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Die Erfindung betrifft eine Anordnung zum Übertragen von digitalen Signalen über eine galvanisch trennende Schnittstelle und ein Feldgerät, insbesondere einen Transmitter, umfassend eine solche Anordnung.
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Es ist bekannt, dass über in Leiterplatten (englischer Ausdruck: printed circtuit board, kurz PCB) integrierten Spulen, so genannte Printspulen, Daten übertragen werden können. Dabei befindet sich je auf einer Seite einer Leiterplatte – häufig auf einer Oberflächenlage – zumindest eine Leiterbahn, die so ausgestaltet ist, dass sie als elektrische Spule fungiert. Die Spule ist dabei etwa schneckenförmig in Kreis- oder Rechteckanordnung ausgestaltet.
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Dabei koppeln die auf gegenüberliegenden Seiten der Leiterkarte angeordneten Leiterbahnen induktiv miteinander und können zur Übertragung digitaler Signale genutzt werden. Man spricht hierbei auch von Printübertragern.
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Auf diesem Weg können die Anforderungen des Explosionsschutzes Exi (Zündschutzart eigensicher) an eine ausreichende dielektrische Isolierung zwischen beiden Seiten der galvanischen Trennung einfach sichergestellt werden, ohne dass extra spezifizierte und nach den Anforderungen der Explosionschutznormen ausgelegte Signaltransformatoren verwendet werden müssen. Durch den Verzicht auf Transformatoren können auch die Systemkosten gesenkt werden.
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Folgende Probleme, bestehen jedoch bei Verwendung der Printübertrager: Die Signalstärken sind durch die schlechte induktive Kopplung sehr schwach. Die Printspulenpaare sind nicht nur induktiv, sondern auch stark kapazitiv miteinander verkoppelt, was EMV-Probleme durch das kapazitive Überkoppeln von Störsignalen generiert. Um unter Anwesenheit von EMV-Störungen ein ausreichend gutes Signal-zu Rausch Verhältnis zu erzielen, müssen die Printspulen eine vergleichsweise große Leiterplattenfläche aufweisen, die damit nicht für die Bauteilebestückung zur Verfügung steht. Dadurch, dass der ohmsche Widerstand der Printspulen im Verhältnis zu ihrer Induktivität sehr hoch ist, können die Spulen keine hohen Impedanzen treiben. Damit wird z. B. für die Sekundärseite die Eingangskapazität einer angeschlossenen Empfangsschaltung sehr bedeutsam.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die bekannten Printübertrager störfester zu machen und so zu modifizieren, dass sie auch bei eingeschränktem Bauraum eingesetzt werden können.
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Die Aufgabe wird gelöst durch eine Anordnung umfassend eine Leiterplatte mit einer Primärspule und einer Sekundärspule, wobei die Primärspule auf der Primärseite auf zumindest einer ersten Lage der Leiterplatte angeordnet ist, wobei die Sekundärspule auf der Sekundärseite auf zumindest einer zweiten Lage der Leiterplatte angeordnet ist, so dass sich die Primärspule und die Sekundärspule gegenüberliegen, wobei die Primärspule und die Sekundärspule die galvanisch trennende Schnittstelle zum Übertragen von digitalen Signalen bilden, und wobei in der Leiterplatte zwischen der Primärspule und der Sekundärspule eine Ableitstruktur angeordnet ist, welche die Primärspule und/oder die Sekundärspule vor durch kapazitive Kopplung zwischen Primärspule und Sekundärspule verursachten Störströmen abschirmt, insbesondere dadurch, dass die Störströme auf die Ableitstruktur abgeleitet werden.
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Werden die jeweiligen Ableitstrukturen wie oben angesprochen verbunden, so leiten diese den überwiegenden Anteil der sich ausbildenden Störströme ab. Damit werden diese Störströme jetzt an der Primärspule und Sekundärspule vorbeigeleitet. Insbesondere die schwächeren sekundärseitigen Signale der für den Empfang genutzten Sekundärspule sind jetzt von weit schwächeren Störkomponenten beeinflusst.
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Für eine einfache und kostengünstige Herstellung ist in einer vorteilhaften Ausgestaltung die Primärspule und/oder die Sekundärspule als Leiterbahn auf/in der Leiterplatte ausgestaltet, und die Ableitstruktur ist als Leiterbahn in der Leiterplatte ausgestaltet.
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Vorteilhafterweise umfassen die Primärspule, Sekundärspule und Ableitstruktur jeweils zwei Lagen der Leiterplatte, wobei die Ableitstruktur zumindest eine Primärableitstruktur und eine Sekundärableitstruktur umfasst und die Primärableitstruktur der Primärspule und die Sekundärableitstruktur der Sekundärspule zugeordnet sind.
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In einer bevorzugten Ausgestaltung befinden sich die Primärableitstruktur und die Sekundärableitstruktur auf verschiedenen Lagen der Leiterplatte, insbesondere auf zwei verschiedenen inneren Lagen der Leiterplatte. Alternativ können die Primärableitstruktur und die Sekundärableitstruktur auf der gleichen inneren Lage der Leiterplatte angeordnet sein.
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Befinden sich die Primärableitstruktur und die Sekundärableitstruktur auf verschiedenen Lagen der Leiterplatte, wird bevorzugt ein Abstand zwischen den entsprechenden Lagen gewählt, der die Vorschriften der „Zündschutzart eigensicher” berücksichtigt. Es kann somit eine galvanische Trennung erreicht werden, die diesen Anforderungen genügt. So ist beispielsweise der Abstand bei entsprechendem Leiterplattenmaterial circa 1 mm.
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Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform umfassen die Primärspule und die Sekundärspule je eine Oberflächenlage, und je eine innere Lage der Leiterplatte. Die Primärspule bzw. die Sekundärspule wird somit aus einer Leiterbahn auf je einer Oberflächenlage und einer Innenlage der Leiterplatte gebildet.
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In einer vorteilhaften Ausgestaltung umfasst die Ableitstruktur keine flächigen Teilsegmente sondern lediglich zusammenhängende, möglichst dünne Einzelleitungen, insbesondere ist die Ableitstruktur fächer-, mäander-, oder schneckenförmig ausgestaltet. Wichtig dabei ist insbesondere, dass die Struktur im mathematisch-topologischen Sinne eine einfach zusammenhängende Fläche bildet, d. h. dass von den dünnen Einzelleitern keine „Leerräume” etwa in Form etwa einer Leiterschleife umschlossen werden. Beispielsweise wäre eine gitterförmige Struktur nicht optimal, da sich um die Maschen des Gitters herum Leiterschleifen bilden können, die für Primär- und Sekundärspule als Kurzschlusswindung wirken können.
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Besonders bevorzugt ist die Ableitstruktur mit Masse verbunden. Weiter ist besonders bevorzugt, dass die Primärableitstruktur mit Masse der Primärseite, und die Sekundärableitstruktur mit Masse der Sekundärseite verbunden sind. Werden die jeweiligen Ableitstrukturen mit den jeweiligen Massepotentialen verbunden, so leiten diese den überwiegenden Anteil der sich ausbildenden Störströme ab. Damit werden diese Störströme jetzt an den Spulen vorbeigeleitet.
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In einer vorteilhaften Ausgestaltung werden die digitalen Signale in Form von Impulsen bei Pegelwechseln übertragen, insbesondere entspricht ein digitaler Pegelwechsel 0 -> 1 einem positiven Impuls und ein Pegelwechsel 1 -> 0 einem negativen Impuls, oder umgekehrt. So können die Signale mit relativ geringer Leistung übertragen werden.
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Um dies zu realisieren umfasst die Anordnung bevorzugt eine Treiberschaltung zum Einkoppeln der digitalen Signale in die Primärspule, wobei die Treiberschaltung eine Ausgangsimpedanz aufweist und über einen Koppelkondensator an die Primärspule angeschlossen ist. Bei geeigneter Dimensionierung von Koppelkondensator und Ausgangsimpedanz ist es möglich, unerwünschte Serienresonanzschwingungen vorteilhaft zu unterdrücken.
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In einer vorteilhaften Ausführungsform bildet der Koppelkondensator und die Primärspule einen Serienresonanzkreis mit einer Resonanz und einer Periodendauer, und die durch die Ausgangsimpedanz und den Koppelkondensator gebildete Dämpfungszeitkonstante ist mit t1 = R1·C1 größer oder gleich 10% der Periodendauer. Um dies zu realisieren wird der Koppelkondensator entsprechend groß gewählt. In einer zusätzlichen Ausführungsform ist die Dämpfungszeitkonstante t1 kleiner als der Kehrwert der Übertragungsfrequenz der digitalen Signale. Die eigentlichen digitalen Signale werden somit nicht durch überlagernde Resonanzen des Schwingkreises gestört.
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Bevorzugt umfasst die Anordnung eine Empfangsschaltung zum Auskoppeln der digitalen Signale aus der Sekundärspule, wobei die Empfangsschaltung einen Schmitt-Trigger umfasst, wobei ein Kontakt der Sekundärspule mit dem Eingang des Schmitt-Triggers verbunden ist, und wobei die Empfangsschaltung eine Unterschaltung umfasst, die den Signalpegel des Ausgangs des Schmitt-Triggers bei Abwesenheit von Impulsen auf der Sekundärspule konstant beibehält, insbesondere ist der Ausgang des Schmitt-Triggers als Rückkopplung mit dem Eingang des Schmitt-Triggers verbunden. Wie erwähnt erfolgt die Übertragung der digitalen Signale in Impulsen. Mit der beschriebenen Empfangsschaltung kann gewährleistet werden, dass auch in Abwesenheit von Impulsen ein Signal am Ausgang anliegt.
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In eine vorteilhaften Ausführungsform enthält die Sekundärseite eine mit einer ersten Versorgungsspannung betriebene Auswerteschaltung, welche die über die galvanisch trennende Schnittstelle übertragenen digitalen Signale verarbeitet, und der an die Sekundärspule angeschlossene Schmitt-Trigger mit einer von der ersten Versorgungsspannung abweichenden, insbesondere einer geringeren, zweiten Versorgungsspannung betrieben wird, und den Signalpegel am Ausgang des Schmitt-Triggers mittels eines Pegelumsetzers auf den Signalpegel der ersten Versorgungsspannung umgewandelt wird. So kann der Signalpegel am Ausgang auf den gewünschten Wert gesetzt werden, insbesondere wird der Signalpegel erhöht. Durch die beschriebene galvanische Trennung und die Übertragung über die Primärspule und Sekundärspule verliert das Signal an Amplitude, die durch den Pegelumsetzer für nachfolgende Bauteile wieder hochgesetzt wird.
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In einer bevorzugten Ausführungsform umfasst die Unterschaltung zumindest ein Dämpfungsglied, insbesondere zumindest einen Widerstand, wobei das Dämpfungsglied insbesondere in der Rückkopplung zwischen dem Ausgang und dem Eingang des Schmitt-Triggers angeordnet ist. So kann eine an der Sekundärspule auftretende Schwingung bedämpft werden.
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Es ist entscheidend, dass zumindest die Sekundärableitstruktur vorhanden ist, die einen Signalpfad anbietet, der niederimpedanter ist als der Störsignalpfad über die Sekundärspule. Vorteilhafterweise ist im Fall zweilagiger Spulen (d. h. einer Oberflächenlage und einer Innenlage der Leiterplatte) dann der Eingang des Schmitt-Triggers mit der Innenlage der Leiterplatte verbunden, so dass von außen eingreifende elektrische Störfeldlinien unmittelbar nur die bezüglich der Störwirkung unkritischeren Leiterstrukturen erreichen können, welche nicht direkt an den empfindlichen Schmitt-Trigger-Eingang angeschlossen sind.
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Bevorzugt ist am Eingang des Schmitt-Triggers eine erste Diode mit Kathode gegen die zweite Versorgungsspannung und Anode gegen den Eingang des Schmitt-Triggers geschaltet, und eine zweite Diode ist mit Kathode gegen den Eingang des Schmitt-Triggers und Anode gegen Masse der Sekundärseite geschaltet. Mit einer derartigen Verschaltungen lassen sich gegebenenfalls ausbildende parasitäre Schwingungen, z. B. aufgrund unvermeidlicher Parallelkapazitäten, innerhalb der Spulen vorteilhaft unterdrücken.
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Die Aufgabe wird weiter gelöst durch ein Feldgerät, insbesondere einen Transmitter, der Prozessautomatisierungstechnik umfassend eine wie vorstehend beschriebene Anordnung.
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In einer Ausgestaltung werden die digitalen Signale einem Sensor zugeführt.
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Die Erfindung wird anhand der nachfolgenden Figuren näherer erläutert. Es zeigen
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1 das erfindungsgemäße Feldgerät umfassend eine erfindungsgemäße Anordnung samt Sensor,
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2a die erfindungsgemäße Anordnung im Querschnitt,
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2b die erfindungsgemäße Anordnung in einer Ausgestaltung im Querschnitt,
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2c die erfindungsgemäß Anordnung aus 2b in einer Draufsicht auf die Primärspule mit Ableitstruktur, und
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3 die Treiberschaltung und Empfangsschaltung der erfindungsgemäßen Anordnung.
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Wenn nicht anderweitig beschrieben sind in den Figuren gleiche Merkmale mit gleichen Bezugszeichen gekennzeichnet.
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Die erfindungsgemäße Anordnung in seiner Gesamtheit hat das Bezugszeichen 1 und ist in 1 als Teil des erfindungsgemäßen Feldgeräts 20 dargestellt.
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Zunächst soll auf ein erfindungsgemäßes Feldgerät 20 eingegangen werden bei dem die erfindungsgemäße elektronische Schaltung 1 eingesetzt wird. Über eine erste Schnittstelle 23 kommuniziert ein Verbraucher, etwa ein Sensor 21 mit dem Feldgerät 20, also beispielsweise einem Transmitter. Am Transmitter 20 ist ein Kabel 24 vorgesehen, an dessen anderem Ende eine zur ersten Schnittstelle 23 komplementäre zweite Schnittstelle 22 vorgesehen ist. Die Schnittstellen 22, 23 sind als galvanisch getrennte, insbesondere als induktive Schnittstellen ausgestaltet, die mittels einer mechanischen Steckverbindung miteinander koppelbar sind. Über die Schnittstellen 22, 23 werden Daten (bidirektional) und Energie (unidirektional, d. h. von Transmitter 20 zum Sensor 21) gesendet. Die Übertragung der Daten erfolgt in digitaler Form, worauf in der Beschreibung zur 3 näher eingegangen wird.
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Das Feldgerät 20 wird überwiegend in der Prozessautomatisierung angewendet. Bei dem Sensor 21 handelt es sich deswegen etwa um einen pH-, Redoxpotential-, auch ISFET-, Temperatur-, Leitfähigkeit-, Druck-, Sauerstoff-, insbesondere gelöster Sauerstoff-, oder Kohlenstoffdioxidsensor; um einen ionenselektiven Sensor; um einen optischen Sensor, insbesondere einen Trübungssensor, einen Sensor zur optischen Bestimmung der Sauerstoffkonzentration, oder einen Sensor zur Bestimmung der Anzahl von Zellen und Zellstrukturen; um einen Sensor zur Überwachung bestimmter organischer oder metallischer Verbindungen; um einen Sensor zur Bestimmung einer Konzentration einer chemischen Substanz, beispielsweise eines bestimmten Elements oder einer bestimmten Verbindung; oder um einen Biosensor, z. B. einen Glukosesensor. Ebenso ist ein Einsatz in Druck-, Füllstands-, Durchfluss- oder Temperaturmessstellen denkbar.
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Die erfindungsgemäße Anordnung 1 befindet sich im Transmitter 20. Der Transmitter 20 ist mit der Zündschutzart eigensicher ausgestaltet, also als Exi, (englisch: intrinsic safety). In diesen Geräten werden Stromstärke und Spannung auf Werte begrenzt, bei denen keine zündfähige Energie auftritt, sodass eine mögliche Funkenbildung keine Explosion von explosionsfähigen Brennstoff-Luft-Gemischen auslöst. Die Eigensicherheit wird dadurch erreicht, dass mögliche Funken beim Schalten oder bei einem Kurzschluss so wenig Energie freigeben, dass keine Zündung erfolgen kann. Der Innenwiderstand der speisenden Stromquellen ist besonders hoch. In solchen Stromkreisen sind Energiespeicher wie z. B. Kondensatoren nur innerhalb gewisser Grenzen zulässig.
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Der Transmitter 20 ist als Zweileitergerät ausgestaltet. Die Anmelderin vertreibt solche Produkte beispielsweise unter dem Namen „Endress + Hauser Liquiline M CM42”.
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2a zeigt eine erfindungsgemäße Anordnung 1 im Querschnitt. Die Anordnung 1 umfasst eine Leiterplatte PCB aus einem elektrisch isolierendem Basismaterial, etwa FR4. Auf der Leiterplatte PCB befinden sich Leiterbahnen. Die Leiterbahnen werden aus einer dünnen Schicht Kupfer geätzt. Die oberste Lage (englischer Ausdruck: layer) soll mit PCB.top, die unterste Lage als PCB.bottom bezeichnet werden. Sowohl PCB.top als auch PCB.bottom sind Lagen auf der Oberfläche der Leiterplatte PCB, wobei PCB.top und PCB.bottom auf gegenüberliegenden Seiten angeordnet sind. „Gegenüberliegend” soll in diesem Zusammenhang nicht ausschließen, dass die beiden Spulen L1, L2 versetzt zueinander angeordnet sind, d. h. dass ihre Zentren gegeneinander verschoben sind.
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Die Leiterbahnen PCB.top und PCB.bottom sind so ausgestaltet, dass diese jeweils eine Spule L1 bzw. L2 bilden. Die Spulen L1 und L2 sind etwa ring- oder rechteckförmig schneckenförmig ausgestaltet, wie in 2b in der Draufsicht erkennbar. Auf einer ersten Lage der Leiterplatte wird eine Leiterbahn PCB.top schneckenförmig von außen in ein Zentrum geführt, um damit eine Spule auszubilden. Über eine zentral angeordnete Durchkontaktierung wird die Leiterbahn in eine zweite, unterhalb angeordnete Lage (nicht sichtbar) durchverbunden und nach außen geführt.
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2b zeigt eine Ausgestaltung. In 2b wird die Spule L1 gebildet durch zwei Einzelspulen, d. h. die Spule wird nach der Durchkontaktierung in eine zweite, unterhalb angeordnete Lage PCB.inner.L1 ebenfalls schneckenförmig wieder nach Außen geführt. Die in diesen beiden Lagen PCB.top, PCB.inner.L1 ausgebildeten Leiterstrukturen wirken damit als eine Spule.
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Die zwei Lagen PCB.top und PCB.inner.L1 bilden somit die Primärspule L1 auf einer ersten Seite der Leiterplatte PCB. Auf einer zweiten Seite der Leiterplatte PCB wird die Sekundärspule L2 gebildet aus den Lagen PCB.bottom und PCB.inner.L2. Diese beiden Spulen L1, L2 bilden einen Printübertrager 3 als galvanisch trennende Schnittstelle. Die Spulen L1 und L2 können wie in 2a aus einer Lage an Wicklungen oder wie in 2b aus zwei Lagen an Wicklungen bestehen. Selbstredend sind auch noch weitere Lagen an Wicklungen denkbar. Die Primärspule L1 befindet sich auf Primärseite, während sich die Sekundärspule L2 auf Sekundärseite befindet.
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Eine vorteilhafte Ausführungsform bestehen darin, dass man für die Printspulen-Kupferlagen (also etwa PCB.top sowie PCB.bottom und deren jeweils darunter liegende Lage) in der Leiterkarte eine erhöhte Kupferdicke verwendet, z. B. 36 μm und mehr, während man für die Ableitstrukturen 2 nur Standard-Kupferdicken (z. B. 18 μm) nutzt.
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Der Durchmesser der Spulen L1 und L2 beträgt etwa 5 mm.
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Die kapazitive Verkopplung der dabei unmittelbar gegenüberliegenden innenliegenden Leiterstrukturen führt dazu, dass auf diesen Printübertrager 3 signifikante Störsignale eingekoppelt werden können, sofern eine Potentialdifferenz zwischen den Schaltkreisen der Primär- und Sekundärseite besteht. Es entsteht ein elektrisches Feld, wobei dieses elektrische Feld bei zeitlicher Veränderung Verschiebungsströme, so genannte Störströme, verursachen kann, welche sich in einer dem Nutzsignal überlagerten Störspannung äußern.
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Um dies zu vermeiden wird eine fächer-, mäander- oder schneckenförmige Ableitstruktur 2 verwendet. Im gezeigten Beispiel ist die Schirmstruktur fächerförmig ausgeführt. Entscheidend für die Funktionsweise des Prinzips ist jedoch nur, dass die zur Abschirmung verwendete Struktur sich aus dünnen Einzelleitungen, z. B. von einer Breite von höchstens 150 μm, zusammensetzt und im mathematischen Sinne ein „einfach zusammenhängendes Gebiet” bildet, d. h. dass die Einzelleitungen der Ableitstruktur 2 keinerlei Leiterschleife bilden, welche auf die Spulen L1 und L2 als Kurschlusswindung wirken könnte. Damit können in der Ableitstruktur 2 induzierte unerwünschte Wirbelströme keine Schleifen bilden, die große Flächen umschließen. Die sich maximal allenfalls ausbildenden Wirbelstromschleifen bilden sich somit entlang der Kanten der dünnen Einzelleiter, so dass hin- und rückfließende Stromkomponenten somit z. B. 150 μm beabstandet sind. Damit ist die von Wirbelströmen umschlossene Fläche innerhalb der Ableitstruktur 2 in einer Raumrichtung auf z. B. maximal 150 μm begrenzt, so dass die Primärspulen induktiv nicht signifikant beeinflusst werden. Durch die zur Vermeidung von Wirbelströmen erforderlichen Lücken innerhalb der z. B. fächerförmigen Topologie der Ableitstruktur 2 verschlechtert sich gegebenenfalls. die Ableitwirkung. Vorteilhafterweise wird daher auch der Abstand der Einzelleiter innerhalb der Ableitstruktur 2 so klein wie technologisch sicher beherrschbar gewählt, z. B. ebenfalls 150 μm. Der Abstand der Ableitstruktur 2 von den Spulen L1 und L2 sollte aufgrund der Lücken innerhalb der Ableitfläche daher vorteilhafterweise mindestens etwa so groß gewählt werden wie die Breite der Lücken innerhalb der Ableitstruktur 2, so dass die Ableitstruktur 2 einerseits bezüglich der kapazitiven Ableitwirkung nahezu ebenso wirksam ist, wie eine durchgehende Ableitfläche und andererseits bezüglich der induktiven Rückwirkung (als Kurzschlusswindung) auf das Spulenpaar L1/L2 vernachlässigbar ist.
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Die Ableitstruktur 2 kann wie in 2b gezeigt auch aus zwei Lagen, d. h. einer Primärableitstruktur 2.1 und einer Sekundärableitstruktur 2.2, bestehen, wobei die Primärableitstruktur 2.1 mit der Masse der Primärseite und die Sekundärableitstruktur 2.2 mit der Masse der Sekundärseite verbunden sind. In einer bevorzugten Ausgestaltung befinden sich die Primärableitstruktur und die Sekundärableitstruktur – wie eben beschrieben – auf verschiedenen Lagen der Leiterplatte, insbesondere auf zwei verschiedenen inneren Lagen der Leiterplatte. Alternativ können die Primärableitstruktur und die Sekundärableitstruktur auf der gleichen inneren Lage der Leiterplatte angeordnet sein. Befinden sich die Primärableitstruktur und die Sekundärableitstruktur auf verschiedenen Lagen der Leiterplatte, wird bevorzugt ein Abstand zwischen den entsprechenden Lagen gewählt, der die Vorschriften der „Zündschutzart eigensicher” berücksichtigt. Der Abstand zwischen Primärableitstruktur und Sekundärableitstruktur beträgt dann etwa 1 mm.
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Die Konsequenz des Einbaus der Ableitstruktur 2 ist, dass Primär- und Sekundärseite zwar weiterhin kapazitiv verkoppelt sind und damit auch weiterhin kapazitive Störströme zwischen Primär- und Sekundärseite fließen. Werden die jeweiligen Ableitstrukturen wie oben angesprochen mit den jeweiligen Massepotentialen verbunden, so leiten diese den überwiegenden Anteil der sich ausbildenden Störströme ab. Damit werden diese Störströme jetzt an den Spulen L1, L2 vorbeigeleitet. Insbesondere die schwächeren sekundärseitigen Signale der für den Empfang genutzten Sekundärspule L2 sind jetzt von weit schwächeren Störkomponenten beeinflusst.
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Die Ableitstruktur 2 wird gebildet aus einer inneren Lage PCB.inner.2 in der Leiterplatte PCB. Bei der oben genannten Ausführungsform mit zwei Ableitstrukturen 2.1 und 2.2 wird die Ableitstruktur gebildet durch die zwei inneren Lagen PCB.inner.2.1 und PCB.inner.2.2.
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Für die Wirksamkeit der Abschirmung 2 ist vor allem wichtig, dass die Sekundärspule L2 keine Störströme weiterleiten. Da die Signalpegel auf der Primärseite weit stärker sind, sind auch Ausführungsformen denkbar, bei denen nur eine, dann vorteilhafterweise sekundärseitig angeschlossene Ableitstruktur 2.2 vorhanden ist.
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Es ist entscheidend, dass zumindest eine sekundärseitige Ableitstruktur 2.2 vorhanden ist, die einen Signalpfad anbietet, der niederimpedanter ist als der Störsignalpfad über die Sekundärspule L2. Vorteilhafterweise wird deswegen auch der erste Anschluss L2.1 der Sekundärspule, der an den Eingang 7.in des Schmitt-Triggers 7 (siehe unten) geht, an der Innenlage PCB.inner.L2 der Leiterplatte PCB abgegriffen und der unkritischere Anschluss L2.2 in der Oberflächenlage PCB.bottom geführt.
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Ein Nachteil des Einbaus der Ableitstruktur 2 besteht darin, dass die Spulen L1, L2 stärker kapazitiv gegen das jeweilige (primärseitige bzw. sekundärseitige) Erd- bzw. Massepotential verkoppelt sind. Die Ableitstruktur 2 wirkt quasi als Kondensatorplatte, welche einer durch die innen liegende Leiterstruktur gebildeten zweiten Kondensatorplatte gegenüber liegt. In Kombination mit dem hohen ohmschen Widerstand resultiert daraus eine Verringerung der generierten Signalpegel. Bei Einbau der Schirmstruktur werden an die Auswertung der elektrischen Signale deswegen höhere Anforderungen gestellt.
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Die Treiberschaltung 4 und Empfangsschaltung 5 zur Ansteuerung und Auswertung für den Printübertrager 3 sieht sich im Kern mit den folgenden zwei Herausforderungen konfrontiert: Stromaufnahme der Schaltung sowie geringe Signalpegel und sehr schnelle Signaltransienten auf der Sekundärseite.
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Beim Einsatz im explosionsgeschützten Bereich ist ein typisches Merkmal der elektrischen Schaltungen, dass diese sich aus einem extrem limitierten Leistungsbudget versorgen müssen. Die unmittelbare Konsequenz besteht z. B. darin, dass sehr stromsparende Operationsverstärker oder Komparatoren eingesetzt werden müssen. Nun besteht jedoch der unmittelbare physikalische Zusammenhang, dass rauscharme und schnelle Analogschaltungen zwangsläufig höhere Stromaufnahmen aufweisen als stärker rauschende langsame Schaltkreise.
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Die digitalen Signale sollen im Folgenden zur Illustration ohne Einschränkung im Beispiel als UART-Signale betrachtet werden (englisch: Universal Asynchronous Receiver Transmitter, kurz UART). Dabei ist ein UART ist eine elektronische Schaltung, die zur Realisierung von digitalen seriellen Schnittstellen dient. Dabei kann es sich sowohl um ein eigenständiges elektronisches Bauelement (ein UART-Chip bzw. -Baustein) oder um einen Funktionsblock eines höherintegrierten Bauteils (z. B. eines Mikrocontrollers) handeln. Eine UART-Schnittstelle dient zum Senden und Empfangen von Daten über eine Datenleitung. Die Daten werden als serieller digitaler Datenstrom mit einem fixen Rahmen übertragen, der aus einem Start-Bit, fünf bis maximal neun Datenbits, einem optionalen Parity-Bit zur Erkennung von Übertragungsfehlern und einem Stopp-Bit besteht.
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Das Übertragungsverfahren gliedert sich in drei funktionale Teile. Zum einen die Ansteuerung des Übertragers 3 auf der Primärseite über eine Treiberschaltung 4, der Übertrager 3 selbst, und die Rekonstruktion des Signals auf der Sekundärseite über eine Empfangsschaltung 5.
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Zur Signalübertragung mit lediglich niedrigen Leistungen wie im oben beschrieben Beispiel zu einem Sensor 21, ist es besonders sinnvoll Impulse für die Übertragung zu verwenden. Dabei werden die Flanken des Eingangssignals dig.in in kurze Impulse umgewandelt. Eine positive Flanke entspricht einem positivem Impuls, eine negative Flanke einem negativem Impuls (oder umgekehrt).
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Über die Treiberschaltung 4 werden die digitalen Signale dig.in in die Primärspule L1 eingekoppelt. Die Treiberschaltung 4 umfasst eine Ausgangsimpedanz R1 und einen Koppelkondensator C1, der an die Primärspule L1 angeschlossen ist. Beispielsweise generiert die Treiberschaltung 4 ein Rechtecksignal, z. B. mittels einer Brückenschaltung in Form einer Halb- oder Vollbrücke. Der Vorteil einer aus zwei gegenphasig angesteuerten Halbbrücken gebildeten Vollbrücke besteht darin, dass um den Preis von mehr Schaltungsaufwand im Vergleich zur Halbbrücke in der Treiberschaltung 4 die doppelten Spannungspegel des Rechtecksignals generiert werden können. Vorteilhafterweise enthält die Treiberschaltung Digitalgatter z. B. der Familie 74LVC, welche die Vorteile niedriger Stromaufnahme, geringer Querstromverluste und geringer Ausgangsimpedanz miteinander vereinen. Die Halbbrücken würden dann durch die p- und n-Kanal-Transistoren der Digitalgatterausgänge gebildet.
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Der Koppelkondensator C1 und die Primärspule L1 bilden einen Serienresonanzkreis mit einer Resonanz und einer Periodendauer T1. Die Dämpfungszeitkonstante t1 wird mit t1 = R1·C1 berechnet und die Komponenten so gewählt, dass die Dämpfungszeitkonstante t1 größer oder gleich 10% der Periodendauer T1 ist. Die Serienresonanz zwischen C1 und L1 ist damit so stark bedämpft, dass unerwünschte Oszillationen so stark unterdrückt werden, dass diese nicht zu einer Fehlfunktion der Schaltung führen können. Beispielsweise können L1 und C1 so dimensioniert werden, dass sich eine effektive Stromimpulsdauer von etwa 200 ns ergibt. In einer Ausgestaltung ist die Dämpfungszeitkonstante t1 kleiner als der Kehrwert der Übertragungsfrequenz der digitalen Signale.
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Die Wandlung der digitalen Signale in Impulse ist in 3 durch das Bezugszeichen 6 symbolisiert. Für diese Wandlung gibt es verschiedene Ausgestaltungsmöglichkeiten.
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So kann etwa das digitale Signal, gegebenenfalls verstärkt, auf einen ersten Kontakt L1.1 der Primärspule L1 und invertiert auf einen zweiten Kontakt L1.2 der Primärspule L1 geleitet werden. Durch diese Beschaltung ergibt sich gegenüber Beschaltung ohne invertierenden Verstärker eine doppelte Spannung an der Primärspule L1 und damit ein erhöhtes Signal auf der Sekundärseite.
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Für die Auswertung der etwa 200 ns-Impulse benötigt man schnelle Auswerteschaltungen, z. B. einen Komparator mit einer Propagationszeit von < 100 ns und externer Beschaltung für einen Schmitt-Trigger, welcher die gewünschte Hysterese realisiert. Derart schnelle Analog-Komparatoren benötigen jedoch sehr hohe Betriebsströme, die in der Praxis im Budget von Zweileitergeräten nicht unter zu bringen sind.
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An Stelle von schnellen Analog-Komparatoren werden Digitalgatter 7 mit Schmitt-Trigger-Eingang verwendet, bei denen Hysterese und Umschaltschwelle jedoch schlecht definiert und insbesondere nicht einstellbar ist. Insbesondere ist der Schmitt-Trigger 7 als low-power-Gatter, beispielsweise aus der 74AUP-Serie, ausgestaltet. Der Schmitt-Trigger 7 weist geringe Eingangskapazitäten auf und belastet damit die Signale der Sekundärspule L2 kapazitiv nur vergleichsweise schwach.
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In einer Ausgestaltung wird der Schmitt-Trigger 7 mit einer einstellbaren Betriebsspannung VDD2 versorgt. Über den Umweg der Betriebsspannung VDD2 lässt sich damit die am Eingang 7.in wirksame Hysterese und Umschaltschwell-Höhe steuern.
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Um die Ausgangssignale des Schmitt-Triggers 7 auf die für die Weiterverarbeitung erforderlichen Logikpegel umzusetzen wird ein Pegelumsetzer 8 eingesetzt. Der Pegelumsetzer 8 wird mit einer weiteren, gegenüber der Betriebsspannung VDD2 erhöhten, Betriebsspannung VDD1 versorgt um die Pegel am Eingang 8.in auf einen höheren Wert zu setzen. Als Pegelumsetzer wird etwa ein Umsetzer aus der 74LVC-Familie eingesetzt, welche im Vergleich zu Logikfamilien wie 74AUP höhere Eingangskapazitäten aufweist, aber dafür auch höhere Ausgangsspannungen treiben kann und niederohmigere Ausgangstreiber verbaut hat. Der Pegelumsetzer 8 weist insbesondere einen niederohmigen Ausgang auf. Es ist eine Auswerteschaltung 11, z. B. ein Mikrocontroller, vorgesehen, der die über die galvanisch trennende Schnittstelle 3 übertragenen digitalen Signale verarbeitet. Der Ausgang ist als dig.out bezeichnet.
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Es ist weiter eine Unterschaltung 9 vorgesehen, die den Signalpegel am Ausgang 7.out des Schmitt-Triggers 7 in Abwesenheit von Impulsen konstant beibehält. Dazu umfasst die Unterschaltung 9 eine Rückkopplung des Ausgangs 7.out des Schmitt-Triggers 7 auf den Eingang 7.in des Schmitt-Triggers 7. Es ist zumindest ein Dämpfungsglied 10 vorgesehen, das die Schwingungen der Impulse an der Sekundärspule L2 abdämpft, insbesondere sich potentiell ausbildende Eigenresonanzschwingungen der Spule L2. Derartige störende Eigenresonanzschwingungen können z. B. durch parasitär wirksame Kondensatoren zwischen den Anschlüssen L2.1 und L2.2 erzeugt werden, welche zusammen mit der Induktivität L2 einen Parallelschwingkreis bilden können.
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Weiter sind am Eingang 7.in des Schmitt-Triggers 7 zwei Dioden D1 und D2 angeschlossen. D1 ist gegen die erste Betriebsspannung VDD2, D2 in gleicher Richtung gegen Masse geschaltet. Der Vorteil dieser Schaltungsmaßnahme ist aus folgendem Beispiel ersichtlich. Es wird angenommen, dass sich sowohl Ausgangs- als auch Eingangssignal initial auf einem logischen 0-Pegel befinden und der Schmitt-Trigger auf der Sekundärseite mit einer Versorgungsspannung VDD2 von 1 V betrieben wird.
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Initial befinden sich somit sowohl die Signale 7.in und 7.out auf einem Spannungspegel von 0 V. Erfolgt ein Pegelwechsel 0 -> 1 am Eingangssignal der Primärseite, so wird in die Primärspule L1 ein positiver Strompuls eingeprägt. Dieser Impuls generiert an der Sekundärspule L2 ein Spannungssignal von beispielsweise 0,8 V. Die am Eingang des Schmitt-Triggers 7.in anliegende Spannung überschreitet damit die, beispielsweise bauartbedingte, sich bei VDD2/2 = 0.5 V befindliche Umschaltschwelle und führt dazu, dass der Ausgang des Schmitt-Triggers auf die Spannung VDD2 = 1 V umschaltet. Da die Sekundärspule L2 zwischen Schmitt-Trigger-Ausgang 7.out und -Eingang 7.in verschaltet ist, ergäbe sich nach erfolgter Umschaltung des Ausgangs am Eingang des Schmitt-Triggers ohne Diode D1 eine Spannung von etwa 1 V + 0.8 V = 1,8 V am Ausgang 7.in. Die Diode D1 leitet diese Überspannung jedoch ab, so dass am Eingang sich nur mehr eine Überspannung von VDD2 + Vdiode = 1 V + 0.4 V = 1.4 V einstellt. Die Diode D1 schützt damit einerseits den Eingang des Schmitt-Triggers 7.in vor Überspannung, anderseits sorgt sie dafür, dass transiente Überspannungen nicht zu Oszillationen hoher Spannungsamplitude führen, welche den Schmitt-Trigger 7 zu einem unerwünschten Umschalten auf den 0-Pegel anregen könnten.
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Diode D2 wirkt in entsprechender Weise zur Unterdrückung von Unterspannungen am Eingang 7. in, die bei Pegelwechseln 1 -> 0 auftreten können und begrenzt diese auf maximal circa –0.4 V.
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Über- und Unterspannungspegel sind insbesondere deswegen unerwünscht, da die Sekundärspule L2 zwischen den Anschlüssen L2.1 und L2.2 eine gewisse unvermeidliche Koppelkapazität aufweist, welche zusammen mit der Sekundärspule L2 einen Parallelschwingkreis mit einer Parallelresonanzfrequenz aufweisen. Liegt initial am Anschluss L2.1 ein Überspannungs- oder Unterspannungspegel an, wird sich zwischen den Anschlüssen L2.1 und L2.2 eine gedämpfte Schwingung mit etwa der Parallelresonanzfrequenz ausbilden. Der Vorteil des Hinzufügens des Widerstands 10 ist, dass diese Schwingung zusätzlich bedämpft wird und damit schneller abklingt.
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Der Vorteil der Dioden D1 und D2 besteht darin, dass die maximale Spannungsamplitude dieser unerwünschten Schwingungen auf die Vorwärtsspannung der Dioden begrenzt wird. Verwendet man z. B. Dioden mit einer Vorwärtsspannung von circa 0.4 V so ist damit sichergestellt, dass die Umschaltspannung des Schmitt-Triggers von circa VDD2/2 = 0.5 V durch die unerwünschten Parallelresonanzschwingungen nicht mehr überschritten werden kann.
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Bezugszeichenliste
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- 1
- Anordnung
- 2
- Ableitstruktur
- 2.1
- Primärableitstruktur
- 2.2
- Sekundärableitstruktur
- 3
- galvanisch trennende Schnittstelle
- 4
- Treiberschaltung
- 5
- Empfangsschaltung
- 6
- Impulswandlung
- 7
- Schmitt-Trigger
- 7.in
- Eingang zu 7
- 7.out
- Ausgang zu 7
- 8
- Pegelumsetzer
- 8.in
- Eingang zu 8
- 9
- Unterschaltung von 5
- 10
- Dämpfungsglied
- 20
- Feldgerät
- 21
- Sensor
- 22
- Erste Schnittstelle
- 23
- Zweite Schnittstelle
- 24
- Kabel
- dig.in
- eingehende digitale Signale
- dig.out
- ausgehende digitale Signale
- C1
- Kondensator
- L1
- Primärspule
- L1.1
- Erster Kontakt von L1
- L1.2
- Zweiter Kontakt von L1
- L2
- Sekundärspule
- PCB
- Leiterplatte
- PCB.bottom
- Unterste Lage von PCB
- PCB.inner.L1
- Innere Lage von PCB
- PCB.inner.L2
- Innere Lage von PCB
- PCB.inner.2
- Innere Lage von PCB
- PCB.inner.2.1
- Innere Lage von PCB
- PCB.inner.2.2
- Innere Lage von PCB
- PCB.top
- Oberste Lage auf PCB
- R1
- Widerstand
- VDD1
- Erste Versorgungsspannung
- VDD2
- Zweite Versorgungsspannung
