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Die
vorliegende Erfindung betrifft einen Modulator für Hochfrequenzsignale,
- – wobei
der Modulator als volldigitaler Modulator ausgebildet ist,
- – wobei
der Modulator eine Mischerstufe aufweist,
- – wobei
der Mischerstufe mit einer Abtastrate ein Modulationssignal und
ein Oszillatorsignal zugeführt
werden,
- – wobei
die Mischerstufe das Modulationssignal und das Oszillatorsignal
zu einem Endsignal mischt und das Endsignal mit der Abtastrate ausgibt,
- – wobei
das Oszillatorsignal von einem Oszillator generiert wird,
- – wobei
der Oszillator einen Phasenakkumulator und einen Phasen-Amplitudenwandler
aufweist,
- – wobei
das Oszillatorsignal eine Oszillatorfrequenz aufweist,
- – wobei
die Oszillatorfrequenz durch einen Inkrementalwert bestimmt ist,
um den der Inhalt des ersten Phasenakkumulators zwischen zwei unmittelbar
aufeinander folgenden Auslesevorgängen inkrementiert wird,
- – wobei
der Inkrementalwert eine Bitbreite aufweist.
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Ein
derartiger Modulator ist beispielweise durch den DAC 5687 der Firma
Texas Instruments bekannt.
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Für den Betrieb
von Magnetresonanzanlagen wird zur Anregung der Spins ein Hochfrequenzsignal
benötigt,
das in Frequenz und Amplitude – bei Pulsfolgen
auch in der Phase – einstellbar
ist. Zu diesem Zweck wird mittels komplexer Modulation zur Erzeugung
eines Einseitenbandes eine niederfrequente Hüllkurve in der Regel auf eine
Zwischenfrequenz und sodann auf die Betriebsfrequenz (Larmorfrequenz)
umgesetzt. Für
Mehrkanal-Sendeanlagen werden – entsprechend
der Anzahl der Sendekanäle – viele
individuell einstellbare Hochfrequenzsig nale benötigt. Bei sogenannten Entkopplungsexperimenten
werden weiterhin abwechselnd Pulse mit voneinander verschiedenen
Frequenzen gesendet, wobei die Pulse jedoch phasenstarr zueinander
bleiben müssen.
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Bei
bisherigen Konzepten wird das niederfrequente oder das Zwischenfrequenzsignal
in ein Analogsignal umgewandelt und sodann das umgewandelte Signal
mittels analoger Einseitenbandmodulation auf die Hochfrequenz umgesetzt.
Die analogen Mischerstufen benötigen
jedoch einen aufwändigen Abgleich
für die
Seitenband- und Trägerunterdrückung. Weiterhin
werden Präzisionsmischer
benötigt. Beide
Maßnahmen
(Abgleich und Verwendung von Präzisionsmischern)
sind sehr kostenintensiv. Für Multikanalanlagen
werden die entsprechenden Komponenten mehrfach benötigt, wodurch
sich der Aufwand und die Kosten noch weiter erhöhen.
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Eine
erste Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen Modulator
für Hochfrequenzsignale
zu schaffen, mittels dessen auf einfache Weise eine hochgenaue Modulation
ermöglicht wird.
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Die
Aufgabe wird durch einen Modulator mit den Merkmalen des Anspruchs
1 gelöst.
Vorteilhafte Ausgestaltungen dieses Modulators finden sich in den
von Anspruch 1 abhängigen
Ansprüchen
2 bis 10.
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Erfindungsgemäß ist der
Modulator als volldigitaler Modulator ausgebildet. Er weist eine
erste Mischerstufe auf, der mit einer ersten Abtastrate ein erstes
Modulationssignal und ein erstes Oszillatorsignal zugeführt werden.
Die erste Mischerstufe mischt das erste Modulationssignal und das
erste Oszillatorsignal zu einem ersten Zwischensignal und gibt das erste
Zwischensignal mit der ersten Abtastrate aus. Das erste Oszillatorsignal
wird von einem ersten Oszillator generiert. Der erste Oszillator
weist einen ersten Phasenakkumulator und einen ersten Phasen-Amplitudenwandler
auf. Das erste Oszillatorsignal weist eine erste Oszillatorfrequenz
auf. Die erste Oszillatorfrequenz ist durch einen ersten Inkrementalwert
bestimmt, um den der Inhalt des ersten Phasenakkumulators zwischen
zwei unmittelbar aufeinander folgenden Auslesevorgängen inkrementiert wird.
Der erste Inkrementalwert weist hierbei eine erste Bitbreite auf.
Der Modulator weist weiterhin einen ersten Abtastratenwandler auf.
Dem ersten Abtastratenwandler wird das erste Zwischensignal mit der
ersten Abtastrate zugeführt.
Er gibt das erste Zwischensignal mit einer zweiten Abtastrate aus,
die größer als
die erste Abtastrate ist. Der Modulator weist weiterhin eine zweite
Mischerstufe auf. Der zweiten Mischerstufe werden mit der zweiten
Abtastrate das erste Zwischensignal und ein zweites Oszillatorsignal zugeführt. Die
zweite Mischerstufe mischt das erste Zwischensignal und das zweite
Oszillatorsignal zu einem ersten Endsignal und gibt das erste Endsignal mit
der zweiten Abtastrate aus. Das zweite Oszillatorsignal wird von
einem zweiten Oszillator generiert. Der zweite Oszillator weist
mindestens einen zweiten Phasenakkumulator und einen zweiten Phasen-Amplitudenwandler
auf. Nur einer der Phasenakkumulatoren wirkt auf den Phasen-Amplitudenwandler.
Das zweite Oszillatorsignal weist eine zweite Oszillatorfrequenz
auf, die größer als
die erste Oszillatorfrequenz ist. Die zweite Oszillatorfrequenz
ist durch einen zweiten Inkrementalwert bestimmt, um den der Inhalt
des auf den Phasen-Amplitudenwandler wirkenden zweiten Phasenakkumulators
zwischen zwei unmittelbar aufeinander folgenden Auslesevorgängen inkrementiert
wird. Der zweite Inkrementalwert weist eine zweite Bitbreite auf,
die kleiner als die erste Bitbreite ist.
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In
einer bevorzugten Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung ist die
erste Mischerstufe als Einseitenbandmischer ausgebildet. Durch diese
Vorgehensweise können
ein SFDR erreicht werden und das Störspektrum reduziert werden.
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In
einer besonders bevorzugten Ausgestaltung ist der Einseitenbandmischer
als umschaltbarer Einseitenbandmischer ausgebildet. Durch diese
Ausgestaltung kann der Einseitenbandmi scher alternativ als Normallagenmischer
oder als Kehrlagenmischer betrieben werden.
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Die
zweite Oszillatorfrequenz liegt in der Regel im mehrstelligen MHz-Bereich.
Vorzugweise ist die erste Bitbreite so groß, dass die erste Oszillatorfrequenz
auf 1 Hz oder genauer einstellbar ist. Durch diese Vorgehensweise
kann es insbesondere möglich
sein, dass die erste Oszillatorfrequenz so genau einstellbar ist,
dass der Modulator für
die Generierung von Hochfrequenzpulsen für Magnetresonanzanwendungen
geeignet ist.
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In
einer bevorzugten Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung ist die
erste Oszillatorfrequenz zwischen einer Minimalfrequenz und einer
Maximalfrequenz einstellbar. Die zweite Bitbreite ist bei dieser Ausgestaltung
so groß,
dass die zweite Oszillatorfrequenz in Stufen einstellbar ist, deren
Abstand voneinander maximal so groß wie die Maximalfrequenz ist. Durch
diese Ausgestaltung ist es möglich,
einen großen
Gesamtfrequenzbereich lückenlos
abzudecken.
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Es
ist möglich,
- – dass
der Modulator eine dritte Mischerstufe aufweist,
- – dass
der dritten Mischerstufe mit der ersten Abtastrate ein zweites Modulationssignal
und ein drittes Oszillatorsignal zugeführt werden,
- – dass
die dritte Mischerstufe das zweite Modulationssignal und das dritte
Oszillatorsignal zu einem zweiten Zwischensignal mischt und das zweite
Zwischensignal mit der ersten Abtastrate ausgibt,
- – dass
das dritte Oszillatorsignal von einem dritten Oszillator generiert
wird,
- – dass
der dritte Oszillator einen dritten Phasenakkumulator und einen
dritten Phasen-Amplitudenwandler aufweist,
- – dass
das dritte Oszillatorsignal eine dritte Oszillatorfrequenz aufweist,
- – dass
die dritte Oszillatorfrequenz durch einen dritten Inkrementalwert
bestimmt ist, um den der Inhalt des dritten Phasenakkumulators zwischen zwei
unmittelbar aufeinander folgenden Auslesevorgängen inkrementiert wird,
- – dass
der dritte Inkrementalwert eine dritte Bitbreite aufweist,
- – dass
der Modulator einen zweiten Abtastratenwandler aufweist,
- – dass
dem zweiten Abtastratenwandler das zweite Zwischensignal mit der
ersten Abtastrate zugeführt
wird,
- – dass
der zweite Abtastratenwandler das zweite Zwischensignal mit der
zweiten Abtastrate ausgibt,
- – dass
der digitale Modulator eine vierte Mischerstufe aufweist,
- – dass
der vierten Mischerstufe mit der zweiten Abtastrate das zweite Zwischensignal
und das zweite Oszillatorsignal zugeführt werden und
- – dass
die vierte Mischerstufe das zweite Zwischensignal und das zweite
Oszillatorsignal zu einem zweiten Endsignal mischt und das zweite Endsignal
mit der zweiten Abtastrate ausgibt.
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Durch
diese Ausgestaltung ist es möglich,
einen Multikanalmodulator zu realisieren, dessen einzelne Kanäle unabhängig voneinander
modulierbar sind, wobei dennoch (soweit möglich) eine gemeinsame Nutzung
des zweiten Oszillators erfolgen kann. Vorzugsweise ist hierbei
die dritte Oszillatorfrequenz zwischen der Minimalfrequenz und der
Maximalfrequenz einstellbar, und zwar mit derselben Genauigkeit
wie die erste Oszillatorfrequenz.
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Der
zweite Phasen-Amplitudenwandler ist vorzugsweise als Lookup-Table
ausgebildet, deren Ausgangssignal durch das Ausgangssignal des auf den
Phasen-Amplitudenwandler wirkenden zweiten Phasenakkumulators bestimmt
ist. Durch diese Ausgestaltung ist auf einfache und schnelle Weise
eine Ermittlung des jeweiligen Amplitudenwertes möglich.
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Die
zuletzt genannte Vorgehensweise ist besonders vorteilhaft, wenn
die zweite Mischerstufe als Einseitenbandmischer ausgebildet ist,
das zweite Oszillatorsignal ein Signal und ein Cosinussignal umfasst
und sowohl das Sinussignal als auch das Cosinussignal anhand derselben
Lookup-Table ermittelt werden.
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Eine
weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen
Modulator für
Hochfrequenzsignale zu schaffen, der auf einfache Weise zwischen
verschiedenen Frequenzen umschaltbar ist, wobei eine Phasenbeziehung
zwischen den verschiedenen Oszillatorsignalen beibehalten werden kann.
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Die
Aufgabe wird durch einen Modulator mit den Merkmalen des Anspruchs
11 gelöst.
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Erfindungsgemäß ist der
Modulator als volldigitaler Modulator ausgebildet. Er weist eine Mischerstufe
auf, der mit einer Abtastrate ein Modulationssignal und ein Oszillatorsignal
zugeführt
werden. Die Mischerstufe mischt das Modulationssignal und das Oszillatorsignal
zu einem Endsignal und gibt das Endsignal mit einer Abtastrate aus.
Das Oszillatorsignal wird von einem Oszillator generiert, der mindestens
zwei Phasenakkumulatoren und einen Phasen-Amplitudenwandler aufweist.
Die Phasenakkumulatoren wirken alternativ auf den Phasen-Amplitudenwandler,
so dass zu jedem Zeitpunk maximal einer der Phasenakkumulatoren
auf den Phasen-Amplitudenwandler wirkt. Das Oszillatorsignal weist
eine Oszillatorfrequenz auf, die durch einen Inkrementalwert bestimmt
ist, um den der Inhalt des auf den Phasen-Amplitudenwandler wirkenden
Phasenakkumulators zwischen zwei unmittelbar aufeinander folgenden
Auslesevorgängen
inkrementiert wird.
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Analog
zur erstgenannten Ausgestaltung ist die Mischerstufe vorzugsweise
als Einseitenbandmischer ausgebildet, insbesondere als umschaltbarer Einseitenbandmischer.
Die Vorteile dieser Ausgestaltung sind obenstehend bereits erwähnt worden.
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Weiterhin
liegt auch bei dieser Ausgestaltung die Oszillatorfrequenz in der
Regel im mehrstelligen MHz-Bereich. Die Inkrementalwerte der Phasenakkumulatoren
weisen in diesem Fall vorzugsweise eine Bitbreite auf, die so groß ist, dass
die Oszillatorfrequenz auf 1 Hz oder genauer einstellbar ist. Die Einstellbarkeit
kann insbesondere so genau sein, dass der Modulator für die Generierung
von Hochfrequenzpulsen für
Magnetresonanzanwendungen geeignet ist.
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In
einer besonders bevorzugten Ausgestaltung korrespondieren die Mischerstufe
und der Oszillator der letztgenannten grundsätzlichen Ausgestaltung mit
der zweiten Mischerstufe und dem zweiten Oszillator der erstgenannten
grundsätzlichen
Ausgestaltung.
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Die
erfindungsgemäßen Modulatoren
sind vorzugsweise in mindestens einem integrierten Schaltkreis realisiert.
Beispielsweise können
sie in mindestens einem programmierbaren Baustein realisiert sein,
der eine Vielzahl von Schaltungsblöcken aufweist, wobei die schaltungstechnischen
Verbindungen der Schaltungsblöcke
und/oder die Funktionalitäten
der Schaltungsblöcke
durch die Programmierung des Bausteins bestimmt sind. Alternativ
können
die Modulatoren in mindestens einem ASIC realisiert sein.
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Weitere
Vorteile und Einzelheiten ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung
von Ausführungsbeispielen
in Verbindung mit den Zeichnungen. Es zeigen in Prinzipdarstellung:
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1 schematisch
einen erfindungsgemäßen Modulator,
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2 eine
mögliche
Ausgestaltung einer ersten Mischerstufe,
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3 eine
mögliche
Ausgestaltung des Modulators von 1,
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4 eine
mögliche
Ausgestaltung eines Phasen-Amplitudenwandlers,
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5 schematisch
einen weiteren erfindungsgemäßen Modulator,
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6 eine
mögliche
Ausgestaltung einer Mischerstufe des Modulators von 5 und
-
7 eine
mögliche
Kombination des Modulators von 1 und des
Modulators von 5.
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Gemäß 1 weist
ein Modulator für
Hochfrequenzsignale einen Vorblock 1 und einen Hauptblock 2 auf.
Der Vorblock 1 wird mit einer ersten Abtastrate R1 von
beispielsweise 8 MHz bis 12 MHz getaktet, der Hauptblock 2 mit
einer zweiten Abtastrate R2. Der Begriff „Takten mit einer Abtastrate" bedeutet hierbei,
dass mit der jeweiligen Abtastrate R1, R2 Eingangssignale in den
jeweiligen Block 1, 2 eingegeben werden und Ausgangssignale
von dem jeweiligen Block 1, 2, ausgegeben werden.
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Der
Vorblock 1 weist eine erste Mischerstufe 3 auf.
Der ersten Mischerstufe 3 werden (selbstverständlich mit
der ersten Abtastrate R1) ein erstes Modulatorsignal M1 und ein
erstes Oszillatorsignal O1 zugeführt.
Die erste Mischerstufe 3 mischt das erste Modulationssignal
M1 und das erste Oszillatorsignal O1 zu einem ersten Zwischensignal
Z1. Sie gibt das erste Zwischensignal Z1 (selbstverständlich ebenfalls
mit der ersten Abtastrate R1) aus.
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Das
erste Oszillatorsignal O1 wird von einem ersten Oszillator 4 generiert.
Der erste Oszillator 4 weist zu diesem Zweck einen ersten
Phasenakkumulator 5 und einen ersten Phasen-Amplitudenwandler 6 auf.
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Dem
Phasenakkumulator 5 wird (mit der ersten Abtastrate R1)
ein erster Inkrementalwert δφ1 zugeführt. Der
erste Inkremen talwert δφ1 weist
eine erste Bitbreite b1 von beispielsweise 32 Bit auf. Um den ersten
Inkrementalwert δφ1 wird der
Inhalt des ersten Phasenakkumulators 5 zwischen zwei unmittelbar
aufeinander folgenden Auslesevorgängen (also mit der ersten Abtastrate
R1) inkrementiert. Auf Grund dieses Umstands weist das erste Oszillatorsignal
O1 eine erste Oszillatorfrequenz f1 auf, die – unter Berücksichtigung der ersten Abtastrate
R1 – durch
den ersten Inkrementalwert δφ1 bestimmt
ist.
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Der
erste Phasen-Amplitudenwandler 6 wandelt das ihm zugeführte Phasensignal
des Phasenakkumulators 5 in (mindestens) einen Amplitudenwert um.
Die Umwandlung erfolgt in der Regel relativ genau, beispielsweise
auf 12, 16 oder 20 Bits genau. In Einzelfällen kann auch eine genauere
oder gröbere Umwandlung
erfolgen. Die Ermittlung des jeweiligen Amplitudenwertes erfolgt
beispielsweise gemäß dem sogenannten
Cordic-Algorithmus, der Fachleuten allgemein bekannt ist.
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Es
ist möglich,
das erste Modulationssignal M1 der ersten Mischerstufe 3 direkt
mit der ersten Abtastrate R1 zuzuführen. In der Regel wird das
erste Modulationssignal M1 dem Modulator jedoch mit einer niederfrequenten
Abtastrate zugeführt,
die beispielsweise bei maximal 1 MHz liegt. In diesem Fall ist der
ersten Mischerstufe 3 ein Abtastratenwandler 7 vorgeordnet,
der das Modulationssignal M1 in die erste Abtastrate R1 umsetzt.
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Wie
bereits erwähnt,
ist die erste Oszillatorfrequenz f1 durch den ersten Inkrementalwert δφ1 bestimmt.
Je nach erstem Inkrementalwert δφ1 variiert
die erste Oszillatorfrequenz f1 daher zwischen einer Minimalfrequenz
fmin und einer Maximalfrequenz fmax. Die Maximalfrequenz fmax ist
hierbei maximal halb so groß wie
die erste Abtastrate R1. Beispielsweise kann die Maximalfrequenz
fmax bei 2,5 MHz liegen, die erste Abtastrate R1 bei 10 MHz.
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Auf
Grund der ersten Bitbreite b1 von (beispielhaft) 32 Bit ist die
erste Bitbreite b1 so groß, dass
die erste Oszilla torfrequenz f1 auf 1 Hz – und sogar genauer – einstellbar
ist. Insbesondere ist die erste Oszillatorfrequenz f1 so genau einstellbar,
dass der Modulator von 1 für die Generierung von Hochfrequenzpulsen
für Magnetresonanzanwendungen
geeignet ist.
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Das
Ausgangssignal der ersten Mischerstufe 3, also das erste
Zwischensignal Z1, wird einem ersten Abtastratenwandler 8 zugeführt, und
zwar (selbstverständlich)
mit der ersten Abtastrate R1. Der erste Abtastratenwandler 8 ist
hierbei bereits ein Element des Hauptblocks 2. Der erste
Abtastratenwandler 8 gibt daher das erste Zwischensignal
Z1 mit der zweiten Abtastrate R2 aus. Die zweite Abtastrate R2 ist
hierbei erheblich größer als
die erste Abtastrate R1. Beispielsweise kann sie zwischen 60 MHz
und 500 MHz liegen, insbesondere bei ca. 300 MHz.
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Der
Hauptblock 2 weist eine zweite Mischerstufe 9 auf.
Der zweiten Mischerstufe 9 werden mit der zweiten Abtastrate
R2 das erste Zwischensignal Z1 und ein zweites Oszillatorsignal
O2 zugeführt.
Die zweite Mischerstufe 9 mischt das erste Zwischensignal
Z1 und das zweite Oszillatorsignal O2 zu einem ersten Endsignal
E1 und gibt das erste Endsignal E1 aus. Das Ausgeben des ersten
Endsignals E1 erfolgt hierbei selbstverständlich mit der zweiten Abtastrate R2.
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Das
zweite Oszillatorsignal O2 wird von einem zweiten Oszillator 10 generiert.
Der zweite Oszillator 10 weist zu diesem Zweck mindestens
einen zweiten Phasenakkumulator 11 und einen zweiten Phasen-Amplitudenwandler 12 auf.
Unabhängig
von der Anzahl an zweiten Phasenakkumulatoren 11 wirkt
jedoch zu jedem Zeitpunkt nur einer der zweiten Phasenakkumulatoren 11 auf
den Phasen-Amplitudenwandler 12.
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Der
Inhalt des auf den Phasen-Amplitudenwandler 12 wirkenden
zweiten Phasenakkumulators 11 wird zwischen zwei unmittelbar
aufeinander folgenden Auslesevorgängen (also mit der zweiten
Abtastrate R2) um einen zweiten Inkrementalwert δφ2 inkremen tiert. Das zweite
Oszillatorsignal O2 weist daher eine zweite Oszillatorfrequenz f2
auf, die durch den zweiten Inkrementalwert δφ2 bestimmt ist. Die zweite
Oszillatorfrequenz f2 ist hierbei größer als die erste Oszillatorfrequenz
f1.
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Der
zweite Inkrementalwert δφ2 weist
eine zweite Bitbreite b2 auf. Die zweite Bitbreite b2 kann kleiner
als die erste Bitbreite b1 sein. Sie kann beispielsweise 7 oder
8 Bit betragen. Vorzugsweise ist die zweite Bitbreite b2 so groß, dass
die zweite Oszillatorfrequenz f2 in Stufen einstellbar ist, deren
Abstand voneinander kleiner als die Maximalfrequenz fmax ist, auf
die die erste Oszillatorfrequenz f1 einstellbar ist. Unabhängig von
der Einstellgenauigkeit der zweiten Oszillatorfrequenz f2 liegt
die zweite Oszillatorfrequenz f2 jedoch in der Regel im mehrstelligen
MHz-Bereich. Beispielsweise kann sie in Stufen von 1 MHz, 2 MHz
oder 5 MHz zwischen 30 MHz und 150 MHz variiert werden.
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Der
Modulator von 1 ist als volldigitaler Modulator
ausgebildet. Alle obenstehend beschriebenen Komponenten 1 bis 12 sind
daher als digitale Komponenten ausgebildet. Erst das erste Endsignal E1
wird einem Konverterblock 13 zugeführt, der das erste Endsignal
E1 analogisiert. Dem Konverterblock 13 können gegebenenfalls
Filterkomponenten 14 nachgeordnet sein, um eine geeignete
Filterung des analogisierten Signals vorzunehmen. Der Konverterblock 13 und
die Filterkomponenten 14 sind bei der in 1 dargestellten
Ausgestaltung nicht mehr Bestandteile des Modulators von 1.
Der Konverterblock 13 und die Filterkomponenten 14 könnten prinzipiell
jedoch Bestandteile des Modulators von 1 sein.
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Es
ist möglich,
den erfindungsgemäßen Modulator
mit diskreten Komponenten 1 bis 12 (bzw. 13 oder 14)
aufzubauen. Bevorzugt ist jedoch, dass der Modulator in mindestens
einem integrierten Baustein angeordnet ist. Der integrierte Baustein
kann hierbei als programmierbarer Baustein realisiert sein. In diesem
Fall weist der programmierbare Baustein eine Vielzahl von Schaltungsblöcken auf.
Die schaltungstechnischen Verbin dungen der Schaltungsblöcke und/oder
die Funktionalitäten
der Schaltungsblöcke werden
durch eine Programmierung des Bausteins bestimmt. Derartige Bausteine
sind Fachleuten allgemein bekannt. Beispiele geeigneter Bausteine
sind FPGAs, PLAs, PGAs und dergleichen mehr. Weiterhin ist es möglich, die
Komponenten 1 bis 12 in einem ASIC anzuordnen.
In diesem Fall ist der Modulator in einem ASIC realisiert.
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Unabhängig von
der konkret ergriffenen Vorgehensweise, also unabhängig davon,
ob der Modulator mit diskreten Komponenten aufgebaut ist, in einem
programmierbaren Baustein realisiert ist oder in einem ASIC realisiert
ist, ist der Modulator in seiner derzeit bevorzugten Ausgestaltung
jedoch als schaltungstechnisch realisierter Modulator ausgebildet. Der
Begriff „schaltungstechnisch
realisiert" steht
hierbei im Gegensatz zu einer softwaretechnischen Realisierung,
welche die sequentielle Abarbeitung eines Programms durch einen
Prozessor beinhaltet. Sofern die erforderliche Rechenkapazität zur Verfügung steht,
ist jedoch auch eine softwaretechnische Realisierung möglich.
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2 zeigt
eine mögliche
Ausgestaltung der ersten Mischerstufe 3 von 1.
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Gemäß 2 ist
die erste Mischerstufe 3 als Einseitenbandmischer ausgebildet.
Das erste Modulationssignal M1 wird daher sowohl mit dem Sinussignal
der ersten Oszillatorfrequenz f1 multipliziert als auch mit dem
Cosinussignal, und zwar in voneinander getrennten Verarbeitungspfaden 15, 16.
Der Begriff „Oszillatorsignal" hat also (zumindest
im Falle einer Einseitenbandmischung) die Bedeutung, dass er zwei
um 90° gegeneinander
phasenversetzte Einzelsignale umfasst, nämlich das Sinussignal und das Cosinussignal.
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Auf
Grund der Einseitenbandmischung erzeugt der Einseitenbandmischer 3 entweder
nur ein Signal, das der Summenfrequenz von erster Oszillatorfrequenz
f1 und einer Modulationsfrequenz des ersten Modulationssignals M1
entspricht, (Normalla genmischung) oder nur ein Signal, das der Differenzfrequenz
der beiden letztgenannten Frequenzen entspricht (Kehrlagenmischung).
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Die
erste Mischerstufe 3 weist vorzugsweise einen Umschalter 17 auf,
mittels dessen das Vorzeichen des dem Umschalter 17 zugeführten Signals (hier
des Sinussignals) je nach Ansteuerzustand des Umschalters 17 beibehalten
oder invertiert werden kann. Der Einseitenbandmischer 3 ist
dadurch als umschaltbarer Einseitenbandmischer ausgebildet. Es ist
also einstellbar, ob der Einseitenbandmischer 3 eine Normallagen-
oder eine Kehrlagenmischung durchführt.
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Gemäß 2 ist
es sogar möglich,
die erste Mischerstufe 3 als komplexe Mischerstufe 3 auszubilden.
In diesem Fall ist es möglich,
dass das erste Modulationssignal M1 einen Realteil M1' und einen Imaginärteil M1'' aufweist. Der Aufbau und die Verarbeitung
derartiger Mischerstufen ist Fachleuten allgemein bekannt, so dass über die
Darstellung von 2 hinaus keine weitergehenden
Erläuterungen erforderlich
sind.
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Die
Ausgestaltung des Modulators gemäß 3 ist
eine Modifikation des Modulators von 1. Die Ausgestaltung
von 3 ist alternativ oder zusätzlich zur Ausgestaltung der
ersten Mischerstufe 3 gemäß 2 realisierbar.
In Verbindung mit 3 werden nur die zusätzlichen
Merkmale erläutert.
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Gemäß 3 sind
mehrere Vorblöcke 1, 1', ... vorhanden,
also mindestens zwei Vorblöcke 1, 1'. Weiterhin
sind mehrere Hauptblöcke 2, 2', ... vorhanden,
nämlich
einer pro Vorblock
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Die
Vorblocke 1, 1',
... sind so ausgebildet, wie dies obenstehend in Verbindung mit 1 (bzw. 2)
für den
Vorblock 1 beschrieben wurde. Sie sind untereinander gleich
ausgebildet, jedoch unabhängig
voneinander betreibbar. Ihre Abtastrate R1 ist zwar einheitlich,
ihre Inkrementalwerte δφ1, δφ1', ... sind jedoch
individuell einstellbar. Auch können
den Vor blöcken 1, 1', ... voneinander
verschiedene Modulationssignale M1, M2, ... zugeführt werden.
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Die
Hauptblöcke 2, 2', ... sind vom
Ansatz her ebenfalls so aufgebaut, wie dies obenstehend für den Hauptblock 2 von 1 erläutert wurde.
Ein entscheidender Unterschied besteht jedoch darin, dass der zweite
Oszillator 10 nur ein einziges Mal vorhanden ist und von
allen zweiten Mischerstufen 9, 9', ... gemeinsam genutzt wird.
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4 zeigt
eine mögliche
Ausgestaltung des zweiten Phasen-Amplitudenwandlers 12 der 1 und 3.
Gemäß 4 ist
der zweite Phasen-Amplitudenwandler 12 als Lookup-Table
ausgebildet. Der Lookup-Table 12 wird das Ausgangssignal
des auf den Phasen-Amplitudenwandler 12 wirkenden Phasenakkumulators 11 zugeführt. Das
der Lookup-Table 12 zugeführte Ausgangssignal, des entsprechenden
zweiten Phasenakkumulators 11 bestimmt, welcher Wert aus
der Lookup-Table 12 ausgelesen wird. Er bestimmt also das
Ausgangssignal der Lookup-Table 12.
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Wie
bereits erwähnt,
weist der zweite Inkrementalwert δφ2 eine relativ
geringe Bitbreite b2 auf. Der Inhalt des mindestens einen zweiten
Phasenakkumulators 11 ist daher nur in relativ groben Stufen änderbar.
Der korrespondierende Wert selbst hingegen ist exakt. Es ist daher
möglich,
dass die in der Lookup-Table 12 gespeicherten Amplitudenwerte eine
erheblich größere Bitbreite
aufweisen als die zweite Bitbreite b2, beispielsweise 16, 18 oder
20 Bit.
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Gemäß 4 ist
auch die zweite Mischerstufe 9 als Einseitenbandmischer
ausgebildet. Das zweite Oszillatorsignal O2 umfasst daher sowohl
ein Sinussignal als auch ein Cosinussignal. In einer bevorzugten
Ausgestaltung werden sowohl das Sinussignal als auch das Cosinussignal
anhand derselben Lookup-Table 12 ermittelt. Denn das Sinussignal
und das Cosinussignal sind lediglich um 90° phasenversetzt, so dass lediglich
zwei um 90° phasenversetzte Werte
aus ein- und derselben (einspaltigen) Lookup-Table 12 ausgelesen
werden müssen.
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In
Verbindung mit 5 wird nunmehr eine weitere
erfindungsgemäße Ausgestaltung
eines Modulators erläutert.
Auch der Modulator von 5 ist als volldigitaler Modulator
ausgebildet. Analog zur Ausgestaltung von 1 ist es
daher auch bei diesem Modulator möglich, dass der Modulator – analog zum
Modulator von 1 – mit diskreten Komponenten
aufgebaut ist, in mindestens einem programmierbaren Baustein realisiert
ist oder in mindestens einem ASIC realisiert ist. Die obigen Ausführungen
zu 1 sind diesbezüglich
analog anwendbar.
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Der
Modulator von 5 entspricht von seinem Aufbau
her über
weite Strecken dem Hauptblock 2 von 1. Soweit
möglich
werden daher für
die Komponenten des Modulators von 5 die korrespondierenden
Bezugszeichen des Hauptblocks 2 von 1 verwendet.
Auch wird auf die diesbezüglichen Erläuterungen
verwiesen.
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Der
Modulator von 5 unterscheidet sich vom Hauptblock 2 des
Modulators von 1 im Wesentlichen in zwei Punkten.
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Zum
einen sind mindestens zwei Phasenakkumulatoren 11, 11' vorhanden.
Die Phasenakkumulatoren 11, 11' wirken alternativ auf den Phasen-Amplitudenwandler 12.
Der Begriff „alternativ" bedeutet in diesem
Zusammenhang, dass zu jedem Zeitpunkt maximal einer der Phasenakkumulatoren 11, 11' auf den Phasen-Amplitudenwandler 12 wirkt.
Es ist steuerbar, welcher der Phasenakkumulatoren 11, 11' zu welchem
Zeitpunkt auf den Phasen-Amplitudenwandler 12 wirkt.
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Die
Inhalte der Phasenakkumulatoren 11, 11' werden unabhängig davon,
ob der jeweilige Phasenakkumulator 11, 11' auf den Phasen-Amplitudenwandler 12 durchgeschaltet
ist oder nicht, mit der Abtastrate R2 inkrementiert. Sie stehen
daher in einem festen Phasenbezug zueinander. Dieser feste Phasenbezug
gilt unabhängig
davon, über
welchen Zeitraum die Inhalte der Phasenakkumulatoren 11, 11' inkrementiert
werden.
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Wie
bereits erwähnt,
wirkt maximal einer der Phasenakkumulatoren 11, 11' auf den Phasen-Amplitudenwandler 12.
Die Inkrementalwerte δφ2, δφ2' der Phasenakkumulatoren 11, 11' sind jedoch
unabhängig
voneinander bestimmbar. Das Oszillatorsignal O2 weist daher eine
Oszillatorfrequenz f2 oder f2' auf.
Die Oszillatorfrequenz f2 ist hierbei durch den Inkrementalwert δφ2 bestimmt,
um den der Inhalt des Phasenakkumulators 11 inkrementiert
wird. Die Oszillatorfrequenz f2' ist
durch den Inkrementalwert δφ2' bestimmt, um den
der Inhalt des Phasenakkumulators 11' inkrementiert wird.
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Zum
anderen wird dem Modulator von 5 nicht
ein Zwischensignal zugeführt,
sondern ein Modulationssignal M. Das Modulationssignal M entspricht
dem ersten Modulationssignal M1 von 1. Soweit
hierbei eine anfängliche
Abtastratenwandlung erforderlich ist, erfolgt diese mittels eines
Abtastratenwandlers 18.
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Die
Oszillatorfrequenz f2 bzw. f2' soll – ebenso
wie bei dem Modulator von 1 – im mehrstelligen
MHz-Bereich liegen. Sie soll jedoch – analog zur Ausgestaltung
von 1 für
die erste Oszillatorfrequenz f1 – auf 1 Hz oder genauer einstellbar
sein. Insbesondere soll sie so genau einstellbar sein, dass der
Modulator von 5 für die Generierung von Hochfrequenzpulsen
von Magnetresonanzanwendungen geeignet ist. Aus diesem Grund müssen die Inkrementalwerte δφ2, δφ2' Bitbreiten b2 aufweisen, die
groß genug
sind. In der Regel wird die Bitbreite b2 mit der ersten Bitbreite
b1 des ersten Inkrementalwerts δφ1 von 1 korrespondieren
oder diese sogar übersteigen.
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Analog
zur ersten Mischerstufe 3 – vergleiche 2 – kann die
Mischerstufe 9 des Modulators von 5 als Einseitenbandmischer
ausgebildet sein. Insbesondere ist auch eine Ausgestaltung als umschaltbarer
Einseitenbandmischer möglich.
In 6 ist das entsprechende Schaltbild dargestellt, das
von seiner Funktionalität
her dem Aufbau von 2 entspricht, weshalb auch die
gleichen Bezugszeichen (lediglich durch einen Apostroph ergänzt) verwendet
wurden.
-
Der
Modulator gemäß der Ausgestaltung
von 5 wurde mit exakt zwei Phasenakkumulatoren 11, 11' erläutert. Die
Ausgestaltung von 5 kann jedoch ohne weiteres
auf 3, 4 oder mehr Phasenakkumulatoren 11, 11' erweitert werden.
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7 zeigt
eine Kombination der Modulatoren von 1 und 5.
Vom Ansatz her entspricht die Darstellung von 7 dem
Modulator von 1 (einschließlich dessen möglicher
Ausgestaltungen gemäß den 2 bis 4).
Von 5 wurde jedoch übernommen, dass der zweite
Oszillator 10 entsprechend der Darstellung von 5 mindestens zwei
zweite Phasenakkumulatoren 11, 11' aufweist. Auf Grund des Umstands,
dass bei der Ausgestaltung von 7 der erste
Oszillator 4 vorhanden ist, dessen erste Oszillatorfrequenz
f1 hochgenau einstellbar ist, müssen
die Bitbreiten b2 der zweiten Inkrementalwerte δφ2, δφ2' bei der Ausgestaltung gemäß 7 nicht
so groß dimensioniert
werden wie bei der Ausgestaltung von 5. Vielmehr
ist die relativ geringe zweite Bitbreite b2 gemäß der Ausgestaltung von 1 hinreichend.
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Auch
der Modulator von 7 ist vorzugsweise schaltungstechnisch
realisiert. Er kann – ebenso
wie der Modulator von 1 bzw. 5 – alternativ
mit diskreten Komponenten aufgebaut sein, in mindestens einem programmierbaren
Baustein realisiert sein oder in mindestens einem ASIC realisiert sein.
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Der
erfindungsgemäße Modulator
weist viele Vorteile auf. Insbesondere ist es mit geringem Aufwand
möglich,
eine sehr gute Frequenzgenauigkeit und -stabilität zu erreichen. Im Gegensatz
zu einer analogen Lösung
entfällt
jedoch jeglicher Abgleich, der zur Seitenband- und Trägerunterdrückung erforderlich
wäre, da
die Orthogonalität
durch die digitale Realisierung von selbst gewährleistet ist.
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Die
obige Beschreibung dient ausschließlich der Erläuterung
der vorliegenden Erfindung. Der Schutzumfang der vorliegenden Erfindung
soll hingegen ausschließlich
durch die beigefügten
Ansprüche bestimmt
sein.
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- 1,
1'
- Vorblöcke
- 2,
2'
- Hauptblöcke
- 3,
3', 9, 9'
- Mischerstufen
- 4,
4', 10
- Oszillatoren
- 5,
5', 11, 11'
- Phasenakkumulatoren
- 6,
6', 12
- Phasen-Amplitudenwandler
- 7,
7', 8, 8', 18
- Abtastratenwandler
- 13,
13'
- Konverterblöcke
- 14,
14'
- Filterkomponenten
- 15,
15', 16, 16'
- Verarbeitungspfade
- 17,
17'
- Umschalter
- b1,
b2, b3
- Bitbreiten
- E1,
E2
- Endsignale
- f1,
f2, f2', f3
- Oszillatorfrequenzen
- fmin
- Minimalfrequenz
- fmax
- Maximalfrequenz
- M1,
M2
- Modulationssignale
- M1'
- Realteil
- M2''
- Imaginärteil
- O1,
O2, O3
- Oszillatorsignale
- R1,
R2
- Abtastraten
- Z1,
Z2
- Zwischensignale
- δφ1, δφ2, δφ2', δφ3
- Inkrementalwerte