DE102014103395A1

DE102014103395A1 - Schaltnetzteil

Info

Publication number: DE102014103395A1
Application number: DE201410103395
Authority: DE
Inventors: Xiao Wu Gong; Yong Siang Teo
Original assignee: Infineon Technologies Austria AG
Current assignee: Infineon Technologies Austria AG
Priority date: 2013-03-28
Filing date: 2014-03-13
Publication date: 2014-10-02
Also published as: CN104079174A; US20140293660A1; US9564810B2; CN104079174B

Abstract

Ein Schaltspannungswandler, der eine Induktivität umfasst, die mit einem Anschluss verbunden ist, der im Betrieb mit einer Eingangsspannung gespeist wird. Ein Halbleiterschalter ist mit der Induktivität verbunden und so konfiguriert, dass er einen Eingangsstrom, der in Übereinstimmung mit einem Ansteuersignal durch die Induktivität fließt, freigibt oder ausschaltet. Eine Strommessschaltung ist mit der Induktivität oder dem Halbleiterschalter verbunden und ist so konfiguriert, dass sie ein Strommesssignal erzeugt, das den Eingangsstrom, der durch die Induktivität oder den Halbleiterschalter fließt, darstellt. Eine Steuerschaltung empfängt das Strommesssignal und ist so konfiguriert, dass sie: den Halbleiterschalter regelmäßig in Übereinstimmung mit einer Taktfrequenz schließt, um das Strommesssignal zu integrieren, was zu einem Bereitstellen eines integrierten Strommesssignals führt, um das integrierte Strommesssignal mit einer Schwelle, die eine Funktion der Eingangsspannung ist, vergleichen zu können.

Description

Die vorliegende Offenbarung betrifft ein Schaltnetzteil (switched mode, power supplies, SMPS), das auch als Schaltspannungswandler bezeichnet wird. Bestimmte Ausführungsformen beschreiben einen Überstrom- oder Überspannungsschutz für den Schaltspannungswandler.
Schaltnetzteile (SMPS) werden als Spannungsversorgungen für eine große Vielzahl von Anwendungen immer häufiger. Beispielsweise können SMPS als Spannungsversorgungen für das Ansteuern von LEDs, die dazu verwendet werden können, um Glühlampen zu Beleuchtungszwecken zu ersetzen, eingesetzt werden. Jedoch existieren noch viele andere Anwendungen für Schaltspannungswandler, da praktisch jede elektrische und elektronische Vorrichtung eine Gleichspannungs-Versorgungsspannung (oder -strom) erfordert, die unter Verwendung eines SMPS mit dem Stromnetz verbunden ist.
Schaltspannungswandler können in verschiedenen Modi betrieben werden. Beispielsweise können Schaltwandler u. a. mit einer festgelegten Schaltfrequenz und einer variablen Einschaltzeit des Schalters sowie mit einer festgelegten Einschaltzeit des Schalters und einer variablen Frequenz betrieben werden. Unabhängig davon, ob ein Schaltspannungswandler mit einer festgelegten oder einer variablen Frequenz betrieben wird, können Schaltspannungswandler in einem kontinuierlichen Strommodus (continuous current mode, CCM) oder diskontinuierlichen Strommodus (discontinuous current mode, DCM) betrieben werden. Da unterschiedliche Betriebsmodi (DCM mit fixer Einschaltzeit, DCM mit fixer Frequenz, CCM mit fixer Frequenz, etc.) üblicherweise unterschiedliche Konzepte zur Steuerung (Regelung) der Ausgangsspannung oder des Ausgangsstroms erfordern, sind manche Schaltspannungswandler so konzipiert, dass sie nur in einem einzigen Modus arbeiten (z. B. CCM, fixe Frequenz). Jedoch müssen Schaltspannungswandler oftmals dazu in der Lage sein, eine bestimmte konstante Gleichspannungs-(DC-)Ausgangsspannung (oder -strom) für einen große Bereich an Wechselspannungs(AC-)Eingangsspannungen (z. B. von 85 bis 270 Volt) bereitzustellen. In diesem Fall ist der Schaltspannungswandler üblicherweise so konstruiert, dass er in beiden Betriebsmodi, DCM und CCM, betrieben werden kann und dass ein Moduswechsel von CCM auf DCM auftritt, wenn die AC-Eingangsspannung eine definierte Schwellenspannung, die durch die Schaltungskonstruktion vorgegeben ist, übersteigt.
Um die oben erwähnte Steueraufgabe ausführen zu können, wird der Eingangsstrom (der von einem Leistungshalbleiterschalter ein- und ausgeschaltet wird) des Schaltspannungswandlers üblicherweise gemessen, z. B. unter Verwendung eines Messwiderstands, der einen Spannungsabfall bereitstellt, der proportional zu dem Strom ist, der durch ihn hindurchfließt. Der gemessene Eingangsstrom wird üblicherweise mit einem Bezugswert verglichen und ein Ausschalten des Leistungshalbleiterschalters wird ausgelöst, wenn der Eingangsstrom eine Schwelle übersteigt, die durch diesen Bezugswert definiert ist. Jedoch schaltet der Leistungshalbleiter den Eingangsstrom (manchmal auch als Primärstrom bezeichnet) nicht sofort ohne jegliche Verzögerung aus. Nicht nur der Leistungshalbleiterschalter weist eine inhärente Ausschaltverzögerung auf. Außerdem verursachen die Komparatorschaltung (die den gemessenen Eingangsstrom mit der erwähnten Schwelle vergleicht) und andere Schaltungskomponenten, die Teil der Steuerschaltung sind (die den Schaltbetrieb des Stromwandlers steuert), zusätzliche Verzögerungen. Als Konsequenz daraus tritt ein Überfahren des Eingangsstroms (Primärstroms) auf, der zu einer übermäßigen Verlustleistung in dem Halbleiterschalter führen kann.
Um die erwähnte übermäßige Verlustleistung zu vermeiden, sollte der Effekt der erwähnten Verzögerungen eliminiert werden (oder zumindest teilweise kompensiert werden). Jedoch ist die Kompensation der Verzögerungszeit in bekannten Lösungsansätzen entweder für DCM oder für CCM ausgelegt. Somit ist es ein Ziel der vorliegenden Erfindung, die Steuerschaltung eines SMPS so zu verbessern, dass eine übermäßige Verlustleistung unabhängig von dem Betriebsmodus (DCM, CCM) des Schaltspannungswandlers vermieden wird. Dieses Ziel wird durch den Schaltwandler nach Anspruch 1 oder Anspruch 6 oder das Verfahren nach Anspruch 14 zum Betreiben eines Schaltwandlers erreicht. Verschiedene Ausführungsformen oder weitere Entwicklungen sind durch die abhängigen Patentansprüche abgedeckt.
Ein Schaltspannungswandler ist offenbart. In Übereinstimmung mit einem Aspekt der Erfindung umfasst der Schaltspannungswandler eine Induktivität, die mit einem Anschluss verbunden ist, der im Betrieb mit einer Eingangsspannung gespeist wird und einen Halbleiterschalter, der mit der Induktivität verbunden ist und der so konfiguriert ist, dass er einen Eingangsstrom, der durch die Induktivität fließt, in Übereinstimmung mit einem Ansteuersignal freigibt oder ausschaltet. Der Schaltspannungswandler umfasst ferner eine Strommessschaltung, die mit der Induktivität oder dem Halbleiterschalter gekoppelt ist und die so konfiguriert ist, dass sie ein Strommesssignal erzeugt, das den Eingangsstrom, der durch die Induktivität oder den Halbleiterschalter fließt, darstellt. Eine Steuerschaltung empfängt das Strommesssignal und ist so konfiguriert, dass sie den Halbleiterschalter regelmäßig in Übereinstimmung mit einer Taktfrequenz schließt, um das Strommesssignal zu integrieren, wodurch ein integriertes Strommesssignal bereitgestellt wird, um das integrierte Strommesssignal mit einer Schwelle vergleichen zu können und um den Halbleiterschalter abhängig von dem Ergebnis des Vergleichs zu öffnen. Die Schwelle ist eine Funktion der Eingangsspannung.
In Übereinstimmung mit einem anderen Aspekt der Erfindung umfasst der Schaltspannungswandler eine Induktivität, die mit einem Anschluss verbunden ist, der im Betrieb mit einer Eingangsspannung gespeist wird und einen Halbleiterschalter, der mit der Induktivität verbunden ist und der so konfiguriert ist, dass er einen Eingangsstrom, der durch die Induktivität fließt, in Übereinstimmung mit einem Ansteuersignal freigibt oder ausschaltet. Eine Strommessschaltung ist mit der Induktivität oder dem Halbleiterschalter gekoppelt und so konfiguriert, dass sie ein Strommesssignal erzeugt, das den Eingangsstrom, der durch die Induktivität oder den Halbleiterschalter fließt, darstellt. Eine Steuerschaltung empfängt das Strommesssignal sowie ein Signal, das die Eingangsspannung darstellt. Außerdem umfasst die Steuerschaltung einen Schwellengenerator, der das Signal, das die Eingangsspannung darstellt, empfängt. Der Schwellengenerator ist so konfiguriert, dass er eine Schwelle erzeugt, die eine Funktion der Eingangsspannung ist. Die Steuerschaltung umfasst ferner einen Integrator, der das Strommesssignal empfängt. Der Integrator ist so konfiguriert, dass er ein Signal erzeugt, das den integrierten Eingangsstrom darstellt. Darüber hinaus umfasst die Steuerschaltung einen Komparator, der die Schwelle und das Signal, das den integrierten Eingangsstrom darstellt, empfängt. Der Komparator ist so konfiguriert, dass er anzeigt, wenn das Signal, das den integrierten Eingangsstrom darstellt, die Schwelle erreicht. Eine Ansteuerschaltung ist so konfiguriert, dass sie den Halbleiterschalter in Übereinstimmung mit einem Taktsignal periodisch einschaltet und diesen ausschaltet, wenn der Komparator signalisiert, dass das Signal, das den integrierten Eingangsstrom darstellt, die Schwelle erreicht hat.
Zusätzlich zu dem Obigen ist ein Verfahren zum Betreiben eines Spannungswandlers offenbart, worin der Spannungswandler eine Induktivität umfassen kann, die mit einem Anschluss verbunden ist, der im Betrieb mit einer Eingangsspannung gespeist wird. In Übereinstimmung mit einem anderen Aspekt der Erfindung umfasst das Verfahren das Freigeben und Ausschalten eines Eingangsstroms, der in Übereinstimmung mit einem Ansteuersignal durch die Induktivität fließt, wobei er einen Halbleiterschalter, der mit der Induktivität gekoppelt ist, verwendet. Ein Strommesssignal, das den durch die Induktivität oder den Halbleiterschalter fließenden Eingangsstrom darstellt, wird erzeugt. Das Verfahren umfasst ferner ein regelmäßiges Schließen des Halbleiterschalters in Übereinstimmung mit einer Taktfrequenz, wodurch das Strommesssignal integriert wird, was ein integriertes Strommesssignal bereitstellt und ein Vergleichen des integrierten Strommesssignals mit einer Schwelle, die eine Funktion der Eingangsspannung ist. Der Halbleiterschalter wird abhängig von dem Ergebnis des Vergleichs geöffnet.
Die Erfindung kann unter Bezugnahme auf die folgenden Zeichnungen und der Beschreibung noch besser verstanden werden. Die Komponenten in den Figuren sind nicht notwendigerweise maßstabsgetreu, stattdessen liegt hier der Fokus vermehrt auf dem Illustrieren der Prinzipien der Erfindung. In den Figuren:
1 ist ein Schaltbild, das die grundlegenden Bauteile eines Sperrwandlers darstellt;
2 umfasst 2A–2D und stellt Zeitsteuerungsdiagramme bereit, die die Wellenformen des Eingangs-(Primär-)Stroms, des Ausgangs-(Sekundär-)Stroms und das entsprechende Gatesignal des Leistungshalbleiterschalters in DCM (2A) und CCM (2B) darstellen.
3 zeigt das Verarbeiten des gemessenen Eingangsstroms in der Steuerschaltung eines Schaltspannungswandlers;
4 ist ein Diagramm, das die Beziehung zwischen der Wechselspannungs-Eingangsspannung und der Schwellenspannung, die bei der in 3 gezeigten Signalverarbeitung verwendet wird, darstellt;
5 ist eine beispielhafte Schaltung, die das in 3 gezeigte Signalverarbeitungskonzept umsetzt;
6 ist eine umgedrehte Version der Schwellenspannungskurve aus 4, die bei der Ausführung aus 5 verwendet wird; und
7 zeigt die Ausführung des Integrators, die in dem Beispiel in 5 verwendet wird, in detaillierterer Darstellung.
Außerdem bezeichnen in den Figuren ähnliche Bezugszeichen entsprechende Teile.
Die beispielhaften Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung umfassen einen Sperrwandler, der in Anwendungen, bei denen eine galvanische Isolierung notwendig ist, eine weitverbreitete Wandlertopologie darstellt. Jedoch können die unten diskutierten Prinzipien in Bezug auf einen Sperrwandler auch auf andere Wandlertopologien angewandt werden, wie z. B. auf potentialfreie Abwärtswandler oder dergleichen. Eine übermäßige Verlustleistung kann durch Integrieren des Eingangs-(Primär-)Strommesssignals und durch Vergleichen dieses integrierten Signals mit einem Schwellensignal verhindert werden. Dieses Schwellensignal kann von der an den Schaltspannungswandler angelegten Eingangsspannung abhängen.
1 zeigt eine Schaltspannungswandlerschaltung, die einen Transformator 1 mit einer Primärwicklung L_P und einer Sekundärwicklung L_S umfasst. Eine Hilfswicklung L_AUX kann verwendet werden, um eine Versorgungsspannung für die Steuerschaltung bereitzustellen, die den Betrieb des Leistungshalbleiterschalters T₁ steuert, der in Serie mit der Primärwicklung L_P geschaltet ist, so dass der Eingangsstrom (im Weiteren als Primärstrom i_P bezeichnet), der durch die erste Wicklung L_P fließt, durch den Halbleiterschalter T₁ in Übereinstimmung mit einem Ansteuersignal V_G (z. B. einem Gatespannungssignal oder einem Gatestromsignal im Fall eines MOSFET oder eines IGBT) ein- und ausgeschaltet werden kann. Die Eingangsspannung V_IN wird während des Zeitintervalls, während dem der Halbleiterschalter T₁ eingeschaltet ist (d. h. während der Einschaltzeit) an die Primärwicklung L_P angelegt. Die Eingangsspannung V_IN fällt während des Zeitintervalls, in dem der Halbleiterschalter T₁ ausgeschaltet ist (d. h. während der Ausschaltzeit) im Wesentlichen an dem Leistungshalbleiterschalter T₁ ab. Zum Messen des Primärstroms i_P kann eine Strommessschaltung mit dem Leistungshalbleiterschalter T₁ verbunden sein. In dem vorliegenden Beispiel in 1 ist ein Strommesswiderstand R_CS zwischen dem Leistungshalbleiterschalter T₁ und dem Masseanschluss GND1 so verbunden, dass der Primärstrom, der durch den Transistor T₁ fließt, auch durch den Strommesswiderstand R_CS fließt. Der Spannungsabfall V_CS an dem Widerstand R_CS ist proportional zu dem Primärstrom i_P. Es ist jedoch anzumerken, dass andere Verfahren zur Strommessung anstelle des Strommesswiderstands R_CS verwendet werden sollten. Strommessungen könnten ebenfalls z. B. unter Verwendung eines Messtransistors (Sense-Transistors), der mit dem Lasttransistor verbunden ist, erreicht werden.
Die Eingangsspannung V_IN kann eine Wellenform aufweisen, die einem (Vollweg-)gleichgerichteten Sinussignal entspricht. Dies ist der Fall, wenn ein Gleichrichter verwendet wird, um den Schaltspannungswandler mit dem Wechselspannungs-Stromnetz zu verbinden. In dem vorliegenden Beispiel wird eine Brückengleichrichter-Schaltung 2 verwendet, um die Wechselspannungs-Netzspannung V_AC in die Eingangsspannung V_IN umzuwandeln. In dem vorliegenden Beispiel ist erwünscht, dass der Schaltspannungswandler Wechselspannungs-Netzspannungen von 85 bis 270 Volt eff (eff = quadratischer Mittelwert) aushält, während er gleichzeitig die Ausgangsspannung (oder den Ausgangsstrom) auf einem bestimmten Niveau aufrechterhält. Dieses Intervall von 85 bis 270 Volt ist jedoch nur ein Beispiel, und der tatsächliche Eingangsspannungsbereich kann von der tatsächlichen Anwendung abhängen. Dennoch ist der Eingangsspannungsbereich üblicherweise vergleichbar groß, damit mit Stromnetzen in verschiedenen Ländern weltweit fachgerecht gearbeitet werden kann.
Die Sekundärwicklung L_S des Transformators 1 ist mit dem Ausgang des Schaltspannungswandlers verbunden. Eine Gleichrichtungsdiode D₂ ist zwischen einem ersten Ende der Sekundärwicklung L_S und einem Ausgangsanschluss, an dem die Ausgangsspannung V_OUT bereitgestellt wird, verbunden. Das zweite Ende der Sekundärwicklung L_S ist mit dem Masseanschluss GND2 verbunden. Die Ausgangsspannung V_OUT kann unter Verwendung eines Ausgangskondensators C_OUT, der zwischen dem Ausgangsanschluss und dem entsprechenden Masseanschluss GND2 verbunden ist, gepuffert werden. Es gilt anzumerken, dass die Schaltungsbauteile, die mit der Primärseite des Transformators 1 verbunden sind, in Bezug auf die „primärseitige Masse” GND1 gespeist sind, worin die Schaltungsbauteile, die mit der Sekundärseite des Transformators 1 gespeist sind, in Bezug auf die „sekundärseitige Masse” GND2 gespeist sind. Die Masseanschlüsse GND1, GND2 an beiden Seiten sind voneinander isoliert, um eine vollständige galvanische Trennung zwischen der Primärseite und der Sekundärseite sicherzustellen. Jedoch können die Masseanschlüsse GND1, GND2 der beiden Seiten über einen Kondensator (nicht in der Figur dargestellt) verbunden sein.
Um die Ausgangsspannung V_OUT oder den Ausgangsstrom (im Weiteren als Sekundärstrom i_S bezeichnet) zu regeln, kann der Ausgangsanschluss mit einem Rückkoppelungsschaltkreis 4 verbunden werden, der so konfiguriert ist, dass er ein Rückkoppelungssignal S_FB (z. B. eine Rückkoppelungsspannung) aus der Ausgangsspannung V_OUT oder dem Sekundärstrom I_S erzeugt. Außerdem stellt der Rückkoppelungsschaltkreis 4 eine galvanische Isolierung zwischen dessen Eingang und dessen Ausgang bereit, die z. B. unter Verwendung eines Opto-Kopplers erzielt werden kann. Schaltungen, die ein Rückkoppelungssignal bereitstellen, das die Ausgangsspannung oder den Sekundärstrom darstellt und einen Opto-Koppler zur galvanischen Isolierung umfassen, sind an sich auf dem Gebiet bekannt und werden deshalb hierin nicht näher erläutert.
Das Rückkoppelungssignal S_FB sowie das Strommesssignal V_CS werden in eine Steuerschaltung 5 gespeist, die so konfiguriert ist, dass sie, in Abhängigkeit davon das Ansteuersignal V_G für den Halbleiterschalter erzeugt. Dadurch umfasst die Steuerschaltung 5 ein Steuerungsgesetz, um die Ausgangspannung V_OUT oder den Sekundärstrom i_S zu regeln, so dass ein bestimmter (voreingestellter oder einstellbarer) gewünschter Wert erzielt werden kann. Die Steuerschaltung 4 kann ihre eigene Stromversorgung aufweisen. In dem vorliegenden Beispiel wird die Steuerschaltung 5 von dem Kondensator C_VC versorgt, der durch die Gleichrichterdiode D_VC über die Hilfswicklung geladen wird. Jedoch kann auch eine andere Stromversorgung für die Steuerschaltung angewendet werden. Die Funktion der Steuerschaltung 4 ist unten in Bezug auf die in 2 dargestellten Zeitsteuerungsdiagramme näher erläutert.
In den Zeitsteuerungsdiagrammen in 2 sind zwei unterschiedliche Fälle dargestellt. Die Diagramme in der linken Spalte beziehen sich auf den Schaltbetrieb im diskontinuierlichen Strommodus (DCM), wohingegen sich die Diagramme in der rechten Spalte auf den Schaltbetrieb im kontinuierlichen Strommodus (CCM) beziehen. Der Betriebsmodus kann von dem Niveau der Eingangsspannung V_IN abhängen. In beiden Betriebsmodi (DCM und CCM) können die Zeitpunkte t₁ und t₅, an denen der Halbleiterschalter eingeschaltet ist und die Zeitpunkte t₂ und t₆, an denen der Halbleiterschalter ausgeschaltet ist, zeitlich oder durch ein Ereignis ausgelöst werden. In einem Schaltspannungswandler, der mit einer festgelegten Frequenz und einer variablen Einschaltzeit arbeitet (d. h. einem variablen Betriebszyklus), werden diese Zeitpunkte zeitlich ausgelöst. In einem Schaltspannungswandler, der eine quasi-Resonanzschwingung durchführt, können die Einschaltzeit sowie die Ausschaltzeit durch ein Ereignis ausgelöst werden. Das „Ereignis”, das ein Ausschalten des Halbleiterschalters auslöst, kann z. B. sein, dass der Primärstrom i_P einen Schwellenwert V_REF/R_CS erreicht, wohingegen das Ereignis, das ein Einschalten des Halbleiterschalters auslöst, ein solches sein kann, wenn sich die Spannung an dem Halbleiterschalter auf einem (lokalen) Minimalwert befindet. Zur weiteren Diskussion kommt ebenfalls ein Sperrwandler, der bei einer festgelegten Frequenz f_S (f_S = T_S ^–1) betrieben wird und einen variablen Betriebszyklus D (D = T_ON/T_S) aufweist, als illustratives Beispiel in Frage.
Die folgenden Überlegungen gehen von einem stationären Betrieb in DCM, wie in den Diagrammen in der linken Spalte in 2 dargestellt, aus. Ein Schaltzyklus beginnt zum Zeitpunkt t₁ und endet zum Zeitpunkt t₄, an dem der darauffolgende Schaltzyklus beginnt. D. h., der Zeitraum T_S eines Zyklus kann wie folgt berechnet werden: T_S = (t₄ – t₁) = f_s ^–1.
Das Ansteuersignal (z. B. die Gatespannung V_G), die den Schaltzustand des Halbleiterschalters T₁ steuert, wird zum Zeitpunkt t₁ eingeschaltet und zum Zeitpunkt t₂ ausgeschaltet. D. h., die Einschaltzeit T_ON kann wie folgt berechnet werden: T_ON = (t₂ – t₁) = D·T_S = D·(t₄ – t₁), worin D den Betriebszyklus bezeichnet (D ∊ [0, 1]). Die verbleibende Zeit eines Zyklus ist die Ausschaltzeit T_OFF, die wie folgt berechnet werden kann T_OFF = (t₄ – t₂) = (1 – D)·T_S.
Während der Einschaltzeit T_ON wächst der Primärstrom i_P von Null bis zu dessen Spitzenwert i_PP. Der Gradient der Stromrampe ist V_IN/L_P (L_P stellt die Induktivität der Primärwicklung dar), der beinahe konstant ist, falls sich die Eingangsspannung V_IN während eines Zyklus nicht signifikant verändert. Zum Zeitpunkt t₂ kann die Energie E_DCM, die in der Induktivität gespeichert ist, wie folgt berechnet werden E_DCM(t₂) = L_P·i_pp ²/2.
Da der Halbleiterschalter T₁ zum Zeitpunkt t₂ ausgeschaltet wird, wird die Energie E_DCM aufgrund der induktiven Kopplung von der Primärseite auf die Sekundärseite des Transformators 1 „übertragen” (siehe 1). Der Sekundärstrom i_S ist während der Einschaltzeit T_ON null (da die Gleichrichterdiode D₂ in Sperrrichtung geschaltet ist) und fällt ausgehend von seinem anfänglichen Spitzenwert i_SP zum Zeitpunkt t₂ hinunter auf null, was zum Zeitpunkt t₃ erreicht wird. Der Sekundärstrom bleibt zwischen den Zeitpunkten t₃ und t₄ gleich null. Es gilt anzumerken, dass Verzögerungszeiten (Anstiegs- und Abfallszeiten) in der vorliegenden Diskussion nicht miteinbezogen sind, um einen verstärkten Fokus auf die grundlegende Funktion der Schaltung zu ermöglichen. Der sekundäre Spitzenstrom i_SP erfüllt die Gleichung E_DCM(t₂) = L_S·i_SP ²/2 = L_P·i_PP ²/2, worin L_S die Induktivität der Sekundärwicklung darstellt. Der Gradient der zweiten Stromrampe während der Ausschaltzeit T_OFF ist (V_OUT + V_D2)/L_S, worin V_D2 die Durchlassspannung der Gleichrichtungsdiode D₂ ist. Im Gegensatz zu CCM, ist der DCM dadurch charakterisiert, dass der Sekundärstrom i_S (beginnend bei i_SP) während eines Schaltzyklus auf null abfällt, wohingegen dies während CCM nicht der Fall ist. In dem vorliegenden Beispiel, die Zeit t₂.
Der kontinuierliche Strommodus (CCM) ist in den Diagrammen in der linken Spalte in 2 dargestellt. Ein Schaltzyklus beginnt zum Zeitpunkt t₅ und endet zum Zeitpunkt t₇, wenn der darauffolgende Schaltzyklus beginnt. Bei einem stationären Betrieb ist der anfängliche Primärstrom i_P0 (i_P0 = i_P(t₅)), der in DCM null wäre, in CCM größer als null, da die Energie E_CCM, die in den Transformatorwicklungen L_P bzw. L_S „gespeichert” ist, während der Ausschaltzeit T_OFF niemals auf null fällt. Zum Zeitpunkt t₅ wird der Halbleiterschalter T₁ geschlossen (Ansteuersignal V_G ist auf hohem Niveau) und der Primärstrom i_P beginnt ausgehend von dem Anfangswert i_P0 auf den Spitzenwert i_PP rampenartig anzusteigen, worin i_PP = i_P0 + Δi_P ist. Wenn der Primärstrom seinen (durch eine Grenze V_REF/R_CS definierten Spitzenwert i_PP zum Zeitpunkt t₆ erreicht, wird der Halbleiterschalter T₁ ausgeschaltet und der Sekundärstrom sinkt rampenartig von seinem Spitzenwert i_SP auf seinen Endwert i_S0, worin i_SP = i_S0 + Δi_S ist. Die in dem Transformator „gespeicherte” Energie variiert von E_CCmin = L_S·i_S0 ²/2 = L_P·i_P0 ²/2 bis zu E_CCMmax = L_S·i_SP ²/2 = L_P·i_PP ²/2. Zum Zeitpunkt t₇ beginnt der Zyklus erneut von vorne, der Sekundärstrom wird von der Gleichrichtungsdiode D₂ blockiert, und der Primärstrom „springt” auf seinen Anfangswert i_P0 und steigt rampenartig wie im vorangegangenen Zyklus an.
Für weitere Überlegungen ist es interessant, die durchschnittliche Eingangsleistung P_IN zu berechnen, die P_IN = (1/2)·L_P·i_PP ² in DCM ist, wohingegen sie P_IN = (1/2)·L_P·i_PAVG ² in CCM ist.
Obwohl die theoretischen Berechnungen für die Eingangsleistung sich ziemlich von den zwei obigen Gleichungen unterscheiden, ist es wichtig anzumerken, dass die Eingangsleistung mit der Fläche unter den Primärstrom-Wellenformen in Bezug steht. Somit kann ein Wert, der die Eingangsleistung darstellt, durch Integrieren des Primärstrommesssignals V_CS über einen Schaltzeitraum hinweg erhalten werden. D. h. der integrierte Wert stellt die Eingangsleistung dar.
Wie oben erwähnt kann der Zeitpunkt, an dem der Halbleiterschalter T₁ ausgeschaltet wird, durch Vergleichen des Primärstrommesssignals V_CS (siehe 1) mit einem Schwellenwert V_REF bestimmt werden. D. h. der Halbleiterschalter T₁ wird ausgeschaltet, wenn die folgende Ungleichung erfüllt wird: V_CS ≥ V_REF, was i_P ≥ V_REF/R_CS entspricht. Eine solche Strategie zur Bestimmung des Ausschaltzeitpunkts des Halbleiterschalters T₁ kann zu einem weiter oben erwähnten Spannungsüberfahren und somit zur Notwendigkeit von kompensierenden Verzögerungen führen. Gemäß den hierin beschriebenen beispielhaften Ausführungsformen wird der Ausschaltzeitpunkt anders als in 3 dargestellt bestimmt.
Dementsprechend wird ein integriertes Strommesssignal V_CSINT mit einem Schwellensignal V_TH verglichen, worin diese Schwelle eine Funktion der Eingangsspannung V_IN sein kann. 4 zeigt das Schwellensignal V_TH, das im vorliegenden Beispiel ein Spannungssignal ist, als eine Funktion der Wechselspannungs-Netzspannung V_AC (V_IN = |V_AC|). Die Schaltung aus 3 zeigt einen Teil der Steuerschaltung 5, die in 1 dargestellt ist und die so konfiguriert ist, dass sie ein Ausschalten des Halbleiterschalters T₁ signalisiert. Die Schaltung umfasst einen Schwellengenerator 103, der ein Signal empfängt, das das Niveau der Eingangsspannung V_IN (oder der Wechselspannungs-Netzspannung V_AC) darstellt und der daraus ein entsprechendes Schwellensignal V_TH erzeugt. Die Schaltung umfasst ferner einen Integrator 101, der das Strommesssignal V_CS empfängt und der dieses Strommesssignal integriert, was zum Bereitstellen des integrierten Signals V_CSINT (das ein Spannungssignal sein kann) führt. Ein Komparator 102 empfängt die zwei Signale V_TH und V_CSINT und bewertet die Ungleichheit V_TH < V_CSINT. Wird diese Ungleichheit erfüllt, wird ein SR-Pufferspeicher 104 durch den Komparatorausgang (der mit dem Rücksetzungseingang des SR-Pufferspeichers 104 verbunden ist) zurückgesetzt. Als Resultat wird das Ausgangssignal S_ON des SR-Pufferspeichers 104 auf ein niedriges Ausgangsniveau zurückgesetzt, welches das Ende der Einschaltzeit des Halbleiterschalters anzeigt und ein Ausschalten des Schalters T₁ signalisiert. Der SR-Puffer 104 kann durch Beaufschlagen eines geeigneten Setz-Signals, das z. B. von einem Taktgenerator erzeugt werden kann, erneut aktiviert werden. Wenn eine festgelegte Schaltfrequenz verwendet wird, wird das Setzsignal in regelmäßigen Zeitabständen abhängig von der Schaltfrequenz erzeugt.
4 zeigt eine beispielhafte charakteristische Kurve, die von der in 3 dargestellten Schwellengeneratorschaltung 103 umgesetzt wird. Wie bereits oben erwähnt steht die Eingangsleistung mit der Eingangsspannung V_IN in Beziehung und somit wird die Überspannungsschwelle V_TH (mit der das integrierte Strommesssignal V_CSINT verglichen wird) von der Eingangsspannung V_IN abgeleitet. Eine typische (idealisierte) Beziehung zwischen der Überleistungsschwelle V_TH und der Eingangsspannung V_IN ist durch die gekrümmte Linie in 4 dargestellt. Eine Umsetzung dieser charakteristischen Kurve (dargestellt durch die gekrümmte Linie in 4) kann schwierig sein. Jedoch kann man sich der Kurve über zumindest zwei gerade Linien annähern, z. B. durch ein Einteilen der Kurve in Abschnitte (die Eingangsspannungsintervallen entsprechen) und durch ein Linearisieren der Kurve in jedem Abschnitt. Die resultierende, vereinfachte charakteristische Kurve ist ebenfalls in 4 dargestellt und wird von zwei geraden Linien dargestellt. D. h. in dem vorliegenden Beispiel ist die charakteristische Kurve in zwei Abschnitte eingeteilt (z. B. Eingangsspannungen, die niedriger oder gleich etwa 145 Volt sind und Spannungen, die höher als etwa 145 Volt sind), worin in jedem Abschnitt die Schwelle V_TH eine lineare Funktion (plus einem Offset) der Eingangsspannung V_IN ist.
5 zeigt ein spezielles Beispiel dazu, wie die in 3 dargestellte allgemeine Schaltung für den Fall, dass die in 4 dargestellte charakteristische Kurve von zwei geraden Linien angenähert wird, zu implementieren ist. Das vorliegende Beispiel bedient sich dazu einer „umgekehrten” charakteristischen Kurve V_TH', die direkt aus der Kurve V_TH in 4 unter Verwendung der Gleichung V_TH' = 3 V – V_TH erhalten werden kann. Der 3-V-Offset ist als beispielhafter Wert anzusehen, der in der hierin beschriebenen Ausführung verwendet wurde. Ein solches Umkehren (Umdrehen) der charakteristischen Kurve ermöglicht die einfache Ausführung der Schaltung aus 3. Dementsprechend umfasst die Steuerschaltung 5 (siehe 1), die mit dem Strommesssignal V_CS versorgt wird, einen Integrator I_NT, der das Strommesssignal V_CS empfängt und der das integrierte Signal V_CSINT an dessen Ausgang bereitstellt. Das Ausgangssignal des Integrators I_NT kann verstärkt werden (Verstärkung G₃), worin die Verstärkung negativ sein kann (z. B. G₃ = –1), um das integrierte Strommesssignal V_CSINT auf dieselbe Weise „umzudrehen” wie die charakteristische Kurve in 6, die von der Kurve in 4 erhalten werden kann. Der Ausgang des Verstärkers AMP₃ (Verstärkung G₃) kann durch Hinzufügen eines Offset-Werts V_OS3 verschoben werden. Diese Operation wird durch die Pegelschieberschaltung LS₃ erreicht, deren Ausgangssignal mit V_INT bezeichnet ist. Zusammen führen der Verstärker AMP₃ und der Pegelschieber LS₃ die folgende arithmetische Operation durch: V_INT = V_OS3 + G₃·V_CSINT.
In dem vorliegenden Beispiel ist G₃ = –1 und V_OS3 = 3 V, die obige Gleichung ergibt V_INT = 3 V – V_CSINT.
V_INT stellt den integrierten Strommesssignalwert V_CSINT dar. D. h. das integrierte Strommesssignal wird auf die gleiche Weise wie die charakteristische Kurve, die die in 4 gezeigte Schwelle darstellt, umgekehrt (umgedreht).
Die Verstärker AMP₁ und AMP₂ sowie die Pegelschieber LS₁ und LS₂ und die Stromquelle Q werden dazu verwendet, um das Schwellensignal V_TH' zu erzeugen, z. B. wie in 6 dargestellt, das eine „umgekehrte” Version der zweiteiligen Schwellenkurve aus 4 ist. Da die Schwelle V_TH (siehe 4) von der Eingangsspannung V_IN abhängt, wird ein Teil der Eingangsspannung V_IN in den Schaltungsknoten TH (der ein Anschluss der Steuerschaltung 4 sein kann) unter Verwendung eines Widerstandsspannungsteilers, bestehend aus z. B. den zwei Widerständen R₁ und R₂, gespeist. Die Stromquelle Q ist ebenfalls so mit dem Schaltungsknoten TH verbunden, dass der Strom i_OS, gespeist aus der Stromquelle Q, durch den Spannungsteiler fließt. Als Resultat daraus kann die Spannung V_x, die am Schaltungsknoten TH vorhanden ist, wie folgt berechnet werden: V_x = V_IN·R₂/(R₁ + R₂) + i_OS·R₁R₂/(R₁ + R₂).
Man sieht also, dass die Spannung V_x ein Teil der Eingangsspannung V_IN plus einem Offset ist, der proportional zu dem Strom i_OS ist. Die Spannung V_x wird an den Eingängen der Verstärker AMP₁ und AMP₂ mit einer Verstärkung G₁ bzw. G₂ empfangen. Die Ausgangssignale der Verstärker G₁·V_x und G₂·V_x werden an die Pegelschieber LS₁ bzw. LS₂ weitergeleitet und einer Niveauverschiebung unterzogen. Die Pegelschieber LS₁ und LS₂ stellen die Offset-Spannungen V_OS1 bzw. V_OS2 bereit. D. h. die Ausgangssignale V_TH1 und V_TH2 der Pegelschieber LS₁ bzw. LS₂ können wie folgt ausgedrückt werden: V_TH1 = G₁·V_x + V_OS1, und V_TH2 = G₂·V_x + V_OS2.
In der vorliegenden beispielhaften Ausführung, die zum Testen erstellt wurde, beträgt der Strom i_Os 1 Mikroampere (i_OS = 1 μA), die Verstärkung G₁ ist Eins (G₁ = 1), die Verstärkung G₂ ist 0,16 (G₂ = 0,16), die Offset-Spannung V_OS1 ist Null (V_OS1 = 0 V), und die Offset-Spannung V_OS2 beträgt 2 Volt (V_OS2 = 2 V).
Das Ausgangssignal V_TH2 des Pegelschiebers LS₂ kann gefiltert werden, um für den Effekt einer Ausbreitungsverzögerung zwischen dem Zeitpunkt, an dem das Gate des Leistungs-MOS-Transistors T₁ mit einem Gatesignal beaufschlagt wird, um ihn auszuschalten und dem entsprechenden Zeitpunkt, an dem das tatsächliche Ausschalten des Ladestroms des Transistors i_CS erfolgt, zu kompensieren. Als Resultat dieser Ausbreitungsverzögerung kann ein Stromüberfahren zwischen dem Zeitpunkt, an dem der Komparator 102 ein Rücksetzen des SR-Pufferspeichers 104 signalisiert (siehe 3) und dem tatsächlichen Ausschalten des Leistungstransistors T₁ entstehen. Dieses Überfahren steigt an, wenn die Eingangsspannung V_IN ansteigt. D. h. je größer die Eingangsspannung V_IN, desto größer wäre dieses Überfahren. Um diese nachteiligen Auswirkungen der erwähnten Verzögerung zu vermeiden, kann eine sogenannte Ausbreitungsverzögerungskompensationsschaltung zwischen dem Pegelschieber LS₂ und dem entsprechenden Komparator CMP₂ eingefügt werden. Eine ähnliche Schaltung kann ebenfalls in den Signalweg zwischen dem Pegelschieber LS₁ und dem entsprechenden Komparator CMP₂ bereitgestellt sein. In dem vorliegenden Beispiel jedoch ist eine Verzögerungskompensationsschaltung nur in dem Signalweg zu dem Komparator CMP₂ bereitgestellt, die für Schwellen VTH₂, die einer größeren Eingangsspannung entsprechen, effektiv ist. Im Wesentlichen umfasst die Verzögerungskompensationsschaltung einen kleinen negativen Offset V_OScomp (etwa –10 mV in der vorliegenden beispielhaften Ausführung) und einen Tiefpassfilter mit einer Zeitkonstante gleich oder ähnlich der Ausbreitungsverzögerung, die kompensiert werden soll (etwa 1 μs in der vorliegenden beispielhaften Ausführung). Der erwähnte Offset V_OScomp kann zusammen mit dem durch den Pegelschieber LS₂ bereitgestellten Offset V_OS2 zusammengeführt werden und somit kann die Verzögerungskompensationsschaltung eine einfache RC-Tiefpassschaltung LP sein.
Die Schwellensignale V_TH1 und V_TH2, die die „umgekehrte” (umgedrehte) Schwellenkurve aus 6 darstellen, werden an die nichtinvertierten Eingänge der Komparatoren CMP₁ bzw. CMP₂ gespeist. Die invertierenden Eingänge von beiden Komparatoren CMP₁ und CMP₂ empfangen das oben beschriebene „umgekehrte” (umgedrehte) Strommesssignal V_INT. Die Ausgänge der Komparatoren CMP₁ und CMP₂ werden durch ein ODER-Gatter X₁ kombiniert, das an dessen Ausgang ein Setzsignal S_SET bereitstellt, das von dem Setzeingang des SR-Pufferspeichers 104 empfangen wird (siehe 3). D. h. der SR-Pufferspeicher 104 ist entweder dann eingestellt, wenn Signal V_INT unter die Schwelle V_TH1 oder unter die Schwelle V_TH2 abfällt, worin beide Schwellensignale von der Eingangsspannung V_IN abhängen. Auf eine solche Weise wird die angenäherte Schwellenkurve aus 4 umgesetzt.
7 ist ein Schaltbild, das eine beispielhafte Ausführung des Integrators INT, des Verstärkers AMP₃ und des Pegelschiebers LS₃ zeigt. Die drei Komponenten INT, AMP₃ und LS₃ werden zusammen in einer Schaltung ausgeführt. Das Strommesssignal V_CS, mit dem der Schaltungsknoten CS beaufschlagt wird, wird von dem Pufferverstärker B1 empfangen, der an dessen Ausgang ein solches Signal für das Gate des Transistors M₁ bereitstellt, das bewirkt, dass der Laststrom i_CS des Transistors M₁ i_CS = V_CS/R₁ ist. Dieser Laststrom wird verstärkt und auf den Strompfad, mit dem der Kondensator C_INT unter Verwendung der Stromspiegel CM₁ und CM₂ gekoppelt ist, „kopiert”. Der entsprechende Spiegelstrom i_CS lädt den Kondensator C_INT auf, der zwischen einem Ausgangsstromknoten, der das „gestürzte”, verstärkte und integrierte Strommesssignal V_INT bereitstellt, und einem internen Versorgungsspannungsknoten, der die interne Versorgungsspannung V_DD bereitstellt, gekoppelt ist. Die Integration wird erzielt, da der Kondensator den Spiegelstrom i_CS' „integriert”. Die Kondensatorspannung V_CINT kann wie folgt berechnet werden:
worin i_CS der Strom i_CS mal eine Verstärkung ist. Der zweite Pufferverstärker B₂ stellt eine konstante Spannung von V_OS3 an den Ausgangsschaltungsknoten bereit und lädt den Kondensator auf eine Spannung von V_CINT = V_DD – 3 V „vor”, während der Schalter SW während der Ausschaltzeit des Leistungstransistors T₁ geschlossen ist (siehe 1). Somit kann die Ausgangsspannung V_INT (siehe auch 5) wie folgt berechnet werden:
worin in der obigen Gleichung i_CS' = A·i_CS und i_CS = V_CS/R₁ ist. Die Verstärkung G₃, auf die in der Beschreibung von 5 Bezug genommen wird, ist somit G₃ = (A·V_CS)/(R₁·C_INT). Die Zeit t = 0 in der obigen Gleichung bezieht sich auf den Zeitpunkt, an dem der Leistungstransistor T₁ (siehe 1) schließt und der Primärstrom i_P anfängt, durch die primäre Wicklung L_P zu fließen. Aus dem vorliegenden Beispiel aus 7 geht klar hervor, dass nicht alle Signale, die in dem allgemeinen Beispiel in 3 auftreten, notwendigerweise Spannungssignale sein müssen. Abhängig von der Ausführung (z. B. des Ausgangs des Verstärkers AMP₃), können die Signale ebenfalls Stromsignale sein. Außerdem kann die Reihenfolge der in dem Beispiel aus 5 dargestellten Komponenten verändert werden (z. B. der Integrator INT kann stromab des Verstärkers AMP₃ platziert werden), vorausgesetzt, dass die Funktion der Gesamtschaltung aufrechterhalten wird.
Eine Verwendung des hierin beschriebenen erfinderischen Konzepts ermöglicht eine signifikante Reduzierung der Überleistung über den gesamten Eingangsspannungsbereich. Durch das Reduzieren der Schwankung des maximalen Eingangsleistungsverbrauchs, der von der Eingangsspannung abhängt, die innerhalb eines relativ großen Spannungsbereichs variieren kann, stellt es ein Sicherheitsmerkmal bereit.
Einige wichtige Aspekte, die oben unter Bezugnahme auf die abgebildeten Beispiele erklärt wurden, werden nunmehr zusammengefasst. Es gilt jedoch anzumerken, dass die folgende Beschreibung nicht als eine erschöpfende Aufzählung von essentiellen Merkmalen angesehen werden soll. Eher wird mehr Gewicht auf das Verfahren zum Betrieb der Spannungswandler gelegt, insbesondere auf die wie unter Bezugnahme auf die in 1 bis 7 dargestellten erklärten Spannungswandler. Das Flussdiagramm aus 8 ist zur Unterstützung der folgenden Beschreibung bereitgestellt. Das hierin beschriebene Verfahren kann zum Betrieb eines Spannungswandlers, wie z. B. in 1 abgebildet, der eine Induktivität L_P aufweist, die mit einem Anschluss verbunden ist, der im Betrieb mit der Eingangsspannung V_IN gespeist wird, verwendet werden. Dementsprechend umfasst das Verfahren im Allgemeinen das Freigeben und Ausschalten eines Eingangsstroms i_P, der in Übereinstimmung mit einem Ansteuersignal V_G durch die Induktivität L_P fließt, wobei der Halbleiterschalter T₁ zum Ein- und Ausschalten des Eingangsstroms i_P mit der Induktivität T₁ verbunden ist. Das Verfahren umfasst ferner das Erzeugen eines Strommesssignals V_CS, das den Eingangsstrom i_P, der durch die Induktivität L_P oder den Halbleiterschalter T₁ fließt, darstellt. Der Halbleiterschalter T₁ wird regelmäßig in Übereinstimmung mit einer festgelegten Taktfrequenz geschlossen, und das Strommesssignal V_CS wird integriert, wodurch ein integriertes Strommesssignal V_CSINT bereitgestellt wird (siehe 3). Das Verfahren umfasst ferner das Vergleichen des integrierten Strommesssignals V_CSINT mit einer Schwelle V_TH, die eine Funktion der Eingangsspannung V_IN ist. Der Halbleiterschalter T₁ wird abhängig von dem Ergebnis des Vergleichs geöffnet, z. B. wenn das integrierte Strommesssignal V_CSINT die Schwelle erreicht hat.
Wie oben erklärt kann die Schwelle eine Funktion der Eingangsspannung sein, die von zwei oder mehreren linearen Zweigen angenähert sein kann (siehe 4). In einer beispielhaften Ausführung wird ein Schwellensignal abhängig von der Eingangsspannung V_IN für jeden zur Annäherung der Funktion verwendeten linearen Zweig erzeugt werden. Das integrierte Strommesssignal V_CSINT kann mit jedem Schwellensignal, V_TH1, V_TH2, verglichen werden (siehe 5). Die Ergebnisse dieser Vergleiche werden kombiniert, z. B. unter Verwendung eines ODER-Gatters, wie in dem Beispiel in 5 dargestellt. Um die Ausführung zu erleichtern, kann die Funktion, die die Schwelle als abhängig von der Eingangsspannung definiert, „gestürzt” werden. In diesem Fall muss das integrierte Strommesssignal auf die gleiche Weise gestürzt werden. Das umgedrehte integrierte Strommesssignal wird dann mit dem/den umgedrehten Schwellensignal(en) verglichen.
Obwohl verschiedene beispielhafte Ausführungsformen der Erfindung offenbart worden sind, wird Fachleuten auf dem Gebiet klar ersichtlich sein, dass verschiedene Änderungen und Modifikationen vorgenommen werden können, die manche Vorteile der Erfindung hervorbringen können, ohne dabei vom Geist und dem Schutzumfang der Erfindung abzuweichen. Es wird für Fachleute mit durchschnittlichen Kenntnissen auf dem Gebiet offensichtlich sein, dass andere Komponenten, die dieselben Funktionen ausüben, passenderweise ersetzt werden können. Es ist anzumerken, dass Merkmale, die unter Bezugnahme auf eine spezielle Figur erklärt wurden, mit Merkmalen aus anderen Figuren kombiniert werden können, sogar mit jenen, die nicht ausdrücklich erwähnt wurden. Außerdem können die Verfahren der Erfindung entweder in allen Software-Ausführungen unter Verwendung der passenden Prozessor-Anleitungen oder in Hybrid-Ausführungen, die eine Kombination aus Hardware-Logik und Software-Logik verwenden, zum Erreichen derselben Resultate eingesetzt werden. Solche Modifikationen an dem erfinderischen Konzept sind als durch die beigefügten Patentansprüche abgedeckt anzusehen.

Claims

Schaltspannungswandler, umfassend: eine Induktivität, die mit einem Anschluss verbunden ist, der im Betrieb mit einer Eingangsspannung gespeist wird; einen Halbleiterschalter, der mit der Induktivität verbunden ist und so konfiguriert ist, dass er einen Eingangsstrom, der durch die Induktivität fließt, in Übereinstimmung mit einem Ansteuersignal freigibt oder ausschaltet; eine Strommessschaltung, die mit der Induktivität oder dem Halbleiterschalter gekoppelt ist und so konfiguriert ist, dass sie ein Strommesssignal erzeugt, das den durch die Induktivität oder den Halbleiterschalter fließenden Eingangsstrom darstellt; eine Steuerschaltung, die so verbunden ist, dass sie das Strommesssignal empfängt und die so konfiguriert ist, dass sie: den Halbleiterschalter regelmäßig in Übereinstimmung mit einer Taktfrequenz schließt; das Strommesssignal integriert, um so ein integriertes Strommesssignal bereitzustellen; das integrierte Strommesssignal mit einer Schwelle vergleicht, die eine Funktion der Eingangsspannung darstellt; und den Halbleiterschalter abhängig von dem Ergebnis des Vergleichs öffnet.
Schaltspannungswandler nach Anspruch 1, worin die Schwelle eine Funktion der Eingangsspannung ist und worin die Funktion zumindest zwei lineare Zweige umfasst, wobei jeder der Zweige einen konstanten Gradienten und Offset aufweist.
Schaltspannungswandler nach Anspruch 1, worin die Steuerschaltung einen Integrator umfasst, der so konfiguriert ist, dass er das Strommesssignal empfängt und dass er das integrierte Strommesssignal bereitstellt.
Schaltspannungswandler nach Anspruch 1, worin die Steuerschaltung eine Schwellengeneratorschaltung umfasst, der so verbunden ist, dass er ein Signal empfängt, welches die Eingangsspannung darstellt und der so konfiguriert ist, dass er eine Schwelle erzeugt, die eine Funktion der Eingangsspannung ist.
Schaltspannungswandler nach Anspruch 4, ferner umfassend einen Komparator, der so verbunden ist, dass er das integrierte Strommesssignal und die Schwelle empfängt, wobei der Komparator so konfiguriert ist, dass er signalisiert, wenn das integrierte Messsignal die Schwelle erreicht, worin der Halbleiterschalter geöffnet ist, wenn der Komparator signalisiert, dass das integrierte Strommesssignal die Schwelle erreicht hat.
Schaltspannungswandler, umfassend: eine Induktivität, die mit einem Anschluss verbunden ist, der im Betrieb mit einer Eingangsspannung gespeist wird; einen Halbleiterschalter, der mit der Induktivität verbunden ist und so konfiguriert ist, dass er einen Eingangsstrom, der in Übereinstimmung mit einem Ansteuersignal durch die Induktivität fließt, freigibt oder ausschaltet; eine Strommessschaltung, die mit der Induktivität oder dem Halbleiterschalter gekoppelt ist und so konfiguriert ist, dass sie ein Strommesssignal erzeugt, das den durch die Induktivität oder den Halbleiterschalter fließenden Eingangsstrom darstellt; eine Steuerschaltung, die so verbunden ist, dass sie das Strommesssignal und ein Signal, das die Eingangsspannung darstellt, empfängt, worin die Steuerschaltung ferner Folgendes umfasst: einen Schwellengenerator, der so verbunden ist, dass er das Signal, das die Eingangsspannung darstellt, empfängt und der so konfiguriert ist, dass er eine Schwelle erzeugt, die eine Funktion der Eingangsspannung ist; einen Integrator, der so verbunden ist, dass er das Strommesssignal als einen Eingangsstrom empfängt und der so konfiguriert ist, dass er ein Signal erzeugt, das den integrierten Eingangsstrom darstellt; einen Komparator, der so verbunden ist, dass er die Schwelle und das Signal, das den integrierten Eingangsstrom darstellt, empfängt und der so konfiguriert ist, dass er angibt, wenn das Signal, das den integrierten Eingangsstrom darstellt, die Schwelle erreicht; und eine Ansteuerschaltung, die so konfiguriert ist, dass sie den Halbleiterschalter in Übereinstimmung mit einem Taktsignal periodisch schaltet und dass sie den Halbleiterschalter ausschaltet, wenn der Komparator angibt, dass das Signal, das den integrierten Eingangsstrom darstellt, die Schwelle erreicht hat.
Schaltspannungswandler nach Anspruch 6, worin die Ansteuerschaltung einen SR-Pufferspeicher umfasst, der so konfiguriert ist, dass er: als Antwort auf das Taktsignal periodisch gesetzt ist; mit dem Komparator verbunden ist; und rückgesetzt wird, wenn der Komparator angibt, dass das Signal, das den integrierten Eingangsstrom darstellt, die Schwelle erreicht hat; worin der Halbleiterschalter mit einem Ausgang des SR-Pufferspeichers verbunden ist und in Übereinstimmung mit dem Ausgang des SR-Pufferspeichers ein- und ausgeschaltet wird.
Schaltspannungswandler nach Anspruch 6, worin das Signal, das die Eingangsspannung darstellt und das von der Steuerschaltung empfangen wird, ein Teil der Eingangsspannung ist, die bei einem Mittelabgriff eines Widerstandsspannungsteilers abgegriffen wird.
Schaltspannungswandler nach Anspruch 8, worin die Steuerschaltung ferner eine Stromquelle umfasst, die mit einem Mittelabgriff des Spannungsteilers verbunden ist, wodurch bewirkt wird, dass eine Offset-Spannung über den Teil der Eingangsspannung überlagert wird.
Schaltspannungswandler nach Anspruch 6, worin der Schwellengenerator eine erste Serienschaltung, die einen ersten Verstärker und einen ersten Pegelschieber umfasst, und eine zweite Serienschaltung, die einen zweiten Verstärker und einen zweiten Pegelschieber umfasst, um einen ersten und einen zweiten Schwellenwert bereitstellen zu können.
Schaltspannungswandler nach Anspruch 10, worin der Komparator so konfiguriert ist, dass er den ersten oder den zweiten Schwellenwert als Schwelle verwendet.
Schaltspannungswandler nach Anspruch 11, worin der Komparator eine erste Komparatorschaltung, die so konfiguriert ist, dass sie das Signal, das den integrierten Eingangsstrom darstellt, mit dem ersten Schwellenwert vergleicht und eine zweite Komparatorschaltung, die so konfiguriert ist, dass sie das Signal, das den integrierten Eingangsstrom darstellt, mit dem zweiten Schwellenwert vergleicht, umfasst.
Schaltspannungswandler nach Anspruch 12, worin der Komparator ferner ein ODER-Gatter umfasst, das so verbunden ist, dass es die Ausgänge der ersten und der zweiten Komparatorschaltungen kombiniert.
Verfahren zum Betreiben eines Spannungswandlers, der eine Induktivität umfasst, die mit einem Anschluss verbunden ist, der im Betrieb mit einer Eingangsspannung gespeist wird, wobei das Verfahren Folgendes umfasst: das Freigeben und Ausschalten eines Eingangsstroms, der in Übereinstimmung mit einem Ansteuersignal unter Verwendung eines mit der Induktivität verbundenen Halbleiterschalters durch die Induktivität fließt; das Erzeugen eines Strommesssignals, das den Eingangsstrom darstellt, der durch die Induktivität oder den Halbleiterschalter fließt; das regelmäßige Schließen des Halbleiterschalters in Übereinstimmung mit einer Taktfrequenz; das Integrieren des Strommesssignals und somit Bereitstellen eines integrierten Strommesssignals; das Vergleichen des integrierten Strommesssignals mit einer Schwelle, die eine Funktion der Eingangsspannung ist; und das Öffnen des Halbleiterschalters in Abhängigkeit von dem Ergebnis des Vergleichs.
Verfahren nach Anspruch 14, worin die Schwelle eine Funktion der Eingangsspannung ist und die Funktion zumindest zwei lineare Zweige umfasst, wobei jeder Zweig einen konstanten Gradienten und Offset aufweist.
Verfahren nach Anspruch 14, worin das Vergleichen des integrierten Strommesssignals ein Detektieren umfasst, wann das integrierte Strommesssignal die Schwelle erreicht und worin das Öffnen des Halbleiterschalters das Öffnen des Halbleiterschalters als Antwort darauf umfasst, dass das integrierte Strommesssignal die Schwelle erreicht.
Verfahren nach Anspruch 14, ferner umfassend das Erzeugen eines Schwellensignals, dessen tatsächlicher Wert als Schwelle verwendet wird, wobei das Schwellensignal eine Funktion der Eingangsspannung ist.
Verfahren nach Anspruch 17, worin das Schwellensignal tiefpassgefiltert wird, bevor das integrierte Strommesssignal mit der Schwelle verglichen wird.
Verfahren nach Anspruch 17, worin das Erzeugen einer Schwelle das Erzeugen eines ersten und eines zweiten Schwellensignals umfasst.
Verfahren nach Anspruch 19, worin das Erzeugen des ersten und zweiten Schwellensignals Folgendes umfasst: das Empfangen eines Teils der Eingangsspannung; das Beaufschlagen der Eingangsspannung mit einem Offset, wodurch ein erstes Signal bereitgestellt wird; das Verstärken des ersten Signals mit einer ersten bzw. einer zweiten Verstärkung; und das Pegelverschieben des ersten Signals mit einem ersten bzw. einem zweiten Offset; worin das erste Schwellensignal das erste Signal umfasst, das um eine erste Verstärkung verstärkt und durch ein erstes Offset pegelverschoben wurde; und worin das zweite Schwellensignal das erste Signal umfasst, das um eine zweite Verstärkung verstärkt und durch ein zweites Offset pegelverschoben wurde.
Verfahren nach Anspruch 20, worin das Vergleichen des integrierten Strommesssignals Folgendes umfasst: das Vergleichen des integrierten Strommesssignals mit dem ersten Schwellensignal unter Verwendung eines ersten Komparators; das Vergleichen des integrierten Strommesssignals mit dem zweiten Schwellensignal unter Verwendung eines zweiten Komparators; und das Kombinieren der Ausgänge des ersten und des zweiten Komparators.