnungen trivial, und es verbleiben für die Berechnung des Spektralwerts Y[1] nur zwei reellwertige Additionen (siehe Gleichung 32). Auch wenn eine Sequenz M_c[k] von nur vier Werten (d. h. N=4 und k = 0, ..., 3) ausreichen kann, um den Phasenwert für einen Kanal abzuschätzen, kann eine längere Sequenz (z. B. N=8) mit mehr Werten bessere (genauere) Ergebnisse liefern. Wie in Gleichung 30 gezeigt, sind die Werte in dem Gewichtungsvektor W_N für größere Parameter N (verglichen mit dem Fall N=4) nicht trivial. Im Fall von N=8 kann der Faktor $\sqrt{2}$

  

  als vorberechneter, numerischer Wert in einem Speicher gespeichert werden. Für höhere Werte des Parameters N (N>8) müssen mehr Faktoren vorberechnet und gespeichert werden.
• Die Komplexität der Amplituden- und Phasenabschätzung - auch für höhere Werte von N - kann erreicht werden, wenn zwei oder mehr vollständige Umdrehungen der Phase umfasst werden. Wenn der Parameter N gemäß einem weiteren Beispiel als acht (N=8) für Phaseninkremente von 4π/8 (d. h. 90°) gewählt wird, sind die Phasen über zwei vollständige Umdrehungen verteilt, d. h. es werden zwei vollständige Umdrehungen umfasst. Dementsprechend werden acht Messzyklen durchführt, um die acht Messwerte M_c[0], ..., M_c[7] für jeden Kanal TXc zu erhalten. Bei diesem Beispiel ist der Spektralwert Y[2] relevant, $$Y\left[2\right]={\displaystyle {\sum }_{k=0}^{8-1}{M}_c\left[k\right]\cdot W_8{}^{2\cdot k}}=M_c{}^T\cdot W_8,$$

  

  und der resultierende Gewichtungsvektor W₈ besitzt eine einfache Struktur, nämlich $$W_8=\left(\begin{array}{c}{W}_8{}^0\\ W_8{}^2\\ W_8{}^4\\ W_8{}^6\\ W_8{}^8\\ W_8{}^{10}\\ W_8{}^{12}\\ W_8{}^{14}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}1\\ -j\\ -1\\ j\\ 1\\ -j\\ -1\\ j\end{array}\right)$$

  
• Für N=16 und Inkremente von 8π/16 werden vier vollständige Umdrehungen der Phase durchgeführt, und der relevante Spektralwert ist Y[4], wobei der entsprechende Gewichtungsvektor W₁₆ trivial bleibt, d. h. W₁₆=[W_N ^4·k].
• Das Obige zusammenfassend kann die Berechnung des gesamten Spektrums, z. B. das Verwenden eines FFT-Algorithmus', vermieden werden, wenn die gemessene Sequenz ein ganzzahliges Vielfaches einer vollständigen Phasendrehung umfasst (eine vollständige Umdrehung bedeutet eine Drehung um 2π oder 360°). Das heißt, für eine Sequenz von N (in N Messzyklen erhaltenen) Werten ist das Phaseninkrement zwischen den Abtastwerten ein ganzzahliges Vielfaches von 2π/N. Wenn die Messungen über eine vollständige Phasendrehung verteilt sind, ist das zweite Frequenz-Bin Y[1] relevant (Y[0] repräsentiert den DC-Offset und ist im Idealfall null). Im Allgemeinen ist, wenn die Messungen über u vollständige Phasendrehungen verteilt sind, das Frequenz-Bin u relevant, d. h. Y[u] ist relevant. Wie erwähnt, repräsentiert das Frequenz-Bin Y[0] einen DC-Offset, der im Idealfall null ist. Der Gewichtungsvektor W_N wird trivial, wenn die Phaseninkremente zwischen den Abtastwerten gleich π/2 (90°) sind. In beiden Fällen können die Berechnungen, die erforderlich sind, um den Spektralwert des gesuchten Frequenz-Bins zu bestimmen, mit weniger Komplexität als herkömmliche FFT-Algorithmen in Hardware implementiert werden. Bei einem Beispiel wird ein Hardware-implementierter CORDIC-Algorithmus verwendet.
• Es wird angemerkt, dass der hierin beschriebene Ansatz zum Abschätzen der Phase und Amplitude von sinusförmigen Sequenzen - wie beispielsweise den Sequenzen M₀₁[k], M₀₂[k], etc. -, die eine ganze Zahl von Perioden umfassen (d. h. eine ganze Zahl von vollständigen Phasenumdrehungen) nicht nur bei einem in den 5, 8 und 9 gezeigten System eingesetzt werden kann, sondern auch bei anderen Systemen eingesetzt werden kann, in denen die Phasen der einzelnen Kanäle aufeinanderfolgend (kanalweise) gemessen werden. Ein Beispiel eines derartigen Systems ist in 13 dargestellt.
• Demgemäß ist der oben unter Bezugnahme auf die Gleichungen 26 bis 36 erläuterte Ansatz nicht auf die Beispiele beschränkt, bei denen die HF-Ausgangssignale von mehreren Kanälen, wie oben unter Bezugnahme auf die 5 bis 19 beschrieben, kombiniert werden. Der Ansatz kann allgemein verwendet werden, um Phasen und Amplitudenwerte von Signalen mit sinusförmigen Kurvenverläufen (wie beispielsweise z. B. M₀₁[k], M₀₂[k], etc.) auszuwerten. 13 zeigt ein Blockdiagramm, das ein weiteres Beispiel einer HF-Schaltung mit mehreren HF-Kanälen zum Erzeugen mehrerer HF-Ausgangssignale veranschaulicht. Von c Kanälen ist nur ein Kanal TXc abgebildet, um die Darstellung einfach zu halten. Ähnlich wie bei dem Beispiel von 8 wird das Signal s_LO(t) eines lokalen Oszillators dem HF-Kanal TXc sowie der Monitorschaltung 150 als Eingangssignal zugeführt. Wie bei den vorangehenden Beispielen enthält der HF-Kanal TXc einen Phasenschieber 105 (Phasenverschiebung Δφ_TXc ) und einen Verstärker 102, um das Signal s_LO(t) phasenzuverschieben und zu verstärken. Das phasenverschobene und verstärkte Signal s_TXc(t) wird einem Ausgangsanschluss des HF-Kanals TXc als Ausgangssignal zugeführt, wobei ein in dem HF-Kanal TXc enthaltener Koppler 109 dazu ausgebildet ist, der Monitorschaltung 150 einen Bruchteil des Ausgangssignals s_TXc(t) als skaliertes Ausgangssignal s_TXc '(t) für die Bestimmung der Phase und der Amplitude des Ausgangssignals s_TXc(t) zuzuführen. Das skalierte Ausgangssignal ist mit s_TXc '(t) bezeichnet und besitzt einen Bruchteil der Signalleistung des Ausgangssignals s_TXc(t).
• Die Monitorschaltung 150 enthält einen Phasenschieber 106 (Phasenverschiebung Δφ_TSG ), der dazu ausgebildet ist, das Signal s_LO(t) des lokalen Oszillators phasenzuverschieben. Das Ausgangssignal wird das Referenzsignal s_TSG(t) bezeichnet (siehe Gleichung 5). Die Monitorschaltung 150 enthält weiterhin den Mischer 107, der dazu ausgebildet ist, das Referenzsignal s_TSG(t) mit dem (skalierten) Ausgangssignal S_TXc '(t) zu mischen. Da beide Signale s_TSG(t) und s_TXc '(t) dieselbe Frequenz f_LO aufweisen, stellt das Ausgangssignal des Mischers 107 ein DC-Signal s_DC(t) dar, das die Phase des Ausgangssignals s_TXc(t) relativ zu der Phase des Referenzsignals s_TSG(t) repräsentiert. Analog zu Gleichung 1 kann das Ausgangssignal s_TXc(t) geschrieben werden gemäß: $$s_{TXc}\left(t\right)=A_{TXc}\cdot \text{cos}\left(2\pi f_{LO}t+{\phi }_{TXc}+\Delta {\phi }_{TXc}\right),$$

  

  wobei Δφ_TXc die durch den Phasenschieber 105 verursachte Phasenverschiebung ist und φ_TXc die durch weitere Schaltungskomponenten in dem Signalpfad von dem lokalen Oszillator zu dem Ausgang des HF-Kanals TXc verursachte Phasenverschiebung ist.
• A_TXc bezeichnet die Amplitude des Ausgangssignals s_TXc(t). Ähnlich zu den Gleichungen 6 und 7 kann das Mischerausgangssignal s_DC(t) wie folgt berechnet werden: $$s_{DC}\left(t\right)\approx A_{TXc}\cdot \text{cos}\left({\phi }_{TSG}-\Delta {\phi }_{TXc}-{\phi }_{TXc}\right).$$

  
• Es ist anzumerken, dass bei dem vorliegenden Beispiel nur ein Ausgangskanal aktiv ist, während die anderen Kanäle inaktiv sind und kein HF-Ausgangssignal erzeugen.
• Das analoge Signal DC kann (z. B. durch den ADC 31) bei verschiedenen Phasenverschiebungswerten φ_TSG und Δφ_TXc , die durch die Phasenschieber 106 bzw. 105 eingestellt werden, abgetastet werden. Der k-te Abtastwert der resultierenden diskreten Sequenz M_c[k] ist $$M_c\left[k\right]=s_{DC}\left(t_k\right)=s_{DC}\left[k\right]\approx A_{TXc}\cdot \text{cos}\left(\underset{\Delta {\phi }_c\left[k\right]}{\underbrace{{\phi }_{TSG}\left[k\right]-\Delta {\phi }_{TXc}\left[k\right]}}-{\phi }_{TXc}\right).$$

  
• Die Sequenz M_c[k] kann hier als Messsignal bezeichnet werden, wobei die Phasendifferenz φ_TSG[k] - Δφ_TXc[k] hier als Phasenoffset Δφ_c[k] bezeichnet werden kann. Es wird angemerkt, dass der Phasenoffset Δφ_c[k] allein durch die Phasenschieber 105 und 106, die durch die Steuerschaltung 120 gesteuert werden können, eingestellt werden kann.
• Wenn der Phasenoffset Δφ_c[k] nacheinander um äquidistante Phasenschritte gedreht wird, ist die gemessene Sequenz M_c[k] ein diskretes sinusförmiges Signal ähnlich dem in dem Beispiel von 6 gezeigten Signal. Wenn die Größe eines Phasenschritts ein ganzzahliges Vielfaches von 2π/N ist, wobei N die Anzahl von Messzyklen und damit die Anzahl von Abtastwerten in der Sequenz M_c[k] ist (d. h. k=0, ..., N-1), ist die gemessene Sequenz M_c[k] über eine oder mehr vollständige Perioden (d. h. vollständige Phasenumdrehungen von 2π) verteilt. Diagramm (a) von 14 veranschaulicht eine gemessene Sequenz M_c[k] mit acht Abtastwerten (d. h. k=0, ..., N-1), wobei diese Abtastwerte als Elemente des Vektors M_c angesehen werden können (siehe Gleichung 28). Für einen nachfolgenden nächsten Messzyklus wird der Phasenoffset Δφ_c[k] um 2π/N =n/4 (d. h. 45°) erhöht. Bei dem abgebildeten Beispiel ist die bestimmte Phase φ_TXc 13π/90 (d. h. 52°). Wie aus Diagramm (a) von 14 zu sehen ist, erhält man eine vollständige Periode einer Kosinus-Sequenz, und deshalb befindet sich die relevante Phasen- und Amplituden-Information im zweiten Frequenz-Bin Y[1] (Frequenz-Index n=1) der entsprechenden, diskreten Fourier-Transformation, wie oben erläutert.
• Betrachtet man die Gleichungen 27 und 30, ist der Gewichtungsfaktor W₈ ^k gleich e^-j·k·π/4. Die komplexen Werte von W₈ ^k sind in Diagramm (b) von 14 für k=0, ... 7 dargestellt. Die dargestellten Werte sind die Elemente des in Gleichung 30 definierten Gewichtungsfaktors W₈ . Der Spektralwert Y[1] kann entsprechend Gleichung 28 berechnet werden, und eine Abschätzung für den Wert der gesuchten Phase φ_TXc kann aus dem Spektralwert Y[1] gemäß Gleichung 34 berechnet werden. Die entsprechende Amplitude kann aus dem Spektralwert Y[1] gemäß Gleichung 33 berechnet werden.
• Gemäß einer Implementierung wird der Phasen-Offset Δφ_c[k] schrittweise gedreht, um eine oder mehr vollständige Umdrehungen 2π (d. h. 360°) zu umfassen, und deshalb ist die Schrittgröße ein ganzzahliges Vielfaches von 2π/N, wobei N die Anzahl von Abtastwerten (Messzyklen) ist. Wie in Gleichung 39 definiert, kann der Phasen-Offset Δφ_c[k] = φ_TSG[k] - Δφ_TXc[k] durch beide Phasenschieber 105 und 106 bestimmt sein. Deshalb erhalt man einen Phasenoffset von π/4 durch Einstellen des Phasenschiebers 106 auf φ_TSG[k]=π/4 und des Phasenschiebers 105 auf Δφ_TXc[k]=0. Allerdings erhält man dieselbe Phasenverschiebung durch Einstellen des Phasenschiebers 106 auf φ_TSG[k]=π/2 und des Phasenschiebers 105 auf Δφ_TXc[k]=π/4. Bei einigen Implementierungen können zum Einstellen eines bestimmten Phasen-Offsets Δφ_c[k] beide Phasenverschiebungen φ_TSG[k] und Δφ_TXc[k] verändert werden, um die Funktionalität beider Phasenschieber 105 und 106 zu testen. In anderen Worten, wenn die gemessene Sequenz M_c[k] den erwarteten, sinusförmigen Abtastwerten entspricht, kann ermittelt werden, dass beide Phasenschieber 105 und 106 die erwarteten Phasen-Offsets bereitstellten und korrekt funktionieren und arbeiten.
• Diagramm (a) von 15 veranschaulicht ein weiteres Beispiel einer gemessenen Sequenz M_c[k] mit acht Abtastwerten (d. h. k=0, ..., N-1), wobei diese Abtastwerte als Elemente des Vektors M_c angesehen werden können (siehe Gleichung 35). Zwischen zwei aufeinanderfolgenden Messzyklen wurde der Phasen-Offset Δφ_c[k] um 4π/N =π/2 (d. h. 90°) erhöht. Wie bei dem vorangehenden Beispiel ist die gesuchte Phase φ_TXc 13π/90 (d. h. 52°). Wie aus dem Diagramm (a) von 15 zu sehen ist, erhält man zwei volle Perioden einer Kosinus-Sequenz, und deshalb befindet sich die relevante Phasen- und Amplitudeninformation in dem dritten Frequenz-Bin Y[2] (Frequenz-Index n=2) der entsprechenden diskreten Fourier-Transformation, wie oben erläutert. Betrachtet man die Gleichungen 27 und 35, ist der Gewichtungsfaktor W₈ ^2k gleich e^-j·k·π/2. Wiederum sind die komplexen Werte von W₈ ^2k in Diagramm (b) von 15 für k=0, ... 7 dargestellt. Die abgebildeten Werte sind Elemente des in Gleichung 36 definierten Gewichtungsvektors W₈ . Der Spektralwert Y[2] kann entsprechend Gleichung 35 berechnet werden, und eine Abschätzung für den gesuchten Wert der Phase φ_TXc kann im Hinblick auf Gleichung 34 aus dem Spektralwert Y[2] berechnet werden. Die entsprechende Amplitude kann im Hinblick auf Gleichung 33 aus dem Spektralwert Y[12] berechnet werden.
• Es wird angemerkt, dass das in 5 veranschaulichte Beispiel dieselbe Anzahl von Abtastwerten verwendet, um die Phase und Amplitude der gemessenen Sequenz M_c[k] abzuschätzen, wie bei dem vorangehenden Beispiel von 14. Allerdings nimmt der Gewichtungsvektor W₈ , wie bereits oben erörtert, bei dem Beispiel von 15 eine einfachere Gestalt an (siehe Gleichung 36). Dies ist aufgrund der Tatsache der Fall, dass die Schrittgröße des Phasenoffsets Δφ_c[k] gleich π/2 ist und der Kosinus von ganzzahligen Vielfachen von π/2 nur die Werte 0, 1, und -1 annehmen kann. Dementsprechend besitzen die Elemente des Gewichtungsvektors W₈ Imaginär- und Realteile, die entweder 1 oder -1 sind.
• Wie oben erwähnt, kann ein bestimmter Phasenoffset Δφ_c[k] unter Verwendung von beiden Phasenschiebern 105 und 106 eingestellt werden. Die in den 16 und 17 gezeigten Tabellen veranschaulichen zwei verschiedene Einstellungen für die Phasenschieber 105 und 106, um gleich beabstandete Phasenoffsets Δφ_c[k] zu erhalten, wenn nacheinander Messwerte M_c[k] gemäß dem in 15, Diagramm (a) gezeigten Ansatz erfasst werden. Bei dem Beispiel von 16 bleibt die durch den Phasenschieber 105 erzeugte Phasenverschiebung Δφ_TXc[k] null, während die Phasendrehung allein durch den Phasenschieber 106, der die Phasenverschiebung Δφ_TSG[k] schrittweise um π/2 (d. h. 90°) erhöht, erreicht wird. Daher wird der Phasenoffset Δφ_c[k] um zwei vollständige Umdrehungen gedreht, während man eine Sequenz M_c von acht Messwerten M_c[k] erhält (für k=0, ..., 7). Bei einem weiteren Beispiel wird die durch den Phasenschieber 105 erzeugte Phasenverschiebung Δφ_TXc[k] auf null gesetzt, während man die ersten vier Messungen M_c[k] (für k=0, ..., 3) erhält, und, während man die verbleibenden Messungen M_c[k] (für k=4, ..., 7) erhält, auf π/4 (d. h. 45°) gesetzt. Zugleich wird die durch den Phasenschieber 106 erzeugte Phasenverschiebung Δφ_TSG[k] - beginnend bei null - schrittweise um π/2 erhöht, während man die ersten vier Messungen M_c[k] (für k=0, ..., 3) erhält, und - beginnend bei π/4 - um π/2 erhöht, während man die verbleibenden Messungen M_c[k] (für k=4, ..., 7) erhält. Diese Situation ist in 17 dargestellt. Es versteht sich, dass die Phasenoffsets von 2π (d. h. 360°) und ganzzahligen Vielfachen von 2π einem Phasenoffset von null entsprechen. Dementsprechend ist eine Subtraktion Δφ_c[k] = Δφ_TSG[k] - Δφ_TXc[k], die zu ψ±2π führt, identisch mit einer Subtraktion Δφ_c[k] = Δφ_TSG[k] - Δφ_TXc [k], das zu ψ führt (wobei ψ ein beliebiger Winkel sein kann).
• Obwohl die Erfindung in Bezug auf eine oder mehrere Implementierungen dargestellt und beschrieben wurde, können Änderungen und Anpassungen an den dargestellten Beispielen durchgeführt werden, ohne den Geist und die Reichweite der angehängten Ansprüche zu verlassen. Insbesondere hinsichtlich der verschiedenen Funktionen, die von den oben beschriebenen Bauelementen oder Strukturen (Einheiten, Baugruppen, Vorrichtungen, Schaltungen, Systemen, usw.) durchgeführt werden, sowie der Bergriffe (einschließlich eines Bezugs auf ein „Mittel“), die verwendet werden, um solche Bauelemente zu beschreiben, sollen diese - sofern nicht anders angegeben - jeglichem Bauelement oder Struktur entsprechen, die die erwähnte Funktion des beschriebenen Bauelements durchführen (d.h. die funktionell gleichwertig sind), auch wenn diese nicht der offenbarten Struktur, welche die Funktion in den hier dargestellten beispielhaften Implementierungen der Erfindung durchführen, strukturell gleich ist.

Claims (28)

1. Schaltung, die aufweist: zwei oder mehr HF-Kanäle (TX01, ..., TXc), wobei jeder Kanal einen Eingangsknoten, einen Phasenschieber (105) und einen Ausgangsknoten aufweist und dazu ausgebildet ist, an dem Eingangsknoten ein HF-Oszillatorsignal (s_LO(t)) zu empfangen und an dem Ausgangsknoten ein HF-Ausgangssignal (s_TX01(t), ..., S_TXc(t) bereitzustellen; eine HF-Kombiniererschaltung (150), die mit den Ausgängen der HF-Kanäle (TX01, ..., TXc) gekoppelt und dazu ausgebildet ist, ein kombiniertes Signal(s_SUP(t)), das eine Kombination der HF-Ausgangssignale (s_TX01(t), ..., s_TXc(t)) repräsentiert, zu erzeugen; eine Monitorschaltung (150), die einen Mischer (107) enthält und dazu ausgebildet ist, das kombinierte Signal (s_SUP(t)) zu empfangen und unter Verwendung eines HF-Referenzsignals (s_TSG(t)) herabzumischen und dadurch ein Mischerausgangssignal (s_DC(t)), das von den Phasen (φ_TX01, ..., φ_TXc der HF-Ausgangssignale (S_TX01(t), ..., s_TXc(t)) abhängt, zu erzeugen.
2. Schaltung gemäß Anspruch 1, wobei die Monitorschaltung dazu ausgebildet ist, basierend auf dem Mischerausgangssignal (s_DC(t)) Informationen, die auf die Phasen und/oder die Amplituden der HF-Ausgangssignale (S_TX01(t), ..., s_TXc(t)) schließen lassen, oder Informationen, die auf die Phasendifferenz zwischen den Phasen von zumindest zwei der HF-Ausgangssignale (S_TX01(t), ..., s_TXc(t)) schließen lassen, zu ermitteln.
3. Schaltung gemäß Anspruch 1, bei der das HF-Referenzsignal (s_TSG(t)) von dem HF-Oszillatorsignal (s_LO(t)) abgeleitet wird und/oder dieselbe Frequenz wie das HF-Oszillatorsignal (s_LO(t)) aufweist.
4. Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die HF-Kombiniererschaltung (110) für jeden Kanal (TX01, ..., TXc) einen Koppler (109) enthält, wobei jeder Koppler (109) mit dem Ausgang des betreffenden Kanals (TX01, ..., TXc) gekoppelt und dazu ausgebildet ist, einen Bruchteil des HF-Ausgangssignals (s_TX01(t), ..., s_STxc(t)) des betreffenden Kanals an die Monitorschaltung (150) zu leiten.
5. Schaltung gemäß Anspruch 4, wobei die HF-Kombiniererschaltung (110) einen HF-Leistungskombinierer (108) enthält, der mit den Kopplern (109) gekoppelt und dazu ausgebildet ist, den Bruchteil der HF-Ausgangssignale (s_TX01(t), ..., s_TXc(t)) zu empfangen und das kombinierte Signal (s_SUP(t)) für den Mischer (107) bereitzustellen.
6. Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei die Monitorschaltung (150) einen weiteren Phasenschieber (106) enthält, der mit dem Mischer (107) gekoppelt und dazu ausgebildet ist, die Phase (φ_TSG[k]) des durch den Mischer 107 verwendeten HF-Referenzsignals (s_TSG(t)) zu ermitteln; wobei der weitere Phasenschieber (106) dazu ausgebildet ist, das HF-Referenzsignal (s_TSG(t)) durch Modifizieren der Phase des HF-Oszillatorsignals (s_LO(t)) bereitzustellen.
7. Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, die weiterhin aufweist: eine Steuerschaltung (120), die mit den Phasenschiebern (105) gekoppelt und dazu ausgebildet ist, die durch die Phasenschieber (105) verursachten Phasenverschiebungswerte (Δφ_TX01, ..., Δφ_TXc) einzustellen und/oder eine Phase φ_TXG[k]) des durch den Mischer (107) verwendeten HF-Referenzsignals (s_TSG(t)) einzustellen.
8. Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, die weiterhin aufweist: eine Steuerschaltung (120), die mit den Phasenschiebern (105) gekoppelt und dazu ausgebildet ist: die Phasenschieber (105) durch Einstellen der Phasenverschiebungswerte (Δφ_TX01, ..., Δφ_TXc entsprechend einer ersten Phasenkonfiguration einzustellen; die Konfiguration, gemäß der die Phasenverschiebungswerte (Δφ_TX01, ..., Δφ_Txc) eingestellt sind, zu modifizieren; und einen Analog-Digital-Wandler (31) zu triggern, um das Mischerausgangssignal (s_DC(t)) für die erste Phasenkonfiguration und verschiedene modifizierte Konfigurationen der Phasenverschiebungswerte (Δφ_TX01, ..., Δφ_TXc abzutasten und dadurch ein Set von abgetasteten Mischerausgangswerten (s_DC,₀[k], s_DC,1[k], ..., s_DC,c[k]) zu erzeugen.
9. Schaltung gemäß Anspruch 8, wobei die Steuerschaltung (120), um die Konfiguration zu modifizieren, dazu ausgebildet ist, einen oder mehr der Phasenverschiebungswerte (Δφ_TX01, ..., Δφ_Txc) entsprechend einem vorgegebenen Schema zu ändern oder zu invertieren.
10. Schaltung gemäß Anspruch 8 oder 9, wobei die Steuerschaltung (120) weiterhin dazu ausgebildet ist, zwei oder mehr der abgetasteten Mischerausgangswerte (s_DC,₀[k], s_DC,1[k], ..., s_DC,c[k]) zu kombinieren, um Messwerte (M₀₁[k], ..., M_c[k]) zu erhalten, wobei jeder Messwert (M₀₁[k], ..., M_c[k]) der Amplitude (Δ_TX01, ..., A_TXc) und der Phase (φ_TX01, ..., φ_TXc) des HF-Ausgangssignals (s_TX01(t), ...,s_TXc(t)) eines bestimmten HF-Kanals (TX01, ..., TXc) abhängt.
11. Schaltung gemäß einem der Ansprüche 8 bis 10, wobei die Steuerschaltung (120) weiterhin dazu ausgebildet ist, wiederkehrend: eine Änderung einer Phase (φ_TSG[k]) des HF-Referenzsignals (s_TSG(t)) oder der ersten Phasenkonfiguration der Phasenverschiebungswerte (Δφ_TX01, ..., Δφ_TXc) zu initiieren; und die Modifikation der Konfiguration, gemäß der die Phasenverschiebungswerte (Δφ_TX01, ..., Δφ_TXc eingestellt sind, und das Triggern des Mischerausgangssignals (s_DC(t)) zu wiederholen und dadurch ein weiteres Set abgetasteter Mischerausgangswerte (s_DC,0[k + 1], s_DC,1[k + 1], ..., s_DC,c[k + 1]) zu erzeugen.
12. Halbleitereinrichtung, die aufweist: einen Halbleiterchip, in den die Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 11 integriert ist.
13. Verfahren, das aufweist: Empfangen eines HF-Oszillatorsignals (s_LO(t)); Zuführen des HF-Oszillatorsignals (s_LO(t)) an zwei oder mehr HF-Kanäle (TX01, ..., TXc) einer HF-Schaltung, wobei jeder Kanal (TX01, ..., TXc) basierend auf dem HF-Oszillatorsignal (s_LO(t)) ein HF-Ausgangssignal (s_TX01(t), ...,s_TXc(t)) erzeugt und jedes HF-Ausgangssignal (S_TX01(t), ...,s_TXe(t)) eine Amplitude (Δ_TX01, ..., A_TXc) und eine Phase (φ_TX01, ..., φ_TXc) aufweist; Erzeugen eines kombinierten Signals (s_SUP(t)), das eine Kombination der HF-Ausgangssignale (s_TX01(t), ...,s_TXe(t)) repräsentiert, Herabmischen des kombinierten Signals (s_SUP(t)) unter Verwendung eines HF-Referenzsignals (s_TSG(t)), das einem Mischer (107) zugeführt wird, wobei das herabgemischte Signal ein Mischerausgangssignal (s_DC(t)) ist; Verarbeiten des Mischerausgangssignals (s_DC(t)), um abgeschätzte Werte zu erhalten, die auf die Amplituden (Δ_TX01, ..., A_TXn) und/oder Phasen (φ_TX01, ..., φ_TXc) der HF-Ausgangssignale (S_TX01(t), ... ,s_TXc(t)) schließen lassen.
14. Verfahren gemäß Anspruch 13, wobei jeder Kanal (TX01, ..., TXc) einen Phasenschieber (105) enthält, der einen zu dem Kanal (TX01, ..., TXc) gehörenden Phasenverschiebungswert (Δφ_TX01, ..., Δφ_TXc) empfängt, wobei die Phase (φ_TX01, ..., φ_TXc) eines jeden HF-Ausgangssignals (s_TX01(t), ...,sTXc(t)) von dem entsprechenden Phasenverschiebungswert (Δφ_TX01, ..., Δφ_TXc abhängt, wobei das Verarbeiten des Mischerausgangssignals (s_DC(t)) beinhaltet: Konfigurieren der Phasenverschiebungswerte (Δφ_TX01, ..., Δφ_TXc) durch Einstellen der Phasenverschiebungswerte (Δφ_TX01, ..., Δφ_TXc) entsprechend einer ersten Phasenkonfiguration; Modifizieren der Konfiguration, gemäß der die Phasenverschiebungswerte (Δφ_TX01, ..., Δφ_TXc) eingestellt sind; Abtasten des Mischerausgangssignals (s_DC(t)) für die erste Phasenkonfiguration und verschiedene modifizierte Konfigurationen der Phasenverschiebungswerte (Δφ_TX01, ..., Δφ_TXc) und dadurch Erzeugen eines Sets abgetasteter Mischerausgangswerte (s_DC,0[k], s_DC,1[k], ..., s_DC,c[k]).
15. Verfahren gemäß Anspruch 14, wobei das Modifizieren der Konfiguration beinhaltet: Ändern oder Invertieren von einem oder mehr Phasenverschiebungswerten (Δφ_TX01, ..., Δφ_TXc) entsprechend einem vorgegebenen Schema.
16. Verfahren gemäß Anspruch 14 oder 15, wobei das Verarbeiten des Mischerausgangssignals (s_DC(t)) weiterhin enthält: Kombinieren von zwei oder mehr der abgetasteten Mischerausgangswerte (s_DC,0[k], s_DC,1[k], . . ., s_DC,1[k]), um Messwerte (M₀₁[k], ..., M_c[k]) zu erhalten, wobei jeder Messwert (M₀₁[k], ..., M_c[k]) von der Amplitude (A_TX01, ..., A_TXc) und der Phase (φ_TX01, ..., φ_TXc des HF-Ausgangssignals (s_TX01(t), ...,s_TXc(t)) eines bestimmten HF-Kanals (TX01, ..., TXc) abhängt.
17. Verfahren gemäß einem der Ansprüche 14 bis 16, wobei das Verarbeiten des Mischerausgangssignals (s_DC(t)) weiterhin beinhaltet, wiederholt: eine Phase (φ_TSG[k]) des HF-Referenzsignals (s_TSG(t)) oder der ersten Phasenkonfiguration der Phasenverschiebungswerte (Δφ_TX01, ..., Δφ_TXc) zu ändern; und das Modifizieren der Konfiguration, gemäß der die Phasenverschiebungswerte (Δφ_TX01, ..., Δφ_TXc) eingestellt sind, und das Abtasten des Mischerausgangssignals (s_DC(t)) und dadurch Erzeugens eines weiteren Sets abgetasteter Mischerausgangswerte (s_DC,0[k + 1], s_DC,1[k + 1], ..., s_DC,c[k + 1]) zu wiederholen.
18. Integrierte Radar-Mikrowellenschaltung (MMIC), die aufweist: einen Halbleiterchip, der eine Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 12 enthält, wobei die zwei oder mehr HF-Kanäle (TX01, ..., TXc) Sendekanäle sind, die im Betrieb mit zwei oder mehr Sendeantennen gekoppelt sind, und wobei die HF-Kanäle (TX01, ..., TXc) dazu ausgebildet sind, frequenzmodulierte HF-Radarsignale als HF-Ausgangssignale (s_TX01(t), ..., s_TXn(t)) bereitzustellen.
19. Radar-MMIC gemäß Anspruch 18, wobei die Schaltung weiterhin einen oder mehr Empfangskanäle (RX01) enthält, wobei jeder dazu ausgebildet ist, ein HF-Radarechosignal (y_HF(t)) zu empfangen und das HF-Radarechosignal (y_HF(t)) in ein Basis- oder Zwischenfrequenzband herabzumischen.
20. Radar-MMIC gemäß Anspruch 19, wobei die Monitorschaltung (150) dazu ausgebildet ist, während der Sendung des HF-Ausgangssignals (s_TX01(t), ..., s_TXc(t)) und des Empfangs des HF-Radarechosignals (y_HF(t)) das Mischerausgangssignal (s_DC(t)), das auf die Phasen (φ_TX01, ..., φ_TXc) der HF-Ausgangssignale (s_TX01(t), ..., S_Txn(t)) schließen lässt, zu erzeugen.
21. Verfahren, das aufweist: Zuführen eines HF-Testsignals an eine Radarsenderschaltung; Mischen eines HF-Referenzsignals (s_TSG(t)) und eines HF-Testsignals (S_TXc'(t)), das ein HF-Ausgangssignal (s_TXc(t)) der Radarsenderschaltung repräsentiert, um ein Mischerausgangssignal (s_DC(t)) zu erzeugen, wiederkehrendes Auswählen eines Phasenoffsets (Δφ_c[k]) aus einer Sequenz von Phasenoffsets, Anwenden des ausgewählten Phasenoffsets (Δφ_c[k]) durch Phasenverschieben von zumindest einem von dem HF-Testsignal ((s_TXc'(t)) und dem HF-Referenzsignal (s_TSG(t)), und Abtasten des Mischerausgangssignals (s_DC(t)), um eine Sequenz von abgetasteten Werten (M_c[k]), die zu der entsprechenden Sequenz von Phasenoffsets (Δφ_c[k]) gehören, zu erzeugen; Berechnen eines Spektralwerts (Y[1]; Y[2]) aus einer Sequenz von abgetasteten Werten (M_c[k]); und Berechnen einer abgeschätzten Phaseninformation, die auf eine Phase (φ_TXc) des HF-Ausgangssignals (s_TXc(t)) schließen lässt, basierend auf dem Spektralwert (Y[1]; Y[2]).
22. Verfahren gemäß Anspruch 21, wobei das Berechnen der abgeschätzten Phaseninformation, die auf die Phase der Phase (φ_TXc) des HF-Ausgangssignals (s_TXc(t)) schließen lässt, aufweist: Berechnen eines komplexwertigen Spektralwerts (Y[1]; Y[2]) aus einer Sequenz von abgetasteten Werten (M_c[k]); und Berechnen eines Arguments des komplexwertigen Spektralwerts (Y[1]; Y[2]), wobei das Argument die Abschätzung der Phase (φ_TXc) des HF-Ausgangssignals (s_TXc(t)) ist.
23. Verfahren gemäß Anspruch 21 oder 22, wobei die Sequenz von Phasenoffsets (Δφ_c[k]) eine Sequenz von gleich beabstandeten Phasen, die über eine oder mehr vollständige Phasendrehungen verteilt sind, ist.
24. Verfahren gemäß Anspruch 23, das weiterhin aufweist: Bereitstellen einer Sequenz von Gewichtungsfaktoren (W_N ^k), wobei die Gewichtungsfaktoren (W_N ^k) von der Anzahl von Perioden in der Sequenz von Messwerten (M_c[k]) und von der Länge der Sequenz der abgetasteten Werte (M_c[k]) abhängen.
25. Verfahren gemäß einem der Ansprüche 21 bis 24, wobei die in der Sequenz von Phasenoffsets (Δφ_c[k]) enthaltenen Phasenoffsets (Δφ_c[k]) mit einem Abstand von 90 Grad gleich beabstandet sind und die Länge der Sequenz von Phasenoffsets (Δφ_c[k]) ein ganzzahliges Vielfaches von vier ist.
26. Verfahren gemäß einem der Ansprüche 21 bis 24, wobei die in der Sequenz von Phasenoffsets (Δφ_c[k]) enthaltenen Phasenoffsets (Δφ_c[k]) mit einem Abstand, der gleich einem ganzzahligen Vielfachen von 360 Grad geteilt durch die Länge der Sequenz ist, gleich beabstandet sind.
27. Verfahren gemäß einem der Ansprüche 21 bis 26, wobei das Anwenden des ausgewählten Phasenoffsets (Δφ_c[k]) aufweist: Verwenden eines ersten Phasenschiebers (105), um das HF-Testsignal (s_TXc'(t)) um einen ersten Phasenverschiebungswert (Δφ_TXc[k]) phasenzuverschieben; und Verwenden eines zweiten Phasenschiebers (106), um das HF-Referenzsignal (s_TSG(t)) um einen zweiten Phasenverschiebungswert (Δφ_TSG[k]) phasenzuverschieben, wobei der Phasenoffset (Δφ_c[k]) der Differenz zwischen dem zweiten Phasenverschiebungswert (Δφ_TSG[k]) und dem ersten Phasenverschiebungswert (Δφ_TXc[k]) entspricht.
28. Schaltung, die aufweist: einen oder mehr HF-Kanäle (TXc), wobei jeder Kanal einen Eingangsknoten und einen Ausgangsknoten enthält und dazu ausgebildet ist, an dem Eingangsknoten ein HF-Oszillatorsignal (s_LO(t)) zu empfangen und an dem Ausgangsknoten ein HF-Ausgangssignal (s_TXc(t)) bereitzustellen; eine Monitorschaltung (150) mit einem Mischer (107), der dazu ausgebildet ist, ein HF-Referenzsignal (s_TSG(t)) und ein HF-Testsignal (s_TXc'(t)), das das HF-Ausgangssignal (s_TXc(t)) repräsentiert, zu mischen, um ein Mischerausgangssignal (S_DC(t)) zu erzeugen; einen Analog-Digital-Wandler (31), der dazu ausgebildet ist, das Mischerausgangssignal (s_DC(t)) abzutasten, um eine Sequenz abgetasteter Werte (M_c[k]) bereitzustellen; eine Schaltung (120), die mit dem Analog-Digital-Wandler (31) gekoppelt und dazu ausgebildet ist: eine Sequenz von Phasenoffsets (Δφ_c[k]) durch Phasenverschieben von zumindest einem von dem HF-Testsignal (s_TXc'(t)) und dem HF-Referenzsignal (s_TSG(t)) unter Verwendung von einem oder mehr Phasenschiebern (105, 106) bereitzustellen; aus der Sequenz von abgetasteten Werten (M_c[k]) einen Spektralwert (Y[1]; Y[2]) zu berechnen, und basierend auf dem Spektralwert (Y[1]; Y[2]) eine abgeschätzte Phaseninformation, die auf die Phase (φ_TXc) des HF-Ausgangssignals (s_TXc(t)) schließen lässt, zu berechnen.

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