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Technisches Gebiet
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Ausführungsbeispiele
gemäß der Erfindung beziehen
sich auf Verstärkerschaltungen.
Einige Ausführungsbeispiele
beziehen sich auf eine integrierte Verstärkerschaltung für eine Kombination
einer DC (Gleichstrom)-Versorgung und eines HF-(Hochfrequenz-)-Signals
an einem Ausgang des Verstärkers.
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Hintergrund
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Mobile
Anschlüsse
bringen abgesehen von einer Telefonfunktionalität immer mehr unterschiedliche
drahtlose Anwendungen unter, wie z. B. WLAN (Wireless Local Access
Network; drahtloses lokales Zugriffsnetz), GPS (Global Positioning
System; globales Positionierungssystem), Bluetooth und möglicherweise
mobiles Fernsehen. Rauscharme Verstärker (LNAs; low noise amplifiers)
werden häufig
für jede
dieser Anwendungen verwendet, um das Systemempfindlichkeitsverhalten
zu verbessern.
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Aufgrund
einer steigenden Anzahl von Antennen ist es eine große Herausforderung
für Systementwickler,
Antennen in mobilen Anschlüssen
so zu platzieren, um die mobilen Anschlüsse klein zu behalten und gleichzeitig
ein Nebensprechen zwischen den unterschiedlichen Anwendungen zu
vermeiden. Um dieses Nebensprechen oder Koppeln zwischen den verschiedenen
Anwendungen zu reduzieren, kann ein LNA direkt hinter einer entsprechenden
Antenne platziert sein, um eine sogenannte aktive Antenne zu erhalten,
derart, dass die Auswirkung der Umgebung und die Verschlechterung
des Verhaltens aufgrund eines PCB-(Printed Circuit Board; gedruckte
Schaltungsplatine)-Leitungsverlusts beseitigt werden kann. Diese
Art von Topologie kann z. B. häufig in
Notebooks und Klapp-Telefonen angetroffen werden, in denen die Antenne
und der LNA hinter einer LCD (Liquid Crystal Display; Flüssigkristallanzeige) platziert
sind.
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Üblicherweise
weist ein LNA nicht nur Eingangs- und Ausgangs-Anschlüsse für HF-Signalleitungen auf, sondern
ferner zwei oder sogar drei zusätzliche
Anschlüsse
für Gleichstrom-Leistungsversorgung
und Ein/Aus-Steuerleitungen, die mit einer Empfänger-IC (IC = integrated circuit;
integrierte Schaltung) an der Haupt-PCB verbunden sind.
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Zusammenfassung der Erfindung
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Ausführungsbeispiele
gemäß der Erfindung liefern
eine integrierte Verstärkerschaltung,
die einen Eingang, einen Ausgang, einen Transistor mit einem Transistoreingangsanschluss,
wobei der Transistoreingangsanschluss mit dem Eingang der integrierten Verstärkerschaltung
gekoppelt ist, und einem Transistorausgangsanschluss aufweist, wobei
der Transistorausgangsanschluss mit dem Ausgang der integrierten
Verstärkerschaltung
mit Hilfe eines Gleichstromwegs gekoppelt ist, wobei der Gleichstromweg ein
erstes induktives Element und eine parallele Resonanzschaltung aufweist,
wobei die parallele Resonanzschaltung ein zweites induktives Element
und ein kapazitives Element aufweist, wobei das erste induktive
Element und die parallele Resonanzschaltung in Reihe zwischen den
Transistorausgangsanschluss und den Ausgang der integrierten Verstärkerschaltung
geschaltet sind.
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Weitere
Ausführungsbeispiele
gemäß der Erfindung
liefern ein Verfahren zum Bereitstellen einer Gleichstromversorgung
an einem Ausgang einer integrierten Verstärkerschaltung, wobei das Verfahren
das Koppeln eines Transistorausgangsanschlusses eines Transistors
mit dem Ausgang mit Hilfe eines Gleichstromwegs aufweist, wobei
der Gleichstromweg bereitgestellt wird durch Anordnen eines ersten
induktiven Elements und einer parallelen Resonanzschaltung, die
ein zweites induktives Element und ein erstes kapazitives Element
aufweist, in Reihe zwischen den Transistorausgangsanschluss und
den Ausgang.
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Kurze Beschreibung der Zeichnungen
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Ausführungsbeispiele
gemäß der Erfindung werden
detailliert Bezug nehmend auf die folgenden Zeichnungen beschrieben,
in denen:
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1 ein
schematisches Schaltungsdiagramm einer integrierten Verstärkerschaltung
gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung zeigt;
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2 ein
schematisches Schaltungsdiagramm einer integrierten Verstärkerschaltung
gemäß einem
weiteren Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung zeigt;
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3 ein
schematisches Schaltungsdiagramm einer integrierten Verstärkerschaltung
gemäß einem
wiederum weiteren Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung zeigt; und
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4 das
Verhalten der Ausgangsanpassung für die Verstärkerschaltungen gemäß 2 und 3 zeigt.
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Detaillierte
Beschreibung der darstellenden Ausführungsbeispiele Bezug nehmend
auf die nachfolgende Beschreibung sollte darauf hingewiesen werden,
dass dieselben funktionalen Elemente oder funktionale Elemente mit
derselben Wirkung bei verschiedenen Ausführungsbeispielen dieselben
Bezugszeichen aufweisen. Somit sind Beschreibungen dieser funktionalen
Elemente bei den verschiedenen Ausführungsbeispielen, die nachfolgend
beschrieben werden, gegeneinander austauschbar.
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1 zeigt
ein schematisches Schaltungsdiagramm einer integrierten Verstärkerschaltung 10 gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung.
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Die
integrierte Verstärkerschaltung 10 weist einen
Eingangsanschluss 12 für
HF-Eingangssignale einer vorbestimmten Frequenz fRF oder
einen Frequenzbereich fRF ± Δf auf und
einen Ausgangsanschluss 14 für ein HF-Ausgangssignal, das
eine verstärkte
Version des HF-Eingangssignals ist, das in den integrierten Verstärker 10 über den
HF-Eingang 12 eingegeben wird. Der HF-Eingang 12 ist
mit einem Transistoreingangsanschluss eines Transistors 16 gekoppelt,
der ein Bipolar- oder Feldeffekt-Transistor (FET) gemäß Ausführungsbeispielen
der Erfindung sein kann. Ein Transistorausgangsanschluss des Transistors 16 ist
mit dem HF-Ausgang 14 der integrierten Verstärkerschaltung 10 mit
Hilfe eines Gleichstromwegs 20 gekoppelt, wobei der Gleichstromweg 20 ein
erstes induktives Element L1 und eine parallele
Resonanzschaltung 21 aufweist, die ein zweites induktives
Element L2 und ein kapazitives Element C1 aufweist, wobei das erste induktive Element
L1 und die parallele Resonanzschaltung 21 in Reihe
zwischen den Transistorausgangsanschluss und den Ausgang 14 geschaltet
sind.
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Wie
Fachleuten auf dem Gebiet bekannt ist, kann der Transistor 16 in
unterschiedlichen Verstärkertopologien
verwendet werden. Für
Bipolartransistoren sind die unterschiedlichen Topologien gemeinsamer
Emitter, gemeinsame Basis und gemeinsamer Kollektor. Für FETs sind
die unterschiedlichen Topologien gemeinsame Source, gemeinsames
Gate und gemeinsamer Drain.
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Für die Gemeinsamer-Emitter-
oder -Source-Konfiguration entspricht der Transistoreingangsanschluss
dem Steueranschluss des Transistors 16, d. h. Basis- oder
Gate-Anschluss, wobei der Transistorausgangsanschluss dem Senkenanschluss
des Transistors 16 entspricht, d. h. dem Kollektor- oder Drain-Anschluss. Der Emitter
oder die Source können
in diesem Fall mit einem Referenzpotential 22 gekoppelt
sein, das ein Massepotential sein kann, wie in 1 gezeigt.
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Für die Gemeinsame-Basis-
oder -Gate-Konfiguration entspricht der Transistoreingangsanschluss
dem Sourceanschluss des Transistors 16, d. h. Emitter-
oder Source-Anschluss, wobei der Transistorausgangsanschluss dem
Senkenanschluss des Transistors 16 entspricht, d. h. dem
Kollektor- oder Drain-Anschluss.
Die Basis oder das Gate können
in diesem Fall mit dem Referenzpotential 22 gekoppelt sein.
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Für die Konfiguration
von gemeinsamem Kollektor oder Drain entspricht der Transistoreingangsanschluss
dem Steueranschluss des Transistors 16, d. h. Basis- oder
Gate-Anschluss, wobei der Transistorausgangsanschluss dem Source-Anschluss
des Transistors 16 entspricht, d. h. dem Emitter- oder
Source-Anschluss.
Der Kollektor oder Drain kann in diesem Fall mit dem Referenzpotential 22 gekoppelt
sein.
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1 zeigt
ein Ausführungsbeispiel
einer Konfiguration mit gemeinsamem Emitter, wobei das HF-Eingangssignal
von dem Eingang 12 der integrierten Verstärkerschaltung 10 einen
Vorspannungsstrom I1 modulieren kann, der zu dem Basisanschluss
des Bipolartransistors 16 durch eine Stromquelle 18 geliefert
wird. In dem Fall eines FET bei einer Konfiguration mit gemeinsamer
Source könnte das
HF-Eingangssignal aus dem Eingang 12 der integrierten Verstärkerschaltung 10 eine
Vorspannungsspannung modulieren, die zu dem Gate-Anschluss des FET
durch eine Spannungsquelle geliefert wird.
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Obwohl
Ausführungsbeispiele
gemäß der Erfindung
Bezug nehmend auf eine Konfiguration mit gemeinsamem Emitter/Source
des Transistors 16 nachfolgend beschrieben werden, sollte
darauf hingewiesen werden, dass dies nur exemplarisch ist und dass
Ausführungsbeispiele
gemäß der Erfindung nicht
auf Verstärker
in der Konfiguration mit gemeinsamem Emitter/Source beschränkt sind.
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Das
erste induktive Element L1, das als eine Ausgangsanpassungskomponente
dienen kann, weist einen ersten Anschluss 24 auf, der mit
dem Ausgangs- oder Senken-Anschluss des Transistors 16 verbunden
ist, und einen zweiten Anschluss 26, der mit einem ersten
Anschluss 28 der parallelen Resonanzschaltung 21 verbunden
ist. Ein zweiter Anschluss 30 der parallelen Resonanzschaltung 21 entspricht
bei Ausführungsbeispielen
gemäß der Erfindung
dem Ausgangsanschluss 14.
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Einige
Ausführungsbeispiele
weisen ein zweites kapazitives Element C2 auf,
das zwischen den zweiten Anschluss 26 des ersten induktiven
Elements L1 und das Referenz- oder Masse-Potential 22 verbunden
oder geschaltet ist. Der Kapazitätswert des
zweiten kapazitiven Elements C2 ist derart
dimensioniert, dass der Anschluss 26 als sogenannte HF-
oder RF-Masse für
HF-Signale der vordefinierten Frequenz fRF oder
des Frequenzbereichs fRF ± Δf des integrierten
Verstärkers 10 funktioniert.
HF-Masse bedeutet, dass der Signalweg von dem Knoten 26 zur Masse 22 eine
relativ kleine Impedanz für
HF-Signale der spezifizierten
Frequenz fRF ergibt (z. B. eine Impedanz
kleiner als 5 Ohm). In dem Fall, dass die integrierte Verstärkerschaltung 10 für HF-Signale
in dem GHz (Ligahertz)-Frequenzbereich betrieben werden soll, kann
ein angemessener Kapazitätswert
des zweiten kapazitiven Elements C2 im Bereich
von einigen 100 pF (Picofarad) ausgewählt werden. Zum Beispiel kann
die Beziehung 10 pF ≤ C2 ≤ 1000
pF zutreffen. Bei einigen Ausführungsbeispielen
können sogar
größere Kapazitätswerte
verwendet werden.
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Der
gepunktete Kasten 32 zwischen dem ersten Anschluss 24 des
ersten induktiven Elements L1 oder dem Senkenanschluss
und dem Ausgangsanschluss 14 stellt einen Platzhalter für die Anschlüsse 24 und 14 dar,
die als eine Leerlaufschaltung betrieben werden, oder einen Platzhalter
für optionale weitere
reaktive Ausgangsanpassungskomponenten, die zwischen den ersten
Anschluss 24 des ersten induktiven Elements L1 (oder
dem Senkenanschluss des Transistors 16) und den Ausgang 14 geschaltet
sind, wie nachfolgend beschrieben wird.
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Da
das Integrieren einer herkömmlichen HF-Drossel
mit hohem Induktivitätswert
an den Ausgang 14 in einen LNA unmöglich oder zu teuer ist, liefern
Ausführungsbeispiele
gemäß der Erfindung
ein Konzept, um eine solche HF-Drossel mit hoher Induktivität durch
das erste induktive Element L1 und die parallele
Resonanzschaltung 21 zu ersetzen, um eine HF-Drossel und Gleichstromversorgungsfunktionalität für den LNA 10 zu
ermöglichen,
ohne dessen HF-Verhalten zu verschlechtern. Drosselspulen sind Induktivitäten, die
Wechselstromfrequenzströme (AC;
alternating current; Wechselstrom) von bestimmten Bereichen einer
Hochfrequenzschaltung isolieren. Drosseln hängen von der Eigenschaft der Selbstinduktivität für ihre Operation
ab. Sie werden verwendet, um Wechselstrom zu blockieren, während Gleichstrom
läuft.
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2 zeigt
ein Schaltungsdiagramm für
eine integrierte Verstärkerschaltung 40 gemäß einem
weiteren Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung.
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Bei
der Verstärkerschaltung 40,
die in 2 gezeigt ist, ist der gepunktete Platzhalterkasten 32 durch
ein drittes kapazitives Element C3 ersetzt,
das zwischen den Senkenanschluss 24 des Transistors 16 und
den Ausgangsanschluss 14 geschaltet ist. Das dritte kapazitive
Element C3 funktioniert dadurch als eine
Ausgangsanpassungskomponente. Somit sind in 2 das erste
induktive Element L1 und das dritte kapazitive
Element C3 Anpassungskomponenten für den LNA-Entwurf.
Ferner liefert das dritte kapazitive Element C3 bei
einigen Ausführungsbeispielen
einen Haupt-HF-Weg zwischen dem Transistorausgangsanschluss und
dem Ausgang 14.
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Die
zusätzliche
integrierte, chipinterne, parallele Resonanzschaltung
21,
die das zweite induktive Element L
2 und
das erste kapazitive Element C
1 aufweist,
hat die folgenden Funktionen: Es ist weitgehend bekannt, dass eine
parallele LC-Schaltung bei einer gegebenen Frequenz FR
F in
Resonanz versetzt werden kann. Bei dieser gegebenen Resonanzfrequenz
f
RF sind die Reaktiv-Zweig-Ströme durch
das zweite induktive Element L
2 und das
erste kapazitive Element C
1 gleich und entgegengesetzt.
Somit heben sie einander auf, um einen Minimalstrom in der Hauptleitung
zu ergeben, d. h. der Leitung von Knoten
26 zu Knoten
28.
Da der Gesamtstrom von Knoten
26 zu Knoten
28 in
dem Fall der Resonanz minimal ist, ist die Gesamtimpedanz der parallelen LC-Schaltung
21 maximal.
Unter idealen Umständen kann
die Resonanzfrequenz f
RF der Resonanzschaltung
21 berechnet
werden gemäß
Für Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung
entspricht die Resonanzfrequenz f
RF der
Resonanzschaltung
21 der Betriebsfrequenz des LNA
10,
40. Anders
ausgedrückt
unterscheidet sich bei einigen Ausführungsbeispielen die Resonanzfrequenz
der parallelen Resonanzschaltung nicht um mehr als 10 von einer
Betriebsfrequenz des Verstärkers.
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Durch
ihre Resonanz bei der Resonanzfrequenz fRF ermöglicht die
parallele Resonanzschaltung 21 eine HF-Drosselfunktion
an dem Ausgang der integrierten, rauscharmen Verstärkerschaltung 40.
Anders ausgedrückt
ermöglicht
sie, dass ein Gleichstromsignal, wie z. B. eine Versorgungsspannung
oder ein Versorgungsstrom, von dem Ausgangsanschluss 14 zu/mit
dem Ausgangsanschluss oder Senkenanschluss 24 des Transistors 16 über den
Signalweg verbunden oder geleitet wird, der das erste induktive
Element L1 und das zweite induktive Element
L2 aufweist. Gleichzeitig, wenn sie in Resonanz
ist, liefert die parallele Resonanzschaltung 21 eine hohe
Impedanz für
HF-Signale mit der gegebenen Resonanzfrequenz fRF.
Das heißt,
HF-Signale, die durch den Transistor 16 verstärkt werden,
erreichen den Ausgang 14 hauptsächlich über das dritte kapazitive Element
C3. Bei einigen Ausführungsbeispielen ist die parallele
Resonanzschaltung 21 derart konfiguriert, dass eine Impedanz
der parallelen Resonanzschaltung 21 bei einer Betriebsfrequenz
fRF des integrierten Verstärkers zumindest
5 mal höher ist
als eine Impedanz des dritten kapazitiven Elements C3.
Ferner bietet die parallele Resonanzschaltung 21 zusätzliche
reaktive Abstimmelemente (L2, C1)
zur Ausgangsanpassung, was besonders nützlich ist für eine Schmalbandanpassung.
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Aufgrund
der Resonanz der parallelen LC-Schaltung 21 kann die integrierte,
rauscharme Verstärkerschaltung,
die in 2 gezeigt ist, geeignet sein für Schmalbandanwendungen. Es
ist für Fachleute
auf dem Gebiet offensichtlich, dass die Nennwerte der induktiven
und kapazitiven Elemente der integrierten Verstärkerschaltung 40 von
der Frequenz fRF oder dem Frequenzbereich
fRF + Δf
der HF-Signale abhängen,
die verstärkt
werden sollen. Für
HF-Signale in dem GHz-Bereich sind die Nennwerte des ersten und
zweiten induktiven Elements L1, L2 in dem Bereich von ungefähr 0,1 nH
bis ungefähr 1000
nH (nH = Nano-Henry), und die Nennwerte des ersten kapazitiven Elements
und des dritten kapazitiven Elements C1,
C3 sind in dem Bereich von 0,1 pF bis 1000
pF. Aufgrund der begrenzten Werte der reaktiven Elemente der integrierten
Verstärkerschaltung 40 ist
es möglich,
die ganze Verstärkerschaltung 40 auf
ein gemeinsames Halbleitersubstrat zu integrieren.
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Ein
anderes Konzept einer integrierten Verstärkerschaltung für eine Kombination
einer Gleichstromversorgung und einer HF-Signalleitung an dem Ausgang 14 des
Verstärkers
ist in 3 gezeigt.
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Hier
sind der Ausgangsanschluss oder Senkenanschluss 24 des
Transistors 16 und der Ausgangsanschluss 14 nicht
mit Hilfe eines kapazitiven Elements verbunden, wie bei dem Ausführungsbeispiel
von 2. Stattdessen sind das erste induktive Element
L1 und das zweite induktive Element L2 in oder auf dem Halbleitersubstrat derart
integriert, um einem Transformator T1 zu bilden. Die Gleichstromversorgungsverbindung
von dem Ausgangs- oder Senken-Anschluss 24 des Transistors 16 zu
dem Ausgang 14 ist durch den Knoten 26 (gemeinsame HF-Masse)
des Transformators T1 realisiert, wobei das erste induktive Element
L1 und das zweite induktive Element L2 miteinander verbunden sind. Wiederum ist
der Gleichstromweg von dem Ausgangs- oder Senken-Anschluss 24 des
Transistors 16 zu dem Ausgang 14 durch das erste
und zweite induktive Element L1, L2 realisiert, wie in 3 hervorgehoben ist.
Ein verstärktes
HF-Signal, das an dem ersten induktive Element L1 vorhanden
ist (z. B. eine Spannung) wird zu dem Ausgang 14 des integrierten
Verstärkers
mit Hilfe des Transformators T1 übertragen. Gleichzeitig
kann ein Gleichstromversorgungssignal aus dem Ausgang 14 an
den Senkenanschluss 24 des Transistors 16 über das
erste und zweite induktive Element L1, L2 angelegt werden.
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Bei
diesem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung können
der Transformator T1 und das erste kapazitive Element C1 zur
Ausgangsanpassung verwendet werden. Aufgrund von Breitbandcharakteristika
des Transformators ist die Verstärkerschaltung 50 zum
Beispiel für
Breitbandanwendungen anwendbar. Das Ausführungsbeispiel, das in 3 gezeigt
ist, kann üblicherweise
unter Verwendung eines kleineren Chipbereichverbrauchs im Vergleich
zu dem Ausführungsbeispiel
integriert werden, das in 2 gezeigt
ist.
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4 zeigt
beispielhaft zwei Ausgangsanpassungsverhaltenskurven 62, 64 der
integrierten Verstärkerschaltungen
gemäß 2 und 3,
angewendet bei GPS-(Global Positioning System)-Anwendungen unter Verwendung einer Frequenz
von fRF = 1575,42 MHz.
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Kurve 62 stellt
den Reflexionskoeffizienten s22 über der
Frequenz an dem Ausgang 14 für die integrierte Verstärkerschaltung
gemäß 2 dar,
wobei der Ausgangsanschluss 14 die Gleichstromversorgung
und den HF-Ausgang für
die integrierte Verstärkerschaltung 40 kombiniert.
Die Kurve 64 stellt den Reflexionskoeffizienten s22 über
der Frequenz für die
integrierte Verstärkerschaltung
gemäß 3 dar, bei
der der Ausgangsanschluss 14 die Gleichstromversorgung
und den HF- Ausgang
für die
integrierte Verstärkerschaltung 50 kombiniert.
Wie ersichtlich ist, können
beide integrierten Verstärkerschaltungen an
ihren Ausgängen
gut angepasst sein.
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Unter
Verwendung von Ausführungsbeispielen
gemäß der Erfindung
sind keine zusätzlichen,
externen Komponenten für
die Kombination der Gleichstromversorgung und der HF-Signalleitung an
dem Ausgang 14 eines integrierten Verstärkers erforderlich. Ausführungsbeispiele
gemäß der Erfindung
können
daher die Stiftzahl reduzieren, die für einen LNA erforderlich ist,
und einen Bereich, der für
eine PCB erforderlich ist. Ferner können sie die Anwendungen für aktive
Antennen oder für
Kompaktmodule vereinfachen.
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Zusammenfassend
liefern Ausführungsbeispiele
gemäß der Erfindung
eine chipinterne Integration der Gleichstromversorgungsleitung und
der HF-Signalleitung an den Ausgang eines Verstärkers durch Koppeln eines Transistorausgangsanschlusses
eines Transistors mit dem Ausgang mit Hilfe eines Gleichstromwegs,
wobei der Gleichstromweg bereitgestellt ist durch Anordnen eines
ersten induktiven Elements und einer parallelen Resonanzschaltung,
die ein zweites induktives Element und ein erstes kapazitives Element
aufweist, in Reihe zwischen den Transistorausgangsanschluss und
den Ausgang. Ausführungsbeispiele
gemäß der Erfindung
können den
Schaltungsentwurf vereinfachen und externe Komponenten und den Raum,
der für
den Verstärker erforderlich
ist, reduzieren.
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Während diese
Erfindung im Hinblick auf verschiedene Ausführungsbeispiele beschrieben
wurde, gibt es Änderungen,
Permutationen und Entsprechungen, die in den Schutzbereich dieser
Erfindung fallen. Es sollte ferner darauf hingewiesen werden, dass
es viele alternative Möglichkeiten
zum Implementieren der integrierten Verstärkerschaltungen gemäß Ausführungsbeispielen
gemäß der vorliegenden Erfindung
gibt. Es ist daher vorgesehen, dass die nachfolgenden, angehängten Ansprüche derart
interpretiert werden, dass sie solche Änderungen, Permutationen und
Entsprechungen umfassen, die in das wahre Wesen und den Schutzbereich
der vorliegenden Erfindung fallen.