DE102006032276B4

DE102006032276B4 - Amplitudenregelungsschaltung

Info

Publication number: DE102006032276B4
Application number: DE102006032276A
Authority: DE
Inventors: Heiko Körner
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2006-07-12
Filing date: 2006-07-12
Publication date: 2011-10-27
Anticipated expiration: 2026-07-13
Also published as: US7659788B2; DE102006032276A1; US20080048793A1

Abstract

Amplitudenregelungsschaltung (100) für einen Oszillator (110) mit einem Eingang für ein Versorgungssignal mit einem Spannungswert, der von einer Amplitude einer Oszillation des Oszillators (110), einer Frequenz der Oszillation und weiteren Parametern abhängt, wobei bei einer Auftragung der Spannungswerte als Funktion von Stromwerten des Versorgungssignals im Wesentlichen gleiche Amplituden der Oszillation für verschiedene Parameter auf wenigstens einer Referenzgeraden (380) liegen, mit folgenden Merkmalen: einer Versorgungsschaltung (120) mit einem Steuereingang fur ein erstes Steuersignal und einem Versorgungsausgang für das auf dem ersten Steuersignal basierenden Versorgungssignal; einer Referenzschaltung (150) mit einem Eingang für ein Referenzversorgungssignal und einem Widerstandselement (350) mit einem Widerstandswert, der auf einer Steigung der Referenzgeraden (380) basiert, das mit dem Eingang der Referenzschaltung (150) gekoppelt ist; einer Referenzversorgungsschaltung (140) mit einem Referenzsteuereingang fur ein zweites Steuersignal und einem Referenzversorgungsausgang für das auf dem zweiten Steuersignal basierende Referenzversorgungssignal; und einer Vergleichsschaltung (130) mit einer Komparatorschaltung (320) und...

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Amplitudenregelungsschaltung, insbesondere eine Amplitudenregelungsschaltung für einen Oszillator, bei dem es sich beispielsweise um einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO = voltage controlled oscillator) handeln kann.
In vielen elektronischen Geräten sind heutzutage Hochfrequenz-Schaltkreise bzw. RF-Schaltkreise (RF = radio frequency = Hochfrequenz) implementiert, um beispielsweise als Taktgeber oder Grundfrequenzgeber für Empfangs- und/oder Sendeeinheiten für eine Datenübertragung mittels Funk verwendet zu werden. Hierbei werden entsprechende Hochfrequenz-Schaltkreise sowohl in mobilen Geräten als auch in Geräten eingesetzt, die tendenziell im nichtmobilen Bereich eingesetzt werden. Beispiele für entsprechende mobile Geräte stellen so tragbare Minicomputer, wie etwa PDAs (PDA = personal data assistant = persönlicher Datenassistent) oder auch Mobiltelefone dar.
Häufig sind in den betreffenden RF-Schaltkreisen vollständig integrierte phasenverriegelte Schaltungen bzw. PLL-Schaltungen (PLL = phase locked loop = phasenverriegelte Schleife) realisiert. Kernstück einer solchen phasenverriegelten Schaltung ist dabei häufig ein spannungsgesteuerter Oszillator bzw. VCO, welcher dann so dimensioniert ist, dass er bezüglich der Frequenz Streuungen, die beispielsweise durch produktionsbedingte und/oder betriebsbedingte Parameter (Temperaturschwankungen oder auch Schwankungen der Versorgungsspannung) auftreten können, toleriert, und dabei immer die gewünschte Frequenz erzeugt. Neben dem Ausgleich der Streuung durch Produktion, Temperatur und Versorgungsspannung müssen oftmals auch noch verschiedene Frequenzbänder durch den VCO oder den entsprechenden RF-Schaltkreis abgedeckt werden, weshalb ein integrierter VCO im Allgemeinen über einen großen Frequenzbereich steuerbar sein muss. So toleriert der VCO diese Streuungen und schafft es hierbei, immer mit Hilfe von einstellbaren Komponenten (Tuningkomponenten) die (momentane) Frequenz so auszugleichen, dass letztendlich die korrekte Frequenz von ihm erzeugt wird.
Bei spannungsgesteuerten Oszillatoren, die einen großen Frequenz- und Temperaturbereich abdecken, ist es daher ratsam, ein besonderes Augenmerk auf eine Amplitude einer von dem spannungsgesteuerten Oszillator bereitgestellten Schwingung (Ausgangsamplitude) zu legen, da diese im Allgemeinen stark von den jeweiligen Betriebsbedingungen abhängt. Um eine sichere Funktion der Gesamtschaltung zu gewährleisten, ist es daher im Allgemeinen notwendig, dass die Ausgangsamplitude bzw. Amplitude groß genug ist, um nachfolgende Schaltungen ansteuern zu können. Gleichzeitig ist bei einer entsprechenden Auslegung des entsprechenden RF-Schaltkreises jedoch zu berücksichtigen, dass häufig nur eine beschränkte Energiemenge für den Betrieb des betreffenden IC (IC = integrated circuit = integrierte Schaltung) zur Verfügung steht. Dies trifft insbesondere auf mobile Applikationen zu, bei denen häufig batteriebetriebene oder akkubetriebene ICs zum Einsatz kommen. Um also die Batterielebensdauer bzw. Akkulebensdauer möglichst zu maximieren, ist es daher ratsam, möglichst nicht zu viel Strom für den Betrieb des betreffenden RF-Schaltkreises vorhalten zu müssen, was zu einer bedeutsamen Einschränkung der spezifizierten Parameter des RF-Schaltkreises führen kann.
Die EP 0 462 304 B1 betrifft eine Schaltungsanordnung zum Regeln der Amplitude des Ausgangssignals eines Oszillators, bei dem der Emitter eines ersten Oszillatortransistors über eine steuerbare Stromquelle mit einem Anschluss für ein Versorgungspotential verbunden ist, wobei der Oszillator mindestens ein frequenzbestimmendes Element enthält, das an den Basisanschluss des ersten Oszillatortransistors angeschlossen ist, und bei der der Emitteranschluss des ersten Oszillatortransistors über einen Regelverstärker auf einen Steuereingang der steuerbaren Stromquelle rückgekoppelt ist.
Die US 2006/0006951 A1 bezieht sich auf ein System und ein Verfahren zur Steuerung eines spannungsgesteuerten Oszillators oder lokalen Oszillators, das einen Amplitudendetektor zur Detektierung der Amplitude an einem Knotenpunkt enthält, die wenigstens einem Ausgangsanschluss entspricht. Ein Komparator vergleicht die detektierte Amplitude mit einem vorbestimmten Amplitudenwert und gibt ein erstes digitales Signal aus, wenn die detektierte Amplitude größer als der vorbestimmte Amplitudenwert ist. Ferner gibt der Komparator einen zweiten digitalen Wert aus, wenn die detektierte Amplitude geringer als der vorbestimmte Amplitudenwert ist. Ein Akkumulator sammelt die Ausgaben des Komparators und stellt ein akkumuliertes digitales Amplitudensignal bereit. Ein Digital/Analog-Wandler konvertiert das akkumulierte digitale Amplitudensignal in ein akkumuliertes analoges Amplitudensignal, das einem Transistor des spannungsgesteuerten Oszillators oder des lokalen Oszillators als Steuersignal zur Verfügung gestellt wird.
Die DE 10 1004 005 261 A1 bezieht sich auf eine amplitudengesteuerte Oszillatorschaltung, die einen Oszillator zum Bereitstellen eines Frequenzsignals mit einer steuerbaren Signalamplitude, einer Teilerschaltung zur Frequenzteilung des Frequenzsignals aufweist, wobei der Teilerschaltung eine Mindestamplitude des Frequenzsignals zugeordnet ist und wobei die Teilerschaltung ausgebildet ist, um ein geteiltes Frequenzsignal mit einer vorbestimmten Qualität auszugeben, wenn die Signalamplitude größer oder gleich als die Mindestamplitude ist. Ferner umfasst die amplitudengesteuerte Oszillatorschaltung eine Steuereinrichtung zum Steuern der Signalamplitude des Frequenzsignals, wobei die Steuereinrichtung ausgebildet ist, um die Signalamplitude derart zu steuern, dass sie größer oder gleich der Mindestamplitude ist.
Die vorliegende Erfindung schafft zu den oben skizzierten Zwecken Amplitudenregelungsschaltungen sowie Verfahren gemaß den unabhängigen Ansprüchen.
Kurzbeschreibung der Figuren
Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert.
1 zeigt ein Blockschaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels einer Amplitudenregelungsschaltung;
2 zeigt ein Ersatzschaltbild eines spannungsgesteuerten Oszillators;
3a zeigt eine Abhängigkeit einer Amplitude eines Frequenzsignals eines spannungsgesteuerten Oszillators in Abhängigkeit von einer Frequenz,
3b zeigt eine Abhängigkeit einer Amplitude des Frequenzsignals eines spannungsgesteuerten Oszillators in Abhängigkeit von der Temperatur;
4 zeigt ein Ersatzschaltbild eines Ausführungsbeispiels einer Amplitudenregelungsschaltung;
5 zeigt eine Darstellung eines Kennlinien-Feldes eines spannungsgesteuerten Oszillators;
6a zeigt eine Abhängigkeit einer Amplitude von einer Temperatur fur einen spannungsgesteuerten Oszillator mit und ohne Verwendung eines Ausführungsbeispiels einer Amplitudenregelungsschaltung; und
6b zeigt eine Abhängigkeit eines Versorgungsstroms von einer Temperatur für einen spannungsgesteuerten Oszillator mit und ohne Verwendung eines Ausführungsbeispiels einer Amplitudenregelungsschaltung.
Detaillierte Beschreibung der Ausführungsbeispiele
Bevor im weiteren Verlauf der vorliegenden Anmeldung Bezug nehmend auf die 4–6b weitere Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung in Form von Amplitudenregelungsschaltungen erläutert werden, wird zunächst anhand von 1 ein erstes Ausführungsbeispiel einer Amplitudenregelungsschaltung erläutert und anhand der 2, 3a und 3b ein Aufbau eines typischen spannungsgesteuerten Oszillators näher erläutert.
1 zeigt ein Blockschaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung in Form einer Amplitudenregelungsschaltung 100 für einen Oszillator 110 mit einem Eingang für ein Versorgungssignal. Der Oszillator 110 kann beispielsweise ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO; VCO = voltage controlled oscillator) oder ein anderer Oszillator sein, der zumindest bezüglich einer Amplitude eines von ihm ausgegebenen Frequenzsignals steuerbar oder regelbar ist. An den Eingang für das Versorgungssignal des Oszillators 110 ist ein Versorgungsausgang einer Versorgungsschaltung 120 angeschlossen. Neben dem Versorgungsausgang umfasst die Versorgungsschaltung 120 ebenfalls einen Steuereingang, der mit einem ersten Steuersignalausgang einer Vergleichsschaltung 130 gekoppelt ist. Die Vergleichsschaltung 130 ist darüber hinaus mit einem ersten Eingang für das Versorgungssignal mit dem Eingang des Oszillators und dem Versorgungsausgang der Versorgungsschaltung 120 gekoppelt.
Die Vergleichsschaltung 130 ist darüber hinaus über einen zweiten Steuersignalausgang und einen zweiten Eingang mit einer Referenzversorgungsschaltung 140 gekoppelt. Genauer gesagt ist ein Referenzsteuereingang der Referenzversorgungsschaltung 140 mit dem zweiten Steuersignalausgang der Vergleichsschaltung 130 gekoppelt. Die Referenzversorgungsschaltung 140 weist darüber hinaus einen Referenzversorgungsausgang auf, der mit dem zweiten Eingang der Vergleichsschaltung 130 gekoppelt ist. Darüber hinaus ist an dem Referenzversorgungsausgang der Referenzversorgungsschaltung 140 ein Eingang einer Referenzschaltung 150 gekoppelt.
Hierbei wird im Rahmen der vorliegenden Anmeldung unter einer Kopplung zweier Komponenten eine direkte oder mittelbare Verbindung der betreffenden Komponenten, beispielsweise uber ein oder mehrere, weitere elektrische Schaltelemente, verstanden.
Die Versorgungsschaltung 120 stellt dem Oszillator 110 ein Versorgungssignal bereit, das eine elektrische Größe, also beispielsweise einen Stromwert oder einen Spannungswert, aufweist, der von einer Amplitude einer Oszillation des Oszillators 110 abhängt. Das Versorgungssignal wird hierbei ebenfalls der Vergleichsschaltung 130 über den ersten Eingang derselben bereitgestellt.
Die Referenzversorgungsschaltung 140 stellt der Referenzschaltung 150 quasi spiegelbildlich zu der Versorgungsschaltung 120 und dem Oszillator 110 ein Referenzversorgungssignal bereit, das über den zweiten Eingang ebenfalls der Vergleichsschaltung 130 bereitgestellt wird.
Das Referenzversorgungssignal weist hierbei ebenfalls eine elektrische Referenzgröße auf, bei der es sich wiederum um einen Stromwert oder einen Spannungswert handeln kann. Die Vergleichsschaltung 130 erzeugt basierend auf der elektrischen Große des Versorgungssignals und der elektrischen Referenzgroße des Referenzversorgungssignals nun ein erstes Steuersignal und ein zweites Steuersignal, die den beiden Versorgungsschaltungen, genauer gesagt der Versorgungsschaltung 120 und der Referenzversorgungsschaltung 140, über ihren Steuersignaleingang bzw. Referenzsteuersignaleingang bereitgestellt werden.
Die Versorgungsschaltung 120 stellt hierbei dem Oszillator 110 über das Versorgungssignal eine für die Oszillation notwendige Energie bereit. Wird so beispielsweise uber einen in 1 nicht gezeigten Ausgang fur ein von dem Oszillator 110 erzeugtes Frequenzsignal, das die betreffende Oszillation aufweist, und von einer ebenfalls in 1 nicht gezeigten Schaltung dem Oszillator 110 in jeder Oszillation bzw. wahrend jeder Periode einer Oszillation eine bestimmte Menge Energie abgezogen, so kann diese dem Oszillator 110 über das Versorgungssignal der Versorgungsschaltung 120 wieder zugefuhrt werden. Darüber hinaus können ebenfalls uber das Versorgungssignal Energieverluste ausgeglichen werden, die aufgrund interner Verluste des Oszillators 110 entstehen.
Der Oszillator 110 ist dabei so ausgelegt oder weist das Merkmal auf, dass die elektrische Große des Versorgungssignals, also beispielsweise ein Spannungswert oder ein Stromwert des Versorgungssignals, eine Abhängigkeit von der Amplitude der Oszillation des Oszillators 110 aufweist. Handelt es sich beispielsweise bei dem dem Oszillator 110 bereitgestellten Versorgungssignal um einen Strom, kann der Oszillator 110 so ausgelegt sein oder so konzipiert sein, dass ein Spannungswert an seinem Eingang von der Amplitude der Oszillation abhangt. In diesem Fall stellt also der Spannungswert des als Versorgungssignal fungierenden Stroms die elektrische Große des Versorgungssignals dar. Analog kann im Falle eines Oszillators 110, dem eine Spannung bereitgestellt wird, bei dem also das Versorgungssignal eine elektrische Spannung darstellt, ein Stromwert die Amplitude der Oszillation des Oszillators 110 anzeigen.
Die Referenzschaltung 150 und die Referenzversorgungsschaltung 140 sind hierbei zusammen derart ausgelegt, dass diese über die Vergleichsschaltung 130 eine Regelung der Versorgungsschaltung 120 und des Oszillators 110 ermöglichen, ohne dass der Oszillator 110 an seinem Ausgang, der in 1 nicht gezeigt ist, belastet wird. Mit anderen Worten sind die Referenzversorgungsschaltung 140 und die Referenzschaltung 150 bezüglich einer charakteristischen Größe, etwa einem Spannungsverlauf oder einem Stromverlauf, an den Oszillator 110 und die Versorgungsschaltung 120 angepasst. Noch anders ausgedrückt, wird mittels der Referenzschaltung 150 eine stabile Führungsgröße erzeugt und so die Amplitude der Oszillation, also beispielsweise die VCO-Amplitude, belastungslos bestimmt.
Die Vergleichsschaltung 130 steuert basierend auf dem Versorgungssignal und dem Referenzversorgungssignal die beiden Versorgungsschaltungen 120, 140 so an, dass eine (quasi-)konstante Schwingungsamplitude des Oszillators 110 über einen großen Temperaturbereich erzielt wird. Handelt es sich bei dem Oszillator 110 darüber hinaus um einen Oszillator mit veränderbarer Frequenz, also etwa einen spannungsgesteuerten Oszillator oder VCO, so kann das in 1 gezeigte Ausführungsbeispiel einer Amplitudenregelungsschaltung eine (quasi-)konstante Schwingungsamplitude des VCO 110 insgesamt über einen großen Frequenz- und Temperaturbereich gewährleisten.
Ein Vorteil eines Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung besteht somit darin, dass die Amplitude des Oszillators 110 kontrolliert und geregelt werden kann, ohne dass der Ausgang des Oszillators 110 durch eine Messung der Amplitude belastet wird. Das Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ermöglicht somit eine Regelung der Amplitude des Oszillators 110, wobei der Ausgang des Oszillators 110 unbelastet bleibt. Dies ermöglicht einen Betrieb des Oszillators 110 in einem besonders energiesparenden Betriebsmodus, da eine Änderung der Amplitude der durch den Oszillator 110 in Form des Frequenzsignals bereitgestellten Oszillation durch betriebsbedingte Parameter, etwa die Frequenz des Oszillators 110, oder durch umweltbedingte Einflüsse, etwa der Temperatur oder der Versorgungsspannung, kompensiert werden kann.
Hierdurch ist es möglich, den Oszillator 110 derart auszulegen, dass die Amplitude der Oszillation jeweils optimal auf die Bedürfnisse der nachfolgenden Schaltungselemente abgestimmt werden kann. Es ist also nicht mehr notwendig, den Oszillator 110 in einem Betriebsmodus zu betreiben, der unter allen (spezifizierten) Betriebsbedingungen einen Mindestwert der Amplitude der Oszillation sicherstellt, was im Allgemeinen zu einer im Vergleich zu dem Mindestwert überhöhten Amplitude der Oszillation und damit zu einem überhöhten Energieverbrauch des Oszillators 110 fuhrt.
Dies wird dadurch erzielt, dass eine Referenzschaltung 150 versorgungsseitig „parallel”, bzw. ”spiegelbildlich” zu dem Oszillator 110 geschaltet wird, die zusammen mit der Referenzversorgungsschaltung 140 bezüglich einer charakteristischen Größe des Oszillators 110 und der Versorgungsschaltung 120 an diese angepasst ist, so dass die Referenzschaltung 150 eine stabile Fuhrungsgroße liefert, auf der basierend die Vergleichsschaltung 130 Steuersignale den beiden Versorgungsschaltungen 120, 140 bereitstellen kann.
So umfasst beispielsweise die Referenzschaltung 150 ein Widerstandselement, das mit dem Eingang der Referenzschaltung 150 gekoppelt ist und an das das Referenzversorgungssignal angelegt wird. Daruber hinaus kann in einem Ausfuhrungsbeispiel der vorliegenden Erfindung die Referenzschaltung 150 ebenfalls einen Referenztransistor aufweisen, der bezuglich seiner Dimensionierung und Auslegung an einen mehrere Transistoren, die in dem Oszillator 110 umfasst sind, angepasst sind. Hierdurch kann die Referenzschaltung 150 beispielsweise eine Temperaturabhangigkeit oder andere umweltbedingte Einflusse des Oszillators 110 nachbilden, was einen signifikanten Vorteil der betreffenden Ausführungsbeispiele darstellt.
Ein weiterer Vorteil eines Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung besteht darin, dass die Referenzschaltung 150 und die Referenzversorgungsschaltung 140 bezüglich der Versorgungsschaltung 120 und des Oszillators 110 so ausgelegt sind, dass das Referenzversorgungssignal und das Versorgungssignal ein vorbestimmtes Verhältnis zueinander aufweisen. Hierdurch kann eine sehr genaue Regelung der Amplitude der Oszillation erzielt werden, wenn typischerweise das Verhältnis eines Wertes des Versorgungssignals zu dem Wert des Referenzversorgungssignals in einem Bereich zwischen 0,75 und 1,25 oder aber in einem Bereich zwischen 0,9 und 1,1 liegt.
Im weiteren Verlauf der vorliegenden Anmeldung werden für funktionsgleiche und funktionsähnliche Objekte gleiche Bezugszeichen verwendet. Abschnitte der Beschreibung, die sich auf funktionsgleiche oder funktionsähnliche Objekte beziehen, können zwischen den einzelnen Ausführungsbeispielen ausgetauscht werden, so weit dies nicht explizit anders angegeben ist.
Bevor im weiteren Verlauf der vorliegenden Anmeldung weitere Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung in Form von Amplitudenregelungsschaltungen erläutert werden, wird zunächst ein spannungsgesteuerter Oszillator als Oszillator 110 anhand des in 2 dargestellten Ersatzschaltbildes und der in den 3a und 3b dargestellten Verläufe einer Amplitude einer Oszillation des spannungsgesteuerten Oszillators erläutert.
2 zeigt so ein Ersatzschaltbild einer herkömmlichen Realisierung eines spannungsgesteuerten Oszillators 110, der beispielsweise als Oszillator 110 bei dem in 1 gezeigten Ausführungsbeispiel eingesetzt werden kann. Der spannungsgesteuerte Oszillator bzw. VCO 110 weist, ebenso wie der Oszillator 110 bei dem in 1 gezeigten Ausführungsbeispiel, einen Eingang für ein Versorgungssignal auf, an den in 2 eine Stromquelle 160 angeschlossen ist, die einen Gleichstrom mit einem Stromwert I_VCO dem VCO 110 aufprägt. Die Stromquelle 160 ist darüber hinaus an einen Versorgungsanschluss 170 für eine positive Versorgungsspannung Vdd angeschlossen.
Der VCO 110 umfasst einen Parallel-Schwingkreis, der über zwei kreuzgekoppelte Transistoren 180, 190 mit einem Anschluss für ein Bezugspotenzial 200, bei dem es sich beispielsweise um Masse (Ground; GND) oder eine negative Versorgungsspannung Vss handeln kann. Genauer gesagt umfasst der (Parallel-)Schwingkreis eine Spule bzw. Induktivität 210, die einen Mittenanschluss bzw. eine mittlere Anzapfung aufweist, an die der Eingang des Oszillators 110 gekoppelt ist. Die Induktivität 210 weist einen Induktivitätswert L auf. Die Induktivität 210 kann beispielsweise in Form einer Spule bzw. Schwingkreisspule, eine entsprechend geformte Leiterbahn auf einem Chip oder beispielsweise durch eine Halbleiterschaltung, etwa einen Gyrator, gebildet sein. Je nach konkreter Ausgestaltung der Induktivität 210 kann diese auch eine Serienschaltung zweier der vorgenannten Schaltelemente bzw. Schaltungen umfassen, wobei zwischen die beiden Schaltelemente der Mittenabgriff bzw. die mittlere Anzapfung in Form eines Knotenpunktes implementiert sein kann. Die Induktivität 210 bewirkt darüber hinaus auch eine Entkopplung der Oszillation von der (Gleich-)Stromquelle 160, da die Induktivität hier zusätzlich für die Stromquelle 160 einen Tiefpass-Filter darstellt.
Parallel zu der Induktivität 210 ist eine bezüglich ihres Kapazitätswertes einstellbare bzw. trimmbare Kapazität 220 geschaltet. Die Kapazität 220 weist bei dem in 2 gezeigten VCO 110 einen Kapazitätswert Ctune auf, der durch Anlegen einer Steuerspannung V_tune an einen Steueranschluss der Kapazität 220 einstellbar ist. Eine entsprechende einstellbare Kapazität 220, die auch als Trimm-Kapazität Ctune bezeichnet wird, kann beispielsweise mit Hilfe von Varaktoren oder Kapazitäts-Dioden realisiert werden. Beispielsweise kann eine entsprechende Trimm-Kapazität als Serienschaltung zweier Kapazitäts-Dioden ausgeführt werden, wobei jeweils die Kathodenanschlüsse der beiden Kapazitäts-Dioden über einen Knotenpunkt verbunden sind, und wobei der Knotenpunkt mit dem Steueranschluss der Trimm-Kapazitat gekoppelt ist. Gegebenenfalls kann es ratsam sein, zusätzliche Trennkapazitäten und/oder parallel geschaltete Kapazitäten in die Trimm-Kapazitat zu integrieren.
Bei dem in 2 gezeigten VCO 110 sind darüber hinaus Drainanschlüsse der beiden Transistoren 180, 190, bei denen es sich bei dem in 2 gezeigten VCO 110 um (selbstsperrende) n-Kanal-Feldeffekttransistoren bzw. (Enhancement-)NMOS-Transistoren handelt, uber die Kapazitat 220 miteinander verbunden. Die beiden Transistoren 180, 190 sind jeweils über ihren Sourceanschluss mit dem Bezugspotenzial-Anschluss 200 verbunden. Die Gateanschlüsse der beiden Transistoren 180, 190 sind hierbei über Kreuz mit den jeweiligen Drainanschlüssen des jeweils anderen Transistors 180, 190 verbunden. Genauer gesagt ist der Gateanschluss des Transistors 180 mit dem Drainanschluss des Transistors 190 und der Gateanschluss des Transistors 190 mit dem Drainanschluss des Transistors 180 verbunden. Die beiden Feldeffekttransistoren 180, 190 weisen hierbei ein Verhältnis der Breiten W der Kanale der beiden Transistoren zu einer Lange L_K der beiden Kanale auf, das im Rahmen der Fertigungstoleranz für beide Transistoren 180, 190 identisch ist.
Es bietet sich an, an dieser Stelle darauf hinzuweisen, dass die beiden NMOS-Transistoren 180, 190 ebenfalls durch npn-Bipolartransistoren ersetzt werden konnen. In diesem Fall sind die beiden npn-Bipolartransistoren so gegen die beiden NMOS-Transistoren 180, 190 auszutauschen, dass die beiden Drainanschlusse durch die Kollektoranschlusse, die Sourceanschlusse durch die Emitteranschlusse und die Gateanschlüsse der NMOS-Transistoren durch die Basisanschlüsse der npn-Bipolartransistoren zu ersetzen sind. Aufgrund dieser Symmetrie zwischen n-Kanal-Feldeffekttransistoren und npn-Bipolartransistoren wird im weiteren Verlauf der vorliegenden Anmeldung je nach verwendetem Transistortyp unter einem Quellenanschluss ein Sourceanschluss oder ein Emitteranschluss, unter einem Senkenanschluss ein Drainanschluss oder ein Kollektoranschluss und unter einem Steueranschluss ein Gateanschluss oder ein Basisanschluss eines betreffenden Transistors verstanden.
Der Schwingkreis des in 2 gezeigten VCO 110 umfasst darüber hinaus einen Verlustwiderstand 230, der in 2 durch seinen Leitwert G dargestellt ist und in den zur Vereinfachung alle auftretenden Schaltungsverluste des VCO 110 zusammengefasst werden. Darüber hinaus umfasst der Schwingkreis des VCO 110 zwei Ausgangsanschlüsse 240-1, 240-2, die jeweils an einen Anschluss der Induktivität 210, des Verlustwiderstands 230 und der Kapazität 220 angeschlossen sind. An den beiden Ausgangsanschlüssen 240-1, 240-2 kann während des Betriebs des VCO 110 jeweils ein (Teil-)Frequenzsignal in Form einer Spannung mit einem Spannungswert u(t) abgegriffen werden. Hierbei kann an dem Ausgangsanschluss 240-1 das Frequenzsignal mit den Spannungswerten u(t) = Û·sin(2π·f·t) (1) abgegriffen werden, wobei Û die Amplitude der Oszillation, f die Frequenz, t die Zeit und π die Kreiszahl sind. Entsprechend kann an dem zweiten Ausgangsanschluss 240-2 ein Frequenzsignal mit den Spannungswerten u(t) = –Û·sin(2π·f·t) (2) zur Weiterverarbeitung abgegriffen werden. Der VCO 110, der in 2 dargestellt ist, ermöglicht darüber hinaus eine Verdoppelung der Amplitude des Frequenzsignals gegenüber einer Verwendung nur eines einzelnen Ausgangsanschlusses 240-1, 240-2, indem beide Ausgangsanschlüsse 240-1, 240-2 differentiell als Ausgang des VCO 110 verwendet werden, wobei gegebenenfalls an den beiden Ausgangsanschlüssen 240-1, 240-2 auftretende Gleichspannungsanteile gleichzeitig eliminiert werden.
Das Frequenzsignal des Oszillators bzw. VCO 110 weist hierbei eine Schwingfrequenz f auf, die invers proportional zu der Wurzel aus dem Produkt des Induktivitätswertes L der Induktivität 210 und dem Kapazitätswert C = Ctune der einstellbaren Kapazität 220 ist. Es gilt also
Da für viele einstellbare Kapazitäten 220 ihr Kapazitätswert C invers proportional zu dem Quadrat der an dem Steueranschluss anliegenden Steuerspannung V_tune ist, da also gilt
ergibt sich, dass die Schwingfrequenz bzw. Eigenfrequenz des VCO 110 im Fall einer ideal gesteuerten Kapazität im Wesentlichen proportional zu der Steuerspannung V_tune ist, so dass also f ~ V_tune (5) gilt.
Der Schwingkreis des VCO 110 weist darüber hinaus einen Gütewert Q bzw. eine Schwingkreisgüte Q auf, die im Wesentlichen proportional zu der Wurzel aus dem Quotienten aus dem Induktivitätswert L der Induktivität 210 und dem Kapazitätswert C der Kapazität 220 ist, so dass also Q ~ √L/C (6) gilt. Darüber hinaus ist die Schwingungsamplitude Û im Wesentlichen proportional zu dem Quadrat der Schwingkreisgüte Q und dem von der Stromquelle 160 dem VCO 110 bereitgestellten Strom I_VCO, so dass weiterhin gilt Û ~ I_VCO, Q² (7)
Zusammen mit den Gleichungen (4) und (5) ergibt sich somit, dass die Schwingamplitude bzw. die Amplitude der Oszillation Û eine Abhängigkeit von der Steuerspannung V_tune der Kapazität 220 aufweist. Genauer gesagt ist die Amplitude der Oszillation Û proportional zu dem Quadrat der Steuerspannung V_tune, so dass Û ~ V_tune ² (8) gilt.
Wird der VCO 110 bezüglich der Steuerspannung V_tune nur in einer kleinen Umgebung eines vorbestimmten Arbeitspunktes bezüglich der Steuerspannung V_tune betrieben, kann sowohl die Abhängigkeit der Schwingkreisfrequenz bzw. der Eigenfrequenz des VCO 110 als auch die Amplitude der Oszillation Û durch eine lineare Approximation genähert werden. Im Falle relativ geringer Frequenzänderungen, hervorgerufen durch eine Änderung der Steuerspannung V_tune, ergeben sich somit die folgenden Näherungen bezüglich der Eigenfrequenz bzw. Schwingkreisfrequenz bzw. Frequenz f der Oszillation und bezüglich der Schwingamplitude bzw. Amplitude der Oszillation Û: f ~ V_tune (9) Û ~ V_tune (10)
Wird nun dem Schwingkreis bzw. dem VCO 110 durch die Stromquelle 160 ein Arbeitsstrom I_VCO an dem Mittenabgriff der Schwingkreisspule bzw. der Induktivität 210 eingespeist, bildet sich abhängig von dem genauen Stromwert I_VCO ein Gleichspannungspotenzial bzw. DC-Potenzial VCO_dc aus, welches in der Größenordnung der Schwellenspannungen bzw. Threshold-Spannungen der beiden NMOS-Transistoren 180, 190 liegt. Das DC-Potenzial VCO_dc weist hier einen Wert VCO-dc0 auf. Ist der Strom I_VCO groß genug, wird eine dauerhafte Schwingung bzw. Oszillation im Schwingkreis erzeugt. Sobald eine Schwingung vorliegt, sinkt die Spannung VCO_dc ab.
Wie bereits in den einleitenden Abschnitten der vorliegenden Anmeldung erläutert wurde, weist die Ausgangsamplitude bzw. Amplitude Û der Oszillation des VCO 110 eine Abhangigkeit von der Frequenz f auf, wie dies bereits Gleichung (10) gezeigt hat. 3a illustriert so die Abhängigkeit der VCO-Amplitude Û der Oszillation des VCO 110 als Funktion der Frequenz f in einem Frequenzbereich zwischen einer minimalen Frequenz f_min und einer maximalen Frequenz f_max. In diesem Bereich der VCO-Frequenz steigt die VCO-Amplitude von einem minimalen Wert Û_min auf einen maximalen Wert Û_max im Wesentlichen linear an. Hierbei liegt dem in 3a gezeigten VCO-Amplitudenverhalten ein konstanter Strom der Stromquelle 160 (I_VCO = konst.) zugrunde.
3b illustriert darüber hinaus das Verhalten der VCO-Amplitude im Falle eines konstanten Stroms der Stromquelle 160, wie es bereits in den einleitenden Abschnitten der vorliegenden Anmeldung angedeutet wurde, bezuglich einer Variation der Temperatur des VCO 110. Wird die Temperatur des VCO 110 ausgehend von einem minimalen Temperaturwert Temp_min bis zu einem maximalen Temperaturwert Temp_max erhöht, sinkt die VCO-Amplitude Û von einem maximalen Amplitudenwert Û_max im Wesentlichen linear auf einen minimalen VCO-Amplitudenwert Û_min ab. Somit ist in den 3a und 3b die Ausgangsamplitude Û des VCO 110 uber der Frequenz f und der Temperatur fur den Fall dargestellt, dass der VCO bzw. der VCO-Core (VCO-Kern) 110 einen konstanten Strom besitzt bzw. diesem aufgeprägt wird.
Bei VCOs 110, die einen großen Frequenz- und Temperaturbereich abdecken, ist es daher ratsam, ein besonderes Augenmerk auf die Ausgangsamplitude Û zu legen, da diese, wie gezeigt, stark von den jeweiligen Betriebsbedingungen abhangt. Im Falle einer Beaufschlagung des VCO 110 mit einem konstanten Strom I_VCO ist es zur Sicherung der Funktion der Gesamtschaltung meist unumgänglich, die Amplitude Û so groß zu wählen, dass die nachfolgende Schaltung bezuglich aller Betriebszustände, die innerhalb der Spezifikation liegen, angesteuert werden kann. Gerade im Falle mobiler und damit energiekritischer Systeme mit integrierten Schaltungen (IC = integrated circuit) stellt dies ein ernsthaftes Problem fur eine Beaufschlagung mit einem konstanten Strom I_VCO dar. Um eine Batterielebensdauer bzw. eine Akkulebensdauer eines solchen, batteriebetriebenen bzw. akkubetriebenen Systems zu maximieren, ist es daher bislang unumgänglich, den spezifizierten Arbeitsbereich des VCO 110 zu beschränken, so dass nicht zu viel Strom bzw. Energie zur Aufrechterhaltung einer minimalen Schwingungsamplitude vorgehalten werden muss. Anders ausgedruckt bestimmt somit die Prazision bzw. Konstanz der Schwingungsamplitude die optimale Ausnutzung der Batterieenergie bzw. der Akkuenergie im Falle einer Beaufschlagung des VCO 110 mit einem konstanten Strom.
4 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung in Form einer Amplitudenregelungsschaltung 100 mit einem spannungsgesteuerten Oszillator bzw. VCO 110, der eine Struktur aufweist, wie sie bereits im Zusammenhang mit dem VCO 110 in 2 erlautert wurde. Aus diesem Grund wird hiermit auf die betreffenden Abschnitte der vorliegenden Beschreibung bezüglich des VCO 110 im Zusammenhang mit 2 explizit verwiesen. Der VCO bzw. Oszillator 110 weist ebenfalls einen Eingang fur ein Versorgungssignal auf, das von einer Versorgungsschaltung 120 mit einem Versorgungssignalausgang bereitgestellt wird. Die Versorgungsschaltung 120 umfasst hierbei eine steuerbare oder regelbare Stromquelle 300, die einerseits mit dem Versorgungssignalausgang der Versorgungsschaltung 120 und andererseits mit einem Versorgungsspannungsanschluss 310 gekoppelt ist, der eine positive Versorgungsspannung Vdd der Stromquelle 300 bereitstellt. Die Stromquelle 300 weist darüber hinaus einen Steuereingang auf, der mit einem Steuereingang der Versorgungsschaltung 120 und weiter mit einem ersten Steuersignalausgang einer Vergleichsschaltung 130 gekoppelt ist.
Analog zu dem in 1 gezeigten Ausführungsbeispiel ist auch bei der in 4 gezeigten Amplitudenregelungsschaltung 100 der Eingang des VCO 110 und der Versorgungsausgang der Versorgungsschaltung 120 mit einem ersten Eingang der Vergleichsschaltung 130 gekoppelt. Dieser ist mit einem nichtinvertierenden Eingang einer Komparatorschaltung 320 verbunden, die die Vergleichsschaltung 130 umfasst. Die Komparatorschaltung 320 weist zudem einen Ausgang auf, der mit dem ersten Steuersignalausgang der Vergleichsschaltung 130 und damit mit dem Steuereingang der Stromquelle 300 verbunden ist. Ein invertierenden Eingang der Komparatorschaltung 320 ist über eine Spannungsquelle 330, die einen (konstanten) Spannungswert V_diff bereitstellt, mit einem zweiten Eingang der Vergleichsschaltung 130 verbunden.
Der zweite Eingang der Vergleichsschaltung 130 ist, ebenfalls wie bei dem in 1 gezeigten Ausführungsbeispiel, mit einem Referenzversorgungsausgang einer Referenzversorgungsschaltung 140 gekoppelt. Die Referenzversorgungsschaltung 140 umfasst, ebenso wie die Versorgungsschaltung 120, eine steuerbare oder regelbare Stromquelle 340, die einerseits mit dem Referenzversorgungsausgang der Referenzversorgungsschaltung 140 und andererseits mit einem Versorgungsspannungsanschluss 310 gekoppelt ist, der der Stromquelle 340 eine positive Versorgungsspannung Vdd bereitstellt. Darüber hinaus weist die Stromquelle 340 einen Steuereingang auf, der über den Referenzsteuereingang der Referenzversorgungsschaltung 140 über den zweiten Steuersignalausgang der Vergleichsschaltung 130 mit dem Ausgang der Komparatorschaltung 320 verbunden ist.
Wie bereits das in 1 gezeigte Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung gezeigt hat, ist auch bei dem in 4 gezeigten Ausführungsbeispiel in Form einer Amplitudenregelungsschaltung 100 die Referenzversorgungsschaltung 140 über den Referenzversorgungsausgang mit einer Referenzschaltung 150 verbunden, die eine Serienschaltung eines Widerstandselements 350 mit einem Widerstandswert R und einem Transistor 360 umfasst. Genauer gesagt ist das Widerstandselement 350 mit einem Eingang der Referenzschaltung 150 einerseits und andererseits mit einem Senkenanschluss des Transistors 360 verbunden. Ein Quellenanschluss des Transistors 360 ist weiter mit einem Bezugspotenzialanschluss 200 verbunden. Ein Steuereingang des Transistors 360 ist ebenfalls mit dem Senkenanschluss des Transistors und damit mit dem Widerstandselement 350 verbunden.
Wie bereits im Zusammenhang mit den beiden Transistoren 180, 190 des VCO 110 diskutiert wurde, kann es sich bei dem in 4 gezeigten Transistor 360 ebenso wie bei den Transistoren 180 und 190 um n-Kanal-Feldeffekttransistoren, also beispielsweise NMOS-Transistoren oder auch um npn-Bipolartransistoren handeln. In 4 sind die drei Transistoren 180, 190 und 360 jeweils als (selbstsperrende) n-Kanal-Feldeffekttransistoren eingezeichnet, wobei die beiden Feldeffekttransistoren 180, 190 ein im Rahmen des Herstellungsverfahrens erzielbares identisches Verhaltnis aus Kanalbreite W zu Kanallange L_K aufweisen. In diesem Fall weist der Transistor 360 ein Verhaltnis aus Kanalbreite und Länge des Kanals auf, das dem doppelten Verhaltnis der beiden Transistoren 180, 190 entspricht. Mit anderen Worten weist der Transistor 360 ein Verhältnis aus Kanalbreite zu der Länge des Kanals von 2 W/L_K auf.
4 zeigt somit ein Ausführungsbeispiel einer Amplitudenregelungsschaltung 100 für einen Oszillator in Form eines VCO 110 bzw. eines VCO-Core 110, der zur Amplitudenregelung an eine Regelung gekoppelt ist, die die Versorgungsschaltung 120, die Vergleichsschaltung 130 und die Referenzversorgungsschaltung 140 umfasst. Die Referenzversorgungsschaltung 140 ist, wie erläutert wurde, an die Referenzschaltung 150 geschaltet.
Die in 4 dargestellte Amplitudenregelungsschaltung 100 fur einen Oszillator 110 bietet so die Möglichkeit einer Regelung, welche die Schwingamplitude bzw. Amplitude des Oszillators 110 uber einen großen Betriebsbereich des VCO 110 konstant hält und keine Belastung für das VCO-Signal bzw. das Frequenzsignal darstellt, das über einen der beiden bzw. beide Ausgangsanschlüsse 240-1, 240-2 des VCO 110 abgegriffen werden kann. Die fehlende Belastung des VCO-Signals durch die Amplitudenregelungsschaltung 100 stellt vor allem bei hohen Frequenzen einen wichtigen Vorteil des vorliegenden Ausführungsbeispiels dar. Je nach konkreter Implementierung oder Aufgabenstellung ergeben sich hierbei besonders dann signifikante Vorteile durch das Fehlen der Belastung des Ausgangs des VCO bei Frequenzen, die oberhalb von typischerweise 10 MHz liegen. Gerade bei modernen Technologien tritt dieser Vorteil bei Frequenzen von etwa 500 MHz und darüber besonders stark auf.
Ein weiterer Vorteil des vorliegenden Ausführungsbeispiels einer Amplitudenregelungsschaltung 100 stellt außerdem eine Erreichbarkeit einer hohen Genauigkeit der Regelungsgenauigkeit bezuglich der Amplitudenregelung dar. Diese Genauigkeit, die auch als Matching bezeichnet wird, wird dadurch erreicht, dass die Fuhrungsgroße fur die Regelung mittels der Referenzschaltung 150 erzeugt wird, welche bei dem in 4 gezeigten Ausführungsbeispiel ähnlich zu dem VCO bzw. VCO-Core (VCO-Kern) 110 aufgebaut ist und bezüglich der Transistoren 180, 190, 360 die gleiche Stromdichte besitzt.
Wie bereits im Zusammenhang mit 2 erläutert wurde, ist die Regelung bzw. die Amplitudenregelungsschaltung 100 für einen VCO 110 dargestellt, welcher ein kreuzgekoppeltes Paar von NMOS-Transistoren 180, 190 und einen Parallel-Schwingkreis aufweist. Dieser Schwingkreis umfasst eine Induktivität bzw. Spule 210 mit einem Induktivitätswert L, eine steuerbare Kapazität 220, die einen oder mehrere Varaktoren bzw. Trimm-Kapazitäten umfasst und einen Kapazitätswert Ctune aufweist, und einen Verlustwiderstand 230, der wiederum in 4 durch seinen Leitwert G dargestellt ist. In diesem Verlustwiderstand 230 werden zur Vereinfachung alle auftretenden Schaltungsverluste des VCO-Kerns 110 zusammengefasst. An dem Mittenabgriff bzw. an der mittleren Anzapfung der Schwingkreisspule 210 wird der von der Versorgungsschaltung 120 bereitgestellte Arbeitsstrom I_VCO eingespeist.
An diesem Punkt bildet sich abhängig von dem genauen Stromwert I_VCO ein Gleichstrom-Potenzial bzw. DC-Potenzial mit einem Wert VCO_dc aus, welches in der Größenordnung der Schwellenspannungen bzw. Threshold-Spannungen der selbstsperrenden NMOS-Transistoren 180, 190 liegt. Ist der Strom I_VCO groß genug, übersteigt also einen für die konkrete Implementierung typischen Wert, wird eine dauerhafte Schwingung in dem Schwingkreis erzeugt. Sobald diese Schwingung vorliegt, sinkt die Spannung VCO_dc an dem Mittenabgriff der Induktivität 210 abhängig von der Amplitude der Oszillation. Diese Abnahme der Spannung VCO_dc kann bis zu 1 V, typischerweise bis zu 200 mV betragen und stellt den Kernpunkt für die Regelung der Amplitude der Oszillation des VCO 110 dar. Hierbei wird die Spannung an dem Mittenabgriff der Induktivität 210, bevor die Schwingung in dem Parallel-Schwingkreis des VCO 110 einsetzt, als Spannung VCO_dc0 bezeichnet.
Bei dem in 4 gezeigten Ausführungsbeispiel einer Amplitudenregelungsschaltung stellt somit der Strom I_VCO das Versorgungssignal dar, das dem Oszillator 110 durch die Versorgungsschaltung 120 bereitgestellt wird. Wie zuvor erläutert wurde, weist das Versorgungssignal bei dem in 4 dargestellten Ausführungsbeispiel einen Spannungswert VCO_dc auf, der von der Amplitude der Oszillation des Oszillators 110 abhängt. Somit stellt der Spannungswert des Versorgungsstroms die elektrische Größe des Versorgungssignals bei der in 4 gezeigten Amplitudenregelungsschaltung 100 dar.
Die Regelung des in 4 dargestellten Ausführungsbeispiels einer Amplitudenregelungsschaltung 100 basiert nun darauf, dass die an dem VCO 110 abgesunkene Spannung VCO_dc, die sich an dem Eingang des VCO 110 im Falle einer Schwingung einstellt, mit einer Referenzspannung VCO_Ref verglichen wird, welche zumindest zum Teil in der Referenzzelle bzw. der Referenzschaltung 150 erzeugt wird.
Die Referenzschaltung 150 umfasst, wie bereits erläutert wurde, einen oder mehrere NMOS-Transistoren 360, die im Rahmen der erzielbaren Herstellungstoleranzen identisch zu den Transistoren 180, 190 des VCO 110 sind, und somit die gleiche Stromdichte besitzen, wie der VCO-Core 110 ebenfalls. Hierbei kann der Transistor 360 sowohl als einzelner Transistor als auch als Parallelschaltung zweier Transistoren realisiert werden. Handelt es sich, wie in 4 dargestellt, bei den Transistoren 180, 190 und 360 um (selbstsperrende) NMOS-Transistoren, wobei die beiden Transistoren 180, 190 jeweils eine Kanalbreite W und eine Länge des Kanals L_K aufweisen, kann der Transistor 360 im Falle einer Parallelschaltung zweier Transistoren aus zwei zu den Transistoren 180, 190 identischen Transistoren aufgebaut werden. Anders ausgedruckt kann der Transistor 360 als Parallelschaltung zweier Transistoren mit einem Verhältnis von Kanalbreite zu Kanallange W/L_K ausgeführt sein. Wird hingegen der Transistor 360 als einzelner Transistor ausgeführt, sollte dieser, um eine im Wesentlichen identische Stromdichte zu dem VCO-Core 110 zu erzielen, ein Verhältnis aus Kanalbreite und Länge von 2 W/L_K aufweisen. Durch diese Auslegung des Transistors 360 werden in der Referenzschaltung 150 somit ähnliche Bedingungen hergestellt, wie sie auch in dem VCO 110 vorliegen.
Der notwendige maximale Spannungsabfall V_diff, der sich an dem Mittenabgriff der Induktivität 210 bzw. dem Eingang des VCO 110 bezogen auf den Spannungswert VCO_dc0 einstellen kann, stellt einen konstanten Spannungswert dar und ist bei dem in 4 gezeigten Ausführungsbeispiel einer Amplitudenregelungsschaltung 100 durch die Spannungsquelle 330 der Vergleichsschaltung 130 dargestellt bzw. realisiert. Um nun eine konstante Amplitude der Oszillation des Oszillators 110 zu erreichen, genügt es nicht nur, den durch die Spannungsquelle 330 hervorgerufenen Spannungsabfall V_diff bereitzustellen, sondern es wird auch das Widerstandselement 350 mit dem Widerstandswert R, das auch als Anpass-Widerstand bezeichnet wird, benötigt. Mit diesem Widerstand bzw. Widerstandselement 350 wird der Amplitudenverlauf über den Betriebsbereich des VCO 110 eingestellt, wie im weiteren Verlauf erläutert wird. Somit stellt sich an dem Eingang der Referenzschaltung 150 bzw. an dem Referenzversorgungsausgang der Referenzversorgungsschaltung 140 ein Spannungswert VCO_Ref im Betrieb des VCO 110 ein, der einen Wert (VCO_dc + V_diff) aufweist.
Mit anderen Worten sorgt die Regelung, die durch die Versorgungsschaltung 120, die Referenzversorgungsschaltung 140 und die Vergleichsschaltung 130 im Rahmen der VCO-Amplituden-Regelung realisiert ist, dafür, dass die Spannungen an dem invertierenden und dem nicht-invertierenden Eingang der Komparatorschaltung 320 identisch sind. Wird, wie in 4 dargestellt, die an dem invertierenden Eingang der Komparatorschaltung 320 bereitgestellte Spannung als VCO_Ref bezeichnet, und wird aufgrund der Verschaltung der Vergleichsschaltung 130 bei dem in 4 dargestellten Ausführungsbeispiel an dem nicht-invertierenden Eingang der Komparatorschaltung 320 die Spannung VCO_dc angelegt, ergibt sich folglich aufgrund der Regelung eine Gleichheit im Rahmen der üblichen Genauigkeiten einer entsprechenden Komparatorschaltung 320, so dass die Beziehung VCO_Ref = VCO_dc (11) gilt.
So zeigt 5 eine Auftragung eines VCO-Kennlinienfeldes mit vier VCO-Kennlinien 370-1, 370-2, 370-3 und 370-4, die beispielhaft aus dem VCO-Kennlinienfeld ausgewählt sind. Hierbei ist in 5 auf der Abszisse der von der Stromquelle 300 der Versorgungsschaltung 120 bereitgestellte Stromwert I_VCO aufgetragen. Auf der Ordinate der in 5 dargestellten Auftragung ist die an dem Eingang des Oszillators bzw. des VCO 110 sich einstellende Spannung VCO_dc aufgetragen, die aufgrund der durch die Vergleichsschaltung 130 realisierten Regelung identisch mit der Referenzspannung VCO_Ref ist.
Die vier in 5 dargestellten VCO-Kennlinien 370-1 bis 370-4 unterscheiden sich, ebenso wie die nicht in 5 gezeigten VCO-Kennlinien, die beispielsweise zwischen den vier dargestellten liegen, darin, dass sie von weiteren Parametern abhängen. Wie bereits im Zusammenhang mit den 3a und 3b diskutiert wurde, zählen hierzu nicht zuletzt die Temperatur und die durch die Änderung der steuerbaren Kapazität 220 hervorgerufene Frequenz der Oszillation des VCO 110. So entspricht beispielsweise die VCO-Kennlinie 370-1 einer niedrigen Temperatur und/oder einer hohen Frequenz bezogen auf eine mittlere Temperatur und eine mittlere Frequenz des VCO 110. Im Unterschied hierzu bezieht sich die VCO-Kennlinie 370-4 auf eine hohe Temperatur und eine niedrige Frequenz.
Daruber hinaus ist jeder Kennlinie, also jedem Betriebszustand des VCO 110, der nicht zuletzt durch die Temperatur des VCO 110 und die durch die einstellbare Kapazitat 220 realisierte Frequenz charakterisiert ist, eine Amplitude der Oszillation des VCO 110 zugeordnet. Bei der in 5 gewählten Auftragung ist es nun so, dass Punkte mit im Wesentlichen identischer bzw. gleicher Amplitude auf einer oder mehreren Geraden angeordnet sind. In 5 ist eine entsprechende Referenzgerade 380 eingezeichnet. Aufgrund dieser Eigenschaft der in 5 dargestellten Auftragung und der Eigenschaften des VCO 110 bzw. des Oszillators 110 entsprechen somit die Schnittpunkte der Referenzgeraden 380 mit den Kennlinien 370-1 bis 370-4 Punkten mit (im Wesentlichen) gleicher Amplitude der Oszillation des VCO 110 fur unterschiedliche Betriebsparameter des Oszillators, also für unterschiedliche Temperaturen und Frequenzen. Eine solche Referenzgerade 380 kann beispielsweise im Rahmen eines (numerischen) Fits bzw. einer (numerischen) Anpassung eines entsprechenden VCO-Kennlinienfeldes erhalten werden.
Die so erhaltene Referenzgerade 380 kann nun im Rahmen des in dem in 4 gezeigten Ausfuhrungsbeispiels einer Amplitudenregelungsschaltung 100 dadurch nachgebildet bzw. schaltungstechnisch implementiert werden, indem einerseits der Spannungswert V_diff der Spannungsquelle 330 und andererseits der Widerstandswert R des Widerstandselements 350 entsprechend angepasst werden. Wie dies auch in 5 angedeutet ist, bestimmt so ausgehend von dem Spannungswert VCO_dc0, der im Wesentlichen durch die Transistoren 180, 190 bzw. dem Transistor 360 gegeben ist, der Spannungswert V_diff der Spannungsquelle 330 den Schnittpunkt der Referenzgeraden 380 mit der Ordinate der in 5 gezeigten Darstellung. Die Steigung der Referenzgeraden 380 wird durch den Widerstandswert R des Widerstandselements 350 aus dem Verhältnis der Änderung des Spannungswertes VCO_dc und der Änderung des Stromwertes I_VCO bestimmt. Wahrend also die Steigung der Ausgangsspannung der Referenzzelle 150, die im Wesentlichen ebenfalls durch die Referenzgerade 380 gegeben ist, durch den Widerstandswert R des Widerstandselements 350 bestimmt ist, ist die absolute Lage der Ausgangsspannung der Referenzzelle 150 durch den Spannungswert V_diff der Spannungsquelle 330 und der Spannung VCO_dc0 bestimmt, die durch die Schwellenspannungen bzw. Threshold-Spannungen der beteiligten Transistoren 180, 190, 360 gegeben ist.
Grundsätzlich kann so gegebenenfalls eine Implementierung des Transistors 360 im Rahmen der Referenzschaltung 150 entfallen, wenn der entsprechende Spannungsabfall, also im Wesentlichen VCO_dc0, im Rahmen der von der Spannungsquelle 330 bereitgestellten Spannung berücksichtigt wird. Trotzdem ist die Implementierung des Transistors 360 im Rahmen der Referenzschaltung 150 bei dem in 4 gezeigten Ausführungsbeispiel schon deswegen vorteilhaft, da durch den Transistor 360 der durch die Transistoren 180, 190 des VCO 110 hervorgerufene Spannungsabfall VCO_dc0 nachgebildet wird. Dies gilt unabhängig von den jeweiligen Betriebsbedingungen, also insbesondere unabhangig davon, welcher Temperatur der VCO 110 ausgesetzt ist. Anders ausgedrückt ist bei dem in 4 gezeigten Ausfuhrungsbeispiel besonders vorteilhaft, dass die Spannungsquelle 330 etwaige Temperatureinflüsse auf die Spannung VCO_dc0 nicht berücksichtigen muss.
Ein Verfahren zur Anpassung des Spannungswertes V_diff der Spannungsquelle 330 und zur Dimensionierung des Widerstandswertes R des Widerstandselements 350 umfasst folglich die folgenden Schritte:

1. Bestimmen eines VCO-Kennlinienfeldes durch Messung einer Amplitude einer Oszillation des VCO 110 und der Spannung VCO_dc, die sich an dem Eingang des Oszillators 110 einstellt in Abhangigkeit von dem an dem Eingang des Oszillators 110 aufgepragten Strom I_VCO und anderer Betriebsparameter, etwa der Temperatur und/oder der Frequenz des Oszillators 110, sofern letztere steuerbar bzw. einstellbar ist.
2. Bestimmen einer Referenzgeraden 380 durch eine (numerische) Approximation des VCO-Kennlinienfeldes.
3. Bestimmen eines Widerstandswertes R für das Widerstandselement 350 und des Spannungswertes V_diff der Spannungsquelle 330 gegebenenfalls unter Berücksichtigung des Spannungswertes VCO_dc0 der durch die beiden Trarnsistoren 180, 190 des Oszillators 110 hervorgerufenen Offsetspannung bzw. Nullpunktspannung bzw. Nullschwingungsspannung anhand der Steigung der Referenzgeraden 380 und anhand des Achsenabschnitts bzw. des absoluten Gliedes der mathematischen Darstellung der Referenzgeraden 380.
4. Auslegen oder Trimmen des Widerstandselements 350 und der Spannungsquelle 330, so dass diese den Widerstandswert R und den Spannungswert V_diff aufweisen.

Je nach notwendiger Genauigkeit kann gerade der letzte Punkt des oben geschilderten Verfahrens entweder für eine komplette Serienproduktion im Vorfeld geschehen, wobei in diesem Fall die erzielbare Genauigkeit der Amplitudenregelung zugunsten einer einfacheren und schnelleren Produktion und damit geringeren Herstellungskosten hinter einer individuellen Trimmung einzelner Oszillatoren 110 und ihrer Amplitudenregelungsschaltungen 100 zurückbleibt. In diesem Fall kann bereits im Rahmen der Dimensionierung und Auslegung der Amplitudenregelung die Spannungsquelle 330 und das Widerstandselement 350 derart ausgelegt werden, dass diese nominell bzw. im Produktionsserienmittel den Spannungswert V_diff und den Widerstandswert R aufweisen.
Alternativ oder zusätzlich kann, beispielsweise um eine höhere Genauigkeit der Amplitudenregelung zu erzielen, auch eine Amplitudenregelungsschaltung 100 bzw. die vollständige integrierte Schaltung, die den Oszillator 110 und die Amplitudenregelungsschaltung 100 umfasst, im Rahmen eines Konditionierungs- bzw. Trimmungsverfahrens auf möglichst optimale Werte eingestellt werden. In diesem Fall würde im Rahmen des vierten Schrittes des oben aufgeführten Verfahrens das Widerstandselement 350 bezüglich seines Widerstandswertes R beispielsweise im Rahmen eines Dotierungsschrittes, einer Veränderung einer Breite einer Leiterbahn des Widerstandselements 350 oder eines anderen Verfahrens, mit dem ein elektrischer Widerstandswert eines beispielsweise in Halbleitertechnik hergestellten Widerstandselements beeinflusst werden kann, justiert werden. Beispielsweise kann ein Halbleiter-Widerstandselement auf Basis einer Polysiliziumschicht ausgeführt werden, das durch den Einsatz eines Ätzverfahrens und/oder einer Bestrahlung mittels eines Lasers oder eines fokussierten Ionenstrahls bezüglich seiner Breite angepasst werden kann. Hierdurch kann der konkrete Widerstandswert R des Widerstandselements 350 an die in diesem Fall experimentell bestimmten VCO-Kennlinien 370-1 bis 370-4 angepasst werden.
Gleiches gilt ebenfalls für die Spannungsquelle 330, die beispielsweise dadurch realisiert werden kann, dass bezogen auf eine externe Versorgungsspannung diese durch einen Spannungsteiler bereitgestellt werden kann. Hierdurch wird folglich das Problem einer einstellbaren Spannungsquelle 330 ebenfalls auf eine Justage bzw. Trimmung von Widerstandselementen zurückgeführt, wie sie oben erläutert wurde.
In 5 ist somit der Verlauf der Referenzspannung VCO_Ref in Form der Referenzgeraden 380 über den Strom I_VCO der Stromquelle 300 dargestellt. Für die Referenzspannung VCO_Ref ergibt sich im eingeschwungenen Zustand des VCO 110 somit aufgrund der Amplitudenregelung folgender Zusammenhang: VCO_Ref = VCO_dc0 + R·I_VCO – V_Diff = VCO_dc (12) Hierbei ist, wie bereits zuvor erläutert wurde, VCO_dc0 diejenige Spannung, welche an dem bzw. den NMOS-Transistoren 180, 190, 360 entsteht, wenn der Strom I_VCO durch sie hindurchfließt und keine Schwingung an den Ausgangsanschlüssen 240-1, 240-2 des VCO 110 vorhanden ist.
Außerdem ist in 5 auch das Kennlinienfeld mit vier exemplarischen VCO-Kennlinien 370-1 bis 370-4 des VCO 110 für verschiedene Arbeitsbereiche dargestellt. Die Schnittpunkte des Kennlinienfeldes mit der Referenzgeraden 380 ergeben die Arbeitspunkte der Regelung, welche sich stabil je nach Belastungsfall einstellen. Dies ist möglich, da die Punkte für eine konstante Amplitude im VCO-Kennlinienfeld annähernd auf einer Geraden liegen. Es ist somit möglich, mit einer Referenzschaltung 150, wie sie das Ausführungsbeispiel, das in 4 dargestellt ist, zeigt, zu arbeiten und die Regelung durch eine entsprechende Dimensionierung der betreffenden Schaltungselemente entsprechend zu konzipieren.
Die Regelung bei dem in 4 dargestellten Ausführungsbeispiel kann somit über zwei Größen verändert werden, nämlich einmal über den Widerstandswert R des Widerstandselements 350 und über den konstanten Spannungswert V_diff der Spannungsquelle 330. Es kann somit die Amplitudenhöhe bzw. die Amplitude und ihr Verlauf über die Belastungsfälle eingestellt und mit Hilfe der Amplitudenregelungsschaltung 100 konstant gehalten werden.
Die Funktion dieser Regelung mit Hilfe der Referenzschaltung 150, die im Wesentlichen abgestimmt zu dem VCO-Core 110 aufgebaut ist, also im Wesentlichen über gleiche Transistoren und gleiche Stromdichten verfügt, konnte mittels (numerischer) Simulationen an einer realitätsnahen VCO-Schaltung bestätigt werden. So zeigt 6a einen Vergleich mehrerer Verläufe der Amplitude einer Oszillation als Funktion der Temperatur in einem Temperaturbereich von –50°C bis 150°C für verschiedene Frequenzen, die durch eine entsprechende Einstellung der Kapazität 220 realisiert wurden. Genauer gesagt zeigt 6a das Ergebnis einer entsprechenden Simulation bezüglich der Amplitude über der Temperatur in verschiedenen Frequenzbändern, wobei die Verläufe 390 einen flachen Verlauf im Bereich der eingestellten VCO-Amplitude von etwa 500 mV im Falle einer aktivierten Regelung bzw. mit Regelung zeigen. In guter Näherung kann so die Amplitude der Oszillation in verschiedenen Frequenzbereichen mit Hilfe der Amplitudenregelungsschaltung 100 in einem weiten Temperaturbereich von 200°C mit einer sehr guten Genauigkeit konstant gehalten werden. Die Verläufe 400 entsprechen einem Betrieb des VCO 110 im Falle eines konstanten Stroms I_VCO, also einem Betrieb des VCO 110 ohne Regelung. Die Verläufe 400 zeigen hierbei, dass die Amplitude eine sehr starke Abhängigkeit von der Temperatur und von der Frequenz aufweist. Anders ausgedrückt durchfahren die Kurven 400 im Falle eines konstanten Stromvorhalts einen großen Bereich. Ein Pfeil 410 zeigt hierbei die Richtung einer steigenden Frequenz für die Verläufe 400 an.
6b zeigt für die bereits in 6a gezeigten Parameter den resultierenden VCO-Strom I_VCO als Funktion der Temperatur für verschiedene Frequenzbänder. Während die in 6b gezeigten Verläufe 420 auf einem konstanten VCO-Strom von etwa 3 mA basieren und den Amplitudenverläufen 400 aus 6a, also dem Fall des Betriebs des VCO 110 ohne Regelung entsprechen, beziehen sich die VCO-Strom-Verläufe 430 auf den Fall mit einer Regelung der Amplitude der Oszillation des VCO 110. Hierbei gibt wiederum ein Pfeil 440 die Richtung der steigenden Frequenz, die den Verläufen 430 zugrunde liegen, wieder.
Während also 6a zeigt, dass die Verläufe 400 der Amplitude ohne Regelung mit steigender Temperatur deutlich abnehmen, wie dies bereits 3b gezeigt hat, ermöglicht ein Ausführungsbeispiel einer Amplitudenregelungsschaltung eine sehr gute Fixierung der Amplitude der Oszillation des VCO 110 über einen sehr großen Temperaturbereich von 200°C, wie er beispielsweise im Kfz-Bereich auftreten kann. Im Gegensatz hierzu fallen die Verläufe 400 mit steigender Temperatur signifikant in dem Temperaturbereich zwischen –50°C und 150°C ab. Da, wie bereits erläutert wurde, die Verläufe 400 der Amplitude den VCO-Strom-Verläufen 420 entsprechen, ermöglicht die Darstellung in den 6a und 6b darüber hinaus einen direkten Vergleich des Energieverbrauchs des VCO 110 im Falle mit und ohne Regelung durch die Amplitudenregelungsschaltung 100. Der VCO-Strom, von etwa 3 mA, den auch die Verläufe 420 zeigen, ist so bemessen, dass die resultierende Amplitude des VCO 110 in dem in den 6a und 6b gezeigten Parameterbereich bezüglich Temperatur und Frequenz nicht unter einen Wert von etwa 500 mV fällt.
Da darüber hinaus die Verlaufe 390 der Amplitude den Verläufen 430 des VCO-Stroms entsprechen, und da die Verläufe 390 alle im Bereich von etwa 500 mV liegen, kann aus einem direkten Vergleich der VCO-Ströme mit und ohne Regelung eine resultierende Energieeinsparung abgelesen werden. So zeigen zwar die Verlaufe 430 des VCO-Stroms mit fallender Frequenz und steigender Temperatur einen gesteigerten Strombedarf, der jedoch mit Ausnahme des Falls der niedrigsten Frequenz und der höchsten Temperatur betragsmäßig immer unterhalb der Stromverläufe 420 liegt.
Anders ausgedrückt zeigt 6b, dass im günstigsten Fall gegenüber den 3 mA bis zu 2,2 mA eingespart werden können, wenn die Amplitude mit Hilfe der Amplitudenregelungsschaltung 100 auf etwa 500 mV geregelt wird, da bei niedrigen Temperaturen und hoher Frequenz nur etwa 600 μA bzw. 0,6 mA notwendig sind, um diese Amplitude zu gewahrleisten. Anders ausgedrückt zeigen die 6a und 6b, dass ein Ausführungsbeispiel einer Amplitudenregelungsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung im Vergleich zu einem konstanten Stromvorhalt zu einer signifikanten Reduzierung des Energieverbrauchs bzw. des Energiebedarfs eines VCO 110 im Allgemeinen führt. Da darüber hinaus bei den Ausfuhrungsbeispielen der vorliegenden Erfindung der Ausgang des VCO 110 in Form der Ausgangsanschlusse 240-1, 240-2 nicht belastet wird, was insbesondere im Bereich hoher Frequenzen von Vorteil ist, weisen die Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung auch gegenüber gesteuerten Core-Strömen mit eine Trimmung bzw. Regelung im Falle einer Signalbelastung signifikante Vorteile auf.
Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung in Form von Amplitudenregelungsschaltungen ermöglichen so eine Amplitudenregelung für spannungsgesteuerten Oszillatoren mit einem großen Frequenzbereich, die auch als Wide-Band-VCO bezeichnet werden. Eine entsprechende Amplitudenregelungsschaltung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung kann beispielsweise im Zusammenhang mit Produkten mit integrierten VCOs, wie sie beispielsweise im Bereich von Funk-Sendern und/oder Funk-Empfängern mit Batteriebetrieb oder Akkubetrieb anzutreffen sind, eingesetzt werden.
Wie bereits im Rahmen der Erläuterung zu den verschiedenen Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung ausgeführt wurde, ist die Referenzversorgungsschaltung 140 und die Referenzschaltung 150 auf die Versorgungsschaltung 120 und den Oszillator 110 abgestimmt, so dass eine Signalstärke bzw. eine elektrische Referenzgröße des Referenzversorgungssignals zu der Signalstärke bzw. der elektrischen Größe des Versorgungssignals ein vorbestimmtes Verhältnis aufweist. Da es sich insbesondere bei dem in 4 gezeigten Ausführungsbeispiel sowohl bei dem Referenzversorgungssignal als auch bei dem Versorgungssignal um Ströme mit entsprechenden Stromwerten handelt, weisen der Stromwert der Stromquelle 340 und der Stromwert der Stromquelle 300 zueinander ein vorbestimmtes Verhältnis auf, bei dem es sich bei dem in 4 gezeigten Ausführungsbeispiel um identische Ströme bzw. gleiche Ströme handelt, da beide Stromquellen 300, 340 jeweils einen Stromwert I_VCO liefern. Dies liegt auch der Beziehung der Referenzspannung VCO_Ref in Gleichung (12) zugrunde. Hierbei wird im Rahmen der vorliegenden Anmeldung unter gleichen bzw. identischen Strömen und Signalstärken solche verstanden, die typischerweise voneinander um nicht mehr als +/– 25% und bevorzugt um nicht mehr als +/– 10% abweichen.
Grundsätzlich können jedoch auch andere vorbestimmte Verhältnisse verwendet werden. Im Falle des in 4 gezeigten Ausführungsbeispiels kann so die Stromquelle 340 der Referenzversorgungsschaltung 140 einen entsprechend kleineren Stromwert bezogen auf den Stromwert der Stromquelle 300 der Versorgungsschaltung 120 ausgeben, wenn im gleichen Maße der Widerstandswert R des Widerstandselements 350 angehoben wird. Anders ausgedrückt kann der Strom der Stromquelle 340 der Referenzversorgungsschaltung 140 reduziert werden, solange bei dem in 4 gezeigten Ausführungsbeispiel ein Spannungsabfall über dem Widerstandselements 350 im Wesentlichen konstant bleibt. Darüber hinaus kann im Falle einer Reduzierung der Stromstärke der Stromquelle 340 auch der Transistor 360 der Referenzschaltung 150 entsprechend geringer dimensioniert werden, solange das Verhältnis der Kanalbreite zu der Kanallänge der der Parallelschaltung der beiden Transistoren 180, 190 des VCO 110 entspricht. Entsprechend kann selbstverständlich grundsätzlich auch eine Erhohung des Stromwertes der Stromquelle 340 verwendet werden, was jedoch zu einer Steigerung des Energieverbrauchs der Gesamtschaltung fuhren würde, was im Allgemeinen eher unerwünscht sein durfte.
Daruber hinaus ist es möglich, als Versorgungsschaltung 120 und Referenzversorgungsschaltung 140 auch Spannungsquellen einzusetzen, wenn der Oszillator 110 entsprechend mit einer Anderung des Stromwertes an seinem Eingang reagiert, wenn die Amplitude der resultierenden Oszillation sich andert.
Bezugszeichenliste

100: Amplitudenregelungsschaltung
110: Oszillator
120: Versorgungsschaltung
130: Vergleichsschaltung
140: Referenzversorgungsschaltung
150: Referenzschaltung
160: Stromquelle
170: Versorgungsanschluss
180: Transistor
190: Transistor
200: Bezugspotentialanschluss
210: Induktivität
220: Kapazität
230: Verlustwiderstand
240-1: Ausgangsanschluss
240-2: Ausgangsanschluss
300: Stromquelle
310: Versorgungsspannungsanschluss
320: Komparatorschaltung
330: Spannungsquelle
340: Stromquelle
350: Widerstandselement
360: Transistor
370-1: VCO-Kennlinie
370-2: VCO-Kennlinie
370-3: VCO-Kennlinie
370-4: VCO-Kennlinie
380: Referenzgerade
390: Verlauf
400: Verläufe
410: Pfeil
420: Verläufe
430: Verläufe
440: Pfeil

Claims

Amplitudenregelungsschaltung (100) für einen Oszillator (110) mit einem Eingang für ein Versorgungssignal mit einem Spannungswert, der von einer Amplitude einer Oszillation des Oszillators (110), einer Frequenz der Oszillation und weiteren Parametern abhängt, wobei bei einer Auftragung der Spannungswerte als Funktion von Stromwerten des Versorgungssignals im Wesentlichen gleiche Amplituden der Oszillation für verschiedene Parameter auf wenigstens einer Referenzgeraden (380) liegen, mit folgenden Merkmalen: einer Versorgungsschaltung (120) mit einem Steuereingang fur ein erstes Steuersignal und einem Versorgungsausgang für das auf dem ersten Steuersignal basierenden Versorgungssignal; einer Referenzschaltung (150) mit einem Eingang für ein Referenzversorgungssignal und einem Widerstandselement (350) mit einem Widerstandswert, der auf einer Steigung der Referenzgeraden (380) basiert, das mit dem Eingang der Referenzschaltung (150) gekoppelt ist; einer Referenzversorgungsschaltung (140) mit einem Referenzsteuereingang fur ein zweites Steuersignal und einem Referenzversorgungsausgang für das auf dem zweiten Steuersignal basierende Referenzversorgungssignal; und einer Vergleichsschaltung (130) mit einer Komparatorschaltung (320) und einer Spannungsquelle (330), die ausgebildet ist, um einen konstanten Spannungswert bereitzustellen, der auf einem Achsenabschnitt der Referenzgeraden (380) basiert, wobei die Komparatorschaltung (330) mit einem Ausgang an den Steuereingang der Versorgungsschaltung (120) und den Referenzsteuereingang der Referenzversorgungsschaltung (140) gekoppelt ist.
Amplitudenregelungsschaltung (100) nach Anspruch 1, bei der die Versorgungsschaltung (120) eine steuerbare und/oder regelbare Stromquelle (300) und die Referenzversorgungsschaltung (140) eine steuerbare und/oder regelbare Stromquelle (340) umfasst, wobei die Stromquelle (300) der Versorgungsschaltung (120) mit dem Versorgungsausgang und die Stromquelle (340) der Referenzversorgungsschaltung (140) mit dem Referenzversorgungsausgang gekoppelt sind.
Amplitudenregelungsschaltung (100) nach einem der vorhergehenden Anspruche, bei der die Referenzschaltung (150) ferner einen Referenztransistor (360) umfasst, der mit einem Quellenanschluss oder einem Senkenanschluss mit dem Eingang der Referenzschaltung (150) gekoppelt ist.
Amplitudenregelungsschaltung (100) nach Anspruch 3, bei der der Referenztransistor (360) ein Feldeffekttransistor ist, wobei der Quellenanschluss ein Sourceanschluss, der Senkenanschluss ein Drainanschluss und ein Steueranschluss ein Gateanschluss des Feldeffekttransistors ist, wobei der Sourceanschluss mit einem Bezugspotenzial (200) gekoppelt ist, wobei der Drainanschluss und der Gateanschluss uber das Widerstandselement (350) mit dem Eingang der Referenzschaltung (150) gekoppelt sind, und wobei der Feldeffekttransistor ein Verhaltnis einer Breite und einer Lange eines Kanals aufweist, so dass zwischen dem Sourceanschluss und dem Drainanschluss des Referenztransistors (360) ein Spannungsabfall herrscht, der einem Spannungswert an dem Eingang des Oszillators (110) entspricht, wenn diesem als Versorgungssignal ein Strom mit einem Schwellenstromwert aufgeprägt wird, der zu einem Einsetzen der Oszillation führt.
Amplitudenregelungsschaltung (100) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem ein Stromwert des Versorgungssignals und ein Stromwert des Referenzversorgungssignals ein vorbestimmtes Verhältnis zueinander aufweisen.
Amplitudenregelungsschaltung (100) nach Anspruch 5, bei der das vorbestimmte Verhältnis in einem Bereich zwischen 0,75 und 1,25 liegt.
Amplitudenregelungsschaltung (100) nach einem der Ansprüche 1 bis 6, bei der die Komparatorschaltung (320) einen Operationsverstärker oder eine Differenzverstärkerschaltung umfasst.
Amplitudenregelungsschaltung (100) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der der Oszillator (110) einen Schwingkreis mit einer Induktivitat (210) und einer Kapazitat (220) umfasst.
Amplitudenregelungsschaltung (100) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der der Oszillator (110) ein spannungsgesteuerter Oszillator (110) mit einer Frequenz der Oszillation ist, wobei die Frequenz uber eine Steuerspannung einstellbar ist.
Amplitudenregelungsschaltung (100) nach Anspruch 1, bei der der Eingang des Oszillators (110) mit einem nichtinvertierenden Eingang der Komparatorschaltung (320) verbunden ist und der Eingang der Referenzschaltung (150) mit einem ersten Anschluss der Spannungsquelle (330) und ein zweiter Anschluss der Spannungsquelle (330) mit einem invertierenden Eingang der Komparatorschaltung (320) gekoppelt ist.
Amplitudenregelungsschaltung (100) nach einem der Ansprüche 1 oder 10, bei der die Versorgungsschaltung (120) und die Referenzversorgungsschaltung (140) jeweils eine steuerbare und/oder regelbare Stromquelle (300, 340) umfassen, die mit dem Versorgungsausgang und dem Referenzversorgungsausgang gekoppelt sind.
Amplitudenregelungsschaltung (100) nach einem der Anspruche 1, 10 oder 11, bei der der Oszillator (110) ein spannungsgesteuerter Oszillator (110), das Versorgungssignal ein Versorgungsstrom, und das Referenzversorgungssignal ein Referenzversorgungsstrom ist.
Amplitudenregelungsschaltung (100) nach Anspruch 12, beider die Referenzschaltung (150) ferner einen Feldeffekttransistor (360) umfasst, der mit einem Sourceanschluss an ein Bezugspotenzial (200) und mit einem Drainanschluss und einem Gateanschluss an das Widerstandselement (350) gekoppelt ist, wobei der Feldeffekttransistor (360) ein Verhältnis einer Breite und einer Länge eines Kanals des Feldeffekttransistors aufweist, so dass zwischen dem Sourceanschluss und dem Drainanschluss des Feldeffekttransistors (360) ein Spannungsabfall herrscht, der einem Spannungswert des Oszillators am Eingang des Oszillators entspricht, wenn der Versorgungsstrom einen Stromwert aufweist, der einem Schwellenstromwert entspricht, der zu einem Einsetzen der Oszillation des Oszillators (110) führt.
Verfahren zur Regelung einer Amplitude einer Oszillation eines Oszillators (110) mit einem Eingang für ein Versorgungssignal mit einem Spannungswert, der von einer Amplitude der Oszillation des Oszillators (110), einer Frequenz der Oszillation und weiteren Parameter abhängt, wobei bei einer Auftragung der Spannungswerte des Versorgungssignals als Funktion von Stromwerten des Versorgungssignals im Wesentlichen gleiche Amplituden der Oszillation für verschiedene Parameter auf wenigstens einer Referenzgeraden (380) liegen, und mit einer Referenzschaltung (150) mit einem Eingang fur ein Referenzversorgungssignal und einem Widerstandselement (350) mit einem Widerstandswert, der auf einer Steigung der Referenzgeraden (380) basiert, das mit dem Eingang der Referenzschaltung (150) gekoppelt ist, und einer Spannungsquelle (330), die ausgebildet ist, um einen konstanten Spannungswert bereitzustellen, der auf einem Achsenabschnitt der Referenzgeraden (380) basiert, mit folgenden Schritten: Bereitstellen des Versorgungssignals basierend auf einem ersten Steuersignal an einem ersten Steuereingang; Bereitstellen des Referenzversorgungssignals basierend auf einem zweiten Steuersignal an einem zweiten Steuereingang; und Vergleichen des Spannungswertes des Versorgungssignals und des Spannungswertes des Referenzversorgungssignals in einer Komparatorschaltung, um ein Vergleichsergebnis an einem Ausgang der Komparatorschaltung zu erhalten, der mit dem ersten und zweiten Steuereingang gekoppelt ist
Verfahren nach Anspruch 14, das ferner einen Schritt des Bereitstellens eines Steuersignals umfasst, und bei dem der Schritt des Bereitstellens des Versorgungssignals und des Referenzsignals basierend auf dem Steuersignal erfolgt.
Verfahren zum Auslegen einer Amplitudenregelungsschaltung (100) fur einen Oszillator (110) mit einem Eingang fur ein Versorgungssignal mit einem Stromwert, das ferner einen Spannungswert aufweist, der von einer Amplitude einer Oszillation des Oszillators (110), einer Frequenz der Oszillation und weiteren Parametern abhängt, wobei die Amplitudenregelungsschaltung (100) eine Versorgungsschaltung (120) mit einem Steuereingang für ein erstes Steuersignal und einem Versorgungsausgang für das auf dem ersten Steuersignal basierende Versorgungssignal, eine Referenzschaltung (150) mit einem Eingang für ein Referenzversorgungssignal mit einem Stromwert, das ferner einen Spannungswert aufweist, und mit einem Widerstandselement (350), das mit dem Eingang der Referenzschaltung (150) gekoppelt ist und an dem das Referenzsignal anliegt, wobei das Widerstandselement einen Widerstandswert aufweist, eine Referenzversorgungsschaltung mit einem Referenzsteuereingang für ein zweites Steuersignal und einem Referenzversorgungsausgang fur das auf dem zweiten Steuersignal basierende Referenzversorgungssignal und einer Vergleichsschaltung (130) und einer Spannungsquelle (330), die ausgebildet ist, um einen konstanten Spannungswert bereitzustellen, mit folgenden Schritten: Bestimmen eines Kennlinienfeldes des Oszillators (110) bezuglich einer Amplitude der Oszillation und des Spannungswertes des Versorgungssignals in Abhängigkeit des Stromwertes des Versorgungssignals, der Frequenz der Oszillation und weiterer Parameter; Bestimmen einer Referenzgeraden (380) bezüglich des Kennlinienfeldes, wobei bei einer Auftragung der Spannungswerte des Versorgungssignals als Funktion von Versorgungsstromwerten im Wesentlichen gleiche Amplituden der Oszillation fur verschiedene Parameter auf der Referenzgeraden (380) liegen; Bestimmen eines Zielwiderstandswertes fur das Widerstandselement (350) und eines Zielspannungswertes für die Spannungsquelle (330) basierend auf der Referenzgeraden (380) und der Auftragung; und Trimmen des Widerstandselements (350), so dass der Widerstandswert des Widerstandselements (350) dem Zielwiderstandswert entspricht; und Trimmen der Spannungsquelle (330), so dass der Spannungswert der Spannungsquelle (330) dem Zielspannungswert entspricht.
Verfahren nach Anspruch 16, bei dem der Schritt des Bestimmens der Referenzgeraden (380) ein numerisches Approximieren des Kennlinienfeldes umfasst.
Verfahren nach einem der Anspruche 16 oder 17, bei dem das Bestimmen eines Kennlinienfeldes ein Messen einer Amplitude einer Oszillation des Oszillators (110) und des Spannungswertes des Versorgungssignals in Abhangigkeit des Stromwertes des Versorgungssignals, der Frequenz der Oszillation und anderer Parameter umfasst.