DE102021132346A1

DE102021132346A1 - System und mmic-architektur für kohärente mehrchip-phased-array-mimo-anwendungen

Info

Publication number: DE102021132346A1
Application number: DE102021132346.0A
Authority: DE
Inventors: Vincenzo Fiore
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2020-12-21
Filing date: 2021-12-08
Publication date: 2022-06-23
Also published as: CN114646960A; US20220196796A1; US11914069B2

Abstract

Ein Hochfrequenz- (HF-) System umfasst eine monolithisch integrierte Radar-Mikrowellenschaltung (Radar-MMIC), die umfasst: einen Phasendetektor, der einen Testeingangsport und einen Überwachungseingangsport umfasst, wobei der Phasendetektor ausgebildet ist, ein Ausgangssignal zu erzeugen, das eine Phasendifferenz zwischen einem an dem Testeingangsport empfangenen Testsignal und einem an dem Überwachungseingangsport empfangenen Überwachungssignal darstellt; einen Testsignalpfad, der zumindest eine aktive Komponente umfasst, wobei der Testsignalpfad ausgebildet ist, ein Lokaloszillatorsignal zu empfangen und das Lokaloszillatorsignal während eines ersten Messintervalls als das Testsignal an den Testeingangsport bereitzustellen; und einen passiven Signalpfad, der ausgebildet ist, das Lokaloszillatorsignal zu empfangen und das Lokaloszillatorsignal während des ersten Messintervalls als das Überwachungssignal an den Überwachungseingangsport bereitzustellen.

Description

HINTERGRUND
Radarsensoren werden in einer Vielzahl von Anwendungen zum Detektieren von Objekten verwendet, wobei die Detektion in der Regel ein Messen von Distanzen und Geschwindigkeiten der detektierten Objekte umfasst. Insbesondere im Automobilsektor besteht ein zunehmender Bedarf an Radarsensoren, die u. a. in Fahrassistenzsystemen (Advanced Driver Assistance Systems, ADAS) wie z. B. in adaptiven Geschwindigkeitsregelungs- (ACC- oder Radar Cruise Control-) Systemen verwendet werden können. Solche Systeme können die Geschwindigkeit eines Kraftfahrzeugs automatisch anpassen, um eine sichere Distanz zu anderen vorausfahrenden Kraftfahrzeugen (und auch zu anderen Objekten und zu Fußgängern) einzuhalten. Weitere Anwendungen im Automobilsektor sind zum Beispiel Toter-Winkel-Detektion, Spurwechselhilfe und Ähnliches. Im Bereich des autonomen Fahrens werden Radarsysteme mit mehreren Radarsensoren eine wichtige Rolle bei der Steuerung von autonomen Fahrzeugen spielen.
Eine Radar-MMIC (monolithisch integrierte Radar-Mikrowellenschaltung, manchmal auch als Single-Chip-Radar bezeichnet) kann alle Kernfunktionen des HF-Frontends eines Radar-Sendeempfängers (z. B. Lokaloszillator, Leistungsverstärker, rauscharme Verstärker (LNA; lownoise amplifier), Mischer usw.), die analoge Vorverarbeitung der Zwischenfrequenz- (IF-; intermediate frequency) oder Basisband-Signale (z. B. Filter, Verstärker usw.), die Analog-zu-Digital-Wandlung und die digitale Signalverarbeitung in einem einzigen Package umfassen. Das HF-Frontend umfasst in der Regel mehrere Empfangs- und Sendekanäle, insbesondere bei Anwendungen, bei denen Strahlsteuerungstechniken, phasengesteuerte Antennenarrays usw. verwendet werden. Bei Radaranwendungen können phasengesteuerte Antennenarrays eingesetzt werden, um den Einfallswinkel von eingehenden HF-Radarsignalen zu erfassen (auch als „Direction of Arrival“, DOA (Ankunftsrichtung), bezeichnet).
Im Zusammenhang mit Radar-MMICs haben sich so genannte „kaskadierte Systeme“ herausgebildet, bei denen mehrere MMICs verbunden werden, um ein einziges Gesamtsystem mit erhöhter Auflösung für die Radarziele-Unterscheidung zu bilden. In einem Mehrfach-Eingang-Mehrfach-Ausgang- (MIMO-; Multiple-Input Multiple-Output) System verteilt eine Lokaloszillatorquelle ein HF-Signal an die Sende- und Empfangs-Kanäle jeder Radar-MMIC. Für mehrere Anwendungen ist die Phasenbeziehung zwischen Kanälen sowohl aus der Perspektive zwischen Chips als auch innerhalb der Chips wichtig. Eine Phasendifferenz (Gleichgewicht) kann toleriert und mit geeigneter Hardware und/oder Software kalibriert werden, wobei davon ausgegangen wird, dass die Phasendifferenz über alle Betriebsbedingungen hinweg stabil bleibt. Dieser Parameter wird als Phasendrift bezeichnet, und die Gewährleistung einer geringen Phasendrift ist eine technische Herausforderung, insbesondere bei HF-Frequenzen, die nahe an der Übergangsfrequenz aktiver Komponenten (z. B. jener Komponenten, die Transistoren umfassen) innerhalb der MMICs sind.
Daher ist eine verbesserte Vorrichtung und ein verbessertes System zur Aufrechterhaltung eines Kanal-zu-Kanal-Phasengleichgewichts in einem MIMO-System wünschenswert.
ZUSAMMENFASSUNG
Daher kann ein Bedarf bestehen zum Bereitstellen eines verbesserten Konzepts für ein Hochfrequenz (HF-) System und ein Verfahren.
Ein solcher Bedarf kann durch den Gegenstand eines der Ansprüche erfüllt werden.
Ausführungsbeispiele stellen ein Hochfrequenz- (HF-) System bereit, das eine monolithisch integrierte Radar-Mikrowellenschaltung (MMIC; radar monolithic microwave integrated circuit) umfasst, die umfasst: einen Phasendetektor, der einen Testeingangsport und einen Überwachungseingangsport umfasst, wobei der Phasendetektor ausgebildet ist, ein Ausgangssignal zu erzeugen, das eine Phasendifferenz zwischen einem an dem Testeingangsport empfangenen Testsignal und einem an dem Überwachungseingangsport empfangenen Überwachungssignal darstellt; einen Testsignalpfad, der zumindest eine aktive Komponente umfasst, wobei der Testsignalpfad ausgebildet ist, ein Lokaloszillatorsignal zu empfangen und das Lokaloszillatorsignal während eines ersten Messintervalls als das Testsignal an den Testeingangsport bereitzustellen; und einen passiven Signalpfad, der ausgebildet ist, das Lokaloszillatorsignal zu empfangen und das Lokaloszillatorsignal während des ersten Messintervalls als das Überwachungssignal an den Überwachungseingangsport bereitzustellen.
Ausführungsbeispiele stellen ferner ein Verfahren zum Überwachen von HF-Signalen in einer HF-Schaltung bereit. Das Verfahren umfasst ein Erzeugen eines Ausgangssignals, das eine Phasendifferenz zwischen einem an einem Testeingangsport eines Phasendetektors empfangenen Testsignal und einem an einem Überwachungseingangsport des Phasendetektors empfangenen Überwachungssignal darstellt; Empfangen eines Lokaloszillatorsignals an einem Testsignalpfad an einem Testsignalpfad, der zumindest eine aktive Komponente umfasst, und Bereitstellen des Lokaloszillatorsignals als das Testsignal an den Testeingangsport während eines ersten Messintervalls über den Testsignalpfad; und Empfangen des Lokaloszillatorsignals an einem passiven Signalpfad und Bereitstellen des Lokaloszillatorsignals an den Überwachungseingangsport als das Überwachungssignal während des ersten Messintervalls über den passiven Signalpfad.
Ausführungsbeispiele stellen ferner ein HF-System bereit, das eine Mehrzahl von MMICs umfasst, wobei jede Radar-MMIC umfasst: einen Phasendetektor, der einen Testeingangsport, einen Überwachungseingangsport und einen Ausgangsport umfasst, wobei der Phasendetektor ausgebildet ist, ein Ausgangssignal an dem Ausgangsport zu erzeugen, das eine Phasendifferenz zwischen einem an dem Testeingangsport empfangenen Testsignal und einem an dem Überwachungseingangsport empfangenen Überwachungssignal darstellt; einen Testsignalpfad umfassend zumindest eine aktive Komponente, wobei der Testsignalpfad ausgebildet ist, ein Lokaloszillatorsignal zu empfangen und das Lokaloszillatorsignal als das Testsignal an den Testeingangsport während eines ersten Messintervalls bereitzustellen; und einen passiven Signalpfad, der ausgebildet ist, das Lokaloszillatorsignal zu empfangen und das Lokaloszillatorsignal während des ersten Messintervalls an den Überwachungseingangsport als das Überwachungssignal bereitzustellen; und eine Steuerung, die ausgebildet ist, eine Phase von zumindest einem HF-Kanal der Mehrzahl von Radar-MMICs basierend auf jedem Ausgangssignal, das von jeder der Mehrzahl von Radar-NMCs erzeugt wird, anzupassen.
Figurenliste
Ausführungsbeispiele werden hierin unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben.

1 ist eine Übersicht zur Veranschaulichung des Betriebsprinzips eines FMCW-Radarsystems zur Distanz- und/oder Geschwindigkeitsmessung gemäß einem oder mehreren Ausführungsbeispielen;
2 umfasst gemäß einem oder mehreren Ausführungsbeispielen zwei Zeitgebungsdiagramme zur Veranschaulichung der Frequenzmodulation (FM) eines HF-Signals, das von einem frequenzmodulierten Dauerstrich- (FMCW-; frequency-modulated continuous-wave) System erzeugt wird;
3 ist ein Blockdiagramm zur Veranschaulichung einer grundlegenden Struktur eines FMCW-Radarsystems gemäß einem oder mehreren Ausführungsbeispielen;
4 ist ein Schaltungsdiagramm zur Veranschaulichung eines vereinfachten Beispiels eines Radar-Sendeempfängers, insbesondere des HF-Frontends eines Radar-Sendeempfängers, gemäß einem oder mehreren Ausführungsbeispielen;
5 zeigt ein Beispiel für einen Radar-Sendeempfänger mit mehreren TX-Kanälen und mehreren RX-Kanälen gemäß einem oder mehreren Ausführungsbeispielen;
6 ist gemäß einem oder mehreren Ausführungsbeispielen ein Blockdiagramm, das ein Beispiel für eine MMIC darstellt;
7 ist gemäß einem oder mehreren Ausführungsbeispielen ein Blockdiagramm, das ein anderes Beispiel einer MMIC darstellt;
8 ist ein schematisches Blockdiagramm einer Radar-MMIC gemäß einem oder mehreren Ausführungsbeispielen;
9 ist ein schematisches Blockdiagramm einer Radar-MMIC gemäß einem oder mehreren Ausführungsbeispielen;
10 ist gemäß einem oder mehreren Ausführungsbeispielen ein Blockdiagramm zur Veranschaulichung eines Radarsystems, das eine Steuerung und eine Mehrzahl von kaskadierten MMICs umfasst.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
Nachfolgend werden Details ausgeführt, um eine ausführlichere Erklärung der beispielhaften Ausführungsbeispiele bereitzustellen. Für Fachleute auf dem Gebiet ist es jedoch offensichtlich, dass Ausführungsbeispiele ohne diese spezifischen Details ausgeführt werden können. In anderen Fällen sind bekannte Strukturen und Vorrichtungen in Blockdiagrammform oder in einer schematischen Ansicht und nicht im Detail gezeigt, um das Verunklaren der Ausführungsbeispiele zu vermeiden. Zusätzlich können Merkmale der unterschiedlichen hierin nachfolgend beschriebenen Ausführungsbeispiele miteinander kombiniert werden, außer dies ist spezifisch anderweitig angegeben.
Ferner werden äquivalente oder gleiche Elemente oder Elemente mit äquivalenter oder gleicher Funktionalität in der nachfolgenden Beschreibung mit äquivalenten oder gleichen Bezugszeichen bezeichnet. Da den gleichen oder funktional äquivalenten Elementen in den Figuren dieselben Bezugszeichen gegeben werden, kann eine wiederholte Beschreibung für Elemente, die mit denselben Bezugszeichen bereitgestellt sind, weggelassen werden. Somit sind Beschreibungen, die für Elemente mit denselben oder ähnlichen Bezugszeichen bereitgestellt sind, gegenseitig austauschbar.
Es wird darauf hingewiesen, dass, wenn ein Element als mit einem anderen Element „verbunden“ oder „gekoppelt“ bezeichnet wird, das Element direkt mit dem anderen Element verbunden oder gekoppelt sein kann oder Zwischenelemente vorhanden sein können. Wenn im Gegensatz ein Element als „direkt“ mit einem anderen Element „verbunden“ oder „gekoppelt“ bezeichnet wird, sind keine Zwischenelemente vorhanden. Sonstige zum Beschreiben des Verhältnisses zwischen Elementen benutzte Ausdrücke sollen auf gleichartige Weise ausgelegt werden (z. B. „zwischen“ gegenüber „direkt zwischen“, „benachbart“ gegenüber „direkt benachbart“ etc.).
Bei Ausführungsbeispielen, die hierin beschrieben oder in den Zeichnungen gezeigt sind, kann irgendeine direkte elektrische Verbindung oder Kopplung, d. h. irgendeine Verbindung oder Kopplung ohne zusätzliche dazwischen liegende Elemente, auch durch eine indirekte Verbindung oder Kopplung, d. h. eine Verbindung oder Kopplung mit einem oder mehreren zusätzlichen dazwischen liegenden Elementen, sein, oder umgekehrt, solange der allgemeine Zweck der Verbindung oder Kopplung, zum Beispiel das Übertragen einer bestimmten Art von Signal oder das Übertragen einer bestimmten Art von Information, im Wesentlichen beibehalten wird. Merkmale von unterschiedlichen Ausführungsbeispielen können kombiniert werden, um weitere Ausführungsbeispiele zu bilden. Zum Beispiel können Abänderungen oder Modifikationen, die in Bezug auf eines der Ausführungsbeispiele beschrieben sind, auch auf andere Ausführungsbeispiele anwendbar sein, außer dies ist anderweitig angegeben.
Der Begriff „im Wesentlichen“ kann hier verwendet werden, um kleine Fertigungstoleranzen (z. B. innerhalb von 5 %) zu berücksichtigen, die in der Industrie als akzeptabel gelten, ohne von den Aspekten der hier beschriebenen Ausführungsbeispiele abzuweichen.
In der vorliegenden Offenbarung können Ausdrücke, die Ordinalzahlen umfassen, wie beispielsweise „erste/r/s“, „zweite/r/s“ und/oder Ähnliches, verschiedene Elemente modifizieren.
Solche Elemente sind jedoch nicht durch die vorangehenden Ausdrücke begrenzt. Die obigen Ausdrücke schränken z. B. die Abfolge und/oder die Wichtigkeit der Elemente nicht ein. Die obigen Ausdrücke werden lediglich zum Zweck der Unterscheidung eines Elements von den anderen Elementen verwendet. Ein erstes Kästchen und ein zweites Kästchen zeigen z. B. unterschiedliche Kästchen an, obwohl beide Kästchen sind. Zum Beispiel könnte ein erstes Element als zweites Element bezeichnet und auf ähnliche Weise ein zweites Element als erstes Element bezeichnet werden, ohne von dem Schutzbereich der vorliegenden Offenbarung abzuweichen.
Ein oder mehrere Aspekte der vorliegenden Offenbarung können als ein nichtflüchtiges computerlesbares Aufzeichnungsmedium implementiert sein, das darauf aufgezeichnet ein Programm aufweist, das Verfahren/Algorithmen verkörpert, um den Prozessor anzuweisen, die Verfahren/Algorithmen auszuführen. Somit können auf einem nicht-flüchtigen, computerlesbaren Aufzeichnungsmedium elektronisch lesbare Steuersignale gespeichert sein, die mit einem programmierbaren Computersystem zusammenarbeiten (oder fähig zum Zusammenarbeiten sind), derart, dass die jeweiligen Verfahren/Algorithmen ausgeführt werden. Das nicht-flüchtige, computerlesbare Aufzeichnungsmedium kann z. B. eine CD-ROM, DVD, Blu-ray-Disc, ein RAM, ein ROM, ein PROM, ein EPROM, ein EEPROM, ein FLASH-Speicher oder eine elektronische Speichervorrichtung sein.
Jedes der Elemente der vorliegenden Offenbarung kann durch Implementieren dedizierter Hardware oder eines Softwareprogramms auf einem Speicher, der einen Prozessor steuert, ausgebildet sein, um die Funktionen von irgendeiner der Komponenten oder Kombinationen davon auszuführen. Irgendeine der Komponenten kann als eine zentrale Verarbeitungseinheit (CPU; central processing unit) oder ein anderer Prozessor, der ein Softwareprogramm von einem Aufzeichnungsmedium, wie beispielsweise einer Festplatte oder einem Halbleiter-Speicherbauelement, liest oder ausführt, implementiert sein. Zum Beispiel können Anweisungen durch einen oder mehrere Prozessoren ausgeführt werden, wie beispielsweise eine oder mehrere CPUs, digitale Signalprozessoren (DSPs), Allzweck-Mikroprozessoren, anwendungsspezifische integrierte Schaltungen (ASICs; application specific integrated circuits), feldprogrammierbare Logik-Arrays (FPGAs; field programmable logic arrays) oder eine andere äquivalente integrierte oder diskrete Logik-Schaltungsanordnung.
Dementsprechend bezieht sich der Ausdruck „Prozessor“ nach hiesigem Gebrauch auf irgendeine der vorangehenden Strukturen oder irgendeine andere Struktur, die für eine Implementierung der hierin beschriebenen Techniken geeignet ist. Eine Steuerung, die Hardware umfasst, kann auch eine oder mehrere der Techniken dieser Offenbarung ausführen. Eine Steuerung, die einen oder mehrere Prozessoren umfasst, kann elektrische Signale und digitale Algorithmen verwenden, um ihre rezeptiven, analytischen und Steuerfunktionen auszuführen, die ferner korrektive Funktionen umfassen können. Solche Hardware, Software oder Firmware kann innerhalb der gleichen Vorrichtung oder innerhalb separater Vorrichtungen implementiert sein, um die verschiedenen Techniken zu unterstützen, die in dieser Offenbarung beschrieben sind.
Eine Signalverarbeitungsschaltung und/oder eine Signalkonditionierungsschaltung kann ein oder mehrere Signale von einer oder mehreren Komponenten empfangen und darauf eine Signalkonditionierung oder -verarbeitung durchführen. Signalkonditionierung, nach hiesigem Gebrauch, bezieht sich auf das Manipulieren eines Signals auf solche Weise, dass das Signal die Anforderungen einer nächsten Stufe zur weiteren Verarbeitung erfüllt. Signalkonditionierung kann das Umwandeln von analog zu digital (z. B. über einen Analog-zu-Digital-Wandler), Verstärkung, Filtern, Umwandeln, Vorspannen (Biasing), Bereichsanpassung, Isolation und irgendwelche anderen Prozesse umfassen, die erforderlich sind, um ein Signal nach einem Konditionieren geeignet zur Verarbeitung zu machen.
Somit kann eine Signalverarbeitungsschaltung einen Analog-zu-Digital-Wandler (ADC; analogto-digital converter) umfassen, der das analoge Signal aus dem einen oder den mehreren Sensorelementen in ein digitales Signal umwandelt. Die Signalverarbeitungsschaltung kann auch einen digitalen Signalprozessor (DSP) umfassen, der etwas Verarbeitung auf dem digitalen Signal ausführt.
Ausführungsbeispiele werden nachfolgend im Zusammenhang eines Radarsystems erörtert. Es wird jedoch darauf hingewiesen, dass die beschriebenen Ausführungsbeispiele auch in Anwendungen angewendet werden können, die sich von Radar unterscheiden, wie beispielsweise HF-Sendeempfänger von HF-Kommunikationsvorrichtungen.
1 stellt gemäß einem oder mehreren Ausführungsbeispielen ein frequenzmoduliertes Dauerstrich- (FMCW-) Radarsystem dar. Die Radarvorrichtung 1 weist getrennte Sende- (TX-) und Empfang (RX-) Antennen 5 und 6 auf, die als bistatische oder pseudomonostatische Radarkonfiguration bezeichnet werden. Es wird jedoch darauf hingewiesen, dass auch eine einzige Antenne verwendet werden kann, die gleichzeitig als Sendeantenne und als Empfangsantenne dient (monostatische Radarkonfiguration). Es wird darauf hingewiesen, dass „(t)“ ein analoges Signal bezeichnet, das als ununterbrochene Welle (Dauerstrich; continuous wave) definiert ist, die sich über eine Zeitperiode t ändern kann, und „(k)“ ein digitales Signal bezeichnet, das als diskrete Welle definiert ist, wobei k eine Ganzzahl ist und einen k-ten digitalen Abtastwert oder ein digitales Signal mit k digitalen Abtastwerten darstellen kann. Ein Signal kann jeweils mit oder ohne seinen Analoger- oder Digitaler-Bereichs-Identifizierer (t) und (k) dargestellt werden.
Die Sendeantenne 5 strahlt durchgehend ein HF-Signal sRF(t) ab, das zum Beispiel durch ein periodisches, lineares Frequenzrampensignal (auch als Frequenzsweep- oder Chirp-Signal bezeichnet) frequenzmoduliert wird. Das durchgehende HF-Signal SRF(t) kann zum Beispiel mit einer Art Sägezahnsignal frequenzmoduliert werden. Das gesendete Signal SRF(t) wird an einem Ziel T zurückgestreut, das in dem Radarkanal innerhalb des Messbereichs der Radarvorrichtung positioniert ist. Das zurückgestreute Signal yRF(t) ist ein reflektiertes Signal (Echosignal) und wird von der Empfangsantenne 6 empfangen. Bei dem dargestellten Beispiel wird das rückgestreute Signal als yRF(t) bezeichnet.
Es wird darauf hingewiesen, dass 1 ein vereinfachtes Beispiel zeigt. In der Praxis sind Radarsensoren Systeme mit mehreren Sende- (TX-) und Empfangs- (RX-) Kanälen, um auch in der Lage zu sein, den Einfallswinkel (Direction of Arrival, DoA) des rückgestreuten/reflektierten Signals bestimmen zu können y_RF(t) und somit das Radarziel T genauer zu lokalisieren.
2 stellt die erwähnte Frequenzmodulation des Signals SRF(t) gemäß einem oder mehreren Ausführungsbeispielen dar. Wie in 2 gezeigt, kann das Signal SRF(t) aus einer Reihe von „Chirps“ zusammengesetzt sein, d. h. das Signal SRF(t) umfasst eine Folge von sinusförmigen Signalprofilen (Wellenformen) mit steigender Frequenz (Up-Chirp) oder fallender Frequenz (Down-Chirp). Bei dem vorliegenden Beispiel steigt die Momentanfrequenz f(t) eines Chirps linear an, beginnend bei einer Startfrequenz fSTART bis zu einer Stoppfrequenz fSTOP innerhalb eines Zeitintervalls TRAMP. Solche Chirps werden auch als lineare Frequenzrampen bezeichnet. Eine Mehrzahl von Rampen kann einen Radarrahmen (Radar-Frame) bilden, der auch als Radarbetriebszyklus bezeichnet werden kann. Ein Radarbetriebszyklus kann beispielsweise mehrere hundert Radarrampen (Sweeps) umfassen, die insgesamt bis zu 10-30 ms dauern. Eine Rahmenlänge des Radarrahmens entspricht einem Radarbetriebszyklus. Es ist auch zu beachten, dass aufeinanderfolgende Rampen eine kurze Pause dazwischen aufweisen und eine längere Pause zwischen aufeinanderfolgenden Radarrahmen verwendet werden kann.
Es wird darauf hingewiesen, dass die Startfrequenz fSTART und Stoppfrequenz fSTOP der Rampen innerhalb eines Frequenzbandes mit der Minimalfrequenz Fmin und der Maximalfrequenz Fmax sein können. Somit definieren Frequenz Fmin und Frequenz Fmax einen Betriebsfrequenzbereich oder das für die Rampensignale nutzbare Frequenzband und damit den Frequenzbereich oder das Frequenzband der Radaranwendung der Radar-MMIC. Bei einigen Ausführungsbeispielen kann der Frequenzbereich, der durch eine einzelne Rampe mit Start- und Stoppfrequenzen fSTART und fSTOP definiert wird, kleiner sein als das nutzbare Frequenzband. Alle Rampen, die im Betrieb erzeugt werden, liegen jedoch zwischen den Frequenzen Fmin und Fmax des Radarbandes, das für die Erzeugung der Rampensignale verwendet wird.
2 veranschaulicht drei identische lineare Frequenzrampen. Es wird jedoch darauf hingewiesen, dass die Parameter fSTART, fSTOP, TTRAMP sowie die Pause zwischen den individuellen Frequenzrampen abhängig von der tatsächlichen Implementierung und Verwendung der Radarvorrichtung 1 variieren können. In der Praxis kann die Frequenzvariation zum Beispiel linear (lineare Rampe, Frequenzrampe), exponentiell (exponentielle Rampe) oder hyperbolisch (hyperbolische Rampe) sein. Bei einigen Ausführungsbeispielen kann die Frequenz während der Zeit TRAMP abnehmen statt zunehmen. Bei anderen Ausführungsbeispielen kann ferner die Mittenfrequenz jeder Rampe (und damit fSTART und fSTOP) variieren (z. B. von Rampe zu Rampe oder nach dem Detektieren einer Interferenz), um die Verwendung des gesamten oder eines Teils des Frequenzbandes zu ermöglichen. Bei einem Beispiel weist das Frequenzband eine Minimalfrequenz Fmin von 76 GHz und eine Maximalfrequenz Fmax von 81 Ghz auf. Andere Parameter, wie z. B. die Phase, können auch für jeden Chirp individuell eingestellt werden.
Bei einer Messung wird eine Folge von Frequenzrampen gesendet und das daraus resultierende Echosignal in dem Basisband oder in dem Zwischenfrequenzband ausgewertet, um ein oder mehrere Radarziele zu detektieren.
3 ist ein Blockdiagramm, das gemäß einem oder mehreren Ausführungsbeispielen eine mögliche Struktur einer Radarvorrichtung 1 (Radarsensor) auf beispielhafte Weise darstellt. Dementsprechend sind zumindest eine Sendeantenne 5 (TX-Antenne) und zumindest eine Empfangsantenne 6 (RX-Antenne) mit einem in einen Chip integrierten HF-Frontend 10 verbunden, das alle für die HF-Signalverarbeitung erforderlichen Schaltungskomponenten umfassen kann. Diese Schaltungskomponenten umfassen beispielsweise einen Lokaloszillator (LO), HF-Leistungsverstärker, rauscharme Verstärker (LNA), Richtkoppler (z. B. Rat-Race-Koppler, Zirkulatoren usw.) und Mischer für die Abwärtsmischung der HF-Signale (z. B. das empfangene Signal yRF(t), siehe 1) in das Basisband oder ein Zwischenfrequenz- (IF-) Band. Das HF-Frontend 10 kann - ggf. zusammen mit weiteren Schaltungskomponenten - in einen Chip integriert werden, der üblicherweise als monolithisch integrierte Mikrowellenschaltung (MMIC; monolithically microwave integrated circuit) bezeichnet wird. Dementsprechend werden die Elemente 10, 20, 30 und 40 als in die MMIC 100 integriert gezeigt.
Es wird darauf hingewiesen, dass das Basisband je nach der Implementierung manchmal auch als Zwischenfrequenz- (IF-) Band bezeichnet wird. Im Folgenden wird nicht weiter zwischen Basisband und IF-Band unterschieden, und es wird nur der Begriff Basisband verwendet. Basisbandsignale sind diejenigen Signale, auf deren Grundlage die Detektion von Radarzielen ausgeführt wird.
Das abgebildete Beispiel zeigt ein bistatisches (oder pseudo-monostatisches) Radarsystem, das separate RX- und TX-Antennen aufweist. Im Fall eines monostatischen Radarsystems würde dieselbe Antenne sowohl zum Senden als auch zum Empfangen der elektromagnetischen (Radar-)Signale verwendet. In diesem Fall kann z. B. ein Richtkoppler (z. B. ein Zirkulator) verwendet werden, um die zu sendenden HF-Signale von den empfangenen HF-Signalen (Radarechosignale) zu trennen. Wie bereits erwähnt, weisen Radarsysteme in der Praxis in der Regel mehrere Sende- und Empfangskanäle mit mehreren Sende- und Empfangsantennen (Antennenarrays) auf, was u. a. die Messung der Richtung (DoA) ermöglicht, aus der die Radarechos empfangen werden. In solchen Mehrfach-Eingang-Mehrfach-Ausgang- (MIMO-) Systemen sind die einzelnen TX-Kanäle und RX-Kanäle in der Regel von gleichem oder einem ähnlichen Entwurf und können über mehrere integrierte Schaltungen (MMICs) verteilt werden.
In dem Fall eines FMCW-Radarsystems können die über die TX-Antenne 5 gesendeten HF-Signale z. B. in dem Bereich von ca. 20 GHz bis 100 GHz sein (z. B. in dem Bereich von ca. 76-81 GHz bei vielen Anwendungen). Wie bereits erwähnt, umfasst das von der RX-Antenne 6 empfangene HF-Signal die Radarechos (Chirp-Echosignale), d. h. diejenigen Signalkomponenten, die von einem oder mehreren Radarzielen zurückgestreut werden.
Das empfangene HF-Signal yRF(t) wird zu dem Basisband abwärtsgemischt und im Basisband mittels analoger Signalverarbeitung weiterverarbeitet (siehe 3, analoge Basisband-Signalverarbeitungskette 20). Die genannte analoge Signalverarbeitung umfasst im Wesentlichen eine Filterung und gegebenenfalls eine Verstärkung des Basisbandsignals. Das Basisbandsignal wird schließlich digitalisiert (siehe 3, Analog-zu-Digital-Wandler 30) und wird in dem digitalen Bereich von einem Signalprozessor (z. B. einer Recheneinheit 40) weiterverarbeitet. Aus diesem Grund kann die Basisband-Signalverarbeitungskette 20 im Allgemeinen auch als analoge Signalverarbeitungskette 20 bezeichnet werden, der eine digitale Signalverarbeitungskette folgt. Die digitale Signalverarbeitungskette kann zumindest teilweise als Software implementiert werden, die auf einem Prozessor (siehe 3, Recheneinheit 40), z. B. einem Mikrocontroller oder einem digitalen Signalprozessor, ausgeführt werden kann.
Das Gesamtsystem wird mittels einer Systemsteuerung 50 gesteuert, die ebenfalls zumindest teilweise als Software implementiert sein kann, die auf einem Prozessor wie z.B. einem Mikrocontroller ausgeführt wird. Das HF-Frontend 10 und die analoge Basisband-Signalverarbeitungskette 20 und auch der Analog-zu-Digital-Wandler 30 und optional auch die Recheneinheit 40 (oder Teile davon) können zusammen in einer einzigen MMIC (d. h. auf einem HF-Halbleiterchip) integriert werden. Alternativ dazu können die einzelnen Komponenten auch über mehrere MMICs verteilt werden. Die Recheneinheit 40 oder Teile davon können in der Systemsteuerung 50 umfasst sein.
Bei den hier beschriebenen Beispielen bezeichnet der Begriff „Recheneinheit“ irgendeine Struktur oder Gruppe funktionaler Einheiten, die für die Ausführung der notwendigen Funktionen (Berechnungen) entworfen sind. Eine Recheneinheit kann einen oder mehrere Prozessoren umfassen, die entworfen sind, um Software-/Firmware-Anweisungen auszuführen. Die Recheneinheit kann jedoch (zusätzlich oder alternativ) auch fest verdrahtete Hardwareeinheiten aufweisen, die insbesondere entworfen sind, um bestimmte Berechnungen schnell auszuführen (z. B. Konstante-Falschalarmrate- (CFAR-; constant false alarm rate) Algorithmus oder eine schnelle Fourier-Transformation (FFT) usw.). Es ist nicht zwingen erforderlich, dass die Recheneinheit in einen Chip integriert ist, sondern sie kann auch über mehrere Chips verteilt sein.
Die Systemsteuerung 50 kann in einem separaten Chip integriert sein und entworfen sein, um mit der MMIC 100 (oder mehreren MMICs) über eine oder mehrere Kommunikationsverbindungen zu kommunizieren. Geeignete Kommunikationsverbindungen sind z. B. ein Serial Peripheral Interface- (SPI-; Serielle-Periphere-Schnittstelle-) Bus oder Low-Voltage Differential Signaling (LVDS; Niederspannungs-Differenzialsignalisierung) gemäß dem Standard TIA/EIA-644. Teile der vorgenannten Recheneinheit können in die Systemsteuerung 50 integriert werden. Die Recheneinheit oder Teile davon können auch in der Radar-MMIC 100 integriert werden.
4 zeigt detaillierter eine beispielhafte Implementierung eines Radar-Sendeempfängers 1 gemäß dem Beispiel aus 3. Bei dem vorliegenden Beispiel ist insbesondere das HF-Frontend 10 des Radar-Sendeempfängers 1 gezeigt. Es wird darauf hingewiesen, dass 5 ein vereinfachtes Schaltungsdiagramm darstellt, um die Grundstruktur des HF-Frontends 10 mit einem Sendekanal (TX-Kanal TX1) und einem Empfangskanal (RX-Kanal RX1) zu zeigen. Wie bereits erwähnt, sind tatsächliche Implementierungen, die stark von der spezifischen Anwendung abhängen können, in der Regel komplexer und weisen mehrere TX- und/oder RX-Kanäle auf, die auch in verschiedene MMICs integriert werden können. Die Schreibweise TXi bezeichnet also den i-ten TX-Kanal von N TX-Kanälen, wobei N irgendeine Ganzzahl ist. In ähnlicher Weise bezeichnet die Schreibweise RXj den j-ten RX-Kanal von M RX-Kanälen, wobei M irgendeine Ganzzahl ist.
Das HF-Frontend 10 umfasst einen Lokaloszillator 101 (LO), der ein HF-Oszillatorsignal S_LO(t) erzeugt. Das HF-Oszillatorsignal S_LO(t) ist während des Betriebs frequenzmoduliert - wie oben unter Bezugnahme auf 2 beschrieben - und wird auch als LO-Signal oder Referenzsignal bezeichnet. Bei Radaranwendungen ist das LO-Signal in der Regel in dem Superhochfrequenz-(SHF-) oder Extremhochfrequenz- (EHF-) Band, z. B. in dem Bereich von 76 GHz bis 81 GHz bei vielen Automobilanwendungen. Eine ganze Reihe von Radarsystemen arbeitet auch in dem 24-GHz-ISM- (Industrie-Wissenschaft- und Medizin-; industrial, scientific and medical) Band. Das LO-Signal kann auch bei einer niedrigeren Frequenz erzeugt und dann unter Verwendung von Frequenzmultiplikationseinheiten aufwärtsgewandelt werden.
Der Lokaloszillator 101 kann auf dem Chip bereitgestellt sein, der Lokaloszillator 101 kann auch außerhalb davon bereitgestellt sein. Beispielsweise kann das LO-Signal von einem externen Lokaloszillator bereitgestellt werden, und das LO-Signal kann an die MMIC 100 von einer anderen MMIC in einer Master/Slave-Beziehung bereitgestellt werden. Insbesondere kann die MMIC 100 Teil eines MIMO-Radarsystems sein, das eine Mehrzahl von gekoppelten (kaskadierten) MMICs umfasst, wobei eine der MMICs als Master-MMIC ausgebildet ist und die verbleibenden MMICs sind als Slave-MMICs ausgebildet. Jeder der MMICs kann einen Lokaloszillator (LO) umfassen, der ein HF-Oszillatorsignal S_LO(t) erzeugt. Für den Betrieb des MIMO-Radarsystems ist es jedoch von Vorteil, wenn von den MMICs verwendete LO-Signale kohärent sind. Daher wird das LO-Signal in einer MIMIC -- der Master-MMIC -- erzeugt und eine Darstellung des LO-Signals wird an die Slave-MMICs verteilt. Die Darstellung kann beispielsweise mit dem LO-Signal identisch sein, oder die Darstellung kann ein frequenzgeteiltes Signal sein, das dann an jeder MMIC durch Frequenzmultiplikation rekonstruiert wird. Während im Folgenden eine Verteilung des LO-Signals beschrieben wird, wird darauf hingewiesen, dass das Folgende auch auf eine frequenzgeteilte Verteilung des LO-Signals angewendet werden kann. Bei einigen Ausführungsbeispielen könnte die Master-MMIC das LO-Signal auch verwenden, um sich selbst über eine Signalschleife zu speisen, um sicherzustellen, dass das LO-Signal zwischen dem Master- und den Slave-MMICs gleichmäßig verzögert wird.
Das LO-Signal S_LO(t) wird sowohl in dem Sendesignalpfad TX1 (in dem TX-Kanal) als auch in dem Empfangssignalpfad RX1 (in dem RX-Kanal) verarbeitet. Das von der TX-Antenne 5 gesendete Sendesignal S_RF(t) (d. h. das ausgehende Radarsignal) wird durch Verstärkung des LO-Signals S_LO(t) erzeugt, z. B. mit Hilfe des HF-Leistungsverstärkers 102, und ist daher lediglich eine verstärkte und möglicherweise phasenverschobene Version (siehe Phasenschieber 105) des LO-Signals S_LO(t). Der Ausgang des Verstärkers 102 kann mit der TX-Antenne 5 gekoppelt werden (im Falle einer bistatischen/pseudomonostatischen Radarkonfiguration). Das von der RX-Antenne 6 empfangene Empfangssignal y_RF(t) wird an die Empfängerschaltung in dem RX-Kanal und damit direkt oder indirekt an den HF-Port 21 des Mischers 104 geliefert. Bei dem vorliegenden Beispiel wird das HF-Empfangenes-Signal y_RF(t) (Antennensignal) mit Hilfe des Verstärkers 103 mit der Verstärkung g vorverstärkt. Der Mischer 104 empfängt somit das verstärkte empfangene HF-Signal g·y_RF(t). Der Verstärker 103 kann z. B. ein rauscharmer Verstärker (LNA) sein.
Der Referenzport 22 des Mischers 104 wird mit dem LO-Signal S_LO(t) versorgt, sodass der Mischer 104 das (vorverstärkte) HF-Empfangenes-Signal y_RF(t) auf das Basisband (oder das IF-Band) abwärtsmischt. Das abwärtsgemischte Basisbandsignal (Mischer-Ausgangssignal) wird mit y_BB(t) bezeichnet. Dieses Basisbandsignal y_BB(t) wird von der analogen Basisbandsignalverarbeitungskette 20 analog weiterverarbeitet, was im Wesentlichen eine Verstärkung und eine Filterung (z. B. Bandpass- oder Hochpassfilterung) verursacht, um z. B. unerwünschte Seitenbänder und Bildfrequenzen zu unterdrücken. Das resultierende analoge Ausgangssignal wird mit y(t) bezeichnet und wir an einen Analog-zu-Digital-Wandler geliefert (siehe 3, ADC 30). Der ADC 30 wandelt das analoge Ausgangssignal y(t) in ein digitales Ausgangssignal y[k] um, das über einen Signalprozessor (z. B. DSP 40) einer weiteren digitalen Nachbearbeitung unterzogen wird. Verfahren zur digitalen Weiterverarbeitung des digitalisierten Ausgangssignals (digitales Radarsignal y[k]) sind an sich bekannt (z. B. Entfernungs-/ Doppler-Analyse) und werden daher hier nicht detaillierter erörtert.
Bei dem vorliegenden Beispiel mischt der Mischer 104 das vorverstärkte HF-Empfangene-Signal g·y_RF(t) (d. h. das verstärkte Antennensignal) zum Basisband abwärts. Die Umwandlung kann in einer Stufe (d. h. von dem HF-Band direkt zum Basisband) oder über eine oder mehrere Zwischenstufen (d. h. von dem HF-Band zu einem Zwischenfrequenzband und weiter zum Basisband) stattfinden. In diesem Fall umfasst der Empfangsmischer 104 praktisch mehrere, in Reihe geschaltete einzelne Mischstufen. Zusätzlich kann die Mischstufe einen IQ-Mischer umfassen, der zwei Basisbandsignale (In-Phasen- und Quadratur-Signale) erzeugt, die als Realteil und Imaginärteil eines komplexen Basisbandsignals interpretiert werden können.
Wie in 4 gezeigt ist, empfängt die Empfangsantenne 6 des Empfangskanals RX1 eine Überlagerung umfassend das von dem Ziel T reflektierte Signal _RF,T(t) und ein direktes Übersprechen von der Sendeantenne 5, das auch als Lecksignal _yRF,L(t) bezeichnet wird. Reflexionen von einem Objekt, das sich direkt vor den Antennen (manchmal auch „Blocker“ genannt) befindet, werden hier auch als Übersprechen bezeichnet und tragen in gleichem Maße zu dem Lecksignal bei. Beide Signale _yRF,T(t) und _yRF,L(t) sind wesentlich verzögerte und abgeschwächte Versionen des Ausgangssignals S_RF(t) des Sendekanals TX1. Die Zeitverzögerung zwischen dem Ausgangssignal S_RF(t) des Sendekanals TX1 und dem empfangenen Lecksignal _yRF,L(t) (Übersprechen) ist relativ gering (im Vergleich zu der Zeitverzögerung des Echosignals _yRF,T(t) von dem Ziel). In dem normalen Radarmodus verursacht das Lecksignal _yRF,L(t) daher eine entsprechend niederfrequente Komponente in dem Basisbandsignal y_BB(t), und diese niederfrequente Komponente des Basisbandsignals y_BB(t) wird in der Basisbandsignalverarbeitungskette 20 unterdrückt. Zu diesem Zweck kann die Basisbandsignalverarbeitungskette 20 ein Bandpassfilter oder ein Hochpassfilter mit einer geeigneten Grenzfrequenz aufweisen.
5 zeigt ein Beispiel für einen Radar-Sendeempfänger mit einer Vielzahl von TX-Kanälen und RX-Kanälen, von denen drei TX-Kanäle TX1, TX2 und TX3 und ein RX-Kanal RX1 beispielhaft dargestellt sind. Der RX-Kanal RX1 stellt beispielsweise eine Vielzahl von RX-Kanälen RX1, RX2, RX3 usw. dar, die alle von der gleichen Entwurfsart sein können. Die TX-Kanäle TX1, TX2 und TX3 sind im Wesentlichen von dem gleichen Entwurf wie bei dem Beispiel aus 4 und es wird auf die obige Beschreibung verwiesen, um Wiederholungen zu vermeiden. Das Gleiche gilt für den RX-Kanal RX1. Die Einstellungen der Phasen ΦTX1, ΦTX2 und ΦTX3 der Phasenschieber 105 in den Sendekanälen TX1, TX2 und TX3 können von der Systemsteuerung 50 ausgeführt werden. Die Systemsteuerung 50 kann die Einstellungen der Phasen ΦTX1, ΦTX2 und ΦTX3 der Phasenschieber 105 basierend auf einer Überwachung der Sendekanäle und insbesondere basierend auf den Phasen der Sendesignale sowie basierend auf einer von dem DSP 40 durchgeführten digitalen Nachverarbeitungsanalyse anpassen. Beispielsweise ist der DPS 40 und/oder die Systemsteuerung 50 ausgebildet, eine mögliche Fehlanpassung der TX-Kanalphasen ΦTX1, ΦTX2 und ΦTX3 zu detektieren. Für den Fall, dass die gemessenen Phasen ΦTX1, ΦTX2 und ΦTX3 von einer gewünschten Einstellung abweichen, können kompensierte Phaseninformationen von der DPS 40 und/oder der Systemsteuerung 50 erzeugt werden und an die Phasenschieber 105 bereitgestellt werden, um die Abweichung durch Hinzufügen zusätzlicher Phasenverschiebungen zu kompensieren Δ_φTX01, Δ_φTX02, and Δ_φTX03 (siehe auch Phaseshift_TX in 8).
Das System von 5 kann auch einen weiteren LO-Phasenschieber 109 aufweisen, der entworfen ist, die Phase des LO-Signals S_LO(t) zu verschieben, bevor Letzteres während eines Radarbetriebs (d. h. außerhalb eines TX/RX-Überwachungsbetriebs) an den RX-Kanal RX1 geliefert wird. Das heißt, dass der Phasenschieber 109 zwischen dem Lokaloszillator 101 und dem Empfangskanal RX1 verbunden ist. Das phasenverschobene LO-Signal, das an die RX-Kanäle geliefert wird, wird mit S_LO'(t) bezeichnet. Der Phasenschieber 109, der entworfen ist, um das LO-Signal S_LO(t) um einen Phasenversatz Φ_LO zu verzögern, ist optional und ist möglicherweise nicht vorhanden. Falls vorhanden, wird der Phasenschieber 109 in der Regel während einer RX-Überwachung nicht aktiviert. Während der RX-Überwachung eines Empfangskanals führt der Phasenschieber 109 also keine Funktion aus, und das LO-Signal S_LO(t) wird einfach ohne Phasenverschiebung durchgelassen. Anders ausgedrückt, während der RX-Überwachung eines Empfangskanals empfängt der Mischer 104 das LO-Signal S_LO(t) an einem seiner Referenzports 22. Während der RX-Überwachung wird S_LO'(t) mit S_LO(t) gleichgesetzt - daher werden beide auf dem Signalpfad 18 angezeigt, und je nach dem Betriebsmodus (d. h. Radarbetrieb oder Überwachungsbetrieb) kann einer der beiden vorhanden sein.
6 ist gemäß einem oder mehreren Ausführungsbeispielen ein Blockdiagramm, das ein Beispiel für eine Sendeschaltungsanordnung einer MMIC 100 darstellt. Die MMIC 100 umfasst eine Überwachungsschaltungsanordnung 150, die ausgebildet ist, mehrere HF-Kanäle, umfassend Sende- (TX-) Kanäle und Empfangs- (RX-) Kanäle, durch Testen und Analyse zu überwachen. Beispielsweise kann die Überwachungsschaltungsanordnung 150 ausgebildet sein, die Phase und/oder Amplitude jedes HF-Signals jedes jeweiligen HF-Kanals auszuwerten. Insbesondere zeigt 6 zeigt einen Abschnitt der Überwachungsschaltungsanordnung 150, der verwendet wird, das LO-Signals SLO(t) und die TX-Kanäle zu überwachen. Im Gegensatz dazu zeigt 7 einen Abschnitt der Überwachungsschaltungsanordnung 150, der verwendet wird, RX-Kanäle zu überwachen. Daher sollen 6 und 7 für die vollständige Überwachung des LO-Signals SLO(t), der Sendesignale und der Empfangssignale der MMIC 100 kombiniert werden. Somit sind die in 6 und 7 gezeigten Abschnitte der Überwachungsschaltungsanordnung 150 in eine Schaltung integriert.
Bei diesem Beispiel werden zwei TX-Kanäle TX01 und TX02 eines Radarsensors gezeigt, die jeweils ausgebildet sind, jeweilige HF-Ausgangssignale zu erzeugen. Das Konzept kann auf ein System mit einer Anzahl von N TX-Kanälen verallgemeinert werden, wobei N irgendeine Ganzzahl ist. Während die RX-Kanäle bei diesem Ausführungsbeispiel nicht gezeigt sind, versteht es sich, dass eine Anzahl M von RX-Kanälen auch umfasst sein kann, wie im Folgenden näher beschrieben wird, wobei M irgendeine Ganzzahl ist.
Bei dem vorliegenden Beispiel ist jeder Kanal TX01 und TX02 ausgebildet, an seinem Eingang ein HF-Oszillatorsignal S_LO(t) zu empfangen, das von einem Lokaloszillator 101 bereitgestellt werden kann. Das HF-Oszillatorsignal S_LO(t) ist als Dauerstrichsignal ausgebildet. Das LO-Signal S_LO(t) wird in dem Sendesignalpfad eines oder mehrerer TX-Kanäle verarbeitet, um ein Dauerstrich-Sendesignal zu erzeugen, das von der TX-Antenne 5 abgestrahlt wird.
Jeder Kanal TX01 und TX02 kann einen Phasenschieber 105 umfassen, um auf die Kanäle unterschiedliche Phaseneinstellungen anzuwenden. So kann beispielsweise jeder Phasenschieber 105 die von den Kanälen verursachten Gesamtphasenverzögerungen manipulieren. Die HF-Ausgangssignale der Kanäle TX01 und TX02 werden wie folgt jeweils als s_TX01(t) und s_TX02(t) bezeichnet. In jedem Kanal TX01 und TX02 umfasst der Signalpfad von dem Eingang zu dem Ausgang Signalleitungen und eine oder mehrere Schaltungskomponenten, die eine Phasenverzögerung (phase lag) verursachen können. Folglich können die Ausgangssignale wie folgt geschrieben werden: $s_{T X 01} (t) = A_{T X 01} \cdot cos (2 π ƒ_{L O} t + φ_{T X 01} + Δ φ_{T X 01})$
$s_{T X 02} (t) = A_{T X 02} \cdot cos (2 π ƒ_{L O} t + φ_{T X 02} + Δ φ_{T X 02})$
Dabei bezeichnen die Variablen A_TX01 und A_TX02 die Amplituden der HF-Ausgangssignale s_TX01(t) und s_TX02(t), und die Frequenz ƒ_LO ist die Frequenz des HF-Oszillatorsignals S_LO(t). Die Phasen φ_TX01 und φ_TX02 stellen die Phasenverzögerung dar, die von den Kanälen TX01-TX03 jeweils verursacht wird, ohne Berücksichtigung der Phasenschieber 105, während Δφ_TX01 und Δφ_TX02 die zusätzlichen Phasenverschiebungen bezeichnen, die durch die Phasenschieber 105 verursacht werden. Nach hiesigem Gebrauch ist Δφ_TXi die durch einen Phasenschieber 105 auf dem HF-Kanal TXi verursachte Phasenverschiebung und φ_TXi ist die durch weitere Schaltungskomponenten in dem Signalpfad von dem Lokaloszillator 101 zun dem Ausgang des HF-Kanals TXi verursachte Phasenverschiebung. A_TXi bezeichnet die Amplitude des Ausgangssignals s_Txi (t). Alle Phasen sind auf die Phase des Eingangs-HF-Oszillatorsignals S_LO(t) bezogen. Diese Phase kann als Referenzphase bezeichnet werden.
An dieser Stelle wird darauf hingewiesen, dass die Phasen sowie die Amplituden stark von den Betriebsbedingungen des Systems abhängen. Je nachdem, welcher der TX-Kanäle aktiv ist, variiert beispielsweise die Temperatur des Chips (z. B. der MMIC) aufgrund der in dem/den aktiven Kanal/Kanälen verursachten Leistungsverluste. Wenn zwei oder mehr TX-Kanäle aktiv sind (d. h. ein HF-Signal ausgeben), ist die Temperatur anders als verglichen mit dem Fall, in dem nur ein TX-Kanal aktiv ist. Amplituden und Phasen der HF-Ausgangssignale s_TX01(t) und s_TX02 (t) sind temperaturabhängig.
Bei Strahlformungsanwendungen (bei denen die Ergebnisse der Amplituden- und Phasenmessung verwendet werden) können beispielsweise die Kanäle TX01 und TX02 aktiv sein (senden), was verursacht, dass die Temperatur auf einen bestimmten Wert und somit bestimmte Amplituden- und Phasenwerte ansteigt. Amplituden- und Werteverschiebungen, die in einer Konfiguration gemessen werden, in der nur einer der Kanäle (TX01, TX02 oder TXi) aktiv ist, wären anders und damit inkorrekt (da die Konfiguration mit nur einem aktiven Kanal nicht der Strahlformungsanwendung ähnelt). Daher kann es wichtig sein, die Messung von Amplituden- und Phasenwerten zu ermöglichen, während beide Kanäle aktiv sind.
Wie bereits erwähnt, umfasst jeder Kanal TX01-TXN einen Phasenschieber 105, der ausgebildet ist, zusätzliche Phasenverschiebungswerte Δ_φTX01, Δφ_TX02, and Δφ_Txi (Phasenverzögerungen) zu erzeugen, die zu den Phasen der HF-Ausgangssignale s_TX01(t), s_TX02(t), and s_TXi(t) beitragen. Außerdem kann jeder Kanal TX01-TXi einen HF-Verstärker 102 (z. B. einen Leistungsverstärker (PA)) umfassen. In diesem Fall hängen die Amplituden A_TX01, A_TX02 und A_Txi der HF-Ausgangssignale s_TX01(t), s_TX02(t) und s_TXi(t) von den Verstärkungen der HF-Verstärker 102 ab. Gemäß einem konkreten Beispiel können die Phasenschieber 105 unter Verwendung von IQ-Modulatoren (In-Phasen/Quadratur-Modulatoren, auch Quadratur-Modulatoren genannt) implementiert werden. Digital-zu-Analog-Wandler (nicht gezeigt) können verwendet werden, um digitale Werte, die die Phasenverschiebungswerte Δ_φTX01, Δφ_TX02, and Δφ_TXi darstellen, in analoge Signale umzuwandeln, die die IQ-Modulatoren (Phasenschieber 105) steuern (oder anpassen).
Bei einigen Anwendungen (z. B. bei der Systemsteuerung 50 oder einem Radarsensor, siehe 3) kann es wünschenswert sein, die Phasen der HF-Ausgangssignale der verschiedenen Kanäle zu kennen, z. B. relativ zueinander oder relativ zu einer Referenzphase (d. h. der Phase des HF-Eingangsoszillatorsignals S_LO(t)). Die Kanäle TX01-TXN können zum Beispiel Sendekanäle einer Radarsensorvorrichtung sein, und die Phasen der HF-Ausgangssignale werden auf bestimmte Werte abgestimmt, um die digitale Strahlformung zu implementieren. Da die absoluten Phasenverzögerungen, die durch die in den Kanälen TX01-TXN umfassten Schaltungskomponenten (z. B. die Verstärker 102) verursacht werden, temperaturabhängig sein können und auch Produktionstoleranzen und Alterung unterliegen können, ist es erforderlich, dass die jeweiligen Phasen φ_TX01, φ_TX02 und φ_TXi abgestimmt oder überwacht werden, was durch die in den Kanälen TX01-TXi umfassten Phasenschieber 105 erreicht werden kann.
Um in der Lage zu sein, die Phasen φ_TX01 und φ_TX02 der HF-Ausgangssignale s_TX01 (t) und s_TX02(t) zu überwachen, ist eine Überwachungsschaltungsanordnung 150 (z. B. mit Phasenschieber 106 und Phasenmischer 107) bereitgestellt, die verwendet wird, die Phasen φ_TX01 und φ_TX02 zu erfassen und damit eine mögliche Fehlanpassung der Phasen zu detektieren. Für den Fall, dass die gemessenen Phasen φ_TX01 und φ_TX02 von einer gewünschten Einstellung abweichen, können die Phasenschieber 105 verwendet werden, um die Abweichung durch Hinzufügen zusätzlicher Phasenverschiebungen Δφ_TX01 und Δφ_TX02 zu kompensieren.
Jeder Sendekanal TX01-TXN kann auch einen Sendekoppler 110 umfassen, der ausgebildet ist, einen Abschnitt eines jeweiligen Ausgangssignals s_TX01(t), s_TX02(t) und s_TXi(t) als Sendeüberwachungssignal auszukoppeln. So wird vor den Ausgangsports TX1out-TX3out ein Teil des Dauerstrich-Sendesignals durch den Koppler 110 als Dauerstrich-Überwachungssignal ausgekoppelt s_TX01'(t), s_TX02'(t), s_TX03'(t), ..., s_TXN'(t)).
Die Sendeüberwachungssignale werden einzeln über passive Überwachungssignalpfade zu dem HF-Port 15 eines Phasenmischers 107 (d. h. eines abwärtswandelnden Mischers) basierend auf einer Schaltmatrix 108 gespeist. Der HF-Port 15 des Phasenmischers 107 kann als Überwachungsport 15 bezeichnet werden, der ausgebildet ist, ein unter Überwachung/Auswertung befindliches Überwachungssignal Smon zu empfangen. Die Sendekoppler 110 können beispielsweise Richtkoppler (z. B. Rat-Race-Koppler, Zirkulatoren oder Ähnliches) sein, die ausgebildet sind, einen Bruchteil der Leistung des jeweiligen Ausgangssignals s_TX01(t), s_TX02(t) und s_TXi(t) zu den Eingängen einer Schaltmatrix 108 zu lenken. Die Schaltmatrix 108 (z. B. ein Multiplexer) ist ausgebildet, die Sendeüberwachungssignale von den Sendekanälen TX01-TXN zu empfangen und selektiv eines der Sendeüberwachungssignale an den Phasenmischer 107 zur Auswertung auszugeben.
Zusätzlich umfasst die Überwachungsschaltungsanordnung 150 einen passiven LO-Überwachungssignalpfad 12, der das HF-Oszillatorsignal S_LO(t) an die Schaltmatrix 108 bereitstellt. Dementsprechend kann die Schaltmatrix 108 auch selektiv das HF-Oszillatorsignal S_LO(t) als Überwachungssignal zur Auswertung an den Phasenmischer 107 ausgeben.
Dementsprechend empfängt die Schaltmatrix 108 aus den TX-Kanälen ausgekoppelte Sendeüberwachungssignale, empfängt das HF-Oszillatorsignal S_LO(t) aus dem passiven LO-Überwachungssignalpfad 12 und gibt eines der empfangenen Signale als Überwachungssignal Smon in verschiedenen Messintervallen aus. Zum Beispiel kann während eines ersten Messintervalls das HF-Oszillatorsignal S_LO(t) von der Schaltmatrix 108 als das Überwachungssignal Smon ausgewählt werden, während eines zweiten Messintervalls kann das Sendeüberwachungssignal s_TX01'(t) von der Schaltmatrix 108 als das Überwachungssignal Smon ausgewählt werden, während eines dritten Messintervalls kann das Sendeüberwachungssignal s_TX02'(t) von der Schaltmatrix 108 als das Überwachungssignal Smon ausgewählt werden, usw. Somit wird jedes Signal individuell auf einer eins-zu-eins-Basis von der Schaltmatrix 108 an den Überwachungsport eines Phasendetektors (d. h. den HF-Port des Phasenmischers 107) in verschiedenen Messintervallen oder Abtastzeiträumen zum Testen bereitgestellt.
Wie nachfolgend detaillierter beschrieben wird, kann ein Phasendetektor des Überwachungssystems den Phasenschieber 106 und den Phasenmischer 107 umfassen. Der Phasenschieber 106 kann ein IQ-Modulator sein, ist aber nicht darauf beschränkt. Der Phasendetektor wird verwendet, um zumindest eine HF-Kanal der MMIC umfassend TX-Kanäle und/oder HF-Kanäle zu überwachen, zusätzlich zu der Überwachung des Lokaloszillator- (LO-) Signals S_LO(t).
Der Phasendetektor umfasst einen Testeingangsport 13, der das HF-LO-Signal S_LO(t) von einem Testsignalpfad 11 empfängt, der zumindest eine aktive Komponente (z. B. eine Signalverteilungskomponente 16) umfasst. Eine aktive Komponente, wie hierin definiert, ist eine Komponente, die zumindest einen Transistor umfasst. Ein aktiver Signalpfad ist ein Signalpfad, der zumindest eine aktive Komponente umfasst. Im Gegensatz dazu ist eine passive Komponente eine Komponente, die keine Transistoren umfasst, und ein passiver Signalpfad ist ein Signalpfad, der keine aktiven Komponenten umfasst. Somit kann ein passiver Signalpfad leitende Leitungen, so genannte Bahnen oder Schaltungsleiterbahnen, Anschlussflächen für Verbindungen, Vias und Ähnliches sowie eine oder mehrere passive Komponenten umfassen.
Der Testsignalpfad 11 empfängt das LO-Signal S_LO(t) von dem LO 101 und stellt das LO-Signal S_LO(t) während aller Messintervalle als Testsignal an den Testeingangsport 13 bereit. Der Testsignalpfad 11 umfasst die Signalverteilungskomponente 16 als aktive Komponente und den Phasenschieber 106, wobei die Signalverteilungskomponente 16 vorgeschaltet zu dem Phasenschieber 106 positioniert ist. Es können jedoch auch andere oder zusätzliche aktive Komponenten auf dem Testsignalpfad 11 zwischen der Signalverteilungskomponente 16 und dem Phasenschieber 106 vorhanden sein. Die Signalverteilungskomponente 16 verteilt auch das LO-Signal S_LO(t) an einen LO-Pfad 17 zur Verwendung bei der RX-Kanalüberwachung, wie in Verbindung mit 7 weiter beschrieben wird.
Der Phasenmischer 107 ist ausgebildet, ein phasenverschobenes LO-Signal (z. B. ein HF-Oszillatorsignal s_TSG(t) auch als Testsignal s_TSG(t) bezeichnet) von dem Phasenschieber 106 an seinem Referenzport 14 zu empfangen und das phasenverschobene LO-Signal s_TSG(t) zu verwenden, um ein Überwachungssignal Smon zum Basisband abwärtszumischen. Da alle HF-Signale die gleiche Frequenz ƒ_LO aufweisen, ist das Mischer-Ausgangssignal während der TX-Kanal-Überwachung ein DC-Signal s_DC(t), das von den Phasen von φ_TX01 + Δ_φTX01, φ_TX02 + Δφ_TX02 etc. jeweils der HF-Signale s_TX01(t), S_TX02(t) abhängt. Die Phasen sind auf die Phase des HF-Oszillatorsignals S_LO(t) bezogen. Anders ausgedrückt, die DC-Werte des DC-Signals s_DC(t) während der TX-Kanal-Überwachung stellen die Phase des TX-Überwachungssignals s_TXc(t) relativ zu der Phase des Testsignals s_TSG(t) dar. Während der LO-Signalüberwachung ist das Mischer-Ausgangssignal ein DC-Signal s_DC(t), das von der Phase φ_SLO des LO-Signals S_LO(t) abhängt. Anders ausgedrückt, die DC-Werte des DC-Signals s_DC(t) während der LO-Signalüberwachung stellt die Phase des LO-Signals S_LO(t) relativ zu der Phase des Testsignals s_TSG(T) dar. Wie nachfolgend detaillierter beschrieben wird, können auch Empfangssignale verschiedener Empfangskanäle überwacht und relativ zu der Phase des Testsignals s_TSG(t) phasenbewertet werden.
Bei dem vorliegenden Beispiel empfängt der Phasenmischer 107 eine phasenverschobene Version des HF-Oszillatorsignals S_LO(t) und das phasenverschobene Oszillatorsignal kann somit wie folgt ausgedrückt werden: $s_{T S G} (t) = A_{T S G} \cdot cos (2 π ƒ_{L O} t + φ_{T S G} + Δ φ_{T S G}),$
wobei A_TSG die bekannte Signalamplitude ist und φ_TSG die Phase des Signals s_TSG(t), das an dem Referenzport 14 des Phasenmischers 107 empfangen wird. Die Phase Δφ_TSG kann durch einen Phasenschieber 106 eingestellt werden, der mit dem Referenzport 14 des dazu vorgeschalteten Phasenmischers 107 gekoppelt ist.
Der Phasenmischer 107 empfängt an seinem Referenzport 14 das Testsignal s_TSG(t) mit der kumulativen Phase φ_TSG + Δφ_TSG und empfängt an seinem Überwachungsport eines der Sendeüberwachungssignale s_TX01'(t), s_TX02'(t), s_Txi'(t) von einem der TX-Überwachungssignalpfade oder das HF-Oszillatorsignal S_LO(t) von dem LO-Überwachungssignalpfad. Das Testsignal s_TSG(t) wird mit dem Sendeüberwachungssignal oder dem HF-Oszillatorsignal S_LO(t) abwärtsgemischt, das selektiv von der Schaltmatrix 108 gekoppelt wird.
Da die Phasen des Testsignals s_TSG(t) und der Überwachungssignale (entweder der Sendeüberwachungssignale oder des HF-Oszillatorsignals S_LO(t)) gegeneinander versetzt sind, z. B. durch die von dem Phasenschieber 106 eingeführte Phasenverschiebung, ist das Mischer-Ausgangssignal s_DC(t) ein Basisbandsignal mit Nullfrequenz (Gleichstrom- oder DC-Werte). Zusätzlich hängt das Mischer-Ausgangssignal S_DC(t) für jeden jeweiligen Sendekanal TX01-TX03 jeweils von den Kosinus der Phasendifferenzen φ_TSG - φ_TX01 - Δφ_TX01 + Δφ_TSG, φ_TSG - φ_TX02 - Δφ_TX02 + Δφ_TSG und φ_TSG - φ_SLO sowie den Amplituden A_TX01, A_TX02 und A_SLO ab. Durch Rotieren von Δφ_TSG durch eine Mehrzahl von Phasenverschiebungswerten oder -einstellungen durch den Testphasenschieber 106 wird ein sinusförmiges Signal durch Abtasten von s_DC(t) für jede Phasenverschiebungseinstellung erhalten, wobei das sinusförmige Signal die Phasendifferenz zwischen der TSG-Eingangsphase und der TX-Phase darstellt. Anders ausgedrückt, das Mischer-Ausgangssignal SDC(t) ist ein Basisbandsignal (d. h. ein DC-Signal), das die Phase des an dem Überwachungsport empfangenen Überwachungssignals relativ zu der Phase des Testsignals s_TSG(t) darstellt. Wenn die Phase von S_LO(t) als die Referenzphase betrachtet und auf 0 eingestellt wird, ist die Phase von s_DC(t) gleich -φ_TSG.
Dementsprechend können Messungen durchgeführt werden, indem diskrete Abtastwerte des Mischer-Ausgangssignals s_DC(t) zu den Abtastzeiten t(k,0), t(k,1) und t(k,2) erfasst werden. Der Index k bezeichnet den Messzyklus (k=1, 2, 3, ...). Die gemessenen DC-Werte (Abtastwerte) des Mischer-Ausgangssignals s_DC(t) können verwendet werden, um die gesuchte Phaseninformation φ_TX01, φ_TX02 und φ_SLO zu berechnen. Die Phase dieses sinusförmigen Signals s_DC(t) entspricht der Phasendifferenz (d. h. dem Phasenversatz Δφ_i[k]) zwischen dem Überwachungssignal Smon und dem phasenverschobenen Signal s_TSG(t), das für die Abwärtsmischung verwendet wird). Die Messung wird für alle Sendeantennen wiederholt, wobei sie NTx-Phasenwerte ergibt, wobei NTx die Anzahl der Sendeantennen ist. Der Vergleich dieser NTx-Phasenwerte ermöglicht die TX-Phase-Kalibrierung durch die Steuerschaltung 120, indem die Phasenschieber 105 in den einzelnen HF-TX-Pfaden richtig angepasst werden. Die Messung wird auch für das LO-Signal S_LO(t) durchgeführt.
Das Mischer-Ausgangssignal s_DC(t) wird von dem Phasenmischer 107 ausgegeben und anschließend durch ein Filter und einen Verstärker an einen Sensor-ADC 31 und eine Steuerschaltung 120 zur Auswertung geleitet. Die Steuerschaltung 120 kann einen digitalen Signalprozessor (DSP; digital signal processor) oder eine andere Art von Prozessor umfassen, der eine FFT-Analyse zur Auswertung der Phase und/oder Amplitude des digitalisierten Mischer-Ausgangssignals durchführt. Die Steuerschaltung 120 kann beispielsweise eine Steuerung oder Steuereinheit darstellen, die z. B. einen programmierbaren Prozessor wie beispielsweise einen (z. B. eingebetteten) Mikrocontroller oder eine ähnliche Vorrichtung umfassen kann. Die von der Steuerschaltung 120 bereitgestellten Funktionen können (z. B. vollständig oder teilweise) von der Systemsteuerung 50 bereitgestellt werden (siehe 2). Zusätzlich oder alternativ können die von der Steuerschaltung 120 bereitgestellten Funktionen zumindest teilweise von dem DSP 40 bereitgestellt werden (siehe 2). Somit stellt die Steuerschaltung 120 einen Abschnitt der Funktionen der Systemsteuerung 50 und/oder des DSP 40 dar.
Der Sensor-ADC 31 wandelt das analoge Mischer-Ausgangssignal s_DC(t) in ein digitales Signal S_DC(k) mit DC-Abtastwerten um. In Bezug auf eine Überwachung eines LO-Signals S_LO(t) kann das analoge DC-Signal (z. B. durch den Sensor-ADC 31) unter Verwendung verschiedener unterschiedlicher kumulativer Phasen φ_TSG + Δφ_TSG abgetastet werden, die durch den Phasenschieber 106 eingestellt werden, indem eine auf das LO-Signal S_LO(t) angewendete Phasenverschiebung Δφ_TSG (d. h. Phaseshift_Test) variiert wird. In Bezug auf eine Überwachung eines Sendesignals kann das analoge DC-Signal (z. B. durch den Sensor-ADC 31) bei verschiedenen unterschiedlichen Phasenverschiebungswerten ΔφTSG und ΔφTXi abgetastet werden, die jeweils durch die Phasenschieber 106 und 105 eingestellt werden.
Anders ausgedrückt, der Sensor-ADC 31 ist ausgebildet, das Mischer-Ausgangssignal s_DC(t) abzutasten, um eine Folge von Abtastwerten S_DC(k) zu erzeugen. Die Abtastwerte hängen von der Phasenbeziehung (z. B. der Phasendifferenz zwischen) des Signals in dem Sendeüberwachungssignal s_TXi'(t) und dem Testsignal s_TSG(t) oder von der Phasenbeziehung (z. B. der Phasendifferenz zwischen) des HF-Oszillatorsignals S_LO(t) in dem LO-Überwachungspfad und dem Testsignal s_TSG(t) ab, je nachdem welches Signal ausgewertet wird.
Während der Sendekanalüberwachung ist jeweils nur ein Sendekanal aktiv, derart, dass jeweils nur ein Sendeüberwachungssignal ausgewertet wird, oder es ist keiner der TX-Kanäle aktiv und nur der LO-Überwachungspfad wird verwendet, damit das HF-Oszillatorsignal S_LO(t) getestet werden kann. Die Folge von Abtastwerten S_DC(k) wird an die Steuerschaltung 120 bereitgestellt, die den DSP 40 umfassen kann, und der ausgebildet ist, eine schnelle Fourier-Transformation (FFT) auf die Folge von Abtastwerten S_DC(k) anzuwenden, um ein Spektrum dieser Abtastwerte zu erhalten.
Ein DSP der Steuerschaltung 120 (z. B. könnte der DSP 40 darin integriert sein) kann beispielsweise unter Verwendung des Spektrums Phasenmessungen, Phasenauflösung, Phasengleichgewicht und Phasenrauschen bestimmen. Der DSP der Steuerschaltung 120 kann eine Phasendifferenz zwischen einem Sendeüberwachungssignal s_Txi'(t) und dem Testsignal s_TSG(t), zwischen dem HF-Oszillatorsignal S_LO(t) und dem Testsignal s_TSG(t) oder zwischen einem LO-Referenzsignal S_RXj und dem Testsignal s_TSG(t) bestimmen, die als Empfangs- (RX-) Überwachungssignal verwendet wird. Die Phasendifferenzen können als Differenz dargestellt werden, wobei z. B. die Phase von S_LO(t) die Referenz ist. Wenn „pha_LOin“ die Phase des HF-Oszillatorsignals S_LO(t) darstellt, „pha_Test“ die Phase des Testsignals s_TSG(t) darstellt, „pha_TXi“ die Phase des ausgewählten Sende- (TX-) Überwachungssignals s_Txi'(t) darstellt und „pha_RXj“ die Phase des ausgewählten Empfangsüberwachungssignals S_RXj darstellt, können die Phasendifferenzen wie folgt dargestellt werden: $pha_Loin - pha_Test,$
$pha - TXi - pha_Test und$
$pha_RXj - pha_Test$
Die Steuerschaltung 120 kann die Phasendifferenzen verarbeiten, um einen Phasenausgleich zwischen HF-Kanälen durchzuführen, z. B. basierend auf bestimmten Phasenbeziehungen, oder kann die Phasendifferenzen oder Phasenbeziehungsinformationen an eine Systemsteuerung 50 senden, die ihrerseits Steuerinformationen an die Steuerschaltung 120 zur Durchführung des Phasenausgleichs zwischen den HF-Kanälen bereitstellt.
Die Steuerschaltung 120 ist ausgebildet, kompensierte Phaseninformationen an einen Phasenschieber 105 eines Sendekanals zu senden, um eine von dem Phasenschieber 105 implementierte Phasenverschiebung ΔΦTXi zu steuern und anzupassen. Die Steuerschaltung 120 kann auch ausgebildet sein, die Phasenverschiebung Φ_TSG[k] des Phasenschiebers 106 basierend auf kompensierten Phaseninformation zu steuern. Beispielsweise kann die Phasenverschiebung des Phasenschiebers 106 durch eine Folge von Phasen rotiert werden (z. B. Erhöhung in konstanten, äquidistanten Phasenschritten von Null Grad in Schritten von 36 Grad bis zu 360 Grad), derart, dass das Mischer-Ausgangssignal s_DC(t) sinusförmig ist. Folglich ist das digitalisierte Mischer-Ausgangssignal S_DC(k) ein diskretes sinusförmiges Signal. Der Phasenwert φ_TSG[k] bestimmt die Phasen des Testsignals s_TSG(t), die für die Abwärtsmischung an dem Phasenmischer 107 verwendet werden. Der Sensor-ADC 31 nimmt also einen Satz von Abtastwerten aus dem Ausgang des Phasenmischers 107, die zusammen eine gemessene Folge von Abtastwerten bilden. Als Ergebnis ist die gemessene Folge ein Satz von DC-Werten, die für ein sinusförmiges Signal einer Abtastperiode, genommen über 2π, repräsentativ sind.
Ferner ist, ansprechend auf ein Überwachungsergebnis eines RX-Kanals, die Steuerschaltung 120 ausgebildet, kompensierte Phaseninformationen an den Phasenschieber 109 zu senden, um einen Phasenversatz Φ_LO (d. h. Phaseshift_LO) des Phasenschiebers 109 anzupassen, der optional für einen Radarbetrieb verwendet werden kann, um eine Schwankung auszugleichen. Wie vorangehend erwähnt wurde, erzeugt der Phasenschieber 109 kein phasenverschobenes LO-Signal S_LO'(t) für die Durchführung eines RX-Kanal-Überwachungsbetriebs, sondern leitet stattdessen das LO-Signal S_LO(t) während der RX-Kanalüberwachung durch denselben hindurch. Dennoch kann die Steuerschaltung 120 ausgebildet sein, die von den Phasenschiebern 105, 106 und 109 angewendeten Phasenverschiebungen (d. h. jeweils Phaseshift TX, Phaseshift_Test und Phaseshift_LO) basierend auf ihrer Überwachung der verschiedenen HF-Kanäle und der Überwachung des an ihrem LO-Eingangsport LOin empfangenen LO-Signals S_LO(t) zu steuern und anzupassen.
7 ist gemäß einem oder mehreren Ausführungsbeispielen ein Blockdiagramm, das anderes ein Beispiel für eine Empfangsschaltungsanordnung der MMIC 100 darstellt. Die MMIC 100 umfasst eine Überwachungsschaltungsanordnung 150, die ausgebildet ist, mehrere HF-Kanäle, umfassend Sende- (TX-) Kanäle und Empfangs- (RX-) Kanäle, durch Testen und Analyse zu überwachen. Beispielsweise kann die Überwachungsschaltungsanordnung 150 ausgebildet sein, die Phase und/oder Amplitude jedes HF-Signals jedes jeweiligen HF-Kanals auszuwerten.
Bei diesem Beispiel werden zwei RX-Kanäle RX01 und RX02 eines Radarsensors gezeigt, die jeweils ausgebildet sind, HF-Empfangssignale von jeweiligen Antennen 6 zu erzeugen empfangen. Das Konzept kann auf ein System mit einer Anzahl von M RX-Kanälen verallgemeinert werden, wobei M irgendeine Ganzzahl ist.
Während der RX-Überwachung wird das Testsignal S_LO(t) von dem Testphasenschieber 106 als RX-Überwachungssignal bereitgestellt, das in einen ausgewählten Empfangskanal (d. h. Empfangspfad) injiziert und ausgewertet wird. Eine ähnliche Prozedur wird für die RX-Überwachung befolgt wie für die TX-Überwachung beschrieben ist, d. h. der Testphasenschieber 106 verschiebt das LO-Signal S_LO(t) in der Phase auf verschiedene Einstellungen (z. B. 8 verschiedene Phaseneinstellungen) und stellt die jeweiligen Signale an den Empfangsmischer 104 als RX-Überwachungssignal bereit, wo es mit dem über den LO-Referenzsignalpfad 18 ankommenden Signal gemischt wird. Insbesondere wird der Phasenschieber 106 in dem RX-Überwachungsbetrieb aktiviert und ist ausgebildet, das RX-Überwachungssignal s_TSG(t) unter Verwendung des LO-Signals S_LO(t) zu erzeugen und durch verschiedene Phaseneinstellungen zu rotieren, wie dies auch bei der TX-Überwachung geschehen ist. Insbesondere wendet der Phasenschieber 106 eine vorbestimmte Versatzphase auf das LO-Signal S_LO(t) an, sodass das RX-Überwachungssignal S_Test(t) von dem LO-Signal S_LO(t) um die vorbestimmte Versatzphase phasenverschoben ist.
Die Überwachungsschaltung 150 führt spezifische Messungen auf dem RX-Überwachungssignal durch, um Fehler oder einen fehlerhaften Betrieb zu detektieren. In einem Radarempfänger ist das RX-Überwachungssignal ein HF-Signal, das in einen HF-Abschnitt des RX-Kanals vorgeschaltet zu dem Mischer 104 injiziert wird. Konkret ist das RX-Überwachungssignal das Testsignal s_TSG(t), das von dem Phasenschieber 106 ausgegeben wird, und der HF-Teil des Empfangspfads befindet sich zwischen einem mit der Antenne 6 verbundenen Empfangseingangsanschluss RXIN und dem Mischer 104. Das Testsignal s_TSG(t) wird über einen RX-Überwachungssignalpfad an jeden der RX-Kanäle als RX-Überwachungssignal verteilt, um die Funktionalität eines ausgewählten RX-Kanals zu überwachen.
Ein RX-Koppler 111 wird verwendet, um das RX-Überwachungssignal (d. h. das Testsignal S_TSG(t)) in den ausgewählten RX-Kanal zu injizieren. Im Gegensatz zu frequenzmodulierten Radarsignalen, die während des normalen Radarbetriebs gesendet und empfangen werden die Chirps (d. h. Frequenzrampen, bei denen sich die Frequenz durchgehend ändert) umfassen, kann das RX-Überwachungssignal während des Testmodus oder Überwachungsmodus eine konstante Frequenz aufweisen, die mit der LO-Frequenz von S_LO(t) identisch sein kann.
Der Mischer 104 jedes RX-Kanals empfängt das RX-Überwachungssignal (d. h. das Testsignal S_TSG(t)) sowie das LO-Referenzsignal S_RXj(t), das sich bei diesem Beispiel aus dem Passieren des LO-Signals S_LO(t) durch den LO-Phasenschieber 109 und den Signalpfad 18 herleitet. Der LO-Phasenschieber 109 empfängt das LO-Signal S_LO(t) von der Signalverteilungskomponente 16 über den LO-Pfad 17 zur Verwendung in der RX-Kanalüberwachung. Optional ist der LO-Phasenschieber 109 möglicherweise nicht vorhanden. Konkret wird das LO-Referenzsignal S_RXj(t) als Referenzsignal verwendet, das entlang eines Referenzsignalpfads 18 durch eine aktive Komponente (z. B. LO-Puffer 83) an jeden der Mischer 104 gesendet wird. Somit wird das LO-Referenzsignal S_RXj(t) an den Referenzport 22 eines entsprechenden Mischers 104 des überwachten RX-Kanals bereitgestellt.
Das RX-Überwachungssignal ist ein HF-Dauerstrichsignal, das von einer Phasenregelschleife (PLL; phase-locked loop) der Radar-MMIC (z. B. von dem Lokaloszillator 101) abgeleitet wird und eine konstante Frequenz aufweist. Das HF-Dauerstrichsignal ist das LO-Signal S_LO(t), das durch den Phasenschieber 106 (z. B. einen IQ-Modulator (IQM)) mit einer vordefinierten Versatzphase Δφ_TSG in der Phase verschoben wird, bevor es dem RX-Koppler 111 zugeführt wird. Die Abwärtsmischung wird somit von dem Mischer 104 durchgeführt, um ein Basisbandsignal Y_BB(t) (d. h. ein DC-Signal) mit der Frequenz Null und einem DC-Wert zu erzeugen. Die Signalverarbeitung erfolgt aus dem gefilterten Ausgangssignal y(t) des Mischers 104 im digitalen Bereich nach Abtastung mit einem ADC (z. B. dem ADC 30).
Das Mischer-Ausgangssignal Y_BB(t) wird von einer Frontend-Signalverarbeitungsschaltung weiterverarbeitet, die eine analoge Frontend- (AFE-; analog front end) Schaltung (z. B. analoge Signalverarbeitungskette 20), einen ADC 30 und eine digitale Frontend- (DFE-; digital front end) Schaltung 35 umfasst, die aufeinanderfolgend entlang des Empfangspfads der Radar-MMIC 100 angeordnet sind. Der Empfangspfad der Radar-MMIC 100 ist eine RX-Signalkette, die durch den Pfad zwischen einem Empfangseingangsanschluss RX IN und einem digitalen Datenausgangsanschluss definiert ist, wobei der Mischer 104 und die Frontend-Signalverarbeitungsschaltung entlang des Empfangspfads angeordnet sind.
Die Frontend-Signalverarbeitungsschaltung gibt ein analoges Basisbandsignal Y(t) an den ADC 30 aus. Der ADC 30 ist ausgebildet, das Mischer-Ausgangssignal-Analoge- DC-Basisbandsignal Y(t) abzutasten und eine Folge von abgetasteten Werten an die DFE-Schaltung 35 bereitzustellen. Die Folge der abgetasteten Werte wird über eine Periode aufgenommen. Die DFE-Schaltung 35 empfängt die ADC-abgetasteten Werte und erzeugt ein digitales Signal Y(k), und genauer gesagt ein diskretes sinusförmiges Signal, das die ADC-abgetasteten Werte umfasst.
Die Frontend-Signalverarbeitungsschaltung produziert ein digitales Signal Y(k), das digitale Daten (d. h. digitale Abtastwerte) sind, die für die in dem RX-Überwachungssignal s_TSG(t) empfangenen Testdaten repräsentativ sind.
Es wird darauf hingewiesen, dass während eines Radarbetriebs das digitale Signal Y(k) ein Basisbandsignal ist, das für die in dem HF-Signal y_RF(t) empfangenen Radardaten repräsentativ ist und von einem digitalen Datenausgangsterminal als digitales Ausgangssignal weiter ausgegeben wird.
Zur Durchführung der RX-Überwachung umfasst der DSP 40 ein Diskrete-Fourier-Transformations- (DFT-) Modul, eine Engine oder irgendein anderes Modul, das eine Frequenzanalyse der Eingangsdaten implementiert, sowie einen DFT-Spektrumsanalysator. Der DFT-Spektrumsanalysator kann ein Prozessor sein, der als Teil des DSP 40 integriert ist. Unter Verwendung des DFT-Spektrumsanalysators weist der DSP 40 die Fähigkeiten auf, ein Frequenzspektrum des digitalen Signals Y(k) zu erzeugen und zu analysieren, das die Testdaten umfasst, sowie Phaseninformationen zu analysieren (z. B. die Phasendifferenz an dem Mischer 104 pha_RXj - pha_TSG (Gleichung 6), die Beiträge der Elemente 18, 109, 16, 81, 11, 106, 82 ... umfasst).
Bei einigen Ausführungsbeispielen kann der DSP 40 eine schnelle Fourier-Transformation (FFT) auf das digitale Signal Y(k) als eine Art der DFT anwenden, um das Frequenzspektrum zu erzeugen. Der DFT-Spektrumsanalysator wiederum kann ausgebildet sein, das FFT-Spektrum zu analysieren. Daher wird erwogen, dass irgendeine Art von DFT verwendet werden kann, und die Akronyme DFT und FFT synonym verwendet werden können. Das Frequenzspektrum kann auch als IF-Signalspektrum, DFT-Spektrum oder FFT-Spektrum bezeichnet werden. Daher können diese Begriffe auch synonym verwendet werden.
Der DSP 40 ist ausgebildet, beispielsweise die Phasendifferenz pha_RXj - pha_Test an die Steuerschaltung 120 oder an eine Systemsteuerung 50 bereitzustellen, die wiederum den Phasenversatz Φ_LO (d. h. eine Referenzphaseneinstellung) des Phasenschiebers 109 basierend auf der Phasendifferenz pha_RXj - pha Test anpassen kann.
Im Folgenden wird der TX-Überwachungsbetrieb detaillierter beschrieben.
Der Mischer 104 ist ausgebildet, das LO-Referenzsignal S_RXj an seinem Referenzport 22 und ein phasenverschobenes LO-Signal (z. B. Testsignal S_TSG(t)) als RX-Überwachungssignal von dem Phasenschieber 106 an seinem HF-Port 21 zu empfangen und das LO-Referenzsignal S_RXj(t) zu verwenden, um das RX-Überwachungssignal in ein Basisbandsignal Y_BB(t) abwärtszumischen. Da alle HF-Signale die gleiche Frequenz ƒ_LO aufweisen, ist das Mischer-Ausgangssignal Y_BB(t) ein DC-Signal, das von den Phasen von φ_TSG + Δφ_TSG - φ_RX01, φ_RX02 etc. jeweils der HF-Signale s_RXQ1(t), s_RX02(t) abhängt. Die Phasen sind auf die Phase des HF-Oszillatorsignals S_LO(t) bezogen. Anders ausgedrückt, die DC-Werte des DC-Signals Y_BB(t) stellen die Phase des RX-Überwachungssignals s_TSG(t) relativ zu der Phase des LO-Referenzsignals S_RXj(t) dar. Es wird darauf hingewiesen, dass sich die Phase des LO-Referenzsignals S_RXj(t) von der Phase des LO-Eingangssignals S_LO(t) aufgrund der aktiven Komponenten, die entlang des Signalpfads (z. B. SD 16 und LO-Puffer 83) positioniert sind, unterscheidet. Ferner wäre, selbst wenn die von dem Phasenschieber 106 angewendete Phasenverschiebung Null ist, die Phase des LO-Referenzsignals S_RXj(t) unterschiedlich relativ zu der Phase des RX-Überwachungssignals (d. h. des Testsignals S_TSG(t)) aufgrund der einen oder der mehreren aktiven Komponenten, die entlang des LO-Referenzsignalpfades 18 (z. B. LO-Puffer 83) positioniert sind.
Bei dem vorliegenden Beispiel empfängt der Phasenmischer 104 eine phasenverschobene Version des HF-Oszillatorsignals S_LO(t) als das RX-Überwachungssignal s_TSG(t) und das phasenverschobene Oszillatorsignal kann somit wie folgt ausgedrückt werden: $s_{T S G} (t) = A_{T S G} \cdot cos (2 π ƒ_{L O} t + φ_{T S G} + Δ φ_{T S G}),$
wobei A_TSG die bekannte Signalamplitude ist und φ_TSG die Phase des Signals s_TSG(t), das an dem Referenzport 21 des Phasenmischers 104 empfangen wird. Die Phase Δφ_TSG kann durch einen Phasenschieber 106 eingestellt werden, der mit dem Referenzport 21 des dazu vorgeschalteten Phasenmischers 104 gekoppelt ist.
Der Phasenmischer 104 empfängt an seinem HF-Port 21 das RX-Überwachungssignal (Testsignal S_TSG(t)) mit der Phase φ_TSG und empfängt an seinem Referenzport 22 das LO-Referenzsignal S_RXj(t) f aus dem LO-Referenzsignalpfad 18. Das RX-Überwachungssignal (Testsignal S_TSG(t)) wird mit dem LO-Referenzsignal S_RXj(t) abwärtsgemischt.
Da die Phasen des Testsignals s_TSG(t) und des LO-Referenzsignals S_RXj(t) gegeneinander versetzt sind, z. B. durch die von dem Phasenschieber 106 eingeführte Phasenverschiebung, ist das Mischer-Ausgangssignal Y_BB(t) ein Basisbandsignal mit Nullfrequenz (Gleichstrom- oder DC-Werte). Zusätzlich hängt das Mischer-Ausgangssignal Y_BB(t) für jeden jeweiligen Empfangskanal RX01-RX04 jeweils von den Kosinus der Phasendifferenzen φ_TSG - φ_SRXjO und den Amplituden A_RX01, A_RX02 ab. Durch Rotieren von Δφ_TSG durch eine Mehrzahl von Phasenverschiebungswerten oder -einstellungen an dem Testphasenschieber 106 wird ein sinusförmiges Signal durch Abtasten von Y_BB(t) für jede Phasenverschiebungseinstellung erhalten, wobei das sinusförmige Signal die Phasendifferenz zwischen der TSG-Eingangsphase und der LO-Referenzsignal S_RXj(t) -Phase darstellt. Anders ausgedrückt, das Mischer-Ausgangssignal Y_BB(t) ist ein Basisbandsignal (d. h. ein DC-Signal), das die Phase des an dem Überwachungsport empfangenen Überwachungssignals relativ zu der Phase des LO-Referenzsignals S_RXj(t) darstellt. Dementsprechend können Messungen durchgeführt werden, indem diskrete Abtastwerte des Mischer-Ausgangssignals Y_BB(t) zu den Abtastzeiten t(k,0), t(k,1) und t(k,2) erfasst werden. Der Index k bezeichnet den Messzyklus (k=1, 2, 3, ...). Die gemessenen DC-Werte (abgetasteten Werte) des Mischer-Ausgangssignals Y_BB(t) können verwendet werden, um die gesuchte Phaseninformation φ_RX01, φ_RX02 zu berechnen. Die Messung wird für alle RX-Kanäle wiederholt. Der Vergleich dieser RX-Phasenwerte ermöglicht die TX-Phase-Kalibrierung durch den DPS 40 und/oder die Steuerschaltung 120, indem die Phasenschieber 109 (falls vorhanden) in den einzelnen HF-TX-Pfaden richtig angepasst werden.
Das Mischer-Ausgangssignal Y_BB(t) wird von dem Phasenmischer 104 ausgegeben und anschließend durch ein Filter und einen Verstärker an einen Sensor-ADC 30 und DSP 40 zur Auswertung geleitet. Der DSP 40 führt eine FFT-Analyse zur Auswertung der Phase und/oder Amplitude des digitalisierten Mischer-Ausgangssignals durch.
Der Sensor-ADC 30 wandelt das analoge Mischer-Ausgangssignal Y_BB(t) in ein digitales Signal Y(k) (siehe 4) mit einem DC-Abtastwert um. In Bezug auf eine RX-Überwachung eines RX-Kanals kann das analoge DC-Signal (z. B. durch den Sensor-ADC 30) bei verschiedenen unterschiedlichen Phasenverschiebungswerten φ_TSG abgetastet werden, die durch den Phasenschieber 106 eingestellt werden, indem eine Phasenverschiebung Δφ_TSG (d. h. Phaseshift_Test) auf das LO-Signal S_LO(t) angewendet wird. Anders ausgedrückt, der Sensor-ADC 30 ist ausgebildet, das Mischer-Ausgangssignal Y_BB(t) abzutasten, um eine Folge von Abtastwerten Y(k) zu erzeugen. Die Abtastwerte hängen von der Phasenbeziehung (z. B. der Phasendifferenz zwischen) der Phase des RX-Überwachungssignals s_TSG(t) und der Phase des LO-Referenzsignals S_RXj(t) ab.
Hier wird jeweils nur ein RX-Kanal ausgewertet. Die Folge von Abtastwerten Y(k) wird an den DSP 120 bereitgestellt, der ausgebildet ist, eine schnelle Fourier-Transformation (FFT) auf die Folge von Abtastwerten Y(k) anzuwenden, um ein Spektrum dieser Abtastwerte zu erhalten.
Der DSP 40, der in die Steuerschaltung 120 integriert sein kann, kann unter Verwendung des Spektrums Phasenmessungen, Phasenauflösung, Phasengleichgewicht und Phasenrauschen bestimmen. Der DSP 40 kann eine Phasendifferenz zwischen einem RX-Überwachungssignal und dem HF-Oszillatorsignal S_LO(t) bestimmen. Die Phasendifferenzen können als Differenz dargestellt werden, wobei z. B. die Phase von S_RXj(t) die Referenz ist. Die Phasendifferenz kann durch obige Gleichung 6 dargestellt werden.
Die Steuerschaltung 120 kann die Phasendifferenzen verarbeiten, um einen Phasenausgleich zwischen HF-Kanälen durchzuführen, z. B. basierend auf bestimmten Phasenbeziehungen, oder kann die Phasendifferenzen oder Phasenbeziehungsinformationen an eine Systemsteuerung 50 senden, die ihrerseits Steuerinformationen an die Steuerschaltung 120 zur Durchführung des Phasenausgleichs zwischen den HF-Kanälen bereitstellt.
Ferner ist, ansprechend auf ein Überwachungsergebnis eines RX-Kanals, die Steuerschaltung 120 ausgebildet, kompensierte Phaseninformationen an den Phasenschieber 109 zu senden, um einen Phasenversatz Φ_LO (d. h. Phaseshift_LO) des Phasenschiebers 109 anzupassen, der optional für einen Radarbetrieb verwendet werden kann, um eine Schwankung auszugleichen. Wie vorangehend erwähnt wurde, erzeugt der Phasenschieber 109 kein phasenverschobenes LO-Signal S_LO'(t) für die Durchführung eines RX-Kanal-Überwachungsbetriebs, sondern leitet stattdessen das LO-Signal S_LO(t) während der RX-Kanalüberwachung durch denselben hindurch. Dennoch kann die Steuerschaltung 120 ausgebildet sein, die von den Phasenschiebern 105, 106 und 109 angewendeten Phasenverschiebungen (d. h. jeweils Phaseshift TX, Phaseshift_Test und Phaseshift_LO) basierend auf ihrer Überwachung der verschiedenen HF-Kanäle und der Überwachung des an ihrem LO-Eingangsport LOin empfangenen LO-Signals S_LO(t) zu steuern und anzupassen.
8 ist ein schematisches Blockdiagramm einer Radar-MMIC 100 gemäß einem oder mehreren Ausführungsbeispielen. Insbesondere zeigt 8 eine kombinierte Schaltungsanordnung der TX-Signalüberwachung und der in 6 gezeigten LO-Signalüberwachungsschaltungsanordnung und der in 7 gezeigten RX-Überwachungsschaltungsanordnung, wobei alle Überwachungsfunktionen in eine einzige MMIC integriert sind. Es wird darauf hingewiesen, dass einige Schaltungen, insbesondere die der Überwachungsschaltungsanordnung 150, in 8 zum Zweck der Vereinfachung der Zeichnung nicht dargestellt sind. Es versteht sich jedoch, dass diese Schaltungsanordnungskomponenten durch Rückbezug auf 6 und 7 zu finden sind.
Die Radar-MMIC 100 umfasst eine Anzahl von TX-Kanälen TX01-TX03 und eine Anzahl von RX-Kanälen RX01-RX04. Jeder dieser HF-Kanäle ist mit einem jeweiligen Port der MMIC 100 gekoppelt, der ausgebildet ist, mit einer jeweiligen TX- oder RX-Antenne gekoppelt zu sein. Beispielsweise sind die TX-Kanäle TX01-TX03 jeweils mit einem jeweiligen HF-Ausgangsport TXOUT gekoppelt, der ferner mit einer TX-Antenne 5 gekoppelt ist. Ebenso sind die RX-Kanäle RX01-RX04 jeweils mit einem jeweiligen HF-Eingangsport RXIN gekoppelt, der ferner mit einer RX-Antenne 6 gekoppelt ist. Die Radar-MMIC 100 umfasst ferner einen LO-Eingangsport LOin, der ausgebildet ist, das LO-Signal S_LO(t) von einer externen Quelle zu empfangen, z. B. von einem LO-Oszillator 101 oder von einer Master-MMIC, die ausgebildet ist, das LO-Signal S_LO(t) an eine oder mehrere Slave-MMICs zu verteilen. Der LO-Eingangsport LOin ist ausgebildet, das LO-Signal S_LO(t) von einer Quelle außerhalb der MMIC 100 zu empfangen und das LO-Signal S_LO(t) an einen Testsignalpfad 11 und einen passiven Signalpfad 12 bereitzustellen.
Mit dem LO-Eingangsport LOin ist ein optionaler Frequenzwandler (FC) 81 verbunden, der ausgebildet ist, das LO-Signal S_LO(t) zu empfangen und die Frequenz desselben über eine Frequenzaufwärtsmischung oder -abwärtsmischung umzuwandeln. Dadurch können MMICs in einem MIMO-System ein und dasselbe LO-Signal S_LO(t) empfangen, jedoch mit der Option, die Frequenz desselben intern umzuwandeln, damit sie verwendet wird, um Radarsignale mit unterschiedlichen Frequenzeinstellungen gemäß 2 zu erzeugen. Falls vorhanden, empfängt der Frequenzwandler 81 somit das LO-Signal S_LO(t) und wandelt eine Frequenz des LO-Signals S_LO(t) in eine andere Frequenz um, um ein frequenzgewandeltes LO-Signal zu erzeugen.
MMIC 100 umfasst einen Phasendetektor 80, der einen Testeingangsport 13 und einen Überwachungseingangsport 15 umfasst, wobei der Phasendetektor 80 ausgebildet ist, ein Ausgangssignal s_DC(t) zu erzeugen, das eine Phasendifferenz zwischen einem an dem Testeingangsport 13 empfangenen Testsignal (d. h. LO-Signal S_LO(t), S_TSG) und einem an dem Überwachungseingangsport 15 empfangenen Überwachungssignal Smon darstellt.
Die MMIC 100 umfasst einen Testsignalpfad 11 umfassend zumindest eine aktive Komponente 16, wobei der Testsignalpfad 11 ausgebildet ist, das Lokaloszillatorsignal S_LO(t) zu empfangen und das LO-Signal S_LO(t) als das Testsignal an den Testeingangsport 13 während eines ersten Messintervalls bereitzustellen. Die MMIC 100 umfasst ferner einen passiven Signalpfad 12, der ausgebildet ist, das LO-Signal S_LO(t) zu empfangen und das LO-Signal S_LO(t) während des ersten Messintervalls als das Überwachungssignal Smon an den Überwachungseingangsport 15 bereitzustellen. Wie vorangehend erwähnt wurde, umfasst der passive Signalpfad keine aktiven Komponenten und der Testsignalpfad ist ein aktiver Signalpfad, der die zumindest eine aktive Komponente 16 umfasst, wobei jede aktive Komponente zumindest einen Transistor umfasst.
Wenn der Frequenzwandler 81 vorhanden ist, ist der Testsignalpfad 11 ausgebildet, das frequenzgewandelte LO-Signal zu empfangen und das frequenzgewandelte LO-Signal als das Testsignal S_TSG an einen Testeingangsport 13 eines Phasendetektors 80 bereitzustellen. Ähnlich, wenn der Frequenzwandler 81, ist der passive Signalpfad 12 ausgebildet, das frequenzgewandelte LO-Signal zu empfangen und das frequenzgewandelte LO-Signal während des ersten Messintervalls an den Überwachungseingangsport als das Überwachungssignal Smon bereitzustellen.
Es ist wichtig zu beachten, dass der Phasendetektor 80, zusätzlich zu dem LO-Signal S_LO(t), verwendet wird, die HF-Kanäle der MMIC umfassend die TX-Kanäle und die RX-Kanäle zu überwachen. So wird beispielsweise das phasenverschobene Testsignal S_TSG bei allen Überwachungsoperationen verwendet. Durch die Verwendung desselben Phasendetektors 80 für alle HF-Kanal- und LO-Kanal-Überwachungsoperationen ist es möglich, die absolute Phasenbeziehung zwischen jedem TX-Kanal und dem LO-Eingangsport LOin und die absolute Phasenbeziehung zwischen jedem RX-Kanal und dem LO-Eingangsport LOin zu bestimmen und zu rekonstruieren.
Bei diesem Beispiel wird das LO-Signal S_LO(t) während des ersten Messintervalls ausgewertet, um eine Phasendifferenz (pha_LOin - pha_Test) zwischen dem LO-Signal S_LO(t)), das über den Testsignalpfad 11 (d. h. den aktiven Signalpfad) und den passiven Signalpfad 12 gesendet wird, zu bestimmen. Das Ausgangssignal s_DC(t) von Mischer 107 stellt die Phasendifferenz (pha_LOin - pha_Test) während des ersten Messintervalls dar.
TX-Kanäle und RX-Kanäle können auch einzeln während verschiedener Messintervalle ausgewertet werden, um ihre jeweilige Phasendifferenz zu dem LO-Signal S_LO(t)) zu bestimmen, das durch den Testsignalpfad 11 gesendet wird. Das Ausgangssignal S_DC(t)von Mischer 107 stellt die Phasendifferenz (pha_TXi - pha_Test) für einen ausgewählten TX-Kanal dar, die während eines anderen Messintervalls ausgewertet wird. Das von Mischer 104 erzeugte Mischer-Ausgangssignal Y_BB(t) stellt die Phasendifferenz (pha RXj - pha Test) für einen ausgewählten RX-Kanal dar, die während eines anderen Messintervalls ausgewertet wird.
Sobald jeweilige Phasendifferenzen erhalten sind, können Phasenbeziehungen zwischen jedem HF-Kanal und dem an dem LO-Eingangsport LOin empfangenen LO-Signal S_LO(t) bestimmt werden, und die von den Phasenschiebern 105 und 109 bereitgestellten Phasenverschiebungen können von der Steuerschaltungsanordnung 120 basierend auf der Auswertung der Phasenbeziehungen für jeden HF-Kanal angepasst werden.
Der Phasendetektor 80 umfasst einen Testphasenschieber 106, der ausgebildet ist, das Testsignal (d.h. das LO-Signal S_LO(t)) zu empfangen und ein phasenverschobenes Testsignal S_TSG basierend auf einem Phasenversatz ΔΦ_TSG aus einer Folge von Phasenversätzen Φ_TSG[k] zu erzeugen, die auf das empfangene Testsignal (d. h. das LO-Signal S_LO(t)) angewendet werden. Der Phasendetektor 80 umfasst ferner einen Phasenmischer 107, der ausgebildet ist, das phasenverschobene Testsignal S_TSG und das Überwachungssignal Smon zu mischen, um das Ausgangssignal s_DC(t) zu erzeugen, das eine Mehrzahl von Gleichstrom- (DC-) Werten umfasst. Das Ausgangssignal s_DC(t) stellt die Phasendifferenz (pha_LOin - pha_Test) während einer Auswertung des LO-Signals S_LO(t) und die Phasendifferenz (pha_TXi - pha_Test) für einen ausgewählten TX-Kanal, die während eines anderen Messintervalls ausgewertet wird, dar.
Die MMIC 100 umfasst die Sendekanäle TX01-TX03, die jeweils ausgebildet sind, basierend auf dem LO-Signal S_LO(t) ein Dauerstrich-Sendesignal auszugeben. Für jeden Sendekanal umfasst die MMIC 100 auch einen jeweiligen Sendeüberwachungssignalpfad (z. B. ST_X01', S_TX02', und S_TX03'), der ausgebildet ist, über einen jeweiligen Sendekoppler 110 einen Abschnitt des Dauerstrich-Sendesignals aus dem jeweiligen Sendekanal als Sendeüberwachungssignal auszukoppeln. Dementsprechend ist der Phasendetektor 80 ausgebildet, das Testsignal S_LO(t) an dem Testeingangsport 13 während eines zweiten Messintervalls zu empfangen und ein Sendeüberwachungssignal an dem Überwachungseingangsport 15 als das Überwachungssignal Smon während des zweiten Messintervalls zu empfangen.
Jeder der Sendekanäle TX01-TX03 umfasst einen Sendephasenschieber 105, der auf dem Sendekanal bereitgestellt und ausgebildet ist, eine Sendephaseneinstellung (Phaseshift_TX, ΔΦ_TXi) auf das Dauerstrich-Sendesignal seines jeweiligen Sendekanals anzuwenden.
Die MMIC 100 umfasst ferner eine Überwachungsschaltung 150, die ausgebildet ist, das Ausgangssignal s_DC(t) während des ersten Messintervalls als ein erstes Ausgangssignal zu empfangen, das Ausgangssignal s_DC(t) während des zweiten Messintervalls als ein zweites Ausgangssignal zu empfangen und die Sendephaseneinstellung (Phaseshift TX, ΔΦ_TXi) basierend auf dem ersten Ausgangssignal und dem zweiten Ausgangssignal anzupassen. Insbesondere ist die Überwachungsschaltung 150 (z. B. die Steuerschaltung 120) ausgebildet, das erste Ausgangssignal, das für die Phasendifferenz (pha_LOin - pha_Test) repräsentativ ist, von dem zweiten Ausgangssignal, das für die Phasendifferenz (pha_TXi - pha_Test) für einen ausgewählten Sendekanal repräsentativ ist, zu subtrahieren und ein Phasenbeziehungssignal zu erzeugen, das die Phasenbeziehung zwischen dem an dem LO-Eingang LOin empfangenen LO-Signal S_LO(t) und dem ausgewählten Sendekanal darstellt. Diese Phasenbeziehung, die durch das Phasenbeziehungssignal angezeigt wird, kann durch die folgende Gleichung berechnet werden: $pha_TXi - pha_LOin = pha_TXi - pha_Test - pha_Loin + pha_Test$
Die Überwachungsschaltung 150 (z. B. die Steuerschaltung 120) ist ausgebildet, die Sendephaseneinstellung (Phaseshift_TX, ΔΦ_TXi) eines oder mehrerer Sendekanäle basierend auf ihrer Phasenbeziehung zu dem an dem LO-Eingang LOin empfangenen LO-Signal S_LO(t) entsprechend dem Phasenbeziehungssignal anzupassen.
Die MMIC 100 umfasst Empfangskanäle RX01-RX04, diejeweils ausgebildet sind, während eines Radarbetriebs ein Dauerstrichempfangssignal von einer jeweiligen Antenne 6 zu empfangen und während eines Überwachungsbetriebs ein Empfangsüberwachungssignal zu empfangen, das von dem Testsignal S_TSG abgeleitet ist. Somit wird das von dem Phasenschieber 106 des Phasendetektors 80 erzeugte Testsignal S_TSG als das Empfangsüberwachungssignal verwendet und entlang eines RX-Überwachungspfads an einen Eingang des Kopplers 111 gesendet. Somit ist der Phasenschieber 106 ein Testphasenschieber, der ausgebildet ist, das LO-Signal S_LO(t) zu empfangen und das Empfangsüberwachungssignal als phasenverschobenes Testsignal basierend auf einem Phasenversatz aus einer Folge von Phasenversätzen zu erzeugen, die auf das empfangene Testsignal angewendet werden. Nach der Ausgabe aus dem Phasenschieber 106 wird das Testsignal S_TSG durch einen Test-TST-Pufferverstärker 82 geleitet, der verwendet wird, um das Testsignal S_TSG an einen jeweiligen RX-Kanal zu senden, der als Empfangsüberwachungssignal zu verwenden ist.
Wie vorangehend beschrieben wurde, umfasst jeder der Empfangskanäle RX01-RX04 einen RX-Koppler 111 und einen Mischer 104, wobei der RX-Koppler 111 ausgebildet ist, ein Empfangsüberwachungssignal in einen HF-Abschnitt seines RX-Kanals, vorgeschaltet zu dem Mischer 104, einzukoppeln. Somit kann das Empfangsüberwachungssignal während eines Überwachungsbetriebs des RX-Kanals an einen der Eingangsports des Mischers 104 bereitgestellt werden.
Die MMIC 100 umfasst ferner einen LO-Pfad 17, der in einen Referenzsignalpfad 18 führt. Der LO-Pfad 17 empfängt das LO-Signal S_LO(t) von der Signalverteilungskomponente 16 (d. h. einer aktiven Komponente), die an dem Testpfad 11 angeordnet ist. Der Referenzsignalpfad 18 ist ausgebildet, das LO-Signal S_LO(t) zu empfangen und das LO-Referenzsignal S_RXj(t) an den anderen Eingangsport des Mischers 104 bereitzustellen. Insbesondere ist der LO-Phasenschieber 109 ausgebildet, die Phase des LO-Signals S_LO(t) zu verschieben, bevor es während eines Radarbetriebs an einen RX-Kanal geliefert wird. Das heißt, dass der Phasenschieber 109 zwischen der aktiven Komponente 16 und einem jeweiligen Empfangskanal verbunden ist. Somit ist der LO-Phasenschieber 109 ein Referenzphasenschieber, der auf dem Referenzsignalpfad 18 bereitgestellt und ausgebildet ist, eine Referenzphaseneinstellung oder Phasenversatz Φ_LO auf das LO-Signal S_LO(t) anzuwenden, um das Referenzsignal S_LO'(t) während eines Radarbetriebs zu erzeugen. Während eines RX-Überwachungsbetriebs verschiebt der LO-Phasenschieber 109 das LO-Signal S_LO(t) jedoch nicht in der Phase. Infolgedessen durchläuft das LO-Signal S_LO(t) den LO-Phasenschieber 109 derart, dass das LO-Referenzsignal S_RXj(t) an den Referenzport 22 des Mischers 104 bereitgestellt wird, ohne dass die Phaseneinstellung Φ_LO durch den LO-Phasenschieber 109 angewendet wird. Dennoch kann ein Phasenversatz in dem LO-Referenzsignal S_RXj(t) relativ zu dem LO-Eingangssignal S_LO(t) aufgrund aktiver Komponenten existieren. Das LO-Signal S_LO(t) wird durch einen LO-Pufferverstärker 83 geleitet, der verwendet wird, um das LO-Referenzsignal S_RXj(t) an einen jeweiligen RX-Kanal zu senden, der zu verwenden ist, um das Empfangsüberwachungssignal in ein Basisbandsignal Y_BB(t) abwärtszumischen.
Der Mischer 104 ist ausgebildet, das Mischer-Ausgangssignal Y_BB(t) basierend auf dem RX-Überwachungssignal und dem LO-Referenzsignal S_RXj(t) zu erzeugen, wobei, während des Überwachungsbetriebs, das Mischer-Ausgangssignal Y_BB(t) eine Phasendifferenz zwischen dem RX-Überwachungssignal und dem LO-Referenzsignal S_RXj(t) darstellt.
Die Überwachungsschaltung 150 (z. B. die Steuerschaltung 120) ist ausgebildet, das Ausgangssignal s_DC(t) von dem Mischer 107 während des ersten Messintervalls als ein erstes Ausgangssignal zu empfangen, das Mischer-Ausgangssignal Mischer-Ausgangssignal Y_BB(t) von dem Mischer 104 während eines dritten Messintervalls als ein drittes Ausgangssignal zu empfangen und die Referenzphaseneinstellung Φ_LO für den LO-Phasenschieber 109 basierend auf dem ersten Ausgangssignal und dem dritten Ausgangssignal anzupassen.
Insbesondere ist die Überwachungsschaltung 150 (z. B. die Steuerschaltung 120) ausgebildet, das erste Ausgangssignal s_DC(t) von Mischer 107 von dem dritten Ausgangssignal Y_BB(t) von Mischer 104 zu subtrahieren, um ein Phasenbeziehungssignal zu erzeugen, das die Phasenbeziehung zwischen dem an dem LO-Eingang LOin empfangenen LO-Signal S_LO(t) und dem ausgewählten Empfangskanal darstellt. Diese Phasenbeziehung, die durch das Phasenbeziehungssignal angezeigt wird, kann durch die folgende Gleichung berechnet werden: $pha_RXj/pha_LOin = pha_RXj/pha_Test - pha_Loin/pha_Test$
Die Überwachungsschaltung 150 (z. B. die Steuerschaltung 120) ist ausgebildet, die Referenzphaseneinstellung Φ_LO des Phasenschiebers 109 von einem oder mehreren Empfangskanälen basierend auf ihrer Phasenbeziehung zu dem an dem LO-Eingang LOin empfangenen LO-Signal S_LO(t) entsprechend dem Phasenbeziehungssignal anzupassen.
9 ist ein schematisches Blockdiagramm einer Radar-MMIC 200 gemäß einem oder mehreren Ausführungsbeispielen. Insbesondere ist die Radar-MMIC 200 ähnlich zu derjenigen von Radar-MMIC 100, die in 8 gezeigt ist, mit der Ausnahme, dass der LOin-Überwachungspfad (d. h. der passive Signalpfad 12) das Referenz-LO-Signal S_LOref(t) von einem separaten Lokaloszillatorport LOin_fb empfängt. Wie in ähnlicher Weise in Bezug auf die MMIC 100 in 8 beschrieben, stellt der passive Signalpfad 12 das LO-Signal S_LOref(t) an die Schaltmatrix 108 bereit, um als Überwachungssignal Smon während einer Auswertung des LO-Signals S_LOref(t) verwendet zu werden. Somit kann die Phase der TX- und RX-Kanäle der MMIC in Bezug auf die Referenzphase dieses separaten Referenz-LO-Signals S_LOref(t) gemessen werden. Der LO-Eingangsport LOin ist ausgebildet, das LO-Signal S_LO(t) von einer Quelle außerhalb der Radar-MMIC 200 zu empfangen und das LO-Signal S_LO(t) an den Testsignalpfad 11 bereitzustellen. Der weitere Lokaloszillatorport LOin fb ist ausgebildet, das LO-Signal S_LO(t) von einer Quelle außerhalb der Radar-MMIC 200 zu empfangen und das LO-Signal S_LO(t) an den passiven Signalpfad 12 bereitzustellen. Die Trennung des passiven Signalpfads 12 von dem Testpfad 11 stellt eine zusätzliche Ebene der funktionalen Sicherheit und mehr Flexibilität bei der MIMO-System-Implementierung bereit. Optional können die Frequenzwandler (FC; frequency converter) 81 und 84 bereitgestellt sein, um die Frequenzen der LO-Signale S_LO(t) in Frequenzen umzuwandeln, die sich von der ursprünglichen Eingangsfrequenz unterscheiden.
10 ist gemäß einem oder mehreren Ausführungsbeispielen ein Blockdiagramm zur Veranschaulichung eines Radarsystems 300, das eine Steuerung 50 und eine Mehrzahl von kaskadierten MMICs 100a-100d umfasst. Insbesondere ist das Radarsystem 300 ein MIMO-Radarsystem, das eine Mehrzahl von gekoppelten (kaskadierten) 100a-100d umfasst, die außerdem mit einer Systemsteuerung 50 (z. B. einem Mikrocontroller) gekoppelt sind. Obwohl die Systemsteuerung 50 außerhalb der MMICs 100a-100d dargestellt ist, versteht es sich, dass die Systemsteuerung 50 innerhalb einer der MMICs 100a-100d integriert sein kann und zugleich dieselben hier beschriebenen Funktionen ausführt. Bei diesem Beispiel weist jede der MMICs lOOa-lOOd eine ähnliche Struktur wie die in 8 gezeigte MMIC 100 auf. Alternativ können sie eine ähnliche Struktur wie die in 9 gezeigte MMIC 200 aufweisen.
Jede MMIC 100a-100d kann eine Mehrzahl von Sendekanälen TX01, TX02, TX03 usw. und eine Mehrzahl von Empfangskanälen RX01, RX02, RX03, RX04 usw. umfassen. Jeder der Sendekanäle kann mit einer jeweiligen Sendeantenne gekoppelt sein, um Radarsignale zu senden, und jeder der Empfangskanäle kann mit einer jeweiligen Empfangsantenne gekoppelt sein, um (reflektierte) Radarsignale zu empfangen. Wie vorangehend erwähnt wurde, ist es jedoch auch möglich, dass eine MMIC nur einen Empfänger ohne Sender oder einen Sender ohne Empfänger umfasst. So umfasst eine MMIC in manchen Fällen möglicherweise keine Sendekanäle oder umfasst möglicherweise keine Empfangskanäle.
Jede der MMICs 100a-100d kann einen Lokaloszillator (LO) umfassen, der ein HF-Oszillatorsignal SLO(t) erzeugt. Für den Betrieb des Radarsystems 300 ist es jedoch von Vorteil, wenn von den MMICs verwendete LO-Signale kohärent sind. Daher wird das LO-Signal in einer MIMIC -- der Master-MMIC 100a -- erzeugt und eine Darstellung des LO-Signals wird an die Slave-MMICs 100b-100d verteilt. Die Darstellung kann beispielsweise mit dem LO-Signal identisch sein, oder die Darstellung kann ein frequenzgeteiltes Signal sein, das dann an jeder MMIC durch Frequenzmultiplikation (z. B. über Frequenzwandler 81 und/oder 84) rekonstruiert wird.
Während im Folgenden eine Verteilung des LO-Signals beschrieben wird, wird darauf hingewiesen, dass das Folgende auch auf eine frequenzgeteilte Verteilung des LO-Signals angewendet werden kann. Bei dem dargestellten Beispiel wird dazu das LO-Signal SLO(t) von einem LO-Ausgang LOout der Master-MMIC 100a zu den LO-Eingängen LOin der jeweiligen Slave-MMICs 100b-100d geleitet. Bei einigen Ausführungsbeispielen kann ein unidirektionaler Leistungssplitter zunächst das LO-Signal SLO(t) von der Master-MMIC 100a empfangen und das gesplittete Signal an die LO-Eingänge LOin der jeweiligen Slave-MMICs 100b-100d verteilen. Bei einigen Ausführungsbeispielen könnte die Master-MMIC 100a auch das LOout-Signal verwenden, um sich selbst unter Verwendung eines zusätzlichen LOin-Ports zu speisen, um sicherzustellen, dass das LO-Signal zwischen dem Master- und den Slave-MMICs gleichmäßig verzögert wird.
Der LO-Ausgang LOout und die LO-Eingänge LOin können je nach Chip-Package als Stift, Lötkugel oder Ähnliches implementiert sein. Bei einigen beispielhaften Implementierungen können der LO-Ausgang LOout und/oder die LO-Eingänge LOin durch dedizierte externe Kontakte (z. B. Stift, Lötkugel usw.) implementiert werden. Um die Anzahl der externen Kontakte der MMICs gering zu halten, kann der Ausgang eines Sendekanals (z.B. Kanal TX03) auch als LO-Ausgang oder LO-Eingang neu konfiguriert werden. Ein als LO-Ausgang oder LO-Eingang ausgebildeter Sendekanal steht dann allerdings nicht mehr als Antennenport zur Verbindung einer (Sende-)Antenne zur Verfügung. Entsprechend dem in 10 dargestellten Beispiel kann in der Master-MIMIC 100a der HF-Ausgang des Sendekanals TX03 als LO-Ausgang ausgebildet sein, wozu es nützlich ist, die Verstärkung des HF-Verstärkers anzupassen (vgl. 4, Verstärker 102). Die sich daraus ergebende Adaption (Reduzierung) der Signalleistung kann nützlich oder zweckmäßig sein, um das Übersprechen auf die empfangenden Kanäle RX01, RX02 usw. zu minimieren (vgl. 7 und 8) und um Energie zu sparen. In dem Fall der Slave-MMICs 100b-100d sind die HF-Ausgänge der jeweiligen Sendekanäle TX03 als LO-Eingänge ausgebildet, was mit Hilfe von Kopplern und/oder Schaltern implementiert werden kann.
Bei dem dargestellten Beispiel können die durch TX01, TX02 und TX03 bezeichneten Ausgänge mit (Sende-)Antennen verbunden werden und die durch RX01, RX02, RX03 und RX04 bezeichneten Eingänge können mit (Empfangs-)Antennen verbunden werden. Es wird an dieser Stelle darauf hingewiesen, dass alle MMICs Lokaloszillatoren 101 (z. B. PLLs) umfassen können, Letztere jedoch in den als Slaves ausgebildeten MMICs 100b-100d nicht verwendet werden. Für den normalen Radarbetrieb wird das LO-Signal zentral in der Master-MIMIC erzeugt und auf die Slave-MMICs verteilt. Was auf diese Weise erreicht wird, ist, dass die in den MMICs verarbeiteten LO-Signale kohärent sind.
Bei dem in 10 dargestellten Beispiel erzeugt die Master-MMIC 100a das LO-Signal S_LO(t) und verteilt es über den LO-Ausgang der Master-MIMIC 100a an die Slave-MMICs 100b-100d, wodurch eine Mehrzahl von MMICs in Reihe (kaskadiert) geschaltet werden kann. Ein (System-)Taktsignal SCLK(t) kann ebenfalls von der Master-MMIC 100a erzeugt und an die Slave-MMICs 100b-100d verteilt werden. Die Master-MMIC 100a kann das Taktsignal SCLK(t) aus einem Referenztaktsignal erzeugen, das von einem separaten Referenztaktgenerator 70, z. B. einem Quarzoszillator, empfangen wird. Zu diesem Zweck weisen die MMICs 100a-100d jeweils über einen separaten Taktausgang CLKout oder Takteingang CLKin auf, die über Streifenleitungen verbunden werden können. Das Taktsignal SCLK(t) kann eine Taktfrequenz von einigen MHz (z. B. 200 MHz) aufweisen, während das LO-Signal eine LO-Frequenz fLO von einer Mehrzahl von GHz (z.B. 76-81 GHz) oder eines entsprechenden geteilten Werts (z.B. 13GHz oder 39GHz) aufweist.
Alternativ kann das Taktsignal SCLK(t) auch durch den Referenztaktgenerator 70 erzeugt werden. In diesem Fall wird das von dem Taktgenerator-Chip erzeugte Taktsignal SCLK(t) an alle MMICs (Master-MMIC 100a und Slave-MMICs 100b-100d) gespeist.
Jede MMIC 1001-100d umfasst außerdem einen Datenausgang Dout zum Senden von Daten, die von Steuerschaltungsanordnungs- 120 Informationen (z. B. Phasendifferenzinformationen oder Phasenbeziehungsinformationen) erzeugten Phasendaten entsprechen. Die Daten von jeder MMIC 100a-100d können als Rückmeldeinformationen an die Systemsteuerung 50 gesendet werden, die die Daten an einem Dateneingang Din empfängt.
So kann beispielsweise jede MMIC 100a-100d zumindest eine Überwachungsschaltung 150 umfassen, die die Phasendifferenzen gemäß der obigen Beschreibung misst. Die Überwachungsschaltungen 150 der MMICs 100a-100d können Signale, die die Phasendifferenzen oder die berechneten Phasenbeziehungen darstellen, an die Systemsteuerung 50 senden. Die Systemsteuerung 50 wiederum kann die Phasenbeziehungen auswerten und Steuerinformationen an die jeweilige Steuerschaltungsanordnung 120 jeder MMIC 100a-100d senden, um die Phaseneinstellungen ihrer Phasenschieber 105 und 109 zu steuern und möglicherweise anzupassen.
Somit kann jede MMIC 100a-100d Phasendaten 60 senden, die der Signalphasenverschiebung eines entsprechenden Radarsignalkanals entsprechen. Eine Phasenverschiebung eines Radarsignalkanals relativ zu Radarsignalen in anderen Kanälen und/oder einer anderen MMIC kann mit einem zunehmenden Temperaturunterschied zwischen den Radarsignalkanälen oder basierend auf einer Phasendrift des an einer MMIC empfangenen LO-Signals SLO(t) relativ zu den anderen MMICs zunehmen. Dieses Phänomen kann als Phasendrift bezeichnet werden und kann auftreten, wenn unterschiedliche Kanäle oder unterschiedliche MMICs bei unterschiedlichen Temperaturen arbeiten oder ein LO-Signal SLO(t) empfangen, das an seinem jeweiligen LO-Eingangsport LOin eine andere Phase aufweist als relativ zu den anderen MMICs. Somit können Phasenverschiebungen zwischen Radarsignalkanälen mit Phasendifferenzen zu dem LO-Eingangssignal SLO(t) korreliert werden. Phasendrift kann die Performance einer MMIC oder des kaskadierten Systems erheblich beeinträchtigen und sollte daher detektiert und verhindert werden.
Die Systemsteuerung 50 ist ausgebildet, die Phasendaten von den MMICs 100a-100d über einen Datenbus 61 zu empfangen und Steuersignale (z. B. Phasenversatz-Steuersignale) zu erzeugen, die die Phaseneinstellungen der Phasenschieber 105 und 109 an jeder MMIC 100a-100d steuern. Die Steuersignale werden an einem Steuereingang CTRL der MMICs 100a-100d über einen Steuersignalbus 62 empfangen, wo sie von der jeweiligen Steuerschaltung 120 der MMIC empfangen werden. Jede Steuerschaltung 120 handhabt die Anpassung der Phaseneinstellungen der Phasenschieber 105 und 109, um eine Phasendrift zwischen jeweiligen TX- und RX-Kanälen auf sowohl der Einzelner-Chip-Ebene als auch der Systemebene über alle MMIC 100a-100d hinweg, umfassend Sendekanäle und/oder Empfangskanäle, basierend auf den empfangenen Steuersignalen zu vermeiden.
In Anbetracht der obigen Ausführungen ist irgendeine Kombination der Überwachung der Phasenbeziehung zwischen einem HF-Kanal und dem empfangenen LO-Signal SLO(t) an einer bestimmten MMIC innerhalb des Radarsystems 300 möglich. Die Phasenbeziehungen für alle HF-Kanäle können von der Systemsteuerung 50 bestimmt und verwendet werden, um die Phasendrift zwischen HF-Kanälen innerhalb des Radarsystems 300 zu reduzieren. Wie vorangehend erwähnt wurde, umfassen einige MMICs möglicherweise kein Empfängermodul oder umfassen möglicherweise kein Sendemodul, während andere beides aufweisen können.
Die MMIC-Architektur eines jeden Radarchips ist in der Lage, die Phasenbeziehung der TX- und RX-Kanäle in Bezug auf die Phase des LO-Eingangs LOin zu messen. Der passive Signalpfad ist der Schlüssel zum Ausgleich der Verzögerung und Drift aller aktiven Stufen, die zur Verstärkung (boost) des LO-Eingangssignals zum Treiben der TX/RX-Kanäle erforderlich sind. Die Messung der Phasendifferenz des LO-Signals, das durch den passiven Signalpfad 12 und den Testsignalpfad 11 geroutet wird, ist von entscheidender Bedeutung, um die Kalibrierungs- und/oder Überwachungsfähigkeiten der TX/RX-Kanäle innerhalb einer einzelnen MMIC und in mehreren MMICs eines MIMO-Systems zu ermöglichen. Die Phasendifferenzmessungen an einer einzelnen MMIC (z. B. für das LO-Signal, einen TX-Kanal und einen RX-Kanal) werden aufeinanderfolgend entsprechend verschiedenen Messintervallen durchgeführt. In jedem Messintervall können jedoch Phasendifferenzmessungen zwischen allen MMICs parallel durchgeführt werden.
Obwohl verschiedene Ausführungsbeispiele beschrieben wurden, ist es für Durchschnittsfachleute offensichtlich, dass viele weitere Ausführungsbeispiele und Implementierungen innerhalb des Schutzbereichs der Offenbarung möglich sind. Dementsprechend soll die Erfindung nicht eingeschränkt sein, außer im Hinblick auf die angehängten Ansprüche und ihre Entsprechungen. Im Hinblick auf die verschiedenen Funktionen, die durch die vorangehend beschriebenen Komponenten oder Strukturen (Anordnungen, Vorrichtungen, Schaltungen, Systeme, etc.) ausgeführt werden, sollen die Ausdrücke (einschließlich einer Bezugnahme auf ein „Mittel“), die verwendet werden, um solche Komponenten zu beschreiben, außer anderweitig angegeben, irgendeiner Komponente oder Struktur entsprechen, die die spezifizierte Funktion der beschriebenen Komponente ausführt (d. h. die funktional äquivalent ist), selbst wenn sie strukturell nicht äquivalent zu der offenbarten Struktur ist, die die Funktion in den hierin dargestellten beispielhaften Implementierungen der Erfindung ausführt.
Weiterhin sind die folgenden Ansprüche hiermit in die detaillierte Beschreibung aufgenommen, wo jeder Anspruch als getrenntes Ausführungsbeispiel für sich stehen kann. Während jeder Anspruch als separates Ausführungsbeispiel für sich stehen kann, ist zu beachten, dass - obwohl ein abhängiger Anspruch sich in den Ansprüchen auf eine bestimmte Kombination mit einem oder mehreren anderen Ansprüchen beziehen kann - andere Ausführungsbeispiele auch eine Kombination des abhängigen Anspruchs mit dem Gegenstand jedes anderen abhängigen oder unabhängigen Anspruchs umfassen können. Solche Kombinationen werden hierin vorgeschlagen, sofern nicht angegeben ist, dass eine bestimmte Kombination nicht beabsichtigt ist. Ferner sollen auch Merkmale eines Anspruchs für irgendeinen anderen unabhängigen Anspruch umfasst sein, selbst wenn dieser Anspruch nicht direkt abhängig von dem unabhängigen Anspruch gemacht ist.
Es sollte ferner darauf hingewiesen werden, dass in der Beschreibung oder in den Ansprüchen offenbarte Verfahren durch eine Vorrichtung implementiert werden, die ein Mittel zum Ausführen eines jeden der jeweiligen Schritte dieser Verfahren aufweist.
Ferner versteht sich, dass die Offenbarung mehrerer, in der Beschreibung oder in den Ansprüchen offenbarter Schritte oder Funktionen nicht als in der bestimmten Reihenfolge befindlich ausgelegt werden soll. Daher werden diese durch die Offenbarung von mehreren Schritten oder Funktionen nicht auf eine bestimmte Reihenfolge begrenzt, es sei denn, dass diese Schritte oder Funktionen aus technischen Gründen nicht austauschbar sind. Ferner kann bei einigen Ausführungsbeispielen ein einzelner Schritt mehrere Teilschritte umfassen oder kann in mehrere Teilschritte aufgeteilt sein. Solche Teilschritte können umfasst sein und Teil der Offenbarung dieses Einzelschritts sein, sofern sie nicht explizit ausgeschlossen sind.
Anweisungen können durch einen oder mehrere Prozessoren ausgeführt werden, wie beispielsweise eine oder mehrere zentrale Verarbeitungseinheiten (CPU; central processing units), digitale Signalprozessoren (DSPs; digital signal processors), Allzweck-Mikroprozessoren, anwendungsspezifische integrierte Schaltungen (ASICs; application specific integrated circuits), feldprogrammierbare Logik-Arrays (FPGAs; field programmable logic arrays) oder eine andere äquivalente integrierte oder diskrete Logik-Schaltungsanordnung. Dementsprechend bezieht sich der Ausdruck „Prozessor“ oder „Verarbeitungsschaltungsanordnung“, nach hiesigem Gebrauch, auf irgendeine der vorangehenden Strukturen oder irgendeine andere Struktur, die für eine Implementierung der hierin beschriebenen Techniken geeignet ist. Zusätzlich kann bei einigen Aspekten die hierin beschriebene Funktionalität innerhalb dedizierter Hardware- und/oder Software-Module bereitgestellt sein. Auch könnten die Techniken vollständig in einer oder mehreren Schaltungen oder Logikelementen implementiert sein.
Somit können die in dieser Offenbarung beschriebenen Techniken zumindest teilweise in Hardware, Software, Firmware oder irgendeine Kombination davon implementiert sein.
Beispielsweise können verschiedene Aspekte der beschriebenen Techniken innerhalb eines oder mehrerer Prozessoren implementiert werden, umfassend einen oder mehrere Mikroprozessoren, DSPs, ASICs, oder irgendeine andere äquivalente integrierte oder diskrete Logik-Schaltungsanordnung, sowie irgendeine Kombination solcher Komponenten.
Eine Steuerung, die Hardware umfasst, kann auch eine oder mehrere der in dieser Offenbarung beschriebenen Techniken ausführen. Solche Hardware, Software und Firmware kann innerhalb der gleichen Vorrichtung implementiert sein, oder innerhalb separater Vorrichtungen, um die verschiedenen Techniken zu unterstützen, die in dieser Offenbarung beschrieben sind. Software kann derart auf einem nichtflüchtigen computerlesbaren Medium gespeichert sein, dass das nichtflüchtige computerlesbare Medium einen Programmcode oder einen darauf gespeicherten Programmalgorithmus umfasst, der bei Ausführung die Steuerung über ein Computerprogramm veranlasst, die Schritte eines Verfahrens auszuführen.
Obwohl verschiedene Ausführungsbeispiele offenbart wurden, ist es für Fachleute auf dem Gebiet offensichtlich, dass verschiedene Veränderungen und Modifikationen gemacht werden können, die einige der Vorteile der hierin offenbaren Konzepte erreichen werden, ohne von dem Wesen und Schutzbereich der Erfindung abzuweichen. Für Durchschnittsfachleute auf dem Gebiet ist es offensichtlich, dass andere Komponenten, die die gleichen Funktionen ausführen, passend eingesetzt werden können. Es sollte darauf hingewiesen werden, dass andere Ausführungsbeispiele verwendet werden können und strukturelle oder logische Änderungen gemacht werden können, ohne von dem Schutzbereich der vorliegenden Offenbarung abzuweichen. Es sollte erwähnt werden, dass Merkmale, die Bezug nehmend auf eine bestimmte Figur beschrieben werden, mit Merkmalen anderer Figuren kombiniert werden können, selbst in denen, die nicht explizit erwähnt werden. Solche Modifikationen des allgemeinen erfindungsgemäßen Konzepts gelten als durch die beigefügten Ansprüche und deren rechtliche Entsprechungen abgedeckt.
Ausführungsbeispiel 1 ist ein Hochfrequenz- (HF-) System, umfassend: eine monolithisch integrierte Radar-Mikrowellenschaltung (MMIC), umfassend: einen Phasendetektor, der einen Testeingangsport und einen Überwachungseingangsport umfasst, wobei der Phasendetektor ausgebildet ist, ein Ausgangssignal zu erzeugen, das eine Phasendifferenz zwischen einem an dem Testeingangsport empfangenen Testsignal und einem an dem Überwachungseingangsport empfangenen Überwachungssignal darstellt; einen Testsignalpfad, der zumindest eine aktive Komponente umfasst, wobei der Testsignalpfad ausgebildet ist, ein Lokaloszillatorsignal zu empfangen und das Lokaloszillatorsignal während eines ersten Messintervalls als das Testsignal an den Testeingangsport bereitzustellen; und einen passiven Signalpfad, der ausgebildet ist, das Lokaloszillatorsignal zu empfangen und das Lokaloszillatorsignal während des ersten Messintervalls als das Überwachungssignal an den Überwachungseingangsport bereitzustellen.
Ausführungsbeispiel 2, in dem Radarsystem gemäß Ausführungsbeispiel 1, wobei der Phasendetektor verwendet wird, um zumindest einen HF-Kanal der Radar-MMIC zusätzlich zu dem Lokaloszillatorsignal zu überwachen, um ein Signal zu bestimmen, das eine Referenzphase anzeigt.
Ausführungsbeispiel 3, in dem Radarsystem gemäß Ausführungsbeispiel 1 oder 2, wobei der passive Signalpfad keine aktiven Komponenten umfasst und der Testsignalpfad ein aktiver Signalpfad ist, der die zumindest eine aktive Komponente umfasst, wobei jede aktive Komponente zumindest einen Transistor umfasst.
Ausführungsbeispiel 4, in dem Radarsystem gemäß Ausführungsbeispiel 3, wobei die Radar-MMIC ferner umfasst: einen Lokaloszillatorport, der ausgebildet ist, das Lokaloszillatorsignal von einer Quelle außerhalb der ersten Radar-MMIC zu empfangen und das Lokaloszillatorsignal an den Testsignalpfad und an den passiven Signalpfad bereitzustellen.
Ausführungsbeispiel 5, in dem Radarsystem gemäß Ausführungsbeispiel 3 oder 4, wobei die Radar-MMIC ferner umfasst: einen Lokaloszillatorport, der ausgebildet ist, das Lokaloszillatorsignal von einer Quelle außerhalb der ersten Radar-MMIC zu empfangen und das Lokaloszillatorsignal an den Testsignalpfad bereitzustellen; und einen weiteren Lokaloszillatorport, der ausgebildet ist, das Lokaloszillatorsignal von der Quelle außerhalb der ersten Radar-MMIC zu empfangen und das Lokaloszillatorsignal an den passiven Signalpfad bereitzustellen.
Ausführungsbeispiel 6, in dem Radarsystem gemäß einem der vorangehenden Ausführungsbeispiele, wobei der Phasendetektor umfasst: einen Testphasenschieber, der ausgebildet ist, das Testsignal zu empfangen und ein phasenverschobenes Testsignal basierend auf einem Phasenversatz aus einer Folge von Phasenversätzen zu erzeugen, die auf das empfangene Testsignal angewendet werden; und einen Phasenmischer, der ausgebildet ist, das phasenverschobene Testsignal und das Überwachungssignal zu mischen, um das Ausgangssignal zu erzeugen, das eine Mehrzahl von Gleichstrom- (DC-) Werten umfasst.
Ausführungsbeispiel 7, in dem Radarsystem gemäß einem der vorangehenden Ausführungsbeispiele, wobei die Radar-MMIC ferner umfasst: einen ersten Sendekanal, der ausgebildet ist, ein erstes Dauerstrich-Sendesignal basierend auf dem Lokaloszillatorsignal auszugeben; und einen ersten Sendeüberwachungssignalpfad, der ausgebildet ist, einen Abschnitt des ersten Dauerstrich-Sendesignals aus dem ersten Sendekanal als ein erstes Sendeüberwachungssignal auszukoppeln, wobei der Phasendetektor ausgebildet ist, das Testsignal an dem Testeingangsport während eines zweiten Messintervalls zu empfangen und das erste Sendeüberwachungssignal an dem Überwachungseingangsport als das Überwachungssignal während des zweiten Messintervalls zu empfangen.
Ausführungsbeispiel 8, in dem Radarsystem gemäß Ausführungsbeispiel 7, wobei die Radar-MMIC ferner umfasst: einen ersten Sendephasenschieber, der auf dem ersten Sendekanal bereitgestellt ist und ausgebildet ist, eine Sendephaseneinstellung auf das erste Dauerstrich-Sendesignal anzuwenden; und eine Überwachungsschaltung, die ausgebildet ist, das Ausgangssignal während des ersten Messintervalls als ein erstes Ausgangssignal zu empfangen, das Ausgangssignal während des zweiten Messintervalls als ein zweites Ausgangssignal zu empfangen und die Sendephaseneinstellung basierend auf dem ersten Ausgangssignal und dem zweiten Ausgangssignal anzupassen.
Ausführungsbeispiel 9, in dem Radarsystem gemäß Ausführungsbeispiel 8, wobei die Überwachungsschaltung ausgebildet ist, das erste Ausgangssignal von dem zweiten Ausgangssignal zu subtrahieren, um ein Phasenbeziehungssignal zu erzeugen, und die Überwachungsschaltung ausgebildet ist, die Sendephaseneinstellung basierend auf dem Phasenbeziehungssignal anzupassen.
Ausführungsbeispiel 10, in dem Radarsystem gemäß einem der vorangehenden Ausführungsbeispiele, wobei die Radar-MMIC ferner umfasst: einen ersten Empfangskanal, der einen Mischer umfasst, wobei der erste Empfangskanal ausgebildet ist, ein Empfangssignal von einer Antenne während eines Radarbetriebs zu empfangen und ein Empfangsüberwachungssignal von dem Phasendetektor während eines Überwachungsbetriebs zu empfangen, wobei das Empfangsüberwachungssignal von dem Testsignal hergeleitet wird; einen Referenzsignalpfad, der ausgebildet ist, ein von dem Lokaloszillatorsignal hergeleitetes Referenzsignal zu empfangen und das Referenzsignal an den Mischer bereitzustellen, wobei der Mischer ausgebildet ist, ein Mischer-Ausgangssignal basierend auf dem Empfangsüberwachungssignal und dem Referenzsignal zu erzeugen, wobei das Mischer-Ausgangssignal eine Phasendifferenz zwischen dem Empfangsüberwachungssignal und dem Referenzsignal darstellt.
Ausführungsbeispiel 11, in dem Radarsystem gemäß Ausführungsbeispiel 10, wobei das Referenzsignal das Lokaloszillatorsignal ist.
Ausführungsbeispiel 12, in dem Radarsystem gemäß Ausführungsbeispiel 10 oder 11, wobei der Phasendetektor umfasst: einen Testphasenschieber, der ausgebildet ist, das Testsignal zu empfangen und das Empfangsüberwachungssignal als phasenverschobenes Testsignal basierend auf einem Phasenversatz aus einer Folge von Phasenversätzen zu erzeugen, die auf das empfangene Testsignal angewendet werden.
Ausführungsbeispiel 13, in dem Radarsystem gemäß einem der Ausführungsbeispiele 10 bis 12, wobei die Radar-MMIC ferner umfasst: einen ersten Referenzphasenschieber, der auf dem Referenzsignalpfad bereitgestellt ist und ausgebildet ist, eine Referenzphaseneinstellung auf das Lokaloszillatorsignal anzuwenden, um ein phasenverschobenes Referenzsignal zu erzeugen, das während des Radarbetriebs verwendet wird; und eine Überwachungsschaltung, die ausgebildet ist, das Ausgangssignal während des ersten Messintervalls als ein erstes Ausgangssignal zu empfangen, das Mischer-Ausgangssignal während eines zweiten Messintervalls als ein zweites Ausgangssignal zu empfangen und die Referenzphaseneinstellung für den Radarbetrieb basierend auf dem ersten Ausgangssignal und dem zweiten Ausgangssignal anzupassen.
Ausführungsbeispiel 14, in dem Radarsystem gemäß Ausführungsbeispiel 13, wobei die Überwachungsschaltung ausgebildet ist, das erste Ausgangssignal von dem zweiten Ausgangssignal zu subtrahieren, um ein Phasenbeziehungssignal zu erzeugen, und die Überwachungsschaltung ausgebildet ist, die Referenzphaseneinstellung basierend auf dem Phasenbeziehungssignal anzupassen.
Ausführungsbeispiel 15, in dem Radarsystem gemäß einem der vorangehenden Ausführungsbeispiele, ferner umfassend: einen Frequenzwandler, der ausgebildet ist, das Lokaloszillatorsignal zu empfangen und eine Frequenz des Lokaloszillatorsignals in eine andere Frequenz umzuwandeln, um ein frequenzgewandeltes Lokaloszillatorsignal zu erzeugen.
Ausführungsbeispiel 16, in dem Radarsystem gemäß Ausführungsbeispiel 15, wobei: der Testsignalpfad ausgebildet ist, das frequenzgewandelte Lokaloszillatorsignal zu empfangen und das frequenzgewandelte Lokaloszillatorsignal als das Testsignal an den Testeingangsport bereitzustellen, und der passive Signalpfad ausgebildet ist, das frequenzgewandelte Lokaloszillatorsignal zu empfangen und das frequenzgewandelte Lokaloszillatorsignal während des ersten Messintervalls an den Überwachungseingangsport als das Überwachungssignal bereitzustellen.
Ausführungsbeispiel 17 ist ein Verfahren zum Überwachen von HF-Signalen in einer HF-Schaltung, das Verfahren umfassend: Erzeugen eines Ausgangssignals, das eine Phasendifferenz zwischen einem an einem Testeingangsport eines Phasendetektors empfangenen Testsignal und einem an einem Überwachungseingangsport des Phasendetektors empfangenen Überwachungssignal darstellt; Empfangen eines Lokaloszillatorsignals an einem Testsignalpfad, der zumindest eine aktive Komponente umfasst, und Bereitstellen des Lokaloszillatorsignals als das Testsignal an den Testeingangsport während eines ersten Messintervalls über den Testsignalpfad; und Empfangen des Lokaloszillatorsignals an einem passiven Signalpfad und Bereitstellen des Lokaloszillatorsignals an den Überwachungseingangsport als das Überwachungssignal während des ersten Messintervalls über den passiven Signalpfad.
Ausführungsbeispiel 18 ist ein Hochfrequenz- (HF-) System, umfassend: eine Mehrzahl von monolithisch integrierten Radar-Mikrowellenschaltungen (MMICs), wobei jede Radar-MMIC umfasst: einen Phasendetektor, der einen Testeingangsport, einen Überwachungseingangsport und einen Ausgangsport umfasst, wobei der Phasendetektor ausgebildet ist, ein Ausgangssignal an dem Ausgangsport zu erzeugen, das eine Phasendifferenz zwischen einem an dem Testeingangsport empfangenen Testsignal und einem an dem Überwachungseingangsport empfangenen Überwachungssignal darstellt; einen Testsignalpfad umfassend zumindest eine aktive Komponente, wobei der Testsignalpfad ausgebildet ist, ein Lokaloszillatorsignal zu empfangen und das Lokaloszillatorsignal als das Testsignal an den Testeingangsport während eines ersten Messintervalls bereitzustellen; und einen passiven Signalpfad, der ausgebildet ist, das Lokaloszillatorsignal zu empfangen und das Lokaloszillatorsignal während des ersten Messintervalls an den Überwachungseingangsport als das Überwachungssignal bereitzustellen; und eine Steuerung, die ausgebildet ist, eine Phase von zumindest einem HF-Kanal der Mehrzahl von Radar-MMICs basierend auf jedem Ausgangssignal, das von jeder der Mehrzahl von Radar-MMICs erzeugt wird, anzupassen.
Ausführungsbeispiel 18, in dem Radarsystem gemäß Ausführungsbeispiel 18, ferner umfassend: eine Master-Radar-MMIC, die ausgebildet ist, das Lokaloszillatorsignal zu erzeugen und das Lokaloszillatorsignal an die Mehrzahl von Radar-MMICs zu verteilen.
Ausführungsbeispiel 20, in dem Radarsystem gemäß Ausführungsbeispiel 18 oder 19, wobei der Phasendetektor verwendet wird, um zumindest einen HF-Kanal der Radar-MMIC zusätzlich zu dem Lokaloszillatorsignal zu überwachen.
Ausführungsbeispiel 21, in dem Radarsystem gemäß einem der Ausführungsbeispiele 18 bis 20, wobei der passive Signalpfad keine aktiven Komponenten umfasst und der Testsignalpfad ein aktiver Signalpfad ist, der die zumindest eine aktive Komponente umfasst, wobei jede aktive Komponente zumindest einen Transistor umfasst.

Claims

Ein Hochfrequenz-, HF-, System, umfassend: eine monolithisch integrierte Radar-Mikrowellenschaltung, Radar-MMIC, umfassend: einen Phasendetektor, der einen Testeingangsport und einen Überwachungseingangsport umfasst, wobei der Phasendetektor ausgebildet ist, ein Ausgangssignal zu erzeugen, das eine Phasendifferenz zwischen einem an dem Testeingangsport empfangenen Testsignal und einem an dem Überwachungseingangsport empfangenen Überwachungssignal darstellt; einen Testsignalpfad umfassend zumindest eine aktive Komponente, wobei der Testsignalpfad ausgebildet ist, ein Lokaloszillatorsignal zu empfangen und das Lokaloszillatorsignal als das Testsignal an den Testeingangsport während eines ersten Messintervalls bereitzustellen; und einen passiven Signalpfad, der ausgebildet ist, das Lokaloszillatorsignal zu empfangen und das Lokaloszillatorsignal während des ersten Messintervalls an den Überwachungseingangsport als das Überwachungssignal bereitzustellen.
Das Radarsystem gemäß Anspruch 1, wobei der Phasendetektor verwendet wird, um zumindest einen HF-Kanal der Radar-MMIC zusätzlich zu dem Lokaloszillatorsignal zu überwachen, um ein Signal zu bestimmen, das eine Referenzphase anzeigt.
Das Radarsystem gemäß Anspruch 1 oder 2, wobei der passive Signalpfad keine aktiven Komponenten umfasst und der Testsignalpfad ein aktiver Signalpfad ist, der die zumindest eine aktive Komponente umfasst, wobei jede aktive Komponente zumindest einen Transistor umfasst.
Das Radarsystem gemäß Anspruch 3, wobei die Radar-MMIC ferner umfasst: einen Lokaloszillatorport, der ausgebildet ist, das Lokaloszillatorsignal von einer Quelle außerhalb der ersten Radar-MMIC zu empfangen und das Lokaloszillatorsignal an den Testsignalpfad und an den passiven Signalpfad bereitzustellen.
Das Radarsystem gemäß Anspruch 3 oder 4, wobei die Radar-MMIC ferner umfasst: einen Lokaloszillatorport, der ausgebildet ist, das Lokaloszillatorsignal von einer Quelle außerhalb der ersten Radar-MMIC zu empfangen und das Lokaloszillatorsignal an den Testsignalpfad bereitzustellen; und einen weiteren Lokaloszillatorport, der ausgebildet ist, das Lokaloszillatorsignal von der Quelle außerhalb der ersten Radar-MMIC zu empfangen und das Lokaloszillatorsignal an den passiven Signalpfad bereitzustellen.
Das Radarsystem gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, wobei der Phasendetektor umfasst: einen Testphasenschieber, der ausgebildet ist, das Testsignal zu empfangen und ein phasenverschobenes Testsignal basierend auf einem Phasenversatz aus einer Folge von Phasenversätzen zu erzeugen, die auf das empfangene Testsignal angewendet werden; und einen Phasenmischer, der ausgebildet ist, das phasenverschobene Testsignal und das Überwachungssignal zu mischen, um das Ausgangssignal zu erzeugen, das eine Mehrzahl von Gleichstrom-, DC-, Werten umfasst.
Das Radarsystem gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Radar-MMIC ferner umfasst: einen ersten Sendekanal, der ausgebildet ist, ein erstes Dauerstrich-Sendesignal basierend auf dem Lokaloszillatorsignal auszugeben; und einen ersten Sendeüberwachungssignalpfad, der ausgebildet ist, einen Abschnitt des ersten Dauerstrich-Sendesignals aus dem ersten Sendekanal als ein erstes Sendeüberwachungssignal auszukoppeln, wobei der Phasendetektor ausgebildet ist, das Testsignal an dem Testeingangsport während eines zweiten Messintervalls zu empfangen und das erste Sendeüberwachungssignal an dem Überwachungseingangsport als das Überwachungssignal während des zweiten Messintervalls zu empfangen.
Das Radarsystem gemäß Anspruch 7, wobei die Radar-MMIC ferner umfasst: einen ersten Sendephasenschieber, der auf dem ersten Sendekanal bereitgestellt ist und ausgebildet ist, eine Sendephaseneinstellung auf das erste Dauerstrich-Sendesignal anzuwenden; und eine Überwachungsschaltung, die ausgebildet ist, das Ausgangssignal während des ersten Messintervalls als ein erstes Ausgangssignal zu empfangen, das Ausgangssignal während des zweiten Messintervalls als ein zweites Ausgangssignal zu empfangen und die Sendephaseneinstellung basierend auf dem ersten Ausgangssignal und dem zweiten Ausgangssignal anzupassen.
Das Radarsystem gemäß Anspruch 8, wobei die Überwachungsschaltung ausgebildet ist, das erste Ausgangssignal von dem zweiten Ausgangssignal zu subtrahieren, um ein Phasenbeziehungssignal zu erzeugen, und die Überwachungsschaltung ausgebildet ist, die Sendephaseneinstellung basierend auf dem Phasenbeziehungssignal anzupassen.
Das Radarsystem gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Radar-MMIC ferner umfasst: einen ersten Empfangskanal, der einen Mischer umfasst, wobei der erste Empfangskanal ausgebildet ist, ein Empfangssignal von einer Antenne während eines Radarbetriebs zu empfangen und ein Empfangsüberwachungssignal von dem Phasendetektor während eines Überwachungsbetriebs zu empfangen, wobei das Empfangsüberwachungssignal von dem Testsignal hergeleitet wird; einen Referenzsignalpfad, der ausgebildet ist, ein von dem Lokaloszillatorsignal hergeleitetes Referenzsignal zu empfangen und das Referenzsignal an den Mischer bereitzustellen, wobei der Mischer ausgebildet ist, ein Mischer-Ausgangssignal basierend auf dem Empfangsüberwachungssignal und dem Referenzsignal zu erzeugen, wobei das Mischer-Ausgangssignal eine Phasendifferenz zwischen dem Empfangsüberwachungssignal und dem Referenzsignal darstellt.
Das Radarsystem gemäß Anspruch 10, wobei das Referenzsignal das Lokaloszillatorsignal ist.
Das Radarsystem gemäß Anspruch 10 oder 11, wobei der Phasendetektor umfasst: einen Testphasenschieber, der ausgebildet ist, das Testsignal zu empfangen und das Empfangsüberwachungssignal als phasenverschobenes Testsignal basierend auf einem Phasenversatz aus einer Folge von Phasenversätzen zu erzeugen, die auf das empfangene Testsignal angewendet werden.
Das Radarsystem gemäß einem der Ansprüche 10 bis 12, wobei die Radar-MMIC ferner umfasst: einen ersten Referenzphasenschieber, der auf dem Referenzsignalpfad bereitgestellt ist und ausgebildet ist, eine Referenzphaseneinstellung auf das Lokaloszillatorsignal anzuwenden, um ein phasenverschobenes Referenzsignal zu erzeugen, das während des Radarbetriebs verwendet wird; und eine Überwachungsschaltung, die ausgebildet ist, das Ausgangssignal während des ersten Messintervalls als ein erstes Ausgangssignal zu empfangen, das Mischer-Ausgangssignal während eines zweiten Messintervalls als ein zweites Ausgangssignal zu empfangen und die Referenzphaseneinstellung für den Radarbetrieb basierend auf dem ersten Ausgangssignal und dem zweiten Ausgangssignal anzupassen.
Das Radarsystem gemäß Anspruch 13, wobei die Überwachungsschaltung ausgebildet ist, das erste Ausgangssignal von dem zweiten Ausgangssignal zu subtrahieren, um ein Phasenbeziehungssignal zu erzeugen, und die Überwachungsschaltung ausgebildet ist, die Referenzphaseneinstellung basierend auf dem Phasenbeziehungssignal anzupassen.
Das Radarsystem gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, ferner umfassend: einen Frequenzwandler, der ausgebildet ist, das Lokaloszillatorsignal zu empfangen und eine Frequenz des Lokaloszillatorsignals in eine andere Frequenz umzuwandeln, um ein frequenzgewandeltes Lokaloszillatorsignal zu erzeugen.
Das Radarsystem gemäß Anspruch 15, wobei: der Testsignalpfad ausgebildet ist, das frequenzgewandelte Lokaloszillatorsignal zu empfangen und das frequenzgewandelte Lokaloszillatorsignal als das Testsignal an den Testeingangsport bereitzustellen, und der passive Signalpfad ausgebildet ist, das frequenzgewandelte Lokaloszillatorsignal zu empfangen und das frequenzgewandelte Lokaloszillatorsignal während des ersten Messintervalls an den Überwachungseingangsport als das Überwachungssignal bereitzustellen.
Ein Verfahren zum Überwachen von HF-Signalen in einer HF-Schaltung, das Verfahren umfassend: Erzeugen eines Ausgangssignals, das eine Phasendifferenz zwischen einem an einem Testeingangsport eines Phasendetektors empfangenen Testsignal und einem an einem Überwachungseingangsport des Phasendetektors empfangenen Überwachungssignal darstellt; Empfangen eines Lokaloszillatorsignals an einem Testsignalpfad, der zumindest eine aktive Komponente umfasst, und Bereitstellen des Lokaloszillatorsignals als das Testsignal an den Testeingangsport während eines ersten Messintervalls über den Testsignalpfad; und Empfangen des Lokaloszillatorsignals an einem passiven Signalpfad und Bereitstellen des Lokaloszillatorsignals an den Überwachungseingangsport als das Überwachungssignal während des ersten Messintervalls über den passiven Signalpfad.
Ein Hochfrequenz-, HF-, System, umfassend: eine Mehrzahl von monolithisch integrierten Radar-Mikrowellenschaltungen, Radar-MMICs, wobei jede Radar-MMIC umfasst: einen Phasendetektor, der einen Testeingangsport, einen Überwachungseingangsport und einen Ausgangsport umfasst, wobei der Phasendetektor ausgebildet ist, ein Ausgangssignal an dem Ausgangsport zu erzeugen, das eine Phasendifferenz zwischen einem an dem Testeingangsport empfangenen Testsignal und einem an dem Überwachungseingangsport empfangenen Überwachungssignal darstellt; einen Testsignalpfad umfassend zumindest eine aktive Komponente, wobei der Testsignalpfad ausgebildet ist, ein Lokaloszillatorsignal zu empfangen und das Lokaloszillatorsignal als das Testsignal an den Testeingangsport während eines ersten Messintervalls bereitzustellen; und einen passiven Signalpfad, der ausgebildet ist, das Lokaloszillatorsignal zu empfangen und das Lokaloszillatorsignal während des ersten Messintervalls an den Überwachungseingangsport als das Überwachungssignal bereitzustellen; und eine Steuerung, die ausgebildet ist, eine Phase von zumindest einem HF-Kanal der Mehrzahl von Radar-MMICs basierend auf jedem Ausgangssignal, das von jeder der Mehrzahl von Radar-MMICs erzeugt wird, anzupassen.
Das Radarsystem gemäß Anspruch 18, ferner umfassend: eine Master-Radar-MMIC, die ausgebildet ist, das Lokaloszillatorsignal zu erzeugen und das Lokaloszillatorsignal an die Mehrzahl von Radar-MMICs zu verteilen.
Das Radarsystem gemäß Anspruch 18 oder 19, wobei der Phasendetektor verwendet wird, um zumindest einen HF-Kanal der Radar-MMIC zusätzlich zu dem Lokaloszillatorsignal zu überwachen.
Das Radarsystem gemäß einem der Ansprüche 18 bis 20, wobei der passive Signalpfad keine aktiven Komponenten umfasst und der Testsignalpfad ein aktiver Signalpfad ist, der die zumindest eine aktive Komponente umfasst, wobei jede aktive Komponente zumindest einen Transistor umfasst.