DE102004033980A1

DE102004033980A1 - Verfahren sowie Schaltungsanordnung zur Ansteuerung einer Last mit einem elektrischen Strom

Info

Publication number: DE102004033980A1
Application number: DE102004033980A
Authority: DE
Inventors: Emanuele Bodano; Michael Lenz; Andrea Logiudice
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2004-07-14
Filing date: 2004-07-14
Publication date: 2006-02-16

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren sowie eine Schaltungsanordnung zur Ansteuerung einer Last mit einem elektrischen Strom (I). Erfindungsgemäß ist vorgesehen, dass mit entsprechenden Mitteln (7, 8) ein Fehlersignal gebildet wird, welches ein Maß für die Differenz eines Spannungsabfalls (U¶sense¶) an einer in Serie zur Last angeordneten Impedanz (R¶sense¶) und einer Referenzspannung (U¶ref¶) ist und dass eine den elektrischen Strom (I) bereitstellende Leistungsstufe (10) von dem Fehlersignal angesteuert wird.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren sowie eine Schaltungsanordnung zur Ansteuerung einer Last, wie z.B. einer Leuchtdiode (LED), mit einem elektrischen Strom.
Eine klassische Methode bzw. Schaltungsanordnung um eine Last, z.B. eine LED, mit einer vorbestimmten Stromstärke anzusteuern besteht in der Reihenschaltung eines vorzugsweise ohmschen Widerstands zur Last. Diese Lösung arbeitet nur dann zuverlässig, wenn der Spannungsabfall an der Last und die Spannung der Energiequelle konstant sind. Dies trifft jedoch in den meisten Fällen nicht zu. Eine höhere Quellenspannung führt zu einer höheren Stromstärke und einer höheren Verlustleistung in der Last, was wiederum mit einer verringerten Lebensdauer der Last verbunden ist. Im Falle einer LED als Last führt eine veränderte Stromstärke darüber hinaus zu einer nicht gleichbleibenden Helligkeit.
Aus der EP 0 707 255 A1 bzw. der US 5,966,110 sind zur Ansteuerung von LEDs Stromgeneratoren bekannt, welche auf einer Spiegelung eines internen konstanten und kompensierten Stroms basieren. Diese Ansteuerungen sind jedoch aufgrund des thermischen Offsets sehr ungenau. Dieses Problem wird noch größer, wenn zur Stromspiegelung Bipolartransistoren (bipolar junction transistors BJTs) verwendet werden, welche eine hohe Temperatursensitivität aufweisen. So führen bereits Temperaturunterschiede von etwa 10 Kelvin zwischen der Strommesszelle und der Leistungszelle zu einem Regelfehler von mehr als 100%. Zur Ungenauigkeit tragen dabei insbesondere auch Basisströme und parasitäre Substratströme bei.
Die US 2002/0140380 A1 beschreibt einen gepulsten Stromgenerator als Ansteuerschaltkreis für ein LED-Array. Dieser ge pulste Stromgenerator wird bei einer mittleren Stromstärke betrieben, eine Begrenzung von Stromspitzen auf eine Maximalstromstärke findet nicht statt. Dies wirkt sich negativ auf die Lebensdauer der Last aus.
Alle vorstehend beschriebenen Stromregelschaltungen erfordern mehr als zwei Anschlussklemmen. Werden diese Stromregelschaltungen auf einem Siliziumchip realisiert, so benötigen sie eine vergleichsweise große Chipfläche, was wiederum mit einem großen Packungsvolumenbedarf und aufwendiger Kontaktierung verbunden ist. Darüber hinaus lassen sich diese Ausführungsvarianten nicht einfach als Zweipol in Serie zu der anzusteuernden Last schalten, da wenigstens ein Versorgungsspannungsanschluss und in einigen Fällen auch Anschlüsse zu externen Komponenten vorgesehen werden müssen.
Die Aufgabe der Erfindung besteht daher darin, eine Schaltungsanordnung zur Ansteuerung einer Last mit einem elektrischen Strom vorzustellen, welche sich gegebenenfalls als Zweipol in Serie zu der anzusteuernden Last schalten lässt. Darüber hinaus soll ein Verfahren bzw. eine Schaltungsanordnung vorgestellt werden, welches bzw. welche auch bei vergleichsweise stark unterschiedlichen Eingangsspannungen oder großen Spannungsschwankungen mit hoher Genauigkeit einen konstanten Strom liefert.
Diese Aufgabe wird durch ein Verfahren mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 bzw. durch eine Schaltungsanordnung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 6 gelöst.
Vorteilhafte Ausführungen und Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.
Erfindungsgemäß ist demnach ein Verfahren bzw. eine Schaltungsanordnung vorgesehen, bei dem bzw. bei der mit entsprechenden Mitteln ein Fehlersignal gebildet wird, welches ein Maß für die Differenz eines Spannungsabfalls an einer in Se rie zur Last angeordneten Impedanz und einer Referenzspannung ist. Eine den elektrischen Strom für die Last bereitstellende Leistungsstufe wird von dem Fehlersignal angesteuert.
Die Erfindung stellt eine Lösung bereit, welche oberhalb einer gewissen Mindestspannung einen konstanten elektrischen Strom liefert. Die Festlegung des die Last treibenden Stroms wird dadurch erreicht, dass die an der in Reihe zur Last angeordneten Impedanz abfallende Spannung auf einen vorbestimmten Wert eingeregelt wird. Wenn die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung, wie in den nachfolgend beschriebenen Ausführungsbeispielen, auf einem Halbleiter- (vorzugsweise Silizium-) Chip angeordnet ist, so kann die Impedanz in den Chip integriert sein oder als separates (z.B. diskretes) Bauteil außerhalb des Chips angeordnet sein. Bei Verwendung einer internen Impedanz lässt sich die Schaltungsanordnung als Zweipol ohne zusätzliche Anschlüsse ausführen, sofern die konstante Referenzspannung aus der zwischen den beiden Anschlüssen des Zweipols abfallenden Spannung erzeugt wird.
Der Vorteil der Erfindung liegt darin, dass der Zweipol ohne zusätzliche Leitungen, Schaltungsanordnungen oder sonstige Komponenten in Serie zur Last geschaltet werden kann. Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung liefert einen konstanten Strom, wodurch die Lebensdauer der Last erhöht und im Falle einer LED oder einer Leuchtdiodenanordnung als Last eine konstante Helligkeit erzeugt wird.
Die konstante Stromstärke wird mit Hilfe eines Schaltkreises fest eingestellt, welcher den Spannungsabfall an der in Reihe zur Last geschalteten, nachfolgend als Messimpedanz bezeichneten Impedanz mit einer fest vorgegebenen konstanten Referenzspannung vergleicht. Als Vergleichseinrichtung ist vorzugsweise ein Komparator oder Differenzverstärker vorgesehen.
Die vom Komparator (Differenzverstärker) erzeugte Differenzspannung wird gemäß der Erfindung zur Ansteuerung einer Trei berstufe verwendet, welche wiederum die nachgeschaltete vorerwähnte Leistungsstufe ansteuert. Die Leistungsstufe kann ebenso wie Differenzverstärker, Referenzspannungsquelle und Treiberstufe beispielsweise in MOS- (Akronym für Metal Oxide Semiconductor), DMOS- (Akronym für Diffusion Metal Oxide Semiconductor) oder BJT- (Akronym für Bipolar Junction Transistor) Technologie ausgeführt sein. Die Leistungsstufe liefert den hohen Strom zur Ansteuerung der Last. Der Vorteil einer vorzugsweise verwendeten hohen Schleifenverstärkung (engl.: loop gain) liegt in der Erzielung einer hohe Regelgenauigkeit auch bei vergleichsweise hohen Temperaturschwankungen und Eingangsspannungsschwankungen, weiter Toleranzen der Einzelbauteile der Schaltungsanordnung und Fehlanpassungen der Einzelkomponenten der Schaltungsanordnung.
Der Vorteil der erfindungsgemäßen Verwendung der Leistungsstufe allein zur Bereitstellung des Laststroms garantiert einen höheren Grad an Genauigkeit im Vergleich zu vorstehend beschriebenen Lösungen gemäß dem Stand der Technik, bei denen eine Leistungsstufe als Stromspiegel verwendet wird. Die Ungenauigkeit der Verwendung der Leistungsstufe als Stromspiegel liegt in Komponenten-Fehlanpassungen sowie in Temperaturgradienten auf dem Chip begründet. Sie führen zu unterschiedlicher Erwärmung des Messtransistors relativ zum Leistungstransistor. Bei der vorliegenden Lösung fallen Streuungen der Komponenten durch den zwei Spannungen vergleichenden Schaltkreis weniger ins Gewicht. Die Genauigkeit des Laststroms wird im vorliegenden Fall gemäß der Erfindung lediglich durch die Genauigkeit der Messimpedanz und der eingestellten Referenzspannung bestimmt. Sehr hohe Genauigkeiten können erreicht werden, wenn die Impedanz (vorzugsweise wird ein rein ohmscher Widerstand verwendet) einstellbar ist. Der Begriff einstellbar schließt ein trimmen einer beispielsweise auf einem gemeinsamen Chip realisierten (internen) Impedanz (insbesondere eines ohmschen Widerstands) ein.
Weiterhin ist es für eine hohe Einstellgenauigkeit des Laststroms unerlässlich, dass der gesamte durch die Last fließende Strom über den (vorzugsweise ohmschen) Widerstand fließt und somit vom Schaltkreis kontrolliert wird. Hierzu gehören insbesondere (was bei der Realisierung der Schaltungsanordnung auf einem Chip zu beachten ist) auch Versorgungs-, Ruhe, Basis- und Substratströme. Im Falle einer auf der BJT-Technologie basierenden Leistungsstufe werden Regelungenauigkeiten durch Basis- und/oder Substratströme vermieden.
Darüber hinaus kann die Einstellgenauigkeit des Laststroms dadurch erhöht werden, dass der (vorzugsweise ohmsche) Widerstand und die Mittel zur Erzeugung der Referenzspannung derart ausgebildet sind, dass sie ein identisches Temperaturverhalten aufweisen. Näherungsweise lässt sich dies dadurch erreichen, dass die maßgeblichen Komponenten im vornehmlich interessierenden Betriebstemperaturbereich einen identischen Temperaturkoeffizienten aufweisen.
Erfindungsgemäß ist weiter vorgesehen, dass die Spannungsversorgung (dies schließt eine Stromversorgung selbstverständlich mit ein) einzelner oder (wie oben bereits angedeutet wurde) vorzugsweise aller Einzelkomponenten nicht über eine externe Quelle erfolgt, sondern dass innerhalb des Zweipols selbst eine entsprechende Spannungsversorgungseinrichtung (Stromversorgungseinrichtung eingeschlossen) vorgesehen ist. Eine einfache Realisierungsmöglichkeit besteht darin, dass der Komparator und/oder die Treiberstufe und/oder die Mittel zur Erzeugung der Referenzspannung von der Leistungsstufe mit einer Versorgungsspannung versorgt werden.
Es ist bekannt, dass sich (über einen großen Temperaturbereich) konstante Ströme wesentlich einfacher erzeugen lassen als konstante Spannungen. Das Temperaturverhalten einer an einem mit einem konstanten Strom beaufschlagten ohmschen Widerstand abfallenden Spannung lässt sich jedoch sehr genau vorherbestimmen. Die Erfindung sieht daher vor, dass die Mit tel zur Erzeugung der Referenzspannung (nachfolgend der Einfachheit halber als Referenzspannungsquelle bezeichnet) Mittel zur Erzeugung eines Referenzstroms sowie einen ohmschen Widerstand umfassen, über den der Referenzstrom fließt, so dass an dem ohmschen Widerstand die Referenzspannung abfällt. Auf diese Weise kann das Temperaturverhalten der Referenzspannungsquelle und des Messwiderstands vergleichsweise einfach einander angepasst werden, was (wie oben dargelegt wurde) für ein präzises Einstellen bzw. Einregeln des Laststroms unerlässlich ist.
Dabei hat es sich als günstig erwiesen, die Stromstärke des Referenzstroms zur Verlustminimierung (vorzugsweise wenigstens eine Größenordnung kleiner als die Stromstärke des Laststroms zu wählen.
Weiterhin sieht die Erfindung vor, den Referenzstrom zur Polarisierung des Komparators zu verwenden. Dies hat den Vorteil, dass dann der Biasstrom des Komparators selbst die gewünschte Referenzspannung erzeugen kann.
Eine besonders vorteilhafte Ausführungsvariante der Erfindung sieht darüber hinaus eine Übertemperatursicherungseinrichtung und gegebenenfalls auch eine Überlastungs-Schutzeinrichtung (in der angelsächsischen Literatur wird diese als SOA protection bezeichnet, wobei SOA ein Akronym für safe operation area = sicherer Arbeitsbereich ist) vor.
Die Erfindung wird nunmehr anhand der Zeichnung näher beschrieben. Es zeigen:
1 eine Anordnung einer erfindungsgemäßen als Zweipol ausgebildeten Schaltungsanordnung in einem batteriebetriebenen Schaltkreis mit Last

a) ein Blockschaltbild eines Schaltkreises mit beliebiger Last
b) eine prinzipielle Laststrom-Batteriespannungs-Kennlinie
c) ein Blockschaltbild eines Schaltkreises mit LED als Last

2 ein Blockschaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels einer erfindungsgemäßen als Zweipol ausgebildeten Schaltungsanordnung
3 ein Blockschaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels einer erfindungsgemäßen als Zweipol ausgebildeten Schaltungsanordnung
4 einen Ausschnitt aus dem Blockschaltbild gemäß der 2 aus dem sich entnehmen lässt, in welcher Weise sich eine Referenzspannungsquelle beispielhaft konkret realisieren lässt

a) Referenzspannungsquelle als Kombination einer ersten Teilreferenzspannungsquelle mit positivem Temperaturkoeffizienten und einer zweiten Teilreferenzspannungsquelle mit negativem Temperaturkoeffizienten
b) Referenzspannungsquelle basierend auf einer einem ohmschen Widerstand einen Konstantstrom aufprägenden Referenzstromquelle, welche wiederum als Kombination einer ersten Teilreferenzstromquelle mit positivem Temperaturkoeffizienten und einer zweiten Teilreferenzstromquelle mit negativem Temperaturkoeffizienten ausgebildet ist
c) Schaltungstechnische Realisierung der Referenzstromquelle

5 einen Ausschnitt aus dem Blockschaltbild gemäß der 2 aus dem sich die schaltungstechnische Realisierung eines Differenzverstärkers, einer Treiberstufe und einer Leistungsstufe entnehmen lässt
6 eine Übertemperaturschutzeinrichtung für eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
7 eine Überlastungsschutzeinrichtung für eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
8 eine Schaltungstechnische Realisierung einer Schaltungsanordnung nach 2, welche sich für sehr geringe Spannungsabfälle an einem Messwiderstand eignet.
Wie oben im Einzelnen aufgeführt wurde, kann eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung dort eingesetzt werden, wo ein Ansteuerbaustein gebraucht wird, welcher einen genauen Strom garantiert, thermisch kompensiert ist, eine konstante Stromstärke über einen weiten Eingangsspannungsbereich liefert und an dem lediglich eine geringe Spannung abfällt. Die Schaltungsanordnung kann als Zweipol ausgeführt sein, welche unmittelbar in Serie zu einer Last angeordnet werden kann.
Die 1 zeigt eine typische Implementierung einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung 1 sowie die zugehörige Strom-Spannungs-Charakteristik. Insbesondere zeigt die 1a ein Blockschaltbild eines Schaltkreises mit Last. Der Schaltkreis wird von einer Batterie 5 mit einer Batteriespannung U_Batt gespeist. Der Batterie 5 wird ein Strom I entnommen, welcher die Last 4 speist und welcher von der in Serie zur Last 4 angeordneten erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung 1 auf einen konstanten Wert geregelt wird. Die Schaltungsanordnung 1 ist als Zweipol ausgeführt, deren Klemmen in der 1a mit dem Bezugszeichen 2 und 3 gekennzeichnet sind.
Die 1b zeigt eine prinzipielle Laststrom I-Batteriespannungs U_Batt -Kennlinie. Aus dieser Kennlinie lässt sich entnehmen, dass die Laststromstärke I nach Überschreiten einer gewissen Mindestbatteriespannung U_Batt,
min eine im Wesentlichen konstante Laststromstärke I_sat liefert.
Der Vollständigkeit halber zeigt die 1 die bevorzugte Verwendung der als Zweipol ausgebildeten erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung 1 als Ansteuereinrichtung einer Leuchtdiode 6. Dem gemäß ist in der 1c anstelle des in der 1a vorgesehenen Symbols für die Last 4 ein Symbol einer Leuchtdiode 6 eingesetzt.
Die 2 und 3 zeigen Blockschaltbilder zweier Ausführungsbeispiele erfindungsgemäßer Schaltungsanordnungen 1. Beide Zweipole (Klemmen 2, 3) umfassen einen Messwiderstand R_sense, eine Referenzspannungsquelle 9, einen Komparator bzw. Differenzverstärker 7, eine Treiberstufe 8 sowie eine Leistungsstufe 10. Der Messwiderstand R_sense sowie die Leistungsstufe 10 sind in beiden Ausführungsbeispielen in Reihe zueinander und damit auch in Reihe zur Last 4 angeordnet. Beide Ausführungsbeispiele unterscheiden sich jedoch nur darin, dass in einem Fall der Messwiderstand R_sense der Leistungsstufe 10 vor- und im anderen Fall der Leistungsstufe 10 nachgeschaltet ist.
Die der Leistungsstufe 10 zugewandte Anschluss-Klemme des Widerstands R_sense ist mit dem invertierenden Eingang – des Komparators 7 verbunden. Der andere Anschluss des Messwiderstands R_sense ist über die Spannungsquelle 9 mit dem nicht invertierenden Eingang + des Komparators 7 verbunden. Der Ausgang des Komparators 7 ist auf den Eingang der Treiberstufer 8 geführt, deren Ausgang wiederum auf einen Steuereingang der Leistungsstufe 10 geführt ist. Die über der Leistungsstufe 10 abfallende Spannung U₀ wird in beiden Fällen als Versorgungsspannung U₀ des Komparators 7 und der Treiberstufe 8 verwendet.
Die prinzipielle Arbeitsweise der in den 2 und 3 dargestellten Schaltungsanordnungen 1 ergibt sich wie folgt:
An dem in Serie zur Last 4 angeordneten Messwiderstand R_sense fällt eine elektrische Spannung U_sense ab. Diese Messspannung U_sense wird mit der von der Referenzspannungsquelle 9 erzeugten Referenzspannung U_ref mittels des Komparators 7 verglichen. Am Ausgang des Komparators 7 liegt ein die Differenz von Messspannung U_sense und Referenzspannung U_ref repräsentierendes Differenzspannungssignal U_D an. Dieses Differenzspannung U_D liegt an der Treiberstufe 8 an, welche dieses Signal U_D in ein entsprechendes zur Ansteuerung der Leistungsstufe 10 geeignetes Signal wandelt. Je nachdem welche Art von Leistungsstufe 10 verwendet wird, kann dieses Steuersignal eine elektrische Spannung oder ein elektrischer Strom sein. Prinzipiell ist es auch möglich, beispielsweise eine Wandlung in ein optisches oder sonstiges Signal vorzusehen, sofern es zur Ansteuerung der Leistungsstufe 10 geeignet ist.
Durch die Anordnung der Komponenten R_sense, 9, 7, 8 und 10 entsprechend den Ausführungsbeispielen gemäß den 2 bzw. 3 wird jeweils ein Regelkreis gebildet, welcher bestrebt ist, die Referenzspannung U_ref und die Messspannung U_sense auf den selben Wert zu regeln. Da die Messspannung U_sense den Spannungsabfall an dem Messwiderstand R_sense darstellt, wird auf diese Weise ein konstanter durch den Messwiderstand R_sense fließender Strom I eingestellt.
Die Stärke des einzustellenden Stroms I wird durch geeignete Wahl des Messwiderstands R_sense und/oder der Referenzspannung U_ref vorgegeben. Die Einstellgenauigkeit des Stroms I ist daher allein abhängig vom Messwiderstand R_sense und der Referenzspannung U_ref. Insbesondere ist es unbeachtlich, ob die gesamte Schaltungsanordnung in Bipolartransistortechnologie oder in MOS-, DMOS-, oder sonstiger Technologie ausgeführt ist.
Das Temperaturverhalten des Laststroms I ist lediglich eine Funktion des Temperaturkoeffizienten der Referenzspannung U_ref und des Messwiderstands R_sense Es ist daher günstig, die jeweiligen Temperaturkoeffizienten CTR_sense, CTU_ref weitgehend identisch zu wählen, um das Temperaturverhalten des Messwiderstands R_sense zu kompensieren und damit einen von der Temperatur T unabhängigen Laststrom I zu erhalten.
Rechnerisch ergibt sich die bevorzugte identische Wahl des Temperaturkoeffizienten CTR_sense des Messwiderstands R_sense und des Temperaturkoeffizienten CTU_ref der Referenzspannung U_ref wie folgt:
Der Komparator 7 vergleicht die Referenzspannung U_ref mit dem Spannungsabfall U_sense am Messwiderstand R_sense. Das System ist im Gleichgewicht, wenn beide Spannungen U_ref, U_sense identisch sind: Uref = Usense = Rsense·I
Der Strom I = Uref/Rsense ist konstant unabhängig von der Temperatur T, wenn die Ableitung des Stroms I nach der Temperatur T Null ist: dI/dT = 0mit U_ref/T0 als Referenzspannung bei Raumtemperatur T₀ und R_sense,T0 als Messwiderstand bei Raumtemperatur T₀ ergibt sich:
Hieraus ergibt sich dUref/dT·(1/Rsense,T0) – (1/Rsense,T0)2 – (dRsense/dT)·Uref,TO = 0,oder nach Vereinfachung (dUref/dT)/Uref,T0 = (dRsense/dT)/Rsense,T0.
Diese Gleichung stellt die Gleichung für die Temperaturkoeffizienten CTU_dar, CTR_sense der Referenzspannung U_ref und des Messwiderstandes R_sense dar, so dass diese umgeschrieben werden kann in folgender Weise: CTUref = CTRsense
Vorzugsweise wird die Referenzspannungsquelle 9 als Kombination einer ersten Teilreferenzspannungsquelle 9a mit positivem Temperaturkoeffizienten CTU_ref,PTAT und einer zweiten Teilreferenzspannungsquelle 9b mit negativem Temperaturkoeffizienten CTU_ref,NTAT, zusammengesetzt, um den nötigen Wert zur Kompensation des Temperaturkoeffizienten CTR_sense des Messwiderstands R_sensezu erhalten. Diese bevorzugte Ausführungsform entnimmt man symbolisch der 4a.
Darüber hinaus kann auch eine Kompensation des Temperaturverhaltens der Last 4, 6 erreicht werden, wenn die Last 4, 6 in der Nähe des Messwiderstands R_sense bzw. der Referenzspannungsquelle 9 angeordnet wird, so dass Temperaturänderungen der Last 4, 6 miterfasst werden.
In weiterer Ausgestaltung der Erfindung kann die Referenzspannungsquelle 9 wie in der 4b dargestellt ist, auf einer einem Widerstand R_a einen Konstantstrom I_ref aufprägenden Referenzstromquelle 12 basieren, welche wiederum als Kombination einer ersten Teilreferenzstromquelle 12a mit positiven Temperaturkoeffizienten CTI_ref,PTAT und einer zweiten Teilreferenzstromquelle 12b mit negativem Temperaturkoeffizienten CTI_ref,NTAT ausgebildet ist. Die dabei erzeugten Referenzströme mit positivem bzw. negativem Temperaturkoeffizienten CTI_ref,PTAT, CTI_ref,NTAT sind in der Zeichnungsfigur durch die Bezugszeichen I_ref,PTAT und I_ref,NTAT gekennzeichnet.
Schaltungstechnisch kann eine Referenzspannungsquelle 9 basierend auf einem ohmschen Widerstand R_a einen Konstantstrom I_ref aufprägenden Referenzstromquelle 12 mit erster Teilreferenzstromquelle 12a mit positiven Temperaturkoeffizienten CTI_ref,PTAT und zweiter Teilreferenzstromquelle 12b mit negativem Temperaturkoeffizienten CTI_ref,Ntat wie in der 4c dargestellt ist realisiert sein. Die Teilreferenzstromquelle 12a mit positivem Temperaturkoeffizienten CTI_ref,NTAT wird durch eine vier npn-Transistoren T1, T2, T3 und T4, einen Polarisierungswiderstand R_start-up und einen ohmschen Widerstand R_b umfassende Teilschaltung gebildet. Die Teilreferenzstromquelle 12b mit negativem Temperaturkoeffizienten CTI_ref,NTAT wird durch einen npn-Transistor T5 und einen ohmschen Widerstand R_c gebildet.
Der ohmsche Widerstand R_b muss mit den Widerständen R_c und R_a ein von der Temperatur und etwaigen Produktschwankungen unabhängiges Verhältnis bilden. Bei integrierten Schaltungen spricht man von gepaarten Widerständen. Der Referenzteilstrom I_ref,PTAT mit positivem Temperaturkoeffizienten CTI_ref,PTAT ergibt sich zu Iref,PTAT = (UT/Rb)·ln(N),wobei U_T die Temperaturspannung U_T = kT/q und N die Emitterfläche des Transistors T4 in Relation zu denen der Transistoren T1 bis T3 ist.
Der Teilreferenzstrom I_ref,NTAT mit negativem Temperaturkoeffizienten CTI_ref,NTAT berechnet sich zu Iref,NTAT = Ube/Rc,wobei U_be ca. die Emitterspannung am Transistor T3 ist. Zur Erreichung einer hohen Genauigkeit müssen die Widerstände R_a, R_b, R_c in strengem Verhältnis zueinander stehen. Bei ICs ist die Geometrie exakt gleich oder aus gleichen Teilen; die Lage ist gleich; die Temperatur damit auch gleich, da die Widerstände dicht beieinander liegen.
Die Referenzspannung U_ref ergibt sich damit zu Uref = (Ra/Rb)·UT·ln (N) + (Ra/Rc) Ube
Die Widerstandsverhältnisse R_a/R_b und R_a/R_c müssen so gewählt werden, dass obige Temperaturkoeffizientengleichung, nämlich CTUref = CTRsense erfüllt ist.
Als Komparator 7 kommt eine Anordnung in Frage, wie sie beispielsweise in der 5 dargestellt ist. Der Komparator besteht aus drei npn-Transistoren T10, T11, T12 welche die Polarisierung liefern, den beiden Transistoren T13, T14 als Eingangsdifferenzpaar und einer Kompensationskapazität C_comp zur Stabilisierung des Regelkreises. Der Referenzstrom I_ref = I_ref,PTAT + I_ref,NTAT wird vorzugsweise nicht nur dazu verwendet, die über dem Widerstand R_a abfallende Referenzspannung U_ref zu erzeugen, sondern auch um den Komparator 7 zu polarisieren. Auf diese Weise kann man eine sonst zusätzliche Stromquelle einsparen, da der Strom doppelt genutzt wird.
Als Treiberstufe 8 kommt im vorliegenden Ausführungsbeispiel eine npn-Darlingtonschaltung zum Einsatz, welche sich aus zwei npn-Transistoren T15, T16 sowie dem Emitter gegen Kopplungswiderstand R_D zusammensetzt. Die Leistungsstufe 10 wird im vorliegenden Ausführungsbeispiel durch ein Anzahl K parallel geschalteter pnp-Transistoren gebildet, von denen einer durch das Bezugszeichen T17 gekennzeichnet ist.
Erfindungsgemäß kann eine Übertemperaturschutzeinrichtung vorgesehen werden. 6 zeigt beispielhaft eine derartige Einrichtung 13 basierend auf einem npn-Transistor T20 und einem ohmschen Widerstand R_d. Der Kollektor des Transistors T20 ist dabei an den Ausgang des Komparators 7 angeschlossen. Es sei ausdrücklich darauf hingewiesen, dass die Temperaturabschaltung natürlich mit jeder bekannten Schwellwertschaltung realisiert werden kann.
Darüber hinaus kann eine Überlastungsschutzeinrichtung vorgesehen sein. Ein Beispiel für eine derartige Überlastungsschutzeinrichtung 14 ist in der 7 dargestellt. Sie basiert im vorliegenden Ausführungsbeispiel auf zwei npn-Transistoren T18, T19, welche parallel zu dem Transistor T10 des Komparators 7 gemäß 5 angeschlossen sind, einem ohmschen Widerstand R_e und einer Zenerdiode 11. Die Funktionsweise dieser Schaltung 14 ergibt sich wie folgt:
Steigt die Eingangsspannung über einen durch die Zenerspannung U_z der Zehnerdiode 11 festgelegten Wert, nimmt der durch den Widerstand R_a fließende Referenzstrom I_ref ab. Die Referenzspannung U_ref nimmt ab und damit ebenfalls der Laststrom I.
Ein wesentlicher Parameter ist der minimale Spannungsabfall an dem Zweipol (siehe U_Batt,min in 1b). Bei dem Ausführungsbeispiel in 5 wird der kritische Spannungspfad durch die durch die Basis-Emitter-Strecken der Transistoren T15 und T16 und der C-E-Restspannung U_CESat des Transistors T14 gebildet. Die Dropspannung des Zweipols ist damit Udrop = URSense + Uce(T14) + Ube(T16) + URD.
Der minimal erforderliche Spannungsabfall U_drop,min am Zweipol (zwischen den beiden Anschlussklemmen 2 und 3) beträgt Udrop,min = 2 Ube + Ucesat,was im ungünstigsten Fall einen Spannungsabfall U_drop,min (worst case) von etwa 2V bedeutet.
Die 8 zeigt eine weitere schaltungstechnische Realisierung einer Schaltungsanordnung 1 nach der 2, welche sich insbesondere für sehr geringe Spannungsabfälle U_drop eignet. Das Funktionsprinzip dieser Schaltung ist identisch mit dem der vorstehend beschriebenen Schaltungsanordnung 1 nach den 4 und 5, zur Erzeugung der Ströme I, I_ref.
Der kritische Pfad enthält hier nur eine Basis-Emitter-Schwellspannung und eine Sättigungsspannung, z. B.: U_be(T33) + U_CESat(T32), also Ca. 1V Dropspannung U_{drop,min(worst case)} im ungünstigsten Fall.

1: Schaltungsanordnung
2: erste Klemme
3: zweite Klemme
4: Last
5: Batterie
6: Leuchtdiode
7: Komparator/Differenzverstärker
8: Treiberstufe
9: Referenzspannungsquelle
9a: Referenzspannungsquelle mit positivem Temperatur
: koeffizienten
9b: Referenzspannungsquelle mit negativem Temperatur
: koeffizienten
10: Leistungsstufe
11: Zenerdiode
12: Referenzstromquelle
13: Übertemperatursicherungseinrichtung
14: Überspannungsschalteinrichtung
T1: erster Transistor
T2: zweiter Transistor
T3: dritter Transistor
T4: vierter Transistor
T5: fünfter Transistor
T6: sechster Transistor
T7: siebter Transistor
T8: achter Transistor
T9: neunter Transistor
T10: zehnter Transistor
T11: elfter Transistor
T12: zwölfter Transistor
T13: dreizehnter Transistor
T14: vierzehnter Transistor
T15: fünfzehnter Transistor
T16: sechzehnter Transistor
T17: siebzehnter Transistor
T18: achtzehnter Transistor
T19: neunzehnter Transistor
T20: zwanzigster Transistor
T21: einundzwanzigster Transistor
T22: zweiundzwanzigster Transistor
T23: dreiundzwanzigster Transistor
T24: vierundzwanzigster Transistor
T25: fünfundzwanzigster Transistor
T26: sechsundzwanzigster Transistor
T27: siebenundzwanzigster Transistor
T28: achtundzwanzigster Transistor
T29: neunundzwanzigster Transistor
T30: dreißigster Transistor
T31: einunddreißigster Transistor
T32: zweiunddreißigster Transistor
T33: dreiunddreißigster Transistor
T34: vierunddreißigster Transistor
CTR_sense: Temperaturkoeffizient R_sense
CTU_ref: Temperaturkoeffizient U_ref
CTI_ref: Temperaturkoeffizient I_ref
R_D: Darlingtonwiderstand
C_comp: Kompensationskapazität/-Kondensator
I: Laststrom
I_sat: Sättigungslaststromstärke
I_ref: Referenzstrom
I_ref,PTAT: Referenzstromanteil mit positivem Temperaturkoef
: fizienten
I_ref,NTAT: Referenzstromanteil mit negativem
: Temperaturkoeffizienten
R_sense: ohmscher Messwiderstand
U_Batt: Batteriespannung
U_Batt,min: Mindest-Batteriespannung
U₀: Versorgungsspannung
U_ref: Referenzspannung
U_ref,PTAT: Referenzspannungsanteil mit positivem Temperatur
: koeffizienten
U_ref,NTAT: Referenzspannungsanteil mit negativem Temperatur
: koeffizienten
U_D: Differenzspannung
U_sense: Messspannung
U_be: Positive Ermitter-Spannung
U_ce: Kollektor-Ermitter-Spannung
U_drop: Spannungsabfall am Zweipol zwischen den Klemmen 2
: und 3
U_drop,min: minimale Dropspannung, die zur Funktion der
: Schaltung benötigt wird
+: nicht invertierender Eingang
–: invertierender Eingang
R_start-up: Polarisationwiderstand
R_a: erster Widerstand
R_b: zweiter Widerstand
R_c: dritter Widerstand
R_d: vierter Widerstand
R_e: fünfter Widerstand
R_f: sechster Widerstand
R_g: siebter Widerstand

Claims

Verfahren zur Ansteuerung einer Last (4, 6) mit einem elektrischen Strom (I), dadurch gekennzeichnet, dass ein Fehlersignal gebildet wird, welches ein Maß für die Differenz eines Spannungsabfalls (U_sense) an einer in Serie zur Last (4, 6) angeordneten Impedanz (R_sense) und einer Referenzspannung (U_ref) ist und dass eine den elektrischen Strom (I) bereitstellende Leistungsstufe (10) von dem Fehlersignal angesteuert wird.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Fehlersignal aus einer Differenzspannung (U_D) aus dem Spannungsabfall (U_sense) an der in Serie zur Last (4, 6) angeordneten Impedanz (R_sense) und der Referenzspannung (U_ref) gebildet wird.
Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Leistungsstufe (10) über eine Treiberstufe (8) angesteuert wird, welche von der Differenzspannung (U_D) angesteuert wird.
Verfahren nach einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass als Impedanz ein ohmscher Widerstand (R_sense) verwendet wird.
Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass der gesamte durch die Last fließende Strom (I) über den ohmschen Widerstand (R_sense) geführt wird.
Schaltungsanordnung (1) zur Ansteuerung einer Last (4, 6) mit einem elektrischen Strom (I), dadurch gekennzeichnet, dass eine in Serie zur Last (4, 6) angeordnete Impedanz (R_sense) vorgesehen ist, an welcher eine elektrische Spannung (U_sense) abfällt, dass Mittel (9, 9a, 9b; 12, R_a) zur Erzeugung einer Referenzspannung (U_ref) vorgesehen sind, dass Mittel (7, 8) vorgesehen sind, welche ein Fehlersignal bilden, welches ein Maß für die Differenz des Spannungsabfalls (U_sense) an der in Serie zur Last (4, 6) angeordneten Impedanz (R_sense) und der Referenzspannung (U_ref) ist und dass eine von dem Fehlersignal angesteuerte Leistungsstufe (10) vorgesehen ist, welche den elektrischen Strom (I) für die Last (4, 6) bereitstellt.
Schaltungsanordnung (1) nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass ein Komparator (7) vorgesehen ist, welcher als Fehlersignal eine Differenzspannung (U_D) aus dem Spannungsabfall (U_sense) an der in Serie zur Last (4, 6) angeordneten Impedanz (R_sense) und der Referenzspannung (U_ref) bildet.
Schaltungsanordnung (1) nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass eine von der Differenzspannung (U_D) angesteuerte Treiberstufe (8) vorgesehen ist, welche die Leistungsstufe (10) ansteuert.
Schaltungsanordnung (1) nach einem der Ansprüche 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Komparator (7) und/oder die Treiberstufe (8) und/oder die Mittel (9, 9a, 9b; 12, R_a) zur Erzeugung der Referenzspannung (U_ref) von der Leistungsstufe (10) mit einer Versorgungsspannung (U₀) versorgt sind.
Schaltungsanordnung (1) nach einem der Ansprüche 6 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Impedanz ein ohmscher Widerstand (R_sense) ist.
Schaltungsanordnung (1) nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass der Wert des ohmschen Widerstands (R_sense) einstellbar ist.
Schaltungsanordnung (1) nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, dass der gesamte durch die Last (4, 6) fließende Strom (I) über den ohmschen Widerstand (R_sense) fließt.
Schaltungsanordnung (1) nach einem der Ansprüche 10 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass der ohmsche Widerstand (R_sense) und die Mittel (9, 9a, 9b; 12, R_a) zur Erzeugung der Referenzspannung (U_ref) einen identischen Temperaturkoeffizienten (CTR_sense, CTU_ref) aufweisen.
Schaltungsanordnung (1) nach einem der Ansprüche 10 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel (9, 9a, 9b; 12, R_a) zur Erzeugung der Referenzspannung (U_ref) Mittel (12, R_a) zur Erzeugung eines Referenzstroms (I_ref) sowie einen ohmschen Widerstand (R_a) umfassen, über den der Referenzstrom (I_ref) fließt, so dass an dem ohmschen Widerstand (R_a) die Referenzspannung (U_ref) abfällt.
Schaltungsanordnung (1) nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Stromstärke des Referenzstroms (I_ref) wenigstens eine Größenordnung kleiner als die Stromstärke des Laststroms (I) ist.
Schaltungsanordnung (1) nach Anspruch 14 oder 15, dadurch gekennzeichnet, dass der Referenzstrom (I_ref) den Polarisierungsstrom des Komparators (7) darstellt.
Schaltungsanordnung (1) nach einem der Ansprüche 6 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass eine Übertemperatursicherungseinrichtung (13) vorgesehen ist.
Schaltungsanordnung (1) nach einem der Ansprüche 6 bis 17, dadurch gekennzeichnet, dass eine Überlastungsschutzeinrichtung (14) vorgesehen ist.
Schaltungsanordnung (1) nach einem der Ansprüche 6 bis 18, dadurch gekennzeichnet, dass die Last eine Leuchtdiodenanordnung (6), insbesondere eine Leuchtdiode (6), umfasst.