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Stand der Technik
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Die Erfindung betrifft eine integrierte Halbleiterschaltung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1, sowie eine Schaltungsanordnung und ein Verfahren nach den nebengeordneten Patentansprüchen.
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Vom Markt her bekannt sind elektronische Schaltungen, welche einen Leistungstransistor, beispielsweise einen Feldeffekttransistor, ansteuern können. Dabei können Betriebsfälle auftreten, in welchen eine zu schaltende Last kurzgeschlossen ist und somit der Leistungstransistor einen gegebenenfalls unzulässig hohen Strom zieht. Ebenso können Betriebsfälle auftreten, in welchen eine elektrische Verbindung zu der zu schaltenden Last (oder die Last selbst) unterbrochen ist. Beide Fälle sind im Allgemeinen unerwünscht.
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Offenbarung der Erfindung
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Das der Erfindung zugrunde liegende Problem wird durch eine integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 1, sowie durch eine Schaltungsanordnung und ein Verfahren nach den nebengeordneten Ansprüchen gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen angegeben. Für die Erfindung wichtige Merkmale finden sich ferner in der nachfolgenden Beschreibung und in den Zeichnungen, wobei die Merkmale sowohl in Alleinstellung als auch in unterschiedlichen Kombinationen für die Erfindung wichtig sein können, ohne dass hierauf nochmals explizit hingewiesen wird.
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Die Erfindung betrifft eine integrierte Halbleiterschaltung, insbesondere Mikrocontroller, zum Betreiben eines Transistors, wobei die integrierte Halbleiterschaltung eine Ausgangsschnittstellenschaltung (z.B. englisch: "gate control port") aufweist, die einen Ausgangsanschluss aufweist, wobei der Ausgangsanschluss mit einem Steueranschluss des Transistors (z.B. einem Gate-Anschluss eines Feldeffekttransistors) verbindbar ist, und wobei die integrierte Halbleiterschaltung eine erste Eingangsschnittstellenschaltung (z.B. englisch: "drain/source monitoring port") aufweist, die einen ersten Eingangsanschluss aufweist, wobei der erste Eingangsanschluss mit einem von dem Steueranschluss verschiedenen ersten Anschluss des Transistors (z.B. einem Drain- oder Source-Anschluss eines Feldeffekttransistors) verbindbar ist. Dabei weist die integrierte Halbleiterschaltung Mittel auf, um die Ausgangsschnittstellenschaltung in Abhängigkeit von einem elektrischen Signal an dem ersten Eingangsanschluss der ersten Eingangsschnittstellenschaltung zu betreiben.
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Vereinfacht kann gesagt werden, dass ein Anschluss des Transistors (vorzugsweise unmittelbar) mit dem Ausgangsanschluss der integrierten Halbleiterschaltung verbunden ist, und dass ein anderer Anschluss des Transistors (vorzugsweise unmittelbar) mit dem Eingangsanschluss der integrierten Halbleiterschaltung verbunden ist, also beispielsweise mit jeweils einem "Port" eines den Transistor ansteuernden Mikrocontrollers. Dabei kann zum einen auf einen eventuellen Kurzschluss der an dem Transistor angeschlossenen Last ("elektrischer Verbraucher") überwacht werden, und zum andern kann eine eventuelle Unterbrechung der Last erkannt werden.
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Die besagte Last ist beispielsweise ein ohmscher Widerstand, ein Heizelement, eine Induktivität, ein Relais, oder dergleichen, welche also von dem Transistor an eine Betriebsspannung oder an ein Bezugspotenzial geschaltet werden soll, damit ein (vergleichsweise großer) Strom über die Last fließen kann.
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Die Überwachung des Transistors in Bezug auf einen eventuellen Kurzschluss parallel zu der Last kann durch Ermittlung einer an dem Transistor im leitenden Zustand anliegenden so genannten "Restspannung" (Spannungsabfall an einem Einschaltwiderstand (z.B. RDSon) des Transistors) erfolgen. Beispielsweise kann, sofern die Restspannung einen vorgebbaren Wert übersteigt, auf einen möglichen Kurzschluss parallel zu der Last geschlossen werden. Die besagten Mittel ermöglichen es im Fall des Kurzschlusses, die Ansteuerung des Transistors an dem Ausgangsanschluss zu beenden, beispielsweise innerhalb einer Zeitspanne von 10 Mikrosekunden. Dadurch kann der Transistor vorteilhaft vor einer Beschädigung geschützt werden. In einer Ausgestaltung beträgt die Zeitspanne 0,5 Mikrosekunden, in einer weiteren Ausgestaltung beträgt die Zeitspanne 1 Millisekunde, in einer nochmals weiteren Ausgestaltung weist die Zeitspanne einen Wert zwischen 0,5 Mikrosekunden und 1 Millisekunde auf.
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Der Transistor kann beispielsweise ein bipolarer Transistor, ein Sperrschicht-Feldeffekttransistor, FET, ein MOSFET (englisch: "metal-oxide-semiconductor field-effect transistor"), ein VMOS-Transistor (englisch: "v-grooved MOS field-effect transistor"), oder ein IGBT (Bipolartransistor mit isolierter Gate-Elektrode, englisch: "insulated gate bipolar transistor") sein.
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Die Erfindung weist den Vorteil auf, dass der Transistor direkt mittels einer integrierten Halbleiterschaltung, insbesondere mittels eines Mikrocontrollers, angesteuert werden kann, ohne dass spezielle Bauelemente erforderlich sind. Beispielsweise ist es möglich, den Steueranschluss des Transistors unmittelbar mit dem Ausgangsanschluss ("Port") der integrierten Halbleiterschaltung zu verbinden. Beispielsweise kann es genügen, den von dem Steueranschluss verschiedenen ersten Anschluss des Transistors lediglich mit einem seriellen ohmschen Widerstand mit dem Eingangsanschluss ("Port") der integrierten Halbleiterschaltung zu verbinden. Gegebenenfalls ist sogar überhaupt kein zusätzliches Bauelement zwischen der integrierten Halbleiterschaltung und dem Transistor erforderlich. Dabei ist es möglich, den Transistor in Bezug auf einen eventuellen Kurzschluss und/oder eine mögliche Unterbrechung der von dem Transistor zu schaltenden Last zu überwachen.
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Weiterhin weist die Erfindung den Vorteil auf, dass der Transistor schnell und effizient gegen Überstrom geschützt werden kann, wobei insbesondere eine Spannung bzw. ein Potenzial an dem Transistor ermittelt wird, wenn der Transistor in einen leitenden Zustand gesteuert ist. Eine zusätzliche Endstufe und/oder Überwachungsschaltung und/oder Schutzschaltung für den Transistor, insbesondere eine spezielle zusätzliche integrierte Schaltung ist entbehrlich. Die vorgeschlagene Lösung kann zur Überwachung des Transistors flexibler angewendet werden, als eine solche spezielle zusätzliche integrierte Schaltung. Entsprechend ist auch keine busorientiere Verbindung zwischen dem Mikrocontroller und dem Transistor bzw. der speziellen zusätzlichen integrierten Schaltung erforderlich.
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Durch den Wegfall der busorientieren Verbindung kann der Transistor vorteilhaft sehr schnell und/oder mit kurzen Impulsen angesteuert werden, wobei Kosten gespart werden können. Beispielsweise wird es dabei ermöglicht, eine Ansteuerung des Transistors kurzzeitig zu unterbrechen, insbesondere kürzer als eine eventuelle Reaktionszeit der durch den Transistor geschalteten Last, welche beispielsweise ein mechanisches Element ist, wie etwa ein Relais. Dadurch können bestimmte Diagnosen durchgeführt werden, welche bei einer Daueransteuerung des Transistors nicht möglich wären.
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Die besagte Reaktionszeit der durch den Transistor geschalteten Last ist durch jeweilige spezifische Eigenschaften der Last charakterisiert. Beispielsweise kann bei einem Relais die Reaktionszeit durch eine Zeitspanne charakterisiert sein, innerhalb welcher das Relais nach einem Einschalten einer Betriebsspannung einen Kontakt noch nicht geschlossen hat, oder innerhalb welcher das Relais bei einem plötzlichen Ausschalten der Betriebsspannung den Kontakt noch nicht geöffnet hat. Bei einem elektromagnetisch betätigbaren Ventil ergibt sich eine vergleichbare Charakterisierung der Reaktionszeit. Ist die Last beispielsweise ein Heizelement oder dergleichen, dann kann die Reaktionszeit durch eine thermische Zeitkonstante oder dergleichen charakterisiert sein.
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Weiterhin wird es vorteilhaft ermöglicht, den Transistor, welcher beispielsweise ein FET ist, besonders effizient anzusteuern. Beispielsweise kann ein G-Anschluss ("gate") des FETs über ein RC-Filter (Widerstand-Kondensator-Filter, Tiefpass erster Ordnung) mittels eines pulsbreitenmodulierten Signals (Pulsbreitenmodulation, PBM, englisch: "puls width modulation", PWM) angesteuert werden, wodurch der FET zumindest kurzzeitig in einem linearen Arbeitsbereich betrieben werden kann. Beispielsweise können dadurch die Last betreffende Einschaltströme begrenzt oder verringert werden oder es können Schaltflanken an dem FET bzw. an der Last verlangsamt werden, wodurch eine Abstrahlung unerwünschter elektromagnetischer Wellen (EMV, elektromagnetische Verträglichkeit) vermindert werden kann.
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Weiterhin wird es durch die direkte Kopplung des Transistors mit der ihn ansteuernden integrierten Halbleiterschaltung vorteilhaft ermöglicht, die Ansteuerung zeitlich genau mit anderen Ereignissen und/oder Schaltvorgängen zu koordinieren. Beispielsweise kann es dadurch vorteilhaft verhindert werden, dass mehrere von der integrierten Halbleiterschaltung angesteuerte Transistoren gleichzeitig hohe Ströme schalten.
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In einer Ausgestaltung sind die oben beschriebenen Mittel als Hardware-Schaltung ausgeführt und in die integrierte Halbleiterschaltung integriert. Dadurch können zusätzliche Bauelemente sowie Kosten gespart werden.
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In einer weiteren Ausgestaltung umfassen die Mittel mindestens ein Verzögerungsmittel, um mindestens ein Signal zeitlich zu verzögern. Dadurch wird es vorteilhaft ermöglicht, dass die Überwachung des Transistors auf einen Kurzschluss parallel zu der Last und/oder die Überwachung der Last auf Unterbrechung erst nach Ablauf einer vorgebbaren Zeitspanne nach Beginn eines jeweiligen Schaltvorgangs erfolgt. Dadurch können Fehldiagnosen vorteilhaft vermieden werden.
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In einer weiteren Ausgestaltung weist die integrierte Halbleiterschaltung eine zweite Eingangsschnittstellenschaltung auf, die einen zweiten Eingangsanschluss aufweist, wobei der zweite Eingangsanschluss mit einem von dem Steueranschluss verschiedenen zweiten Anschluss des Transistors verbindbar ist. Dadurch können beispielsweise elektrische Potenziale an einem S-Anschluss ("source") und einem D-Anschluss ("drain") eines FETs zugleich ermittelt werden, wodurch die Diagnosemöglichkeiten verbessert werden.
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In einer Ausgestaltung ist zwischen dem ersten und/oder dem zweitem Eingangsanschluss einerseits und einem Bezugspotenzial oder einem Betriebsspannungspotenzial andererseits ein Kondensator geschaltet. Auf diese Weise kann der erste und/oder der zweite Eingangsanschluss besonders gut gegen eventuelle Spannungsspitzen an dem ersten und/oder dem zweiten Anschluss des Transistors geschützt werden.
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In einer weiteren Ausgestaltung umfasst die erste und/oder die zweite Eingangsschnittstellenschaltung einen Komparator mit einem vorgebbaren Schwellwert oder eine Anordnung von Transistoren mit unterschiedlichen Schaltschwellen oder einen Analog-Digital-Umsetzer. Somit kann eine an dem Eingangsanschluss anliegende Spannung vorteilhaft mit dem Schwellwert verglichen und nachfolgend ausgewertet werden.
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In einer Ausgestaltung ist der besagte "vorgebbare" Schwellwert durch eine Bauart der integrierten Halbleiterschaltung fest vorgegeben und entspricht beispielsweise einem von einem Halbleiterhersteller spezifizierten Wert. In einer weiteren Ausgestaltung kann der vorgebbare Schwellwert vom Anwender der integrierten Halbleiterschaltung nachträglich verändert oder beeinflusst werden, beispielsweise mittels Programmierung. Insofern ist der vorgebbare Schwellwert auch "einstellbar" oder "variabel". Dies kann sogar während eines Betriebs der integrierten Halbleiterschaltung erfolgen.
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Insbesondere können dadurch vergleichsweise kleine Schwellwerte vorgegeben werden. Beispielsweise beträgt ein Einschaltwiderstand ("RDSon") des Transistors (z. B. ein Feldeffekttransistor, FET) 100 Milliohm, wobei auf einen Überstrom des Transistors ab 5 Ampere überwacht werden soll. Dann kann ein Schwellwert von 500 Millivolt eingestellt werden, um diese Überwachung zu ermöglichen.
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Weiterhin ist es möglich, einen fest vorgegebenen Schwellwert zu verwenden, welcher vergleichsweise klein ist, und die an dem Eingangsanschluss anliegende Spannung mittels eines ohmschen Spannungsteilers in einer gewünschten Weise zu skalieren. Der ohmsche Spannungsteiler kann dabei intern oder extern zu der integrierten Halbleiterschaltung vorgesehen sein.
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Somit kann eine an dem Eingangsanschluss anliegende Spannung auch mit einem variablen Schwellwert verglichen werden, wodurch beispielsweise die Überwachung des Transistors auf einen eventuellen Kurzschluss parallel zu der Last in Abhängigkeit von einem Transistortyp und/oder in Abhängigkeit von einem Betriebszustand des Transistors bzw. der von dem Transistor geschalteten Last besonders präzise erfolgen kann. In ähnlicher Weise kann auch die Überwachung in Bezug auf eine Unterbrechung der mit dem Transistor verbundenen Last verbessert werden.
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Mittels der Anordnung von Transistoren mit unterschiedlichen Schaltschwellen (wobei besagte unterschiedliche Schwellwerte beispielsweise mittels unterschiedlicher Dotierungen und/oder mittels Schaltungsmitteln wie etwa Dioden oder Widerständen realisiert sind) können entsprechend unterschiedliche Schwellwerte zum Vergleich mit der an dem Eingangsanschluss anliegenden Spannung parallel verwendet werden. Mittels des Analog-Digital-Umsetzers (beispielsweise eines so genannten "direkt umsetzenden Analog-Digital-Umsetzers") kann eine besonders präzise Ermittlung der an dem Eingangsanschluss anliegenden Spannung erfolgen.
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In einer Ausgestaltung ist der vorgebbare Schwellwert des Komparators innerhalb der integrierten Halbleiterschaltung programmierbar. Dadurch kann der Schwellwert gegebenenfalls schnell und präzise geändert werden.
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In einer weiteren Ausgestaltung umfasst die erste und/oder die zweite Eingangsschnittstellenschaltung eine Stromquelle, welche mit dem ersten bzw. dem zweiten Eingangsanschluss zusammenwirkt. Vorzugsweise ist die Stromquelle intern in der integrierten Halbleiterschaltung parallel zu dem jeweiligen Eingangsanschluss und einem Bezugspotenzial bzw. Betriebsspannungspotenzial geschaltet. Beispielsweise ist die Stromquelle als so genannte "pull-down"-Stromquelle ausgebildet. Dabei ist der Wert des Stroms vorzugsweise so klein, dass die Überwachung des Transistors in Bezug auf einen eventuellen Kurzschluss parallel zu der Last nicht wesentlich beeinträchtigt wird. Dadurch werden die Möglichkeiten zur Diagnose des Transistors vorteilhaft verbessert.
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In einer Ausgestaltung wird die Stromquelle nur dann eingeschaltet (aktiviert), wenn der Transistor in den nicht-leitenden Zustand geschaltet ist und/oder wenn die Last auf eine eventuelle Unterbrechung überwacht werden soll.
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Wenn der Transistor sperrt, so wird mittels der Stromquelle die Last vorteilhaft mit einem kleinen Strom beaufschlagt. Zugleich erfolgt eine Ermittlung der an dem jeweiligen Eingangsanschluss anliegenden Spannung. Sofern die Spannung größer ist als ein vorgebbarer Schwellwert, kann auf ein Vorhandensein der Last geschlossen werden. Sofern die Spannung kleiner ist als der vorgebbare Schwellwert, kann auf eine Unterbrechung der Last geschlossen werden.
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In einer weiteren Ausgestaltung umfassen die Mittel mindestens eines der folgenden Elemente: digitales Gatter, monostabile Kippstufe, bistabile Kippstufe, Schieberegister, ohmscher Widerstand, Kondensator, Induktivität, Verzögerungsleitung. Mittels dieser Elemente können logische Verknüpfungen und/oder Verzögerungsmittel zur logischen Verknüpfung und/oder Verzögerung von Signalen in der integrierten Halbleiterschaltung realisiert werden. Dadurch wird es vorteilhaft ermöglicht, die Ausgangsschnittstellenschaltung in Abhängigkeit von einem elektrischen Signal an dem ersten Eingangsanschluss der ersten Eingangsschnittstellenschaltung zu betreiben.
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In einer weiteren Ausgestaltung umfassen die Mittel ein ODER-Gatter, ein UND-Gatter, sowie eine monostabile Kippstufe, wobei ein Ausgang der Eingangsschnittstellenschaltung mit einem ersten Eingang des ODER-Gatters verbunden ist, und wobei ein interner Ansteuerausgang der integrierten Halbleiterschaltung mit einem Eingang der monostabilen Kippstufe verbunden ist, und wobei ein Ausgang der monostabilen Kippstufe mit einem zweiten Eingang des ODER-Gatters verbunden ist, und wobei der interne Ansteuerausgang mit einem ersten Eingang des UND-Gatters verbunden ist, und wobei ein Ausgang des ODER-Gatters mit einem zweiten Eingang des UND-Gatters verbunden ist, und wobei ein Ausgang des UND-Gatters mit einem Eingang der Ausgangsschnittstellenschaltung verbunden ist. Dadurch wird eine vorteilhafte konkrete Ausgestaltung der Mittel beschrieben, welche also intern in der integrierten Halbleiterschaltung angeordnet sind.
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Weiterhin betrifft die Erfindung eine Schaltungsanordnung mit einer integrierten Halbleiterschaltung nach wenigstens einer der vorstehenden Ausgestaltungen, wobei die Schaltungsanordnung mindestens einen Transistor umfasst, und wobei der Steueranschluss des Transistors mit dem Ausgangsanschluss der Ausgangsschnittstellenschaltung verbunden ist, und wobei der erste Anschluss des Transistors mit dem ersten Eingangsanschluss der ersten Eingangsschnittstellenschaltung verbunden ist, und wobei eine jeweilige Verbindung zwischen dem Ausgangsanschluss bzw. dem ersten Eingangsanschluss und dem Transistor ausschließlich passive elektrische Bauelemente umfasst. Dadurch kann der Transistor und/oder ein von dem Transistor geschalteter elektrischer Verbraucher ("Last") im leitenden und/oder im nicht-leitenden Zustand des Transistors vorteilhaft überwacht werden.
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Solche passiven elektrischen Bauelemente sind beispielsweise: Ein oder mehrere ohmsche Widerstände, Kondensatoren, Induktivitäten, Dioden, elektrische Leitungen bzw. Verzögerungsleitungen und dergleichen.
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In einer Ausgestaltung der Schaltungsanordnung ist ein von dem Steueranschluss verschiedener zweiter Anschluss des Transistors mit dem Eingangsanschluss der zweiten Eingangsschnittstellenschaltung verbunden. Beispielsweise ist der Transistor ein FET, wobei der Steueranschluss dem G-Anschluss ("gate"), der erste Anschluss dem D-Anschluss ("drain"), und der zweite Anschluss dem S-Anschluss ("source") des FETs entsprechen. Dadurch werden die Möglichkeiten zum Betrieb des mindestens einen Transistors vorteilhaft erweitert.
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Weiterhin betrifft die Erfindung ein Verfahren zum Betreiben der integrierten Halbleiterschaltung, insbesondere Mikrocontroller, zum Betreiben eines Transistors, wobei die integrierte Halbleiterschaltung eine Ausgangsschnittstellenschaltung aufweist, die einen Ausgangsanschluss aufweist, und wobei der Ausgangsanschluss mit einem Steueranschluss des Transistors verbindbar ist, und wobei die integrierte Halbleiterschaltung eine erste Eingangsschnittstellenschaltung aufweist, die einen ersten Eingangsanschluss aufweist, und wobei der erste Eingangsanschluss mit einem von dem Steueranschluss verschiedenen ersten Anschluss des Transistors verbindbar ist. Dabei weist die integrierte Halbleiterschaltung Mittel auf, um die Ausgangsschnittstellenschaltung in Abhängigkeit von einem elektrischen Signal an dem ersten Eingangsanschluss der ersten Eingangsschnittstellenschaltung zu betreiben, wobei die Ausgangsschnittstellenschaltung in Abhängigkeit von dem elektrischen Signal an dem ersten Eingangsanschluss der Eingangsschnittstellenschaltung betrieben wird. Es ergeben sich vergleichbare Vorteile, wie weiter oben für die erfindungsgemäße integrierte Halbleiterschaltung beschrieben.
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In einer Ausgestaltung des Verfahrens wird der Transistor auf einen unzulässig hohen Strom überwacht. Dazu wird dann, wenn der Transistor mittels des Ausgangsanschlusses in einen leitenden Zustand gesteuert ist, eine an dem ersten und/oder dem zweiten Eingangsanschluss anliegende Spannung gegen einen Schwellwert verglichen, wobei ein Ergebnis des Vergleichs in Abhängigkeit von einem Signal an einem internen Ansteuerausgang der integrierten Halbleiterschaltung für eine vorgebbare Zeit maskiert wird, und wobei das Ergebnis des Vergleichs dazu verwendet wird, um einen Betriebszustand des Transistors auszuwerten, insbesondere, um einen unzulässig hohen Strom durch den Transistor zu erkennen, und wobei im Fall eines unzulässig hohen Stroms die Ausgangsschnittstellenschaltung derart betrieben wird, dass der Transistor in den nicht-leitenden Zustand gesteuert wird. Dadurch kann der Transistor vorteilhaft vor einer eventuellen Beschädigung geschützt werden.
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Der interne Ansteuerausgang der integrierten Halbleiterschaltung charakterisiert ein internes Netz, welches erstens mit dem Ausgangsanschluss logisch verknüpft ist und zweitens mit dem ersten und/oder zweiten Eingangsanschluss logisch verknüpfbar ist.
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Falls ein unzulässig hoher Strom in dem Transistor, welcher beispielsweise ein Feldeffekttransistor (FET) ist, erkannt wird, so kann eine schnelle Abschaltung der Ansteuerung vorteilhaft sein. Beispielsweise ist der Eingangsanschluss der Eingangsschnittstellenschaltung mit dem D-Anschluss ("drain") des FETs verbunden und überwacht die Spannung bzw. das Potenzial am D-Anschluss des FETs, wenn dieser in den leitenden Zustand gesteuert ist. Im Fall des unzulässig hohen Stroms in dem FET ist auch eine Restspannung zwischen dem D-Anschluss und dem S-Anschluss des FETs vergleichsweise groß. Dies ergibt sich durch eine einfache Beziehung aus dem Einschaltwiderstand (so genannter "RDSon") des FETs. Wenn diese Restspannung einen Schwellwert übersteigt, so sollte der FET schnell abgeschaltet werden. Daher wird die an dem Eingangsanschluss anliegende Spannung mittels des weiter oben beschriebenen Komparators mit dem vorgebbaren Schwellwert verglichen und somit digitalisiert. Diese digitale Größe kann nachfolgend in geeigneter Weise logisch verknüpft werden, um den FET abzuschalten, das heißt, vom leitenden in den nicht-leitenden Zustand zu steuern.
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Weil der Transistor bzw. FET nach Beginn einer Ansteuerung vom nicht-leitenden in den leitenden Zustand eine bestimmte Zeitspanne benötigt, bis die besagte Restspannung ihren jeweiligen Endwert erreicht hat, wird das Signal an dem internen Ansteuerausgang der integrierten Halbleiterschaltung mittels der weiter oben beschrieben Verzögerungsmittel zeitlich verzögert und danach mit dem von dem Eingangsanschluss abgeleiteten digitalen Signal logisch verknüpft. Ein Ergebnis dieser logischen Verknüpfung wird mit dem nicht-verzögerten Signal an dem internen Ansteuerausgang logisch verknüpft, wobei die letztere logische Verknüpfung vorzugsweise unmittelbar auf den Ausgangsanschluss wirkt.
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Die besagten logischen Verknüpfungen und/oder die Verzögerungsmittel können in an sich beliebiger Weise realisiert sein, beispielsweise mittels digitaler Gatter bzw. der weiter oben beschriebenen monostabilen Kippstufe ("Monoflop"). Ebenso können die logischen Verknüpfungen und/oder die Verzögerungsmittel mittels eines Rechnerprogramms ("Software") realisiert sein. Eine durch die Verzögerungsmittel charakterisierte Zeitspanne beträgt beispielsweise 10 Mikrosekunden. In einer Ausgestaltung ist diese Zeitspanne einstellbar, das heißt, es können verschiedene Werte der Zeitspanne (variabel) vorgegeben werden. Dies kann auch während eines Betriebs der integrierten Halbleiterschaltung erfolgen.
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In einer weiteren Ausgestaltung des Verfahrens wird auf eine eventuelle Unterbrechung der von dem Transistor geschalteten Last überwacht. Dazu wird dann, wenn der Transistor mittels des Ausgangsanschlusses in einen nicht-leitenden Zustand gesteuert ist, eine jeweilige mit dem ersten bzw. dem zweiten Eingangsanschluss zusammenwirkende Stromquelle eingeschaltet, wobei eine an dem jeweiligen ersten bzw. zweiten Eingangsanschluss anliegende Spannung gegen einen Schwellwert verglichen wird, und wobei in Abhängigkeit von dem Vergleich auf einen Zustand eines an dem Transistor angeschlossenen elektrischen Verbrauchers (also der Last) geschlossen wird. Dadurch kann vorteilhaft auch eine eventuelle Unterbrechung der Last erkannt werden.
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In einer weiteren Ausgestaltung des Verfahrens wird eine weitere Diagnose des Transistors und/oder der von dem Transistor geschalteten Last durchgeführt. Dazu wird dann, wenn der Transistor mittels des Ausgangsanschlusses in einen leitenden Zustand gesteuert ist, die Ausgangsschnittstellenschaltung für eine kurze Zeitspanne derart betrieben, dass der Transistor in den nicht-leitenden Zustand gesteuert wird bzw. werden kann, wobei die kurze Zeitspanne kleiner ist als eine Reaktionszeit eines an dem Transistor angeschlossenen elektrischen Verbrauchers und/oder wobei die kurze Zeitspanne in einem Bereich einer Reaktionszeit des Transistors liegt, und wobei eine an dem ersten bzw. dem zweiten Eingangsanschluss anliegende Spannung gegen einen Schwellwert verglichen wird, und wobei in Abhängigkeit von dem Vergleich auf einen Zustand des Transistors und/oder des elektrischen Verbrauchers geschlossen wird.
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Die besagte Reaktionszeit des Transistors ist beispielsweise durch eine Anstiegszeit bzw. Abfallzeit eines Stroms, beispielsweise eines Drain-Stroms eines Feldeffekttransistors, FET, charakterisiert, nachdem der Transistor an seinem Steueranschluss mit einem impulsartigen Signal angesteuert wurde.
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Beispielsweise ist die Last ein Relais und hat somit eine in Bezug auf den Transistor lange Reaktionszeit. Somit kann der Transistor vorteilhaft kurzzeitig in den nicht-leitenden Zustand gesteuert werden, beispielsweise um auf eine mögliche Unterbrechung der Last zu prüfen, wie es weiter oben bereits beschrieben wurde.
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In einer weiteren Ausgestaltung wird die zuletzt beschriebene Diagnose umgekehrt durchgeführt. Dazu wird dann, wenn der Transistor mittels des Ausgangsanschlusses in einen nicht-leitenden Zustand gesteuert ist, die Ausgangsschnittstellenschaltung für eine kurze Zeitspanne derart betrieben, dass der Transistor in den leitenden Zustand gesteuert wird bzw. werden kann, wobei die kurze Zeitspanne kleiner ist als eine Reaktionszeit eines an dem Transistor angeschlossenen elektrischen Verbrauchers und/oder wobei die kurze Zeitspanne in einem Bereich einer Reaktionszeit des Transistors liegt, und wobei eine an dem ersten bzw. dem zweiten Eingangsanschluss anliegende Spannung gegen einen Schwellwert verglichen wird, und wobei in Abhängigkeit von dem Vergleich auf einen Zustand des Transistors und/oder des elektrischen Verbrauchers geschlossen wird. Dadurch können die Diagnosemöglichkeiten vorteilhaft erweitert werden.
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In einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung wird das folgende Verfahren zur vorteilhaften Verbesserung der Präzision der Überwachung auf einen unzulässig hohen Strom in dem Transistor ("Kurzschlusserkennung") durchgeführt:
- – Betrieb eines von der integrierten Halbleiterschaltung angesteuerten Transistors unter Verwendung von bekannten Strömen;
- – Ermitteln einer jeweils zugehörigen Restspannung (Spannungsabfall an dem Einschaltwiderstand RDSon) an dem Transistor;
- – Speichern von gemessenen Wertepaaren der Ströme und der Restspannung und/oder sonstiger Parameter in einem Speicher der integrierten Halbleiterschaltung;
- – Abspeichern eines die Ströme und die Restspannung charakterisierenden Temperaturmodells in dem Speicher der integrierten Halbleiterschaltung;
- – Kompensieren des vorgebbaren Schwellwertes in Abhängigkeit von dem Temperaturmodell und einer Temperatur der integrierten Halbleiterschaltung.
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In einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung sind mehrere Transistoren (insbesondere FETs) parallel geschaltet, wobei Steueranschlüsse der Transistoren gemeinsam oder getrennt mittels eines oder mehrerer Ausgangsanschlüsse der integrierten Halbleiterschaltung angesteuert werden, und wobei die mehreren Transistoren gemeinsam auf einen unzulässig hohen Strom und/oder die von den Transistoren geschaltete Last auf eine eventuelle Unterbrechung überwacht werden.
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Nachfolgend werden beispielhafte Ausführungsformen der Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnung erläutert. In der Zeichnung zeigen:
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1 ein Schaltbild für eine Eingangsschnittstellenschaltung einer integrierten Halbleiterschaltung mit einem vorgebbaren Schwellwert;
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2 ein erstes Blockschaltbild für die integrierte Halbleiterschaltung, eines von der integrierten Halbleiterschaltung ansteuerbaren Transistors, und einer von dem Transistor schaltbaren Last;
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3 ein zweites Blockschaltbild für die integrierte Halbleiterschaltung, des von der integrierten Halbleiterschaltung ansteuerbaren Transistors, und der von dem Transistor schaltbaren Last;
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4 ein erstes Flussdiagramm für ein Verfahren zum Betreiben der integrierten Halbleiterschaltung;
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5 ein zweites Flussdiagramm für ein Verfahren zum Betreiben der integrierten Halbleiterschaltung;
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6 ein drittes Flussdiagramm für ein Verfahren zum Betreiben der integrierten Halbleiterschaltung; und
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7 ein viertes Flussdiagramm für ein Verfahren zum Betreiben der integrierten Halbleiterschaltung.
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Es werden für funktionsäquivalente Elemente und Größen in allen Figuren auch bei unterschiedlichen Ausführungsformen die gleichen Bezugszeichen verwendet.
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Die 1 zeigt eine erste bzw. zweite Eingangsschnittstellenschaltung 100 für eine integrierte Halbleiterschaltung 10, wobei die erste und/oder die zweite Eingangsschnittstellenschaltung 100 einen Komparator 110 mit einem vorgebbaren Schwellwert 112 umfasst. Die Darstellung der 1 zeigt lediglich einen Ausschnitt aus der insgesamt sehr viel umfangreicheren integrierten Halbleiterschaltung 10.
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Die Schaltung gemäß 1 ist bidirektional ausgeführt, das heißt, sie zeigt zugleich eine Ausgangsschnittstellenschaltung 200 der integrierten Halbleiterschaltung 10. Entsprechend kann ein "Port" der integrierten Halbleiterschaltung 10, welcher rechts in der 1 dargestellt ist, wahlweise die Funktion eines Eingangsanschlusses b und/oder die Funktion eines Ausgangsanschlusses a aufweisen. Dies ist gegebenenfalls sogar gleichzeitig möglich.
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Im Einzelnen zeigt die 1 außerdem: Ein Bezugspotenzial 130, welches vorliegend eine elektrische Masse der integrierten Halbleiterschaltung 10 ist; ein Betriebsspannungspotenzial 132, welches beispielsweise einer Gleichspannung von +3,3 Volt entspricht; eine Ausgangsstufe, welche vorliegend mittels zweier zueinander komplementärer MOS-Transistoren 134 und 136 ausgeführt ist; eine mit G-Anschlüssen ("gate") der MOS-Transistoren 134 und 136 verbundene Ausgangs-Steuerleitung 138; zwei zwischen dem Bezugspotenzial 130, dem Betriebsspannungspotenzial 132 und dem Eingangsanschluss b bzw. Ausgangsanschluss a geschaltete Schutzdioden 140 und 142.
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Weiterhin zeigt 1, dass die erste bzw. die zweite Eingangsschnittstellenschaltung 100 eine Stromquelle 152 umfasst, welche mit dem ersten bzw. dem zweiten Eingangsanschluss b1, b2 zusammenwirkt. Vorliegend umfasst die Eingangsschnittstellenschaltung 100 eine weitere Stromquelle 150. Beide Stromquellen 150 und 152 sind jeweils parallel zu den Schutzdioden 140 und 142 geschaltet.
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Ein nicht-invertierender Eingang des Komparators 110 ist mit dem Eingangsanschluss b bzw. dem Ausgangsanschluss a verbunden. Ein invertierender Eingang des Komparators 110 ist mit einer Gleichspannungsquelle 114 verbunden, welche den Schwellwert 112 unmittelbar erzeugt. Ein Ausgang des Komparators 110 kann ein digitales Signal 116 an weitere, in der 1 nicht dargestellte, Elemente der integrierten Halbleiterschaltung 10 übermitteln.
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Vorliegend sind die Stromquellen 150 und 152 dauernd aktiv. In einer Ausführungsform sind die Stromquellen 150 und 152 einzeln aktivierbar bzw. deaktivierbar. In einer (nicht dargestellten) Ausführungsform umfasst die Eingangsschnittstellenschaltung an Stelle des Komparators 110 eine Anordnung von Transistoren mit unterschiedlichen Schaltschwellen oder einen Analog-Digital-Umsetzer. Dadurch ergibt sich jeweils eine zumindest ähnliche Wirkung wie bei dem Komparator 110.
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Die 2 zeigt eine Schaltungsanordnung 300 mit der integrierten Halbleiterschaltung 10, insbesondere Mikrocontroller, zum Betreiben eines Transistors 301, wobei die integrierte Halbleiterschaltung 10 eine Ausgangsschnittstellenschaltung 200 ("gate control port") aufweist, die einen Ausgangsanschluss a aufweist, wobei der Ausgangsanschluss a mit einem Steueranschluss 302 des Transistors 301 verbindbar ist, und wobei die integrierte Halbleiterschaltung 10 eine erste Eingangsschnittstellenschaltung 100 ("drain/source monitoring port") aufweist, die einen ersten Eingangsanschluss b1 aufweist, wobei der erste Eingangsanschluss b1 mit einem von dem Steueranschluss 302 verschiedenen ersten Anschluss 304 (D-Anschluss, "drain") des Transistors 301 verbindbar ist. Dabei weist die integrierte Halbleiterschaltung 10 Mittel 310 auf, um die Ausgangsschnittstellenschaltung 200 in Abhängigkeit von einem elektrischen Signal (ohne Bezugszeichen) an dem ersten Eingangsanschluss b1 der ersten Eingangsschnittstellenschaltung 100 zu betreiben. Ein von dem Steueranschluss 302 verschiedener zweiter Anschluss 306 (S-Anschluss, "source") ist in der Ausführungsform von 2 gegen das Bezugspotenzial 130 geschaltet.
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In einer Ausführungsform ist in der Eingangsschnittstellenschaltung 100 eine Spannung der Gleichspannungsquelle 114 und damit der Schwellwert 112 variabel bzw. einstellbar ausgeführt.
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Der Transistor 301 ist vorliegend als MOSFET (englisch: "metal-oxide-semiconductor field-effect transistor") ausgeführt. Alternativ kann der Transistor 301 jedoch auch ein bipolarer Transistor, ein Sperrschicht-Feldeffekttransistor, FET, ein VMOS-Transistor (englisch: "v-grooved MOS field-effect transistor"), oder ein IGBT (Bipolartransistor mit isolierter Gate-Elektrode, englisch: "insulated gate bipolar transistor") sein.
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Weiterhin umfasst die Schaltungsanordnung 300 von 2 eine an den ersten Anschluss 304 des Transistors 301 geschaltete Last 350 ("elektrischer Verbraucher"), welche beispielsweise durch einen ohmschen Widerstand charakterisiert ist. Ein erster Anschluss 352 der Last 350 ist mit dem ersten Anschluss 304 des Transistors 301 verbunden, sowie mit einem ersten Anschluss 354 eines ohmschen Widerstands 356, wobei ein zweiter Anschluss 358 des ohmschen Widerstands 356 mit dem Eingangsanschluss b1 verbunden ist. Ein zweiter Anschluss 360 der Last 350 ist mit einer Gleichspannungsquelle 362 verbunden. Vorliegend ist eine Spannung der Gleichspannungsquelle 362 positiv in Bezug auf das Bezugspotenzial 130 und weist einen höheren Wert als das Betriebsspannungspotenzial 132 auf.
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Stark vereinfacht kann gesagt werden, dass die Schaltungsanordnung 300 gemäß 2 den Transistor 301 umfasst, wobei der Steueranschluss 302 des Transistors 301 mit dem Ausgangsanschluss a der Ausgangsschnittstellenschaltung 200 verbunden ist, und wobei der erste Anschluss 304 des Transistors 301 mit dem ersten Eingangsanschluss b1 der ersten Eingangsschnittstellenschaltung 100 verbunden ist, und wobei eine jeweilige Verbindung zwischen dem Ausgangsanschluss a bzw. dem ersten Eingangsanschluss b1 und dem Transistor 301 ausschließlich passive elektrische Bauelemente umfasst.
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Vorliegend sind die besagten Mittel 310 als Hardware-Schaltung ausgeführt und in die integrierte Halbleiterschaltung 10 integriert. Dabei umfassen die Mittel 310 mindestens ein Verzögerungsmittel 312, um mindestens ein Signal 314 zeitlich zu verzögern. Das Signal 314 wird vorliegend von einem internen Ansteuerausgang 316 bereitgestellt.
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In einer Ausführungsform umfassen die Mittel 310 mindestens eines der folgenden Elemente: digitales Gatter, monostabile Kippstufe, bistabile Kippstufe, Schieberegister, ohmscher Widerstand, Kondensator, Induktivität, Verzögerungsleitung. Damit lassen sich digitale Signale in an sich bekannter Weise miteinander logisch verknüpfen und/oder zeitlich verzögern. Vorliegend ist das Verzögerungsmittel 312 als monostabile Kippstufe ("Monoflop") ausgeführt.
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Insbesondere zeigt die Ausführungsform von 2, dass die Mittel 310 ein ODER-Gatter 318, ein UND-Gatter 320, sowie eine monostabile Kippstufe 312 umfassen, wobei ein Ausgang der Eingangsschnittstellenschaltung 100 mit einem ersten Eingang des ODER-Gatters 318 verbunden ist, und wobei der interne Ansteuerausgang 316 der integrierten Halbleiterschaltung 10 mit einem Eingang der monostabilen Kippstufe 312 verbunden ist, und wobei ein Ausgang der monostabilen Kippstufe 312 mit einem zweiten Eingang des ODER-Gatters 318 verbunden ist, und wobei der interne Ansteuerausgang 316 mit einem ersten Eingang des UND-Gatters 320 verbunden ist, und wobei ein Ausgang des ODER-Gatters 318 mit einem zweiten Eingang des UND-Gatters 320 verbunden ist, und wobei ein Ausgang des UND-Gatters 320 mit einem Eingang der Ausgangsschnittstellenschaltung 200 verbunden ist.
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In einer Ausführungsform wirken die Mittel 310 für einen ersten Betriebsfall der Schaltungsanordnung 300 wie folgt:
Für einen nicht-leitenden Zustand des Transistors 301 weist das Signal 314 den Binärwert "0" auf. Wegen des UND-Gatters 320 weist auch ein Ausgang 220 der Mittel 310 den Binärwert "0" auf. Ebenso beträgt eine Spannung an dem Ausgangsanschluss a zumindest in etwa Null, wodurch der Transistor 301 also sperrt.
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Für einen darauf folgenden leitenden Zustand des Transistors 301 weist das Signal 314 den Binärwert "1" auf. Ein Ausgang (in der 2 rechts) der monostabilen Kippstufe 312 weist daher zunächst ebenfalls den Binärwert "1" auf. Dadurch nehmen auch der Ausgang des ODER-Gatters 318 sowie der in der Zeichnung obere Eingang des UND-Gatters 320 den Binärwert "1" an. Folglich nimmt auch der Ausgang 220 der Mittel 310 den Binärwert "1" an, wodurch die Ausgangsschnittstellenschaltung 200 den Transistor 301 in den leitenden Zustand steuern kann. Dabei kann das Potenzial an dem D-Anschluss schnell kleiner werden.
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Sofern kein Kurzschluss an dem Transistor 301 bzw. an der Last 350 vorliegt, nimmt die Spannung an dem Eingangsanschluss b1 schnell einen Wert an, welcher kleiner ist als der durch die Gleichspannungsquelle 114 vorgegebene Schwellwert 112. Dadurch nimmt der Eingang 120 der Mittel 310 einen Binärwert "0" an, wodurch der Ausgang des ODER-Gatters 318 unabhängig von einem Zustand der monostabilen Kippstufe 312 weiterhin auf dem Binärwert "1" bleibt.
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Sofern jedoch (beispielsweise) die Last 350 einen Kurzschluss aufweist, bleibt die Spannung an dem D-Anschluss des Transistors 301 vergleichsweise hoch und überschreitet den Schwellwert 112, vergleiche die 1. Dadurch nimmt der Eingang 120 der Mittel 310 einen Binärwert "1" an. Nach Ablauf der durch die monostabile Kippstufe 312 vorgegebenen Zeitspanne nimmt zunächst der Ausgang der monostabilen Kippstufe 312 den Binärwert "0" an. Nachfolgend nimmt daher der in der Zeichnung obere Eingang des UND-Gatters 320 ebenso den Binärwert "0" an. Dadurch nimmt der Ausgang 220 der Mittel 310 ebenfalls den Binärwert "0" an, wodurch der Transistor 301 in den nicht-leitenden Zustand gesteuert wird. Dadurch kann eine Schädigung des Transistors 301 vorteilhaft verhindert werden.
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Es versteht sich, dass das UND-Gatter 320 bzw. das ODER-Gatter 318 in Abhängigkeit von jeweiligen Polaritäten der Signale und unter Berücksichtigung der de Morgan'schen Regel auch anders ausgeführt sein können, beispielsweise als NAND-Gatter (Nicht-UND) oder als NOR-Gatter (Nicht-ODER) und dergleichen. Vorliegend weist ein in der Zeichnung unterer Eingang des ODER-Gatters 318 einen Inverter auf, um der oben beschriebenen Logik zu genügen.
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In einem zweiten Betriebsfall der Schaltungsanordnung 300 ist der Transistor 301 mittels des Ausgangsanschlusses a in den nicht-leitenden Zustand gesteuert. Zugleich ist die in der Zeichnung untere Stromquelle 152 (siehe auch 1) aktiv. Sofern die Last 350 keine Unterbrechung aufweist, ist die Spannung an dem Eingangsanschluss b1 daher vergleichsweise hoch und ist zumindest höher als der Schwellwert 112. Das digitale Signal 116 weist folglich den Binärwert "1" auf.
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Sofern jedoch die Last 350 in einem Fehlerfall eine Unterbrechung aufweist, ist die Spannung an dem Eingangsanschluss b1 als Folge der Stromquelle 152 sehr klein und zumindest kleiner als der Schwellwert 112. Das digitale Signal 116 weist folglich den Binärwert "0" auf, wodurch auf die fehlerhafte Unterbrechung der Last 350 geschlossen werden kann.
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Die 3 zeigt eine weitere Ausführungsform, wobei die integrierte Halbleiterschaltung 10 eine zweite Eingangsschnittstellenschaltung 100' aufweist, die einen zweiten Eingangsanschluss b2 (in der Zeichnung unten) aufweist, und wobei der zweite Eingangsanschluss b2 mit einem von dem Steueranschluss 302 verschiedenen zweiten Anschluss 306 des Transistors 301 verbindbar ist. Dieser zweite Anschluss 306 ist vorliegend der S-Anschluss ("source") des Transistors 301.
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Wie aus 3 zu erkennen, ist der Anschluss 306 des Transistors 301 zum einen an den Eingangsanschluss b2 der Eingangsschnittstellenschaltung 100', und zum andern über einen vergleichsweise niederohmigen Widerstand 364 (Messwiderstand bzw. Leiterbahnwiderstand bzw. so genannter "shunt") an das Bezugspotenzial 130 geschaltet.
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Die Funktion der Eingangsschnittstellenschaltung 100 (in der Zeichnung oben) ist vergleichbar zu der Eingangsschnittstellenschaltung 100 von 2. Dies ergibt sich allerdings nur für die Überwachung auf eine mögliche Unterbrechung der Last 350, wie es weiter oben beschrieben wurde.
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Die Funktion der Eingangsschnittstellenschaltung 100' (in der Zeichnung unten) ist vergleichbar zu der Eingangsschnittstellenschaltung 100 von 2. Dies ergibt sich allerdings nur für die Überwachung auf einen möglichen Kurzschluss an der Last 350 bzw. an dem Transistor 301, wie es weiter oben beschrieben wurde. In ähnlicher Weise, wie im Kurzschlussfall die Spannung an dem ersten Anschluss 304 (D-Anschluss, "drain") des Transistors 301 vergleichsweise hoch ist, so ist auch die Spannung an dem Widerstand 364 vergleichsweise hoch und kann daher als Kriterium für den Kurzschlussfall verwendet werden.
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Insbesondere weist die Schaltungsanordnung 300 von 3 den Vorteil auf, dass die jeweiligen Schwellwerte 112 in den Eingangsschnittstellenschaltungen 100 und 100' unterschiedlich vorgebbar sind. Dadurch werden zusätzliche Freiheitsgrade in Bezug auf die Überwachung gegen Kurzschluss bzw. Unterbrechung ermöglicht.
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Die 4 zeigt ein Flussdiagramm für ein Verfahren zum Betreiben der integrierten Halbleiterschaltung 10, insbesondere Mikrocontroller, zum Betreiben des Transistors 301, wobei die integrierte Halbleiterschaltung 10 eine Ausgangsschnittstellenschaltung 200 aufweist, die einen Ausgangsanschluss a aufweist, und wobei der Ausgangsanschluss a mit einem Steueranschluss 302 des Transistors 301 verbindbar ist, und wobei die integrierte Halbleiterschaltung 10 eine erste Eingangsschnittstellenschaltung 100 aufweist, die einen ersten Eingangsanschluss b1 aufweist, und wobei der erste Eingangsanschluss b1 mit einem von dem Steueranschluss 302 verschiedenen ersten Anschluss 304 des Transistors 301 verbindbar ist. Dabei weist die integrierte Halbleiterschaltung 10 Mittel 310 auf, um die Ausgangsschnittstellenschaltung 200 in Abhängigkeit von einem elektrischen Signal an dem ersten Eingangsanschluss b1 der ersten Eingangsschnittstellenschaltung 100 zu betreiben, wobei die Ausgangsschnittstellenschaltung 200 in Abhängigkeit von dem elektrischen Signal an dem ersten Eingangsanschluss b1 der Eingangsschnittstellenschaltung 100 betrieben wird. Siehe dazu beispielsweise die Schaltungsanordnung 300 gemäß 2.
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4 zeigt insbesondere eine Überwachung auf einen Kurzschlussfall der Last 350 bzw. des Transistors 301. Dazu wird dann, wenn der Transistor 301 mittels des Ausgangsanschlusses a in einen leitenden Zustand gesteuert ist, eine an dem ersten und/oder dem zweiten Eingangsanschluss b1 bzw. b2 anliegende Spannung gegen den Schwellwert 112 verglichen, wobei ein Ergebnis des Vergleichs in Abhängigkeit von einem Signal an dem internen Ansteuerausgang 316 der integrierten Halbleiterschaltung 10 für eine vorgebbare Zeit maskiert wird, und wobei das Ergebnis des Vergleichs dazu verwendet wird, um einen Betriebszustand des Transistors 301 auszuwerten, insbesondere, um einen unzulässig hohen Strom durch den Transistor 301 zu erkennen, und wobei im Fall eines unzulässig hohen Stroms die Ausgangsschnittstellenschaltung 200 derart betrieben wird, dass der Transistor 301 in den nicht-leitenden Zustand gesteuert wird.
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In einem Block 400 beginnt die in der 4 dargestellte Prozedur, welche beispielsweise auf die Schaltungsanordnung 300 von 2 oder 3 anwendbar ist. In einem folgenden Block 402 wird der interne Ansteuerausgang 316 derart betrieben, dass der Transistor 301 in den leitenden Zustand gesteuert wird. Zugleich wird ein Signal an dem internen Ansteuerausgang 316 mittels Verzögerungsmitteln 312, beispielsweise mittels der monostabilen Kippstufe 312, für eine vorgebbare Zeitspanne verzögert.
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In einem folgenden Block 404 wird die an dem ersten bzw. zweiten Eingangsanschluss b1 bzw. b2 anliegende Spannung gegen den Schwellwert 112 verglichen, wobei das digitale Signal 116 bzw. 116' einen entsprechenden Binärwert aufweist.
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In einem folgenden Block 406 wird das digitale Signal 116 bzw. 116' mit dem verzögerten Signal an dem internen Ansteuerausgang 316 logisch verknüpft, wobei gegebenenfalls eine bereits erfolgte Ansteuerung des Transistors 301 abgebrochen wird.
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In einem folgenden Block 408 endet die in der 4 dargestellte Prozedur, wobei gegebenenfalls eine Fehlermeldung an eine der integrierten Halbleiterschaltung 10 übergeordnete Einheit erfolgt.
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Die 5 zeigt ein Verfahren zum Betreiben der integrierten Halbleiterschaltung 10, wobei auf eine mögliche Unterbrechung der Last 350 überwacht wird. Insbesondere dann, wenn der Transistor 301 mittels des Ausgangsanschlusses a in einen nicht-leitenden Zustand gesteuert ist, wird eine jeweilige mit dem ersten bzw. dem zweiten Eingangsanschluss b1, b2 zusammenwirkende Stromquelle 152 eingeschaltet, wobei eine an dem jeweiligen ersten bzw. zweiten Eingangsanschluss b1 bzw. b2 anliegende Spannung gegen einen Schwellwert 112 verglichen wird, und wobei in Abhängigkeit von dem Vergleich auf einen Zustand eines an dem Transistor angeschlossenen elektrischen Verbrauchers (bzw. der Last 350) geschlossen wird. In der Schaltungsanordnung 300 der 2 oder 3 betrifft dies insbesondere die in der Zeichnung obere Eingangsschnittstellenschaltung 100, welche den Eingangsanschluss b1 aufweist.
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In einem Block 500 beginnt die in 5 dargestellte Prozedur. In einem folgenden Block 502 wird der interne Ansteuerausgang 316 derart betrieben, dass der Transistor 301 in den nicht-leitenden Zustand gesteuert wird. Gleichzeitig wird – sofern nicht bereits erfolgt – die Stromquelle 152 der Eingangsschnittstellenschaltung 100 aktiviert.
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In einem folgenden Block 504 wird die an dem ersten Eingangsanschluss b1 anliegende Spannung gegen den Schwellwert 112 verglichen, wobei das digitale Signal 116 einen entsprechenden Binärwert aufweist.
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In einem folgenden Block 506 wird eine vorgebbare Zeitspanne gewartet, was beispielsweise in Abhängigkeit von der monostabilen Kippstufe 312 oder sonstigen Verzögerungsmitteln 312 bzw. Zeitgebermitteln erfolgen kann. Während dieser Zeitspanne hat der Transistor 301 ausreichend Zeit, den nicht-leitenden Zustand tatsächlich anzunehmen.
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In einem folgenden Block 508 wird das digitale Signal 116 ausgewertet. Sofern keine Unterbrechung der Last 350 vorliegt, so ist die Spannung an dem Eingangsanschluss b1 vergleichsweise hoch und das digitale Signal 116 weist entsprechend den Binärwert "1" auf. Sofern jedoch die Last 350 eine Unterbrechung aufweist, so ist die Spannung an dem Eingangsanschluss b1 als Folge des durch die Stromquelle 152 fließenden Stroms vergleichsweise klein und das digitale Signal 116 weist entsprechend den Binärwert "0" auf.
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In einem folgenden Block 510 endet die in der 5 dargestellte Prozedur, wobei gegebenenfalls eine Fehlermeldung an eine der integrierten Halbleiterschaltung 10 übergeordnete Einheit erfolgt.
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Die 6 zeigt ein Flussdiagramm für ein Verfahren zum Betreiben der integrierten Halbleiterschaltung 10, wobei dann, wenn der Transistor 301 mittels des Ausgangsanschlusses a in einen leitenden Zustand gesteuert ist, die Ausgangsschnittstellenschaltung 200 für eine kurze Zeitspanne derart betrieben wird, dass der Transistor 301 in den nicht-leitenden Zustand gesteuert wird bzw. werden kann, und wobei die kurze Zeitspanne kleiner ist als eine Reaktionszeit eines an dem Transistor 301 angeschlossenen elektrischen Verbrauchers (also beispielsweise der Last 350), und/oder wobei die kurze Zeitspanne in einem Bereich einer Reaktionszeit des Transistors 301 liegt, und wobei eine an dem ersten bzw. dem zweiten Eingangsanschluss b1, b2 anliegende Spannung gegen einen Schwellwert 112 verglichen wird, und wobei in Abhängigkeit von dem Vergleich auf einen Zustand des Transistors 301 und/oder des elektrischen Verbrauchers (also der Last 350) geschlossen wird.
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In einem Block 600 beginnt die in 6 dargestellte Prozedur. In einem folgenden Block 602 wird der interne Ansteuerausgang 316 derart betrieben, dass der Transistor 301 in den leitenden Zustand gesteuert wird. Anschließend wird eine vorgebbare Zeitspanne abgewartet, wobei die Zeitspanne beispielsweise in Abhängigkeit von Eigenschaften des Transistors 301 und/oder der Last 350 vorgegeben wird. Gleichzeitig wird – sofern nicht bereits erfolgt – die Stromquelle 152 der Eingangsschnittstellenschaltung 100 aktiviert.
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In einem folgenden Block 604 werden der interne Ansteuerausgang 316 und somit die Ausgangsschnittstellenschaltung 200 für eine kurze Zeitspanne derart betrieben, dass der Transistor 301 in den nicht-leitenden Zustand gesteuert wird. Dann wird auf eine mögliche Unterbrechung der Last 350 überwacht, beispielsweise wie dies weiter oben mittels der 5 bereits ausführlich beschrieben wurde.
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In einem folgenden Block 606 werden der interne Ansteuerausgang 316 und somit die Ausgangsschnittstellenschaltung 200 derart betrieben, dass der Transistor 301 wieder in den leitenden Zustand gesteuert wird. Damit endet die in der 6 dargestellte Prozedur.
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Die 7 zeigt ein Flussdiagramm für ein Verfahren zur Verbesserung der Präzision der Überwachung auf einen unzulässig hohen Strom ("Kurzschlusserkennung") in dem Transistor 301:
- – Im Block 700: Betrieb eines von der integrierten Halbleiterschaltung 10 angesteuerten Transistors 301 unter Verwendung von bekannten Strömen;
- – Im Block 702: Ermitteln einer jeweils zugehörigen Restspannung (RDSon) an dem Transistor 301;
- – Im Block 704: Speichern von gemessenen Wertepaaren der Ströme und der Restspannung und/oder sonstiger Parameter in einem Speicher der integrierten Halbleiterschaltung 10;
- – Im Block 706: Abspeichern eines die Ströme und die Restspannung charakterisierenden Temperaturmodells in dem Speicher der integrierten Halbleiterschaltung 10;
- – Im Block 708: Kompensieren des vorgebbaren Schwellwertes 112 in Abhängigkeit von dem Temperaturmodell und einer Temperatur der integrierten Halbleiterschaltung 10 während eines Betriebs der integrierten Halbleiterschaltung 10 zur Verbesserung der Präzision der Überwachung.
