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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Gleichspannungs-Hochfrequenz-Aufwärtswandler
mit einem Versorgungsspannungseingang, einem spannungserhöhten Spannungsausgang,
einer Reihenschaltung aus einer Induktivität und einem Gleichrichter,
die zwischen den Versorgungsspannungseingang und den Ausgang für die erhöhte Spannung
geschaltet sind, einem Schalter, der zwischen Masse und einen Anschlussknoten
von Induktivität
und Gleichrichter geschaltet ist, und einem Steuerschaltkreis zur
Steuerung des Schalters.
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In
solchen Aufwärtswandlern,
die im Spannungsmodus mit fester Frequenz betrieben werden, ist
die Ausgangsspannung eine Funktion des Tastverhältnisses, das vom Verhältnis zwischen
der Einschaltdauer und der Ausschaltdauer des Schalters abhängt. Solange
der Laststrom groß genug
ist, kann der Wandler im ununterbrochenen Modus arbeiten: der Induktivitätsstrom
nimmt zu, wenn der Schalter geschlossen ist, und er nimmt ab, wenn
der Schalter geöffnet
ist, aber er geht nie auf Null zurück. In diesem Modus ist die
Ausgangsspannung nur eine Funktion des Tastverhältnisses und hängt kaum
vom Ausgangsstrom ab.
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Wenn
der Laststrom unter eine untere Grenze fällt, fällt der Induktivitätsstrom
während
eines Teils der Ausschaltdauer auf Null, und der Wandler arbeitet
im unterbrochenen Modus. In diesem Modus ist der Zusammenhang zwischen
Tastverhältnis
und Ausgangsspannung anders, also muss die Steuerung des Schalters
angepasst werden, d.h. die Steuerung des Schalters kann z.B. auf
eine andere Schleifenverstärkung
oder in einen Stromsparmodus schalten. Darum ist es notwendig, den Übergang vom
ununterbrochenen zum unterbrochenen Modus und umgekehrt durch Überwachung
der Spulenspannung festzustellen. Normalerweise geschieht dies durch Überwachung
des Ausgangsstroms, zum Beispiel durch Messung des Spannungsabfalls
an einem Messwiderstand im Ausgangspfad oder im Gleichrichter während der
Dauer, in der der Schalter ausgeschaltet ist.
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1 zeigt
ein Beispiel eines solchen herkömmlichen
asynchronen Aufwärtswandlers.
Der Wandler besitzt einen Versorgungsspannungseingang 10 und
einen Ausgang für
die erhöhte
Spannung 12 und er umfasst eine Reihenschaltung einer Induktivität 14 und
einer Diode 16 zwischen dem Versorgungsspannungseingang 10 und
dem Spannungsausgang 12. Die Verbindung zwischen der Induktivität 14 und
der Diode 16 stellt einen Anschlussknoten 20 dar.
Ein Transistor 24, der zwischen den Anschlussknoten 20 und
Masse geschaltet ist, fungiert als Schalter und wird durch einen
Steuerschaltkreis 26 gesteuert. Ein Eingang einer Komparatorschaltung 28 für die Überwachung
des Induktivitätsstroms
während
der Aus-Phase ist mit dem Anschlussknoten 20 verbunden,
ein anderer Eingang ist mit dem Spannungsausgang 12 verbunden
und ein Ausgang ist mit dem Steuerschaltkreis 26 verbunden.
Der Komparator 28 wird nur während der Aus-Phase des Transistors 24 aktiviert
und ausgewertet. In dieser Phase misst der Komparator 28 den Spannungsabfall über der
Diode 16 und liefert ein Ausgangssignal für den Steuerschaltkreis 26,
wenn der Induktivitätsstrom
auf Null fällt.
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Die
Diagramme in 2 zeigen den Induktivitätsstrom
IL, die entsprechende Spannung Un am Anschlussknoten 20 und das
Komparatorausgangssignal COMP im Zeitablauf. Der Wandler arbeitet
so lange im ununterbrochenen Modus, bis der Induktivitätsstrom
auf Null fällt.
Die Spannung Un am Knoten 20 wechselt
zwischen fast Null in der An-Phase und der Ausgangsspannung plus
der Diodenspannung. Dieser Modus umfasst die ersten vier Periodendauern
in 2.
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Wenn
der Induktivitätsstrom
bei t = t0 auf Null fällt, dann fällt die Spannung beim Knoten 20 auf
den Pegel der Eingangsspannung Uin ab und
der Wandler nimmt den Betrieb im unterbrochenen Modus auf. Parasitäre Induktivitäten und
Kapazitäten
am Knoten 20, z.B. durch den FET-Transistor 24 und
die Länge der
Verbindungsleitungen zur Diode 16, begrenzen die Abfallgeschwindigkeit
der Knotenspannung Un. Darum kann es mehrere
zehn ns dauern, bis die Spannung Un den
Pegel der Ausgangsspannung Uout kreuzt,
was bedeutet, dass der Spannungsabfall in der Diode und folglich
der Induktivitätsstrom
auf Null gefallen sind und der Komparator 28 den Übergang feststellen
kann.
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In 2 liefert
der Komparator erst dann, wenn der Induktivitätsstrom IL bei
t02 zum zweiten Mal auf Null gefallen ist
ein Ausgangssignal. Da der Komparator 28 ebenfalls ein
paar Nanosekunden zum Feststellen des Übergangs benötigt, tritt
eine wie in 2 angegebene Verzögerung 6 zwischen
der ansteigenden Flanke des Komparatorsignals und der Zeit, zu der
der Induktivitätsstrom
tatsächlich
auf Null gefallen ist, auf. Bei hohen Schaltfrequenzen (> 1 MHz) werden die
Auswirkungen dieser Verzögerung 6 zu
heftig und führen
zum Beispiel zu Wirkungsgradverlusten, wenn das Komparatorsignal
dafür verwendet
wird, in einen Stromsparmodus zu schalten. Außerdem befindet sich die Diode
vorzugsweise außerhalb
des Chips, der die anderen Bauelemente beherbergt, besonders wenn
ein hoher Ausgangsstrom benötigt
wird, wodurch hohe, durch Bonddrähte
verursachte parasitäre
Induktivitäten
und Kapazitäten
auftreten.
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US 5,170,333 A offenbart
einen Gleichspannungs-Aufwärtswandler,
der sowohl in einem ununterbrochenen als auch in einem unterbrochenen
Modus arbeiten kann. Mit einem Komparator wird die Spannung über einer
Induktivität
mit einer Referenzspannung verglichen, während der Schalter geöffnet ist.
Damit wird ein Abfall der Ausgangsspannung im unterbrochenen Modus
erkannt und die Schleifenverstärkung
wird entsprechend angepaßt.
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US 6,160,388 A offenbart
einen DC-DC-Wandler, bei dem zwei MOS-FET-Schalter eine Induktivität abwechselnd
mit einer Eingangspannung und mit dem Massepotential verbinden.
Zur Bestimmung des Laststroms wird ein Spannungsabfall über dem
Schalttransistor, der die Induktivität mit Masse verbindet, detektiert.
Dabei wird der Widerstand des Transistors im leitenden Zustand als
Meßwiderstand
verwendet. Die Spannung wird abgetastet und in einem Kondensator
gespeichert. Am Ausgang eines Komparators wird dann die detektierte Spannung,
die die Höhe
des Laststroms repräsentiert,
ausgegeben.
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US 6,166,526 A offenbart
einen Gleichspannungs-Aufwärtswandler,
bei dem ein maximal zulässiger
Strom durch eine Induktivität
erkannt werden soll. Hierfür
wird der Spannungsabfall über
dem Schalttransistor mit dem Spannungsabfall an einem Referenztransistor,
der mit einer Referenzstromquelle verbunden ist, über einen
Komparator verglichen. Das Ausgangssignal des Komparators kann verwendet
werden, um das Tastverhältnis
für den
Schalttransistor zu steuern.
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Aufgabe
der vorliegenden Erfindung ist es, einen Gleichspannungs-Hochfrequenz-Aufwärtswandler
mit einer vereinfachten Schaltungsanordnung und einer schnellen
Detektion für
den Nulldurchgang des Induktivitätsstroms
bereitzustellen.
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Konkret
wird zur Lösung
der Aufgabe ein Gleichspannungs-Hochfrequenz-Aufwärtswandler gemäß Anspruch
1 mit einem Versorgungsspannungseingang, einem Ausgang für die erhöhte Spannung
und einer Induktivität
und einem Gleichrichter, die zwischen dem Versorgungsspannungseingang und
dem Ausgang für
die erhöhte
Spannung in Reihe geschaltet sind, vorgesehen. Der Wandler umfasst einen
Schalter, der zwischen Masse und einem Anschlussknoten von Induktivität und Gleichrichter
geschaltet ist. Der Wandler umfasst des Weiteren einen Steuerschaltkreis
für die
Steuerung dieses Schalters und eine Detektionsschaltung für den Nulldurchgang des
Induktivitätsstroms,
die eine Spannung am Anschlussknoten misst, direkt nachdem der Schalter geschlossen
wurde, und mit einer Referenzspannung vergleicht und eine Meldung über einen
Nulldurchgang des Induktivitätsstroms
liefert, wenn beide Spannungen gleich sind. Mit dem vorgeschlagenen Wandler
wird an Stelle des Ausgangsstroms die Knotenspannung überwacht.
Beim Überwachen des Ausgangsstroms
durch das Messen des Spannungsabfalls an einem in Reihe geschalteten
Messwiderstand würde
ein schneller Komparator für
die Detektion des Übergangszustands,
in dem der Spannungsabfall am Widerstand Null beträgt, benötigt. Mit
dem erfindungsgemäßen Komparator
wird kein Messwiderstand im Ausgangspfad benötigt, noch nicht einmal Messleitungen
zum Ausgang werden benötigt, wodurch
eine vereinfachte Schaltungsanordnung und eine schnelle Detektion
des Nulldurchgangs des Induktivitätsstroms ohne den Bedarf für einen
schnellen Komparator zur Verfügung
gestellt wird.
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In
einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der
Erfindung umfasst die Detektionsschaltung für den Nulldurchgang des Induktivitätsstroms
einen Komparator mit einem ersten Eingang, der durch einen Abtastschalter
mit dem Anschlussknoten verbunden ist, einem zweiten Eingang, der
mit einer Referenzspannungsquelle verbunden ist, und einem Ausgang,
der mit einem Steuereingang des Steuerschaltkreises verbunden ist.
Der Abtastschalter liefert ein stabiles und ununterbrochenes Signal
für die Strom-Detektionsschaltung.
Darum muss der Komparator nicht sehr schnell sein. Außerdem müssen parasitäre Induktivitäten und
Kapazitäten
am Anschlussknoten, die schwer vorhersagbar sind, nicht mehr berücksichtigt
werden.
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Weitere
Merkmale und Vorteile der Erfindung werden aus der folgenden ausführlichen
Beschreibung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen ersichtlich. In
den Zeichnungen zeigt:
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1 einen
Schaltplan eines Aufwärtswandlers
nach dem Stand der Technik.
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2 ein
Diagramm, das den Induktivitätsstrom,
die Knotenspannung und das Komparator-Ausgangssignal des Wandlers
aus 1 darstellt.
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3 einen
Schaltplan eines Aufwärtswandlers
gemäß der Erfindung.
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4 ein
Diagramm, das den Induktivitätsstrom,
die Knotenspannung und das Komparator-Ausgangssignal des Wandlers
aus 3 darstellt.
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Wenden
wir uns nun 3 zu, in der ein Schaltplan
eines Gleichspannungs-Hochfrequenz-Aufwärtswandlers
gemäß der Erfindung
abgebildet ist. Der Wandler umfasst einen Versorgungsspannungseingang 110,
einen Ausgang für
die erhöhte
Spannung 112, eine Reihenschaltung aus einer Induktivität 114 und
einer Diode 116, einen Lastkondensator 118 und
einen Leistungsschalter 124. Der Wandler umfasst ferner
einen Steuerschaltkreis 126 zur Steuerung des Leistungsschalters 124 und eine
Detektionsschaltung für
den Nulldurchgang des Induktivitätsstroms 128.
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Der
Versorgungsspannungseingang 110 ist durch einen Quellkondensator 130 gepuffert,
der zwischen den Eingang 110 und Masse geschaltet ist.
Die Induktivitätsspule 114 ist
an einer Seite mit dem Versorgungsspannungseingang 110 und
an der anderen Seite mit der Anode des Gleichrichters 116,
der in diesem Ausführungsbeispiel
von einer Schottky-Diode gebildet ist, verbunden. Die Kathode der
Schottky-Diode 116 ist mit einem Ausgang für die erhöhte Spannung 112 verbunden,
der auch mit dem Lastkondensator 118 verbunden ist. Die
Verbindung zwischen der Induktivität 114 und der Diode 116 bildet
einen Anschlussknoten 120.
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Bei
dem Schalter 124 handelt es sich um einen NMOS-FET, dessen
Source mit Masse verbunden ist, dessen Drain mit dem Anschlussknoten 120 verbunden
ist und dessen Gate mit dem Ausgang des Steuerschaltkreises 126 verbunden
ist.
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Die
Detektionsschaltung für
den Nulldurchgang des Induktivitätsstroms 128 umfasst
einen Komparator 132, eine Referenzspannungsquelle 134,
die mit dem ersten Eingang des Komparators 132 verbunden
ist, und eine Abtasteinheit 136, die mit dem zweiten Eingang
des Komparators 132 verbunden ist. Der Ausgang des Komparators 132 ist
mit dem Steuerschaltkreis 126 verbunden. Die Referenzspannungsquelle 134 umfasst
eine Reihenschaltung eines Widerstands 140 und einer Stromquelle 142, die
zwischen Masse und den Spannungseingang 110 geschaltet
sind. Die Abtasteinheit 136 umfasst einen Abtastkondensator 144,
der zwischen Masse und den zweiten Eingang des Komparators 132 geschaltet
ist, und einen Abtastschalter 146, der zwischen den Anschlussknoten 120 und
den zweiten Eingang des Komparators 132 geschaltet ist.
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Die
Steuereinheit 126 steuert den Schalter 124 dahingehend,
dass er den Knoten 120 auf bekannte Weise entweder mit
Masse verbindet oder von Masse trennt, um die Ausgangsspannung Uout am Ausgang 112 durch Steuerung
des Tastverhältnisses
des Schalters 124 zu regulieren.
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Das
Diagramm in 4 zeigt die Spannung Un am Anschlussknoten 120 im Zeitablauf.
Es ist ersichtlich, dass die Knotenspannung Un in
der An-Phase ton, also wenn der Schalter 124 geschlossen
ist, niedrig ist, da nur der Spannungsabfall im Schalter 124 auftritt.
Da der Spulenstrom IL ansteigt, steigt auch
die Knotenspannung Un leicht an. In der Aus-Phase
toff wird der Schalter 124 geöffnet und
die Knotenspannung Un springt auf Uout plus dem Spannungsabfall in der Diode 116.
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Der
Mittelwert des Induktivitätsstroms
IL geht mit der Zeit langsam zurück. Wenn
der Induktivitätsstrom
IL während
der Aus-Phase bei t = t0 Null erreicht,
fällt die
Knotenspannung Un auf den Wert der Eingangsspannung
Uin und der Wandler arbeitet nun im unterbrochenen
Modus.
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Der Übergang
zum unterbrochenen Modus wird durch die Detektionsschaltung für den Nulldurchgang
des Induktivitätsstroms 128 festgestellt.
In der Schaltung 128 tastet die Abtasteinheit 136 die Knotenspannung
Un ab, indem der Abtastschalter 146 direkt
nachdem der Leistungsschalter 124 geschlossen wurde, für kurze
Zeit ebenfalls geschlossen wird. Der Abtastschalter 146 wird
nur für
eine sehr kurze Zeit geschlossen gehalten, die ausreicht, um den
Abtastkondensator 144 zu laden. Die abgetastete Knotenspannung
Unsamp wird im Komparator 132 mit
der Referenzspannung Uref verglichen, die von
der Referenzspannungsquelle 134 geliefert wird. Wenn die
abgetastete Knotenspannung Unsamp unterhalb
der Referenzspannung Uref liegt, liefert
der Komparator 132 ein Komparatorsignal COMP an den Steuerschaltkreis 126,
das anzeigt, dass der Übergang
stattgefunden hat. Mit diesem Signal ist der Steuerschaltkreis 126 in
der Lage, seinen Steuermodus zu ändern,
er kann beispielsweise in einen Stromsparmodus oder auf eine andere
Schleifenverstärkung
schalten, um die Ausgangsspannung über das Tast verhältnis des
Leistungsschalters 124 zu regulieren. Hierdurch wird ein
sehr effizienter Betrieb des Aufwärtswandlers ermöglicht.
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Da
die Aufladung des Abtastkondensators 144 eine Zeit dauert, üblicherweise
Nanosekunden, und die Knotenspannung Un sogar
in dieser kurzen Zeit ansteigt, beträgt die Referenzspannung Uref vorzugsweise, wie in 4 angezeigt,
einige Millivolt über
Masse, um den Anstieg der Knotenspannung Un während der
Ladezeit zu kompensieren. Natürlich muss
die Kapazität
des Abtastkondensators 144 so gewählt werden, dass sowohl eine
kurze Ladezeit, als auch eine ausreichende Haltezeit für die abgetastete
Spannung Unsamp über eine Periodendauer bis zum
nächsten
Abtasten gewährleistet
ist.
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Ein
wesentlicher Vorteil dieser Schaltung ist es, dass der Komparator 132 nicht
sehr schnell sein muss, da nur die statisch abgetastete Spannung Unsamp, die nach jedem Abtasten statisch ist,
verglichen werden muss. Ferner spielen die parasitären Induktivitäten und
Kapazitäten
am Anschlussknoten 120, die eine Dämpfung und Oszillation verursachen, wenn
die Spannung Un, wie in 4 bei 150 angegeben,
auf Uin abfällt, keine Rolle mehr für das Feststellen
des Übergangs.
Der Übergang
zwischen ununterbrochenem und unterbrochenem Modus des Aufwärtswandlers
kann verlässlich
festgestellt werden. Folglich kann der Aufwärtswandler entsprechend seines
Modus genau gesteuert und dadurch auf äußerst effiziente Weise betrieben
werden.
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Da
keine zusätzlichen
Messleitungen zum Gleichrichter für das Messen eines Spulenstroms
benötigt
werden, gestattet der vorgeschlagene Aufwärtswandler ferner einen einfachen
Aufbau, besonders, wenn es gewünscht
ist, den Gleichrichter außerhalb
des Chips, der die anderen Bauelemente beherbergt, zu platzieren.
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Verschiedene
Abänderungen
der vorgeschlagenen Schaltung sind im Umfang der vorliegenden Erfindung
impliziert. Die Diode kann beispielsweise durch einen gesteuerten
Schalter, wie zum Beispiel einen PMOS-FET oder eine andere Art von Gleichrichter,
ersetzt werden.