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Die
Erfindung betrifft Schaltungsanordnungen zum Speisen einer mit einem
ersten Anschluss an einem ersten Pol einer Wechselspannungsquelle liegenden
Last mittels eines nicht-gate-abschaltbaren Thyristors, wobei ein
zweiter Anschluss der Last an einem ersten Eingang und ein zweiter
Pol der Wechselspannungsquelle an einem zweiten Eingang einer Gleichrichterschaltung
liegt.
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Aus
der
DE 37 037 76 A1 ,
insb. deren
1, ist eine
Schaltungsanordnung zum Speisen einer mit einem ersten Anschluss
an einem ersten Pol einer Wechselspannungsquelle
1 liegenden
Last
2 mitteils eines nicht-gate-abschaltbaren Thyristors
4 bekannt, wobei
- – ein
zweiter Anschluss der Last an einem ersten Eingang einer Gleichrichterschaltung 3 und
ein zweiter Pol der Wechselspannungsquelle an einem zweiten Eingang
der Gleichrichterschaltung liegt,
– von der ein positiver Ausgang über den
gesteuerten Strompfad eines ersten Transistors 5 mit einem
ersten Anschluss eines Kondensators 12 sowie ein negativer
Ausgang mit einem einen Schaltungsnullpunkt bildenden zweiten Anschluss
des Kondensators verbunden ist,
– wobei der erste Anschluss
des Kondensators der Pluspol einer Gleichspannungsquelle Vc ist,
- – die
Anode des Thyristors 4 am positiven Ausgang der Gleichrichterschaltung 3 und
die Kathode des Thyristors am Schaltungsnullpunkt liegen,
– eine Steuer-Elektrode
des ersten Transistors 5 mit einem Abgriff eines von einem
Vorwiderstand 7 und einer Z-Diode 6 gebildeten
Spannungsleiters gekoppelt ist,
– der über einen Schalter zwischen
dem positiven Ausgang der Gleichrichterschaltung und dem Schaltungsnullpunkt
liegt, und
- – ein
Ausgang eines an der Gleichspannungsquelle liegenden und einen Spannungssprung
abgebenden Messumformers 9, 10 an einem Eingang
eines Verzögerungsglieds 26, 27 angeschlossen
ist.
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Die
bekannte Schaltung verfügt über einen Kurzschlussschutz,
der mittels einer Stromdetektorschaltng 20 ausgelöst wird.
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In
der Last fließt
dann Wechselstrom, wenn die Anoden-Kathoden-Strecke des Thyristors
mit dem positiven und dem negativen Ausgang der Gleichrichterschaltung
gekoppelt ist und nachdem dem Gate des Thyristors ein Zündimpuls
zugeführt worden
ist.
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Bei
dieser Art von Schaltungsanordnungen wird der Thyristor jedoch zerstört, wenn
zwischen den Anschlüssen
der Last ein wesentlich kleinerer Widerstand als der Nennwiderstand
der Last auftritt, insb. wenn also zwischen diesen Anschlüssen ein Kurzschluss
auftritt.
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Eine
Aufgabe der Erfindung besteht somit darin, Schaltungsanordnungen
zum Speisen einer mit einem ersten Anschluss an einem ersten Pol
einer Wechselspannungsquelle liegenden Last mittels eines nicht-gate-abschaltbaren Thyristors
anzugeben, wobei ein zweiter Anschluss der Last an einem ersten
Eingang und ein zweiter Pol der Wechselspannungsquelle an einem
zweiten Eingang einer Gleichrichterschaltung liegt sowie die Anoden-Kathoden-Strecke
des Thyristors mit dem positiven und dem negativen Ausgang der Gleichrichterschaltung gekoppelt
und der Thyristor gegen Kurzschlüsse
der Last geschützt
ist.
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Die
Lösung
dieser Aufgabe besteht bei einer ersten Variante der Erfindung in
einer Schaltungsanordnung zum Speisen einer mit einem ersten Anschluss
an einem ersten Pol einer Wechselspannungsquelle liegenden Last
mittels eines nicht-gate-abschaltbaren
Thyristors, wobei
- – ein zweiter Anschluss der
Last an einem ersten Eingang einer Gleichrichterschaltung und ein zweiter
Pol der Wechselspannungsquelle an einem zweiten Eingang der Gleichrichterschaltung liegt,
– von der
ein positiver Ausgang über
den gesteuerten Strompfad eines ersten Transistors und die Anoden-Kathoden-Strecke
einer Diode mit einem ersten Anschluss eines Kondensators sowie
ein negativer Ausgang mit einem einen Schaltungsnullpunkt bildenden
zweiten Anschluss des Kondensators verbunden ist,
– wobei
der erste Anschluss des Kondensators der Pluspol einer Gleichspannungsquelle
ist,
- – die
Anode des Thyristors am positiven Ausgang der Gleichrichterschaltung
und die Kathode des Thyristors am Schaltungsnullpunkt liegen,
- – eine
Steuer-Elektrode des ersten Transistors mit einem Abgriff eines
von einem Vorwiderstand und einer Z-Diode gebildeten Spannungsteilers
gekoppelt ist,
– der
zwischen dem positiven Ausgang der Gleichrichterschaltung und dem
Schaltungsnullpunkt liegt,
- – eine
Serienschaltung aus dem gesteuerten Strompfad eines zweiten Transistors
und einem Widerstand der Anoden-Kathodenstrecke
des Thyristors parallelgeschaltet ist,
- – am
positiven Ausgang der Gleichrichterschaltung ein erster Eingang
eines ersten Komparators liegt, von dem
– ein zweiter Eingang mit der
Gleichspannungsquelle verbunden ist und
– ein Ausgang mit einem Takt-Eingang
eines taktflanken-gesteuerten
ersten Monoflops verbunden ist,
- – ein
Verbindungspunkt von zweitem Transistor und Widerstand an einem
ersten Eingang eines zweiten Komparators liegt,
– dessen
zweitem Eingang eine konstante Referenzspannung zugeführt ist,
- – ein
Eingang einer Schaltstufe mit einem Ausgang des zweiten Komparators
verbunden ist,
- – ein
Ausgang eines an der Gleichspannungsquelle liegenden und einen Spannungssprung
abgebenden Messumformers an einem Eingang eines Verzögerungsglieds
und an einem ersten Eingang eines UND-Glieds angeschlossen ist,
– von dem
ein zweiter Eingang mit einem Ausgang des ersten Monoflops verbunden
ist,
- – am
Ausgang des UND-Glieds ein Eingang eines zweiten Monoflops liegt,
– von dem
ein Ausgangssignal eine Impulsdauer aufweist,
- – ein
erster Eingang eines Doppel-Schalters an einem Ausgang des zweiten
Monoflops und ein zweiter Eingang des Doppel-Schalters an einem Ausgang
des Verzögerungsglieds
angeschlossen ist,
– dessen
Verzögerung
größer als
die Impulsdauer des zweiten Monoflops ist, und
- – ein
Ausgang der Schaltstufe mit einem Steuer-Eingang des Doppel-Schalters
verbunden ist.
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Die
Lösung
der genannten Aufgabe besteht bei einer zweiten Variante der Erfindung
in einer Schaltungsanordnung zum Speisen einer mit einem ersten
Anschluss an einem ersten Pol einer Wechselspannungsquelle liegenden
Last mittels eines ersten nicht-gate-abschaltbaren Thyristors, wobei
- – ein
zweiter Anschluss der Last an einem ersten Eingang einer Gleichrichterschaltung
und ein zweiter Pol der Wechselspannungsquelle an einem zweiten
Eingang der Gleichrichterschaltung liegt,
– von der ein positiver Ausgang über den
gesteuerten Strompfad eines ersten Transistors und die Anoden- Kathoden-Strecke
einer ersten Diode mit einem ersten Anschluss eines Kondensators
sowie ein negativer Ausgang mit einem einen Schaltungsnullpunkt
bildenden zweiten Anschluss des Kondensators verbunden ist,
– wobei
der erste Anschluss des Kondensators der Pluspol einer Gleichspannungsquelle
ist,
- – die
Anode des ersten Thyristors an der Anode der ersten Diode und dessen
Kathode über
einen ersten Widerstand am Schaltungsnullpunkt liegt,
- – eine
Steuer-Elektrode des ersten Transistors mit einem Abgriff eines
von einem Vorwiderstand und einer Z-Diode gebildeten Spannungsteilers
gekoppelt ist,
– der
zwischen dem ersten Ausgang der Gleichrichterschaltung und dem Schaltungsnullpunkt liegt,
- – an
der Gleichspannungsquelle eine Serienschaltung aus einem zweiten
Widerstand, der Anoden-Kathoden-Strecke einer zweiten Diode, der Anoden-Kathoden-Strecke
eines zweiten nicht-gate-abschaltbaren Thyristors und des gesteuerten
Strompfads eines zweiten Transistors liegt,
– wobei
die Kathode der zweiten Diode und die Kathode der Z-Diode miteinander
verbunden sind,
- – die
Kathode des ersten Thyristors an einem ersten Eingang eines Komparators
liegt,
– dessen
zweitem Eingang eine konstante Referenzspannung zugeführt ist
und
– dessen
Ausgang mit dem Gate des zweiten Thyristors verbunden ist,
- – ein
Ausgang eines an der Gleichspannungsquelle liegenden und einen Spannungssprung
abgebenden Messumformers an einem Eingang einer ersten Schaltstufe
angeschlossen ist,
– deren
Ausgang über
einen ersten Schalter mit dem Gate des ersten Thyristors verbunden
ist,
- – die
Anode der zweiten Diode am Eingang einer zweiten Schaltstufe liegt,
– deren
Ausgang mit einem Steuer-Eingang des ersten Schalters verbunden
ist,
- – ein
dritter Widerstand die Gleichspannungsquelle mit einer Steuerelektrode
des zweiten Transistors und über
einen zweiten Schalter mit dem Schaltungsnullpunkt verbindet,
– von dem
ein Steuer-Eingang an einem Ausgang eines Verzögerungsglieds legt, von dem
ein Eingang mit dem Ausgang der zweiten Schaltstufe verbunden ist.
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Nach
einer bevorzugten Ausgestaltung der beiden Varianten der Erfindung
sind die Transistoren N-Kanal-Isolierschicht-Feldeffekt-Transistoren.
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Ein
Vorteil der Erfindung besteht darin, dass bei beiden Varianten sicher
verhindert wird, dass der Thyristor bzw. der erste Thyristor, insb.
durch einen Kurzschluss zwischen den Last-Anschlüssen, zerstört wird.
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Die
Erfindung wird nun anhand der Figuren der Zeichnung näher erläutert, in
der Ausführungsbeispiele
dargestellt sind. Funktionsgleiche Teile sind in unterschiedlichen
Figuren mit denselben Bezugszeichen versehen.
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1 zeigt
schematisch ein Schaltbild der ersten Variante der Erfindung, und
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2 zeigt
schematisch ein Schaltbild der zweiten Variante der Erfindung.
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In 1 ist
schematisch und teilweise in der Form eines Blockschaltbilds ein
Ausführungsbeispiel der
ersten Variante der Erfindung dargestellt. Die Schaltungsanordnung
der 1 dient zum Speisen einer Last R, die z.B. ein Relais
sein kann und die mit einem ersten Anschluss an einem ersten Pol
einer Wechselspannungsquelle AC angeschlossen ist. Ein zweiter Anschluss
der Last R liegt an einem ersten Eingang einer Gleichrichterschaltung
G und ein zweiter Pol der Wechselspannungsquelle AC an einem zweiten
Eingang der Gleichrichterschaltung G.
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Die
Gleichrichterschaltung G ist im Ausführungsbeispiel der 1 ein
Brückengleichrichter
mit vier Gleichrichtern G1, G2, G3, G4. Die Gleichrichter G1, G3
und die Gleichrichter G2, G4 sind jeweils gleichsinnig in Serie
geschaltet und bilden eine jeweilige einander parallelgeschaltete
Reihenschaltung. Die Kathoden der Gleichrichter G1, G2 bilden den
positiven Ausgang der Gleichrichterschaltung G, und die Anoden der
Gleichrichter G3, G4 liegen am Schaltungsnullpunkt SN.
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Die
Anode eines nicht-gate-abschaltbaren Thyristors Ty liegt an einem
positiven Ausgang der Gleichrichterschaltung G und dessen Kathode
an einem negativen Ausgang der Gleichrichterschaltung G, der zugleich
ein Schaltungsnullpunkt SN ist.
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Der
nicht-gate-abschaltbare Thyristor ist der "klassische" Thyristor und wurde lange vor dem heute
als weiterem Thyristortyp bekannten gate-abschaltbaren Thyristor,
dem sogenannten GTO, entwickelt und auf den Markt gebracht.
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Der
positive Ausgang der Gleichrichterschaltung G ist über den
gesteuerten Strompfad eines ersten Transistors T1 und die Anoden-Kathoden-Strecke
einer Diode D mit einem ersten Anschluss eines Kondensators C verbunden,
dessen zweiter Anschluss am Schaltungsnullpunkt SN liegt. Der Kondensator
C wirkt als Glättungsstufe,
so dass der erste Anschluss des Kondensators C der Pluspol einer Gleichspannungsquelle
DC ist, deren Minuspol der Schaltungsnullpunkt SN ist.
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Eine
Steuer-Elektrode des ersten Transistors T1 ist mit einem Abgriff
eines von einem Vorwiderstand Wv und einer Z-Diode Z gebildeten
Spannungsteilers verbunden, der zwischen dem positiven Ausgang der
Gleichrichterschaltung G und dem Schaltungsnullpunkt SN liegt. Die
Steuer-Elektrode liegt somit auf konstant stabilisiertem Potential,
so dass der erste Transistor T1 als Serienregel-Transistor für die Spannung
der Gleichspannungsquelle DC dient.
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Der
Anoden-Kathodenstrecke des Thyristors Ty ist eine Serienschaltung
aus dem gesteuerten Strompfad eines zweiten Transistors T2 und einem Widerstand
W parallelgeschaltet.
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Am
positiven Ausgang der Gleichrichterschaltung G liegt ein erster
Eingang eines ersten Komparators K1, von dem ein zweiter Eingang
mit der Gleichspannungsquelle DC verbunden ist und ein Ausgang mit
einem Takt-Eingang eines taktflanken-gesteuerten ersten Monoflops
M1 verbunden ist.
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Ein
Verbindungspunkt von zweitem Transistor T2 und Widerstand W liegt
an einem ersten Eingang eines zweiten Komparators K2, dessen zweitem
Eingang eine konstante Referenzspannung Ur zugeführt ist. Ein Eingang einer
Schaltstufe S ist mit einem Ausgang des zweiten Komparators K2 verbunden.
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Ein
Messumformer M ist an der Gleichspannungsquelle DC betrieben und
gibt einen Spannungssprung ab, d.h. an einem entsprechenden Ausgang
tritt ein Signal auf, z.B. eine Spannung, das entweder einen niederen
oder einen hohen Pegel hat. Der Messumformer funktioniert also wie
ein elektronischer Schalter, der eine Spannung oder einen Strom schaltet.
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Welchen
der beiden erwähnten
Pegel das Signal annimmt und für
jeweils wie lange, hängt
von einer gemessenen physikalischen Größe ab. Diese kann z.B. ein
Materialpegel in einem Behälter
oder ein Flüssigkeitspegel
in einem Kanal sein und wird mittels eines entsprechenden physikalisch-elektrischen Wandlers
detektiert. Dieser kann z.B. ein übliches stimmgabel-artiges
Schwingsystem sein.
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Ein
Ausgang des Messumformers M ist an einem Eingang eines Verzögerungsglieds
Dy und an einem ersten Eingang eines UND-Glieds U angeschlossen,
von dem ein zweiter Eingang mit einem Ausgang des ersten Monoflops
M1 verbunden ist. An einem Ausgang des UND-Glieds U liegt ein Eingang eines
zweiten Monoflops M2, das ein Ausgangssignal einer bestimmten Impulsdauer
abgibt.
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Ein
erster Eingang eines Doppel-Schalters Sd ist an einem Ausgang des
zweiten Monoflops M2 und ein zweiter Eingang des Doppel-Schalters
ist an einem Ausgang des Verzögerungsglieds
Dy angeschlossen, dessen Verzögerung
größer als
die Impulsdauer des zweiten Monoflops M2 ist. Ein Ausgang der Schaltstufe
S ist mit einem Steuer-Eingang des Doppel-Schalters Sd verbunden.
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Zum
Verständnis
der Funktionsweise der Schaltungsanordnung des Ausführungsbeispiel
der 1 ist zunächst
darauf zu verweisen, dass die Gleichrichterschaltung G aus der sinusförmigen Spannung
der Wechselspannungsquelle AC bekanntlich eine Wechselspannung erzeugt,
die aus aneinandergereihten Halbwellen der sinusförmigen Spannung
besteht.
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Ferner
ist darauf zu verweisen, dass die Schaltung des Ausführungsbeispiel
der 1 eine Normalfunktion hat, wenn die Last R nicht
kurzgeschlossen ist, dagegen eine Schutzfunktion hat, wenn die Last
R kurzgeschlossen ist.
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Jeweils
eine der beiden Funktionen tritt nur dann auf, wenn der Messumformer
M den positiveren Pegel H seiner beiden Pegel abgibt und somit der Thyristor
Ty leitend gesteuert werden soll, da aufgrund der gezeigten Polarität der Gleichrichterschaltung
G und der Diode D die Spannung der Gleichspannungsquelle DC positiv
ist.
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Der
H-Pegel des Messumformers M gelangt bei Normalfunktion über das
Verzögerungsglied
Dy und den einen geschlossenen Schalter s1 des Doppel-Schalters
Sd solange an das Gate des Thyristors Ty, wie der H-Pegel dauert.
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Der
Thyristor Ty wird in Normalfunktion, wenn an seinem Gate eine ihn
leitend steuernde Spannung vorhanden ist, also der erwähnte H-Pegel anliegt,
in jeder der erwähnten
Halbwellen gezündet und
wieder gelöscht,
wenn die Spannung der Halbwelle gegen Null geht. In der Last R fließt ein gewünschter
Nennstrom I.
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Wenn
der Thyristor Ty dauernd nichtleitend ist, fließt in der Last R nur ein wesentlich
geringerer Strom, nämlich
praktisch derjenige Strom, den der Messumformer M und weitere gegebenenfalls
an der Gleichspannungsquelle DC angeschlossene Teilschaltungen benötigen.
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Der
erwähnte
Nennstrom I der Last R fließt auch
durch den Widerstand W und den Transistor T2, wenn dieser leitend
gesteuert ist. Von der Wechselspannungsquelle AC aus gesehen liegt
dann nämlich während der
positiven Halbwelle der Wechselspannung die Last R mit dem Gleichrichter
G2, dem Transistor T2, dem Widerstand W und dem Gleichrichter G3
in Reihe; während
deren negativer Halbwelle liegt dagegen die Last R mit dem Gleichrichter
G4, dem Widerstand W, dem Transistor T2 und dem Gleichrichter G1
in Reihe.
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Der
Nennstrom I der Last R ist somit durch die Summe der Werte r, w
der Last R und des Widerstands W bestimmt: I ist proportional zu
1/(r + w). Bei Kurzschluss der Last R ist r = 0, sodass ein gegenüber dem
Nennstrom I größerer Kurzschluss-Strom
Ik fließt:
Ik ist proportional zu 1/w.
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Ein
wesentlicher Teil der erwähnten
Schutzfunktion besteht darin, dass die Referenzspannung Ur am zweiten
Eingang des Komparators K2 so gewählt ist, dass sie im Normalbetrieb
größer als
der vom Mennstrom I am Widerstand W erzeugte Spannungsabfall ist:
Ur > wI und somit
am Ausgang des Komparators K2 der negativere Pegel L seiner beiden
Pegel entsteht. Bei kurzgeschlossener Last R erhöht sich am Widerstand W der
Spannungsabfall auf w·Ik,
sodass der Komparator K2 an seinem Ausgang den positiveren Pegel
H der beiden Pegel erzeugt.
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Dieser
H-Pegel wird mittels der Schaltstufe S in ein Steuersignal für den Doppel-Schalter
Sd umgeformt, sodass dessen beide Schalter s1, s2 geöffnet werden
und der allfällig
vorhandene H-Pegel des Messumformers M nicht mehr an das Gate des
Thyristors Ty gelangen kann.
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Es
wurde oben bereits angedeutet, dass der Transistor T2 zeitweise
leitend gesteuert wird. Dies erfolgt mittels des H-Pegels des Messumformers
M, der dem einen Eingang des UND-Glieds U zugeführt ist; dessen Ausgang liegt über das
Monoflop M2 am Eingang des Schalters s2 des Doppel-Schalters Sd.
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Der
H-Pegel des Messumformers M gelangt jedoch nur solange an den Ausgang
des UND-Glieds U, wie an seinem zweiten Eingang ebenfalls ein H-Pegel
liegt; Dieser wird periodisch wie folgt erzeugt. Jedesmal wenn die
Ausgangssignal der Gleichrichteranordnung G größer als die Gleichspannung
der Gleichspannungsquelle DC wird – das ist in jeder der erwähnten Halbwellen
einmal –,
tritt am Ausgang des Komparators K1 ein H-Pegel auf, d.h. es entstehen
hier periodisch Taktimpulse mit der Frequenz 100 Hz.
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Da
diese dem Takteingang des Monoflops M1 zugeführt sind, wird es durch die
ansteigende Flanke dieser Taktimpulse angestoßen und gibt an seinem Ausgang
Impulse ab, die eine Pulsdauer kleiner als 10 ms und wiederum die
Frequenz 100 Hz haben. Nur während
des jeweiligen H-Pegels dieser Impulse wird der H-Pegel des Messumformers
M zur Steuer-Elektrode
des Transistors T2 durchgeschaltet, d.h. dieser wird zwar während jeder
der erwähnten
Halbwellen leitend, aber nur während
der kleiner als deren Dauer gewählten
Impulsdauer des Ausgangssignals des Monoflops M2.
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Zwei
weitere wesentliche Teile der erwähnten Schutzfunktion bestehen
nun darin, dass einerseits aufgrund der Verzögerungszeit des Verzögerungsglieds
Dy, die größer als
die Impulsdauer des Monoflops M2 ist, der Thyristor Ty immer später als der
Transistor T2 leitend gesteuert wird, und andererseits darin, dass
bei Kurzschluss der Last R das Leitendsteuern sowohl des Thyristors
Ty als auch des Transistors T2 wegen des erläuterten Öffnens des Doppel-Schalters solange
unterbunden wird, wie der Kurzschluss dauert.
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In 2 ist
schematisch und teilweise in der Form eines Blockschaltbilds ein
Ausführungsbeispiel der
zweiten Variante der Erfindung dargestellt. Die Schaltungsanordnung
der 2 dient wie die der 1 zum Speisen
einer Last R, die z.B. ein Relais sein kann und die mit einem ersten
Anschluss an einem ersten Pol einer Wechselspannungsquelle AC angeschlossen
ist. Ein zweiter Anschluss der Last R liegt an einem ersten Eingang
einer Gleichrichterschaltung G und ein zweiter Pol der Wechselspannungsquelle
AC an einem zweiten Eingang der Gleichrichterschaltung G, die in 2 wieder
eine Gleichrichter-Brückenschaltung
mit den wie in 1 angeordneten Gleichrichtern
G1, G2, G3, G4 ist.
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Ein
positiver Ausgang der Gleichrichterschaltung G ist über den
gesteuerten Strompfad eines ersten Transistors T1' und die Anoden-Kathoden-Strecke
einer ersten Diode D1 mit einem ersten Anschluss eines Kondensators
C verbunden. Ein negativer Ausgang der Gleichrichterschaltung G
ist mit einem zweiten Anschluss des Kondensators C verbunden. Der
erste Anschluss des Kondensators C bildet den Pluspol einer Gleichspannungsquelle
DC und dessen zweiter Anschluss einen Schaltungsnullpunkt SN.
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Die
Anode eines ersten nicht-gate-abschaltbaren Thyristors Ty1 liegt
an der Anode der ersten Diode D1 und dessen Kathode über einen
ersten Widerstand W1 am Schaltungsnullpunkt SN.
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Eine
Steuer-Elektrode des ersten Transistors T1' ist mit einem Abgriff eines von einem
Vorwiderstand Wv und einer Z-Diode Z gebildeten Spannungsteilers
verbunden, der zwischen dem positiven Ausgang der Gleichrichterschaltung
G und dem Schaltungsnullpunkt SN liegt.
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Zwischen
dem Pluspol der Gleichspannungsquelle DC und dem Schaltungsnullpunkt
SN liegt eine Serienschaltung aus einem zweiten Widerstand W2, der
Anoden-Kathoden-Strecke einer zweiten Diode D2, der Anoden-Kathoden-Strecke
eines zweiten nicht-gate-abschaltbaren Thyristors Ty2 und des gesteuerten
Strompfads eines zweiten Transistors T2'. Die Kathode der zweiten Diode D2 und
die Kathode der Z-Diode Z sind miteinander verbunden.
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Die
Kathode des ersten Thyristors Ty1 liegt an einem ersten Eingang
eines Komparators K, dessen zweitem Eingang eine konstante Referenzspannung
Ur zugeführt
ist und dessen Ausgang mit dem Gate des zweiten Thyristors Ty2 verbunden
ist.
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Ein
Messumformer M ist wieder an der Gleichspannungsquelle DC betrieben
und gibt an einem entsprechenden Ausgang einen H-Pegel ab, wie dies
oben bereits erläuter
wurde. Dieser Ausgang ist mit einem Eingang einer ersten Schaltstufe
S1 verbunden, deren Ausgang über
einen ersten Schalter Sw1 mit dem Gate des ersten Thyristors Ty1
verbunden ist.
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Die
Anode der zweiten Diode D2 liegt am Eingang einer zweiten Schaltstufe
S2, deren Ausgang mit einem Steuer-Eingang des Schalters Sw1 verbunden
ist. Ein dritter Widerstand W3 verbindet die Gleichspannungsquelle
DC mit einer Steuerelektrode des zweiten Transistors T2 und über einen zweiten
Schalter Sw2 mit dem Schaltungsnullpunkt (SN). Ein Steuer-Eingang
des Schalters Sw2 liegt an einem Ausgang eines Verzögerungsglieds
Dy, von dem ein Eingang mit dem Ausgang der zweiten Schaltstufe
S2 verbunden ist.
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Bei
der zweiten Variante der Erfindung nach 2 fließt in der
Last R ein gewünschter
Mennstrom I, wenn der erste Thyristor Ty1 leitend gesteuert ist;
wenn er dagegen nichtleitend ist, fließt in der Last R nur ein wesentlich
geringerer Strom, nämlich praktisch
derjenige Strom, den der Messumformer M und weitere gegebenenfalls
an der Gleichspannungsquelle DC angeschlossene Teilschaltungen benötigen.
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Zum
Verständnis
der Funktionsweise der Schaltungsanordnung des Ausführungsbeispiel
der 2 ist wieder zunächst darauf zu verweisen, dass die
Gleichrichterschaltung G aus der sinusförmigen Spannung der Wechselspannungsquelle
AC bekanntlich eine Wechselspannung erzeugt, die aus aneinandergereihten
Halbwellen der sinusförmigen Spannung
besteht. Ferner ist auch hier darauf zu verweisen, dass die Schaltung
der 2 eine Normalfunktion hat, wenn die Last R nicht
kurzgeschlossen ist, dagegen eine Schutzfunktion hat, wenn die Last R
kurzgeschlossen ist.
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Jeweils
eine der beiden Funktionen tritt nur dann auf, wenn der Messumformer
M den positiveren Pegel H seiner beiden Pegel abgibt und somit der Thyristor
Ty1 während
dieses H-Pegels leitend gesteuert werden soll, da aufgrund der gezeigten
Polarität
der Gleichrichterschaltung G und der Diode D1 die Spannung der Gleichspannungsquelle
DC wieder positiv ist.
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Der
H-Pegel des Messumformers M gelangt bei Normalfunktion über die
Schaltstufe S1 und den geschlossenen Schalter Sw1 solange an das
Gate des Thyristors Ty1, wie der erwähnte H-Pegel dauert.
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Der
erläuterte
Nennstrom I der Last R fließt im
Ausführungsbeispiel
der 2 durch den Widerstand W1 und den Thyristor Ty1,
wenn dieser leitend gesteuert ist. Von der Wechselspannungsquelle
AC aus gesehen liegt dann nämlich
während
der positiven Halbwelle der Wechselspannung die Last R mit dem Gleichrichter
G2, dem Transistor T1',
dem Thyristor Ty1, dem Widerstand W und dem Gleichrichter G3 in
Reihe; während
deren negativer Halbwelle liegt dagegen die Last R mit dem Gleichrichter
G4, dem Widerstand W, dem Thyristor Ty1, dem Transistor T1' und dem Gleichrichter
G1 in Reihe.
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Der
Nennstrom I der Last R ist somit durch die Summe der Werte r, w1
der Last R und des Widerstands W1 bestimmt: I ist proportional zu
1/(r + w1). Bei Kurzschluss der Last R ist r = 0, sodass ein gegenüber dem
Nennstrom I größerer Kurzschluss-Strom
Ik fließt:
Ik ist proportional zu 1/(w1).
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Ein
wesentlicher Teil der erwähnten
Schutzfunktion besteht darin, dass die Referenzspannung Ur am zweiten
Eingang des Komparators K so gewählt
ist, dass sie im Normalbetrieb größer als der vom Nennstrom I
am Widerstand W1 erzeugte Spannungsabfall ist: Ur > I·w1 und somit am Ausgang des Komparators
K der negativere Pegel L seiner beiden Pegel entsteht. Dieser L-Pegel
kann den Thyristor Ty2 nicht leitend steuern, obwohl der Transistor
T2' leitend gesteuert
ist, da der Schalter Sw2 geöffnet
ist und somit die Steuerelektrode des Transistors T2' über den Widerstand W3 an der
Gleichspannungsquelle DC liegt.
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Bei
kurzgeschlossener Last R erhöht
sich am Widerstand W1 der Spannungsabfall auf w1·Ik, sodass der Komparator
K an seinem Ausgang den positiveren Pegel H der beiden Pegel erzeugt;
dieser H-Pegel steuert den Thyristor Ty2 leitend, da auch Transistor
T2' wie dargelegt
leitend ist.
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Ein
weiterer Teil der erwähnten
Schutzfunktion besteht darin, dass durch das Leitendwerden des Thyristors
Ty2 die Steuer-Elektrode von Transistor T1' fast auf das Potenzial des Schaltungsnullpunkts gezogen
wird, sodass dieser Transistor sperrt und den erwähnten Stromkreis
für den
Kurzschlussstrom unterbricht; dieser kann somit nicht durch den
Thyristor Ty1 fließen
und ihn zerstören.
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Durch
das Leitendwerden des Thyristors Ty2 wird auch der Eingang der Schaltstufe
S2 fast auf das Potenzial des Schaltungsnullpunkts gezogen, sodass
deren Ausgangssignal den Schalter Sw1 sofort öffnet und den Schalter Sw2
nach einer geringen Verzögerungszeit
schließt.
Dadurch wird einerseits der H-Pegel am Ausgang der Schaltstufe S1
vom Gate des Thyristors Ty1 getrennt und andererseits der Widerstand
W3 sowie dei Steuer-Elektrode des Transistors T2' an den Schaltungsnullpunkt gelegt,
sodass dieser gesperrt wird, wodurch der Thyristor Ty2 wieder sperrt.
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In
den 1 und 2 sind die Transistoren T1,
T2, T1', T2' M-Kanal-Isolierschicht-Feldeffekt-Transistoren.
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Es
liegt im Rahmen der Erfindung, in 1 die Funktionen
der Teilschaltungen Dy, K1, K2, M1, M2, S, Sd und U sowie in 2 die
Funktionen der Teilschaltungen Dy, K, S1, S2, Sw1 und Sw2 durch einen
jeweiligen Mikroprozessor zu realisieren, der entsprechend programmiert
ist.