DE10112833C1

DE10112833C1 - Verfahren und Einrichtung zur elektrooptischen Distanzmessung

Info

Publication number: DE10112833C1
Application number: DE10112833A
Authority: DE
Inventors: Torsten Gogolla; Andreas Winter; Helmut Seifert
Original assignee: Jenoptik Optical Systems GmbH; Hilti AG
Current assignee: Jenoptik Optical Systems GmbH; Hilti AG
Priority date: 2001-03-16
Filing date: 2001-03-16
Publication date: 2003-03-13
Anticipated expiration: 2021-03-17
Also published as: US6917415B2; US20040085526A1; JP2002323562A; JP4145536B2; ATA2672002A; AT412023B; CH696677A5

Abstract

Das Verfahren und die dieses anwendende Einrichtung zur elektrooptischen Distanzmessung nutzt die Vorteile eines Phasenlaufzeitverfahrens in Verbindung mit den Vorteilen eines Impulslaufzeitverfahrens, wobei bei letzterem hohe Spitzenlichtleistungen, also ein gutes Signal-Rausch-Verhältnis im Vordergrund des Interesses stehen, insbesondere aus Kostengründen und um Sicherheitsanforderungen hinsichtlich der Augen eines Gerätenutzers einhalten zu können. Für die elektrooptische Entfernungsmessung ist vorgesehen, einerseits den Laserstrahl einer Emitterdiode (1) als intensitätsmodulierte Folge von Sendelichtimpulsen auf ein zielmarkenfreies Messobjekt zu richten und die dort reflektierten Messlichtimpulse (10) durch einen Lichtdetektor (6) zu erfassen, von dem ein erster Fotostromanteil generiert wird. Andererseits wird von der intensitätsmodulierten Sendelichtimpulsfolge (9) ein kleiner Anteil als Referenzlichtimpulsfolge (11) abgezweigt und nach Durchlaufen einer bekannten Referenzstrecke ebenfalls auf den Lichtdetektor (6) geleitet, wodurch ein zweiter Fotostromanteil erzeugt wird. Der Lichtdetektor (6) ist vorzugsweise eine Avalanche-Fotodiode, in der die überlagerten Messlichtimpulse direkt mit einer durch einen Lokaloszillator erzeugten Mischer-Impulsfolge (14) in einen vergleichsweise niedrigen Zwischenfrequenzbereich umgesetzt werden, aus dem sich nach entsprechender Umwandlung die Messdistanz bestimmen lässt.

Description

1. Hintergrund der Erfindung

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Einrichtung zur elektrooptischen Distanzmessung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 bzw. Patentan spruchs 14.

Die Messung von Distanzen bis zu mehreren 100 m mit Genauigkeiten von weni gen Millimetern ist für zahlreiche Anwendungen insbesondere in der Bauindu strie und im Anlagenbau von großer Bedeutung. Die Dynamik derartiger Di stanzmesssysteme sollte möglichst hoch sein, um sowohl extrem schwache als auch starke Signale verarbeiten zu können. Hierdurch wird der Einsatz definier ter Zielmarken überflüssig. Gerade die Möglichkeit der Distanzmessung an tech nischen Oberflächen, d. h. ohne den Einsatz von Zielmarken, führt in oben ge nannten Branchen zu reduzierten Fertigungszeiten und somit zu Kostenreduk tionen bei gleichzeitiger Verringerung der Fertigungstoleranzen.

2. Stand der Technik

Aus der Literatur sind Einrichtungen und Verfahren zur elektrooptischen Mes sung großer Distanzen an technischen Oberflächen bekannt. In den meisten Fäl len wird dabei ein gebündelter Messstrahl, vorzugsweise der sichtbare Strahl ei ner Laserdiode auf die Oberfläche eines Messobjektes gerichtet. Die von dem auf dem Messobjekt positionierten Fleck des Messstrahls zurückgestreute oder re flektierte Strahlung wird von einem geeigneten Detektor, vorzugsweise einer Fo todiode detektiert. Da bei großen Messdistanzen und bei technischen Messobjek toberflächen mit sehr schwachen Signalen zu rechnen ist, werden meist Avalan che-Fotodioden (APD) als Detektoren eingesetzt.

Im Vergleich zu anderen Fotodioden wird bei Avalanche-Fotodioden ein Verstär kungseffekt des durch die einfallende Lichtleistung generierten Fotostroms als Vorteil genutzt. Diese Verstärkung resultiert aus einer Ladungsträgervervielfa chung in der Lawinenzone der APD, in der eine hohe elektrische Feldstärke exi stiert. Durch diese Feldstärke werden die durch den Lichteinfall generierten La dungsträger stark beschleunigt, so dass sie aufgrund ihres hohen Energiezu standes weitere Ladungsträger aus dem Halbleitermaterial der APD herauslösen.

Diese zusätzlichen Ladungsträger führen zu der gewünschten Fotostromverstär kung. Zur Erzeugung der hohen elektrischen Feldstärken in der Lawinenzone wird eine hohe Spannung in Sperrrichtung benötigt. Sie liegt je nach APD-Typ im Bereich von 40 V bis 500 V. Typische Verstärkungsfaktoren der Fotoströme liegen zwischen 10 und 200. Sie hängen stark vom Halbleitermaterial (z. B. Si, InGaAs), dem Aufbau der Fotodiode, der Sperrspannung und der Temperatur ab. Die Verstärkungsfaktoren von Avalanche-Fotodioden sind zudem starken Exem plarstreuungen unterworfen.

Zur Messung großer Absolutdistanzen wird der Messstrahl der Laserdiode in der Regel in seiner Intensität moduliert, d. h. dem Strahl wird ein Messsignal über lagert. Dieses Messsignal ist in den meisten Fällen ein impulsförmiges, sinusför miges oder quasistochastisches Signal. Aus dem vom Lichtsender emittierten Si gnal und dem vom Messobjekt zurückgestreuten bzw. reflektierten und vom De tektor empfangenen Signal wird die Signallaufzeit vom Sender über das Messob jekt zum Detektor je nach Verfahren direkt oder indirekt bestimmt. Bei der di rekten Bestimmung werden Laufzeiten von Lichtimpulsen ausgewertet. Dieses Verfahren wird Lichtimpulslaufzeitverfahren genannt. Bei der indirekten Mes sung ergibt sich die Laufzeit aus einer Phasenverschiebung oder aus einer Kor relation bezüglich des emittierten und detektierten Signals. Aus der bekannten Lichtgeschwindigkeit lässt sich aus der Laufzeit die Distanz ermitteln. Diese Verfahren werden entsprechend der Methode der Signalauswertung mit Phasen laufzeit- oder Korrelationsverfahren bezeichnet. Verfahren dieser Art, bei denen das Messobjekt während der Messung ständig mit optischer Leistung beauf schlagt ist, werden Dauerstrich- oder CW-Verfahren genannt. Korrelationsver fahren, die mit Pseudorauschmodulation arbeiten, sowie das Phasenvergleichs verfahren gehören zur den Dauerstrichverfahren.

Ein Hauptproblem der hochgenauen Distanzmessung ist die Eliminierung von temperatur-, exemplar- und alterungsabhängigen parasitären Laufzeitänderun gen im Lichtemitter und/oder im Lichtdetektor. Zur Reduzierung dieser Fehler wird die Messung mit einer genau bekannten Referenzdistanz kalibriert. Hierzu sind verschiedene Methoden bekannt.

Eine Möglichkeit ist der Einsatz einer mechanisch umschaltbaren Referenzstrec ke (EP 0 701 702 B1, US 3 992 615). Dabei wird der modulierte Laserstrahl bei einer ersten Messung zunächst auf das Messobjekt und bei einer zweiten Refe renzmessung beispielsweise über einen verkippbaren Spiegel oder einen verstell baren Lichtleiter direkt auf den Fotoempfänger geleitet. Durch Subtraktion der gemessenen Distanzen werden alle Temperatur- und Alterungseinflüsse der Bau teile sowie Exemplarstreuungen eliminiert. Ein wesentlicher Nachteil dieses Konzeptes ist jedoch der Einsatz beweglicher mechanischer Komponenten, wo durch die Zuverlässigkeit und die Lebensdauer des Gesamtsystems vermindert wird.

Bei anderen Messvorrichtungen dieser Art wird mit einem Referenzlichtdetektor und einem Hauptlichtdetektor gearbeitet (DE 196 43 287 A1, DE 43 28 553 A1. EP 0 610 918 B1, DE 41 09 844 C1). Dabei wird ein Teil des modulierten Laser lichts auf das Messobjekt und von dort auf den Hauptlichtdetektor und ein an derer kleiner Teil direkt auf den Referenzlichtdetektor geführt. Da der Referenz lichtdetektor, ständig beleuchtet ist, wird kein beweglicher mechanischer Um schalter benötigt. Bei diesem Konzept werden zwar parasitäre temperatur-, alte rungs- und exemplarabhängige Laufzeitfehler des Lichtemitter vollständig elimi niert, nicht jedoch Laufzeitfehler der Empfangskomponenten, welche für den Mess- und Referenzzweig im Allgemeinen verschieden sind. Zur Reduzierung von Laufzeitfehlern, die durch die Empfangselemente hervorgerufen werden, kommen in der Regel gepaarte Fotodioden und/oder Korrekturtabellen zum Einsatz.

Der Einsatz von zwei Lichtemittern und zwei Lichtdetektoren ist eine weitere Me thode zur Eliminierung von Laufzeitfehlern (US 4 403 857, DE 100 06 493 A1). Hierbei wird ein Teil der modulierten Leistung eines Hauptlichtemitters auf das Messobjekt gerichtet, von wo aus es in Form von Streulicht auf einen Haupt lichtdetektor gelangt. Ein weiterer Teil dieser Leistung wird direkt auf einen Re ferenzlichtdetektor geführt. Außerdem wird ein Teil der modulierten Leistung ei nes Referenzlichtemitters direkt auf den Hauptlichtdetektor und ein anderer Teil direkt auf den Referenzlichtdetektor geleitet. Dieses Konzept erfordert keinen mechanischen Umschalter. Zudem werden sämtliche Laufzeitfehler sowohl in der Sende- als auch in der Empfangseinheit eliminiert. Die Verwendung von zwei Lichtdetektoren und/oder zwei Lichtemittern ist aber mit einem erhöhten Ko sten- und Systemaufwand verbunden.

Bei einigen Distanzmessgeräten, wie sie beispielsweise in der Geodäsie einge setzt werden, sind nur Messungen relativ großer Distanzen (z. B. < 10 m) von In teresse. Hier kann über Zeitfenster zwischen Mess- und Referenzsignal unter schieden werden (DE 32 16 313 C2, DE 33 22 145 A1, EP 0 427 969 A2). Bei ei ner Referenzstrecke von beispielsweise 5 cm wird das Referenzsignal bereits 0,17 ns nach dessen Aussendung detektiert. Bei einer Messdistanz von 10 m liegt das Messsignal hingegen erst 67 ns nach der Signalaussendung am Detektor an. Die beiden Signale können aufgrund ihrer unterschiedlichen Ankunftszeiten sepa riert werden. Diese Art von Kalibrierung wird in der Regel in Verbindung mit Lichtimpulslaufzeitverfahren angewandt. Bei kleinen Messdistanzen ist sie aber sehr problematisch, da sich die Ankunftszeiten nur um wenige 100 ps unter scheiden. Die Elektronik zur Signalverarbeitung muss diese kurzen Zeitunter schiede auf direktem Wege auflösen können.

Bei indirekten Phasenlaufzeitverfahren wird mit sinusförmig intensitätsmodu lierter Laserstrahlung gearbeitet. Die Distanz ergibt sich dabei durch Messung der Phasendifferenz bezüglich der emittierten und der detektierten sinusförmi gen Signale. Zur Kalibrierung werden entweder eine Referenzstrecke, ein Lichte mitter und ein Lichtdetektor (vgl. die nicht vorveröffentlichte DE 100 27 239 A1) zwei Lichtdetektoren (EP 0 701 702 B1, US 3 992 615) oder zwei Referenzstrecken, zwei Lichtemitter und zwei Lichtdetektoren (US 44 03 857, DE 100 06 493) verwendet. Zur Realisierung einer hohe Messgenauigkeit wird mit einer hohen Modulationsfrequenz (100 MHz bis 1 GHz) gearbeitet. Aufgrund der hohen Modulationsfrequenz (z. B. 1 GHz) können nur sehr kleine Distanzen (z. B. 15 cm) eindeutig gemessen werden. Zur eindeutigen Distanzbestimmung muss beispielsweise gemäß DE 100 06 493 die Messung bei mindestens zwei Modulationsfrequenzen erfolgen. Die hochfrequenten Empfangssignale werden in der Regel durch nichtlineare Signalmischvorgänge in niedrigere Frequenzberei che (1 kHz bis 100 kHz) konvertiert, um eine handhabbare, kostengünstige und störungsarme Signalauswertung zu gewährleisten.

Eine vorgeschlagene Methode der Signalkonversion ist die Direktmischung mit tels Avalanche-Fotodioden (DE 196 43 287 A1, DE 100 37 209.0). Hierbei wird der hohen APD-Sperrspannung das sinusförmige Signal eines Lokaloszillators mit der Frequenz f_LO und einer Amplitude von größer als 1 V überlagert, so dass mit der Sperrspannung auch der Verstärkungsfaktor M der Fotodiode, d. h. ihre innere Stromquelle, moduliert wird. Für den APD-Ausgangsstrom gilt in erster Näherung i_APD(t) = M(t).i_Foto,O(t), wobei M(t) die von der Zeit t abhängige modu lierte APD-Verstärkung und i_Foto,O(t) den inneren, durch den Lichteinfall gene rierten Fotostrom beschreiben. Durch den nichtlinearen Zusammenhang zwi schen APD-Verstärkung und dem inneren Fotostrom entsteht ein Zwischenfre quenzsignal, das mit der Frequenzdifferenz zwischen der Frequenz des Lokalos zillators f_LO und der Frequenz der modulierten detektierten Lichtleistung f_Mess oszilliert. Die Frequenzkonversion findet demnach in der inneren Stromquelle der APD statt. Durch Tiefpassfilterung werden höherfrequente Anteile eliminiert. Das Ausgangssignal der APD, d. h. das Zwischenfrequenzsignal, ist vergleichs weise niederfrequent und lässt sich somit bequem weiterverarbeiten. Da der Mischprozess sich innerhalb des Chips der APD abspielt, sind die Strukturgrö ßen der Anordnung typischerweise um drei bis vier Größenordnungen kleiner als die verwendete Modulationswellenlänge. Hierdurch werden Einstreuungen exter ner elektromagnetischer Störfelder und elektrisches Übersprechen weitgehend vernachlässigbar. Auch die Rauscheigenschaften werden verbessert, da eine ver ringerte eingestreute Störleistung zu reduziertem Rauschen führt. Zudem ist das aus der Direktmischung hervorgehende Zwischenfrequenzsignal im Vergleich zur Modulationsfrequenz der detektierten Lichtleistung niederfrequent (1 kHz bis 100 kHz), so dass hier keine Störeinstreuungen zu erwarten sind. Auch parasi täre Eigenschaften von elektronischen Bauelementen sind vernachlässigbar. Da das Ausgangssignal der APD im Zwischenfrequenzbereich liegt, werden im Emp fangsteil außer dem Lokaloszillator keine weiteren Hochfrequenzbauteile benö tigt. Die Kosten und der Stromverbrauch der Anordnung werden somit drastisch reduziert. Aufgrund der schwachen Messsignale darf das System nur sehr gerin ges störendes elektronisches Rauschen und nur sehr schwaches elektrisches Übersprechem (z. B. < 110 dB) vom Laserdiodensender zum Fotodiodenempfän ger aufweisen, so dass das Verfahren der Direktmischung mittels Avalanche-Fo todioden aus oben beschriebenen Gründen große Vorteile bietet.

Da das Lokaloszillatorsignal und das Messsignal verschiedenen Frequenzen be sitzen, wird bei der beschriebenen Direktmischung von einem heterodynen Ver fahren gesprochen. Das Zwischenfrequenzsignal ist hier also ein Wechselsignal. Bei den homodynen Verfahren besitzen Lokaloszillatorsignal und Messsignal die selbe Frequenz. Somit ist in diesem Fall das Zwischenfrequenzsignal ein Gleich signal. Zur hochgenauen Distanzmessung werden hauptsächlich heterodyne Verfahren angewandt, da Zwischenfrequenzsignale in Form von Wechselsignalen wesentlich vorteilhafter verstärkt und weiterverarbeitet werden können als Gleichsignale. Letztere sind mit einem DC-Offset beaufschlagt, der wesentlich größer sein kann als das eigentliche Messsignal und zudem nicht konstant ist. Offset- bzw. Arbeitspunktschwankungen sowie Funkelrauschen von Verstärkern spielen hier ebenfalls eine große Rolle. Das Funkelrauschen oder 1/f-Rauschen steigt mit fallender Frequenz an und ist in der Regel bei niedrigen Frequenzen dominierend. Oberhalb von Frequenzen von 1 kHz ist es jedoch meist vernach lässigbar. Zur dreidimensionalen Vermessung von Objekten ist ein homodynes Verfahren in DE 44 39 298 A1 beschrieben. Die homodyne Signalmischung er folgt hier mit einem zweidimensionalen Intensitätsmodulator. Bei dieser Mes sung sind nur Relativdistanzen vom Interesse. Mehrdeutigkeiten treten daher nicht auf.

Bei dem indirekten Korrelationsverfahren wird der Lichtemitter mit einem Pseu dorauschsignal (DE 42 17 423 A1) oder einer zeitlich nicht äquidistanten Im pulsfolge (EP 0 786 097 B1) intensitätsmoduliert. Das emittierte und das detek tierte Signal sind aufgrund der Messdistanz zeitlich verschoben. Durch Korrela tion beider Signale ergibt sich diejenige Zeitverschiebung, die zu einer maxima len Ähnlichkeit führt. Sie entspricht der Signallaufzeit. Zeitlich äquidistante bzw. periodische Impulse können aufgrund von Mehrdeutigkeiten nicht verwen det werden. Im Vergleich zur erforderlichen zeitlichen Auflösung (z. B. 10 ps für 1,5 mm Distanzauflösung) sind die Zeiten der Messsignaländerungen relativ groß (z. B. 10 ns). Die geforderte höhere Genauigkeit ergibt sich durch den Pro zess der Signalkorrelation. Durch Bildung des Korrelationsintegrals wird die Messbandbreite eingeschränkt.

Bei den bekannten direkten Lichtimpulslaufzeitverfahren wird der Messstrahl des Lichtemitters impulsförmig in seiner Intensität moduliert. Der vom Messob jekt zurückgestreute oder reflektierte Lichtimpuls mit einer Breite von beispiels weise 1 ns wird vom Lichtdetektor detektiert. Die Zeit zwischen dem Eintreffen des Referenzimpulses, der eine kurze optische oder elektrische Referenzstrecke durchläuft, und dem Eintreffen des Messimpulses wird beispielsweise mit einem Zähler ermittelt. Anschließend wird ein nächster Lichtimpuls erzeugt, und der beschriebene Vorgang wird wiederholt. Meist wird über zahlreiche derartiger Er eignisse gemittelt. Bei einer Entfernung von beispielsweise 200 m muss aus Gründen der Eindeutigkeit die Repetitionsfrequenz der Lichtimpulse kleiner sein als 750 kHz. Wie bei den Korrelationsverfahren erfordert auch dieses Messver fahren nicht direkt die hohe zeitliche Auflösung von zum Beispiel 10 ps, die für eine Einzelmessung mit einer Genauigkeit von zum Beispiel 1,5 mm erforderlich wäre. Durch den vorhandenen statistischen Jitter der Laserimpulse und der Ak tivierungszeitpunkte des Zählers wird die grobe Zeitauflösung einer Einzelmes sung durch Mittelung zahlreicher Ereignisse sukzessive verbessert.

Bei dem in DE 33 22 145 beschriebenen Impulsverfahren werden die Impulslauf zeiten zunächst mit einem Zähler grob gemessen, da der Zähler bei einer Takt frequenz von beispielsweise 1 GHz nur eine Zeitauflösung von 1 ns besitzt. Dies entspricht einer Distanzauflösung von 15 cm. Zur Messung der Restzeit wird bei jedem Zählimpuls eine lineare Spannungsrampe neu gestartet, die beim Eintref fen des Messimpulses gestoppt wird. Die Höhe der Spannungsrampe ist ein Maß für die Restzeit.

Bei dem in DE 36 20 226 A1 dargestellten Verfahren werden Impulssignale mit einer Repetitionsfrequenz von 10 kHz bis 150 kHz, die zu einer eindeutigen Mes sung führt, nach der Detektion und Verstärkung mit einem schnellen Analog-Di gital-Wandler abgetastet und anschließend mit einem Paralleladdierer fortlau fend und zeitrichtig addiert. Durch die fortlaufende Addition wird das Signal- Rausch-Verhältnis und durch den Impulsjitter die Zeitauflösung sukzessive ver bessert.

In EP 0 427 969 A2 wird eine Ausgestaltung des Verfahrens nach DE 36 20 226 A1 beschrieben. Hierbei wird bei starken Signalen, die meist bei kurzen Distan zen auftreten, durch Aktivierung eines Differenzierglieds ein Überlauf des Ana log/Digital-Wandlers verhindert und somit die Messgenauigkeit erhöht. Das Messsystem wird also zu kurzen Distanzen hin erweitert.

Die Patentschrift DE 32 16 313 C2 befasst sich mit der Leistungsregelung von Lichtimpulsen, wobei motorisch ein optisches Abschwächungsfilter in einen Strahlengang bewegt wird. Als Beispiel wird das bekannte und oben beschriebe ne Lichtimpulslaufzeitverfahren behandelt.

Bei EP 0 610 918 B1 wird zur Distanzmessung eine kurze Impulsfolge verwen det, die nach Detektion einen auf die Impulsfolgefrequenz abgestimmten elektro nischen Resonator anregt. Das überhöhte Signal des Resonators initiiert einen Laser, eine neue Impulsfolge auszusenden. Dieser Vorgang wird ständig wieder holt, so dass Impulsumläufe mit einer bestimmten Umlauffrequenz entstehen. Aus dieser Umlauffrequenz resultiert die Messdistanz.

Auch in DE 41 09 844 C1 wird das bekannte und oben beschriebene Lichtim pulslaufzeitverfahren behandelt. Dabei wird ein Lichtleitfaser ring verwendet, in dem ein Referenzlichtimpuls umläuft. Bei jedem Umlauf wird ein kleiner Impulsanteil ausgekoppelt und einem Detektor zugeführt, der das Taktsignal eines Zählers erzeugt. Mit diesem Zähler wird die Laufzeit des Mess lichtimpulses ermittelt. Diese Patentschrift befasst sich also lediglich mit der Referenztakterzeugung.

In DE 31 03 567 C2 wird ein Verfahren zur direkten Lichtimpulslaufzeitmessung vorgestellt, bei dem sowohl ein über die Messstrecke laufender Messlichtimpuls als auch ein über die Referenzstrecke laufender Referenzlichtimpuls von einem gemeinsamen Fotodetektor detektiert werden. Der detektierte Mess- und Refe renzlichtimpuls startet bzw. stoppt ein Zeitmesssystem, also z. B. einen schnel len Zähler. Durch direkte und eindeutige Messung der Zeitdifferenz zwischen der Detektion des Referenzlichtimpulses und der Detektion des Messlichtimpulses wird die Messdistanz eindeutig ermittelt. Die maximale Repetitionsfrequenz der Lichtimpulse ist also durch die Bedingung der eindeutigen Distanzbestimmung begrenzt. Die Verwendung eines gemeinsamen Fotodetektors hat den Vorteil, dass parasitäre Laufzeiten der verwendeten Laser- und Fotodiode vollständig eliminiert werden können. Der Nachteil ist jedoch der, dass bei Messdistanzen, die der halben Referenzstrecke entsprechen, keine Messung möglich ist, weil sich beide Impulse überlappen. Dieses Problem lässt sich dadurch lösen, dass eine umschaltbare Referenzstrecke in Form einer Lichtleitfaser verwendet wird, so dass bei einer Impulsüberlappung eine andere Referenzdistanz ausgewählt wird.

In DE 44 39 298 A1 wird ein Verfahren zur dreidimensionalen Vermessung von Objekten beschrieben, das auf dem bereits erwähnten Phasenvergleichsverfah ren mit homodyner Signalmischung beruht. Neben dem Phasenvergleichsverfah ren wird hier zusätzlich das Impulslaufzeitverfahren behandelt, wobei das Messobjekt mit einem Lichtimpuls beleuchtet wird. Die von jedem Punkt des Messobjekts zurückgestreuten Lichtimpulsanteile werden mit einer Empfangsop tik auf ein zweidimensionales Detektorarray (z. B. CCD-Array) abgebildet. Jeder Detektorzelle kann somit ein bestimmter Messobjektpunkt zugeordnet werden. Vor dem Detektorarray befindet sich ein zweidimensionaler optischer Mischer, der auch als räumlicher Lichtmodulator bezeichnet wird. Dieser Lichtmodulator, beispielsweise eine Pockelszelle, besitzt hier die Funktion eines optischen Schal ters. Dieser Schalter wird nur eine kurze Zeit optisch transparent und lässt so mit nur diejenigen Lichtimpulsanteile durch, deren Laufzeiten mit dem Zeitfen ster des Schalters korrelieren. Die transmittierten Lichtimpulse werden von be stimmten Zellen des Detektorarrays, die entsprechenden Objektpunkten zuge ordnet sind, integriert. Das Zeitfenster des Schalters wird nun sukzessive ver schoben, so dass entsprechend dieser Verschiebung Lichtimpulsanteile anderer Objektpunkte integriert werden. Das Messobjekt kann also mit dem verschobe nen Zeitfenster scheibenweise abgetastet werden. Die Verschiebung des Zeitfen sters entspricht einer zweidimensionalen Korrelation bzw. Faltung des Emp fangssignals mit dem Zeitfenster. Die Repetionsfrequenzen der Messimpulse und der Impulse, die das Zeitfenster erzeugen, sind identisch. Es handelt sich hier also um einen homodynen Signalmischprozess. Die veröffentlichten Patentan meldungen DE 197 04 496 A1 und DE 198 21 974 A1 beschreiben vorteilhafte Ausgestaltungen des Messverfahrens nach DE 44 39 298 A1, wobei bestimmte Komponenten zur zweidimensionalen homodynen Signalmischung vorgestellt werden.

In der Veröffentlichung von K. Seta und T. Ohishi, "Distance Measurement Using a Pulse Train Emitted from a Laser Diode", Japanese J. of Appl. Physics, vol. 26, no. 10, pp. L1690-L1692, Oct. 1987 wird ein Distanzmessverfahren be schrieben, bei dem der Messstrahl einer Laserdiode mit einer Folge sehr kurzer Lichtimpulse mit einem geringen Tastverhältnis moduliert wird. Die Impulsfolge besteht aus einer Grundfrequenz von 272 MHz sowie aus zahlreichen Oberwel len. Die vom Messobjekt zurückgestreute Impulsfolge wird mit einer Avalanche- Fotodiode detektiert. Durch heterodyne Direktmischung mit einem sinusförmi gen Lokaloszillatorsignal wird lediglich die erste Harmonische der detektierten Impulsfolge mit einer Frequenz von 544 MHz in einen Zwischenfrequenzbereich um 20 kHz konvertiert. Das Lokaloszillatorsignal besitzt also eine Frequenz von 544,02 MHz. Die Distanzmessung erfolgt mit der ersten Harmonischen auf Basis des Phasenvergleichsverfahrens. Der Vorteil bei der Verwendung der ersten Har monischen als Messfrequenz ist das eliminierte Übersprechen bei der Grundfre quenz 272 MHz sowie die erhöhte Messfrequenz, die sich durch die Eigenschaf ten der Laserdiode im sogenannten Spiking-Betrieb automatisch ergibt.

Der Vorteil beim Phasenlaufzeitverfahren mit sinusförmig intensitätsmodulier tem Lichtstrahl liegt darin, dass durch Anwendung der Signalmischung die Messsignale niederfrequent sind und somit sehr kostengünstig, bequem, stö rungs- und rauscharm verarbeitet werden können. Es werden somit hohe Ge nauigkeiten erzielt. Zudem kann sehr vorteilhaft die Methode der Direktmi schung angewandt werden. Es lassen sich überdies kostengünstige Komponen ten aus der Telekommunikationstechnik nutzen, da hier dieselben Verfahren zur Signalerzeugung und ähnliche Frequenzbereiche verwendet werden. Nachteilig ist jedoch, dass bei diesem Dauerstrichverfahren aufgrund der Augensicherheit nur mit niedrigen Amplituden der modulierten Lichtintensität bzw. Lichtleistung gearbeitet werden kann. Die modulierte Leistung des Laserlichtes ist hinsicht lich Amplitude auf maximal 1 mW begrenzt. Die Messgenauigkeit hängt im We sentlichen von der Messzeit T_Mess, der Amplitude der modulierten Lichtintensi tät und der Messfrequenz ab. Für die Standardabweichung der Distanz gilt

wobei ein Direktmischbetrieb mit idealem Mischwirkungsgrad angenommen wird. Die Standardabweichung ist demnach umgekehrt proportional zur Messfre quenz f_Mess, zur Amplitude der Laserleistung und zur Wurzel der Messzeit T_Mess. Bei voller Durchmodulation entspricht diese Amplitude dem Wert der mittleren Strahlleistung P_LASER,CW, die wegen der Augensicherheit nicht grö ßer sein darf als 1 mW.

Bei dem Lichtimpulslaufzeitverfahren ist der Hauptvorteil die Möglichkeit, au gensicher mit intensiven Lichtimpulsen zu arbeiten. Bei kurzen Lichtimpulsen (< 18 µs) ist für die Augensicherheit nur die mittlere Lichtleistung P_LASER,CW, die 1 mW nicht überschreiten darf, maßgeblich. Bei einer für einen augensicheren Betrieb maximal mögliche Impulslichtleistung P_LASER,IM

gilt für den Distanzmessfehler bzw. für die Standardabweichung der Distanz

Dabei bezeichnen t_Rise die Anstiegszeit der detektierten Impulse, f_GR ≅ 1/(π t_Rise) die 3-dB-Grenzfrequenz des Systems und η_Duty das Tastverhältnis der Impulsfolge. Die Distanzmessgenauigkeit ist hier proportional zur Wurzel des Tastverhältnisses der Impulsfolge und umgekehrt proportional zur Systemgrenz frequenz. Wie anhand von Gl. (2b) zu sehen ist, resultiert der Vorteil aus dem Sachverhalt, dass eine Erhöhung der Lichtimpulsleistung um den Faktor 1/ η_Duty wirksamer ist als eine Reduzierung der effektiven Messzeit T_Eff = T_Mess. η_Duty um den Faktor η_Duty. Hierdurch wird das Signal-Rausch-Verhältnis ver bessert. Im Vergleich zum Dauerstrichverfahren reduziert sich der Messfehler beim Lichtimpulslaufzeitverfahren um den Faktor

Bei einer Impulslänge von beispielsweise 2t_Rise = 1 ns und einer Repetitionsfre quenz von beispielsweise 750 kHz ergibt sich ein Tastverhältnis von η_Duty = 1/ 1333 und eine Systemgrenzfrequenz von f_Gr = 637 MHz. Für den Fall, dass die Grenzfrequenz f_Gr bei der Impulslaufzeitmessung und die Messfrequenz bei der Phasenlaufzeitmessung f_Mess identisch sind, reduziert sich idealerweise der Messfehler um den Faktor Γ = 1/55. Der wesentliche Nachteil des Lichtimpuls laufzeitverfahrens ist jedoch der notwendige Einsatz von Gigahertz-Zählern oder schnellen Abtastschaltungen (z. B. < 100 Megasamples/sec), die damit verbun denen hohen Kosten und die schlechte Verfügbarkeit dieser speziellen Kompo nenten. Zudem müssen aufgrund des Tastverhältnisses, das aus Gründen der Eindeutigkeit sehr klein ist, sehr hohe optische Impulsleistung (z. B. mehrere Watt) erzielt werden. Dies ist nur mit speziellen Infrarot-Laserdioden möglich, die teuer und schlecht verfügbar sind sowie unsichtbare Lichtstrahlen emittie ren. Eine Signalmischung in einen niedrigeren Repetitionsfrequenzbereich wäre erwägenswert, würde aber aufgrund der niedrigen Repetitionsfrequenz keine we sentlichen Vorteile bringen.

Bei Korrelationsverfahren, die mit kurzen nicht periodischen Lichtimpulsen be trieben werden, können hinsichtlich Augensicherheit wesentlich größere opti sche Signalleistungen gewählt werden als beim Phasenlaufzeitverfahren. Hier durch wird bei gleichem Signal-Rausch-Abstand die Gesamtmesszeit reduziert, obwohl die effektive Messzeit aufgrund des Impulsbetriebs abnimmt. Beim Lich timpulskorrelationsverfahren gilt für die Distanzmessgenauigkeit

Die Lasersignallichtleistung P_LASER,CW.T_Mess/T_Eff bestimmt also umgekehrt proportional und die effektive Messzeit T_Eff mit der reziproken Wurzel die Di stanzmessgenauigkeit. Die maximal zulässige Lasersignallichtleistung hängt wiederum umgekehrt proportional mit der effektiven Messzeit zusammen. Die ef fektive Messzeit ist die Gesamtdauer der in der Gesamtmesszeit T_Mess detektier ten Messimpulse. Das Signal-Rausch-Verhältnis des Lichtimpulskorrelationsver fahren liegt zwischen dem Signal-Rausch-Verhältnis des Phasenlaufzeitverfah rens und dem Signal-Rausch-Verhältnis des Lichtimpulslaufzeitverfahrens. Kor relationsverfahren, die mit Pseudorauschmodulation arbeiten, besitzen als Dau erstrichverfahren den Vorteil eines verbesserten Signal-Rausch-Verhältnisses je doch nicht. Wie bei den Lichtimpulslaufzeitverfahren ist der Nachteil der Korre lationsverfahren der notwendige Einsatz relativ schneller Abtastschaltungen (z. B. < 100 Megasamples/sec), die damit verbundenen hohen Kosten und der er hebliche Rechenaufwand für die Signalerzeugung und Signalverarbeitung. Eine Signalmischung in einen niedrigeren Frequenzbereich wurde bisher nicht durch geführt und würde auch keine Vorteile bringen, da es sich hier um nichtperiodi sche Signale handelt.

3. Aufgabe der Erfindung

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Einrichtung zur elektrooptischen Messung von vergleichsweise großen Distanzen zu und von auch schwach zurückstreuenden Objekten ohne den Einsatz kooperierender Zielmarken zu schaffen, die bei hoher Zuverlässigkeit und guter Messgenauig keit einerseits preiswert realisierbar sind und andererseits eine ausreichend hohe Sicherheit gegen Schädigungen des menschlichen Auges durch einen elektrooptischen Strahl, insbesondere Laserstrahl gewährleisten.

Die Lösung besteht bei einem Verfahren zur elektrooptischen Distanzmessung, bei dem ein Laserstrahl auf ein Messobjekt gerichtet und der von dort reflektier te Messlichtstrahl durch einen Lichtdetektor erfasst und aus der Lichtlaufzeit die Distanzbestimmung erfolgt erfindungsgemäß darin, dass einerseits der La serstrahl als intensitätsmodulierte Folge von Sendelichtimpulsen auf das Messobjekt gerichtet und die dort reflektierte bzw. gestreute Messlichtimpulsfol ge durch den Lichtdetektor erfasst und von diesem ein erster Fotostromanteil generiert wird, andererseits ein kleiner Anteil der intensitätsmodulierten Sende lichtimpulsfolge als Referenzlichtimpulsfolge abgezweigt und nach Durchlaufen einer bekannten Referenzstrecke ebenfalls durch einen Lichtdetektor erfasst und von diesem daraus ein zweiter Fotostromanteil erzeugt wird, wobei die beiden Fotostromanteile als Summensignal eine Detektionslichtimpulsfolge bilden, und dass aus der Laufzeitdifferenz der über die Referenzstrecke gelaufenen Referenz lichtimpulsfolge einerseits und der über die doppelte Messdistanz gelaufenen Messlichtimpulsfolge andererseits die Messdistanz bestimmt wird.

Aus Gründen der zuverlässigen elektronischen Verarbeitung, aber auch aus Ko stengründen ist es vorteilhaft nur einen Lichtdetektor einzusetzen, der als De tektionslichtimpulsfolge die der Messlichtimpulsfolge überlagerte Referenzlich timpulsfolge erfasst, jedoch ist auch die Verwendung von getrennten Lichtdetek toren für die Referenzlichtimpulsfolge einerseits und die Messlichtimpulsfolge andererseits möglich, worauf in Einzelheiten noch eingegangen wird.

Die Erfindung geht von dem Gedanken aus, die oben beschriebenen Vorteile des Phasenlaufzeitverfahrens, insbesondere niedrige Kosten, niedrige Zwischenfre quenz, Direktmischung, geringes Rauschen und geringes Übersprechen mit den Vorteilen des Impulslaufzeitverfahrens zu verbinden, wobei bei letzterem vor al lem vergleichsweise hohe Spitzenlichtleistungen und ein gutes Signal-Rausch- Verhältnis im Vordergrund des Interesses stehen. Die Erfindung eignet sich be sonders gut für augensichere Laserentfernungsmesssysteme zur Distanzmes sung von oder zur Vermessung bzw. Abstandsmessung von vergleichsweise weit entfernten und/oder schwach zurückstreuenden Objekten, und zwar ohne Ein satz kooperierender Zielmarken.

Die vom Lichtdetektor erfasste Detektionslichtimpulsfolge bzw. bei getrennten Lichtdetektoren, die Referenzlichtimpulsfolge einerseits und die. Messlichtim pulsfolge andererseits werden vorzugsweise im jeweiligen Lichtdetektor unmittel bar einer Direktmischung mit anschließender Tiefpassfilterung unterworfen, wo bei die Direktmischung unter Steuerung durch eine am Messort lokal, d. h. durch einen Lokaloszillator erzeugte LO-Impulsfolge erfolgt, deren Tastverhältnis gleich oder annähernd gleich dem Tastverhältnis der Messlichtimpulsfolge und deren Repetitionsfrequenzen geringfügig verschieden gewählt sind.

Besonders vorteilhaft ist es, wenn die Direktmischung in einer oder den als Lichtdetektor(en) eingesetzten Avalanche-Fotodiode(n) erfolgt, deren Verstär kungsfaktor durch Überlagerung der Fotodioden-Sperrspannung mit der LO-Im pulsfolge moduliert wird.

Die Repetitionsfrequenz f_Mess der Messimpulsfolge kann im Bereich von 10 bis 400 MHz, insbesondere im Bereich von 50 bis 300 MHz liegen und ist vorzugs weise zu etwa 200 MHz gewählt. Grundsätzlich gilt: Je höher die Repetitionsfre quenz ist, desto höher ist die Genauigkeit. Die Repetitionsfrequenz ist jedoch so zu wählen, dass ein Kompromiss zwischen Kosten und Nutzen gegeben ist. Die ser Kompromiss wird sich jedoch im Laufe der technischen Entwicklung in Rich tung zu höheren Repetitionsfrequenzen verschieben. Der angegebene Vorzugs wert für die Repetitionsfrequenz von 200 MHz entspricht also dem derzeitigen Stand der Technik und ist insoweit nur als bevorzugtes, allerdings mit vorteil haftem Ergebnis erprobtes Ausführungsbeispiel für die Erfindung zu verstehen.

Für die Differenz der Repetitionsfrequenzen der Messlichtimpulsfolge einerseits und der LO-Impulsfolge andererseits gelten derzeit Werte von 0,5 bis 10 kHz, vorzugsweise von 0,8 bis 2,0 kHz, insbesondere von 1 kHz.

Wie weiter unten näher erläutert, wird die Leistungsfähigkeit verbessert, wenn kleine Tastverhältnisse für die Messlicht- und die LO-Impulsfolge angewendet werden, die vorzugsweise im Bereich von 1% bis 10% bzw. von 3% bis 6% und insbesondere zu 5% und jeweils gleich gewählt werden. Auch hier gilt prinzipi ell: Je kleiner das Tastverhältnis ist, desto höher ist die Genauigkeit. Das Tastverhältnis ist so zu wählen, dass ein Kompromiss zwischen Kosten und Nut zen erzielt wird. Auch dieser Kompromiss dürfte sich in Zukunft in Richtung zu kleineren Tastverhältnissen verschieben. Der angegebene Vorzugswert von einem Tastverhältnis von ca. 5% entspricht dem derzeitigen Stand der Technik und wurde in einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung als zufrieden stellend ausgewählt.

Vorteilhafte Ausgestaltungsmöglichkeiten des erfindungsgemäßen Distanzmess verfahrens sind in weiteren abhängigen Verfahrensansprüchen definiert und werden nachfolgend noch in Einzelheiten erläutert.

Eine erfindungsgemäße Einrichtung zur elektrooptischen Distanzmessung, bei der ein von einem Lichtemitter erzeugter Laserstrahl auf ein Messobjekt richtbar ist, und ein von letzterem reflektierter Messlichtstrahl über eine Empfangsoptik eingefangen, auf einen Lichtdetektor gelangt, dessen Empfangssignal voraufbe reitet und nach A/D-Wandlung in einer Steuereinheit zur Bestimmung einer Messdistanz aus der Lichtlaufzeit zwischen Lichtemitter und Lichtdetektor ver arbeitet wird, ist erfindungsgemäß gekennzeichnet durch eine Modulationsein richtung zur Impulsmodulation des vom Lichtemitter abgegebenen Laserstrahls derart, dass die Dauer eines einzelnen emittierten Impulses klein ist im Ver gleich zu einer Modulationsperiode, so dass der Laserstrahl mit kleinem Tastver hältnis gepulst als Sendeimpulsfolge gegen das Messobjekt emittierbar ist, eine Strahlteilereinrichtung zur Abzweigung eines Teils der emittierten, gepulsten Primärimpulsfolge als Referenzimpulsfolge über eine bekannte Referenzstrecke auf eine Lichtempfängereinrichtung, eine Empfangseinrichtung für die vom Messobjekt reflektierte Messimpulsfolge, eine Signalmischeinrichtung zur Um setzung der über die Referenzstrecke gelaufenen Referenzimpulsfolge einerseits und die Messimpulsfolge andererseits in einen gemeinsamen Zwischenfrequenz bereich und durch eine Signalaufbereitungs- und auswerteeinheit, welche die Laufzeitdifferenz zwischen den Referenzimpulsen und den zugeordneten Messim pulsen bestimmt und daraus die Messdistanz errechnet.

Vorzugsweise ist ein gemeinsamer Lichtdetektor als Lichtempfängereinrichtung vorgesehen, auf dem sowohl die Referenzlichtimpulsfolge, als auch die Messlich timpulsfolge als überlagerte Detektionsimpulsfolge auftreffen, wobei das Lichtde tektorsignal in situ mit einer durch einen Lokaloszillator gelieferten Impulsfolge gemischt wird, deren Repetitionsfrequenz um einen im Vergleich zu dieser Repe titionsfrequenz kleinen Frequenzbetrag von derjenigen der Sendeimpulsfolge ver schieden ist und deren Tastverhältnis etwa demjenigen der Sendeimpulsfolge entspricht. Als Lichtdetektor(n) ist es vorteilhaft (eine) Avalanche-Fotodiode(n) (APD) vorzusehen, deren Sperrvorspannung durch die vom Lokaloszillator gelie ferte LO-Impulsfolge überlagert wird und so gewählt ist, dass der Verstärkungs faktor der APD(s) in den Austastlücken der LO-Impulsfolge wesentlich niedriger ist als während der Anwesenheit der LO-Impulse.

Weitere vorteilhafte Ergänzungen und Ausgestaltungen insbesondere auch von Schaltungen zur Erzeugung kurzer Spannungs- bzw. Stromimpulse für das Lo kaloszillatorsignal einerseits und das Modulationssignal andererseits sind in ab hängigen die Distanzmesseinrichtung weiter definierenden Patentansprüche an gegeben und werden nachfolgend in Einzelheiten erläutert.

Ein grundsätzliches Ausführungsbeispiel für die Erfindung und eine Reihe von vorteilhaften Abwandlungsmöglichkeiten werden nachfolgend unter Bezug auf die Zeichnungen jeweils in beispielsweiser Ausführungsform näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 den grundsätzlichen Systemaufbau einer Einrichtung zur elektrooptischen Distanzmessung gemäß der Erfindung bei der ein nachfolgend erläutertes Impulsrückmischverfahren erfin dungsgemäß zum Einsatz kommt;

Fig. 2 den Verlauf einer Detektionsimpulsfolge am Ort eines Lichtde tektors bei der Anordnung nach Fig. 1 als Funktion der Zeit für eine Repetitionsfrequenz von 200 MHz, Bandbreite 4 GHz, bezo gen auf 20 Oberwellen und bei einem Tastverhältnis von 5%;

Fig. 3 ein Beispiel für eine Lokaloszillatorimpulsfolge im System der Fig. 1 als Funktion der Zeit, ebenfalls für eine Repetitionsfre quenz von 200 MHz, Bandbreite 4 GHz, bei 20 Oberwellen und einem Tastverhältnis von 5%;

Fig. 4 ein Signalbeispiel für eine konvertierte Zwischenfrequenzimpuls folge am Ausgang des Tiefpasses bei der Systemanordnung nach Fig. 1 als Funktion der Zeit mit einer Repetitionsfrequenz von 1 kHz, einer Bandbreite von 20 kHz und bezogen auf 20 Oberwel len als Parameter;

Fig. 5 Signalbeispiele einer konvertierten Zwischenfrequenzimpulsfolge als Funktion der Zeit in einem Übersichtsdiagramm A (oben) und in einem zeitgedehnten Diagramm B (unten) für einen einzelnen Messimpuls bei folgenden Parametern: Repetitionsfrequenz 1 kHz, Bandbreite 100 kHz, 100 Oberwellen;

Fig. 6 die Diagrammdarstellung des Verhältnisses von Distanzmessfeh lern (Standardabweichung) bei einem Dauerstrichverfahren zu dem erfindungsgemäßen Impulsrückmischverfahren;

Fig. 7 ein Schaltungsbeispiel zur Impulserzeugung mit hohen Impuls spannungen aus einem Lokaloszillatorsignal zur Modulation der Verstärkung einer Avalanche-Fotodiode;

Fig. 8 ein Schaltungsbeispiel zur Erzeugung von Impulsspannungen von wenigen Volt und mit Avalanche-Fotodioden bei geringem Tastverhältnis aus einem Lokaloszillatorsignal;

Fig. 9 ein Schaltungsbeispiel zur Generierung von Impulsspannungen geringer Dauer aus einem Lokaloszillatorsignal zur Steuerung von MSM-Fotodioden;

Fig. 10 ein Schaltungsbeispiel für Impulsspannungen von wenigen Volt und kleinem Tastverhältnis zur Steuerung von MSM-Fotodioden aus einem Lokaloszillatorsignal;

Fig. 11 ein Schaltungsbeispiel zur Modulationsimpulserzeugung für den senderseitigen Lichtemitter, insbesondere eine Laserdiode;

Fig. 12 die Diagrammdarstellung eines typischen Einschwingverhaltens einer Laserdiode nach einem schnellen Stromanstieg mit einer Anstiegszeit von 1 ns;

Fig. 13 das Schaltungsbeispiel einer Anordnung zur Signalmischung un ter Verwendung eines optisch steuerbaren optischen Schalters; und

Fig. 14 eine gegenüber der Systemanordnung nach Fig. 1 abgewandelte Anordnung zur Realisierung des erfindungsgemäßen Impulsrück mischverfahrens unter Verwendung von zwei Lichtdetektoren.

Eine erste prinzipielle Schaltungs- und Systemanordnung zur Realisierung des erfindungsgemäßen Verfahrens zur Distanzmessung ist in Fig. 1 dargestellt. Es wird Impulsrückmischverfahren oder IRM-Verfahren genannt.

Der Strahl einer Laserdiode 1 wird mit einer periodischen Folge von Lichtimpul sen 2 (Modulationsimpulsfolge) in seiner Intensität bzw. Leistung moduliert. Diese Impulsfolge wird mit einem Signalimpulsgenerator (nicht dargestellt) er zeugt und über einen Laserdiodentreiber 3 der Laserdiode 1 zugeführt. Im Un terschied zu dem bekannten Lichtimpulslaufzeitverfahren wird hier mit einer ho hen Repetitionsfrequenz f_Mess von beispielsweise 200 MHz bzw. mit einer klei nen Periodendauer von 5 ns gearbeitet. Das Tastverhältnis liegt zum Beispiel bei 5%, so dass nach Gl. (2a) bei einem augensicheren Betrieb eine Impulslichtlei stung von 50 mW verwendet werden kann. Die mittlere Lichtleistung beträgt also 1 mW und die Dauer eines Einzelimpulses 100 ps. Aufgrund der hohen Lichtim pulsleistung ist gemäß Gl. (2b) mit einem verbesserten Signal-Rausch-Verhältnis und infolgedessen mit einem reduzierten Distanzmessfehler zu rechnen.

Das divergente impulsförmig modulierte Licht der Laserdiode 1 wird mit einer Kollimationsoptik 4 zu einem gering divergenten Strahl einer Primärimpulsfolge 7 gebündelt. Dieser Strahl durchläuft einen Strahlteiler 8 und wird als Sendeim pulsfolge 9 auf die Oberfläche eines entfernten Messobjektes (nicht gezeigt) ge richtet und erzeugt dort einen Leuchtfleck. Bei der vorteilhaften Verwendung ei ner Laserdiode 1 mit sichtbarer emittierter Strahlung (z. B. 635 nm) ist bei ge nügend hoher mittlerer Lichtleistung (z. B. 1 mW) der Leuchtfleck sichtbar, so dass eine genaue Positionierung des Flecks möglich ist. Das von der Position des Leuchtflecks zurückgestreute oder reflektierte impulsförmig modulierte Licht, das im Folgenden als Messlichtimpulsfolge oder Messimpulsfolge 10 bezeichnet ist, wird mit einer Empfangsoptik 5 auf die aktive Fläche einer Fotodiode 6 fo kussiert. Die Fotodiode 6 generiert gemäß dieser Messlichtimpulsfolge 10 einen ersten Fotostromanteil.

Ein kleiner Teil der impulsförmig modulierten Leistung aus der Primärimpulsfol ge 7 des Laserstrahls, im Folgenden Referenzlichtimpulsfolge oder kurz Referen zimpulsfolge 11 genannt, wird mit dem Strahlenteiler 8 oder einem Lichtleiter abgezweigt und nach Durchlaufen einer bekannten Referenzstrecke direkt oder indirekt über einen Streukörper (Diffuser) 12 auf die aktive Fläche der Fotodiode 6 geführt. Auch aus dieser Referenzlichtimpulsfolge wird ein zweiter Fotostro manteil durch die Fotodiode 6 generiert.

Das Ziel der Messung ist, die Längendifferenz zwischen Mess- und Referenzstrecke zu ermitteln. Die Länge der Messstrecke ist dabei durch die Di stanz vom Ort der Laserdiode 1 über die Position des Leuchtflecks auf der Messobjektoberfläche zum Ort der Fotodiode 6 gegeben. Durch diese Differenz bildung werden bei bekannter Referenzstrecke parasitäre Laufzeiten der Sende- und Empfangskomponenten vollständig eliminiert. Damit zwischen den Refe renz- und Messlichtimpulsen 11 bzw. 10 eindeutig unterschieden werden kann, dürfen sie sich zeitlich nicht überlappen. Hierzu muss ein zuerst eintreffende Referenzlichtimpuls 11 abgeklungen sein, bevor der zugeordnete die größere Strecke durchlaufende Messlichtimpuls 10 die Fotodiode 6 erreicht. Aus einer Referenzdistanz und einer minimalen Messdistanz von beispielsweise jeweils 5 cm resultiert seine Distanzdifferenz von ebenfalls 5 cm, wobei die Messdistanz wegen des Hin- und Rückwegs doppelt zu zählen ist. Hieraus ergibt sich eine Laufzeitdifferenz von 167 ps. Die Lichtimpulse müssen also kürzer sein als diese Laufzeitdifferenz, damit keine Überlappung stattfindet.

Der von der Fotodiode 6 generierte Fotostrom besteht also aus zwei Anteilen. Der erste Anteil wird durch die vom Messobjekt zurückgestreute Messlichtimpulsfol ge 10 und der zweite Anteil durch die Referenzlichtimpulsfolge 11 hervorgerufen, wobei das Summensignal im Folgenden mit Detektionslichtimpulsfolge 13 be zeichnet wird. Aufgrund der hohen Dämpfung des Messsignals bei großen Di stanzen und/oder bei schwach streuenden Messobjektflächen, d. h. bei Flächen mit kleinem Albedo, ist der erste Anteil in der Regel wesentlich kleiner als der zweite Anteil. Mit der Annahme einer rechteckförmigen periodischen Impulsfolge kann der detektierte Fotostrom in eine Fourierreihe gemäß

entwickelt werden, mit der Kreisfrequenz

ω_Mess = 2π.f_Mess (6)

f_Mess bezeichnet die Repetitionsfrequenz, d. h. die Grundfrequenz der Impulsfol ge, t₀ die durch die Messdistanz verursachte Verzögerungszeit und N die Anzahl der detektierten Oberwellen. Die Bandbreite des Systems ist demnach durch

B_Mess = N.f_Mess (7)

gegeben. Weiterhin bezeichnen t die Zeit, I_M die Höhe der Messimpulse, I_R die Höhe der Referenzimpulse und η_Duty das Tastverhältnis (Duty Cycle) der beiden Impulsfolgen. Die Fotostromimpulshöhen

I_M = R.P_M,impuls (8a)

und

I_R = R.P_R,impuls (8b)

sind über den Konversionsfaktor R der Fotodiode proportional zur Leistung der detektierten Lichtimpulse P_M,impuls und P_R,impuls der Mess- und Referenzstrecke.

In Fig. 2 ist die Detektionsimpulsfolge i_Det aus Gl. (5) über die Zeit t aufgetra gen. Es wird von einem Tastverhältnis von 5% ausgegangen, d. h. die Impuls dauer besitzt einen Anteil von 5% von der Periodendauer der Impulsfolge, die in diesem Beispiel bei 5 ns liegt. Dies entspricht einer Repetitionsfrequenz f_Mess von 200 MHz. Es wird von einer Systembandbreite von 4 GHz ausgegangen, so dass N = 20 Oberwellen detektiert werden können. Durch die begrenzte Band breite werden die Impulsflanken verflacht. Es sind zwei Anteile zu sehen, die aus der Messlichtimpulsfolge 10 der Messstrecke und der Referenzlichtimpulsfolge 11 der Referenzstrecke resultieren. Der Anteil der Referenzlichtimpulsfolge 11 besitzt die höhere Amplitude.

Die direkte Detektion von Impulsen mit einer Bandbreite von beispielsweise 4 GHz ist ein schaltungsaufwendiges, störanfälliges und kostenintensives Verfah ren. Im Unterschied zu den bekannten Lichtimpulslaufzeitverfahren wird erfin dungsgemäß die Methode der Direktmischung mit all ihren Vorteilen angewandt. Hierzu wird nach Fig. 1 der Sperrspannung U_Bias einer als Lichtdetektor 6 ein gesetzten Avalanche-Fotodiode (APD) eine periodische Impulsfolge mit einem kleinen Tastverhältnis η_Duty von beispielsweise 5% überlagert, so dass der Ver stärkungsfaktor M der APD entsprechend dieser Impulsfolge moduliert wird. Die Impulsfolge 14 mit der Repetitionsfrequenz f_LO wird von einem Lokaloszillator (nicht in Einzelheiten gezeigt), im Folgenden als LO-Impulsgenerator bezeichnet, erzeugt. Das Tastverhältnis dieser LO-Impulsfolge 14 entspricht in dem Beispiel dem Tastverhältnis der Modulationsimpulsfolge, also dem Tastverhältnis der Mess- bzw. Referenzlichtimpulsfolge 2. Die Repetitionsfrequenzen f_LO und f_Mess beider Impulsfolgen 2, 14 sind jedoch geringfügig verschieden. Die Sperrspan nung U_Bias wird vorzugsweise so gewählt, dass ohne die Anwesenheit eines LO- Impulses ein relativ niedriger Verstärkungsfaktor M und damit ein niedriger Konversionsfaktor R = M K der APD vorliegt (z. B. M = 10, R = 5 A/W). κ be schreibt die Empfindlichkeit, die bei Silizium-APDs und bei einer Lichtwellenlän ge von 635 nm typischerweise 0,5 A/W beträgt. Während der Zeitdauer eines LO-Impulses steigen M und R hingegen drastisch, beispielsweise auf M = 200 und R = 100 A/W, an. Entsprechend der LO-Impulsfolge 14 wird demnach die Avalanche-Fotodiode 6 periodisch aktiviert. Diese starke periodische Erhöhung des Konversionsfaktors wirkt auf die innere Fotostromquelle der APD 6 wie ein Schaltsignal, das mit der Annahme einer rechteckförmigen periodischen Impuls folge mit der Fourierreihe

dargestellt werden kann. Dabei bezeichnet

ω_LO = 2π.f_LO (10)

die Kreisfrequenz der Impulsfolge des LO-Impulsgenerators. Die Bandbreite des Systems

B_LO = N.f_LO (11)

ergibt sich wieder aus der Anzahl N der berücksichtigten Oberwellen. Die LO- Impulsfolge, also der Ausdruck aus Gl. (9), ist in Fig. 3 über die Zeit t aufgetra gen. Das Tastverhältnis η_Duty beträgt 5%, die Repetitionsfrequenz 200,001 MHz und die Systembandbreite 4 GHz, d. h., es werden N = 20 Oberwellen be rücksichtigt.

Durch den beschriebenen periodischen Schaltprozess wird das Signal aus Gl. (5) mit dem Schaltsignal aus Gl. (9) multipliziert, so dass nach einer Filterung in ei nem Tiefpass 15 ein Zwischenfrequenzsignal entsteht. Aus der Multiplikation der beiden Fourierreihen aus Gl. (5) und Gl. (9) und der Anwendung des Additi onstheorems

folgt der Ausdruck

mit der Zwischenkreisfrequenz (ZF)

ω_ZF = |ω_Mess - ω_LO| = 2π.f_ZF = 2π.|f_Mess - f_LO (13)

und der Bandbreite

B_ZF = N.f_ZF. (14)

Dieser Ausdruck wird im Folgenden Zwischenfrequenzimpulsfolge genannt. Durch den Reihenmultiplikationsprozess entstehen neben Anteilen, die fre quenzmäßig bei ganzzahligen Vielfachen von f_ZF liegen, auch Anteile bei den Frequenzen

|nf_Mess - mf_LO| mit (n, m) = 1, 2, . . ., N und n ≠ m (15a)

sowie

|nf_Mess + mf_LO| mit (n, m) = 1, 2, . . ., N (15b)

Diese Anteile liegen aber bei Frequenzen um 200 MHz oder höher und werden durch die Tiefpassfilterung (siehe Fig. 1) eliminiert. Die Fourierreihe nach Gl. (12) beschreibt eine periodische Folge aus Dreiecksimpulsen, falls die Tastver hältnisse der Impulsfolgen 2, 14 des Signal- und LO-Impulsgenerators identisch sind. Das integrale Verhalten des Tiefpasses 15 entspricht einer Faltung der bei den rechteckförmigen periodischen Eingangssignale i_Det und Y_LO. In Fig. 4 ist das ZF-Signal aus Gl. (12) über die Zeit t aufgetragen. Die Repetitionsfrequenz f_ZF des ZF-Signals entspricht der Differenz der Repetitionsfrequenzen f_Mess und f_LO der Detektions- und LO-Impulsfolge. Sie liegt bei 1 kHz, und es werden 20 Oberwellen berücksichtigt. Die Zwischenfrequenzbandbreite liegt also bei 20 kHz. Das ZF-Signal i_ZF besteht wie das Detektionssignal i_Det aus zwei Anteilen, welche aus der Messlichtimpulsfolge 10 der Messstrecke und der Referenzlich timpulsfolge 11 der Referenzstrecke hervorgehen. Der dreiecksförmige Verlauf wird erst bei einer großen Oberwellenzahl deutlich. In Fig. 5(A) ist das ZF-Signal bei einer ZF-Bandbreite von 100 kHz bzw. bei einer Oberwellenzahl von 100 dar gestellt. Die untere Darstellung in Fig. 5(B) zeigt einen Ausschnitt um t = 1,2 ms herum. Die Amplitude der Dreiecksimpulse wird im Vergleich zur Amplitude ent sprechender Impulse des Detektionssignals i_Det um den Faktor η_Duty = 0,05 re duziert, da die zahlreichen Frequenzanteile nach den Gln. (15a) und (15b) durch die Filterung eliminiert werden. Die Breite der Dreiecksimpulse entspricht dem doppelten Tastverhältnis η_Duty, also 10% der Periode des Zwischenfrequenzsi gnals von 1 ms.

Die Zwischenfrequenzimpulsfolge wird gemäß Fig. 1 zunächst in einem Verstär ker 16 verstärkt und dann mit einem Analog-Digital-Wandler 17 abgetastet, der die Daten einer Steuereinheit 18 (Microcontroller, Signalprozessor, PC) übermit telt. Da die Repetitionsfrequenzen der Detektionsimpulsfolge 13 und der LO- Impulsfolge 14 sich geringfügig unterscheiden ist das erfindungsgemäße IRM- Verfahren ein heterodynes Verfahren. Das Zwischenfrequenzsignal kann somit als niederfrequentes Wechselsignal sehr vorteilhaft verstärkt und weiterverarbei tet werden. Offset- bzw. Arbeitspunktschwankungen und Funkelrauschen wir ken sich hier nicht aus.

Aufgrund der niedrigen Zwischenfrequenz werden an den Analog-Digital-Wandler 17 keine großen Anforderungen gestellt. Es können demnach solche Wandler verwendet werden, die ohnehin in den meisten Microcontrollern vorhanden sind, wodurch Kosten eingespart und der Schaltungsaufwand reduziert wird.

Aus den Abtastwerten einer ersten Messung wird die Zeitdifferenz t_ZF,1 zwi schen den Maxima des Referenz- und des Messimpulses im ZF-Signal gemäß Figur ermittelt. Zur Verbesserung des Signal-Rausch-Abstands können zahlreiche Perioden der ZF-Impulsfolge überlagert werden, wobei der genügend starke Refe renzimpuls als Triggersignal verwendet werden kann. Der Zeitmaßstab der De tektionsimpulsfolge wird durch den Direktmischprozess im Verhältnis f_ZF : f_Mess,1 untersetzt, wobei die Repetitionsfrequenz der Messlichtimpulsfolge bei der ersten Messung mit f_Mess,1 bezeichnet wird. Die Zeitdifferenz t₁ zwischen Referenz- und Messimpuls im Detektionssignal gemäß Fig. 2 beträgt demnach

Durch die Differenzbildung der Zeitpunkte des Mess- und Referenzimpulses wer den alle parasitären Laufzeiten der Sende- und Empfangskomponenten elimi niert. Aufgrund der hohen Repetitionsfrequenz f_Mess,1 liefert eine Einzelmes sung keine eindeutige Messdistanz. Bei einer Repetitionsfrequenz von 200 MHz liegt die Periodendauer der Impulsfolge bei 5 ns und der Eindeutigkeitsbereich c/(2.f_Mess,1) bei 75 cm, wobei c die Lichtgeschwindigkeit in Luft bezeichnet. Größere Distanzen als 75 cm können also nicht eindeutig gemessen werden. Für die Messdistanz gilt demnach

n, ist dabei die Zahl von Perioden, die zur nicht eindeutigen Distanz t₁.c/2 ad diert werden müssen, um die wahre Distanz d zu erhalten. Mit d und n₁ existie ren also zwei unbekannte Größen, so dass zur eindeutigen Distanzbestimmung bei über dem Eindeutigkeitsbereich zu messenden Distanzen mindestens noch eine zweite Messung mit einer anderen Repetitionsfrequenz f_Mess,2 durchzufüh ren ist. Dabei wird, um eine konstante Zwischenfrequenz f_ZF zu erhalten, die Repetitionsfrequenz der LO-Impulsfolge 14 entsprechend der Repetitionsfrequenz der Messlicht- bzw. die Modulationsimpulsfolge 2 verändert. Für die zweite Mes sung gilt.

mit der entsprechenden Zeitdifferenz t_ZF2. Die Änderung der Repetitionsfre quenz sollte hierbei so gering sein, dass bei beiden Messungen dieselbe absolute Periodenzahl (n₂ = n₁) vorliegt. Demnach folgt aus den Gl. (17) und (18) für die Repetitionsfrequenzänderung die Bedingung

wobei d_max die maximale Messdistanz beschreibt. Bei einer maximalen Messdi stanz von beispielsweise 300 m ergibt sich eine maximale Repetitionsfrequen zänderung von 500 kHz. Mit n₂ = n₁ folgt aus den Gl. (17) und (18) die eindeuti ge Distanz

Aufgrund des Rauschens sind die gemessenen Zeiten jedoch fehlerbehaftet. Da sich im Nenner von Gl. (20) die geringe Differenz der Repetitionsfrequenzen be findet, entsteht unter Umständen ein größerer Distanzmessfehler. Zur Fehlerre duzierung wird daher mit der ungenauen Distanz d₀ und Gl. (17) oder (18) die im Idealfall ganzzahlige Periodenzahl

berechnet. Im realen Fall ist sie aufgrund des Rauschens nicht ganzzahlig und wird deshalb gerundet, wodurch eine verbesserte Genauigkeit erzielt wird. Durch Einsetzen von n₁ aus Gl. (21) in Gl. (17) oder (18) kann nun die Distanz genauer ermittelt werden. Durch die stark fehlerbehaftete Distanz d₀ und durch die gro ße Repetitionsfrequenz f_Mess,2 wird die absolute Periodenzahl mit Gl. (21) nur unsicher bestimmt. Zur Erhöhung der Sicherheit bei der Periodenzahlbestim mung kann die Messung bei weiteren Repetitionsfrequenzen durchgeführt wer den, wobei der Frequenzabstand sukzessive erhöht wird. Es wird nicht unmittel bar die absolute Periodenzahl bestimmt, sondern es werden Zwischenschritte eingeführt, bei denen bezüglich der zusätzlichen Frequenzdifferenzen zunächst relative Periodenzahlen also Periodenzahldifferenzen ermittelt werden. Diese ver gleichsweise geringen Periodenzahldifferenzen sind weit weniger fehleranfällig als die absolute Periodenzahl. Die Frequenz- und Periodenzahldifferenz und da mit die Genauigkeit wird sukzessive erhöht bis die absolute Periodenzahl sicher bestimmt werden kann, mit der letztendlich die genaue Distanz berechnet wird.

Aufgrund der Periodizität der Impulssignale kann bei bestimmten Distanzen der Fall eintreten, dass ein Messimpuls sich mit einem Referenzimpuls einer vorhe rigen Periode überlagert. Die beiden Impulse können dann nicht separiert wer den. Die Repetitionsfrequenzen müssen in diesem Fall an die jeweiligen Gege benheiten angepasst werden, so dass eine Separation und damit eine Zeitdiffe renzmessung im ZF-Berelch möglich wird.

Nach Gl. (2a) können beim erfindungsgemäßen IRM-Verfahren die Messlichtim pulse um den Faktor 1/η_Duty höher gewählt werden als die Amplitude der mo dulierten Lichtleistung beim bekannten Phasenvergleichsverfahren. Durch die Eliminierung der hochfrequenten Anteile mit dem Tiefpass 15 in Fig. 1 wird beim IRM-Verfahren jedoch die Amplitude der Signale im ZF-Bereich um den Faktor η_Duty reduziert. Somit herrschen im ZF-Bereich hinsichtlich Signalamplitude beim Phasenvergleichsverfahren und beim IRM-Verfahren vergleichbare Verhält nisse.

Ein wesentlicher Vorteil des IRM-Verfahrens im Vergleich zu anderen Verfahren ist jedoch die starke Rauschreduzierung, die bei der Verwendung von Avalanche- Fotodioden besonders vorteilhaft in Erscheinung tritt. Hierbei dominiert in der Regel das Schrotrauschen, das durch das Hintergrundlicht hervorgerufen wird. Es ist beispielsweise bei Messungen mit Sonnenlicht je nach Verstärkungsfaktor M um bis zu drei Größenordnungen stärker als alle anderen Rauschquellen. Falls die APD nur während der LO-Impulsdauer aktiv ist, reduzieren sich im ZF- Bereich die mittleren Rauschströme der Fotodiode entsprechend dem Tastver hältnis, so dass bei gleicher Signalamplitude sich das Signal-Rausch-Verhältnis verbessert. Dieser Vorteil kann vor allem bei der Verwendung von Avalanche-Fo todioden, die mit einem genügend grossen Verstärkungsfaktor betrieben werden, voll ausgenutzt werden. Die Verwendung großer Verstärkungsfaktoren bzw. ho her Sperrspannungen führt zu einem sehr empfindlichem Temperaturverhalten hinsichtlich Signallaufzeit. Da jedoch bei dem IRM-Verfahren die Referenzim pulsfolge und die Messimpulsfolge dieselben Komponenten im Empfänger und im Sender durchlaufen, werden Laufzeitfehler auch bei sehr großen Verstär kungsfaktoren vollständig eliminiert. Beim IRM-Verfahren können demnach Ava lanche-Fotodioden sehr empfindlich betrieben werden, ohne dass dies zu star ken negativen Auswirkungen hinsichtlich parasitärer Laufzeitfehler und Rau schen führt. Zudem ist die Verwendung von Kompensationstabellen zur Fehler reduzierung und eine initiale Kalibrierung des Messgerätes nicht notwendig. Die Schrotrauschströme der Fotodiode werden zusammen mit dem Signalstrom ebenfalls mit dem Schaltsignal Y_LO aus Gl. (9) zerhackt und auf diese Weise in den Zwischenfrequenzbereich konvertiert. Dabei ist zu beachten, dass durch die Oberwellenanteile der Fourierreihe aus Gl. (9) auch sehr hochfrequente Rauschanteile in den ZF-Bereich überführt werden. Aus den Signal- und Rauschströmen im ZF-Bereich kann das Signal-Rausch-Verhältnis und daraus der Distanzmessfehler ermittelt werden. Demnach gilt beim IRM-Verfahren für die Standardabweichung der gemessenen Distanz die Beziehung

Damit die kurzen Impulse aufgelöst werden können, muss für die Anzahl der Oberwellen bzw. für die Bandbreiten B_ZF, B_Mess und B_LO mindestens

gelten.

Im Vergleich zum Phasenvergleichsverfahren reduziert sich der Messfehler beim IRM-Verfahren um den Faktor

wobei angenommen wird, dass bei beiden Verfahren die mittlere Lichtleistung 1 mW beträgt. Der Faktor Γ ist in Fig. 6 über das Tastverhältnis η_Duty aufgetra gen. Dabei wird angenommen, dass die Messfrequenz beim Phasenlaufzeitverfah ren f_Mess,Phase und die Repetitionsfrequenz beim IRM-Verfahren f_Mess,IRM identisch sind. Bei einem Tastverhältnis von 5% verbessert sich die Messgenau igkeit um den Faktor 4. Diese Verbesserung resultiert im Wesentlichen aus dem reduzierten Rauschen der Fotodiode und nicht aus einer vergrösserten Signal amplitude, wie es beim Lichtimpulslaufzeitverfahren der Fall ist. Aufgrund des geringen Informationsgehalts im ZF-Bereich ist auch hier im Vergleich zum Dau erstrichverfahren mit einer geringeren effektiven Messzeit zu rechnen. Die redu zierten Rauschströme wirken sich jedoch proportional und die reduzierte effekti ve Messzeit mit der Quadratwurzel auf die Distanzmessgenauigkeit aus. Die Rauschströme besitzen also wie die Signalströme eine stärkere Gewichtung.

In Fig. 7 ist ein Ausführungsbeispiel zur Erzeugung einer periodischen Folge kurzer Spannungsimpulse für das Lokaloszillatorsignal zur Direktmischung dar gestellt. Die Impulsspannung dieser LO-Impulsfolge 74 sollte dabei möglichst hoch sein, damit während der Impulsdauer die Avalanche-Fotodiode (APD) 6 ei nen hohen Verstärkungsfaktor M (200 bis 1000) erhält. Im Ruhezustand, d. h. ohne das Anliegen eines Impulses, ist die APD 6 in Sperrichtung über einen na hezu stromlosen Kathodenwiderstand R_Kathode mit eier Gleichspannung U_Bias vorgespannt. Diese Vorspannung U_Bias ist so zu wählen, dass der Verstär kungsfaktor im Ruhezustand der APD 6 vergleichsweise klein ist (z. B. M < 10), so dass ein gutes Schaltverhalten realisiert wird. Ein schneller Transistor 71 (FET oder bipolar) wird von dem Signal 72 eines Rechtecksignalgenerators (nicht gezeigt) mit einer Frequenz von beispielsweise 200,001 MHz angesteuert. Bei ei ner positiven Spannung dieses schaltenden Signals 72 an der Basis bzw. am Gate ist der Transistor 71 geöffnet, so dass eine zwischen einer Versorgungs spannung U_Supply und dem Kollektor (oder Drain) des Transistors 71 liegende Induktivität L von einem Strom durchflossen wird. Bei der fallenden Flanke die ses Schaltsignals 72 sperrt der Transistor 71, und aufgrund der Stetigkeit des Stromes durch L fällt an einen im Vergleich zum Transistor 71 großen parallel zu letzerem liegenden Widerstand R_Match ein hoher Spannungsimpuls ab. Die ser Impuls läuft über die Leitung 73 und wird an deren offenem Ende mit einem Reflexionsfaktor von -1 reflektiert. Der reflektierte Impuls und der noch nicht abgeklungene in die Leitung hineinlaufende Impuls löschen sich gegenseitig aus. Die Dauer des der Vorspannung überlagerten Impulses an der APD 6 wird also durch die Leitungslänge bestimmt. Mit dem Widerstand R_Match wird die Leitung 73 eingangsseitig angepasst, so dass Mehrfachreflexionen vermieden werden. Kondensatoren C_K dienen der Entkopplung verschiedener Gleichspannungen. Sie sind für die kurzen Impulse durchlässig. Durch den aus der LO-Impulsfolge hervorgehenden Schaltprozess wird der detektierte periodische impulsförmige Fotostrom, d. h. die Detektionsimpulsfolge, die eine geringfügig andere Repetiti onsfrequenz besitzt als die LO-Impulsfolge 14, zerhackt. Hieraus resultiert ein niederfrequenter periodischer impulsförmiger Zwischenfrequenzstrom. Mit dem Tiefpass 15 bestehend aus der Parallelschaltung eines Kondensators C_TP und ei nes Widerstands R_TP werden alle hochfrequenten Stromanteile kurzgeschlossen. Für die niederfrequenten ZF-Impulsströme besitzt der Kondensator C_TP eine sehr große Reaktanz. Der impulsfolgenförmige ZF-Strom fließt daher fast aus schließlich durch den Widerstand R_TP und erzeugt dort einen Spannungsabfall, der gegebenenfalls nach Verstärkung in dem Analog-Digital-Wandler 17 (Fig. 1) abgetastet und anschließend in oben beschriebener Weise verarbeitet werden kann. Der Vorteil der Verwendung von Avalanche-Fotodioden ist die hohe Emp findlichkeit bzw. der große Konversionsfaktor. Wie oben beschrieben, wird beim erfindungsgemäßen IRM-Verfahren der Signal-Rausch-Abstand nur erhöht, wenn durch die kurze Aktivierung der Fotodiode 6 die dominierenden mittleren Rauschströme mit dem Tastverhältnis der LO-Impulsfolge 74 reduziert werden. Dies ist bei der Verwendung von Avalanche-Fotodioden aufgrund des hohen Konversionsfaktors der Fall, da hier das Gesamtrauschen fast ausschließlich durch das Rauschen der Fotodiode 6 bestimmt wird. Beim IRM-Verfahren kann demnach eine erhebliche Verbesserung hinsichtlich Messzeit oder Genauigkeit erzielt werden. Der mögliche inhärente Nachteil von Avalanche-Fotodioden ist die relativ geringe Grenzfrequenz die typischerweise bei üblichen Silizium-APDs um 2 GHz liegt. Durch Reduzierung des Durchmessers der aktiven Fläche von zum Beispiel 200 µm auf 50 µm kann die Grenzfrequenz jedoch auf über 4 GHz erhöht werden. Auch werden vergleichsweise hohe Spannungen für die LO- Impulse 74 und für die Vorspannung U_Bias benötigt mit der damit verbundenen relativ geringeren Zuverlässigkeit. Auch ist die Herstellung einer solchen Impul serzeugungsschaltung relativ teuer.

In Fig. 8 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer periodischen Folge kurzer Spannungsimpulse für das Lokalos zillatorsignal zur Direktmischung beim Impulsrückmischverfahren gemäß der Erfindung zu sehen. Hierbei wird eine periodische LO-Impulsfolge 81 digital er zeugt. Das Signal 80 eines Rechtecksignalgenerators (nicht gezeigt) mit einer Frequenz von zum Beispiel 200,001 MHz wird einerseits direkt auf ein EXODER- Gatter 82 und andererseits über ein Verzögerungsglied 83 mit der Signallaufzeit τ auf das EXODER-Gatter 82 geführt. Besitzt das Eingangssignal eine gewisse Zeit lang einen 0- oder einen 1-Pegel, so liegt an beiden Gattereingängen 84, 85 ebenfalls ein 0- oder ein 1-Pegel an, und der Ausgang 86 des Gatters 82 ist "0". Bei der steigenden Flanke des Eingangssignals 80 nimmt der obere Gatterein gang 84 sofort den 1-Pegel an. Wegen der Signallaufzeit τ durch das Verzöge rungsglied 83 ist an dem unteren Gattereingang 85 zunächst noch ein 0-Pegel vorzufinden, so dass der Ausgang 86 einen 1-Pegel annimmt. Erst nach der Ver zögerungszeit τ, d. h. wenn beide Gattereingänge 84, 85 wieder identische Zu stände besitzen, geht der Ausgang des Gatters 82 auf "0". Ein entsprechender Prozess ist bei der negativen Flanke des Einganssignals 80 zu beobachten. Die Impulsdauer am Gatterausgang 86 wird also durch die Signallaufzeit τ des Ver zögerungsglieds 83 bestimmt. Da bei jeder Flanke des Eingangssignals 80 ein positiver kurzer Impuls entsteht, besitzt das Ausgangssignal 81 im Vergleich zum Eingangssignal 80 die doppelte Frequenz. Ein Kondensator C_K dient wieder der Entkopplung verschiedener Gleichspannungen und ist für die kurzen Impul se der LO-Impulsfolge 81 durchlässig. Die ZF-Stromimpulsfolge, die aus der Di rektmischung des detektierten periodischen impulsförmigen Fotostroms (Detek tionsimpulsfolge 13 in Fig. 1) mit der periodischen LO-Impulsfolge 81 hervor geht, erzeugt an dem Widerstand R_TP des Tiefpasses 15 einen dem ZF-Strom entsprechenden Spannungsabfall, der mit dem Analog-Digital-Wandler 17 ge messen und anschließend weiterverarbeitet werden kann. Die hochfrequenten Stromanteile werden mit der Kapazität C_TP kurzgeschlossen.

Es sind noch weitere digitale Schaltungsvarianten auch mit anderen logischen Elementen vorstellbar. Mit einem UND-Gatter anstelle des EXODER-Gatters 82 und einem Inverter anstelle des Verzögerungsglieds 83 lassen sich ähnliche Ef fekte erzielen. Als Verzögerungsglieder lassen sich beispielsweise einfache Lei tungen verwenden. Die Signallaufzeit wird dabei durch die Leitungslänge be stimmt. Mit Gattern auf Basis einer ECL-Logik lassen sich Anstiegszeiten von ei nigen 100 ps erreichen. Noch schnellere Gatter sind mit diskreten Transistor schaltungen realisierbar. Mit GaAs-Transistoren sind Anstiegszeiten von einigen 10 ps möglich. Zur weiteren Verkürzung der LO-Impulse an der APD-Kathode kann zusätzlich die leerlaufende Leitung 73 nach Fig. 7 verwendet werden, wo bei der Impuls an der APD 6 durch den am Leitungsende reflektierten Impuls ausgelöscht wird. Der Leitungseingang muss dabei mit dem Wellenwiderstand der Leitung abgeschlossen sein, um Mehrfachreflexionen zu vermeiden.

Die Fig. 9 zeigt ein Ausführungsbeispiel für eine Schaltung zur Erzeugung einer periodischen Folge kurzer Spannungsimpulse für das Lokaloszillatorsignal zur Direktmischung, das dem in Fig. 7 angewendeten Verfahren entspricht. Die LO- Spannungsimpulse 95 werden hierbei, wie oben beschrieben, mit einer geschal teten Induktivität L erzeugt. Als Schalter wird wieder ein schneller Transistor 91 verwendet, der von dem Signal 92 eines (nicht gezeigten) Rechtecksignalgenera tors (z. B. f_LO = 200,001 MHz) angesteuert wird. Eine Kapazität C_K dient wieder der Entkopplung verschiedener Gleichspannungen. Die Verkürzung der Impuls dauer wird auch hier mit einer leerlaufenden, mit dem Widerstand R_Match ein gangsseitig angepassten Leitung 93 vorgenommen. Dabei wird der Eingangsim puls an der Leitung 93 durch den an ihrem Ende reflektierten Impuls ausge löscht. Im Unterschied zu dem Verfahren in Fig. 7 wird hier anstelle einer Ava lanche-Fotodiode eine MSM-Fotodiode 94 mit Mittelkontakt als Mischdiode ein gesetzt. Ohne das Anliegen eines Impulses an ihrer Kathode werden beide Schottky-Übergänge von einer negativen Spannungsquelle U_Supply aus über den Widerstand R_Match und den Widerstand R_TP des Tiefpasses 15 in Durch lassrichtung betrieben, so dass ihre inneren Stromquellen (Fotostrom und Schrotrauschstrom) kurzgeschlossen werden. Bei Anliegen eines positiven Span nungsimpulses an der Kathode werden hingegen die beiden Schottky-Kontakte der MSM-Fotodiode 94 während der Impulsdauer der LO-Impulsfolge 95 ge sperrt. In diesem Fall sind beide Übergänge fotoaktiv. Die Fotoströme, die in den Sperrschichten beider Übergänge durch Lichteinfall generiert werden, fließen über den Tiefpass 15 bestehend aus dem Kondensator C_TP und dem Widerstand R_TP sowie über die negative Spannungsquelle -U_Supply und den Widerstand R_Match. Der generierte Fotostrom, der beim erfindungsgemäßen IRM-Verfahren aus der periodischen Detektionsimpulsfolge 13 besteht, wird also entsprechend der periodischen Impulsfolge des LO-Signals 95 ein- und ausgeschaltet bzw. zer hackt. Da beide Impulsfolgen geringfügig verschiedene Repetitionsfrequenzen be sitzen, entsteht durch diesen periodischen Schaltprozess ein impulsförmiger Zwischenfrequenzstrom mit einer Repetitionsfrequenz, die der Differenz der bei den Frequenzen der LO- und Detektionsimpulsfolge 95, 13 entspricht. Dieser Zwischenfrequenzstrom erzeugt an dem Widerstand R_TP des Tiefpasses einen Spannungsabfall, der mit Analog-Digital-Wandlern gemessen werden kann. Die hochfrequenten Stromanteile werden mit der Kapazität C_TP kurzgeschlossen. Für die Zwischenfrequenzströme ist die Kapazität C_TP ein Leerlauf. Der Vorteil von MSM-Fotodioden ist die hohe Schaltgeschwindigkeit mit Anstiegszeiten von beispielsweise 10 ps, die geringe Aktivierungsspannung von beispielsweise 1 V, die hohe Zuverlässigkeit sowie die einfache Herstellung und die damit verbunde nen geringen Kosten. Ein möglicher Nachteil ist die geringere Empfindlichkeit, so dass nicht das Schrotrauschen der aktiven Fotodioden sondern Rauschquel len im ZF-Schaltungsteil dominieren können. Wie oben beschrieben, kann beim IRM-Verfahren eine Verbesserung hinsichtlich Signal-Rausch-Abstand nur er zielt werden, wenn sich durch die kurze Aktivierung der Fotodiode die dominie renden Rauschströme mit dem Tastverhältnis der LO-Impulsfolge reduzieren las sen. Dies ist bei der Verwendung von Avalanche-Fotodioden der Fall, da hier das Gesamtrauschen fast ausschließlich durch das Rauschen der Fotodiode be stimmt wird. Bei der Verwendung von MSM-Fotodioden dominieren hingegen an dere Rauschquellen, die jedoch durch einen Signalkurzschluss am Eingang des ZF-Verstärkers 15 reduziert werden. Dieser Signalkurzschluss wird durch die nicht aktiven, in Durchlassrichtung betriebenen Schottky-Kontakte der MSM- Fotodiode 94 hervorgerufen, wenn kein LO-Impuls kathodenseitig anliegt. Die Verwendung eines möglichst großen Konversionswiderstands R_TP in Verbindung mit einem Hochimpedanzverstärker ist in diesem Zusammenhang von Vorteil, da bei genügend großem Konversionswiderstand seine thermische Rauschspannung dominiert. Diese Rauschspannung wird aber durch den beschriebenen Schalt prozess mit dem Faktor des Tastverhältnisses reduziert. Gleichzeitig ist aber mit einem relativ großen Spannungsabfall am Tiefpasswiderstand R_TP, also mit ho hen ZF-Signalimpulsen, zu rechnen. Der Stromfluss über die durchgeschalteten Schottky-Kontakte der MSM-Fotodiode 94, der aufgrund des erforderlichen schnellen Schaltverhaltens möglichst groß sein sollte (z. B. einige 100 pA), er zeugt an dem Widerstand R_TP einen Gleichspannungsanteil. Dieser Anteil sollte insbesondere bei großem Konversionswiderstand beispielsweise mit einer gere gelten Kompensationsstromquelle eliminiert werden.

In Fig. 10 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Schaltung zur Erzeugung einer periodischen Folge kurzer LO-Spannungsimpulse 101 für das Lokaloszilla torsignal zu sehen, wobei entsprechend Fig. 9 zur Direktmischung eine MSM-Fo todiode 104 eingesetzt wird. Wie bei der Methode nach Fig. 8 wird die Impulsfol ge mit 15927 00070 552 001000280000000200012000285911581600040 0002010112833 00004 15808digitalen Gatterelementen erzeugt. Es wird auch hier ein EXODER-Gatter 102 verwendet, wobei das Rechtecksignal 100 eines (nicht gezeigten) Signalgene rators dem einen Eingang 104 direkt und dem anderen Eingang 105 über ein Verzögerungsglied 103 zugeführt wird. Sowohl bei der positiven als auch bei der negativen Flanke des Eingangssignals 100 entstehen am Gatterausgang 106 LO- Impulse 101 (z. B. f_LO = 200,001 MHz) mit positiver Spannung, deren Dauer durch die Signallaufzeit τ des Verzögerungsglieds 103 bestimmt wird. Schnelle EXODER-Gatter können als ECL-Logik oder als diskrete Transistorschaltungen ausgeführt werden. Bei der Verwendung von ECL-Gattern werden Anstiegszeiten von einigen 100 ps erreicht. Mit schnellen GaAs-Transistoren sind Anstiegszei ten von einigen 10 ps möglich. Das Verzögerungsglied 103 kann mit einer Lei tung realisiert werden. Zur Erzeugung einer periodischen Folge kurzer LO-Im pulse 101 aus einem Rechtecksignal 100 sind auch andere Gatterkombinationen vorstellbar als die in Fig. 10 dargestellte Beschaltung. Mit der Kapazität C_K wer den die unterschiedlichen Gleichspannungen entkoppelt. Für die kurzen LO-Im pulse 101 ist sie durchlässig. Die MSM-Fotodiode 104 wird im Ruhezustand mit einer negativen Spannungsquelle -U_Supply und den Widerständen R_Match und R_TP in Durchlassrichtung betrieben, so dass ihre beiden Schottky-Kontakte in aktiv sind. Beim Anliegen eines LO-Impulses 101 sind beide Schottky-Kontakte gesperrt und somit fotoaktiv. Die detektierte Fotostromimpulsfolge (Detektion simpulsfolge 13) wird also gemäß der LO-Impulsfolge 101 zerhackt. Hierdurch entsteht ein impulsförmiger Zwischenfrequenzstrom mit niedriger Repetitionsfre quenz, der am Tiefpass 15 bestehend aus C_TP und R_TP einen Spannungsabfall erzeugt. Dieser Spannungsabfall kann mit einem Analog-Digital-Wandler erfasst werden. Die hochfrequenten Stromanteile, die ebenfalls durch den Mischprozess entstehen, werden mit der Kapazität C_TP kurzgeschlossen.

Prinzipiell lassen sich auch PIN-Fotodioden zur Signalmischung nutzen, wobei allerdings relativ hohe LO-Spannungsimpulse benötigt werden. Zudem lassen sich nicht so geringe Schaltzeiten realisieren wie mit MSM-Fotodioden, und durch den komplizierteren Herstellungsprozess sind sie relativ teurer.

Die Fig. 11 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer Schaltung zur Erzeugung einer periodischen Folge kurzer Stromimpulse für das Modulationssignal der Laserdi ode 1. Ein schneller Transistorschalter 110, der beispielsweise in GaAs-Techno logie aufgebaut ist und eine Anstiegszeit von einigen z. B. 100 ps besitzt, wird mit dem Signal 112 eines (nicht gezeigten) Rechtecksignalgenerators angesteu ert. Die Frequenz des Rechtecksignals 112 beträgt beispielsweise 200 MHz und die Anstiegszeit 1 ns. Entsprechend der positiven Halbwelle des Rechtecksignals 112 schaltet der Transistor 110 durch. Über einen Entladekondensator C_L er hält die Laserdiode 1 einen starken Stromimpuls mit einer Stromstärke von z. B. einigen Ampere. Bei der negativen Halbwelle des Rechtecksignals 112 ist der Transistor 110 gesperrt, und der Kondensator C_L wird mit der Spannungsquelle U_Supply über einen Widerstand R aufgeladen. Aufgrund des anhand der Fig. 12 erläuterten Spiking-Effekts wird der emittierte Lichtimpuls bzw. das Tastverhält nis der Primärimpulsfolge 7 in Fig. 1 der Laserdiode 1 im Vergleich zum Stro mimpuls aus dem Transistor 110 erheblich verkürzt.

In Fig. 12 ist das typische Einschwingverhalten einer Laserdiode nach dem Ein schalten des Diodenstroms dargestellt. Durch die Strominjektion baut sich zu nächst im aktiven Lasermedium eine Besetzungsinversion auf, die wesentlich stärker ist als die Besetzungsinversion im eingeschwungenen Zustand, der sich nach etwa 6 ns einstellt. Diese starke Besetzungsinversion führt zeitverzögert zu einer schnellen und massiven Entladung des oberen Laserniveaus, so dass ein kurzer intensiver Lichtimpuls emittiert wird. Das obere Laserniveau wird hier durch bis unterhalb der Laserschwelle entladen, und es dauert eine gewisse Zeit bis der Diodenstrom erneut eine nun nicht mehr so starke Besetzungsinversion produziert, die sich anschließend in einem weniger starken Lichtpuls erneut ent lädt. Dieser Vorgang setzt sich bis zum Erreichen des eingeschwungenen Zu stands fort. Die hier auftretende Oszillation wird Relaxationsoszillation genannt. Ihre Periodendauer, die typischerweise 1 ns beträgt, hängt von der Resonator geometrie der Laserdiode ab und reduziert sich mit steigendem Diodenstrom. Wird der Diodenstrom nun nach der ersten Laserentladung abgeschaltet, so wird nur der erste intensive Lichtimpuls emittiert. Bei üblichen Kantenemittern ist dieser Impuls mit wenigen 100 ps wesentlich kürzer als der Injektionsstromim puls, dessen Dauer in dem Beispiel 2,5 ns beträgt. Mit vertikal emittierenden Laserdioden (VCSEL) lassen sich noch kürzere Impulse realisieren. Mit anstei gender Injektionsstromstärke steigt auch die emittierte Strahlungsleistung an, und die Verzögerungszeit nimmt ab. Durch dieses Einschwingverhalten - auch "Spiking" genannt - der Laserdiode wird aus dem Rechtecksignal 112 des Signal generators eine Folge sehr kurzer intensiver Lichtimpulse 132 generiert.

Zur Direktmischung der Detektionsimpulsfolge 13 mit der LO-Impulsfolge gemäß der Erfindung muss nicht unbedingt eine Fotodiode verwendet werden. Es sind auch andere Möglichkeiten denkbar. Beispielsweise kann - wie in Fig. 13 gezeigt - zum Zerhacken der Detektionslichtimpulsfolge 13 (Fig. 1) unmittelbar vor der Fotodiode 6 ein optischer, elektrisch oder optisch steuerbarer Schalter 130 an gebracht werden, den das zu detektierende Licht passiert und der von der LO- Impulsfolge 14 (Fig. 1) aktiviert wird. Als derartige Schalter eignen sich zum Bei spiel Pockelszellen, die von elektrischen Signalen angesteuert werden. Auch op tische Halbleiterverstärker, wie beispielsweise entspiegelte Laserdioden, können eingesetzt werden. Dabei wird die das verstärkende Medium passierende Detek tionsimpulsfolge 13 nur beim Anliegen eines elektrischen LO-Impulses 14 ver stärkt, so dass ein Mischeffekt der Detektionsimpulsfolge 13 mit der LO-Impuls folge 14 entsteht. Bezogen auf die Ausführungsbeispiele in Fig. 7 und Fig. 8 wird hierzu ein unmittelbar vor der Fotodiode 6 positionierter elektrisch steuerbarer optischer Schalter bzw. Verstärker von der LO-Impulsfolge 14 angesteuert. Die Fotodiode 6 ist dabei von dem LO-Impulsgenerator isoliert. Durch den optischen Schalt- bzw. Verstärkungsprozess entsteht ein Zwischenfrequenzsignal, dass am Tiefpassfilter 15 bestehend aus C_TP und R_TP abgegriffen werden kann. Auch Kerr-Zellen oder sättigbare Absorber können verwendet werden. Diese Kompo nenten werden mit intensiven Lichtimpulsen aktiviert und sind demnach optisch steuerbare optische Schalter. In Fig. 13 ist hierzu ein Ausführungsbeispiel zu sehen. Die LO-(Licht-)Impulsfolge 132 wird z. B. mit einer zweiten Laserdiode 131 unter Nutzung des erläuterten Spiking-Effekts generiert. Die Schaltung zur Impulserzeugung entspricht der nach Fig. 11 und ist oben ausführlich beschrie ben. Die von der zweiten Laserdiode 131 emittierte periodische LO-Lichtimpuls folge 132 wird auf den optisch steuerbaren optischen Schalter 130 geführt. Nur während der Zeitdauer der LO-Impulse ist der optische Schalter 130 transpa rent, so dass die Detektionslichtimpulsfolge 13 die aktive Fläche der Fotodiode 6 erreicht. Durch diesen periodischen Schaltprozess entsteht nach der Detektion in der Fotodiode 6 ein impulsfolgenmäßiger Zwischenfrequenzstrom, der am Tiefpass 15 bestehend aus C_TP und R_TP einen dementsprechenden Spannungs abfall erzeugt. Dieser Spannungsabfall wird z. B. mit dem Analog-Digital-Wand ler 17 (Fig. 1) gemessen und steht zur Weiterverarbeitung durch den Prozessor 18 zur Verfügung.

Mit optisch steuerbaren optischen Schaltern lassen sich sehr kurze Einschalt zeiten von weniger als 10 ps realisieren. Es sind sehr kleine Tastverhältnisse und demnach sehr hohe augensichere Impulslichtleistungen sowie geringe mitt lere Schrotaustauschströme möglich, so dass nach Gl. (22) gute Signal-Rausch- Abstände bzw. hohe Distanzmessgenauigkeiten bei kurzen Messzeiten erreicht werden können. Neben optisch steuerbaren optischen Schaltern können auch optisch steuerbare optische Verstärker als Mischer vor die Fotodiode 6 positio niert werden. Zu nennen sind in diesem Zusammenhang beispielsweise Lichtleit faserverstärker, Farbstoffverstärker oder optisch parametrische Verstärker. Die se Komponenten verstärken die sie passierende Detektionsimpulsfolge 13 in Ab hängigkeit von der Intensität des eingestrahlten Pumplichts. Bei vorhandenem LO-Pumplichtpuls, der beispielsweise mit Laserdioden im Spiking-Betrieb er zeugt wird, werden optische Verstärkungen von bis zu 10⁶ erzielt, wobei ohne Pumplicht eine Dämpfung von 10^-2 bis 10^-1 zu verzeichnen ist. Durch diese gro ße Verstärkungsänderung im Takt der LO-Pumplichtimpulsfolge wird die Detek tionsimpulsfolge mit der LO-Impulsfolge gemischt. In der nachfolgenden Tab. 1 sind die geschalteten und ungeschalteten Transmissionen verschiedener optisch steuerbarer optischer Schalter bzw. Verstärker zusammengestellt.

Tabelle 1

Eigenschaften optisch steuerbarer optischer Schalter bzw. Verstärker

In Verbindung mit optischen Schaltern bzw. Verstärkern können im Prinzip auch langsame Fotodioden (PIN-, MSM- oder Avalanche-Fotodioden) eingesetzt werden, da sie nur das niederfrequente ZF-Signal detektieren. Bei Verwendung von optischen Schaltern zusammen mit PIN- oder MSM-Fotodioden dominiert nicht das Schrotrauschen der Fotodiode, so dass, wie oben erwähnt, keine Ver besserung des Signal-Rausch-Abstands erreicht werden kann.

Bei einer prinzipiellen IRM-Schaltungs- und Messsystemanordnung nach Fig. 1 ist ein Lichtdetektor eingesetzt. Dies wirkt sich auf die Zuverlässigkeit und Ge nauigkeit des Messsystems sehr positiv aus. Aber auch der Einsatz eines sepa raten Referenzlichtdetektors und eines getrennten Messlichtdetektors ist mög lich. Eine solche abgewandelte Anordnung ist in Fig. 14 gezeigt. In wesentlichen Punkten entspricht diese Anordnung der nach Fig. 1, was durch gleiche jedoch mit Strich (') versehene Bezugshinweise verdeutlicht wird. Zur Erläuterung wird insoweit auf die obigen Ausführungen in Fig. 1 verwiesen.

Anders als bei Fig. 1 gelangt nach Fig. 14 die Referenzlichtimpulsfolge 11' über einen zweiten Strahlenteiler oder Reflektor 140, ein streuendes Medium oder ei nen Lichtwellenleiter auf eine Referenzfotodiode 141, während die Messlichtim pulsfolge 10' über die Empfangsoptik 5' auf die Messfotodiode 6' fokussiert wird. Durch Fotodioden-Direktmischung (PIN-, MSM-, Avalanche-Fotodioden) oder durch Mischung mit optischen Schaltern bzw. Verstärkern wird die detektierte Referenzlichtimpulsfolge 11' und die detektierte Messlichtimpulsfolge 10' mit der auch an der Messfotodiode 6' angelieferten LO-Impulsfolge 14 gemischt. Die über Tiefpassfilter 15' bzw. 144 resultierenden ZF-Impulsfolgen werden im Refe renz- und Messkanal separat gefiltert, in 16' bzw. 142 verstärkt und mittels Analog-Digital-Wandlern 17' bzw. 143 abgetastet. Die Abtastwerte werden der Steuereinheit 18' übermittelt, die durch Bestimmung der Zeitdifferenz zwischen Mess- und Referenzimpulsfolge in oben beschriebener Weise die Distanz ermit telt.

Die besonderen Vorteile der Erfindung sind im Folgenden kurz zusammenge fasst erläutert:

a) Relativ hohe Impulslichtleistungen lassen sich realisieren bei niedrigen mittleren Rauschströmen durch die Wahl kleiner Tastverhältnisse für die Mess- bzw. Modulationsimpulsfolge und dementsprechend für die Lokalim pulsgenerator-Impulsfolge. Daraus resultieren
- - große Signal-Rauschabstände,
- - hohe Distanzmessgenauigkeit,
- - hohe Messsicherheit bei der Bestimmung der Periodenzahl n₁ (siehe, Gl. (21)),
- - geringe Messzeiten für sichere Bestimmung der Periodenzahl n₁, und
- - geringe Messzeiten für hohe Distanzmessgenauigkeit.
b) Prinzipiell ist kein zusätzlicher Referenzempfänger notwendig, so dass die in Fig. 1 veranschaulichte Systemanordnung von besonderem Vorteil ist durch
- - Eliminierung sämtlicher parasitärer Laufzeiten der Sende- und Emp fangskomponenten,
- - APD-Lichtdetektor mit sehr hoher Verstärkung,
- - hohe Distanzmessgenauigkeit,
- - hohe Zuverlässigkeit;
- - initiale gerätespezifische Kalibrierung entbehrlich, und
- - Reduzierung der Bauteil- und Inbetriebnahmekosten.
c) Aufgrund der erfindungsgemäßen Direktmischung ergeben sich Vorteile durch
- - niedrige Zwischenfrequenzen und geringe Abtastraten,
- - Wegfall sensibler Hochfrequenzkomponenten im Messsignalpfad,
- - reduzierte Stromaufnahme,
- - reduzierten Bauteilbedarf,
- - vereinfachtes Schaltungsdesign,
- - Reduzierung der Kosten durch Verwendung von NF-Komponenten,
- - geringe oder keine Einkopplung von elektrischen Störsignalen (Über sprecher, elektromagnetische Interferenz (EMI) durch digitale Störsigna le oder externe Funkfelder) wegen niedriger Zwischenfrequenz,
- - reduziertes Rauschen wegen geringer EMI und durch Verwendung von NF-Komponenten,
- - verbesserte Distanzmessgenauigkeit.
d) Durch den erfindungsgemäßen Impulsbetrieb des oder der Lichtemitter (La serdiode) ergibt sich für das erfindungsgemäße Distanzmessgerät
- - eine reduzierte Stromaufnahme,
- - eine geringe Betriebstemperatur; keine Kühlung notwendig,
- - ein erweiterter Temperaturbereich,
- - die Verwendung kostengünstiger Laserdioden mit reduziertem Tempera turbereich, und
- - eine Erhöhung der Lebensdauer der Laserdioden.
e) Die hohe Repetitionsfrequenz der eingesetzten Lichtimpulse ermöglicht ge ringere Lichtimpulsleistungen als bei herkömmlichen Lichtimpulslaufzeit verfahren und außerdem sind keine speziellen Impulslaserdioden erforder lich.
f) Eine digitale Signalerzeugung für das Lokaloszillatorsignal und das Modula tionssignal ist möglich und unproblematisch.

Claims

1. Verfahren zur elektrooptischen Distanzmessung, bei dem ein Sendelicht strahl auf ein Messobjekt gerichtet und der von dort reflektierte Messlichtstrahl durch, einen Lichtdetektor erfasst wird und aus einer Lichtlaufzeitmessung die Distanzbestimmung erfolgt, wobei einerseits der Sendelichtstrahl als intensitäts modulierte Folge von Sendelichtimpulsen auf das Messobjekt gerichtet und der von dort reflektierte bzw. gestreute Anteil als Messlichtimpulsfolge durch den Licht detektor erfasst und von diesem ein erster Fotostromanteil generiert wird, anderer seits ein kleiner Anteil der intensitätsmodulierten Primärlichtimpulsfolge als Refe renzlichtimpulsfolge abgezweigt und nach Durchlaufen einer bekannten Referenz strecke ebenfalls durch einen Lichtdetektor erfasst und von diesem daraus ein zweiter Fotostromanteil erzeugt wird, und wobei aus der Lichtlaufzeitdifferenz der über die Referenzstrecke gelaufenen Referenzlichtimpulsfolge einerseits und der über die doppelte Messdistanz gelaufenen Messlichtimpulsfolge andererseits die Messdistanz d₀ bestimmt wird, dadurch gekennzeichnet, dass
einerseits die, vom Messobjekt reflektierte bzw. gestreute Messlichtimpuls folge mit der Repetitionsfrequenz f_Mess,1 durch Impulsmischung mit einer Mischimpulsfolge mit einer geringfügig anderen Repetitionsfrequenz f_LO,1 ein erster impulsfolgenartiger Messsignalstromanteil mit niedriger Repetitionsfrequenz f_ZF,1 = |f_Mess,1 - f_LO,1| und einem durch die Mischung gedehnten Zeitmassstab generiert wird,
andererseits die von der Primärlichtimpulsfolge abgezweigte Referenz lichtimpulsfolge mit der Repetitionsfrequenz f_Mess,1 durch Impulsmischung mit einer Mischimpulsfolge mit der geringfügig anderen Repetitionsfrequenz f_LO,1 ein zweiter impulsfolgenartiger Referenzsignalstromanteil mit niedriger Repetitions frequenz f_ZF,1 = |f_Mess,1 - f_LO,1| und einem durch die Mischung gedehnten Zeit massstab generiert wird,
zur eindeutigen Bestimmung der Messdistanz mindestens zwei Zeitdifferen zen (t_ZF,1, t_ZF,2) zwischen den Messsignalstromimpulsen mit niedriger Repetiti onsfrequenz und den Referenzsignalstromimpulsen mit niedriger Repetitions frequenz bei mindestens zwei zeitsequentiellen Teilmessungen mit jeweils verschie denen Repetitionsfrequenzen (f_Mess,1, f_Mess,2) der Messlichtimpulsfolge gemessen werden
und dass aus diesen Zeitdifferenzen (t_ZF,1, t_ZF,2) die Lichtlaufzeitdifferenz t₀ der über die Referenzstrecke gelaufenen Referenzlichtimpulsfolge einerseits und der über die doppelte Messdistanz gelaufenen Messlichtimpulsfolge andererseits er mittelt und aus dieser Lichtlaufzeitdifferenz t₀ die Messdistanz d₀ bestimmt wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die intensitäts modulierte Folge von Primärlichtimpulsen durch eine im. Spikingmode betriebene Laserdiode erzeugt wird (Fig. 11, 12).

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Repetiti onsfrequenz der Primärlichtimpulsfolge und/oder der Mischimpulsfolge während einer Teilmessung zeitlich konstant ist.

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass zum Erzielen einer hohen Messgenauigkeit die Repetitionsfrequenzen der Mess- bzw. Referenz lichtimpulsfolgen bzw. der Mischimpulsfolge höher gewählt werden als für eine ein deutige Distanzmessung notwendig.

5. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Mess lichtimpulsfolge und die Referenzlichtimpulsfolge zu einer Detektionslichtimpuls folge überlagert werden und die Detektionslichtimpulsfolge von einem gemeinsa men Lichtdetektor detektiert und einer Impulsmischung unter Anwendung einer Mischimpulsfolge unterworfen wird, deren Repetitionsfrequenz (f_LO,1) geringfügig von der Repetitionsfrequenz (f_Mess,1) der Mess- und Referenzlichtimpulsfolge ab weicht, so dass die Mess- und Referenzlichtimpulsfolge in einen Zwischenfrequenz bereich mit gedehnten Zeitmassstäben konvertiert und anschliessend als Zwischenfrequenzimpulsfolge einer gemeinsamen Signalauswertung zugeführt wer den.

6. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Messlich timpulsfolge einerseits und die Referenzlichtimpulsfolge andererseits durch ge trennte Lichtdetektoren detektiert und jeweils einer Impulsmischung unter Anwen dung einer Mischimpulsfolge unterworfen werden, deren Repetitionsfrequenz (f_LO,1) geringfügig von der Repetitionsfrequenz (f_Mess,1) der Mess- und Referenzlich timpulsfolge abweicht, so dass die Mess- und Referenzlichtimpulsfolge in einen Zwischenfrequenzbereich mit gedehnten Zeitmassstäben konvertiert und anschlie ßend als Zwischenfrequenzimpulsfolgen einer gemeinsamen Signalauswertung zu geführt werden.

7. Verfahren nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, dass zur Impulsmischung die Lichtdetektoren im Direktmischbetrieb arbeiten, wobei die Lichtdetektoren mit der Mischimpulsfolge so beaufschlagt werden, dass die Konver sionsfaktoren der Detektoren entsprechend der Mischimpulsfolge moduliert und hierdurch die detektierten Lichtimpulsfolgen im Lichtdetektor durch Impuls mischung mit der Mischimpulsfolge in einen Zwischenfrequenzbereich mit gedehn ten Zeitmassstäben konvertiert werden.

8. Verfahren nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, dass zur Impulsmischung die durch die Lichtdetektoren aus den detektierten Lichtimpuls folgen generierten Signalstromimpulsfolgen einem elektronischen Mischer oder Schaltern zugeführt werden, der entsprechend der Mischimpulsfolge aktiviert und deaktiviert wird, so dass die Signalstromimpulsfolgen durch Impulsmischung mit der Mischimpulsfolge in einen Zwischenfrequenzbereich mit gedehnten Zeitmaß stäben konvertiert werden.

9. Verfahren nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, dass zur Im pulsmischung die Mess- und Referenzlichtimpulsfolge den Lichtdetektoren einem vorgelagerten steuerbaren optischen Mischer oder Schalter zugeführt werden, der entsprechend der Mischimpulsfolge aktiviert und deaktiviert wird, so dass die Mess- und Referenzlichtimpulsfolge durch Impulsmischung mit der Mischimpuls folge in einen Zwischenfrequenzbereich mit gedehnten Zeitmassstäben konvertiert und anschliessend mit Lichtdetektoren detektiert werden.

10. Verfahren nach Anspruch 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, das Ava lanche-Fotodioden als Lichtdetektoren verwendet werden.

11. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, das zur direkten Impulsmischung die Mischimpulsfolge als Spannungsimpulsfolge der Sperrschicht spannnung der Avalanche-Fotodioden so überlagert wird, dass der Verstärkungs- bzw. Konversionsfaktor der Avalanche-Fotodioden mit der Mischimpulsfolge modu liert wird.

12. Verfahren nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Sperr spannung der Avalanche-Fotodioden so eingestellt wird, das durch die überlager ten Mischimpulse eine jeweils kurzzeitige starke periodische Erhöhung der APD- Verstärkung bzw. des Konversionsfaktors der jeweiligen APD eintritt.

13. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Differenz der Repetitionsfrequenzen (f_LO,1, f_Mess,1) der Messlichtimpulsfolge und der Mischimpulsfolge zu 0,5 bis 10 kHz, vorzugsweise zu 0,8 bis 2,0 kHz, insbeson dere zu 1 kHz gewählt wird.

14. Verfahren nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Repeti tionsfrequenz (f_Mess,1) der Messlichtimpulsfolge im Bereich von 10 bis 400 MHz, insbesondere im Bereich von 50 bis 300 MHz, vorzugsweise zu etwa 200 MHz gewählt wird.

15. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Tastver hältnisse der Referenz- bzw. Messlichtimpulsfolge und der Mischimpulsfolge gleich und im Bereich von 1% bis 10%, insbesondere von 3% bis 6%, vorzugs weise zu 5% gewählt sind.

16. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die aus der Signal-Direktmischung nach einer Tiefpassfilterung erhaltene Zwischen frequenzimpulsfolge analog/digital-gewandelt und zur Bestimmung der Mess distanz mittels eines Algorithmus' ausgewertet werden.

17. Verfahren nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass zur Verbes serung des Signal-Rausch-Verhältnisses bei der Signalauswertung eine Mehr zahl von ZF-Impulsfolgen überlagert wird, wobei der jeweilige Referenzimpuls als Triggersignal verwendet wird.

18. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zur Bestimmung der wahren Distanz bei Messdistanzen, die einen durch die Betriebsparameter vorgegebenen Eindeutigkeitsbereich einer bestimmten Periodenzahl (n₁) überschreiten, mindestens ein weiterer Messdurchlauf durch geführt wird, bei dem die Repetitionsfrequenzen der Messlichtimpulsfolge und der Misch-Impulsfolge um einen gleichen, geringen Frequenzbetrag so geändert werden, dass bei beiden Messungen innerhalb einer vorgegebenen maximalen Messdistanz (d_max) dieselbe absolute Periodenzahl vorliegt, deren absoluter Wert durch einen anschließenden Rundungsprozess bestimmt wird.

19. Verfahren nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass zur Er höhung der Genauigkeit und der Sicherheit bei der Periodenzahlbestimmung weitere Messabläufe bei weiteren Repetitionsfrequenzen mit sukzessiv erhöhtem Frequenzabstand durchgeführt und dabei zunächst bezüglich der weiteren Frequenzdifferenzwerte zur ursprünglichen, ersten Wahl der Repetitionsfrequen zen von Modulation- und LO-Impulsfolge relative Periodenzahlen bzw. Perioden zahldifferenzen (n₁ - n_x; x = 1, 2, 3, . . .) solange ermittelt werden, bis mittels eines Bewertungsalgorithmus die absolute Periodenzahl und damit die Distanz bestimmbar sind.

20. Verfahren nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, dass die Repe titionsfrequenzen so gewählt werden, das innerhalb einer vorgegebenen maxi malen Messdistanz keine Überlagerung der Referenzimpulse einer vorherigen Periode mit den Messimpulsen einer aktuellen Messsignalperiode eintritt.

21. Einrichtung zur elektrooptischen Distanzmessung, mit der ein von einem Lichtemitter (1; 1') erzeugter Laserstrahl auf ein entferntes Messobjekt zielbar ist und ein von letzterem reflektierter Messlichtstrahl, über eine Empfangsoptik (5) eingefangen, auf einen Lichtdetektor (6, 6') gelangt, dessen Empfangssignal voraufbereitet und nach A/D-Wandlung in einer Steuereinheit (18; 18') zur Bestimmung einer Messdistanz aus der Lichtlaufzeit zwischen Lichtemitter und Lichtdetektor verarbeitet wird, bei der eine Strahlteilereinrichtung (8; 8') vor handen ist zur Abzweigung eines Teils der emittierten, gepulsten Sendeimpuls folge als Referenzimpulsfolge (11; 11') über eine bekannte Referenzstrecke auf eine Lichtempfängereinheit (6; 141) und die eine Signalaufbereitungs- und Aus werteeinheit (15 bis 18; 15' bis 18'; 144, 142, 143) aufweist, welche die Laufzeit differenz zwischen den Referenzimpulsen und den zugeordneten Messimpulsen bestimmt und daraus die Messdistanz errechnet, gekennzeichnet durch
eine Modulationseinrichtung zur Impulsmodulation des vom Lichtemitter abgegebenen Laserstrahls derart, dass die Dauer eines einzelnen emittierten Impulses klein ist im Vergleich zu einer Modulationsperiode, so dass der Laserstrahl mit kleinem Tastverhältnis gepulst als Sendeimpulsfolge (9; 9') gegen das Messobjekt emittierbar ist,
eine Empfangseinrichtung (5, 6; 5', 6') für die vom Messobjekt reflektier te Messimpulsfolge (10; 10'),
eine Signalmischeinrichtung zur Umsetzung der über die Referenzstrec ke gelaufene Referenzimpulsfolge einerseits und der Messimpulsfolge anderer seits in einen gemeinsamen Zwischenfrequenzbereich, wobei das ZF-Signal nach einer A/D-Wandlung der Signalaufbereitungs- und Auswerteeinheit zugeführt wird.

22. Einrichtung nach Anspruch 21, gekennzeichnet durch einen gemein samen Lichtdetektor (6) als Lichtempfängereinheit, auf den sowohl die Referen zimpulsfolge (11) als auch die Messimpulsfolge (10) als überlagerte Detek tionsimpulsfolge (13) auftreffen, wobei das Lichtdetektorsignal in situ mit einer durch einen Lokaloszillator gelieferten Mischimpulsfolge (14) gemischt wird, deren Repetitionsfrequenz (f_LO) um einen im Vergleich zu dieser Repetitionsfre quenz kleinen Frequenzbetrag von derjenigen der Sendeimpulsfolge (f_Mess) ver schieden ist, so dass die Referenz- und die Messlichtimpulsfolge in einen ZF-Be reich mit gedehnten Zeimaßstäben umgesetzt werden.

23. Einrichtung nach Anspruch 21, gekennzeichnet durch einen Lichtdetek tor (6') als Lichtempfängereinheit, auf den die Messimpulsfolge (10') auftrifft, und einen Lichtdetektor (141) als Lichtempfängereinheit, auf den die Refe renzimpulsfolge (11') auftrifft, wobei beide Lichtdetektorsignale in situ mit einer durch einen Lokaloszillator gelieferten Mischimpulsfolge (14') gemischt werden, deren Repetitionsfrequenz (f_LO) um einen im Vergleich zu dieser Repetitions frequenz kleinen Frequenzbetrag von derjenigen der Sendeimpulsfolge (f_Mess) verschieden ist.

24. Einrichtung nach Anspruch 22 oder 23, dadurch gekennzeichnet, dass der Lichtdetektor (6; 6', 141) eine Avalanche-Fotodiode (APD) ist, deren Sperr- Vorspannung (U_Bias) durch die vom Lokaloszillator gelieferte Mischimpulsfolge (14; 14') überlagert wird und so gewählt ist, dass der Verstärkungsfaktor (M) der APD in den Austastlücken der Mischimpulsfolge wesentlich niedriger ist als während der Anwesenheit der Mischimpulse.

25. Einrichtung nach Anspruch 22 oder 23, dadurch gekennzeichnet, dass die Modulationsimpulsfolge, von einem Impulssignalgenerator geliefert, eine als Lichtemitter dienende, im sichtbaren Wellenlängenbereich strahlende Laser diode beaufschlagt, und dass sowohl der Impulssignalgenerator als auch der Mischimpuls-Lokaloszillator von einer Steuereinheit (18; 18') aus synchronisiert gesteuert sind.

26. Einrichtung nach Anspruch 22 oder 23, dadurch gekennzeichnet, dass das in dem APD-Lichtdetektor gebildete überlagerte Signalgemisch über ein Tief passfilter (15; 15', 144)) zur Abtrennung eines sowohl Messlichtimpulsanteile als auch Referenzlichtimpulsanteile enthaltenden Zwischenfrequenzsignals geführt wird.

27. Einrichtung nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, dass die Refe renzlichtimpulsfolge über einen Lichtdiffuser (12) gemeinsam mit der Mess lichtimpulsfolge auf den Lichtdetektor gelangt.

28. Einrichtung nach Anspruch 21 bis 24, dadurch gekennzeichnet, dass die vom Lokaloszillator gelieferte Mischimpulsfolge (72) durch eine Impuls formerschaltung in eine Spike-Impulsfolge mit sehr kurzer Einzelimpulsdauer bzw. sehr kleinem Tastverhältnis umgewandelt wird.

29. Einrichtung nach Anspruch 28, dadurch gekennzeichnet, dass die Impulsformerschaltung zur Generierung der Spike-Impulsfolge einen vom Lokaloszillator mit dessen LO-Impulsfolge (72) angesteuerten Schalter aufweist, dessen geschaltete Strecke parallel liegt zur APD (6) und über eine Induktivität (L) an eine Spannungsversorgung angeschlossen ist, wobei am Verbindungs punkt zwischen Schalter, Induktivität und APD eine kurze, durch einen Anpass widerstand (R_Match) angepasste, endseitig offene Resonanzleitung (73) ange schlossen ist.

30. Einrichtung nach Anspruch 28, dadurch gekennzeichnet, dass die Impulsformerschaltung durch ein vom Lokaloszillator mit dessen Impulsfolge (80) angesteuertes EXODER-Gatter gebildet ist, dass an einem Eingang (84) di rekt und an einem anderen Eingang (85) über ein Verzögerungsglied (83) mit der Mischimpulsfolge angesteuert ist, wobei die durch das Verzögerungsglied festge legte Verzögerungszeit (τ) das Tastverhältnis für die der APD-Sperrspannung zu überlagernde Mischimpulsfolge bestimmt.

31. Einrichtung nach einem der Ansprüche 22 bis 30, dadurch gekennzeich net, dass als Lichtempfängerelement eine kathodenseitig verbundene Serien schaltung zweier Lichtempfangs-Schottky-Dioden (MSM-Anordnung) vorgesehen ist, denen die Mischimpulsfolge kathodenseitig als Schaltimpulsfolge zuführbar ist.

32. Einrichtung nach Anspruch 31, dadurch gekennzeichnet, dass die Mischimpulsfolge durch eine Impulsformerschaltung in eine Spike-Impulsfolge mit sehr kleinem Tastverhältnis umgewandelt wird.

33. Einrichtung nach Anspruch 32, dadurch gekennzeichnet, dass die Impulsformerschaltung einen von dem Lokaloszillator angesteuerten Schalter aufweist, dessen Schaltstrecke über eine Induktivität (L) an eine erste Versor gungsspannung (U_Supply) angeschlossen ist, wobei am Verbindungspunkt zwi schen dem schaltbaren Ausgang des Schalters und der Induktivität die gemein same Kathode der MSM-Diodenanordnung (94), eine kurze, durch einen Anpass widerstand angepasste, endseitig offene Resonanzleitung (93) sowie über den Anpasswiderstand eine zweite zur ersten entgegengesetzte Versorgungsspan nung (-U_Supply) angeschlossen ist.

34. Einrichtung nach Anspruch 22 oder 23, dadurch gekennzeichnet, dass die Impulsmodulationseinrichtung für den vom Lichtemitter abgegebenen Laser strahl eine Impulsformerschaltung aufweist, durch die eine von einem Lokal oszillator erzeugte Impulsfolge in eine Spike-Impulsfolge mit hohen Amplituden und sehr kurzer Impulsdauer umwandelbar ist.

35. Einrichtung nach Anspruch 34, dadurch gekennzeichnet, dass die Impulsformerschaltung einen von der Modulationsimpulsfolge angesteuerten schnellen Schalter aufweist, dessen geschaltete Strecke in Reihe zu dem Licht emitter liegt und einen Entladekondensator (C_L) aufweist, der parallel zu dieser Reihenanordnung geschaltet ist.

36. Einrichtung nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, dass die zur Signalmischung der Detektionsimpulsfolge (13) im Lichtdetektor (6) erforderlich Misch-Impulsfolge diesem als Lichtimpulsfolge zuführbar ist.

37. Einrichtung nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, dass die zur Signalmischung der Referenzlichtimpulsfolge (11') bzw. der Messlichtimpulsfolge (10') in den Lichtdetektoren (6', 141) erforderliche Mischimpulsfolge den Detek toren als Lichtimpulsfolge zuführbar ist.

38. Einrichtung nach Anspruch 36 oder 37 dadurch gekennzeichnet, dass die vom Lokaloszillator abgeleitete Lichtimpulsfolge (132) einen optisch steuerbaren optischen. Schalter oder Verstärker steuert, der durch die Detektionslichtim pulsfolge (13) bzw. durch die Referenzlichtimpulsfolge (11') bzw. durch die Mess lichtimpulsfolge (10) beaufschlagt ist, die Impulsfolgen (13, 11' und 14') durch Mischung mit der Lichtimpulsfolge (132) in einen Zwischenfrequenzbereich mit gedehnten Zeitmaßstäben konvertiert und die Zwischenfrequenzimpulsfolgen anschließend mit Lichtdetektoren detektiert werden.

39. Einrichtung nach Anspruch 38, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltimpulsfolge über eine weitere Laserdiode (131) auf den Schalteingang des optischen Schalters (130) gelangt, wobei die weitere Laserdiode über eine Im pulsformerschaltung durch die vom Lokaloszillator gelieferte Misch-Impulsfolge erregbar ist.

40. Einrichtung nach Anspruch 22, oder 23 dadurch gekennzeichnet, dass die Mischimpulsfolge (14, 14', 74, 81) einen elektrisch steuerbaren optischen Schal ter oder Verstärker steuert, der durch die Detektionslichtimpulsfolge (13) bzw. durch die Referenzlichtimpulsfolge (11') bzw. durch die Messlichtimpulsfolge (10') beaufschlagt ist, die Impulsfolgen (13, 11' und 14') durch Mischung mit der Mischimpulsfolge (14, 14', 74, 81) in einen Zwischenfrequenzbereich mit gedehnten Zeitmaßstäben konvertiert und die Zwischenfrequenzimpulsfolgen anschließend mit Lichtdetektoren detektiert werden.