DE102015117580B4

DE102015117580B4 - Schaltkondensator-Analog-Digital-Umsetzer in sehr hohem Dynamikbereich mit hoher Eingangsimpedanz für Anwendungen, die erhöhte Verzerrung und Rauschen bei hohen Eingangssignalpegeln tolerieren

Info

Publication number: DE102015117580B4
Application number: DE102015117580.0A
Authority: DE
Inventors: Elmar Bach; Patrizia Greco; Snezana STOJANOVIC; Dietmar Sträussnigg
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2014-10-17
Filing date: 2015-10-15
Publication date: 2021-06-02
Anticipated expiration: 2035-10-16
Also published as: KR20160045601A; US20160112795A1; DE102015117580A1; US9503121B2; CN105530010A; CN105530010B; KR101738266B1

Abstract

Modulator, der umfasst:einen analogen Eingang (110), der konfiguriert ist, um eine analoge Eingangsspannung zu empfangen;einen Modulatorpfad (102), der einen modulierten digitalen Ausgang umfasst und der konfiguriert ist, um ein moduliertes digitales Ausgangssignal am digitalen Ausgang des Modulators zu erzeugen; undeinen Rückkopplungspfad (104), der mit dem modulierten digitalen Ausgang verbunden ist und der einen Digital-Analog-Umsetzer (106, 303) umfasst, der konfiguriert ist, um eine potenzialfreie Spannung als eine Funktion des modulierten digitalen Ausgangssignals zu erzeugen,wobei der Digital-Analog-Umsetzer (106, 303) konfiguriert ist, um Analograuschen und die harmonische Gesamtverzerrung als Antwort auf die eine vorbestimmte Schwelle übersteigende analoge Eingangsspannung zu beeinträchtigen.

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Offenbarung betrifft Analog-Digital-Umsetzer (ADUs) und genauer gesagt Schaltkondensator-ADUs, die fähig sind, einen großen Eingangssignalbereich zu verarbeiten, während sie eine hohe Eingangsimpedanz für Anwendungen aufweisen, die erhöhte Verzerrung und Rauschen bei hohen Eingangssignalpegeln, z.B. bei Audiosystemen, tolerieren.
Hintergrund
Eine Tendenz in der Hochleistungs-Tonaufnahmetechnologie ist es, sehr hohe Dynamikbereiche im Schalldruckpegel (SPL) zu unterstützen, der üblicherweise in dB verglichen mit der menschlichen Hörschwelle als Standardreferenzpegel gemessen wird. Die untere Hörbarkeitsgrenze bei einem Druckpegel von 20 µPa (quadratisches Mittel) ist als SPL von 0 dBSPL definiert. Schallpegelmessungen können relativ zu diesem Pegel durchgeführt werden. Zum Beispiel entspricht ein Druckpegel von 1 Pa (quadratisches Mittel) einem SPL von 94 dBSPL. Eine obere SPL-Grenze kann nicht klar definiert werden und kann vom gewünschten Anwendungsbereich abhängen. Ein Problem bei der Entwicklung von Audiosystemen oder Mikrofonsystemen ist es, Architekturen bereitzustellen, die große Dynamikbereiche mit geringem Leistungsverbrauch unterbringen.
Die US 2014 / 0 160 332 A1 offenbart einen Sigma-Delta-Modulator mit einem Modulatorpfad und einem Rückkopplungspfad, dessen Ausgang mit einem potenzialfreien Knoten gekoppelt ist.
Die US 2013 / 0 088 262 A1 offenbart Komparatorschaltungen für niedrige Spannungen, bei denen Ausgänge von Digital-Analog-Wandlern potenzialfrei gelassen werden können.
Die US 4 961 045 A offenbart einen Digital-Analog-Wandler mit potenzialfreiem Ausgang.
Die US 2006 / 0 279 449 A1 offenbart ebenfalls einen Sigma-Delta-Modulator.
Zusammenfassung
Daher besteht ein Bedarf an der Entwicklung von Audiosystemen und Komponenten zur effizienten Verarbeitung von hohen SPL-Pegeln.
Diese Aufgabe wird von den Merkmalen der unabhängigen Ansprüche gelöst. Die abhängigen Ansprüche definieren Ausführungsformen.
Gemäß einem Aspekt wird ein Modulator bereitgestellt, der einen analogen Eingang umfasst. Der analoge Eingang ist konfiguriert, um eine analoge Eingangsspannung zu empfangen. Der Modulator umfasst auch einen Modulatorpfad, der einen modulierten digitalen Ausgang umfasst. Der Modulatorpfad ist konfiguriert, um ein moduliertes digitales Ausgangssignal am digitalen Ausgang des Modulators zu erzeugen. Der Modulator umfasst auch einen Rückkopplungspfad, der mit dem modulierten digitalen Ausgang verbunden ist und der einen Digital-Analog-Umsetzer umfasst. Der Digital-Analog-Umsetzer ist konfiguriert, um eine potenzialfreie Spannung als eine Funktion des modulierten digitalen Ausgangssignals zu erzeugen. Der Digital-Analog-Umsetzer ist konfiguriert, um Analograuschen und die harmonische Gesamtverzerrung als Antwort auf die eine vorbestimmte Schwelle übersteigende analoge Eingangsspannung zu beeinträchtigen, oder der Digital-Analog-Umsetzer umfasst einen konstanten Leistungsversorgungsstrom umfasst und ist ferner konfiguriert, um einen Analograuschbeitrag zu erzeugen, der als Antwort auf den Signalwert der analogen Eingangsspannung am analogen Eingang, der eine vorbestimmte Schwelle erfüllt, steigt.
Gemäß einem weiteren Aspekt wird ein Audiosystem bereitgestellt, das einen analogen Eingang umfasst. Der analoge Eingang ist konfiguriert, um eine analoge Eingangsspannung zu empfangen. Das Audiosystem umfasst auch eine Modulatorkomponente, die einen modulierten digitalen Ausgang umfasst. Die Modulatorkomponente ist konfiguriert, um den modulierten digitalen Ausgang zu erzeugen. Das Audiosystem umfasst auch eine Rückkopplungskomponente, die mit dem modulierten digitalen Ausgang verbunden ist und die einen Digital-Analog-Umsetzer umfasst. Der Digital-Analog-Umsetzer ist konfiguriert, um eine potenzialfreie Spannung zu erzeugen und um einen Spannungshub von der analogen Eingangsspannung am analogen Eingang zum Modulatorpfad mit der potenzialfreien Spannung einzustellen. Der Digital-Analog-Umsetzer ist zudem konfiguriert, um einen Anstieg einer Rauschleistung oder einer harmonischen Gesamtverzerrung als Antwort auf die analoge Eingangsspannung, die eine vorbestimmte Schwelle erfüllt, zu beeinträchtigen
Gemäß einem weiteren Aspekt wird ein Verfahren bereitgestellt, das umfasst: Empfangen eines von einem Sensor abgeleiteten analogen Signals an einem analogen Eingang eines Modulators; und Modulieren des analogen Signals in einem Modulatorpfad, um ein digitales Ausgangssignal an einem digitalen Ausgang zu erzeugen; und Erzeugen einer potenzialfreien Spannung über einen Digital-Analog-Umsetzer in einem Rückkopplungspfad zum Modulatorpfad als eine Funktion des digitalen Ausgangs; Modifizieren der potenzialfreien Spannung, die vom Digital-Analog-Umsetzer als Antwort auf eine Änderung eines Summiersignals eines Summierknotens, der mit dem Modulatorpfad verbunden ist, erzeugt wird; und Steuern einer Spannung am Summierknoten, der das analoge Signal empfängt, durch Einstellen der potenzialfreien Spannung als Antwort auf eine vorbestimmte Schwelle, die erfüllt wird, und Beeinträchtigen, um eine Geräuschleistung mit einer Signalleistung erhalten.
Die oben dargelegten Merkmale und Merkmale, die nachfolgend beschrieben werden, können nicht nur in den entsprechenden explizit dargelegten Kombinationen verwendet werden, sondern auch in weiteren Kombinationen oder isoliert, ohne den Schutzumfang der vorliegenden Erfindung zu verlassen.
Figurenliste

1 ist ein Blockdiagramm, das ein A/D-Modulator-System gemäß verschiedenen offenbarten Aspekten darstellt.
2 ist ein Blockdiagramm, das ein Audiosystem gemäß verschiedenen beschriebenen Aspekten darstellt.
3 ist ein Blockdiagramm, das ein weiteres A/D-Modulator-System gemäß verschiedenen beschriebenen Aspekten darstellt.
4 ist ein Diagramm, das eine Signal-Rausch-Leistung in Bezug auf eine Eingangsspannung gemäß verschiedenen beschriebenen Aspekten darstellt.
5 ist ein weiteres Blockdiagramm, das einen Modulator gemäß verschiedenen beschriebenen Aspekten darstellt.
6 stellt ein weiteres Audiosystem gemäß verschiedenen beschriebenen Aspekten dar.
7 ist ein Simulationsdiagramm gemäß verschiedenen beschriebenen Aspekten.
8 ist ein Flussdiagramm, das ein weiteres Modulatorverfahren gemäß verschiedenen beschriebenen Aspekten darstellt.

Detaillierte Beschreibung
Die vorliegende Offenbarung wird nun unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben, wobei dieselben Bezugszeichen durchgängig zur Bezeichnung derselben Elemente verwendet werden und wobei die dargestellten Strukturen und Vorrichtungen nicht notwendigerweise maßstäblich gezeichnet sind. Wie hierin verwendet, sind die Begriffe „Komponente“, „System“, „Schnittstelle“ und dergleichen dazu bestimmt, sich auf eine Computer-bezogene Einheit, Hardware, Software (z.B. in der Ausführung) und/oder Firmware zu beziehen. Zum Beispiel kann eine Komponente ein Schaltkreis, ein Prozessor, ein Prozess, der auf einem Prozessor läuft, ein Controller, ein Objekt, eine Programmdatei, ein Programm, eine Speichervorrichtung, ein Computer, ein Tablet-PC und/oder ein Mobiltelefon mit einer Prozessorvorrichtung sein. Zur Veranschaulichung können auch eine auf einem Server laufende Anwendung und der Server eine Komponente sein. Eine oder mehrere Komponenten können innerhalb eines Prozesses enthalten sein, und eine Komponente kann auf einem Computer lokalisiert sein und/oder zwischen zwei oder mehr Computern verteilt sein. Ein Satz von Elementen oder ein Satz anderer Komponenten kann hierin beschrieben sein, wobei der Begriff „Satz“ als „ein oder mehrere“ ausgelegt werden kann.
Ferner können diese Komponenten von verschiedenen Computerlesbaren Speichermedien ausgeführt werden, die verschiedene darauf gespeicherte Datenstrukturen, wie zum Beispiel bei einem Modul, aufweisen. Die Komponenten können über lokale und/oder Fernprozesse kommunizieren, zum Beispiel gemäß einem Signal, das ein oder mehrere Datenpakete aufweist (z.B. Daten aus einer Komponente, die mit einer anderen Komponente in einem lokalen System, verteilten System und/oder über ein Netzwerk wie das Internet, ein lokales Netzwerk, ein Großraumnetzwerk oder ein ähnliches Netzwerk mit anderen Systemen über das Signal interagiert).
Als weiteres Beispiel kann eine Komponente eine Vorrichtung mit bestimmter Funktionalität sein, bereitgestellt durch mechanische Teile, die durch einen elektrischen oder elektronischen Schaltkreis arbeiten, wobei der elektrische oder elektronische Schaltkreis durch eine Softwareanwendung oder Firmwareanwendung, die durch einen oder mehrere Prozessoren ausgeführt wird, arbeiten kann. Die ein oder mehrere Prozessoren können innerhalb oder außerhalb der Vorrichtung liegen und können zumindest einen Teil der Software- oder Firmwareanwendung ausführen. Als noch ein weiteres Beispiel kann eine Komponente eine Vorrichtung sein, die durch elektronische Komponenten ohne mechanische Teile eine bestimmte Funktionalität bereitstellt; die elektronischen Komponenten können einen oder mehrere darin enthaltene Prozessoren umfassen, um Software und/oder Firmware auszuführen, die die Funktionalität der elektronischen Komponenten zumindest teilweise übertragen.
Die Verwendung des Wortes „beispielhaft“ ist dazu bestimmt, Konzepte auf konkrete Weise darzustellen. Wie in dieser Anmeldung verwendet, ist der Begriff „oder“ als einschließendes „oder“ und nicht als ausschließendes „oder“ zu verstehen. Das heißt, wenn nicht anders angegeben oder aus dem Kontext ersichtlich, ist „X setzt A oder B ein“ als jegliche der natürlichen inklusiven Permutationen zu verstehen. Das heißt, wenn X A einsetzt; X B einsetzt; oder X sowohl A als auch B einsetzt, dann ist „X setzt A oder B ein“ unter jedem der vorangegangenen Beispiele erfüllt. Zusätzlich dazu sollten die Artikel „ein“ oder „eine“, wie in dieser Anwendung verwendet, und die beigefügten Patentansprüche im Allgemeinen in der Bedeutung von „ein oder mehrere“ ausgelegt werden, wenn nicht anders angegeben oder aus dem Kontext ersichtlich ist, dass sie auf eine Singularform verweisen. Ferner sind in dem Ausmaß, in dem die Begriffe „einschließlich“, „umfasst“, „aufweisend“, „weist auf“, „mit“ oder Varianten davon entweder in der detaillierten Verwendung oder den Ansprüchen verwendet werden, solche Begriffe als einschließlich zu verstehen, und zwar auf eine Art, die jener des Begriffs „beinhaltend“ ähnlich ist.
Unter Berücksichtigung der oben beschriebenen Mängel von Audiosystemen für funktionierende Audiokomponenten mit großen Dynamikbereichen und niedriger Leistung wird ein Audiosystem, ein Schaltkondensatormodulator oder ein Analog-Digital-Umsetzer (ADU) beschrieben, der Kompromisse beim Rauschen und bei der Verzerrung erzeugt, um ein Signal-zu-Rausch-und-Verzerrungsverhältnis (Signal-to-noise-and-distortion Ratio, SNDR) bei hohen Eingangspegeln zu ermöglichen, das niedriger ist als das theoretisch erreichbare SNDR bei denselben Signalpegeln im Vergleich zu einem SNDR eines idealen Umsetzers. Zum Beispiel umfasst ein Schaltkondensatormodulator eines Audiosystems einen Modulierpfad, der ein Eingangssignal wie ein analoges Eingangssignal empfängt und die Eingabe in eine modulierte digitale Ausgabe moduliert. Ein Rückkopplungspfad verbindet den modulierten Ausgang mit einem Eingangsanschluss des Modulatorpfads. Ein potenzialfreier Spannungsquellen-Rückkopplung-Digital-Analog-Umsetzer (DAU) ist konfiguriert, um eine potenzialfreie Spannungsquelle als Funktion eines Eingangshubs bei einem analogen Eingang zu erzeugen. Der DAU modifiziert die potenzialfreie Spannung (engl. floating voltage) als Rückkopplung oder gleitende Spannung basierend auf einem Eingangssignalwert und einem Steuersignal vom digitalen Ausgang. Die Rückkopplungsspannung ist als potenzialfreie Spannung zum Modulatorpfad bereitgestellt und wird durch den DAU dynamisch angepasst, um die Eingangssignalhübe bei einem Summierknoten zu minimieren. Zum Beispiel wird die Rückkopplungsspannung als Antwort (engl. in response to) auf die im Amplitudenwert steigende Eingangssignalspannung erhöht und eine negative Rückkopplung durch den Rückkopplungs-DAU beim Summierknoten angelegt.
Ein System mit hohem Dynamikbereich erfordert oft kein großes SNDR bei höheren Eingangssignalpegeln. Akustische Systeme zum Beispiel benötigen üblicherweise kein großes SNDR bei SPL-Pegeln über ~ 110 dBSPL. Die offenbarten Systeme können daher arbeiten, um das erreichbare Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) zu beeinträchtigen, das weitgehend auf analoges Rauschen zurückzuführen ist. Aufgrund des menschlichen Hörempfindens können relativ hohe Verzerrungspegel wie die harmonische Gesamtverzerrung (THD) bei SPL-Pegeln über 120 dBSPL annehmbar sein, was weitere Optimierungen des Audiosystems ermöglicht. Zusätzliche Aspekte und Details der Offenbarung sind weiter unten unter Bezugnahme auf die Figuren beschrieben.
1 stellt ein Beispiel für ein A/D-Modulator-System dar, das eine potenzialfreie Spannungsquelle zu einem Modulatorpfad für eine Rückkopplungsspannung gemäß verschiedenen beschriebenen Aspekten erzeugt. Das Modulatorsystem 100 arbeitet, um große Spannungshübe bei einem analogen Eingang 110 durch einen DAU 106 aufzunehmen, indem diese Hübe in einem Summierknoten 108 abgeschwächt werden, um einen signifikant kleineren Signalwert bereitzustellen als vom Eingang des Modulatorpfads 102 empfangen wird. Das Modulatorsystem 100 umfasst einen Modulator wie einen Delta-Sigma-Modulator oder einen ähnlichen Modulator, der arbeiten kann, um ein Bit oder mehrere Bits nebeneinander (etwa zur gleichen Zeit) zu verarbeiten, um eine modulierte Signalausgabe 112 mit einem Modulatorpfad 102 und einem Rückkopplungspfad 104 zu erzeugen.
Das Modulatorsystem 100 umfasst den Modulatorpfad 102 und einen Rückkopplungspfad 104, um eine Modulatorvorrichtung zu bilden, die derart funktioniert, dass die modulierte digitale Ausgabe 112 als Teil von Kodierungsprozessen durch eine oder mehrere Modulatorkomponenten innerhalb jedes Pfads erzeugt wird, um das Kodieren von analogen Signalen in digitale Signale zu ermöglichen. Jeder Pfad des Systems 100, des Modulatorpfads 102 und des Rückkopplungspfads 104 umfasst Modulierkomponenten, die innerhalb von Pfaden oder Kommunikationskanälen verbunden sind, um einen analogen Eingabe 110 zu wandeln, formen, filtern, abzutasten oder zu modulieren, um die modulierte digitale Ausgabe 112 zu erzeugen. Die Pfade können einen oder mehrere Kommunikationskanäle oder Kommunikationsleitungen umfassen, die ähnliche Komponenten als einander zum Verarbeiten umfassen können.
Die analoge Eingabe 110 kann proportional zu einem Audiosignal wie einer kontinuierlichen Audiowelle sein, die abhängig von der Detektion eines Audiosignals aus einer Audioquelle durch einen Sensor, wie einen Mikroelektromechanischen Sensor (MEMS), einen akustischen Sensor oder eine ähnliche Sensorkomponente, oder eines gepufferten Sensorsignals, wie nachstehend beschrieben, variiert. Eine solche Kombination mit dem Modulatorsystem 100 bildet ein digitales Mikrofon zur Verwendung z.B. bei der Audioaufnahme einer mobilen Vorrichtung, wie eines Mobiltelefons, eines Tablet- oder Notebook-PCs oder einer ähnlichen Vorrichtung. So kann das Mikrofon konfiguriert sein, um mit SPLs zu laufen, die so hoch wie 140 dBSPL oder höher sind, und kann die digitale Ausgabe 112 zum Beispiel einer System-Mikrocontroller-Einheit zuführen. In Kombination mit einer Sensorvorrichtung (Elektret- oder MEMS-Mikrofon) können eine Integration des Systems 100 und ein analoger Verarbeitungsblock zur Pufferung der MEMS-Ausgabe oder einer anderen Sensor-Ausgabe auf einer anwendungsspezifischen integrierten Schaltung (ASIC) (nicht gezeigt) das Signalauslesen und die Analog-Digital-Umwandlung eines solchen Audiosystems durchführen.
In einem Aspekt kann ein maximaler SPL von etwa 140 dBSPL durch den Modulator 100 erreicht werden und so kann das Dynamikbereichziel für das Mikrofon etwa 140 dB betragen. Dieses Ziel kann als Erhöhung oder Reduzierung dynamisch variiert werden und zum Beispiel abgeschwächt werden, um eine gewisse Rauschmenge bei niedrigeren SPL-Pegeln zu ermöglichen. Mikrofonvorrichtungen, die das System 100 umfassen, können zum Beispiel ein Signal-Rausch-Verhältnis (SNR), das 66 dB übersteigt, in Bezug auf einen SPL von 94 dBSPL (1 Pa) liefern. Für dieses SNR könnte ein niedrigster detektierbarer SPL 28 dBSPL sein, der einem Dynamikbereich von etwa 112 dB zum Beispiel mit einem maximalen Eingangspegel von etwa 140 dBSPL entspricht. Andere Bereiche sind auch denkbar, wie es sich für durchschnittliche Fachleute versteht.
Der Rückkopplungspfad 104 ist mit dem modulierten digitalen Ausgang 112 und dem analogen Eingang 110 über einen Summierknoten 108 verbunden und kann arbeiten, um eine vorbestimmte Schwelle von SNR-Pegeln bereitzustellen, durch die Beeinträchtigungen in der Rauschleistung akzeptiert werden. Zum Beispiel integriert der DAU 106 den Rückkopplungspfad 104 zum Modulatorpfad 102 durch den Summierknoten 108, der arbeitet, um Eingangssignale dynamisch als Funktion von Eingangsspannungshüben zu beeinflussen. Unter Annahme eines Spannungsmodusbetriebs ist der DAU 106 konfiguriert, um als Spannungsquelle für den Modulatorpfad 102 zu arbeiten, und erzeugt eine Rückkopplungsspannung Vfeedback zum Summierknoten 108, die einen Summierknotenspannungswert (z.B. Amplitude) als Funktion der modulierten digitalen Ausgabe 112 ändert.
Der DAU 106 arbeitet, um die Rückkopplungsspannung Vfeedback als Funktion der modulierten Ausgabe 112 anzupassen, die wiederum einen Spannungswert oder einen Spannungshub des analogen Signals beim analogen Eingang 110 durch den Summierknoten 108 wiedergibt. Wenn zum Beispiel der Wert der Eingangssignalspannung zunimmt, wird die potenzialfreie Spannung erhöht und eine negative Rückkopplungsspannung vom DAU 106 erzeugt und an den Modulatorpfad 102 durch den Summierknoten 108 als Ergebnis der Rückkopplung der modulierten digitalen Ausgabe 112 angelegt. Wenn die Eingangsspannung sinkt oder negativ wird, kann der DAU 106 zusätzlich dazu arbeiten, um eine negative Rückkopplungsspannung zu erzeugen, die einen Wert umfasst, der konfiguriert wurde, um das Spannungssignal zum Beispiel beim Eingang des Modulatorpfads 102 zu halten.
Der DAU 106 kann die Erzeugung einer analogen Rausch- und Verzerrungsbeteiligung ermöglichen, die vom Signalwert des analogen Signals (analoge Eingangsspannung) beim analogen Eingang 110 abhängt, und ist daher in der Lage, die SNDR (THD)/SNR-Pegel der modulierten Ausgabe 112 bei höheren Eingangssignalpegeln zu beeinträchtigen, zum Beispiel durch Beeinträchtigen des SNR bei etwa 100 dBSPL oder mehr (z.B. etwa 112 dB) oder Beeinträchtigen der THD bei etwa 104 dBSPL oder mehr. Als solcher ist der DAU 106 konfiguriert, um eine Obergrenze oder Grenze für die SNDR/SNR-Pegel vorzubestimmen, sodass, wenn die Eingangssignalleistung ansteigt, die SNDR/SNR-Pegel durch einen Regler bereitgestellt sind oder teilweise am Steigen des Pegels gehemmt werden. Zum Beispiel kann eine Obergrenze des SNDR/SNR durch den DAU bei einem bestimmten Eingangsspannungsleistungspegel erzeugt werden, z.B. bei etwa -36 dBfullscale (dBFS). Die vom DAU 106 bereitgestellte Obergrenze oder Grenze kann so ein weiteres Ansteigen des SNDR/SNR über diese Referenzpegel hemmen oder bremsen. Ein Anstieg der Rauschleistung oder der THD ist daher erlaubt, wenn die Signalleistung steigt, die arbeitet, um die SNDR/SNR-Pegel zu verringern oder aufzuhalten. Diese Beeinträchtigungen sind zum Beispiel weiter unten näher ausgeführt und können arbeiten, um den linearen Anstieg der Pegel von SNDR, THD oder SNR zu begrenzen, abzuschwächen oder zu verringern, während die Eingangssignalpegel eine vorbestimmte Schwelle übertreten oder erreichen.
Zusätzlich dazu kann die Schwelle gemäß der Anwendung des Modulators 100 gemäß einem oder mehreren vorbestimmten Kriterien ausgewählt werden. Zum Beispiel kann die Schwelle basierend auf einer Anwendung, wie einer akustischen Anwendung oder einem systemspezifischen Referenzpegel, z.B. 94 dBSPL, mit einer Begrenzung über diesem Referenzwert, z.B. bei 104 dBSPL, derart festgelegt werden, dass ein Anstieg des SNDR/SNR über diese Schwelle beeinträchtigt wird.
In 2, auf die nunmehr Bezug genommen wird, ist ein beispielhaftes Audiosystem 200 dargestellt, das arbeitet, um die Modulierung von hohen Dynamiksignalbereichen gemäß verschiedenen beschriebenen Aspekten zu ermöglichen. Das Audiosystem 200 kann Audiokomponenten einer Audiovorrichtung enthalten, die eine Aufnahmevorrichtung (z.B. ein Mikrofon, eine digitale Aufzeichnungsvorrichtung und dergleichen), ein Computersystem, das einen Prozessor und einen Speicher aufweist, eine mobile Vorrichtung oder eine ähnliche Vorrichtung enthalten können, das konfiguriert ist, um Schallaufzeichnungen und Kommunikationen innerhalb von Tonfrequenzbereichen durchzuführen. Das Audiosystem 200 umfasst die oben beschriebenen Modulatorkomponenten sowie zusätzliche Komponenten.
Das Audiosystem 200 kann zum Beispiel ein Siliciummikrofon (SIMIC) 202 oder eine andere schalldetektierende Moduliervorrichtung, eine Empfangskomponente oder eine Client-seitige Komponente umfassen, die einen CODEC 208 aufweist. Obwohl ein Siliciummikrofon diskutiert wird, sind auch andere Mikrofontypen oder Audiovorrichtungen denkbar, wie es sich für durchschnittliche Fachleute versteht. Das SIMIC 202 umfasst eine Sensorkomponente, wie einen akustischen Sensor, oder zum Beispiel eine MEMS-Komponente 204, die arbeitet, um ein analoges Signal gemäß einer Änderung in einer Membran zu erzeugen, wodurch eine Differenz (z.B. eine Spannungs- oder Signaldifferenz) aus Audiosignalen erzeugt wird, die zum Beispiel auf ein Diaphragma oder eine Membran einwirken. Der Sensor 204 kann arbeiten, um Eingangsspannungssignale für eine anwendungsspezifische integrierte Schaltung (ASIC) 206 bereitzustellen. Die ASIC 206 arbeitet, um Spannungssignale bei einem Eingang aufzunehmen, um ein Signalauslesen und eine Analog-Digital-Umwandlung durchzuführen. Die ASIC 206 arbeitet, um einen großen Dynamiksignalbereich bei niedrigen Leistungsverbrauchspegeln zu bewältigen. Die ASIC 206 verarbeitet Signale von der Sensorkomponente 204 durch eine Schnittstellenschaltung 208, umfassend z.B. ein Hochimpedanz-Vorspannungsnetzwerk und einen Puffer, Verstärker oder Abschwächer zum Puffern des MEMS-Signals oder zum Beispiel eines anderen Sensorsignals. Beschränkungen des Spannungshubs können überwunden werden, indem der Versorgungspegel der MEMS-Schnittstellenschaltung hoch genug eingestellt wird, indem zum Beispiel eine interne Multiplikation einer geregelten Versorgungsspannung verwendet wird, was nachstehend näher ausgeführt wird. Die ASIC 206 spricht auf hohe SPL-Pegel oder einen ansteigenden Spannungshub durch Beeinträchtigen des SNR/SNDR bei diesen höheren Pegeln an.
Die ASIC 206 und die Sensorkomponente 204 können in ein einzelnes akustisches Gehäuse integriert werden. Die ASIC empfängt Signale, die ein Einzelpunkt- oder ein Differenzsignal sein können, die Differenzsignalpfade für unterschiedliche Polaritäten aufweisen können, in denen die Sensorkomponente 204 ein Einzelplatten- oder Doppelplatten-MEMS, jeweils zum Abfühlen von Signalen, sein kann.
In einem Aspekt umfasst die ASIC 206 einen einzelnen DAU 106, der als Rückkopplungskomponente zum Modulatorpfad 102 arbeitet, um den vollen Dynamikbereich abzudecken. Der Modulatorpfad 102 und der Rückkopplungspfad 104 mit dem DAU 106 bilden ein A/D-System oder einen Modulator (z.B. einen Delta-Sigma-Modulator), um das Verarbeiten von Sensorvorrichtungssignalen als Funktion von unterschiedlichen SPL-Signalpegeln zu ermöglichen und so das Verarbeiten von ganzen Bereichen dynamisch oder in Echtzeit aufzunehmen, basierend auf der empfangenen Eingabe. Auf diese Weise wird nur eine einzelne ADU-Komponente innerhalb des Modulatorpfads 102 sowie ein einzelner Modulatorpfad 102 verwendet, um sowohl hohe SPL-Pegel als auch niedrige SPL-Pegel zu verarbeiten und sich an Änderungen oder Hüben des MEMS-Signals anzupassen. So genügt ein einzelner Modulator 100, um den vollen Dynamikbereich, z.B. 112 dB, zu verarbeiten, während ein hohes SNR bei niedrigen Eingangssignalpegeln und ausreichende THD und SNR bei hohen Signalpegeln bereitgestellt werden. Im Gegensatz dazu können Systeme mehr als einen ADU umfassen, z.B. einen niedrigverstärkenden und einen hochverstärkenden ADU in einer Parallelschaltung, um den hohen Dynamikbereich zu bewältigen. Durch Vermeiden multipler Signalpfade (durch parallele ADUs) und Übergaben von einem zum anderen können ADU-Fehler (z.B. dynamische Verschiebungsänderungen oder Störimpulse) vermieden werden, die in auf solchen ADU-Strukturen errichteten Systemen (z.B. Audiosystemen) nicht akzeptiert werden. Innerhalb des Modulatorpfads 102 können mehrere Verbindungen oder Signalpfade zu einem einzelnen ADU (oder Quantisierer) führen, während an verschiedene SPL-Pegel beim Verarbeiten von Rückkopplung (Rückkopplungspfad 104) mit dem einzelnen DAU 106 und dem Summierknoten 108 dynamisch angepasst wird. Zusätzlich dazu werden Übergaben nicht von einem ADU oder einem Pfad zu einem anderen über einen Schalter oder mehrere Anschlüsse bei der ASIC 206 oder beim DSP 210 des CODEC 208 verwendet. Daher wird ein einzelner Datenstrom oder Datenleitung entlang des modulierten Pfads 102 zur Signalverarbeitung bereitgestellt, während das Verarbeiten des analogen Eingangssignals mit dem DAU 106 im Rückkopplungspfad 104 dynamisch angepasst wird.
Wie oben ausgeführt, verarbeiten der Modulatorpfad 102 und der DAU 106 des Rückkopplungspfads 104 Sensorvorrichtungssignale von der Sensorkomponente 204 als Funktion verschiedener SPL-Signalpegel. Zum Beispiel kann ein niedriger Signalpegel als jene empfangenen Signale definiert sein, die bei oder unter einem bestimmten Referenzpunkt liegen, während ein hoher Signalpegel als bei oder über dem Referenzpunkt angesehen wird. Der Referenzpunkt kann als ein Schwellenwert für einen Signalwert wie eine Amplitude (z.B. Spannungsamplitude oder eine andere Amplitude) definiert sein. Der Schwellenpegel kann eine Eingangssignalleistungsschwelle in dBFS-Einheiten sein, d.h. zum Beispiel in Bezug auf den Skalenendpegel des ADU. Über diesem Referenzpunkt und mit einem hinzugefügten Grenzwert von zum Beispiel etwa 6 oder 10 dB kann eine Verschlechterung des erreichbaren SNR und/oder der erhöhten Verzerrung (THD) akzeptiert werden. Der Referenzpunkt ist typischerweise durch eine Anwendung des beschriebenen Systems definiert, zum Beispiel ist in einem akustischen System der Schalldruck gleich 1 Pa (94 dBSPL) ein häufiger Referenzpegel. So können Beeinträchtigungen in Verzerrung und/oder Rauschen angewandt werden, z.B. bei SPL-Pegeln über 100 dBSPL oder 104 dBSPL, und so SNDR/SNR auf niedrigere Pegel begrenzen im Gegensatz zu Systemen, die eine konstante Rauschleistung und minimale Verzerrung mit einem Anstieg der Eingangssignalamplitude verlangen, was in einem statischen Anstieg des SNR und/oder SNDR resultiert.
In 3, auf die nunmehr Bezug genommen wird, ist ein detaillierteres A/D-Modulatorsystem gemäß verschiedenen beschriebenen Aspekten dargestellt. Das Modulatorsystem 300 umfasst den Modulatorpfad 102, der einen Schleifenfilter 302 und einen Analog-Digital-Umsetzer (Quantisierer) 304 aufweist. Der Rückkopplungspfad 104 umfasst eine Modulatorcodekomponente 314, die Steuersignale für den Rückkopplungs-DAU 106 erzeugt, der mit dem Summierknoten 108 in eine einzige Summierkomponente 303 zusammengeführt ist. Darin umfasst der DAU 106 eine erste Stromquelle 306 und eine zweite Stromquelle 308. In einem Aspekt kann der DAU 106 einen R-Shift-Digital-Analog-Umsetzer umfassen, in dem der DAU 106 einen konstanten Leistungsversorgungsstrom aufweisen kann, der mit einer Vielzahl von Widerständen verwendet wird. Der DAU 106 umfasst ferner eine Vielzahl von Schaltern 312, die mit den DAU-Widerständen verbunden sind, um verschiedene Spannungspegel als Funktion des Zustands des Modulatorausgangscodes (M), der durch die Modulatorcodekomponente 314 in ein Schaltersteuersignal umgewandelt wird, zu erzeugen. Diese Spannungspegel können z.B. gemäß einer Schrittfunktion erhöht oder verringert werden. Der DAU 106 umfasst ferner einen Satz Widerstände 310, die eine Kette von Widerständen bilden, und einen Satz von Schaltern 312, die die Widerstände 310 steuern, um einen oder mehrere verschiedene Spannungspegel als Funktion eines digitalen Signals M, das entlang des Rückkopplungspfads 104 empfangen wird, bereitzustellen.
Die erste Stromquelle 306 kann als Konstant-Verschiebungsstromquelle konfiguriert sein und die zweite Stromquelle 308 kann eine Konstant-Stromsenke sein. Der DAU 106 ist als potenzialfreier R-Shift-Spannungsquellen-Rückkopplungs-DAU konfiguriert, der einen oder mehrere Widerstandspfade dynamisch ermöglicht oder modifiziert, um eine Rückkopplungsspannung festzulegen, die von der Eingangsspannung abgezogen wird, um ein resultierendes Signal als Summiersignal oder Summierknotenspannung S bereitzustellen. Ein Strom kann durch die beiden Stromquellen Ishift 306 und 308 bereitgestellt werden. In einem Aspekt sind die Ströme Ishift zueinander gleich, identisch, ähnlich oder etwa dieselben. Der analoge Eingang 110 kann mit dem Mittelpunkt oder einem ungefähren Mittelpunkt einer Widerstandskette 310 verbunden sein, die zwischen den beiden Stromquellen 306 und 308 verbunden ist; obwohl als Einzelwiderstand dargestellt, kann die Widerstandskette 310 einen oder mehrere Widerstände als einen Satz von Widerständen umfassen. Die Schalter 312 sind mit den Abgriffen der Widerstandskette verbunden und werden durch die Modulatorcodekomponente als Funktion des Steuersignals M gesteuert.
Der analoge Eingang 110 kann davon abgehalten werden, sofort belastet zu werden, da der Strom 306, der am oberen Ende der Widerstandskette 310 eingespeist wird, zum unteren Ende der Widerstandskette 310 abgeleitet wird. Durch die Schalter 312, die durch eine Modulatorcodekomponente 314 gesteuert werden, wird eine Auswahl eines Signals, das gegenüber dem Analogeingangsknoten oder Anschluss 110 verschoben ist, durch den Modulator 300 erreicht. Die Verschiebung kann zum Beispiel eine Spannungsverschiebung umfassen, die als Funktion des Verschiebungsstroms Ishift und eines Gesamtwiderstands der Widerstandskette 310 bereitgestellt oder modifiziert wird, wie zum Beispiel zwischen einem Mittelabgriff 316 und einem ausgewählten Ausgangs-Abgriff 318 des Schalterkomplexes 312. Die Schalter können modifiziert werden, um eine Stelle des Ausgangs-Abgriffs 318 gemäß den Widerständen zu steuern, die ausgewählt wurden, um zur Spannungsmodifikation konfiguriert zu werden.
Der Widerstand zwischen dem Mittelabgriff 316, der mit dem analogen Eingang 110 verbunden ist, und dem ausgewählten Ausgangs-Abgriff 318 hängt ab von und ist eine Funktion des Werts der gewünschten Rückkopplungsspannung (Vfeedback). Da sich ein Rückkopplungspannungswert, wie er vom DAU 106 erzeugt wird, durch eine Serienschaltung von Widerständen monoton in Richtung höherer Verschiebungen erhöht, reicht ein geringer Verschiebungsstrom Ishift aus, um eine große Spannungsverschiebung zu erzeugen. Die Widerstände der Widerstandskette 310 können Einheitswiderstände umfassen, die zu einem linearen Anstieg führen, alternativ oder zusätzlich dazu jedoch im Wert variieren können, um einen nichtlinearen Spannungsanstieg zwischen Abgriffen zu bilden, abhängig von den Designspezifizierungen. Ferner arbeitet der Verschiebungsstrom als konstante Belastung auf einer Versorgungs-VDD und ermöglicht so die Verwendung von auf dem Chip erzeugten (ladungsgepumpten) Versorgungen, insbesondere in Fällen, wo ein höherer Dynamikbereich unterstützt wird.
Zum Beispiel können Versorgungsspannungen zur Summierkomponente 303 auf etwa 2,7 V oder höher erhöht werden, um die mögliche Skalenendeingangsspannung zumindest zu verdoppeln, wenn dieselbe Versorgungsspannung auch in der Schnittstellenkomponente 208 (z.B. einer MEMS-Schnittstellenkomponente) verwendet wird. Der Rückkopplungs-DAU 106 schwächt den hohen Eingangsspannungshub ab, der mit einem Anstieg des Schalldruckpegels auftritt, indem die Spannungspegel beim Summierknoten S auf ein niedrigeres Spannungssignal gesenkt werden als eine vom Modulatorpfad 102 zu verarbeitende sich verändernde Variable oder gleitende Variable. So kann der Modulatorpfad 102 durch viel kleinere Spannungen (z.B. 1,5 V) gespeist werden. Daher kann ein niedrigerer Leistungsverbrauch ermöglicht werden, während sichergestellt wird, dass Spannungspegel unter Berücksichtigung von Spannungshüben beim Knoten S eingestellt werden.
In einem Aspekt formulieren der Modulatorpfad 102 und der Rückkopplungspfad 104 einen Modulator, der konfiguriert ist um sicherzustellen, dass ein Widerstand der Widerstandskette 310 des DAU 106, der in Serie zum Eingangssignal 110 ist, eine Funktion einer modulierten digitalen Ausgabe 112 ist. Der Gesamtwiderstand steigt mit größeren Eingangssignalwerten (positiv oder negativ) und wird durch den DAU 106 dynamisch modifiziert, indem eine oder mehrere Widerstandskomponenten in Serie mit dem Eingang 110 und dem Modulatorpfad 102 geschaltet werden. Daher ist das vom DAU 106 beigesteuerte Rauschen nicht konstant, sondern ändert sich vielmehr gemäß einer Eingangssignalabhängigkeit. Durch den DAU 106 kann bei höheren Signalpegeln, wie bei etwa 100 dBSPL oder höher, mehr Rauschen erzeugt werden als bei niedrigeren Pegeln. Zum Beispiel kann das Modulatorsystem 300 arbeiten, um das SNR und/oder SNDR (THD) bei höheren Eingangssignalen, wie etwa über einer Schwelle oder einem Pegel, bei dem der Schwellenpegel in Bezug zum Skalenendpegel des Modulatorsystems definiert werden kann, zu verschlechtern. Zum Beispiel kann, bei Annahme einer Rauschreferenz bei 1 Pa Schalldruck (94 dBSPL oder -46 dBFS bezogen auf das Skalenende des ADU), ein Schwellenpegel, bei dem das DAU-Rauschen ansteigen darf, festgelegt werden (z.B. 10 dB über 94 dBSPL). Dies kann erreicht werden, indem ein ausreichend hoher LSB-Spannungspegel vom DAU 106 ausgewählt wird, sodass der Multibit-Modulatorpfad im Einzelbit-Betrieb ist (d.h. nur den LSB-Pegel im Modulatorausgangscode M 112 auf Signalpegel unter 104 dBSPL umzuschalten). Das System 300 kann arbeiten, um das SNR (oder THD) über dem Schwellenpegel zu beeinträchtigen, was dazu führen kann, dass die SNR- oder THD-Kurve zum Beispiel nicht linear ist und abfällt.
In einem anderen Aspekt kann der DAU 106 eine äquidistante Schrittweite bereitstellen, wie durch die Verwendung von gleichen oder ähnlichen Widerständen pro Schritt der Signale, in denen das Rauschen mit einer Quadratwurzel der Anzahl der hinzugefügten Widerstände ansteigen kann, während das Eingangssignal linear ansteigt. Das effektive SNR ändert sich so mit einem Quadratwurzelverhalten. Dies wird nachstehend in Bezug auf 4 veranschaulicht und näher beschrieben, in der eine Kompression des SNR bei höheren Signalpegeln durch den DAU 106 ermöglicht werden kann. So kann ein niedriger Leistungsverbrauch des R-Shift-potenzialfreie-Spannungsquellen-DAU 106, der beim Modulatorpfad 102 und Rückkopplungspfad 104 innerhalb des Modulators 300 umgesetzt ist, durch eine Beeinträchtigung des SNR bei höheren Signaleingangspegeln, wie durch die DAU-Komponente 106 ermöglicht, erreicht werden, obwohl die höheren Eingangspegel eine Konstante sind oder dynamisch verändert werden. Durch unvermeidliche Fehlanpassungen in den Widerstandswerten kann die potenzialfreie Rückkopplungsspannung Nicht-Idealzustände zeigen, die zu einem Anstieg der Signalverzerrung führen können, wenn mehr als nur die inneren zwei Widerstände verwendet werden, um eine höhere Eingangsspannung abzuschwächen. Unter einer solchen Voraussetzung wird die THD beeinträchtigt und eine Verschlechterung des SNDR kommt zur Anwendung.
Bevor die Diskussion von 3 fortgesetzt wird, wird in 4 ein Beispiel eines Diagramms 400 von potentiellen Beeinträchtigungsszenarien veranschaulicht, die durch den Rückkopplungs-DAU 106 gemäß verschiedenen beschriebenen Aspekten umgesetzt werden können. Das Diagramm 400 stellt Diskussionspunkte bezüglich der Eigenschaften von SNR und SNDR bereit, um Ausführungsformen zur Beeinträchtigung des SN(D)R mit den Komponenten der beschriebenen Audiosysteme und insbesondere zum Beispiel von Audiosystemen mit Komponenten für Schaltkondensatormodulatoren, die ferner Multibit-Komponenten umfassen können, zu veranschaulichen. Verschiedene hierin beschriebene Komponenten können entlang solcher beschriebener Eigenschaften arbeiten.
Die „ideale SNR-Kurve“ von 4 veranschaulicht den idealen monotonen Anstieg des SN(D)R eines Analog-Digital-Umsetzer (ADU)-Systems oder zum Beispiel des Modulators 300 wie hierin beschrieben, als Funktion des Eingangssignalpegels (z.B. Eingangssignal 110), das in dBFS angegeben ist. In diesem idealen ADU bezieht sich der lineare Anstieg des SNDR über den Eingangssignalpegel auf einen konstanten Rauschpegel bei allen Signalpegeln und der Abwesenheit von Verzerrung. Die SN(D)R-Achse steigt auf eine maximale Eingangsamplitude, die entweder durch die Eigenschaften des ADU oder den Skalenendpegel des ADU 0 dBFS bestimmt wird, wie im Beispiel gezeigt. Bei geringen Eingangssignalen ist das SNDR von Rauschen dominiert (d.h. SNDR=SNR), wie durch den horizontalen bidirektionalen Pfeil veranschaulicht, der die durch und für „Rauschen dominiert“ bezeichneten Bereiche anzeigt. Bei hohen Signalpegeln dominiert die Verzerrung (d.h. SNDR=THD).
Das Rauschleistungsverhalten des Modulatorsystems kann in Bezug auf einen systemspezifischen Referenzpegel (z.B. „Rausch-Referenzpegel“) bewertet werden, der in Bezug auf den Skalenendpegel des ADU definiert sein kann. Zum Beispiel könnte die Rauschleistung bei einem Schalldruck von 1 Pa (94 dBSPL) als Referenz verwendet werden und auf einen ADU-Pegel von zum Beispiel etwa -16dBFS bezogen werden. Wenn der Eingangssignal-Skalenendbereich erhöht wird, um einen höheren Dynamikbereich in einer Modulatorkomponente zu erreichen, in der eine Bedingung oder ein Kriterium oder Ähnliches durch den DAU 106 oder eine andere Modulatorkomponente 300 - zumindest in akustischen Systemen - sein könnte, die absolute Leistung des „Rauschreferenzpegel“-Signals konstant zu halten. So wird durch eine Erhöhung des Dynamikbereichs um 20 dB die „Rauschreferenzpegel“-Signalposition von -16 dBFS auf -36 dBFS bewegt.
In einer Ausführungsform ermöglicht der Modulator 300 eine Beeinträchtigung des SNR und/oder SNDR (=THD) bei höheren Eingangssignalpegeln durch Auswahl des „Rausch-Referenzpegels“ oder Schwellenpegels. Die „SNR-Abfall-Kurve“ ist ein Beispiel eines solchen Szenarios, bei dem der DAU 106 arbeitet, um eine Obergrenze oder einen Regler zum erreichbaren SNR bereitzustellen, indem bei hohen Eingangssignalpegeln Rauschen hinzugefügt wird. In einem solchen Fall steigen analoges Rauschen und/oder THD bei höheren Signalpegeln an, was dazu führt, dass die SNR(oder SNDR)-Kurve eine Hemmung oder einen Abfall bei Eingangsspannungsanstiegen, wo SNDR=THD, anzeigt. Zusätzlich dazu wird bei Eingangssignalpegeln unter dem Referenzpegel ein System mit beeinträchtigtem SN(D)R bei höheren Pegeln betrieben, um SNDR=SNR als nicht beeinträchtigten Aufbau bereitzustellen, in dem die „ideale SNR-Kurve“ und die „SNR-Abfall-Kurve“ ähnlich sind.
Eine in dB lineare SNR-Relation kann zum Beispiel durch den Modulator 300 erreicht werden, als Antwort darauf, dass die analoge Rauschleistung in einem Bereich von Eingangssignalamplituden konstant ist. In offenbarten Aspekten kann der Modulator 300 konfiguriert werden, um sicherzustellen, dass das Quantisierungsrauschen des ADU (Modulators) signifikant geringer ist als das analoge Rauschen bei einem Eingangsanschluss, auch bei geringen Eingangspegeln. Je höher der Dynamikbereich des modulierenden Systems, desto komplizierter ist es, die „ideale SNR-Kurven“-SNR-Relation zu erreichen, da bei höheren Eingangspegeln Verzerrung zu dominieren beginnt und SNDR=THD. Wenn der Dynamikbereich erweitert wird durch Erhöhen der Modulatorreferenzspannungen (z.B. in absolutem Wert), dann steigt auch die Leistung des Quantisierungsrauschens und bei einem gewissen Dynamikbereich dominiert das Quantisierungsrauschen über das analoge Rauschen bei geringen Eingangssignalpegeln. Dieses Problem kann durch Auswahl von Modulatorstrukturen mit hoher Bitanzahl bewältigt werden, d.h. durch Verwendung von Multibit-Delta-Sigma-Modulatoren mit 4-, 5- oder auch 6-Bit-Ausgangscodes M 112. So kann sichergestellt werden, dass das Quantisierungsrauschen bei allen Signalpegeln signifikant unter dem analogen Rauschen liegt.
Unter erneuter Bezugnahme auf 3 kann das A/D-Modulator-System 300, wenn richtig zentriert, in einem Einzelbitmodus bei Signalpegeln bei oder unter einem Schwellenpegel arbeiten, zum Beispiel etwa 10 dB über dem „Rausch-Referenzlevel“, und in einem Multibitmodus bei Eingangspegeln über dieser Schwelle. Im Einzelbit-Betriebsmodus kann das Ausmaß des Serienwiderstands konstant sein und auf einem Minimum gehalten werden (z.B. 1 Kiloohm oder ein ähnlicher Widerstand). Hier folgt das SNR dem in dB linearen Anstieg mit einem Signalpegelanstieg. Zusätzlich dazu kann der Serienwiderstandswert für kleine Eingangssignale sehr klein sein, da nur der Aufwärtspunkt der ersten Auswahl (Widerstandspegel) und der Widerstandsabwärtspunkt der ersten Auswahl vom Mittelpunkt ausgewählt werden. Einheitswiderstände von 2 kQ und darunter können von der Modulatorcodekomponente 314 durch Steuerung der Schalter 312 möglich ausgewählt werden, ohne zu einem hohen Wechsel-Eingangsstrom zu führen und geringe Verschiebungsströme Ishift beizubehalten. Ferner ist in einer Differenzanordnung nur eine ½ Widerstandseinheit mit niederwertigstem Bit (LSB) in Serie mit jedem Signaleingang, der zu einer zusätzlichen zunehmenden Verbesserung führt, wie zum Beispiel einer 3-dB-Rauschverbesserung. Die zusätzliche zum restlichen Leitungsrauschen hinzugefügte Rauschmenge ist daher gering, erst recht für Multibit-Modulatoren 300 mit hoher Bitanzahl.
Bei geringen Signalpegeln, z.B. bei oder unter einer Schwelle, die geringfügig über dem Rauschreferenzpegel angesetzt ist, kann ein Multibit-Modulator 300 in einem Einzelbitmodus arbeiten und im DAU 106 perfekte Linearität erreichen. Wenn bei höheren Signalpegeln zusätzliche Codes eingesetzt werden, dann ist aufgrund der Nicht-Idealzustände in der Umwandlungskurve des R-Shift-DAU 106 die THD betroffen. Wenn jedoch eine THD von 60 bis 70 dB bei hohen Signalpegeln für eine Anwendung ausreichend ist, dann kann der DAU 106 als ein potenzialfreier Spannungsquellen-Rückkopplungs-DAU basierend auf der Angleichung der Widerstandseinheiten in der Widerstandskette 310 konzipiert sein.
Ein idealer ADU mit konstantem Rauschpegel und vernachlässigbarer Verzerrung erreicht die in 4 „ideale SNR-Kurve“ genannte SNR-Eigenschaft. Die Umsetzung solcher ADUs kann typischerweise einen 4-mal so hohen Leistungsanstieg pro Verdoppelung des Eingangssignalbereichs erfordern. Zum Beispiel wäre angesichts eines ADU mit einem Skalenendpegel von 120 dBSPL und einem Leistungsverbrauch von 450 µA der erforderliche Leistungszufuhrstrom 100-mal höher, wenn der Dynamikbereich 10-fach erhöht wird auf 140 dBSPL, wenn von einer Konstante ausgegangen wird. Durch das Tolerieren von erhöhtem Rauschen und Verzerrung bei höheren Eingangssignalpegeln kann zum Beispiel eine signifikante Leistungseinsparung erzielt werden, die zu einem ADU führt, der nur 2-mal mehr Leistung verbraucht, während er einen 10-mal höheren Dynamikbereich unterstützt.
Ein weiterer Parameter oder eine weitere Ausführungsform des DAU 106 als potenzialfreier Spannungsquellen-R-Shift-DAU besteht darin, dass Widerstände der Widerstandskette 310 dynamisch ausgewählt werden als Funktion des Modulatorausgangscodes, der zum Beispiel durch die Modulatorcodekomponente 314 bereitgestellt wird. Wenn der Modulator typischerweise nur zwischen einigen wenigen LSBs bei jeglichem Arbeitspunkt hin- und herschaltet, schalten nur die angrenzenden Schalter um. Das Ausmaß der Spannungsänderung beim Ausgang ist daher relativ gering, was Dynamikeffekte begrenzen kann. Daher können Multibit-Modulatoren mit hoher Bitanzahl vorteilhaft sein, um diese Spannungsschritte zu minimieren, wie bei einem Multibit-ADU, einem Quantisierer oder eine Quantisierungskomponente 304.
Ferner weist ein Multibit-Modulator mit hoher Bitanzahl im Vergleich zu beispielsweise einem Einzelbitmodulator ein höheres Quantisierungsrauschen auf, und zwar aufgrund des geringen LSB-Pegels im Vergleich zum Skalenendpegel, was das Quantisierungsrauschen in einem Einzelbitmodulator bestimmt.
Der Modulatorpfad 102 umfasst einen Schleifenfilter 302 und einen ADU 304. Das analoge Eingangssignal 110, wie zum Beispiel durch die Schnittstelle 208 bereitgestellt, kann durch den Modulator 300 verarbeitet werden, um die Spannungsdifferenz beim Ausgang der Summierkomponente 303 (oder „S“) zu minimieren. Im Durchschnitt wird das analoge Eingangssignal durch einen Ausgangswert „D“ des DAU 106 „rückverfolgt“, der in Serie mit dem Eingangssignal 110 geschalten wird, und aufgrund der fixierten Umwandlungskurven des DAU gegenüber dem ADU 304 auch durch ein Signal beim Eingang (A) des Multibit-ADU 304. Durch die Einführung zusätzlicher Bits kann der Eingangssignaldynamikbereich erhöht werden. Das Verhältnis zwischen dem analogen Eingangshub und einem Eingangsbereich des ADU 304 kann durch die Verstärkung zwischen dem Ausgang D des DAU 106 und dem Eingang A des ADU 304 bestimmt werden. Daher kann der Signalhub beim Eingang des Multibit-ADU 304 minimiert werden durch Auswahl einer höheren DAU-Verstärkung, zum Beispiel verglichen mit der ADU-Verstärkung über den DAU 106. Dies ermöglicht einen Niederspannungsbetrieb des Multibit-ADU 304 und des Schleifenfilters 302, wobei z.B. eine Zufuhr von 1,5 V möglich ist, was den Leistungsverbrauch trotz zusätzlicher Spannung oder Spannungshübe, die von der Schnittstellenkomponente (z.B. einer MEMS-Komponente) zugeführt werden, minimiert. Um durch den Hochfrequenzanteil des Quantisierungsrauschens eingeführte Dynamiken zu minimieren, kann der Modulator 300 eine möglichst hohe Bitanzahl, z.B. 6 Bit, für einen Hochdynamikbereich verwenden.
In einem Aspekt kann eine leistungseffiziente Architektur eines Multibit-ADU eine sogenannte „Rückverfolgungs-ADU“-Struktur im Modulatorpfad 102 bereitstellen. Für Anwendungen, die einen niedrigen Überabtastungsanteil (OSR) erfordern, kann der Rückverfolgungs-ADU 304 mit einem Satz paralleler Komparatoren (nicht gezeigt) und einem Referenzspannungsnetzwerk, das unter Berücksichtigung der Ausgangs-Beschaffenheit der jeweiligen Komparatoren dynamisch angepasst ist, konzipiert sein. Bei der Verwendung einer solchen Architektur kann der Multibit-ADU 304 mit einer Wortweite von bis zu 6 Bit konzipiert sein, während er zum Beispiel fünf Komparatoren für den Betrieb umfasst.
Der Schleifenfilter 302 kann arbeiten, um den Ausgang des Summierknotens aufzunehmen, und belastet so den DAU-Ausgang zum Beispiel von dem Ausgangs-Abgriff 318.
5, auf die nunmehr Bezug genommen wird, ist eine weitere Ausführungsform eines Modulators 500, der arbeitet, um das SNDR bei hohen Signalhüben gemäß verschiedenen Aspekten dynamisch zu beeinträchtigen. Der Modulator 500 umfasst ähnliche Komponenten wie oben behandelt, bei denen der Modulatorpfad 102 ferner einen zeitkontinuierlichen Puffer 502 zwischen dem Rückkopplungs-DAU 106 und dem Schleifenfilter 302 umfasst. Um einige Nachteile von zeitkontinuierlichen Modulatoren, Takt-Instabilitäts-Abhängigkeit und koeffizienten Variationen von Schleifenfiltern zu eliminieren, kann der Schleifenfilter 302 einen Schaltkondensator-Schleifenfilter 302 umfassen. In dieser Schaltkondensatorumsetzung kann der Schleifenfilter 302 zum Beispiel mehrere Integratoren (nicht gezeigt) umfassen, bei denen der Abtastungskondensator des ersten Integrators den Ausgang des R-Shift-Rückkopplungs-DAU 106 belastet, und zwar durch eine konstante kapazitive Belastung, die jeweils einmal oder zweimal pro Taktzyklus bei Einzel- oder Doppelabtastung geladen werden kann. Da jedoch der Ausgangs-Widerstand der Widerstandskette 310 und der Schalter 318 des DAU 106 signalabhängig sind, kann das Einschwingen des Abtastungskondensators bei höheren Signalpegeln und hohen Abtastungsraten kritisch sein. Als solcher kann der zeitkontinuierliche Puffer 502 gegebenenfalls zwischen dem Rückkopplungs-DAU 106 und den Schleifenfilter 302 eingefügt werden, um Einschwingprobleme zu vermeiden. In einer Ausführungsform sind, da der Puffer 502 als Teil des Schleifenfilters 302 integriert werden kann, seine Verstärkungsvariationen nicht so kritisch und in einem Aspekt kann der Puffer 502 zum Beispiel einen Einzelsourcefolger umfassen.
Niederfrequenzrauschen (1/f-Rauschen) und DU-Verschiebung des Puffers 502 können durch Anwendung von Zerhacker- oder Doppelabtastverfahren im Modulator 500 abgeschwächt werden. Obwohl der Puffer 502 zum Leistungsverbrauch beiträgt, liegt er bereits in einem Niederspannungs-Leistungsversorgungsbereich, weshalb die Leistungslast relativ klein ist. Mit der Einführung des Puffers 502 wird der Schleifenfilter 302 weiter vom Summierknoten S entfernt. Daher ist die Eingangsimpedanz des gesamten Modulators 500 sehr hochohmig beim DU und niedrigen Frequenzen und weist bei höheren Frequenzen eine relativ kleine Leistung auf. Dies ermöglicht einen Betrieb der Schnittstellenkomponente 208 mit Treibern (z.B. Spannungstreibern) mit mäßig hoher Ausgangsimpedanz, was zu niedrigeren Leistungsumsetzungen führt und die Verwendung von internen Spannungsmultiplikationsschaltkreisen zur Versorgungsspannungserzeugung ermöglicht, wobei noch höhere Signalhübe unterstützt werden, wie nachstehend näher veranschaulicht und beschrieben wird. Zusätzlich dazu kann der potenzialfreie Spannungsquellen-R-Shift-DAU 106 zur dynamischen Bereitstellung einer Spannungsrückkopplung als Antwort auf Eingangshübe auf Designs mit hoher Bitanzahl, wie Multibit-Modulator-Pfad(e)/Leitung(en) umfassend den Modulatorpfad 102, angewendet werden. Die erreichbare Modulator-Bitanzahl ist nicht durch zum Beispiel den DAU 106 konfiguriert, sondern durch den Multibit-ADU 304 begrenzt. In der Praxis kann eine Bitanzahl von 6 Bit als praktisches Maximum angenommen werden, obwohl andere und höhere Bitanzahlen denkbar sind. So können entweder sehr hohe Eingangsspannungspegel unterstützt werden oder die LSB-Spannungen des Systems können verringert werden, was Quantisierungsrauschen weiter verringert und dadurch mögliche unerwünschte Modulatoreffekte wie Klangverhalten minimiert. Der mit einem Schaltkondensator-Multibitmodulator verbundene potenzialfreie Spannungsquellen-Rückkopplungs-DAU 106 überwindet mehrere Nachteile von zeitkontinuierlichen Modulatoren unter Verwendung von stromlenkenden Rückkopplungs-I-DAU-Strukturen. Zur Hervorhebung ist der Eingangsstrom in den Modulator 500 sehr klein bis null, auch bei hohen Signalpegeln.
Bei dem potenzialfreien Spannungsquellen-Rückkopplungs-DAU 106 und dem Modulator 500 können der hierin beschriebene Modulator und die Systeme arbeiten, um einen einzelnen Niederleistungs-Multibit-Schaltkondensator-Delta-Sigma-Modulator mit hoher Bitanzahl zu verwenden, um Eingangssignale mit einem sehr hohen Dynamikbereich zu messen, z.B. 112 dB, was ein sehr gutes SNDR (d.h. analoges Rauschen und Verzerrung) ist, bei dem in etwa geringe und noch geringere Referenzpegel (z.B. -46 dBFS) beibehalten werden können, und zwar aufgrund des geringen Serienwiderstands der Widerstandskette 312 für den DAU 106 (auch als R-Shift-DAU) im Einzelbitbetrieb. Große Stromflüsse in den Eingangszweigen von zeitkontinuierlichen Standard-Hochschwankungs-Multibit-Modulatoren können vermieden werden, insbesondere bei hohen Eingangssignalpegeln. Die Eingangsimpedanz des vorgeschlagenen Schaltkreises kann sehr hoch sein, auch bei hohen Eingangssignalhübe, was einfache und rauscheffiziente Vorverstärker-Designs als Teil der Schnittstellenkomponente 208 zum Treiben eines Signals (z.B. eines MEMS-Signals) in den ADU 300 oder 500 erlaubt.
Da die Rückkopplungsspannung durch dynamische Anpassung des Widerstands der Widerstandskette 310 des DAU 106 erzeugt werden kann, ist ein geringer Verschiebungsstrom ausreichend. Zum Beispiel ist in einer Differenz-6-Bit-Umsetzung des R-Shift-DAU 106, der einen Einheitswiderstand von 2 KΩ verwendet, ein Verschiebungsstrom von 27,7 µA in beiden Zweigen ausreichend, um einen Eingangssignalbereich von 3,56 Vpkdiff (peak differential) zu unterstützen. Dies minimiert die verbrauchte Leistung in den Treiberschaltkreisen und ermöglicht eine Systemleistungsoptimierung von Modulatorsystemen.
Um den Leistungsverbrauch zu minimieren, können die offenbarten Modulatoren Beeinträchtigungen ermöglichen, die SNR-Kompression bei höheren Signalpegeln aufgrund des Hinzufügens von Serienwiderstand, wie innerhalb der Widerstandskette 310, umfassen, und die THD bei höheren Signalpegeln im Multibit-Modus aufgrund von Nicht-Idealzuständen des DAU erhöhen.
Zusätzlich dazu kann der potenzialfreie Spannungsquellen-Rückkopplungs-DAU 106 des Modulators 500 arbeiten, um einen Einzelbitmodus im Modulatorpfad 102 zu verwenden, wenn Signaleingangspegel bei oder unter einer Schwelle liegen, während zusätzliche Bits zur Verwendung im Betrieb oberhalb dieser Grenze zugeteilt werden. Ausführungsformen des offenbarten Modulators können Dual-ADU(Niedrigverstärkung/Hochverstärkung)-Systeme ersetzen, die unter Nicht-Idealzuständen leiden, die den SNR beim Übergangspunkt von einem zum anderen ADU betreffen, sowie zeitkontinuierliche Multibit-Sigma-Delta/Delta-Sigma-Modulatoren, die einen Hauptnachteil von geringer Eingangsimpedanz aufweisen, die verwendet wird, um eine niedrige analoge Rauschleistung beizubehalten, die zu einer starken Belastung des schaltkreistreibenden Eingangssignals 110 führt. Der Schaltkondensator-Multibit-Modulator 500 mit einem potenzialfreien Spannungsquellen-R-Shift-DAU als Rückkopplungs-DAU wie offenbart stellt so die folgenden verschiedenen Vorteile bereit:

1. Robustheit gegenüber Taktinstabilität;
2. Robustes Festlegen von Modulatorkoeffizienten basierend auf Kapazitätsangleichung;
3. Sehr hohe Modulatoreingangsimpedanz, die maximale Flexibilität im Design des Eingangssignaltreibers ermöglicht;
4. Sehr niedriger Leistungsverbrauch für die Erzeugung von Hochspannungsverschiebungen, die bei sehr hohen Eingangssignalen erforderlich sind, um einen „Wechselstrom-Masse-GND“ beim Summierknoten „S“ beim Eingang des Schleifenfilters des Delta-Sigma-Modulators beizubehalten;
5. Eingangstreiberlast unabhängig vom Eingangssignalpegel;
6. Geringes zusätzliches Schaltkreisrauschen bei geringen bis mittelhohen Signalen aufgrund von sehr geringem Serienwiderstand und stark degenerierten Stromquellen;
7. Sehr gute Linearität und Rauschen bei geringem bis mittelhohem Signal, bei dem der Multibit-Modulator im Einzelbitmodus arbeitet; und
8. THD, die 60 dB bei höheren Eingangssignalpegeln übersteigt, die lediglich durch Vorrichtungsangleichung erreicht wurden.

In 6, auf die nunmehr Bezug genommen wird, ist ein weiteres Beispiel eines Differenz-Audiosystems 600 gemäß einem Beispiel veranschaulicht. Das System 600 kann oben beschriebene Beeinträchtigungen betreiben, die in Systemen ohne eine kontinuierliche Verstärkung von SN(D)R und geringer THD mit steigenden Eingangssignalpegeln angenommen werden können. Das System 600 kann bei einer relativ guten THD, z.B. < 0,1 % (-60 dB), und SNR (> 66 dB) bei geringen bis mittleren bis hohen Signalpegeln unter etwa 104 dBSPL arbeiten, wobei ein Referenzpegel von 94 dBSPL an eine ADU-Auslesung von -46 dBFS und einen Eingangsbereich von bis zu 140 dBSPL übertragen ist, wobei bei SPLs über ~110 dBSPL die THD steigen könnte und bei 120 dBSPL eine THD im niedrigen %-Zielbereich annehmbar ist. Beim Skalenende 140 dBSPL kann die THD 20 % erreichen, wobei diese Werte durch die Architektur des potenzialfreien Spannungsquellen-R-Shift-DAU 106 leicht unterstützt werden können, indem die Widerstandseinheiten der Widerstandskette 310 richtig dimensioniert (d.h. angeglichen) werden. Aufgrund der Dominanz der starken Verzerrung bei Schalldruckpegeln über ~120 dBSPL kann eine SNR-Verringerung durch die Modulatorkomponenten wie den DAU 106 umgesetzt werden.
Das Differenz-Audiosystem 600 kann ein Mikrofon (z.B. ein digitales Siliciummikrofon) sein, das einen MEMS 604 und eine anwendungsspezifische integrierte Schaltung (ASIC) umfasst, die eine HV-Vorspannung 602, eine zeitkontinuierliche MEMS-Schnittstelle (606, 608), einen Multibit-Schaltkondensator-Delta-Sigma-Modulator (106, 610, 612, 614) und einen Spannungsvervielfacher (616) inkorporiert. Die ASIC kann eine HV-Vorspannung zum MEMS 604 über die Ladungspumpe 602 bereitstellen. Der MEMS-Sensor 604 stellt ein Spannungssignal als Differenzsignal zu den Auslesekomponenten der ASIC über einen Differenzpfad bereit. Der MEMS-Schaltkreis 604 umfasst zum Beispiel ein Dualrückwand-MEMS. Die Vorspannung wird der Membran des MEMS 604 über die Ladungspumpe 602 zugeführt. Die oberen und unteren Rückwände sind jeweils mit den ASIC-Eingangsknoten (Vp und Vn) verbunden, bei denen einen Gigaohm-Vorspannungsschaltkreis 606 einen Spannungsbetriebspunkt (z.B. etwa 0,5 V) bereitstellt. Am Ende der Ladephase, bei der sowohl die Ladungspumpe 602 als auch der Gigaohm-Vorspannungsschaltkreis 606 auf eine niedrige Impedanz eingestellt sind, werden beide Komponenten in einen Hochimpedanzmodus umgeschaltet und so ist eine Ladung auf beiden MEMS-Kapazitäten des MEMS-Schaltkreises 604 eingefangen. Mit einer Bewegung der Membran ändern sich die Kondensatorwerte und eine Spannung kann beim ASIC-Eingang gelesen werden, indem ein MEMS-Puffer 608 mit einer sehr hohen Eingangsimpedanz verwendet wird. Dieser Puffer 608, z.B. ein PMOS-Sourcefolger, kann arbeiten, um den Multibit-Schaltkondensator-Delta-Sigma-Modulator 620 anzutreiben, der den potenzialfreien Spannungsquellen-R-Shift-Rückkopplungs-DAU 106, einen Puffer 610, einen Schleifenfilter 612 und einen Quantisierer (z.B. einen Rückverfolgungs-ADU) 614 inkorporiert.
In einem Aspekt umfasst das System 600 einen Differenz-Signalpfad als einen Modulatorpfad und einen Rückkopplungspfad zum DAU 106, wie oben behandelt. Der MEMS-Puffer 608 kann dem ADU oder Modulator 620 eine Differenzspannung bereitstellen, wobei der MEMS-Puffer 608 und der DAU 106 durch einen Auf-dem-Chip-Spannungsvervielfacher 616 versorgt werden, der den Zufuhrknoten VDD DBL erzeugt, z.B. durch eine Ladungspumpe. Der DAU-Ausgang ist durch einen NMOS-Sourcefolger gepuffert, der einem Summierknoten bereitgestellt werden kann und zum Beispiel in einer Doppelabtaststruktur eingebettet sein kann. Zusammen mit dem Zweiphasen-Abtast/Auto-Null- und Integrationsbetrieb des ersten Schaltkondensatorintegrator des Schleifenfilters 612 wird das System 600 betrieben, um eine DU-Verschiebung und Niedrigfrequenzrauschen des NMOS-Sourcefolgers zu beenden. Der Schleifenfilter 612 kann zum Beispiel ein Filter dritter Ordnung sein und der Quantisierer oder Multibit-ADU 614 kann als ein 6-Bit-Rückverfolgungs-ADU zur Erzeugung eines digitalen Ausgangs wie oben beschrieben arbeiten.
Bei normalen Mikrofonanwendungen ist die zu verarbeitende Spannungshübe relativ niedrig, und zwar derart, dass ein beim Eingang des ADU oder Modulators 620 vorhandener Spannungshub und die Spannungsdifferenz beim Eingang direkt mit dem SPL verbunden, den ein Mikrofon einfangen kann. Typisches Sprechen liegt bei SPLs unter einem Pegel von etwa 94 dB SPL. Laute Kommunikation wie laute Musik hingegen kann bis zu einem Pegel von etwa 120 db SL hinaufreichen, der abhängig davon, wie die MEMS-Empfindlichkeit auf Spannungen im Bereich von einigen Hundert Millivolt Peakdifferenz eingestellt ist, die aus dem MEMS kommt, variieren kann. Zum Beispiel ist der Schaltkreis auch bei 1,5 Volt Zufuhr und einer geringen Spannungsanwendung in der Lage, diese Spannungen zu bewältigen. Wenn jedoch sehr lauter Schall verarbeitet werden muss (z.B. ein SPL von bis zu 140 dBSPL), dann steigt der Spannungspegel um 20 dB und so kann der Signalhub beim MEMS mehrere Volt erreichen. Durch Versorgen des MEMS-Puffer-Schaltkreises 608 aus einer internen Zufuhrspannung VDD DBL, die durch den Spannungsvervielfacher 616 erzeugt wird, können diese höheren Signale dem Delta-Sigma-Modulator zugeführt werden. Der Spannungsvervielfacher 616 wird mit dem DAU 106 betrieben, um eine potenzialfreie Spannung als Spannungsquelle in Serie zum Eingangssignal zum Modulatorpfad zu erzeugen und die potenzialfreie Spannung als eine Funktion einer Änderung im Signalwert des analogen Signals für Hochpeak-Spannungseingänge anzupassen/einzustellen/ zu mäßigen.
Der DAU 106 modifiziert einen Widerstand (z.B. einen Gesamtwiderstand) als eine Funktion des analogen Signals, das durch den MEMS-Puffer 608 bereitgestellt wird, um einen geringen Spannungshub im Bereich von mehreren LSBs des Multibit-Modulators, zum Beispiel einige 100 mV, beim Eingang des Puffers 610, der den Modulator-Schleifenfilter antreibt, beizubehalten. Der DAU 106 kann eine Obergrenze oder Hemmung des SNR ermöglichen, indem er zusätzliches Rauschen bei erhöhter Eingangssignalleistung ermöglicht. Auf diese Weise wird der DAU 106 betrieben, um eine Beeinträchtigung zwischen Signalleistung und Rauschen (SN(D)R) als eine Funktion des Eingangspegels zu erzeugen. Der DAU 106 wird so veranschaulicht, dass er zwei verschiedene Widerstandsketten mit entsprechenden Stromquellen Ishift wie oben diskutiert zum Beispiel in Bezug auf jeden einzelnen Signalpfad, der unterschiedliche Polaritäten umfasst, aufweist. Der Puffer 610 empfängt den Ausgang der Summierkomponente, die die Spannungshübe des Eingangs zum DAU 106 mit einer oder mehreren ähnlichen Spannungen derselben oder entgegengesetzter Polarität einstellt, um das Eingangssignal auf ein geringes Signal für den Betrieb des Puffers 610, des Schleifenfilters 612 und des Quantisierers 614 zu verringern. Der DAU 106 erzeugt die Modulierung durch Steuerung verschiedenere Widerstände der Widerstandsketten in jedem Pfad, da die Widerstände in Serie hinzugefügt werden, während das Rauschen von den zusätzlichen Widerständen, die in Serie zu den Ausgängen des MEMS-Puffers platziert sind, auch erhöht wird. Daher ist ein Hochleistungs-Audiosystem in der Lage, bei niedrigem Leistungsverbrauch mit hohen Spannungshüben bei hohen Signalpegeln betrieben zu werden, ohne mehr als einen Modulator oder mehr als einen Signalpfad oder Differenzpfad mit entsprechenden Modulierungskomponenten (z.B. dem DAU 106 oder dem Quantisierer 614) zu verwenden.
Mit der Absicht, die Auswirkung der Fehlanpassung des DAU auf die erreichbare THD (d.h., SNDR bei höheren Signalpegeln) zu verstehen, wurde ein Satz von Monte-Carlo-Simulationen am Modulator durchgeführt, der durch Ablenken von Eingangssignalamplituden von 94 dBSPL (-46 dBFS) auf 136 dBSPL (-4 dBFS)umgesetzt ist. 7 veranschaulicht ein Diagramm des Ergebnisses der Simulationen gemäß verschiedenen beschriebenen Aspekten. Das Diagramm 700 veranschaulicht einen Vergleich des SQNDR (Signal zu Quantisierungsrauschen) in dB-Maßeinheiten gegenüber der Signalamplitude in dBSPL-Maßeinheiten über 40 Monte-Carlo-Simulationsgänge pro Signalpegeleinheit. Die Kurve 702 steht für die Bestcase-Szenario-Ergebnisse oder die besten Ergebnisse für jeden Signalpegel, während die Kurven 704 und 706 jeweils für einen Durchschnittspegel und einen schlechtesten Pegel der Ergebnisse stehen.
Die Simulation 700 veranschaulicht, dass der Modulator, wie hierin beschrieben, arbeiten kann, um in einem Einzelbitmodus bis zu 96 dBSPL zu bleiben, in dem der oben beschriebene Modulatorpfad ein einzelnes Bit auf einmal verarbeitet und keine Verzerrungsverschlechterung aufgrund von Fehlanpassungen sichtbar ist. Bei 98 dBSPL beginnen der Modulatorpfad und die Komponenten darin, in einem Multibit-Betriebsmodus betrieben zu werden, was dazu führt, dass das SQNDR abfällt. Bei einem Eingangsbereich zwischen 98 und 100 dBSPL steigt das Quantisierungsgrundrauschen aufgrund der Fehlanpassung der LSB-Schritte. Über 104 dBSPL ist der SQNDR durch Verzerrung dominiert, die von der Fehlanpassung der Übertragungskurve des DAU, d.h. der integralen Nichtlinearität (INL), stammt. Bis zu einem Eingangspegel von 130 dBSPL bleibt das SQNDR (THD + Quantisierungsrauschen) deutlich über 60 dB (0,1 %) bei exzellenten Pegeln von >90 dB im Einzelbitmodus.
Eine weitere Ausführungsform des R-Shift-DAU 106 kann Kombinationen von fixen Stromquellen (Ishift), die mit dem oberen und unteren Ende der Widerstandskette (z.B. 310) verbunden sind, und anpassbare Stromquellen, die verbunden sind mit einem oberen (ersten) und unteren (zweiten) von zwei zentralen Widerständen, zum Beispiel der Widerstandskette 310, die durch das Eingangssignal 110 angesteuert werden, umfassen. Die Steuerung der Schalter, die die Widerstandskette (z.B. 310) anzapfen, und/oder der Wert der anpassbaren Stromquellen kann durch die Modulatorcodekomponente 314 durchgeführt werden. Die anpassbaren Stromquellen, die mit den LSB-Widerständen verbunden werden, und die dynamische Elementanpassung können auf diese Stromquellen angewandt werden, um Nicht-Idealzustände, zum Beispiel Fehlanpassungen zwischen den anpassbaren Stromquellen, abzuschwächen, wodurch eine verbesserte integrale Nichtlinearität (INL) des DAU erreicht wird, was zu verbesserter THD auf Kosten eines höheren Leistungsverbrauchs führt.
Während die innerhalb dieser Offenbarung beschriebenen Verfahren hierin als eine Serie von Handlungen oder Ereignissen veranschaulicht und beschrieben werden, versteht es sich, dass die veranschaulichte Ordnung solcher Handlungen oder Ereignisse nicht in einschränkendem Sinne auszulegen sind. Zum Beispiel können manche Handlungen in unterschiedlicher Reihenfolge und/oder gleichzeitig mit anderen Handlungen oder Ereignissen außer den der hierin veranschaulichten und/oder beschriebenen auftreten. Zusätzlich dazu müssen nicht alle veranschaulichten Handlungen erforderlich sein, um einen oder mehrere Aspekte oder Ausführungsformen der Beschreibung hierin umzusetzen. Ferner können eine oder mehrere hierin dargestellte Handlungen in einer oder mehreren Handlungen und/oder Phasen ausgeführt werden.
Unter Bezugnahme auf 8 wird ein Verfahren 900 dargestellt, das ermöglicht, dass ein einzelner Niedrigleistungs-Multibit-Schaltkondensator-Delta-Sigma-Modulator oder -ADU mit hoher Bitanzahl ein Eingangssignal mit einem großen Dynamikbereich (z.B. etwa 112 dB) misst. Das Verfahren 800 beginnt mit und umfasst bei 802 das Empfangen eines analogen Signals, das von einem Sensor (z.B. einem MEMS-Audiosensor) abgeleitet wird, bei einem analogen Eingang eines Modulators.
Bei 804 wird das analoge Signal in einem Modulatorpfad moduliert, um ein digitales Ausgangssignal zu erzeugen.
Bei 806 wird durch den DAU in einem Rückkopplungspfad zum Modulatorpfad als eine Funktion des digitalen Ausgangs eine potenzialfreie Spannung erzeugt.
Bei 808 wird die potenzialfreie Spannung durch den Digital-Analog-Umsetzer als Antwort auf eine Änderung des analogen Eingangssignals oder eines Summiersignals bei einem Summierknoten modifiziert.
In weiteren Ausführungsformen ist ein DAU konfiguriert, um einen Satz von Widerständen einer Widerstandskette durch Steuerung eines Satzes von Schaltern als Antwort auf einen digitalen Ausgangscode eines Modulators auszuwählen und die absoluten Spannungen, die an der Widerstandskette angezapft werden, können auf monotone lineare Weise ansteigen, z.B. derselbe Spannungsanstieg pro LSB, oder auf monotone nichtlineare Weise (z.B. steigen die Spannungsschritte auf nichtlineare Weise wie in quadratischer oder exponentieller Form). Die erhöhte systematische Verzerrung, die durch die nichtlineare Umsetzung erzeugt wird, könnten in manchen Systemen toleriert werden.
Die obige Beschreibung von veranschaulichten Ausführungsformen der gegenständlichen Offenbarung, einschließlich dessen, was im Abstract beschrieben ist, ist nicht als erschöpfend oder die offenbarten Ausführungsformen auf die präzisen offenbarten Formen beschränkend zu verstehen. Während bestimmte Ausführungsformen und Beispiele hierin zu veranschaulichenden Zwecken beschrieben sind, sind verschiedene Modifikationen möglich, die innerhalb des Schutzumfangs solcher Ausführungsformen und Beispiele berücksichtigt werden, wie es sich für Fachleute auf dem relevanten Gebiet versteht. In dieser Hinsicht versteht es sich, während der offenbarte Gegenstand in Verbindung mit verschiedenen Ausführungsformen und gegebenenfalls entsprechenden Figuren beschrieben wurde, dass weitere ähnliche Ausführungsformen verwendet werden können oder Modifikationen und Zusätze zu den beschriebenen Ausführungsformen vorgenommen werden können, um die gleiche, ähnliche, alternative oder ersetzende Funktion des offenbarten Gegenstands auszuführen, ohne davon abzuweichen. Daher sollte der offenbarte Gegenstand nicht auf eine einzelne hierin beschriebene Ausführungsform beschränkt werden, sondern sollte in der Weite und im Schutzumfang vielmehr gemäß den untenstehenden Patentansprüchen ausgelegt werden.
In besonderem Hinblick auf die verschiedenen Funktionen, die von den oben beschriebenen Komponenten oder Strukturen (Anordnungen, Vorrichtungen, Schaltungen, Systeme etc.) erfüllt werden, sind die zur Beschreibung solcher Komponenten verwendeten Begriffe (einschließlich einer Referenz zu einem „Mittel“) sind, wenn nicht anders angegeben, dazu bestimmt, jeder Komponente oder Struktur zu entsprechen, die die spezifizierte Funktion der beschriebenen Komponente (z.B. die funktional äquivalent ist) erfüllt, obwohl sie nicht strukturell äquivalent mit der offenbarten Struktur ist, die die Funktion in den hierin veranschaulichten beispielhaften Umsetzungen der Erfindung erfüllt. Während eine bestimmte Eigenschaft in Bezug auf nur eine von mehreren Umsetzungen offenbart worden sein könnte, kann eine solche Eigenschaft zusätzlich dazu mit einer oder mehreren weiteren Eigenschaften der anderen Umsetzungen kombiniert werden, wie es erwünscht und vorteilhaft für jegliche gegebene oder bestimmte Anwendung sein kann.

Claims

Modulator, der umfasst: einen analogen Eingang (110), der konfiguriert ist, um eine analoge Eingangsspannung zu empfangen; einen Modulatorpfad (102), der einen modulierten digitalen Ausgang umfasst und der konfiguriert ist, um ein moduliertes digitales Ausgangssignal am digitalen Ausgang des Modulators zu erzeugen; und einen Rückkopplungspfad (104), der mit dem modulierten digitalen Ausgang verbunden ist und der einen Digital-Analog-Umsetzer (106, 303) umfasst, der konfiguriert ist, um eine potenzialfreie Spannung als eine Funktion des modulierten digitalen Ausgangssignals zu erzeugen, wobei der Digital-Analog-Umsetzer (106, 303) konfiguriert ist, um Analograuschen und die harmonische Gesamtverzerrung als Antwort auf die eine vorbestimmte Schwelle übersteigende analoge Eingangsspannung zu beeinträchtigen.
Modulator nach Anspruch 1, wobei der Digital-Analog-Umsetzer einen konstanten Leistungsversorgungsstrom umfasst und ferner konfiguriert ist, um einen Analograuschbeitrag zu erzeugen, der als Antwort auf den Signalwert der analogen Eingangsspannung am analogen Eingang (110), der eine vorbestimmte Schwelle erfüllt, steigt.
Modulator, der umfasst: einen analogen Eingang (110), der konfiguriert ist, um eine analoge Eingangsspannung zu empfangen; einen Modulatorpfad (102), der einen modulierten digitalen Ausgang umfasst und der konfiguriert ist, um ein moduliertes digitales Ausgangssignal am digitalen Ausgang des Modulators zu erzeugen; und einen Rückkopplungspfad (104), der mit dem modulierten digitalen Ausgang verbunden ist und der einen Digital-Analog-Umsetzer (106, 303) umfasst, der konfiguriert ist, um eine potenzialfreie Spannung als eine Funktion des modulierten digitalen Ausgangssignals zu erzeugen,wobei der Digital-Analog-Umsetzer einen konstanten Leistungsversorgungsstrom umfasst und ferner konfiguriert ist, um einen Analograuschbeitrag zu erzeugen, der als Antwort auf den Signalwert der analogen Eingangsspannung am analogen Eingang (110), der eine vorbestimmte Schwelle erfüllt, steigt.
Modulator nach einem der Ansprüche 1-3, der ferner umfasst: einen Summierknoten (108, 303), der konfiguriert ist, um die analoge Eingangsspannung zu empfangen und eine Spannung zum Modulatorpfad (102) als eine Funktion der analogen Eingangsspannung des analogen Eingangs (110) und der potenzialfreien Spannung des Rückkopplungspfads (102) zu erzeugen.
Modulator nach einem der Ansprüche 1-4, wobei der Digital-Analog-Umsetzer (106, 303) ferner umfasst: eine Widerstandskette (310), die mit dem analogen Eingang (110) umfassend einen Satz von miteinander verbundenen Widerständen verbunden ist; eine erste Stromquelle, die mit einem ersten Ende der Widerstandskette (310) verbunden ist und konfiguriert ist, um einen ersten Strom (306) zu erzeugen; eine zweite Stromquelle, die mit einem zweiten Ende der Widerstandskette (310) verbunden ist und konfiguriert ist, um einen zweiten Strom (308) zu erzeugen; und konfiguriert ist, um dem Modulatorpfad (102) einen Satz von Spannungspegeln bereitzustellen.
Modulator nach einem der voranstehenden Ansprüche, wobei der analoge Eingang mit einer Widerstandskette (310) bei einem Mittelabgriff, die bei einem ungefähren Mittelpunkt der Widerstandskette liegt, verbunden ist.
Modulator nach einem der voranstehenden Ansprüche, ferner umfassend: eine Widerstandskette (310), die mit dem analogen Eingang (110) verbunden ist und konfiguriert ist, um einen Satz von Spannungspegeln zum Modulatorpfad (102) basierend auf einem Zustand einer Vielzahl von Schaltern (312), die den Satz von Spannungspegeln dem Modulatorpfad (102) bei einem Ausgangsabgriff des Digital-Analog-Umsetzers wahlweise bereitstellen, zu erzeugen.
Modulator nach Anspruch 6, ferner umfassend: eine Modulatorcodekomponente (314), die konfiguriert ist, um einen Schaltcode zu erzeugen, der den Zustand der Vielzahl von Schaltern (312) steuert, und auszuwählen, welcher Ausgangsabgriff der Widerstandskette dem Modulatorpfad die potenzialfreie Spannung vom Digital-Analog-Umsetzer (106, 303) bereitstellen soll, wobei die Vielzahl von Schaltern konfiguriert ist, um dem Ausgangsabgriff eine Offsetspannung bereitzustellen, um eine Eingangsspannung des analogen Eingangs (110) als eine Funktion des Zustands der Vielzahl von Schaltern (312), des ersten Stroms der ersten Stromquelle oder des zweiten Stroms der zweiten Stromquelle und eines Gesamtwiderstands zwischen einem Mittelabgriff der Widerstandskette (310) und dem ausgewählten Ausgangsabgriff zu modifizieren.
Modulator nach Anspruch 7 oder 8, wobei der Digital-Analog-Umsetzer ferner wählbare Kombinationen von Konstant-Stromquellen, die mit einem ersten Ende und einem zweiten Ende der Widerstandskette (310) verbunden sind, und anpassbaren Stromquellen, die mit einem oberen und einem unteren Ende von wenigstens zwei zentralen Widerständen der Widerstandskette (310)verbunden sind, umfasst, wobei die anpassbaren Stromquellen durch das Eingangssignal angesteuert werden und durch einen Modulatorcode gesteuert werden, um Nicht-Idealzustände oder Fehlanpassungen zwischen den anpassbaren Stromquellen abzuschwächen, was zu einer verbesserten THD auf Kosten eines höheren Leistungsverbrauchs führt.
Modulator nach einem der voranstehenden Ansprüche, wobei der Modulatorpfad umfasst: einen zeitkontinuierlichen Puffer, der mit einem Ausgang eines Summierknotens verbunden ist, der die potenzialfreie Spannung und die analoge Eingangsspannung des analogen Eingangs (110) kombiniert; ein Schaltkondensator-Schleifenfilter, der konfiguriert ist, um einen Ausgang des zeitkontinuierlichen Puffers zu empfangen und den Ausgang des zeitkontinuierlichen Puffers mit einem Abtastungskondensator an einem ersten Integrator zu belasten, um eine gefilterte Ausgabe zu erzeugen; und einen Multibit-Analog-Digital-Umsetzer, der konfiguriert ist, um eine analoge Ausgabe des Schaltkondensator-Schleifenfilters zu quantisieren und einen digitalen Multibit-Ausgang zu erzeugen.
Audiosystem, das umfasst: einen analogen Eingang (110), der konfiguriert ist, um eine analoge Eingangsspannung zu empfangen; eine Modulatorkomponente, die einen modulierten digitalen Ausgang umfasst, wobei die Modulatorkomponente konfiguriert ist, um den modulierten digitalen Ausgang zu erzeugen; und eine Rückkopplungskomponente, die mit dem modulierten digitalen Ausgang verbunden ist, umfassend einen Digital-Analog-Umsetzer, der konfiguriert ist, um eine potenzialfreie Spannung zu erzeugen und einen Spannungshub von der analogen Eingangsspannung am analogen Eingang (110) zum Modulatorpfad mit der potenzialfreien Spannung einzustellen, wobei der Digital-Analog-Umsetzer konfiguriert ist, um einen Anstieg einer Rauschleistung oder einer harmonischen Gesamtverzerrung als Antwort auf die analoge Eingangsspannung, die eine vorbestimmte Schwelle erfüllt, zu beeinträchtigen.
Audiosystem nach Anspruch 11, wobei der Digital-Analog-Umsetzer konfiguriert ist, um einen Widerstand als eine Funktion der analogen Eingangsspannung am analogen Eingang (110) zu modifizieren, um die potenzialfreie Spannung anzupassen.
Audiosystem nach Anspruch 11 oder 12, ferner umfassend: einen akustischen Sensor, der konfiguriert ist, um ein Audiosignal als eine Funktion eines elektrischen Signals, das aus einer Membranänderung erzeugt wird, zu detektieren; einen Puffer, mit Verstärkung oder Abschwächung oder Verstärkungsfaktor Eins, umfassend eine Eingangsimpedanz, die die Kommunikation des elektrischen Signals zur Modulatorkomponente ermöglicht; und eine Hochspannungsladungspumpe, die konfiguriert ist, um eine Vorspannung dem akustischen Sensor zuzuführen; und einen Spannungsvervielfacher, der konfiguriert ist, um den Puffer und den Digital-Analog-Umsetzer des Rückkopplungspfads zu versorgen.
Audiosystem nach einem der Ansprüche 11-13, wobei die Modulatorkomponente umfasst: ein Schaltkondensator-Schleifenfilter, das konfiguriert ist, um die potenzialfreie Spannung mit einem Abtastungskondensator zu belasten, um einen gefilterten Ausgang zu erzeugen; und einen Multibit-Analog-Digital-Umsetzer, der konfiguriert ist, um einen analogen Ausgang des Schaltkondensator-Schleifenfilters zu quantisieren und einen digitalen Multibit-Ausgang zu erzeugen.
Audiosystem nach einem der Ansprüche 11-14, wobei die Rückkopplungskomponente ferner umfasst: eine Widerstandskette (310), umfassend einen Satz von Widerständen, die konfiguriert sind, um wahlweise einen oder mehrere Spannungspegel dem Modulatorpfad als eine Funktion der analogen Eingangsspannung bereitzustellen; und einen Summierknoten, der konfiguriert ist, um die analoge Eingangsspannung zu empfangen und eine Spannung als eine Funktion der analogen Eingangsspannung des analogen Eingangs (110) und der potenzialfreien Spannung des Rückkopplungspfads zu erzeugen.
Audiosystem nach einem der Ansprüche 11-15, wobei die Rückkopplungskomponente ferner umfasst: eine Widerstandskette (310), die mit einem analogen Eingang (110) verbunden ist und die konfiguriert ist, um dem Modulatorpfad einen oder mehrere Spannungspegel als eine Funktion der analogen Eingangsspannung wahlweise bereitzustellen; eine erste Stromquelle, die mit einem ersten Ende der Widerstandskette (310) verbunden ist und die konfiguriert ist, um einen Quellenstrom zur Widerstandskette (310) zu erzeugen; und eine zweite Stromquelle, die mit einem zweiten Ende der Widerstandskette (310)verbunden ist und konfiguriert ist, um einen Senkenstrom von der Widerstandskette (310)zu erzeugen.
Audiosystem nach Anspruch 16, ferner umfassend: eine Modulatorcodekomponente, die konfiguriert ist, um einen oder mehrere Schalter der Widerstandskette (310)zu steuern, um den einen oder die mehrere Spannungspegel zu ermöglichen, um eine Offsetspannung am Summierknoten bereitzustellen, um die analoge Eingangsspannung des analogen Eingangs (110) zu modifizieren.
Audiosystem nach einem der Ansprüche 11-17, wobei die Rückkopplungskomponente ferner konfiguriert ist, um den Spannungshub von der analogen Eingangsspannung am analogen Eingang (110) zum Modulatorpfad mit der potenzialfreien Spannung einzustellen, und wobei die Rückkopplungskomponente eine Rausch- und Verzerrungsleistung als Antwort auf die analoge Eingangsspannung, die eine Spannungsschwelle erfüllt, beeinträchtigt.
Verfahren umfassend: Empfangen eines von einem Sensor abgeleiteten analogen Signals an einem analogen Eingang (110) eines Modulators; Modulieren des analogen Signals in einem Modulatorpfad, um ein digitales Ausgangssignal an einem digitalen Ausgang zu erzeugen; Erzeugen einer potenzialfreien Spannung über einen Digital-Analog-Umsetzer in einem Rückkopplungspfad zum Modulatorpfad als eine Funktion des digitalen Ausgangs; Modifizieren der potenzialfreien Spannung, die vom Digital-Analog-Umsetzer als Antwort auf eine Änderung eines Summiersignals eines Summierknotens, der mit dem Modulatorpfad verbunden ist, erzeugt wird; und Steuern einer Spannung am Summierknoten, der das analoge Signal empfängt, durch Einstellen der potenzialfreien Spannung als Antwort auf eine vorbestimmte Schwelle, die erfüllt wird, und Beeinträchtigen, um eine Geräuschleistung mit einer Signalleistung zu erhalten.
Verfahren nach Anspruch 19, ferner umfassend: Erzeugen einer negativen Rückkopplung am Summierknoten des Modulatorpfads als Antwort auf das analoge Signal.
Verfahren nach einem der Ansprüche 19-20, ferner umfassend: Auswählen eines Satzes von Widerständen einer Widerstandskette (310)durch Steuern eines Satzes von Schaltern als Antwort auf einen Ausgangscode einer Modulatorcodekomponente; und Erzeugen des Ausgangscodes, um den Satz von Schaltern als eine Funktion einer Summierspannung am Summierknoten zu betreiben.
Verfahren nach einem der Ansprüche 19-21, ferner umfassend: Filtern des Modulatorpfads mit einem Schleifenfilter umfassend eine Vielzahl von Integratoren; und Quantisieren eines analogen Ausgangs des Schleifenfilters mit einem Analog-Digital-Umsetzer gleichzeitig mit mehreren Bits im Modulatorpfad, um den digitalen Ausgang zu erzeugen.
Verfahren nach einem der Ansprüche 19-22, ferner umfassend: Modifizieren eines Widerstands des Digital-Analog-Umsetzers, um die potenzialfreie Spannung als eine Funktion einer Änderung im digitalen Ausgang anzupassen.