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Die
vorliegende Erfindung betrifft einen Phasenschieber, konkreter einen
Phasenschieber mit mehreren Verzögerungsstufen.
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In
Breitbanddatenübertragungssystemen gibt es einen hohen
Bedarf an Phasenschiebern mit einem großen Verschiebungs-
und Frequenzbereich. Derartige Phasenschieber werden zum Beispiel
bei der Verzögerungseinstellung von Taktsignalen in Taktrückgewinnungssystemen,
in Kanalentzerrungs- und Signalformungsschaltungen benötigt,
in denen Signale mit ihren verzögerten Entsprechungen überlagert
werden, um ein Ausgangssignal mit dem gewünschten Signalverlauf
zu erzeugen. Eine herkömmliche Lösung, die für
einen Phasenverschiebungsbereich von π/2 geeignet ist,
ist in 1 des Artikels von Dawson und Rogerson, "An
Undersea Fiber-Optic Regenerator Using an Integral-Substrate Package
and Flip-Chip SAW Mounting", Journal of Light Wave Technology, Vol.
LT-2, Nr. 6, Dez. 1984 gezeigt. Für die herkömmliche
Lösung wurde eine maximale Phasenverschiebung von 2π/3
offenbart. Eine verringerte Phasenverschiebung von 7/2 an Stelle
von 2π/3 hat sich jedoch als sinnvoller erwiesen, und es
wurden Vorschläge gemacht, um den Bereich anschließend
durch Frequenzteiler und Frequenzverdoppler zu vergrößern.
Dieser Ansatz ist in "The Continuously Variable GHz Phase-Shifter
IC Covering More Than One Frequency Decade", IEEE Journal of Solid-State
Circuits, Vol. 27, Nr. 6, Juni 1992, von Lothar Schmidt
und Hans-Martin Rein offenbart. Verbesserungen der grundlegenden
phasenverschobenen Stufe verwenden eine Cherry-Hooperartige Schaltung
und Tiefpassfilterung, wie in "The Design of Wide-Band-Transistor
Feedback Amplifier Mounting" von E. M. Cherry, D. E. Hooper beschrieben.
Eine modifizierte Phasenschieberschaltung unter Verwendung der Cherry-Hooper-Last
ist in 2 gezeigt. Das wie in 1 gezeigte,
emitterentartete Transistorenpaar Q1, Q1' zur Stromsteuerung ist
in 2 nicht gezeigt. Die grundsätzliche Idee
eines Phasenschiebers besteht in der Überlagerung eines Signals
mit seiner verzögerten (phasenverschobenen) Entsprechung.
Unter Bezugnahme auf 1 wird der masseseitige Strom
durch Anlegen einer ausreichend hohen positiven Spannung VC an den unteren differenziellen Transistor
zum größten Teil oder komplett zu dem differenziellen
Paar links oben gesteuert, das mit dem nicht verzögerten
Eingang VA verbunden ist. Eine Einstellung
von VC = 0 erzeugt ein Ausgangssignal, das
sowohl von dem nicht verzögerten Eingangssignal VA und dem verzögerten Signal VB überlagert ist. Eine hohe negative
Spannung VC schaltet den masseseitigen Strom
letztendlich komplett auf das mit dem verzögerten Eingang
VB verbundene differenzielle Paar oben rechts.
Die überlagerten rechteckigen Eingangssignale können eine
erhebliche Signalverzerrung verursachen. Eine niedrige Signalverzerrung
kann erreicht werden, indem der Mischstufe, d. h. den oberen beiden
differenziellen Schaltern mit gemeinsamer Last, ein sinusförmiges
Eingangssignal (Tiefpassfilterung) zugeführt wird, oder
indem der verzerrte Ausgangsstrom des Mischers gefiltert wird, bevor
er einer Transimpedanzstufe (TIS) zugeführt wird. Beide
Ansätze zur Filterung des Signals zur Verringerung der
Signalverzerrung haben den Nachteil einer erhöhten Mindestverzögerung
(Phasenverschiebung). Ein weiterer Nachteil der Lösung
nach dem Stand der Technik ergibt sich aus der Art, in der das Eingangssignal
VB verzögert wird. Das einfache Tiefpassfilter (RC) oder eine Übertragungsleitung
dämpfen die Hochfrequenzanteile des Signals erheblich und ändern
dessen Form von rechteckig hin zu einer mehr oder weniger sinusartigen
Form (bandbreitenbegrenztes Signal) und verringern ebenso die Amplitude
von VB. Die Überlagerung zweier
Signale mit unterschiedlicher Form und Amplitude kann eine unerwünschte
zusätzliche Verzerrung verursachen.
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Es
ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung, einen Phasenschieber mit
einer einstellbaren Phase des Ausgangssignals, das eine niedrigere
Verzerrung, eine geringere Mindestverzögerungszeit und eine
hohe Bandbreite hat, bereitzustellen.
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Dementsprechend
wird ein Phasenschieber bereitgestellt, der zumindest zwei kaskadierte
Verzögerungsstufen enthält, die jeweils ein erstes
differenzielles Paar bipolarer Transistoren und ein zweites differenzielles
Paar bipolarer Transistoren umfassen. Die Basen des ersten differenziellen
Paars bipolarer Transistoren dienen als Eingangsknoten für
die Verzögerungsstufe. Die Emitter des ersten differenziellen
Paars sind mit einer ersten Stromquelle gekoppelt, und die Kollektoren
des ersten differenziellen Paars bipolarer Transistoren sind mit entsprechenden
Lasten gekoppelt, um differenzielle Ausgangsknoten der Verzögerungsstufe
bereitzustellen. Die Basen des zweiten differenziellen Paars bipolarer Transistoren
sind mit den entsprechenden Ausgangsknoten des ersten differenziellen
Paars gekoppelt, und die Emitter des zweiten differenziellen Paars
sind mit einer einstellbaren Stromquelle zur selektiven Einstellung
des durch das zweite differenzielle Paar fließenden Stroms
gekoppelt. Die Eingänge jeder folgenden Verzögerungsstufe
sind mit den Ausgangsknoten einer vorhergehenden Verzögerungsstufe
gekoppelt, und eine gemeinsame Laststufe ist mit den Kollektorknoten
der zweiten differenziellen Paare bipolarer Transistoren aller Verzögerungsstufen
gekoppelt, um ein differenzielles Ausgangssignal bereitzustellen,
wobei das Ausmaß der Phasenverschiebung des Ausgangssignals
durch Einstellung des durch das zweite differenzielle Paar fließenden Stroms
durch die einstellbaren Stromquellen eingestellt wird.
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Der
erste Aspekt der vorliegenden Erfindung basiert also auf der Idee,
an Stelle einer zwischen die Eingänge der beiden Stufen
gekoppelten Verzögerungsleitung kaskadierte Stufen zur
Erzeugung der benötigten Verzögerung (Phasenverschiebung)
zu verwenden. Die Verzögerungsstufen gemäß der
vorliegenden Erfindung enthalten entsprechende zweite Transistorenpaare,
die alle mit derselben Laststufe (Transimpedanzstufe) gekoppelt
sind. Die Laststufe überlagert die Signale der Verzögerungsstufen.
Das zweite differenzielle Paar jeder Verzögerungsstufe trägt
einen Ausgangsstrom bei, der der Transimpedanzstufe zugeführt
wird. Die Menge an Ausgangsstrom pro Verzögerungsstufe
legt fest, wie viel die entsprechende Verzögerungsstufe
zu dem Ausgangssignal beiträgt. Ein höherer Strombeitrag
einer Verzögerungsstufe, die in der Kaskade von Verzögerungsstufen
später angeordnet ist, verursacht eine größere
Phasenverschiebung (Verzögerung) des Ausgangssignals in
Bezug auf das der ersten Verzögerungsstufe zugeführte
Eingangssignal. Ein höherer Beitrag einer früheren
Verzögerungsstufe in der Kette verursacht eine kleinere
Phasenverschiebung (Verzögerung).
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Gemäß einem
Aspekt der Erfindung kann der Phasenschieber Steuermittel zur Steuerung
der Verzögerungsstufe derart enthalten, dass für
die Festlegung der Phasenverschiebung lediglich zwei benachbarte
Verzögerungsstufen verwendet werden dürfen, d.
h. es können die zweiten differenziellen Paare von lediglich
zwei benachbarten Verzögerungsstufen durchgeschaltet werden,
so dass die Ströme zu dem Ausgangssignal beitragen, während die
anderen zweiten differenziellen Paare gesperrt sind.
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Die
Basen des zweiten differenziellen Paars bipolarer Transistoren jeder
Verzögerungsstufe sind entweder direkt mit entsprechenden
Ausgangsknoten des ersten differenziellen Paars derselben Verzögerungsstufe
verbunden, oder die Basen des zweiten differenziellen Paars bipolarer
Transistoren jeder Verzögerungsstufe sind durch eine Pegelanpassungsstufe
mit entsprechenden Ausgangsknoten einer vorhergehenden Verzögerungsstufe
verbunden. Des Weiteren können die Verzögerungsstufen
miteinander direkt oder, falls nötig, unter Verwendung von
Pegelanpassungsstufen zur Anpassung der Spannungspegel der Ausgangssignale
an die Eingangssignale verbunden sein.
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Wenn
die kaskadierten Stufen im Wesentlichen direkt miteinander verbunden
sind, und die zweiten differenziellen Paare (d. h. die Basen der Transistoren)
innerhalb der Verzögerungsstufen ebenfalls direkt mit den
Ausgangsknoten der ersten differenziellen Paare verbunden sind,
profitiert der Phasenschieber von der translinearen Kopplung und arbeitet
in einer Strombetriebsart. Gemäß diesem Aspekt
der Erfindung gibt es keinen Bedarf zur Verwendung von großen
(Spannungs-)Pegelanpassungsstufen zwischen aufeinanderfolgenden
Verzögerungsstufen, da das Verhalten des Schaltkreises unweigerlich
von Stromverhältnissen bestimmt wird. Die Eingangssignale
(typischerweise eine Spannung) dürfen lediglich ein Mal
in die Stromdomäne, z. B. in die erste Eingangsstufe, übertragen
werden. Die Verzögerungsstufen sind von Natur aus linear.
Auf Grund der hohen Bandbreite der in Strombetriebsart geschalteten
Stufen ist der von zwei Stufen abgedeckte Phasenverschiebungsbereich
kleiner als in (Spannungsbetriebsart-)Lösungen nach dem
Stand der Technik. Auf Grund der vorverzerrenden Eigenschaft der
Strombetriebsartschaltung ist die Signalverzerrung jedoch gleichzeitig
niedriger als für herkömmliche Lösungen.
Somit ist eine zusätzliche Filterung zur Unterdrückung
der Verzerrung nicht notwendig. Insbesondere sind die RC-Filter
zur Verhinderung von Verzerrungen nicht mehr notwendig und können
weggelassen werden.
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Gemäß einem
anderen Aspekt der Erfindung können die kaskadierten Verzögerungsstufen
miteinander über einen Widerstand gekoppelt sein, der vorzugsweise
zwischen den Ausgangsknoten einer vorhergehenden Verzögerungsstufe
und die Basis eines Transistors des ersten differenziellen Paars
einer nachfolgenden Verzögerungsstufe gekoppelt ist, so dass
der Widerstand und zum Beispiel eine parasitäre Kapazität
der nachfolgenden Verzögerungsstufe ein RC-Netzwerk mit
einer Tiefpassfiltereigenschaft darstellen. Die Widerstände
zwischen den Verzögerungsstufen sollten äußerst
sorgfältig ausgewählt werden, um keine zusätzliche
Verzerrung einzubringen, d. h. den Ausgleichseffekt der Strombetriebsartkopplung
nicht zu beeinträchtigen. Auch kann die Transimpedanz-(Last-)Stufe,
die als gemeinsame Last mit den zweiten differenziellen Paaren aller
Verzögerungsstufen gekoppelt ist, vorzugsweise als Cherry-Hooper-artige
Last implementiert sein.
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Um
einen größeren Bereich für die Phasenverschiebung
(Verzögerung) zu erzielen, kann eine feste Verzögerungsstufe
(oder mehrere feste Verzögerungsstufen) mit nur einem einzelnen
differenziellen Transistorenpaar (d. h. das erste differenzielle Paar)
zwischen zwei benachbarte Verzögerungsstufen gekoppelt
sein. Da die Mindestverzögerung einer einzelnen Verzögerungsstufe
kleiner als die Mindestverzögerung einer Lösung
nach dem Stand der Technik ist, ist die Vergrößerung
des Bereichs von möglichen Phasenverschiebungen nützlich.
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Gemäß einem
Aspekt der vorliegenden Erfindung ein Verfahren zur Bereitstellung
einer Phasenverschiebung mit einem Phasenschieber, der gemäß den
oben beschriebenen Aspekten implementiert ist. Das Verfahren enthält
die selektive Steuerung der einstellbaren Stromquellen einer Mehrzahl von
Verzögerungsstufen, so dass lediglich die zweiten differenziellen
Paare bipolarer Transistoren von aufeinander folgenden Paaren von
Verzögerungsstufen aktiviert werden, wodurch die Verzögerung
des Phasenschiebers über den gesamten Verschiebungsbereich
bestimmt wird. Dementsprechend empfangen lediglich zwei aufeinander
folgende (entweder benachbarte oder durch eine feste Verzögerungsstufe
getrennte) Verzögerungsstufen ausreichend Strom durch die
einstellbare Stromquelle, um zu der Verzögerung in dem überlagerten
Ausgangssignal beizutragen. Die restlichen zweiten Paare von Verzögerungsstufen
sind im Grunde im Leerlauf (d. h. gesperrt) und tragen nicht zu
der Verzögerung bei. Dieser Ansatz gestattet es, Energie
zu sparen und die Phasenverschiebung präzise einzustellen.
Um mehr Energie zu sparen, ist es möglich, selbst die ersten
Paare derjenigen Verzögerungsstufen, die nach der letzten
Verzögerungsstufe mit einem aktivierten (verwendeten) zweiten
differenziellen Paar folgen, zu sperren. Es müssen zumindest
die ersten differenziellen Paare der Verzögerungsstufen,
die vor dem Paar von Verzögerungsstufen liegen, die für
die Feineinstellung der Phasenverschiebung verwendet werden (d.
h. mit aktivierten zweiten differenziellen Paaren), aktiviert werden.
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Weitere
Einzelheiten der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der untenstehenden
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen unter Bezugnahme
auf die beigefügten Zeichnungen. Es zeigen:
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1 einen
vereinfachten Schaltplan einer Phasenschieberstufe gemäß dem
Stand der Technik,
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2 einen
vereinfachten Schaltplan einer modifizierten Phasenschieberstufe
gemäß dem Stand der Technik,
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3 einen
vereinfachten Schaltplan eines weiteren modifizierten Phasenschiebers
gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung,
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4 zwei
Beispiele eines in Strombetriebsart geschalteten Phasenschiebers
gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung,
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5 einen
vereinfachten Schaltplan einer Ausführungsform eines Phasenschiebers
gemäß einem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung,
und
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6 einen
vereinfachten Schaltplan einer weiteren Ausführungsform
eines Phasenschiebers gemäß einem vierten Aspekt
der vorliegenden Erfindung.
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1 zeigt
einen vereinfachten Schaltplan einer Lösung eines Phasenschiebers
gemäß dem Stand der Technik. Dementsprechend ist
das Ausgangssignal VOUT eine verzögerte
(phasenverschobene) Version des Eingangssignals VIN.
Die Eingangsspannung VIN ist mit dem differenziellen
Paar Q2, Q2' gekoppelt, und eine verzögerte Version VB der Eingangsspannung VIN ist
mit dem zweiten differenziellen Paar Q3, Q3' gekoppelt. Da Q3, Q3'
die verzögerte Version VB des Eingangssignals
VIN empfängt, kann das Ausmaß der
Phasenverschiebung durch die Steuerspannung VC gesteuert
werden. VC ist mit dem differenziellen Paar
Q1, Q1' gekoppelt. Eine Laststufe, bestehend aus RL, RL' ist jeweils
mit den Kollektoren der differenziellen Paare Q2, Q2' und Q3, Q3' gekoppelt.
Eine Stromquelle ist durch einen NMOS-Transistor NM1 realisiert,
der einen Ladestrom aufweist, um einen Konstantstrom durch das differenzielle
Paar Q1, Q1' abzuführen. Eine hohe positive Spannung VC schaltet den Transistor Q1 durch und steuert
den gesamten oder einen Großteil des Stroms durch das differenzielle
Paar Q2, Q2'. Dementsprechend ist die Ausgangsspannung VOUT im Wesentlichen phasengleich mit der
Eingangsspannung VIN, die auf Grund der
Eigenverzögerungen der Bauelemente eine Mindestverzögerung
aufweist. Eine negative Spannung VC schaltet
Q1' durch und sperrt den Transistor Q1, so dass das differenzielle Paar
Q3, Q3' und die Ausgangsspannung VOUT von VB dominiert wird.
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2 zeigt
ein vereinfachtes Schaltbild eines herkömmlichen Phasenschiebers
mit einer Cherry-Hooper-artigen Transimpedanzstufe, die als gemeinsame
Last mit den Verzögerungsstufen gekoppelt ist. Die Überlagerung
der rechteckigen Eingangssignale in der Lösung gemäß 2 verursacht jedoch
eine erhebliche Verzerrung. Eine geringe Signalverzerrung kann erreicht
werden, indem den differenziellen Paaren Q2, Q2' und Q3, Q3' ein
sinusförmiges Eingangssignal zugeführt wird. Dies
erfordert eine Tiefpassfilterung des rechteckigen Eingangssignals.
Ein weiterer Ansatz besteht in der Filterung der verzerrten Ausgangsströme
von Q2, Q2' und Q3, Q3' (Mischstufe), bevor sie der Transimpedanzstufe
TIS zugeführt werden. Die Filterung der Signale zur Verringerung
der Signalverzerrung hat jedoch den Nachteil einer größeren
Mindestverzögerung (Phasenverschiebung).
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3 zeigt
einen vereinfachten Schaltplan einer Dreistufenlösung eines
Phasenschiebers gemäß einem ersten Aspekt der
vorliegenden Erfindung. An Stelle von zwei durch eine Leitung gekoppelten
Stufen gibt es drei mit einer Zahl in einem gestrichelten Kreis
angegebene, aufeinander folgende Verzögerungsstufen und
eine mit 0 bezeichnete Eingangsstufe. Die Durchgangsscheinleitwertteile
des Mischers bestehen aus den differenziellen Paaren Q2, Q2', während
die Verzögerungsstufen die differenziellen Paare Q1, Q1'
und die Widerstände Re, Re' umfassen. Die Stromquellen
CS1, CS2, CS2' sowie CS3 sind Konstantstromquellen. CS21, CS22 und
CS23 sind einstellbare Stromquellen, die die Ströme IA, IB und IC bereitstellen. Die Transimpedanzstufe TIS
besteht aus den Lasttransistoren RL, RL' und Rf, Rf. Des Weiteren
gibt es ein differenzielles Paar Q3, Q3' in der Transimpedanzstufe
TIS. Die Mischerstufen sind über die Widerstände
R und eine Kapazität C mit den Verzögerungsstufen
gekoppelt, um eine Tiefpassfilterung bereitzustellen. Die Mindestverzögerung
(Phasenverschiebung) wird für IA = I0 erreicht. Für geringe Verzögerungseinstellungen (Phasenverschiebung)
wird der Strom zwischen Stufe 1 und Stufe 2 gesteuert
(IA = [1 – x]·I0 und IB = x·I0 wobei x zwischen 0 und 1 schwankt; Ic =
0) während Ic abgeschaltet ist. Für x = 1 und
größer werden die Verzögerungen eingestellt,
indem der Strom zwischen Stufe 2 und Stufe 3 verteilt wird, während
der masseseitige Strom IA nahe an Null gehalten
wird (IB = [1 – x]·I0 und Ic = x·I0 wobei
x zwischen 0 und 1 schwankt; IA = 0). Es
wird nur der masseseitige Strom der mit einer hervorgehobenen Zahl
(gestrichelter Kreis) gekennzeichneten differenziellen Paare eingestellt
oder abgeschaltet. Alle anderen masseseitigen Ströme haben
feste Werte (z. B. I1). Die wie in 3 abgebildete,
auf einem gemeinsamen Phasenschieber basierende Anordnung mit kaskadierten
Stufen hat zwei Hauptnachteile: Sie erfordert leistungsverbrauchende
Pegelschieber Q4, Q4' (in diesem Beispiel Emitterfolger), und das
Filter erhöht die minimal einstellbare Verzögerung
(Phasenverschiebung).
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4 zeigt
zwei verschiedene Ausführungsformen eines Phasenschiebers
gemäß der vorliegenden Erfindung. 4(a) hat
zwei durch eingekreiste Zahlen angegebene Verzögerungsstufen 1 und 2. Jede
Verzögerungsstufe besteht aus einem differenziellen Paar
Q1, Q1', einer mit dem differenziellen Paar Q1, Q1' gekoppelten
Stromquelle CS1 und Diodenlastelementen D1, D1'. Ein zweites differenzielles Paar
Q2, Q2' ist mit den Kollektoren des ersten differenziellen Paars
Q1, Q1' gekoppelt. Eine einstellbare Stromquelle CS21, CS22 ist
mit dem entsprechenden differenziellen Paar Q2, Q2' gekoppelt. Die
differenziellen Paare Q2, Q2' können als Mischstufe bzw. Durchgangsscheinleitwertstufe
der gemeinsamen Last angesehen werden. In 4(a) besteht
die mit allen Mischstufen gekoppelte Last aus den beiden Widerständen
RL, RL'. Durch Einstellung der Ströme xI0 und
(1 – x) I0 der Stromquelle CS21
und CS22 wird die Phasenverschiebung des Ausgangssignals VOUT zwischen einem Mindest- und einem Maximalwert verschoben.
Die mit den Emittern des ersten differenziellen Paars Q1, Q1' der
Eingangsstufe gekoppelten Widerstände Re, Re' dienen dazu,
das Eingangssignal zu linearisieren und die Verzerrung der überlagerten
Eingangssignale zu verringern. Die Verstärkung der Eingangsstufe
wird verringert, die Bandbreite erhöht und die Verzögerung
der Eingangsstufe unter Verwendung der Widerstände Re,
Re' ebenfalls verringert. Die zweite Verzögerungsstufe
arbeitet auf Grund der Basisschaltung der Transistoren in einer
linearen Betriebsart. Die direkte Verbindung der Basen des ersten
differenziellen Paars bipolarer Transistoren Q1, Q1' der zweiten
Verzögerungsstufe 2 mit den Ausgangsknoten OUT1,
OUT1' der ersten Verzögerungsstufe 1 und die direkte
Verbindung der Basen der Basen der bipolaren Transistoren Q2, Q2' des
zweiten differenziellen Paars jeder Verzögerungsstufe 1, 2 stellen
eine translineare Kopplung bereit, so dass die Verzögerungsstufen
in einer Strombetriebsart arbeiten. Dementsprechend sind die Verzögerungsstufen
von Natur aus linear, und es ist keine RC-Filterung zur Unterdrückung
von Verzerrungen notwendig. Die großen und leistungsverbrauchenden
Pegelschieber (Q4, Q4' in 3) des in 3 gezeigten
Schaltkreises können ebenfalls weggelassen werden.
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4(b) zeigt einen vereinfachten Schaltplan
einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
Die Verzögerungsstufen 1, 2 haben im
Grunde dieselben Bauelemente wie in 4(a) gezeigt.
Ebenfalls ist die Grundfunktionalität dieselbe. Die Ausführungsform
gemäß 4(b) hat eine Transimpedanzstufe,
die Cherry-Hooper-artig implementiert ist. Die mit allen Verzögerungsstufen
gekoppelte gemeinsame Last besteht aus einem differenziellen Paar
Q3, Q3', den Lastwiderständen RL, RL' und den Widerständen
Re, Re'.
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5 zeigt
einen vereinfachten Schaltplan einer weiteren Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Um eine hohe Anzahl an kaskadierten
Stufen oder Eingängen für den Phasenschieber zu
vermeiden, können zusätzliche Verzögerungsstufen, wie
in 5 gezeigt, unterbrochen werden. Die mit del in
einem gestrichelten Kreis bezeichnete Verzögerungsstufe
wird dazu verwendet, eine zusätzliche Verzögerung
zwischen die Verzögerungsstufen 1 und 2 einzubringen.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung
wird vorgeschlagen, Verzögerungsstufen zu kaskadieren,
anstatt RC-Verzögerungselemente oder Verzögerungsleitungen
zwischen den Verzögerungsstufen zu verwenden.
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6 zeigt
einen vereinfachten Schaltplan einer Ausführungsform gemäß der
vorliegenden Erfindung. Dementsprechend werden vier kaskadierte Verzögerungsstufen 1, 2, 3 und 4 bereitgestellt.
Die differenziellen Paare Q1, Q1' und Q2, Q2' jeder Verzögerungsstufe
sind in einer Strombetriebsart miteinander gekoppelt. Die Stromquellen
CS1 und CS3 stellen einen Konstantstrom bereit, während
die Stromquellen CS21, CS22, CS23 und CS24 einstellbare Stromquellen
sind, die die Ströme IA, IB, IC bzw. ID bereitstellen. Die entsprechenden Ausgangsströme
der differenziellen Paare Q2, Q2' jeder Verzögerungsstufe
(der Mischstufe) werden in der Cherry-Hooper-artig implementierten
Transimpedanzstufe TIS zusammengeführt. Durch Kopplung
der Ausgänge jeder vorhergehenden Verzögerungsstufe
mit der nachfolgenden Verzögerungsstufe über einen
zusätzlichen Widerstand Rdel, Rdel' kann eine zusätzliche
Verzögerung eingebracht werden. Die Widerstände
sollten jedoch äußerst sorgfältig dimensioniert
werden, um keine zusätzliche Verzerrung zu erzeugen. Gemäß einer
möglichen Konfiguration können lediglich zwei
benachbarte Verzögerungsstufen zur Einstellung der Phasenverschiebung
verwendet werden. Dementsprechend können für geringe
Phasenverschiebungen lediglich die Ströme IA und
IB eingestellt und IC und
ID abgeschaltet werden. Für größere
Phasenverschiebungen können lediglich IB und IC eingestellt und ID und
IA abgeschaltet werden. Schließlich
können für eine maximale Phasenverschiebung IC und ID verwendet
und IA und IB abgeschaltet
werden. Dieses Verfahren zur Steuerung der vier Ströme
IA, IB, IC und ID zur Bereitstellung
eines lediglich paarweisen Beitrags der Verzögerungsstufen zu
der Gesamtphasenverschiebung kann durch eine bestimmte Steuerstufe
implementiert werden. Wenn die Phasenverschiebung oder Verzögerung
durch die Verzögerungsstufe 2 und 3 (Ströme
IB, IC) festgelegt wird,
muss der Arbeitspunkt des ersten differenziellen Paars Q1, Q1' der
ersten Verzögerungsstufe 1 korrekt eingestellt,
d. h. durchgeschaltet, sein, da die Verzögerung der ersten
Stufe einen Beitrag zu der Gesamtverzögerung leistet. Trotzdem
kann die Verzögerungsstufe 4 gesperrt oder in
eine Abschaltbetriebsart geschaltet werden, da diese Verzögerungsstufe
keinen Beitrag zu der Gesamtverzögerung leistet.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Nicht-Patentliteratur
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- - "An Undersea
Fiber-Optic Regenerator Using an Integral-Substrate Package and
Flip-Chip SAW Mounting", Journal of Light Wave Technology, Vol. LT-2,
Nr. 6, Dez. 1984 [0002]
- - "The Continuously Variable GHz Phase-Shifter IC Covering More
Than One Frequency Decade", IEEE Journal of Solid-State Circuits,
Vol. 27, Nr. 6, Juni 1992 [0002]