DE19645417C2 - Eingangsschutz für Verstärker mit großer Bandbreite - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Verstärker mit großer Bandbreite mit einem Verstärker mit einem ersten Eingang, einem zweiten Eingang und einem Bandbreitenbereich, einer Eingangs­ signalquelle mit einer charakteristischen Impedanz, einer Signalbegrenzungsvorrichtung, die zum Empfang des Eingangs­ signals von der Eingangssignalquelle und zum Koppeln einer amplitudenbegrenzten Version des Eingangssignals an den ersten Verstärkereingang ausgelegt ist, und einer Übergangs-Signal­ zuführvorrichtung, die zum Koppeln eines Teils des Eingangs­ signals von der Eingangssignalquelle an den zweiten Verstärker­ eingang ausgelegt ist.

Eine ähnliche Schaltung geht im Zusammenhang mit einer Spitzen­ begrenzungsschaltung für Radio- oder Audiosignale aus Fig. 10 und deren Beschreibung aus der US-PS 4 208 548 hervor, mit der jedoch ein anderer Frequenzbereich erfaßt wird. Die vorliegende Erfindung dient insbesondere der Bereitstellung eines Schutzes vor elektrostatischen Entladungen und eines Überspannungs­ schutzes für den eingangs genannten Verstärker.

In der Vergangenheit wurden verschiedene Verfahren eingesetzt, um einen Schutz vor elektrostatischen Entladungen und einen Überspannungsschutz für Verstärker mit großer Bandbreite bereit­ zustellen. Gemäß einem dieser Verfahren ist vorgesehen, eine Diodenbrücke als Signalbegrenzer im Hauptsignalpfad zu verwen­ den, wie es in den Fig. 9 und 10 gezeigt ist.

In Fig. 9 ist eine Eingangsschutzschaltung aus dem Stand der Technik dargestellt, die eine volle Diodenbrücke als Signalbe­ grenzer verwendet. In dieser Schaltung ist der Signalbegrenzer nach dem Eingangsabschlußwiderstand und außerhalb des integrier­ ten Schaltkreises, der den zu schützenden Verstärker enthält, angeordnet. In Fig. 10 ist eine weitere Eingangssignalschutz­ schaltung aus dem Stand der Technik dargestellt, die eine volle Diodenbrücke als Signaleingangsbegrenzer verwendet. Bei dieser Schaltung befindet sich der Begrenzer jedoch zwischen der Ein­ gangsübertragungsleitung und dem Eingangsabschlußwiderstand, und sowohl der Begrenzer als auch der Abschlußwiderstand befinden sich außerhalb des integrierten Schaltkreises, der den zu schüt­ zenden Verstärker enthält.

Wird der Abschlußwiderstand vor die signalbegrenzende Dioden­ brücke geschaltet, wie es in Fig. 9 gezeigt ist, ergeben sich aus dieser Konstellation mindestens vier Vorteile: 1) die Ein­ gangsimpedanz bleibt fast dieselbe, wenn die Diodenbrücke auf­ grund eines Überlastsignals das Eingangssignal von dem positiven Eingangsanschluß des Verstärkers trennt, 2) der Ruhestrom in den Dioden kann relativ niedrig sein, da die Eingangsimpedanz des Verstärkers hoch ist, 3) die von der Brücke bewirkte Dämpfung ist gering (wiederum aufgrund der Tatsache, daß die Eingangs­ impedanz des Verstärkers hoch ist), und 4) die an den negativen Verstärkereingang angelegte Offsetspannung wirkt sich nur wenig auf die Linearität der den Signaleingang begrenzenden Dioden­ brücke aus. Diese Anordnung hat auch zwei Nachteile: A) ein Teil der Bandbreite geht durch den Reihenwiderstand der Dioden und durch die mit der Diodenbrücke einhergehenden Kapazitäten und ihre Vorspannkomponenten verloren, und B) das Rauschen verstärkt sich aufgrund der Erhöhung des sich mit dem positiven Verstär­ kereingang in Reihe befindlichen Widerstands.

Wird der Abschlußwiderstand hinter der signalbegrenzenden Dio­ denbrücke angeordnet, wie es in Fig. 10 gezeigt ist, verbessert sich die erzielbare Bandbreite, zumindest dann, wenn die resul­ tierenden kombinierten Impedanzen erfolgreich nahe an der cha­ rakteristischen Impedanz der Eingangsübertragungsleitung gehal­ ten werden können. Sollen die kombinierten Impedanzen auf die charakteristische Impedanz der Übertragungsleitung abgestimmt gehalten werden, dann erfordern Bandbreiten über 1 GHz, daß die Diodenbrücke typischerweise in einer Hybridschaltung realisiert wird, wodurch sich wiederum die Gesamtkosten erhöhen. Außerdem ist dieser Ansatz in mehrfacher Hinsicht nachteilig: 1) die Signaldämpfung erhöht sich, da der Widerstand der Diodenbrücke, der sich mit dem Abschlußwiderstand in Reihe befindet, einen Spannungsteiler bildet, der die über dem Abschlußwiderstand alleine liegende Spannung verringert, 2) größere Vorspannströme sind erforderlich, um die von der Impedanz der Diodenbrücke verursachte Spannungsdämpfung und Nichtlinearität zu minimieren, und diese größeren Vorspannströme erhöhen den Stromverbrauch und verursachen in diesem Zusammenhang stehende Probleme, 3) Über­ spannungen, die bewirken, daß die signalbegrenzende Diodenbrücke den Signalpfad unterbricht, erzeugen auch relativ große Refle­ xionen, da der Abschlußwiderstand zusammen mit dem Verstärker ebenfalls abgetrennt wird, und 4) es gibt einen verringerten Bereich von Offsetspannungen, die wirkungsvoll an den negativen Eingang des Verstärkers angelegt werden können, ohne eine Nicht­ linearität in den von der Diodenbrücke erzeugten Effekten zu verursachen.

Es wird daher eine Möglichkeit zum Schutz von Verstärkern mit großer Bandbreite vor elektrostatischen Entladungen und Über­ spannung gewünscht, bei der keine bemerkenswerte Verschlechte­ rung der Bandbreite und keine Verstärkung des Rauschens oder des Spannungs-Stehwellenverhältnisses (VSWR) entsteht und auch der Stromverbrauch der Gesamtschaltung nicht negativ beeinflußt wird.

Gemäß der Erfindung wird eine Verstärkerschaltung mit großer Bandbreite und Eingangsschutz erhalten, indem eine signalbegren­ zende Diodenschaltung in den Pfad an einen positiven Verstärker­ eingang geschaltet wird, und ein Übergangs-Signalzuführpfad zum Koppeln eines Teils des Eingangssignals von der Seite der Ein­ gangssignalquelle der signalbegrenzenden Diodenschaltung an einen negativen Verstärkereingang bereitgestellt wird. Zur Maxi­ mierung der Bandbreite der Gesamtschaltung und zur Minimierung des Spannungs-Stehwellenverhältnisses und des Rauschens ist der Übergangs-Signalzuführpfad so ausgelegt, daß er an den negativen Verstärkereingang ein Signal überkoppelt, das an einem höheren Ende des Bandbreitenbereichs eine zunehmende Amplitude und ein zunehmend voreilendes Phasenverhältnis bezüglich der amplituden­ begrenzten Version des Eingangssignals hat, das an den positiven Verstärkereingang gekoppelt wird. In einer bevorzugten Ausfüh­ rungsform ist der Großteil des Schaltungsaufbaus in einem inte­ grierten Schaltkreis enthalten, wobei zum Anschluß erforderliche Verbindungsdrähte als Induktivitäten fungieren und den Schal­ tungaufbau abstimmen.

Es zeigen

Fig. 1 ein schematisches Schaltbild einer Eingangsschutzschal­ tung ähnlich der in Fig. 9 dargestellten Schaltung aus dem Stand der Technik, wobei sie jedoch gemäß vorliegender Erfindung mit einer Übergangs-Signalzuführschaltung modifiziert ist;

Fig. 2 ein schematisches Schaltbild eine weiteren Eingangs­ schutzschaltung gemäß vorliegender Erfindung, wobei jedoch der Signalbegrenzer und die Übergangs-Signalzuführschaltung inner­ halb des integrierten Schaltkreises implementiert sind;

Fig. 3 eine äquivalente Schaltungsdarstellung der in Fig. 1 gezeigten Schaltung, wobei die Diodenbrücke als Widerstand dar­ gestellt ist und ihre Kapazität und diejenige des Verstärker­ eingangs explizit dargestellt sind;

Fig. 4 eine äquivalente Schaltungsdarstellung der in Fig. 2 gezeigten Schaltung, wobei die Diodenbrücke als Widerstand dar­ gestellt ist und ihre Kapazität und diejenige des Verstärker­ eingangs explizit dargestellt sind;

Fig. 5 ein schematisches Schaltbild einer weiteren Eingangs­ schutzschaltung gemäß vorliegender Erfindung, wobei diese eine bevorzugte Version der signalbegrenzenden Schaltung und andere Verbesserungen aufweist;

Fig. 6 ein schematisches Schaltbild einer alternativen Ausfüh­ rungsform der in Fig. 5 gezeigten Schaltung, wobei die Dioden der signalbegrenzenden Schaltung jeweils durch mehrere Dioden ersetzt sind;

Fig. 7 das Ansprechen des Differenzeingangs über der Frequenz;

Fig. 8 einen Einschwingvorgang der Übergangs-Signalzuführschal­ tung;

Fig. 9 ein schematisches Schaltbild einer Eingangsschutzschal­ tung aus dem Stand der Technik, die eine volle Diodenbrücke als Signalseingangsbegrenzer verwendet, wobei der Begrenzer nach dem Eingangsabschlußwiderstand und außerhalb des integrierten Schaltkreises, der den zu schützenden Verstärker enthält, vor­ gesehen ist; und

Fig. 10 ein schematisches Schaltbild einer Eingangsschutzschal­ tung aus dem Stand der Technik, die eine volle Diodenbrücke als Signaleingangsbegrenzer verwendet, wobei jedoch in dieser Schal­ tung der Begrenzer zwischen der Eingangsübertragungsleitung und dem Eingangsabschlußwiderstand vorgesehen ist und beide sich außerhalb des integrierten Schaltkreises befinden, der den zu schützenden Verstärker enthält.

Wie zunächst in Fig. 1 dargestellt ist, hat ein Differenzver­ stärker A1 mit großer Bandbreite positive und negative Ein- und Ausgänge und ist auf einem integrierten Schaltkreis (IC) 20 her­ gestellt. Das zu verstärkende Eingangssignal, V_EINGANG, wird über eine Übertragungsleitung T1 an eine Hybridschaltung 10 übertra­ gen. Ein Abschlußwiderstand R_ABSCHL ist zwischen der Übertra­ gungsleitung T1 und Masse geschaltet und derart ausgewählt, daß er in Verbindung mit der signalbegrenzenden Schaltung, die ihm nachgeschaltet ist, der charakteristischen Impedanz Z_o der Über­ tragungsleitung T1 entspricht.

Eine aus den Dioden D1, D2, D3 und D4 bestehende Diodenbrücke ist im Hauptsignalpfad innerhalb der Hybridschaltung 10 vorgese­ hen und über den Widerstand R4 mit der positiven Spannungsquelle +V und über den Widerstand R5 mit der negativen Spannungsquelle -V verbunden. Der Ausgang der Diodenbrücke (die Kathode von D2 und die Anode von D4) ist über eine Induktivität L1 an den Kon­ taktflecken 22 und den positiven Eingang des Verstärkers A1 angeschlossen. Die Induktivität L1 kann einfach nur als Verbin­ dungsdraht mit einer gewissen Induktivität vorgesehen sein, ob­ gleich die Induktivität auch größer gemacht werden kann und zur Abstimmung jeden gewünschten Wert einnehmen kann, indem eine Drahtspirale oder ein anderes induktives Bauelement verwendet wird, ebenso wie jedes beliebige der nachstehend beschriebenen induktiven Bauelemente.

Die in Fig. 1 dargestellte Schaltung unterscheidet sich von der in Fig. 9 gezeigneten Schaltung aus dem Stand der Technik da­ durch, daß sie einen Übergangs-Signalzuführschaltungsaufbau C1, R1 und L3 enthält. Obgleich in Fig. 9 ebenfalls ein R1 vorgese­ hen war, war er nicht Teil einer Übergangs-Signalzuführschal­ tung. C1, R1 und L3 in diesem Schaltungsaufbau sind sorgfältig ausgewählt, so daß die Differenzspannung über dem positiven und dem negativen Eingang des Verstärkers A1 über die gesamte Band­ breite des Verstärkers fast konstant bleibt. Und obwohl die am Verstärker A1 anliegende Gesamtdifferenzspannung in etwa kon­ stant bleibt, nimmt die Komponente des Eingangssignals, die den negativen Verstärkereingang erreicht, zu, während die Komponen­ te, die den positiven Verstärkereingang erreicht, abnimmt, wenn sich die Frequenz des Eingangssignals dem hohen Ende der Band­ breite der Schaltung am positiven Verstärkereingang nähert. Überdies eilt mit zunehmender Frequenz die Phase der diesen Übergangs-Signalzuführschaltungsaufbau durchlaufenden Signalkom­ ponente zunehmend vor und ihre Amplitude nimmt zu. Gleichzeitig verringert sich die Amplitude der Signalkomponente, die über die signalbegrenzende Diodenbrücke an den positiven Verstärkerein­ gang geführt wird, und die Phase dieser Signalkomponente eilt aufgrund des Reihenwiderstands der Diodenbrücke und der Kapazi­ tätsbeiträge von Streukapazität und der Eingangskapazität des Verstärkers nach.

Die Gesamtwirkung dieser Übergangs-Signalzuführung besteht dar­ in, die verfügbare Bandbreite zu erweitern und das Rauschver­ hältnis zu verbessern. Das Rauschverhältnis verbessert sich bei höheren Frequenzen, da mehr des Gesamtdifferenzsignals an die Verstärkereingänge gelangt, ohne daß zusätzliche Rauschquellen hinzukommen. Die Bandbreite eines guten Hochfrequenzverstärkers mit geringem Rauschen bestimmt sich aufgrund seiner Eingangs­ kapazität und der Treiberimpedanz. Jede weitere Kapazität führt zu einer Verringerung der Bandbreite, während jede Zunahme des Reihenwiderstandes das Rauschen verstärkt und die Bandbreite verringert. Somit ist es im Stand der Technik allgemein aner­ kannt, daß es keine praktische Möglichkeit zur Bereitstellung einer Signalbegrenzung gibt, ohne hierbei die Eingangskapazität und/oder die Reihenimpedanz des positiven Eingangspfads des Ver­ stärkers zu erhöhen. Bei der vorliegenden Erfindung wurde dieses Problem wirkungsvoll umgangen, indem die Übergangs-Signalzufüh­ rung bereitgestellt wurde. Trotz der Tatsache, daß der positive Eingang bei höheren Frequenzen als Reaktion auf das Vorhanden­ sein des Diodenbegrenzers mehr abfällt, kompensiert der Über­ gangs-Signalzuführschaltungsaufbau dann dies wirkungsvoll, indem er bei diesen Frequenzen zusätzliche Treibspannung an den nega­ tiven Eingang führt.

Wie in Fig. 2 zu sehen ist, läßt sich die in Fig. 1 dargestellte Schaltung zumindest in gewisser Hinsicht verbessern, indem die Komponenten D1, D2, D3, D4, R4 und R5 der signalbegrenzenden Diodenbrücke in den integrierten Schaltkreis 20 hineinverlegt werden. Ist dies erfolgt, dann kann die Induktivität L1 des Ver­ bindungsdrahts zur Abstimmung des Ansprechverhaltens und nicht zur Begrenzung des Frequenzansprechens eingesetzt werden. Die Induktivität L2 wird so klein wie möglich gemacht. Diese Aus­ führungsform ist kompakter und kostengünstiger im Vergleich zu der in Fig. 1 dargestellten mehr hybrid-basierten Auslegung; jedoch bewirkt sie nicht denselben Grad eines robusten Eingangs­ schutzes, da die auf dem Chip vorgesehenen Dioden eine Durch­ bruchspannung haben, die geringer als diejenige für diskrete Dioden ist. Außerdem ist der Wert der vollen Brückenkonfigura­ tion in monolithischen Auslegungen begrenzt, da mit den beste­ henden Siliziumverfahren nur Dioden hergestellt werden können, die eine parasitäre Diode von jeder Diodenkathode zum IC-Sub­ strat haben, und dies begrenzt die tolerierbare Eingangsspannung auf eine Diodenspannung unter dem Substratpotential.

Als nächstes wird auf die Fig. 3 Bezug genommen, in der der Schaltungsaufbau aus Fig. 1 in Ersatzschaltbild-Form dargestellt ist. In dieser Form erscheint die Diodenbrücke als Widerstand R_brücke und ihre Kapazität und diejenige des Verstärkereingangs sind als einziger Kondensator C_EIN + C_STREU dargestellt. Der Über­ gangs-Signalzuführschaltungsaufbau hat sich gegenüber der in Fig. 1 dargestellten Form nicht verändert, und es ist zu sehen, daß bei hohen Frequenzen ein Voreilen der Phase entsteht, da bei diesen Frequenzen der Kondensator C1 zunehmend wie ein direkter Leiter für die involvierten Ströme wirkt. Ferner erzeugt bei denselben höheren Frequenzen die Kapazität C_EIN + C_STREU gegenüber Masse (die nicht explizit dargestellt ist) ein Nacheilen der Phase im Hauptsignalpfad. Somit entspricht die Analyse der Er­ satzschaltbilder dem voranstehend beschriebenen Verhalten, und läßt sich am einfachsten anhand des Voreilens des Stroms durch einen Kondensator und des Nacheilens der Spannung über einem Kondensator erklären. Als nächstes wird auf die Fig. 4 Bezug genommen, die den Schaltungsaufbau aus Fig. 2 in Ersatzschal­ tbild-Form zeigt, wobei die Diodenbrücke als Widerstand darge­ stellt ist und ihre Kapazität und diejenige des Verstärkerein­ gangs explizit als C_EIN + C_STREU gezeigt ist. Dieselbe grundlegende Analyse, die auf die Fig. 1 und 3 zugetroffen hat, trifft auch in diesem Fall zu, außer daß sich jetzt R_ABSCHL, R_BRÜCKE und C_EIN + C_STREU alle innerhalb des ICs 20 befinden.

Als nächstes wird auf Fig. 5 Bezug genommen. Der tolerierbare Eingangsspannungsbereich läßt sich vergrößern, indem nur die Hälfte der Diodenbrücke verwendet wird, d. h. D1 und D2 auf die in Fig. 3 dargestellte Art und Weise angeordnet sind. Hierdurch erhöht sich die von der Durchbruchspannung von D1 tolerierbare Eingangsspannung ebenso wie die verfügbare Bandbreite, indem die zu den fehlenden Dioden gehörenden parasitären Kapazitäten eli­ miniert werden.

In dieser Konfiguration wird das Eingangssignal an zwei Indukti­ vitäten L1 und L2 angelegt. Die Induktivitäten L1 und L2 können wiederum einfacher Verbindungsdraht (Bonddraht) sein, oder, wie im Fall von L1, ein anderes induktives Element, das in der Lage ist, eine größere und sichere Induktivität zu erzeugen, in Ab­ hängigkeit davon, was zur Abstimmung der charakteristischen Impedanz Z_o der Übertragungsleitung T1 erforderlich ist. L2 sollte im allgemeinen eine kleinere Induktivität haben als L1, und vorzugsweise so nahe an Null sein wie möglich. L2 wurde erfolgreich als sehr kurzer Verbindungsdraht realisiert, der mit einem etwas größeren Verbindungsdraht verbunden ist, welcher zur Realisierung von L1 verwendet wird. L1 überträgt das Eingangs­ signal an den Kontaktflecken 22 des integrierten Schaltkreises 20, welcher wiederum mit dem Abschlußwiderstand R_ABSCHL, einem weiteren Widerstand R4 und der Anode der Schottky-Diode D1 ver­ bunden ist. R_ABSCHL ist zur Begrenzung der Parallelresonanzanhebung über den Kontaktflecken 21 mit einer Induktivität L_ABSCHL auf der Hybridschaltung 10 zurückverbunden und über diese mit der Masse der Hybridschaltung. Die andere Seite von R4 ist an die positive Spannungsquelle +V des integrierten Schaltkreises 20 verbunden. Die Kathode von D1 ist mit der Kathode einer weiteren Schottky- Diode D2 und mit einem Widerstand R5 verbunden. Das andere Ende des Widerstands R5 ist mit der negativen Spannungsquelle -V des integrierten Schaltkreises 20 verbunden. Die Anode von D2 ist mit dem positiven Eingang des Verstärkers A1 sowie mit dem Wi­ derstand R6 verbunden, dessen anderes Ende ebenfalls mit der positiven Spannungsquelle +V des integrierten Schaltkreises 20 verbunden ist.

Eine einstellbare Offsetspannung wird über ein induktives Ele­ ment L4, einen Eingangs-Kontaktflecken 25 des ICs 20 und einen Widerstand R2 am negativen Eingang von A1 angelegt. Das indukti­ ve Element L4 befindet sich außerhalb des integrierten Schalt­ kreises 20 und wird typischerweise von einem Verbindungsdraht der Hybridschaltung 10 gebildet. Der negative Eingang von A1 ist über einen Widerstand R1, einen Kontaktflecken 24 und ein wei­ teres induktives Element L3 ebenfalls auf eine Masse auf der Hybridschaltung 10 gelegt. Der negative Eingang von A1 wird ebenfalls über (einen kleinen) Kondensator C1, einen Kontakt­ flecken 23 und eine Induktivität L2 an den Eingangssignalpfad zurückgekoppelt.

Die Widerstände R1 und R2 bilden eine Masserückleitung für den negativen Eingang an den Verstärker A1 und eine Vorrichtung zur Einleitung der Offsetspannung an A1, so daß das Eingangssignal bezüglich des Dynamikbereichs des Verstärkers zentriert werden kann. Die parallele Kombination aus R1 und R2 sollte typischer­ weise eine ungefähre Abstimmung auf die Impedanz am positiven Eingang des Verstärkers A1, oder Z_o/2 + R_BRÜCKE sein. Die Schottky- Dioden D1 und D2 dienen dazu, den Verstärker A1 von übermäßig großen Eingangssignalen von jeder beliebigen Quelle abzutrennen. Abgesehen davon, daß die Induktivität L3 einen Rückleitweg auf Masse für den Verstärker A1 bildet, dient sie auch dazu, die Ebenheit des Bandpasses des Verstärkers am hohen Ende zu opti­ mieren und wird entsprechend gewählt. Die Induktivität L_ABSCHL wird gewählt, um das Spannungs-Stehwellenverhältnis der Gesamtschal­ tung zu optimieren, und kann ein Draht oder eine andere Indukti­ vitätsquelle sein, deren Wert entsprechend gewählt wird.

Der Abschlußwiderstand R_ABSCHL ist derart gewählt, daß seine paral­ lele Impedanz und die Impedanz, die in das Begrenzernetz aus D1, D2, R4, R5 und R6 führt, auf die charakteristische Impedanz Z_o der Übertragungsleitung T1 abgestimmt sind. Da Realisierungen des Verstärkers A1 mit großer Bandbreite in Form von ICs eine relativ geringe Eingangskapazität haben, sind nur kleine Vor­ spannströme, typischerweise 2-4 mA, für den Begrenzer erforder­ lich. Daher können Widerstände R4, R5 und R6 derart gewählt werden, daß sie bezüglich des Abschlußwiderstandes R_ABSCHL ziemlich groß sind, so daß sich die von der Übertragungsleitung T1 gese­ hene Impedanz bei Auftreten von Überspannungen nicht wesentlich verändert, wodurch bei Vorliegen eines Überspannungszustandes oder bei Übergängen in einen bzw. aus einem derartigen Überspan­ nungszustand erzeugte Reflexionen verringert werden.

Bei kleinen Signalen arbeitet der Schaltungsaufbau der vorlie­ genden Erfindung auf die folgende Art und Weise. Bei höheren Frequenzen entsteht ein Bandbreitenverlust und eine Phasenver­ schiebung am positiven Eingang des Verstärkers A1. Dies ist der Fall, weil bei diesen Frequenzen die Dioden als Widerstände mit etwas parasitärer Kapazität erscheinen (wie in den Fig. 3 und 4 gezeigt), und weitere Kapazität von der Nebenschlußkapazität des Verstärkers und parasitären Kapazitäten von leitenden Lei­ tungen zugeführt wird. Wenn die Auslegung sorgfältig optimiert wird, nimmt das über C1 an den negativen Eingang des Verstärkers A1 übertragene Eingangssignal in seiner Amplitude zu und seine Phase eilt zunehmend vor, wenn die Frequenz des Signals zunimmt. Bei Annäherung an die Grenzfrequenz des Verstärkers A1 wird er mit einem zunehmend ausgewogenen und phasenverschobenen Satz aus negativem und positivem Eingang getrieben, was eine vergrößerte Bandbreite und verringerte zweite harmonische Verzerrung zur Folge hat.

Bei Vorhandensein großer positiver Eingangssignale schaltet sich die Diode D2 aus und der für den positiven Eingang des Verstär­ kers A1 verfügbare Eingangsstrom ist nur derjenige, welcher über den Widerstand R6 verfügbar ist, und sein Wert wird so gewählt, daß sichergestellt ist, daß dieser Strom zu gering ist, um den Verstärker zu beschädigen. Bei Vorliegen großer negativer Ein­ gangssignale schaltet sich die Diode D1 ab und die maximale Spannung, die am positiven Eingang des Verstärkers A1 anliegt, ist auf diejenige begrenzt, die von dem aus R6, D2 und R5 gebil­ deten Netzwerk erzeugt wird, wobei es sich um einen Wert han­ delt, der ebenfalls keine ausreichenden Ströme zur Beschädigung des Verstärkers erzeugt.

Schließlich wird auf die Fig. 6 Bezug genommen. Die maximale kurzfristige Spannungsüberlast, sei sie positiv oder negativ, die diese Schutzschaltung aushalten kann, ohne dauerhaften Scha­ den zu nehmen, bestimmt sich aus der Durchbruchspannung der Dioden D1 und D2. Dieser Bereich kann daher erweitert werden, indem jede einzelne Diode durch zwei oder mehr in Reihe geschal­ tete Dioden ersetzt wird. Längerfristige Überlastungen gefährden auch den Abschlußwiderstand R_ABSCHL. Die von diesen längerfristigen Überlasten drohende Gefahr läßt sich vermeiden, indem der vor­ anstehend beschriebene Überlastschutz mit einem auf dem Chip vorgesehenen RMS-Detektor zur Erfassung der Eingangsleistung ausgerüstet wird und ein Relais im Eingangspfad geschaltet wird, um diesen Schaltungsaufbau zu schützen, wenn genug Strom vorhan­ den ist, um Schaden zu verursachen.

Für eine gute Hochfrequenzlinearität muß der Ruhestrom in den Dioden D1 und D2 ausreichend hoch sein, um die Eingangskapazität des Verstärkers A1 zu laden, jedoch nicht höher. Größere Vor­ spannströme haben eine höhere Verlustleistung und geringere Werte von R4, R5 und R6 zu Folge, und geringere Werte dieser Widerstände neigen dazu, den Abschlußwiderstand R_ABSCHL nebenzu­ schließen. Der Abschlußwiderstand R_ABSCHL ist derart gewählt, daß in Verbindung mit R_BRÜCKE der kombinierte Widerstand auf die cha­ rakteristische Impedanz der Eingangssignalübertragungsleitung T1 abgestimmt ist. C1, der Kondensator in der Übergangs-Signalzu­ führschaltung, ist ziemlich klein gewählt, um die maximale Ener­ gie, die an den Verstärker A1 geliefert werden kann, wenn der Schaltungseingang in einen Überspannungszustand geht, zu begren­ zen. C1 wird auch derart gewählt, daß es möglich wird, die Werte von C1, L1 und L4 abzustimmen, um eine gute Eingangsimpedanz­ abstimmung zu erzielen und auf diese Weise das Spannung-Stehwel­ lenverhältnis zu minimieren, während die Gesamt-Schaltungsband­ breite beibehalten wird.

Als nächstes wird auf die Fig. 7 Bezug genommen. In einer bevor­ zugten Ausführungsform wird die als Punkt-Strich-Linie darge­ stellte Kurve des "Differenzeingangsansprechens" durch die Kom­ bination der Eingänge mit der Bezeichnung "Ansprechen am negati­ ven Eingang" (gestrichelte Linie) und "Ansprechen am positiven Eingang" (durchgezogene Linie) erzielt. Die gezeigte Übergangs- Signalcharakteristik kann einen sehr hohen Schaltungsbandpaß erzeugen; der Einschwingvorgang wird dann jedoch Überschwinger enthalten, wie es in Fig. 8 gezeigt ist. Somit stellt die Wahl von C1 einen Kompromiß zwischen Bandbreite und Überschwinger im Einschwingverhalten dar. Bei den meisten Systemen, in denen andere Verstärker oder Nachlauf/Halte-Schaltungen dieser Schal­ tung nachgeschaltet sind, ist ein gewisses Maß an Überschwingen erwünscht, da es eine geringere Gesamt-Anstiegszeit für eine gegebene Bandbreite ergibt, und das Überschwingen vom nachfol­ genden Schaltungsaufbau (nicht dargestellt) ausgefiltert wird.

Claims (7)

1. Verstärkerschaltung mit großer Bandbreite und Eingangs­ schutz, mit:
einem Verstärker (A₁) mit einem ersten Eingang (+),
einem zweiten Eingang (-) und einem Bandbreitenbereich;
einer Eingangssignalquelle mit einer charakteristischen Impedanz (Z_o);
einer Signalbegrenzungsvorrichtung, die zum Empfang des Eingangssignals (V_Eingang) von der Eingangssignalquelle und zum Koppeln einer amplitudenbegrenzten Version des Ein­ gangssignals an den ersten Verstärkereingang (+) ausgelegt ist; und
einer Übergangs-Signalzuführvorrichtung, die zum Kop­ peln eines Teils des Eingangssignals (V_Eingang) von der Eingangssignalquelle an den zweiten Verstärkereingang (-) ausgelegt ist,
dadurch gekennzeichnet,
daß der von der Übergangs-Signalzuführvorrichtung über­ tragene Teil des Eingangssignals (V_Eingang) an einem höheren Ende des Bandbreitenbereichs eine zunehmende Amplitude und ein zunehmend voreilendes Phasenverhältnis bezüglich der amplitudenbegrenzten Version des an den ersten Verstärker­ eingang (+) gekoppelten Eingangssignals (V_Eingang) hat.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Übergangs-Signalzuführvorrichtung kapazitive (C), resistive (R) und induktive (L) Schaltungselemente umfaßt, wobei das kapazitive Schaltungselement (C₁) derart vorge­ sehen ist, daß es jedweden Gleichstrom zwischen der Ein­ gangssignalquelle und dem zweiten Verstärker­ eingang (-) blockiert.

3. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalbegrenzungsvorrichtung eine Diodenbrücke umfaßt.

4. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalbegrenzungsvorrichtung eine erste Diode (D₁) und eine zweite Diode (D₂) umfaßt, deren Kathoden miteinander verbunden sind und die in Reihe zwischen der Eingangssignalquelle und dem ersten Verstärkereingang (+) geschaltet sind, wobei der Verbindungspunkt der beiden Kathoden mit einer negativen Versorgungsspannung (-V) gekoppelt ist (Fig. 5).

5. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die erste (D₁) und die zweite Diode (D₂) jeweils eine Vielzahl von in Reihe geschalteten Dioden (D...A) umfaßt (Fig. 6).

6. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker und die Signalbegrenzungsvorrichtung Teil eines einzigen integrierten Schaltkreises sind.

7. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungselemente der Übergangs-Signalzuführvor­ richtung so dimensioniert sind, daß die Amplitude und das voreilende Phasenverhältnis vergrößert wird, wenn sich die Frequenz ver­ größert, um einen entsprechenden Amplitudenabfall und eine ent­ sprechende Phasenverschiebung des Signals am ersten Verstärkereingang (+) beim Anwachsen der Frequenz auszugleichen.