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Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur elektrooptischen Distanzmessung, bei dem ein Laser- strahl auf ein Messobjekt gerichtet und der von dort reflektierte Messlichtstrahl durch einen Lichtde- tektor erfasst und aus einer Lichtlaufzeitmessung die Distanzbestimmung erfolgt, wobei einerseits der Laserstrahl als intensitätsmodulierte Folge von Sendelichtimpulsen auf das Messobjekt gerich- tet und der von dort reflektierte bzw.
gestreute Anteil als Messlichtimpulsfolge durch den Lichtde- tektor erfasst und von diesem ein erster Fotostromanteil generiert wird, anderseits ein kleiner Anteil der intensitätsmodulierten Sendelichtimpulsfolge als Referenzlichtimpulsfolge abgezweigt und nach Durchlaufen einer bekannten Referenzstrecke ebenfalls durch einen Lichtdetektor erfasst und von diesem daraus ein zweiter Fotostromanteil erzeugt wird, und wobei aus der Laufzeitdifferenz der über die Referenzstrecke gelaufenen Referenzlichtimpulsfolge einerseits und der über die doppelte Messdistanz gelaufenen Messlichtimpulsfolge anderseits die Messdistanz do bestimmt wird.
Die Erfindung betrifft auch eine Einrichtung zur elektrooptischen Distanzmessung, mit der ein von einem Lichtemitter erzeugter gepulster Laserstrahl auf ein entferntes Messobjekt zielbar ist und ein von letzterem reflektierter Messlichtstrahl über eine Empfangsoptik eingefangen, auf einen Lichtdetektor gelangt, dessen Empfangssignal voraufbereitet und nach A/D-Wandlung in einer Steuereinheit zur Bestimmung einer Messdistanz aus der Lichtlaufzeit zwischen Lichtemitter und Lichtdetektor verarbeitet wird, bei der eine Strahlteilereinrichtung vorhanden ist zur Abzweigung eines Teils der emittierten, gepulsten Sendeimpulsfolge als Referenzimpulsfolge über eine bekann- te Referenzstrecke auf eine Lichtempfängereinheit und die eine Signalaufbereitungs- und Auswer- teeinheit aufweist,
welche die Laufzeitdifferenz zwischen den Referenzimpulsen und den zugeord- neten Messimpulsen bestimmt und daraus die Messdistanz errechnet.
Die Messung von Distanzen bis zu mehreren 100 m mit Genauigkeiten von wenigen Millime- tem ist für zahlreiche Anwendungen insbesondere in der Bauindustrie und im Anlagenbau von grosser Bedeutung. Die Dynamik derartiger Distanzmesssysteme sollte möglichst hoch sein, um sowohl extrem schwache als auch starke Signale verarbeiten zu können. Hierdurch wird der Ein- satz definierter Zielmarken überflüssig. Gerade die Möglichkeit der Distanzmessung an techni- schen Oberflächen, d. h. ohne den Einsatz von Zielmarken, führt in oben genannten Branchen zu reduzierten Fertigungszeiten und somit zu Kostenreduktionen bei gleichzeitiger Verringerung der Fertigungstoleranzen.
Aus der Literatur sind Einrichtungen und Verfahren zur elektrooptischen Messung grosser Dis- tanzen an technischen Oberflächen bekannt. In den meisten Fällen wird dabei ein gebündelter Messstrahl, vorzugsweise der sichtbare Strahl einer Laserdiode auf die Oberfläche eines Messob- jektes gerichtet. Die von dem auf dem Messobjekt positionierten Fleck des Messstrahls zurückge- streute oder reflektierte Strahlung wird von einem geeigneten Detektor, vorzugsweise einer Fotodi- ode detektiert. Da bei grossen Messdistanzen und bei technischen Messobjektoberflächen mit sehr schwachen Signalen zu rechnen ist, werden meist Avalanche-Fotodioden (APD) als Detektoren eingesetzt.
Im Vergleich zu anderen Fotodioden wird bei Avalanche-Fotodioden ein Verstärkungseffekt des durch die einfallende Lichtleistung generierten Fotostroms als Vorteil genutzt. Diese Verstär- kung resultiert aus einer Ladungsträgervervielfachung in der Lawinenzone der APD, in der eine hohe elektrische Feldstärke existiert. Durch diese Feldstärke werden die durch den Lichteinfall generierten Ladungsträger stark beschleunigt, so dass sie aufgrund ihres hohen Energiezustandes weitere Ladungsträger aus dem Halbleitermaterial der APD herauslösen. Diese zusätzlichen La- dungsträger führen zu der gewünschten Fotostromverstärkung. Zur Erzeugung der hohen elektri- schen Feldstärken in der Lawinenzone wird eine hohe Spannung in Sperrrichtung benötigt. Sie liegt je nach APD-Typ im Bereich von 40 V bis 500 V.
Typische Verstärkungsfaktoren der Foto- ströme liegen zwischen 10 und 200. Sie hängen stark vom Halbleitermaterial (z. B. Si, InGaAs), dem Aufbau der Fotodiode, der Sperrspannung und der Temperatur ab. Die Verstärkungsfaktoren von Avalanche-Fotodioden sind zudem starken Exemplarstreuungen unterworfen.
Zur Messung grosser Absolutdistanzen wird der Messstrahl der Laserdiode in der Regel in sei- ner Intensität moduliert, d. h. dem Strahl wird ein Messsignal überlagert. Dieses Messsignal ist in den meisten Fällen ein impulsförmiges, sinusförmiges oder quasistochastisches Signal. Aus dem vom Lichtsender emittierten Signal und dem vom Messobjekt zurückgestreuten bzw. reflektierten und vom Detektor empfangenen Signal wird die Signallaufzeit vom Sender über das Messobjekt zum Detektor je nach Verfahren direkt oder indirekt bestimmt. Bei der direkten Bestimmung werden
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Laufzeiten von Lichtimpulsen ausgewertet. Dieses Verfahren wird Lichtimpulslaufzeitverfahren genannt. Bei der indirekten Messung ergibt sich die Laufzeit aus einer Phasenverschiebung oder aus einer Korrelation bezüglich des emittierten und detektierten Signals.
Aus der bekannten Licht- geschwindigkeit lässt sich aus der Laufzeit die Distanz ermitteln. Diese Verfahren werden entspre- chend der Methode der Signalauswertung mit Phasenlaufzeit- oder Korrelationsverfahren bezeich- net. Verfahren dieser Art, bei denen das Messobjekt während der Messung ständig mit optischer Leistung beaufschlagt ist, werden Dauerstrich- oder CW-Verfahren genannt. Korrelationsverfahren, die mit Pseudorauschmodulation arbeiten, sowie das Phasenvergleichsverfahren gehören zur den Dauerstrichverfahren.
Ein Hauptproblem der hochgenauen Distanzmessung ist die Eliminierung von temperatur-, ex- emplar- und alterungsabhängigen parasitären Laufzeitänderungen im Lichtemitter und/oder im Lichtdetektor. Zur Reduzierung dieser Fehler wird die Messung mit einer genau bekannten Refe- renzdistanz kalibriert. Hierzu sind verschiedene Methoden bekannt.
Eine Möglichkeit ist der Einsatz einer mechanisch umschaltbaren Referenzstrecke (EP 0 701 702 B1, US 3 992 615). Dabei wird der modulierte Laserstrahl bei einer ersten Messung zunächst auf das Messobjekt und bei einer zweiten Referenzmessung beispielsweise über einen verkippbaren Spiegel oder einen verstellbaren Lichtleiter direkt auf den Fotoempfänger geleitet.
Durch Subtraktion der gemessenen Distanzen werden alle Temperatur- und Alterungseinflüsse der Bauteile sowie Exemplarstreuungen eliminiert. Ein wesentlicher Nachteil dieses Konzeptes ist jedoch der Einsatz beweglicher mechanischer Komponenten, wodurch die Zuverlässigkeit und die Lebensdauer des Gesamtsystems vermindert wird.
Bei anderen Messvorrichtungen dieser Art wird mit einem Referenzlichtdetektor und einem Hauptlichtdetektor gearbeitet (DE 196 43 287 A1, DE 43 28 553 A1, EP 0 610 918 B1, DE 41 09 844 C1). Dabei wird ein Teil des modulierten Laserlichts auf das Messobjekt und von dort auf den Hauptlichtdetektor und ein anderer kleiner Teil direkt auf den Referenzlichtdetektor geführt. Da der Referenzlichtdetektor ständig beleuchtet ist, wird kein beweglicher mechanischer Umschalter benötigt. Bei diesem Konzept werden zwar parasitäre temperatur-, alterungs- und exemplarabhängige Laufzeitfehler des Lichtemitter vollständig eliminiert, nicht jedoch Laufzeitfehler der Empfangskomponenten, welche für den Mess- und Referenzzweig im Allgemeinen verschie- den sind.
Zur Reduzierung von Laufzeitfehlern, die durch die Empfangselemente hervorgerufen werden, kommen in der Regel gepaarte Fotodioden und/oder Korrekturtabellen zum Einsatz.
Der Einsatz von zwei Lichtemittern und zwei Lichtdetektoren ist eine weitere Methode zur Eli- minierung von Laufzeitfehlern (US 4 403 857, DE 100 06 493). Hierbei wird ein Teil der modulier- ten Leistung eines Hauptlichtemitters auf das Messobjekt gerichtet, von wo aus es in Form von Streulicht auf einen Hauptlichtdetektor gelangt. Ein weiterer Teil dieser Leistung wird direkt auf einen Referenzlichtdetektor geführt. Ausserdem wird ein Teil der modulierten Leistung eines Refe- renzlichtemitters direkt auf den Hauptlichtdetektor und ein anderer Teil direkt auf den Referenz- lichtdetektor geleitet. Dieses Konzept erfordert keinen mechanischen Umschalter. Zudem werden sämtliche Laufzeitfehler sowohl in der Sende- als auch in der Empfangseinheit eliminiert.
Die Verwendung von zwei Lichtdetektoren und/oder zwei Lichtemittem ist aber mit einem erhöhten Kosten- und Systemaufwand verbunden.
Bei einigen Distanzmessgeräten, wie sie beispielsweise in der Geodäsie eingesetzt werden, sind nur Messungen relativ grosser Distanzen (z. B. > 10 m) von Interesse. Hier kann über Zeitfens- ter zwischen Mess- und Referenzsignal unterschieden werden (DE 32 16 313 C2, DE 33 22 145 A1, EP 0 427 969 A2). Bei einer Referenzstrecke von beispielsweise 5 cm wird das Referenzsignal bereits 0,17 ns nach dessen Aussendung detektiert. Bei einer Messdistanz von 10 m liegt das Messsignal hingegen erst 67 ns nach der Signalaussendung am Detektor an. Die beiden Signale können aufgrund ihrer unterschiedlichen Ankunftszeiten separiert werden. Diese Art von Kalibrierung wird in der Regel in Verbindung mit Lichtimpulslaufzeitverfahren angewandt.
Bei kleinen Messdistanzen ist sie aber sehr problematisch, da sich die Ankunftszeiten nur um wenige 100 ps unterscheiden. Die Elektronik zur Signalverarbeitung muss diese kurzen Zeitunter- schiede auf direktem Wege auflösen können.
Bei indirekten Phasenlaufzeitverfahren wird mit sinusförmig intensitätsmodulierter Laserstrah- lung gearbeitet. Die Distanz ergibt sich dabei durch Messung der Phasendifferenz bezüglich der emittierten und der detektierten sinusförmigen Signale. Zur Kalibrierung werden entweder eine
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Referenzstrecke, ein Lichtemitter und zwei Lichtdetektoren (EP 0 701 702 B1, US 3 992 615) oder zwei Referenzstrecken, zwei Lichtemitter und zwei Lichtdetektoren (US 44 03 857, DE 100 06 493) verwendet. Zur Realisierung einer hohe Messgenauigkeit wird mit einer hohen Modulationsfre- quenz (100 MHz bis 1 GHz) gearbeitet. Aufgrund der hohen Modulationsfrequenz (z. B. 1 GHz) können nur sehr kleine Distanzen (z. B. 15 cm) eindeutig gemessen werden.
Zur eindeutigen Dis- tanzbestimmung muss beispielsweise gemäss DE 100 06 493 die Messung bei mindestens zwei Modulationsfrequenzen erfolgen. Die hochfrequenten Empfangssignale werden in der Regel durch nichtlineare Signalmischvorgänge in niedrigere Frequenzbereiche (1 kHz bis 100 kHz) konvertiert, um eine handhabbare, kostengünstige und störungsarme Signalauswertung zu gewährleisten.
Eine vorgeschlagene Methode der Signalkonversion ist die Direktmischung mittels Avelanche- Fotodioden (DE 196 43 287 A1, DE 100 37 209. 0). Hierbei wird der hohen APD-Sperrspannung das sinusförmige Signal eines Lokaloszillators mit der Frequenz fLO und einer Amplitude von grösser als 1 V überlagert, so dass mit der Sperrspannung auch der Verstärkungsfaktor M der Fotodiode, d. h. ihre innere Stromquelle, moduliert wird. Für den APD-Ausgangsstrom gilt in erster Näherung iAPD(t)=M(t). iFoto,O(t), wobei M (t) von der Zeit t abhängige modulierte APD- Verstärkung und iFoto,O(t) den inneren, durch den Lichteinfall generierten Fotostrom beschreiben.
Durch den nichtlinearen Zusammenhang zwischen APD-Verstärkung und dem inneren Fotostrom entsteht ein Zwischenfrequenzsignal, das mit der Frequenzdifferenz zwischen der Frequenz des Lokaloszillators fLO und der Frequenz der modulierten detektierten Lichtleistung fMess oszilliert.
Die Frequenzkonversion findet demnach in der inneren Stromquelle der APD statt. Durch Tiefpass- filterung werden höherfrequente Anteile eliminiert. Das Ausgangssignal der APD, d. h. das Zwi- schenfrequenzsignal, ist vergleichsweise niederfrequent und lässt sich somit bequem weiterverar- beiten. Da der Mischprozess sich innerhalb des Chips der APD abspielt, sind die Strukturgrössen der Anordnung typischerweise um drei bis vier Grössenordnungen kleiner als die verwendete Modu- lationswellenlänge. Hierdurch werden Einstreuungen extemer elektromagnetischer Störfelder und elektrisches Übersprechen weitgehend vemachlässigbar. Auch die Rauscheigenschaften werden verbessert, da eine verringerte eingestreute Störleistung zu reduziertem Rauschen führt.
Zudem ist das aus der Direktmischung hervorgehende Zwischenfrequenzsignal im Vergleich zur Modulations- frequenz der detektierten Lichtleistung niederfrequent (1 kHz bis 100 kHz), so dass hier keine Störeinstreuungen zu erwarten sind. Auch parasitäre Eigenschaften von elektronischen Bauele- menten sind vernachlässigbar. Da das Ausgangssignal der APD im Zwischenfrequenzbereich liegt, werden im Empfangsteil ausser dem Lokaloszillator keine weiteren Hochfrequenzbauteile benötigt.
Die Kosten und der Stromverbrauch der Anordnung werden somit drastisch reduziert. Aufgrund der schwachen Messsignale darf das System nur sehr geringes störendes elektronisches Rauschen und nur sehr schwaches elektrisches Übersprechem (z. B. < 110 dB) vom Laserdiodensender zum Fotodiodenempfänger aufweisen, so dass das Verfahren der Direktmischung mittels Avalanche- Fotodioden aus oben beschriebenen Gründen grosse Vorteile bietet.
Da das Lokaloszillatorsignal und das Messsignal verschiedenen Frequenzen besitzen, wird bei der beschriebenen Direktmischung von einem heterodynen Verfahren gesprochen. Das Zwischen- frequenzsignal ist hier also ein Wechselsignal. Bei den homodynen Verfahren besitzen Lokaloszil- latorsignal und Messsignal dieselbe Frequenz. Somit ist in diesem Fall das Zwischenfrequenzsig- nal ein Gleichsignal. Zur hochgenauen Distanzmessung werden hauptsächlich heterodyne Verfah- ren angewandt, da Zwischenfrequenzsignale in Form von Wechselsignalen wesentlich vorteilhafter verstärkt und weiterverarbeitet werden können als Gleichsignale. Letztere sind mit einem DC- Offset beaufschlagt, der wesentlich grösser sein kann als das eigentliche Messsignal und zudem nicht konstant ist. Offset- bzw. Arbeitspunktschwankungen sowie Funkelrauschen von Verstärkern spielen hier ebenfalls eine grosse Rolle.
Das Funkelrauschen oder 1/f-Rauschen steigt mit fallender Frequenz an und ist in der Regel bei niedrigen Frequenzen dominierend. Oberhalb von Frequen- zen von 1 kHz ist es jedoch meist vernachlässigbar. Zur dreidimensionalen Vermessung von Objekten ist ein homodynes Verfahren in DE 44 39 298 A1 beschrieben. Die homodyne Signalmi- schung erfolgt hier mit einem zweidimensionalen Intensitätsmodulator. Bei dieser Messung sind nur Relativdistanzen vom Interesse. Mehrdeutigkeiten treten daher nicht auf.
Bei dem indirekten Korrelationsverfahren wird der Lichtemitter mit einem Pseudorauschsignal (DE 42 17 423 A1 ) oder einer zeitlich nicht äquidistanten Impulsfolge (EP 0 786 097 B1) intensi- tätsmoduliert. Das emittierte und das detektierte Signal sind aufgrund der Messdistanz zeitlich
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verschoben. Durch Korrelation beider Signale ergibt sich diejenige Zeitverschiebung, die zu einer maximalen Ähnlichkeit führt. Sie entspricht der Signallaufzeit. Zeitlich äquidistante bzw. periodische Impulse können aufgrund von Mehrdeutigkeiten nicht verwendet werden. Im Vergleich zur erforder- lichen zeitlichen Auflösung (z. B. 10 ps für 1,5 mm Distanzauflösung) sind die Zeiten der Messsig- naländerungen relativ gross (z. B. 10 ns). Die geforderte höhere Genauigkeit ergibt sich durch den Prozess der Signalkorrelation.
Durch Bildung des Korrelationsintegrals wird die Messbandbreite eingeschränkt.
Bei den bekannten direkten Lichtimpulslaufzeitverfahren wird der Messstrahl des Lichtemitters impulsförmig in seiner Intensität moduliert. Der vom Messobjekt zurückgestreute oder reflektierte Lichtimpuls mit einer Breite von beispielsweise 1 ns wird vom Lichtdetektor detektiert. Die Zeit zwischen dem Eintreffen des Referenzimpulses, der eine kurze optische oder elektrische Refe- renzstrecke durchläuft, und dem Eintreffen des Messimpulses wird beispielsweise mit einem Zähler ermittelt. Anschliessend wird ein nächster Lichtimpuls erzeugt, und der beschriebene Vorgang wird wiederholt. Meist wird über zahlreiche derartiger Ereignisse gemittelt. Bei einer Entfernung von beispielsweise 200 m muss aus Gründen der Eindeutigkeit die Repetitionsfrequenz der Lichtimpulse kleiner sein als 750 kHz.
Wie bei den Korrelationsverfahren erfordert auch dieses Messverfah- ren nicht direkt die hohe zeitliche Auflösung von zum Beispiel 10 ps, die für eine Einzelmessung mit einer Genauigkeit von zum Beispiel 1,5 mm erforderlich wäre. Durch den vorhandenen statisti- schen Jitter der Laserimpulse und der Aktivierungszeitpunkte des Zählers wird die grobe Zeitauflö- sung einer Einzelmessung durch Mittelung zahlreicher Ereignisse sukzessive verbessert.
Bei dem in DE 33 22 145 beschriebenen Impulsverfahren werden die Impulslaufzeiten zu- nächst mit einem Zähler grob gemessen, da der Zähler bei einer Taktfrequenz von beispielsweise 1 GHz nur eine Zeitauflösung von 1 ns besitzt. Dies entspricht einer Distanzauflösung von 15 cm.
Zur Messung der Restzeit wird bei jedem Zählimpuls eine lineare Spannungsrampe neu gestartet, die beim Eintreffen des Messimpulses gestoppt wird. Die Höhe der Spannungsrampe ist ein Mass für die Restzeit.
Die EP 076 232 A2 offenbart ein direktes Impulslaufzeitverfahren mit Zählen von Taktimpulsen zwischen zwei Torsignalen zur Entfernungsbestimmung, wobei die Oszillationsfrequenz so gewählt ist, dass ein Zählimpuls 1 m Messdistanz entspricht. Die DE 197 04 340 A1 beschreibt ebenfalls ein direktes Impulslaufzeit-Messverfahren, wobei allerdings hierin das Hauptaugenmerk auf eine kleine kompakte Baueinheit gerichtet ist.
In der DE 35 40 157 A1 ist ein Entfernungsmesssystem geoffenbart, bei dem zwei Anteile des Messsignals über unterschiedliche Referenzstrecken geschickt werden. Die Laufzeitdifferenz über diese Referenzstrecken dient als Eichmass für eine Zielentfernung, wobei die tatsächliche Zielent- fernung aus dem Verhältnis der beiden Zeitintervalle gebildet wird. Die US 3 652 161 A beschreibt wiederum ein optisches Messverfahren, bei dem eine Eindeutigkeitsbestimmung durch Korrelation einer Grob- mit einer Feinmessung erfolgt.
Bei dem in DE 36 20 226 A1 dargestellten Verfahren werden Impulssignale mit einer Repetiti- onsfrequenz von 10 kHz bis 150 kHz, die zu einer eindeutigen Messung führt, nach der Detektion und Verstärkung mit einem schnellen Analog-Digital-Wandler abgetastet und anschliessend mit einem Paralleladdierer fortlaufend und zeitrichtig addiert. Durch die fortlaufende Addition wird das Signal-Rausch-Verhältnis und durch den Impulsjitter die Zeitauflösung sukzessive verbessert.
In EP 0 427 969 A2 wird eine Ausgestaltung des Verfahrens nach DE 36 20 226 A1 beschrie- ben. Hierbei wird bei starken Signalen, die meist bei kurzen Distanzen auftreten, durch Aktivierung eines Differenzierglieds ein Überlauf des Analog/Digital-Wandlers verhindert und somit die Mess- genauigkeit erhöht. Das Messsystem wird also zu kurzen Distanzen hin erweitert.
Die Patentschrift DE 32 16 313 C2 befasst sich mit der Leistungsregelung von Lichtimpulsen, wobei motorisch ein optisches Abschwächungsfilter in einen Strahlengang bewegt wird. Als Bei- spiel wird das bekannte und oben beschriebene Lichtimpulslaufzeitverfahren behandelt.
Bei EP 0 610 918 B1 wird zur Distanzmessung eine kurze Impulsfolge verwendet, die nach De- tektion einen auf die Impulsfolgefrequenz abgestimmten elektronischen Resonator anregt. Das überhöhte Signal des Resonators initiiert einen Laser, eine neue Impulsfolge auszusenden. Dieser Vorgang wird ständig wiederholt, so dass Impulsumläufe mit einer bestimmten Umlauffrequenz entstehen. Aus dieser Umlauffrequenz resultiert die Messdistanz.
Auch in DE 41 09 844 C1 wird das bekannte und oben beschriebene Lichtimpulslaufzeitverfah-
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ren behandelt. Erfindungsgemäss wird hier ein Lichtleitfaserring verwendet, in dem ein Referenz- lichtimpuls umläuft. Bei jedem Umlauf wird ein kleiner Impulsanteil ausgekoppelt und einem Detek- tor zugeführt, der das Taktsignal eines Zählers erzeugt. Mit diesem Zähler wird die Laufzeit des Messlichtimpulses ermittelt. Diese Patentschrift befasst sich also lediglich mit der Referenztakter- zeugung.
In DE 44 39 298 A1 wird ein Verfahren zur dreidimensionalen Vermessung von Objekten be- schrieben, das auf dem bereits erwähnten Phasenvergleichsverfahren mit homodyner Signalmi- schung beruht. Neben dem Phasenvergleichsverfahren wird hier zusätzlich das Impulslaufzeitver- fahren behandelt, wobei das Messobjekt mit einem Lichtimpuls beleuchtet wird. Die von jedem Punkt des Messobjekts zurückgestreuten Lichtimpulsanteile werden mit einer Empfangsoptik auf ein zweidimensionales Detektorarray (z. B. CCD-Array) abgebildet. Jeder Detektorzelle kann somit ein bestimmter Messobjektpunkt zugeordnet werden. Vor dem Detektorarray befindet sich ein zweidimensionaler optischer Mischer, der auch als räumlicher Lichtmodulator bezeichnet wird.
Dieser Lichtmodulator, beispielsweise eine Pockelszelle, besitzt hier die Funktion eines optischen Schalters. Dieser Schalter wird nur eine kurze Zeit optisch transparent und lässt somit nur diejeni- gen Lichtimpulsanteile durch, deren Laufzeiten mit dem Zeitfenster des Schalters korrelieren. Die transmittierten Lichtimpulse werden von bestimmten Zellen des Detektorarrays, die entsprechen- den Objektpunkten zugeordnet sind, integriert. Das Zeitfenster des Schalters wird nun sukzessive verschoben, so dass entsprechend dieser Verschiebung Lichtimpulsanteile anderer Objektpunkte integriert werden. Das Messobjekt kann also mit dem verschobenen Zeitfenster scheibenweise abgetastet werden. Die Verschiebung des Zeitfensters entspricht einer zweidimensionalen Korrela- tion bzw. Faltung des Empfangssignals mit dem Zeitfenster.
Die Repetionsfrequenzen der Mess- impulse und der Impulse, die das Zeitfenster erzeugen, sind identisch. Es handelt sich hier also um einen homodynen Signalmischprozess. Die veröffentlichten Patentanmeldungen DE 197 04 496 A1 und DE 198 21 974 A1 beschreiben vorteilhafte Ausgestaltungen des Messverfahrens nach DE 44 39 298 A1, wobei bestimmte Komponenten zur zweidimensionalen homodynen Signalmi- schung vorgestellt werden.
In der Veröffentlichung von K. Seta und T. Ohishi, "Distance Measurement Using a Pulse Train Emitted from a Laser Diode", Japanese J. of Appl. Physics, vol. 26, no. 10, pp. L1690-L1692, Oct.
1987 wird ein Distanzmessverfahren beschrieben, bei dem der Messstrahl einer Laserdiode mit einer Folge sehr kurzer Lichtimpulse mit einem geringen Tastverhältnis moduliert wird. Die Impuls- folge besteht aus einer Grundfrequenz von 272 MHz sowie aus zahlreichen Oberwellen. Die vom Messobjekt zurückgestreute Impulsfolge wird mit einer Avalanche-Fotodiode detektiert. Durch heterodyne Direktmischung mit einem sinusförmigen Lokaloszillatorsignal wird lediglich die erste Harmonische der detektierten Impulsfolge mit einer Frequenz von 544 MHz in einen Zwischenfre- quenzbereich um 20 kHz konvertiert. Das Lokaloszillatorsignal besitzt also eine Frequenz von 544,02 MHz. Die Distanzmessung erfolgt mit der ersten Harmonischen auf Basis des Phasenver- gleichsverfahrens.
Der Vorteil bei der Verwendung der ersten Harmonischen als Messfrequenz ist das eliminierte Übersprechen bei der Grundfrequenz 272 MHz sowie die erhöhte Messfrequenz, die sich durch die Eigenschaften der Laserdiode im sogenannten Spiking-Betrieb automatisch ergibt.
Der Vorteil beim Phasenlaufzeitverfahren mit sinusförmig intensitätsmoduliertem Lichtstrahl liegt darin, dass durch Anwendung der Signalmischung die Messsignale niederfrequent sind und somit sehr kostengünstig, bequem, störungs- und rauscharm verarbeitet werden können. Es wer- den somit hohe Genauigkeiten erzielt. Zudem kann sehr vorteilhaft die Methode der Direktmi- schung angewandt werden. Es lassen sich überdies kostengünstige Komponenten aus der Tele- kommunikationstechnik nutzen, da hier dieselben Verfahren zur Signalerzeugung und ähnliche Frequenzbereiche verwendet werden. Nachteilig ist jedoch, dass bei diesem Dauerstrichverfahren aufgrund der Augensicherheit nur mit niedrigen Amplituden der modulierten Lichtintensität bzw.
Lichtleistung gearbeitet werden kann. Die modulierte Leistung des Laserlichtes ist hinsichtlich Amplitude auf maximal 1 mW begrenzt. Die Messgenauigkeit hängt im Wesentlichen von der Messzeit TMess, der Amplitude der modulierten Lichtintensität und der Messfrequenz ab. Für die Standardabweichung der Distanz gilt
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wobei ein Direktmischbetrieb mit idealem Mischwirkungsgrad angenommen wird. Die Standardab- weichung ist demnach umgekehrt proportional zur Messfrequenz fMess. zur Amplitude der Laserleis- tung und zur Wurzel der Messzeit TMess. Bei voller Durchmodulation entspricht diese Amplitude dem Wert der mittleren Strahlleistung PLASER,CW, die wegen der Augensicherheit nicht grösser sein darf als 1 mW.
Bei dem Lichtimpulslaufzeitverfahren ist der Hauptvorteil die Möglichkeit, augensicher mit in- tensiven Lichtimpulsen zu arbeiten. Bei kurzen Lichtimpulsen ( < 18 s) ist für die Augensicherheit nur die mittlere Lichtleistung PLASER,CW, die 1 mW nicht überschreiten darf, massgeblich. Bei einer für einen augensicheren Betrieb maximal mögliche Impulslichtleistung PLASER,IM
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gilt für den Distanzmessfehler bzw. für die Standardabweichung der Distanz
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Dabei bezeichnen tRise die Anstiegszeit der detektierten Impulse, fGR = 1/(ntRise) die 3-dB- Grenzfrequenz des Systems und nDuty das Tastverhältnis der Impulsfolge. Die Distanzmessge- nauigkeit ist hier proportional zur Wurzel des Tastverhältnisses der Impulsfolge und umgekehrt proportional zur Systemgrenzfrequenz. Wie anhand von Gl.
(2b) zu sehen ist, resultiert der Vorteil aus dem Sachverhalt, dass eine Erhöhung der Lichtimpulsleistung um den Faktor 1/r)Duty wirksa- mer ist als eine Reduzierung der effektiven Messzeit TEff = TMess. Duty um den Faktor r)Duty.
Hierdurch wird das Signal-Rausch-Verhältnis verbessert. Im Vergleich zum Dauerstrichverfahren reduziert sich der Messfehler beim Lichtimpulslaufzeitverfahren um den Faktor
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Bei einer Impulslänge von beispielsweise 2tRise = 1 ns und einer Repetitionsfrequenz von bei- spielsweise 750 kHz ergibt sich ein Tastverhältnis von nDuty = 1/1333 und eine Systemgrenzfre- quenz von fGr = 637 MHz. Für den Fall, dass die Grenzfrequenz fGr bei der Impulslaufzeitmessung und die Messfrequenz bei der Phasenlaufzeitmessung fMess identisch sind, reduziert sich idealer- weise der Messfehler um den Faktor r = 1/55. Der wesentliche Nachteil des Lichtimpulslaufzeitver- fahrens ist jedoch der notwendige Einsatz von Gigahertz-Zählern oder schnellen Abtastschaltun- gen (z.
B. > 100 Megasamples/sec), die damit verbundenen hohen Kosten und die schlechte Ver- fügbarkeit dieser speziellen Komponenten. Zudem müssen aufgrund des Tastverhältnisses, das aus Gründen der Eindeutigkeit sehr klein ist, sehr hohe optische Impulsleistung (z. B. mehrere Watt) erzielt werden. Dies ist nur mit speziellen Infrarot-Laserdioden möglich, die teuer und
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schlecht verfügbar sind sowie unsichtbare Lichtstrahlen emittieren. Eine Signal mischung in einen niedrigeren Repetitionsfrequenzbereich wäre erwägenswert, würde aber aufgrund der niedrigen Repetitionsfrequenz keine wesentlichen Vorteile bringen.
Bei Korrelationsverfahren, die mit kurzen nicht periodischen Lichtimpulsen betrieben werden, können hinsichtlich Augensicherheit wesentlich grössere optische Signalleistungen gewählt werden als beim Phasenlaufzeitverfahren. Hierdurch wird bei gleichem Signal-Rausch-Abstand die Ge- samtmesszeit reduziert, obwohl die effektive Messzeit aufgrund des Impulsbetriebs abnimmt. Beim Lichtimpulskorrelationsverfahren gilt für die Distanzmessgenauigkeit
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Die Lasersignallichtleistung PLASER,CW. TMess/TEff bestimmt also umgekehrt proportional und die effektive Messzeit TEff mit der reziproken Wurzel die Distanzmessgenauigkeit. Die maxi- mal zulässige Lasersignallichtleistung hängt wiederum umgekehrt proportional mit der effektiven Messzeit zusammen. Die effektive Messzeit ist die Gesamtdauer der in der Gesamtmesszeit TMess detektierten Messimpulse.
Das Signal-Rausch-Verhältnis des Lichtimpulskorrelationsver- fahren liegt zwischen dem Signal-Rausch-Verhältnis des Phasenlaufzeitverfahrens und dem Sig- nal-Rausch-Verhältnis des Lichtimpulslaufzeitverfahrens. Korrelationsverfahren, die mit Pseudo- rauschmodulation arbeiten, besitzen als Dauerstrichverfahren den Vorteil eines verbesserten Signal-Rausch-Verhältnisses jedoch nicht. Wie bei den Lichtimpulslaufzeitverfahren ist der Nachteil der Korrelationsverfahren der notwendige Einsatz relativ schneller Abtastschaltungen (z. B. > 100 Megasamples/sec), die damit verbundenen hohen Kosten und der erhebliche Rechenaufwand für die Signalerzeugung und Signalverarbeitung. Eine Signalmischung in einen niedrigeren Frequenz- bereich wurde bisher nicht durchgeführt und würde auch keine Vorteile bringen, da es sich hier um nichtperiodische Signale handelt.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Einrichtung zur elektroopti- schen Messung von vergleichsweise grossen Distanzen zu und von auch schwach zurückstreuen- den Objekten ohne den Einsatz kooperierender Zielmarken zu schaffen, die bei hoher Zuverlässig- keit und guter Messgenauigkeit einerseits preiswert realisierbar sind und andererseits eine ausrei- chend hohe Sicherheit gegen Schädigungen des menschlichen Auges durch einen elektroopti- schen Strahl, insbesondere Laserstrahl gewährleisten.
Die Lösung besteht bei einem Verfahren zur elektrooptischen Distanzmessung der eingangs genannten Art erfindungsgemäss darin, dass - einerseits die vom Messobjekt reflektierte bzw. gestreute Messlichtimpulsfolge mit der Repetiti- onsfrequenz fMess,1 durch Impulsmischung mit einer Mischimpulsfolge mit einer geringfügig anderen Repetitionsfrequenz fLO, ein erster Impulsfolgenartiger Messsignalstromanteil mit niedri-
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massstab generiert wird, - andererseits die von der Primärlichtimpulsfolge abgezweigte Referenzlichtimpulsfolge mit der Repetitionsfrequenz fMess,1 durch Impulsmischung mit einer Mischimpulsfolge mit der geringfügig anderen Repetitionsfrequenz fL0,1 ein zweiter impulsfolgenartiger Referenzsignalstromanteil mit
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Zeitmassstab generiert wird, - zur eindeutigen Bestimmung der Messdistanz mindestens zwei Zeitdifferenzen (tZF,1, tZF,2)
zwischen den Messsignalstromimpulsen mit niedriger Repetitionsfrequenz und den Referenzsig- nalstromimpulsen mit niedriger Repetitionsfrequenz bei mindestens zwei zeitsequentiellen Teil- messungen mit jeweils verschiedenen Repetitionsfrequenzen (fMess,1, fMess, 2) der Messlichtim- pulsfolge gemessen werden und dass aus diesen Zeitdifferenzen (tZF,1,tZF,2) die Lichtlaufzeitdif ferenz 10 der über die Referenzstrecke gelaufenen Referenzlichtimpulsfolge einerseits und der über die doppelte Messdistanz gelaufenen Messlichtimpulsfolge andererseits ermittelt und aus dieser Lichtlaufzeitdifferenz tO die Messdistanz dO bestimmt wird.
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Aus Gründen der zuverlässigen elektronischen Verarbeitung, aber auch aus Kostengründen ist es vorteilhaft nur einen Lichtdetektor einzusetzen, der als Detektionslichtimpulsfolge die der Mess- lichtimpulsfolge überlagerte Referenzlichtimpulsfolge erfasst, jedoch ist auch die Verwendung von getrennten Lichtdetektoren für die Referenzlichtimpulsfolge einerseits und die Messlichtimpulsfolge andererseits möglich, worauf in Einzelheiten noch eingegangen wird.
Die Erfindung geht von dem Gedanken aus, die oben beschriebenen Vorteile des Phasenlauf- zeitverfahrens, insbesondere niedrige Kosten, niedrige Zwischenfrequenz, Direktmischung, gerin- ges Rauschen und geringes Übersprechen mit den Vorteilen des Impulslaufzeitverfahrens zu verbinden, wobei bei letzterem vor allem vergleichsweise hohe Spitzenlichtleistungen und ein gutes Signal-Rausch-Verhältnis im Vordergrund des Interesses stehen. Die Erfindung eignet sich besonders gut für augensichere Laserentfernungsmesssysteme zur Distanzmessung von oder zur Vermessung bzw. Abstandsmessung von vergleichsweise weit entfernten und/oder schwach zurückstreuenden Objekten, und zwar ohne Einsatz kooperierender Zielmarken.
Die vom Lichtdetektor erfasste Detektionslichtimpulsfolge bzw. bei getrennten Lichtdetektoren, die Referenzlichtimpulsfolge einerseits und die Messlichtimpulsfolge andererseits werden vor- zugsweise im jeweiligen Lichtdetektor unmittelbar einer Direktmischung mit anschliessender Tief- passfilterung unterworfen, wobei die Direktmischung unter Steuerung durch eine am Messort lokal, d. h. durch einen Lokaloszillator erzeugte Mischimpulsfolge, im Folgenden auch als LO-Impulsfolge bezeichnet, erfolgt, deren Tastverhältnis gleich oder annähernd gleich dem Tastverhältnis der Messlichtimpulsfolge und deren Repetitionsfrequenzen geringfügig verschieden gewählt sind.
Besonders vorteilhaft ist es, wenn die Direktmischung in einer oder den als Lichtdetektore (n) eingesetzten Avalanche-Fotodiode(n) erfolgt, deren Verstärkungsfaktor durch Überlagerung der Fotodioden-Sperrspannung mit der LO-Impulsfolge moduliert wird.
Die Repetitionsfrequenz fMess der Messimpulsfolge kann im Bereich von 10 bis 400 MHz, ins- besondere im Bereich von 50 bis 300 MHz liegen und ist vorzugsweise zu etwa 200 MHz gewählt.
Grundsätzlich gilt: Je höher die Repetitionsfrequenz ist, desto höher ist die Genauigkeit. Die Repe- titionsfrequenz ist jedoch so zu wählen, dass ein Kompromiss zwischen Kosten und Nutzen gege- ben ist. Dieser Kompromiss wird sich jedoch im Laufe der technischen Entwicklung in Richtung zu höheren Repetitionsfrequenzen verschieben. Der angegebene Vorzugswert für die Repetitionsfre- quenz von 200 MHz entspricht also dem derzeitigen Stand der Technik und ist insoweit nur als bevorzugtes, allerdings mit vorteilhaftem Ergebnis erprobtes Ausführungsbeispiel für die Erfindung zu verstehen.
Für die Differenz der Repetitionsfrequenzen der Messlichtimpulsfolge einerseits und der LO- Impulsfolge andererseits gelten derzeit Werte von 0,5 bis 10 kHz, vorzugsweise von 0,8 bis 2,0 kHz, insbesondere von 1 kHz.
Wie weiter unten näher erläutert, wird die Leistungsfähigkeit verbessert, wenn kleine Tastver- hältnisse für die Messlicht- und die LO-Impulsfolge angewendet werden, die vorzugsweise im Bereich von 1% bis 10% bzw. von 3% bis 6% und insbesondere zu 5% und jeweils gleich gewählt werden. Auch hier gilt prinzipiell: Je kleiner das Tastverhältnis ist, desto höher ist die Genauigkeit.
Das Tastverhältnis ist so zu wählen, dass ein Kompromiss zwischen Kosten und Nutzen erzielt wird. Auch dieser Kompromiss dürfte sich in Zukunft in Richtung zu kleineren Tastverhältnissen verschieben. Der angegebene Vorzugswert von einem Tastverhältnis von ca. 5% entspricht dem derzeitigen Stand der Technik und wurde in einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung als zufriedenstellend ausgewählt.
Vorteilhafte weitere Ausgestaltungsmöglichkeiten des erfindungsgemässen Distanzmessverfah- rens sind im Einzelnen in den abhängigen Verfahrensansprüchen 2 bis 19 definiert und werden nachfolgend noch in Einzelheiten erläutert.
Die Distanzmessung mit nicht den Eindeutigkeitsbedingungen genügenden hochrepetitionsfre- quenten Laserlichtimpulsfolgen, deren Repetitionsfrequenz bei mindestens zwei sequentiellen Messungen verändert wird und die einer preisgünstigen handelsüblichen Laserdiode im Spiking- betrieb entstammen können, in Verbindung mit der Fotodiodendirektmischung der Detektionsim- pulsfolge mit einer Mischimpulsfolge zu einer niederfrequenten Zwischenimpulsfolge gemäss der Erfindung ist ein neues erfinderisches Verfahren, das sich vor allem mit vergleichsweise sehr geringem Kostenaufwand realisieren lässt.
Dabei spielen vor allem folgende Vorteile der Erfindung eine entscheidende Rolle:
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Handelsübliche Laserdioden, die im Spikingbetrieb erregt werden, ermöglichen die Erzeugung von Picosekundenimpulsfolgen ohne die Verwendung extrem schneller und teurer Ansteuerelekt- ronik ; Fotodioden im Direktmischbetrieb ermöglichen eine Konversion von Picosekundenimpulsfol- gen zu niederfrequenten ZF-Impulsfolgen ohne die Verwendung extrem schneller und teurer Emp- fänger ; die Verstärkung und Abtastung der niederfrequenten ZF-Impulsfolgen erfolgt mit kosten- günstiger "langsamer" Elektronik; der Einsatz nur eines Empfängers ist möglich.
Weitere Vorteile der Erfindung sind: der Distanzmessfehler ist abhängig von der Impulsbreite, jedoch unabhängig von der Repetitions- frequenz ; die Messsicherheit bei der Periodenzahl vergrössert sich mit kleiner werdender Repetitionsfre- quenz ; der Distanzmessfehler ist abhängig von der Impulsbreite, jedoch unabhängig von der Repetitions- frequenz ; die Messsicherheit bei der Periodenzahl vergrössert sich mit kleiner werdender Repetitionsfre- quenz; der Einsatz niedriger Repetitionsfrequenzen (z. B. 80 GHz) ist möglich und bringt folgende weitere Vorteile : grosser Frequenzabstufungsfaktor; hohe Sicherheit bei der Periodenzahlbestimmung; grosser Eindeutigkeitsbereich (ca. 2. 000 mm); Unempfindlichkeit gegenüber Distanzänderungen während der Messung; wenige und niedrige Messfrequenzen (z.
B. 80 MHz und 79 MHz) und kleine Frequenzbereiche sind möglich; eine kostengünstige Digitalelektronik (Gate-Array) kann eingesetzt werden.
Weiterhin ergibt sich erfindungsgemäss, dass kein Referenzkanal notwendig ist mit der Folge einer völligen Eliminierung parasitärer Laufzeiten bei zusätzlicher Kostenreduktion; das Messergebnis unbeeinflusst bleibt von Übersprechen (Ausblendung im Zeitbereich); ein möglicher Fremdlichteinfluss stark reduziert ist, d. h. die Rauschreduktion erfolgt entsprechend dem (sehr kleinen) Tastverhältnis.
Eine erfindungsgemässe Einrichtung zur elektrooptischen Distanzmessung ist erfindungsgemäss gekennzeichnet durch - eine Modulationseinrichtung zur Impulsmodulation des vom Lichtemitter abgegebenen Laserstrahls derart, dass die Dauer eines einzelnen emittierten Impulses klein ist im Vergleich zu einer Modulationsperiode, so dass der Laserstrahl mit kleinem Tastverhältnis gepulst als Sendeimpulsfolge gegen das Messobjekt emittierbar ist, und eine Signalmischeinrichtung zur Umsetzung der über die Referenzstrecke gelaufenen Refe- renzimpulsfolge einerseits und die Messimpulsfolge andererseits in einen gemeinsamen Zwischen- frequenzbereich, in der sowohl die Messeimpulsfolge als auch die Referenzimpulsfolge im (in den) Lichtdetektoren in situ mit einer durch einen Lokaloszillator gelieferten Mischimpulsfolge gemischt werden,
deren Repetitionsfrequenz nur wenig von der der Sendelichtimpulse abweicht, wobei das daraus entstehende ZF-Signal nach einer A/D-Wandlung der Signalaufbereitungs- und Auswerte- einheit zugeführt wird.
Vorzugsweise ist ein gemeinsamer Lichtdetektor als Lichtempfängereinrichtung vorgesehen, auf dem sowohl die Referenzlichtimpulsfolge, als auch die Messlichtimpulsfolge als überlagerte Detektionsimpulsfolge auftreffen, wobei das Lichtdetektorsignal in situ mit einer durch einen Lokal- oszillator gelieferten Impulsfolge gemischt wird, deren Repetitionsfrequenz um einen im Vergleich zu dieser Repetitionsfrequenz kleinen Frequenzbetrag von derjenigen der Sendeimpulsfolge ver- schieden ist und deren Tastverhältnis etwa demjenigen der Sendeimpulsfolge entspricht.
Als Lichtdetektor (n) ist es vorteilhaft (eine) Avalanche-Fotodiode(n) (APD) vorzusehen, deren Sperr- vorspannung durch die vom Lokaloszillator gelieferte LO-Impulsfolge überlagert wird und so ge- wählt ist, dass der Verstärkungsfaktor der APD(s) in den Austastlücken der LO-Impulsfolge we- sentlich niedriger ist als während der Anwesenheit der LO-Impulse.
Weitere vorteilhafte Ergänzungen und Ausgestaltungen, insbesondere auch von Schaltungen zur Erzeugung kurzer Spannungs- bzw. Stromimpulse für das Lokaloszillatorsignal einerseits und
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das Modulationssignal andererseits sind in den abhängigen, die erfindungsgemässe Einrichtung im
Einzelnen weiter definierenden Patentansprüchen 22 bis 39 angegeben und werden nachfolgend in Einzelheiten erläutert.
Ein grundsätzliches Ausführungsbeispiel für die Erfindung und eine Reihe von vorteilhaften Abwandlungsmöglichkeiten werden nachfolgend unter Bezug auf die Zeichnungen jeweils in bei- spielsweiser Ausführungsform näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 den grundsätzlichen Systemaufbau einer Einrichtung zur elektrooptischen Dis- tanzmessung gemäss der Erfindung bei der ein nachfolgend erläutertes Impulsrück-mischverfahren erfindungsgemäss zum Einsatz kommt;
Fig. 2 den Verlauf einer Detektionsimpulsfolge am Ort eines Lichtdetektors bei der An- ordnung nach Fig. 1 als Funktion der Zeit für eine Repetitionsfrequenz von 200 MHz, Bandbreite 4
GHz, bezogen auf 20 Oberwellen und bei einem Tastverhältnis von 5%;
Fig. 3 ein Beispiel für eine Lokaloszillatorimpulsfolge im System der Fig. 1 als Funktion der Zeit, ebenfalls für eine Repetitionsfrequenz von 200 MHz, Bandbreite 4 GHz, bei 20 Oberwel- len und einem Tastverhältnis von 5%;
Fig. 4 ein Signalbeispiel für eine konvertierte Zwischenfrequenzimpulsfolge am Ausgang des Tiefpasses bei der Systemanordnung nach Fig. 1 als Funktion der Zeit mit einer Repetitions- frequenz von 1 kHz, einer Bandbreite von 20 kHz und bezogen auf 20 Oberwellen als Parameter ;
Fig. 5 Signalbeispiele einer konvertierten Zwischenfrequenzimpulsfolge als Funktion der Zeit in einem Übersichtsdiagramm A (oben) und in einem zeitgedehnten Diagramm B (unten) für einen einzelnen Messimpuls bei folgenden Parametern : 1 kHz, Bandbreite
100 kHz, 100 Oberwellen;
Fig. 6 die Diagrammdarstellung des Verhältnisses von Distanzmessfehlem (Standardab- weichung) bei einem Dauerstrichverfahren zu dem erfindungsgemässen Impulsrückmischverfahren;
Fig. 7 ein Schaltungsbeispiel zur Impulserzeugung mit hohen Impulsspannungen aus ei- nem Lokaloszillatorsignal zur Modulation der Verstärkung einer Avalanche-Fotodiode;
Fig. 8 ein Schaltungsbeispiel zur Erzeugung von Impulsspannungen von wenigen Volt und mit Avalanche-Fotodioden bei geringem Tastverhältnis aus einem Lokaloszillatorsignal;
Fig. 9 ein Schaltungsbeispiel zur Generierung von Impulsspannungen geringer Dauer aus einem Lokaloszillatorsignal zur Steuerung von MSM-Fotodioden;
Fig. 10 ein Schaltungsbeispiel für Impulsspannungen von wenigen Volt und kleinem Tast- verhältnis zur Steuerung von MSM-Fotodioden aus einem Lokaloszillatorsignal;
Fig. 11 ein Schaltungsbeispiel zur Modulationsimpulserzeugung für den senderseitigen Lichtemitter, insbesondere eine Laserdiode;
Fig. 12 die Diagrammdarstellung eines typischen Einschwingverhaltens einer Laserdiode nach einem schnellen Stromanstieg mit einer Anstiegszeit von 1 ns;
Fig. 13 das Schaltungsbeispiel einer Anordnung zur Signalmischung unter Verwendung eines optisch steuerbaren optischen Schalters ; Fig. 14 eine gegenüber der Systemanordnung nach Fig. 1 abgewandelte Anordnung zur Realisierung des erfindungsgemässen Impulsrückmischverfahrens unter Verwendung von zwei Lichtdetektoren.
Eine erste prinzipielle Schaltungs- und Systemanordnung zur Realisierung des erfindungsge- mässen Verfahrens zur Distanzmessung ist in Fig. 1 dargestellt. Es wird Impulsrückmischverfah- ren oder IRM-Verfahren genannt.
Der Strahl einer Laserdiode 1 wird mit einer periodischen Folge von Lichtimpulsen 2 (Modulati- onsimpulsfolge) in seiner Intensität bzw. Leistung moduliert. Diese Impulsfolge wird mit einem Signalimpulsgenerator (nicht dargestellt) erzeugt und über einen Laserdiodentreiber 3 der Laserdi- ode 1 zugeführt. Im Unterschied zu dem bekannten Lichtimpulslaufzeitverfahren wird hier mit einer hohen Repetitionsfrequenz fMess von beispielsweise 200 MHz bzw. mit einer kleinen Periodendauer von 5 ns gearbeitet. Das Tastverhältnis liegt zum Beispiel bei 5%, so dass nach Gl. (2a) bei einem augensicheren Betrieb eine Impulslichtleistung von 50 mW verwendet werden kann. Die mittlere Lichtleistung beträgt also 1 mW und die Dauer eines Einzelimpulses 100 ps. Aufgrund der hohen Lichtimpulsleistung ist gemäss Gl.
(2b) mit einem verbesserten Signal-Rausch-Verhältnis und infolgedessen mit einem reduzierten Distanzmessfehler zu rechnen.
Das divergente impulsförmig modulierte Licht der Laserdiode 1 wird mit einer Kollimationsoptik
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4 zu einem gering divergenten Strahl einer Primärimpulsfolge 7 gebündelt. Dieser Strahl durchläuft einen Strahlteiler 8 und wird als Sendeimpulsfolge 9 auf die Oberfläche eines enfernten Messob- jektes (nicht gezeigt) gerichtet und erzeugt dort einen Leuchtfleck. Bei der vorteilhaften Verwen- dung einer Laserdiode 1 mit sichtbarer emittierter Strahlung (z. B. 635 nm) ist bei genügend hoher mittlerer Lichtleistung (z. B. 1 mW) der Leuchtfleck sichtbar, so dass eine genaue Positionierung des Flecks möglich ist.
Das von der Position des Leuchtflecks zurückgestreute oder reflektierte impulsförmig modulierte Licht, das im Folgenden als Messlichtimpulsfolge oder Messimpulsfolge 10 bezeichnet ist, wird mit einer Empfangsoptik 5 auf die aktive Fläche einer Fotodiode 6 fokus- siert. Die Fotodiode 6 generiert gemäss dieser Messlichtimpulsfolge 10 einen ersten Fotostromanteil.
Ein kleiner Teil der impulsförmig modulierten Leistung aus der Primärimpulsfolge 7 des Laser- strahls, im Folgenden Referenzlichtimpulsfolge oder kurz Referenzimpulsfolge 11genannt, wird mit dem Strahlenteiler 8 oder einem Lichtleiter abgezweigt und nach Durchlaufen einer bekannten Referenzstrecke direkt oder indirekt über einen Streukörper (Diffuser) 12 auf die aktive Fläche der Fotodiode 6 geführt. Auch aus dieser Referenzlichtimpulsfolge wird ein zweiter Fotostromanteil durch die Fotodiode 6 generiert.
Das Ziel der Messung ist, die Längendifferenz zwischen Mess- und Referenzstrecke zu ermit- teln. Die Länge der Messstrecke ist dabei durch die Distanz vom Ort der Laserdiode 1 über die Position des Leuchtflecks auf der Messobjektoberfläche zum Ort der Fotodiode 6 gegeben. Durch diese Differenzbildung werden bei bekannter Referenzstrecke parasitäre Laufzeiten der Sende- und Empfangskomponenten vollständig eliminiert. Damit zwischen den Referenz- und Messlicht- impulsen 11 bzw. 10 eindeutig unterschieden werden kann, dürfen sie sich zeitlich nicht überlap- pen. Hierzu muss ein zuerst eintreffende Referenzlichtimpuls 11 abgeklungen sein, bevor der zugeordnete die grössere Strecke durchlaufende Messlichtimpuls 10 die Fotodiode 6 erreicht.
Aus einer Referenzdistanz und einer minimalen Messdistanz von beispielsweise jeweils 5 cm resultiert seine Distanzdifferenz von ebenfalls 5 cm, wobei die Messdistanz wegen des Hin- und Rückwegs doppelt zu zählen ist. Hieraus ergibt sich eine Laufzeitdifferenz von 167 ps. Die Lichtimpulse müs- sen also kürzer sein als diese Laufzeitdifferenz, damit keine Überlappung stattfindet.
Der von der Fotodiode 6 generierte Fotostrom besteht also aus zwei Anteilen. Der erste Anteil wird durch die vom Messobjekt zurückgestreute Messlichtimpulsfolge 10 und der zweite Anteil durch die Referenzlichtimpulsfolge 11hervorgerufen, wobei das Summensignal im Folgenden mit Detektionslichtimpulsfolge 13 bezeichnet wird. Aufgrund der hohen Dämpfung des Messsignals bei grossen Distanzen und/oder bei schwach streuenden Messobjektflächen, d. h. bei Flächen mit kleinem Albedo, ist der erste Anteil in der Regel wesentlich kleiner als der zweite Anteil.
Mit der Annahme einer rechteckförmigen periodischen Impulsfolge kann der detektierte Fotostrom in eine Fourierreihe gemäss
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fMess bezeichnet die Repetitionsfrequenz, d. h. die Grundfrequenz der Impulsfolge, to die durch die Messdistanz verursachte Verzögerungszeit und N die Anzahl der detektierten Oberwellen. Die Bandbreite des Systems ist demnach durch
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gegeben. Weiterhin bezeichnen t die Zeit, IM die Höhe der Messimpulse, IR die Höhe der Referenz- impulse und Duty das Tastverhältnis (Duty Cycle) der beiden Impulsfolgen. Die Fotostromimpulshöhen
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und
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sind über den Konversionsfaktor R der Fotodiode proportional zur Leistung der detektierten Licht-
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In Fig. 2 ist die Detektionsimpulsfolge iDet aus Gl. (5) über die Zeit t aufgetragen. Es wird von einem Tastverhältnis von 5% ausgegangen, d. h. die Impulsdauer besitzt einen Anteil von 5% von der Periodendauer der Impulsfolge, die in diesem Beispiel bei 5 ns liegt. Dies entspricht einer Repetitionsfrequenz fMess von 200 MHz. Es wird von einer Systembandbreite von 4 GHz ausge- gangen, so dass N = 20 Oberwellen detektiert werden können. Durch die begrenzte Bandbreite werden die Impulsflanken verflacht. Es sind zwei Anteile zu sehen, die aus der Messlichtimpulsfol- ge 10 der Messstrecke und der Referenzlichtimpulsfolge 11 der Referenzstrecke resultieren. Der Anteil der Referenzlichtimpulsfolge 11besitzt die höhere Amplitude.
Die direkte Detektion von Impulsen mit einer Bandbreite von beispielsweise 4 GHz ist ein schaltungsaufwendiges, störanfälliges und kostenintensives Verfahren. Im Unterschied zu den bekannten Lichtimpulslaufzeitverfahren wird erfindungsgemäss die Methode der Direktmischung mit all ihren Vorteilen angewandt. Hierzu wird nach Fig. 1 der Sperrspannung UStas einer als Lichtde- tektor 6 eingesetzten Avalanche-Fotodiode (APD) eine periodische Impulsfolge mit einem kleinen Tastverhältnis Duty von beispielsweise 5% überlagert, so dass der Verstärkungsfaktor M der APD entsprechend dieser Impulsfolge moduliert wird. Die Impulsfolge 14 mit der Repetitionsfrequenz fLo wird von einem Lokaloszillator (nicht in Einzelheiten gezeigt), im Folgenden als LO- Impulsgenerator bezeichnet, erzeugt.
Das Tastverhältnis dieser LO-Impulsfolge 14 entspricht in dem Beispiel dem Tastverhältnis der Modulationsimpulsfolge, also dem Tastverhältnis der Mess- bzw. Referenzlichtimpulsfolge 2. Die Repetitionsfrequenzen FLO und fMess beider Impulsfolgen 2,14 sind jedoch geringfügig verschieden. Die Sperrspannung UBlas wird vorzugsweise so gewählt, dass ohne die Anwesenheit eines LO-Impulses ein relativ niedriger Verstärkungsfaktor M und damit ein niedriger Konversionsfaktor R = M K der APD vorliegt (z. B. M = 10, R = 5 A/W). K beschreibt die Empfindlichkeit, die bei Silizium-APDs und bei einer Lichtwellenlänge von 635 nm typischerweise 0,5 A/W beträgt. Während der Zeitdauer eines LO-Impulses steigen M und R hingegen drastisch, beispielsweise auf M = 200 und R = 100 A/W, an.
Entsprechend der LO-Impulsfolge 14 wird dem- nach die Avalanche-Fotodiode 6 periodisch aktiviert. Diese starke periodische Erhöhung des Konversionsfaktors wirkt auf die innere Fotostromquelle der APD 6 wie ein Schaltsignal, das mit der Annahme einer rechteckförmigen periodischen Impulsfolge mit der Fourierreihe
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dargestellt werden kann. Dabei bezeichnet
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die Kreisfrequenz der Impulsfolge des LO-Impulsgenerators. Die Bandbreite des Systems
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ergibt sich wieder aus der Anzahl N der berücksichtigten Oberwellen. Die LO-Impulsfolge, also der Ausdruck aus Gl. (9), ist in Fig. 3 über die Zeit t aufgetragen. Das Tastverhältnis Duty beträgt 5%, die Repetitionsfrequenz 200,001 MHz und die Systembandbreite 4 GHz, d. h., es werden N = 20 Oberwellen berücksichtigt.
Durch den beschriebenen periodischen Schaltprozess wird das Signal aus Gl. (5) mit dem Schaltsignal aus Gl. (9) multipliziert, so dass nach einer Filterung in einem Tiefpass 15 ein Zwi- schenfrequenzsignal entsteht. Aus der Multiplikation der beiden Fourierreihen aus Gl. (5) und Gl.
(9) und der Anwendung des Additionstheorems
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folgt der Ausdruck
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(12) mit der Zwischenkreisfrequenz (ZF)
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und der Bandbreite
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Dieser Ausdruck wird im Folgenden Zwischenfrequenzimpulsfolge genannt. Durch den Rei- henmultiplikationsprozess entstehen neben Anteilen, die frequenzmässig bei ganzzahligen Vielfa- chen von fZF liegen, auch Anteile bei den Frequenzen
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sowie
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Diese Anteile liegen aber bei Frequenzen um 200 MHz oder höher und werden durch die Tief- passfilterung (siehe Fig. 1) eliminiert. Die Fourierreihe nach Gl. (12) beschreibt eine periodische Folge aus Dreiecksimpulsen, falls die Tastverhältnisse der Impulsfolgen 2,14 des Signal- und LO- Impulsgenerators identisch sind.
Das integrale Verhalten des Tiefpasses 15 entspricht einer Fal- tung der beiden rechteckförmigen periodischen Eingangssignale iDet und YLo. In Fig. 4 ist das ZF-
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Signal aus Gl. (12) über die Zeit t aufgetragen. Die Repetitionsfrequenz fZF des ZF-Signals ent- spricht der Differenz der Repetitionsfrequenzen fMess und fLo der Detektions- und LO-Impulsfolge.
Sie liegt bei 1 kHz, und es werden 20 Oberwellen berücksichtigt. Die Zwischenfrequenzbandbreite liegt also bei 20 kHz. Das ZF-Signal iZR besteht wie das Detektionssignal iDet aus zwei Anteilen, welche aus der Messlichtimpulsfolge 10 der Messstrecke und der Referenzlichtimpulsfolge 11 der Referenzstrecke hervorgehen. Der dreiecksförmige Verlauf wird erst bei einer grossen Oberwellen- zahl deutlich. In Fig. 5 (A) das ZF-Signal bei einer ZF-Bandbreite von 100 kHz bzw. bei einer Oberwellenzahl von 100 dargestellt. Die Fig. 5 (B) einen Ausschnitt um t = 1,2 ms herum. Die Amplitude der Dreiecksimpulse wird im Vergleich zur Amplitude entsprechender Impulse des
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nach den Gin. (15a) und (15b) durch die Filterung eliminiert werden.
Die Breite der Dreiecksimpul- se entspricht dem doppelten Tastverhältnis Duty, also 10% der Periode des Zwischenfrequenzsig- nals von 1 ms.
Die Zwischenfrequenzimpulsfolge wird gemäss Fig. 1 zunächst in einem Verstärker 16 verstärkt und dann mit einem Analog-Digital-Wandler 17 abgetastet, der die Daten einer Steuereinheit 18 (Microcontroller, Signalprozessor, PC) übermittelt. Da die Repetitionsfrequenzen der Detektionsim- pulsfolge 13 und der LO-Impulsfolge 14 sich geringfügig unterscheiden ist das erfindungsgemässe IRM-Verfahren ein heterodynes Verfahren. Das Zwischenfrequenzsignal kann somit als niederfre- quentes Wechselsignal sehr vorteilhaft verstärkt und weiterverarbeitet werden. Offset- bzw. Ar- beitspunktschwankungen und Funkelrauschen wirken sich hier nicht aus.
Aufgrund der niedrigen Zwischenfrequenz werden an den Analog-Digital-Wandler 17 keine grossen Anforderungen gestellt. Es können demnach solche Wandler verwendet werden, die ohne- hin in den meisten Microcontrollern vorhanden sind, wodurch Kosten eingespart und der Schal- tungsaufwand reduziert wird.
Aus den Abtastwerten einer ersten Messung wird die Zeitdifferenz tZF,1 zwischen den Maxima des Referenz- und des Messimpulses im ZF-Signal gemäss Fig. 5 ermittelt. Zur Verbesserung des Signal-Rausch-Abstands können zahlreiche Perioden der ZF-Impulsfolge überlagert werden, wobei der genügend starke Referenzimpuls als Triggersignal verwendet werden kann. Der Zeitmassstab der Detektionsimpulsfolge wird durch den Direktmischprozess im Verhältnis fZf: fMess,1 untersetzt, wobei die Repetitionsfrequenz der Messlichtimpulsfolge bei der ersten Messung mit fMess.i bezeich- net wird.
Die Zeitdifferenz t1 zwischen Referenz- und Messimpuls im Detektionssignal gemäss Fig. 2 beträgt demnach
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Durch die Differenzbildung der Zeitpunkte des Mess- und Referenzimpulses werden alle para- sitären Laufzeiten der Sende- und Empfangskomponenten eliminiert. Aufgrund der hohen Repetiti- onsfrequenz fMess,1 liefert eine Einzelmessung keine eindeutige Messdistanz. Bei einer Repetitions- frequenz von 200 MHz liegt die Periodendauer der Impulsfolge bei 5 ns und der Eindeutigkeitsbe- reich c/(2 fMess,1) bei 75 cm, wobei c die Lichtgeschwindigkeit in Luft bezeichnet. Grössere Distanzen als 75 cm können also nicht eindeutig gemessen werden. Für die Messdistanz gilt demnach
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n1 ist dabei die Zahl von Perioden, die zur nicht eindeutigen Distanz t1 c/2 addiert werden müssen, um die wahre Distanz d zu erhalten.
Mit d und n1 existieren also zwei unbekannte Grössen, so dass zur eindeutigen Distanzbestimmung bei über dem Eindeutigkeitsbereich zu messenden Distanzen mindestens noch eine zweite Messung mit einer anderen Repetitionsfrequenz fMess,2 durchzuführen ist. Dabei wird, um eine konstante Zwischenfrequenz fZF erhalten, die Repetitionsfrequenz der LO- Impulsfolge 14 entsprechend der Repetitionsfrequenz der Messlicht - bzw. die Modulationsimpuls- folge 2 verändert. Für die zweite Messung gilt
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mit der entsprechenden Zeitdifferenz fZF2 Die Änderung der Repetitionsfrequenz sollte hierbei so gering sein, dass bei beiden Messungen dieselbe absolute Periodenzahl (nz = n1) vorliegt. Dem- nach folgt aus den Gl. (17) und (18) für die Repetitionsfrequenzänderung die Bedingung
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wobei dmax die maximale Messdistanz beschreibt.
Bei einer maximalen Messdistanz von beispielsweise 300 m ergibt sich eine maximale Repetitionsfrequenzänderung von 500 kHz. Mit n2 = n1 folgt aus den Gl. (17) und (18) die eindeutige Distanz @
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Aufgrund des Rauschens sind die gemessenen Zeiten jedoch fehlerbehaftet. Da sich im Nen- ner von Gl. (20) die geringe Differenz der Repetitionsfrequenzen befindet, entsteht unter Umstän- den ein grösserer Distanzmessfehler. Zur Fehlerreduzierung wird daher mit der ungenauen Distanz do und Gl. (17) oder (18) die im Idealfall ganzzahlige Periodenzahl
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berechnet. Im realen Fall ist sie aufgrund des Rauschens nicht ganzzahlig und wird deshalb ge- rundet, wodurch eine verbesserte Genauigkeit erzielt wird. Durch Einsetzen von n1 aus Gl. (21) in Gl. (17) oder (18) kann nun die Distanz genauer ermittelt werden.
Durch die stark fehlerbehaftete Distanz do und durch die grosse Repetitionsfrequenz fMess,2 wird die absolute Periodenzahl mit Gl.
(21) nur unsicher bestimmt. Zur Erhöhung der Sicherheit bei der Periodenzahlbestimmung kann die Messung bei weiteren Repetitionsfrequenzen durchgeführt werden, wobei der Frequenzab- stand sukzessive erhöht wird. Es wird nicht unmittelbar die absolute Periodenzahl bestimmt, son- dern es werden Zwischenschritte eingeführt, bei denen bezüglich der zusätzlichen Frequenzdiffe- renzen zunächst relative Periodenzahlen also Periodenzahldifferenzen ermittelt werden. Diese vergleichsweise geringen Periodenzahldifferenzen sind weit weniger fehleranfällig als die absolute Periodenzahl. Die Frequenz- und Periodenzahldifferenz und damit die Genauigkeit wird sukzessive erhöht bis die absolute Periodenzahl sicher bestimmt werden kann, mit der letztendlich die genaue Distanz berechnet wird.
Aufgrund der Periodizität der Impulssignale kann bei bestimmten Distanzen der Fall eintreten, dass ein Messimpuls sich mit einem Referenzimpuls einer vorherigen Periode überlagert. Die beiden Impulse können dann nicht separiert werden. Die Repetitionsfrequenzen müssen in diesem Fall an die jeweiligen Gegebenheiten angepasst werden, so dass eine Separation und damit eine Zeitdifferenzmessung im ZF-Bereich möglich wird.
Nach Gl. (2a) können beim erfindungsgemässen IRM-Verfahren die Messlichtimpulse um den Faktor 1/Duty höher gewählt werden als die Amplitude der modulierten Lichtleistung beim bekann- ten Phasenvergleichsverfahren. Durch die Eliminierung der hochfrequenten Anteile mit dem Tief- pass 15 in Fig. 1 wird beim IRM-Verfahren jedoch die Amplitude der Signale im ZF-Bereich um den Faktor Duty reduziert. Somit herrschen im ZF-Bereich hinsichtlich Signalamplitude beim Phasen- vergleichsverfahren und beim IRM-Verfahren vergleichbare Verhältnisse.
Ein wesentlicher Vorteil des IRM-Verfahrens im Vergleich zu anderen Verfahren ist jedoch die starke Rauschreduzierung, die bei der Verwendung von Avalanche-Fotodioden besonders vorteil- haft in Erscheinung tritt. Hierbei dominiert in der Regel das Schrotrauschen, das durch das Hinter-
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grundlicht hervorgerufen wird. Es ist beispielsweise bei Messungen mit Sonnenlicht je nach Ver- stärkungsfaktor M um bis zu drei Grössenordnungen stärker als alle anderen Rauschquellen. Falls die APD nur während der LO-Impulsdauer aktiv ist, reduzieren sich im ZF-Bereich die mittleren Rauschströme der Fotodiode entsprechend dem Tastverhältnis, so dass bei gleicher Signalampli- tude sich das Signal-Rausch-Verhältnis verbessert.
Dieser Vorteil kann vor allem bei der Verwen- dung von Avalanche-Fotodioden, die mit einem genügend grossen Verstärkungsfaktor betrieben werden, voll ausgenutzt werden. Die Verwendung grosser Verstärkungsfaktoren bzw. hoher Sperr- spannungen führt zu einem sehr empfindlichem Temperaturverhalten hinsichtlich Signallaufzeit. Da jedoch bei dem IRM-Verfahren die Referenzimpulsfolge und die Messimpulsfolge dieselben Kom- ponenten im Empfänger und im Sender durchlaufen, werden Laufzeitfehler auch bei sehr grossen Verstärkungsfaktoren vollständig eliminiert. Beim IRM-Verfahren können demnach Avalanche- Fotodioden sehr empfindlich betrieben werden, ohne dass dies zu starken negativen Auswirkungen hinsichtlich parasitärer Laufzeitfehler und Rauschen führt.
Zudem ist die Verwendung von Kom- pensationstabellen zur Fehlerreduzierung und eine initiale Kalibrierung des Messgerätes nicht notwendig. Die Schrotrauschströme der Fotodiode werden zusammen mit dem Signalstrom eben- falls mit dem Schaltsignal YLO aus Gl. (9) zerhackt und auf diese Weise in den Zwischenfrequenz- bereich konvertiert. Dabei ist zu beachten, dass durch die Oberwellenanteile der Fourierreihe aus Gl. (9) auch sehr hochfrequente Rauschanteile in den ZF-Bereich überführt werden. Aus den Signal- und Rauschströmen im ZF-Bereich kann das Signal-Rausch-Verhältnis und daraus der Distanzmessfehler ermittelt werden.
Demnach gilt beim IRM-Verfahren für die Standardabwei- chung der gemessenen Distanz die Beziehung
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Damit die kurzen Impulse aufgelöst werden können, muss für die Anzahl der Oberwellen bzw. für die Bandbreiten BZF, BMess und BLO mindestens
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gelten.
Im Vergleich zum Phasenvergleichsverfahren reduziert sich der Messfehler beim IRMVerfahren um den Faktor
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wobei angenommen wird, dass bei beiden Verfahren die mittlere Lichtleistung 1 mW beträgt. Der Faktor r ist in Fig. 6 über das Tastverhältnis Duty aufgetragen. Dabei wird angenommen, dass die Messfrequenz beim Phasenlaufzeitverfahren fMess,phase und die Repetitionsfrequenz beim IRM- Verfahren fMess,IRM identisch sind. Bei einem Tastverhältnis von 5% verbessert sich die Messgenau- igkeit um den Faktor 4. Diese Verbesserung resultiert im Wesentlichen aus dem reduzierten Rau- schen der Fotodiode und nicht aus einer vergrösserten Signalamplitude, wie es beim Lichtimpuls- laufzeitverfahren der Fall ist.
Aufgrund des geringen Informationsgehalts im ZF-Bereich ist auch hier im Vergleich zum Dauerstrichverfahren mit einer geringeren effektiven Messzeit zu rechnen.
Die reduzierten Rauschströme wirken sich jedoch proportional und die reduzierte effektive Mess- zeit mit der Quadratwurzel auf die Distanzmessgenauigkeit aus. Die Rauschströme besitzen also wie die Signalströme eine stärkere Gewichtung.
In Fig. 7 ist ein Ausführungsbeispiel zur Erzeugung einer periodischen Folge kurzer Span-
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nungsimpulse für das Lokaloszillatorsignal zur Direktmischung dargestellt. Die Impulsspannung dieser LO-Impulsfolge 74 sollte dabei möglichst hoch sein, damit während der Impulsdauer die Avalanche-Fotodiode (APD) 6 einen hohen Verstärkungsfaktor M (200 bis 1000) erhält. Im Ruhe- zustand, d. h. ohne das Anliegen eines Impulses, ist die APD 6 in Sperrichtung über einen nahezu stromlosen Kathodenwiderstand RRathode mit einer Gleichspannung UB,as vorgespannt. Diese Vor- spannung UBlas ist so zu wählen, dass der Verstärkungsfaktor im Ruhezustand der APD 6 ver- gleichsweise klein ist (z. B. M < 10), so dass ein gutes Schaltverhalten realisiert wird.
Ein schneller Transistor 71 (FET oder bipolar) wird von dem Signal 72 eines Rechtecksignalgenerators (nicht gezeigt) mit einer Frequenz von beispielsweise 200,001 MHz angesteuert. Bei einer positiven Spannung dieses schaltenden Signals 72 an der Basis bzw. am Gate ist der Transistor 71 geöffnet, so dass eine zwischen einer Versorgungsspannung USupply und dem Kollektor (oder Drain) des Transistors 71 liegende Induktivität L von einem Strom durchflossen wird. Bei der fallenden Flanke dieses Schaltsignals 72 sperrt der Transistor 71, und aufgrund der Stetigkeit des Stromes durch L fällt an einen im Vergleich zum Transistor 71 grossen parallel zu letzerem liegenden Widerstand RMatch ein hoher Spannungsimpuls ab. Dieser Impuls läuft über die Leitung 73 und wird an deren offenem Ende mit einem Reflexionsfaktor von-1 reflektiert.
Der reflektierte Impuls und der noch nicht abgeklungene in die Leitung hineinlaufende Impuls löschen sich gegenseitig aus. Die Dauer des der Vorspannung überlagerten Impulses an der APD 6 wird also durch die Leitungslänge bestimmt. Mit dem Widerstand RMatch wird die Leitung 73 eingangsseitig angepasst, so dass Mehr- fachreflexionen vermieden werden. Kondensatoren CK dienen der Entkopplung verschiedener Gleichspannungen. Sie sind für die kurzen Impulse durchlässig. Durch den aus der LO-Impulsfolge hervorgehenden Schaltprozess wird der detektierte periodische impulsförmige Fotostrom, d. h. die Detektionsimpulsfolge, die eine geringfügig andere Repetitionsfrequenz besitzt als die LO- Impulsfolge 14, zerhackt. Hieraus resultiert ein niederfrequenter periodischer impulsförmiger Zwi- schenfrequenzstrom.
Mit dem Tiefpass 15 bestehend aus der Parallelschaltung eines Kondensa- tors CTp und eines Widerstands RTp werden alle hochfrequenten Stromanteile kurzgeschlossen.
Für die niederfrequenten ZF-Impulsströme besitzt der Kondensator CTP eine sehr grosse Reaktanz.
Der impulsfolgenförmige ZF-Strom fliesst daher fast ausschliesslich durch den Widerstand RTp und erzeugt dort einen Spannungsabfall, der gegebenenfalls nach Verstärkung in dem Analog-Digital- Wandler 17 (Fig. 1) abgetastet und anschliessend in oben beschriebener Weise verarbeitet werden kann. Der Vorteil der Verwendung von Avalanche-Fotodioden ist die hohe Empfindlichkeit bzw. der grosse Konversionsfaktor. Wie oben beschrieben, wird beim erfindungsgemässen IRM-Verfahren der Signal-Rausch-Abstand nur erhöht, wenn durch die kurze Aktivierung der Fotodiode 6 die dominierenden mittleren Rauschströme mit dem Tastverhältnis der LO-Impulsfolge 74 reduziert werden. Dies ist bei der Verwendung von Avalanche-Fotodioden aufgrund des hohen Konversions- faktors der Fall, da hier das Gesamtrauschen fast ausschliesslich durch das Rauschen der Fotodio- de 6 bestimmt wird.
Beim IRM-Verfahren kann demnach eine erhebliche Verbesserung hinsichtlich Messzeit oder Genauigkeit erzielt werden. Der mögliche inhärente Nachteil von Avalanche- Fotodioden ist die relativ geringe Grenzfrequenz die typischerweise bei üblichen Silizium-APDs um 2 GHz liegt. Durch Reduzierung des Durchmessers der aktiven Fläche von zum Beispiel 200 um auf 50 um kann die Grenzfrequenz jedoch auf über 4 GHz erhöht werden. Auch werden ver- gleichsweise hohe Spannungen für die LO-Impulse 74 und für die Vorspannung UBlas benötigt mit der damit verbundenen relativ geringeren Zuverlässigkeit. Auch ist die Herstellung einer solchen Impulserzeugungsschaltung relativ teuer.
In Fig. 8 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer periodischen Folge kurzer Spannungsimpulse für das Lokaloszillatorsignal zur Direktmischung beim Impulsrückmischverfahren gemäss der Erfindung zu sehen. Hierbei wird eine periodische LO- Impulsfolge 81 digital erzeugt. Das Signal 80 eines Rechtecksignalgenerators (nicht gezeigt) mit einer Frequenz von zum Beispiel 200,001 MHz wird einerseits direkt auf ein EXODER-Gatter 82 und andererseits über ein Verzögerungsglied 83 mit der Signallaufzeit T auf das EXODER-Gatter 82 geführt. Besitzt das Eingangssignal eine gewisse Zeit lang einen 0- oder einen 1-Pegel, so liegt an beiden Gattereingängen 84,85 ebenfalls ein 0- oder ein 1-Pegel an, und der Ausgang 86 des Gatters 82 ist "0". Bei der steigenden Flanke des Eingangssignals 80 nimmt der obere Gatterein- gang 84 sofort den 1-Pegel an.
Wegen der Signallaufzeit T durch das Verzögerungsglied 83 ist an dem unteren Gattereingang 85 zunächst noch ein O-Pegel vorzufinden, so dass der Ausgang 86
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einen 1-Pegel annimmt. Erst nach der Verzögerungszeit T d. h. wenn beide Gattereingänge 84, 85 wieder identische Zustände besitzen, geht der Ausgang des Gatters 82 auf "0". Ein entsprechender Prozess ist bei der negativen Flanke des Einganssignals 80 zu beobachten. Die Impulsdauer am Gatterausgang 86 wird also durch die Signallaufzeit T des Verzögerungsglieds 83 bestimmt. Da bei jeder Flanke des Eingangssignals 80 ein positiver kurzer Impuls entsteht, besitzt das Ausgangs- signal 81 im Vergleich zum Eingangssignal 80 die doppelte Frequenz. Ein Kondensator CK dient wieder der Entkopplung verschiedener Gleichspannungen und ist für die kurzen Impulse der LO- Impulsfolge 81 durchlässig.
Die ZF-Stromimpulsfolge, die aus der Direktmischung des detektierten periodischen impulsförmigen Fotostroms (Detektionsimpulsfolge 13 in Fig. 1) mit der periodischen LO-Impulsfolge 81 hervorgeht, erzeugt an dem Widerstand RTP des Tiefpasses 15 einen dem ZF- Strom entsprechenden Spannungsabfall, der mit dem Analog-Digital-Wandler 17 gemessen und anschliessend weiterverarbeitet werden kann. Die hochfrequenten Stromanteile werden mit der Kapazität CTp kurzgeschlossen.
Es sind noch weitere digitale Schaltungsvarianten auch mit anderen logischen Elementen vor- stellbar. Mit einem UND-Gatter anstelle des EXODER-Gatters 82 und einem Inverter anstelle des Verzögerungsglieds 83 lassen sich ähnliche Effekte erzielen. Als Verzögerungsglieder lassen sich beispielsweise einfache Leitungen verwenden. Die Signallaufzeit wird dabei durch die Leitungslän- ge bestimmt. Mit Gattern auf Basis einer ECL-Logik lassen sich Anstiegszeiten von einigen 100 ps erreichen. Noch schnellere Gatter sind mit diskreten Transistorschaltungen realisierbar. Mit GaAs- Transistoren sind Anstiegszeiten von einigen 10 ps möglich. Zur weiteren Verkürzung der LO- Impulse an der APD-Kathode kann zusätzlich die leerlaufende Leitung 73 nach Fig. 7 verwendet werden, wobei der Impuls an der APD 6 durch den am Leitungsende reflektierten Impuls ausge- löscht wird.
Der Leitungseingang muss dabei mit dem Wellenwiderstand der Leitung abgeschlos- sen sein, um Mehrfachreflexionen zu vermeiden.
Die Fig. 9 zeigt ein Ausführungsbeispiel für eine Schaltung zur Erzeugung einer periodischen Folge kurzer Spannungsimpulse für das Lokaloszillatorsignal zur Direktmischung, das dem in Fig. 7 angewendeten Verfahren entspricht. Die LO-Spannungsimpulse 95 werden hierbei, wie oben beschrieben, mit einer geschalteten Induktivität L erzeugt. Als Schalter wird wieder ein schneller Transistor 91 verwendet, der von dem Signal 92 eines (nicht gezeigten) Rechtecksignalgenerators (z. B. fL0 = 200,001 MHz) angesteuert wird. Eine Kapazität CK dient wieder der Entkopplung ver- schiedener Gleichspannungen. Die Verkürzung der Impulsdauer wird auch hier mit einer leerlau- fenden, mit dem Widerstand RMatch eingangsseitig angepassten Leitung 93 vorgenommen. Dabei wird der Eingangsimpuls an der Leitung 93 durch den an ihrem Ende reflektierten Impuls ausge- löscht.
Im Unterschied zu dem Verfahren in Fig. 7 wird hier anstelle einer Avalanche-Fotodiode eine MSM-Fotodiode 94 mit Mittelkontakt als Mischdiode eingesetzt. Ohne das Anliegen eines Impulses an ihrer Kathode werden beide Schottky-Übergänge von einer negativen Spannungsquel- le Usupply aus über den Widerstand RMatch und den Widerstand RTp des Tiefpasses 15 in Durchlass- richtung betrieben, so dass ihre inneren Stromquellen (Fotostrom und Schrotrauschstrom) kurzge- schlossen werden. Bei Anliegen eines positiven Spannungsimpulses an der Kathode werden hingegen die beiden Schottky-Kontakte der MSM-Fotodiode 94 während der Impulsdauer der LO- Impulsfolge 95 gesperrt. In diesem Fall sind beide Übergänge fotoaktiv.
Die Fotoströme, die in den Sperrschichten beider Übergänge durch Lichteinfall generiert werden, fliessen über den Tiefpass 15 bestehend aus dem Kondensator CTP und dem Widerstand RTp sowie über die negative Span- nungsquelle -Usuppiy und den Widerstand RMatch Der generierte Fotostrom, der beim erfindungsge- mässen IRM-Verfahren aus der periodischen Detektionsimpulsfolge 13 besteht, wird also entspre- chend der periodischen Impulsfolge des LO-Signals 95 ein- und ausgeschaltet bzw. zerhackt. Da beide Impulsfolgen geringfügig verschiedene Repetitionsfrequenzen besitzen, entsteht durch diesen periodischen Schaltprozess ein impulsförmiger Zwischenfrequenzstrom mit einer Repetiti- onsfrequenz, die der Differenz der beiden Frequenzen der LO- und Detektionsimpulsfolge 95, 13 entspricht.
Dieser Zwischenfrequenzstrom erzeugt an dem Widerstand RTp des Tiefpasses einen Spannungsabfall, der mit Analog-Digital-Wandlern gemessen werden kann. Die hochfrequenten Stromanteile werden mit der Kapazität CTp kurzgeschlossen. Für die Zwischenfrequenzströme ist die Kapazität CTp ein Leerlauf. Der Vorteil von MSM-Fotodioden ist die hohe Schaltgeschwindigkeit mit Anstiegszeiten von beispielsweise 10 ps, die geringe Aktivierungsspannung von beispielsweise 1 V, die hohe Zuverlässigkeit sowie die einfache Herstellung und die damit verbundenen geringen
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Kosten. Ein möglicher Nachteil ist die geringere Empfindlichkeit, so dass nicht das Schrotrauschen der aktiven Fotodioden sondern Rauschquellen im ZF-Schaltungsteil dominieren können.
Wie oben beschrieben, kann beim IRM-Verfahren eine Verbesserung hinsichtlich Signal-Rausch-Abstand nur erzielt werden, wenn sich durch die kurze Aktivierung der Fotodiode die dominierenden Rausch- ströme mit dem Tastverhältnis der LO-Impulsfolge reduzieren lassen. Dies ist bei der Verwendung von Avalanche-Fotodioden der Fall, da hier das Gesamtrauschen fast ausschliesslich durch das Rauschen der Fotodiode bestimmt wird. Bei der Verwendung von MSM-Fotodioden dominieren hingegen andere Rauschquellen, die jedoch durch einen Signalkurzschluss am Eingang des ZF- Verstärkers 15 reduziert werden. Dieser Signalkurzschluss wird durch die nicht aktiven, in Durch- lassrichtung betriebenen Schottky-Kontakte der MSM-Fotodiode 94 hervorgerufen, wenn kein LO- Impuls kathodenseitig anliegt.
Die Verwendung eines möglichst grossen Konversionswiderstands RTP in Verbindung mit einem Hochimpedanzverstärker ist in diesem Zusammenhang von Vorteil, da bei genügend grossem Konversionswiderstand seine thermische Rauschspannung dominiert.
Diese Rauschspannung wird aber durch den beschriebenen Schaltprozess mit dem Faktor des Tastverhältnisses reduziert. Gleichzeitig ist aber mit einem relativ grossen Spannungsabfall am Tiefpasswiderstand RTp, also mit hohen ZF-Signalimpulsen, zu rechnen. Der Stromfluss über die durchgeschalteten Schottky-Kontakte der MSM-Fotodiode 94, der aufgrund des erforderlichen schnellen Schaltverhaltens möglichst gross sein sollte (z. B. einige 100 pA), erzeugt an dem Wider- stand RTp einen Gleichspannungsanteil. Dieser Anteil sollte insbesondere bei grossem Konversi- onswiderstand beispielsweise mit einer geregelten Kompensationsstromquelle eliminiert werden.
In Fig. 10 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Schaltung zur Erzeugung einer periodi- schen Folge kurzer LO-Spannungsimpulse 101 für das Lokaloszillatorsignal zu sehen, wobei entsprechend Fig. 9 zur Direktmischung eine MSM-Fotodiode 104 eingesetzt wird. Wie bei der Methode nach Fig. 8 wird die Impulsfolge mit digitalen Gatterelementen erzeugt. Es wird auch hier ein EXODER-Gatter 102 verwendet, wobei das Rechtecksignal 100 eines (nicht gezeigten) Signal- generators dem einen Eingang 104 direkt und dem anderen Eingang 105 über ein Verzögerungs- glied 103 zugeführt wird. Sowohl bei der positiven als auch bei der negativen Flanke des Ein- gangssignals 100 entstehen am Gatterausgang 106 LO-Impulse 101 (z.B. fLo = 200,001 MHz) mit positiver Spannung, deren Dauer durch die Signallaufzeit T des Verzögerungsglieds 103 bestimmt wird.
Schnelle EXODER-Gatter können als ECL-Logik oder als diskrete Transistorschaltungen ausgeführt werden. Bei der Verwendung von EGL-Gattern werden Anstiegszeiten von einigen 100 ps erreicht. Mit schnellen GaAs-Transistoren sind Anstiegszeiten von einigen 10 ps möglich.
Das Verzögerungsglied 103 kann mit einer Leitung realisiert werden. Zur Erzeugung einer periodi- schen Folge kurzer LO-Impulse 101 aus einem Rechtecksignal 100 sind auch andere Gatterkom- binationen vorstellbar als die in Fig. 10 dargestellte Beschaltung. Mit der Kapazität CK werden die unterschiedlichen Gleichspannungen entkoppelt. Für die kurzen LO-Impulse 101 ist sie durchläs- sig. Die MSM-Fotodiode 104 wird im Ruhezustand mit einer negativen Spannungsquelle -Usuppty und den Widerständen RMatch und RTP in Durchlassrichtung betrieben, so dass ihre beiden Schott- ky-Kontakte inaktiv sind. Beim Anliegen eines LO-Impulses 101 sind beide Schottky-Kontakte gesperrt und somit fotoaktiv. Die detektierte Fotostromimpulsfolge (Detektionsimpulsfolge 13) wird also gemäss der LO-Impulsfolge 101 zerhackt.
Hierdurch entsteht ein impulsförmiger Zwischenfre- quenzstrom mit niedriger Repetitionsfrequenz, der am Tiefpass 15 bestehend aus CTp und RTp einen Spannungsabfall erzeugt. Dieser Spannungsabfall kann mit einem Analog-Digital-Wandler erfasst werden. Die hochfrequenten Stromanteile, die ebenfalls durch den Mischprozess entste- hen, werden mit der Kapazität CTp kurzgeschlossen.
Prinzipiell lassen sich auch PIN-Fotodioden zur Signalmischung nutzen, wobei allerdings relativ hohe LO-Spannungsimpulse benötigt werden. Zudem lassen sich nicht so geringe Schaltzeiten realisieren wie mit MSM-Fotodioden, und durch den komplizierteren Herstellungsprozess sind sie relativ teurer.
Die Fig. 11zeigt ein Ausführungsbeispiel einer Schaltung zur Erzeugung einer periodischen Folge kurzer Stromimpulse für das Modulationssignal der Laserdiode 1. Ein schneller Transistor- schalter 110, der beispielsweise in GaAs-Technologie aufgebaut ist und eine Anstiegszeit von einigen z. B. 100 ps besitzt, wird mit dem Signal 112 eines (nicht gezeigten) Rechtecksignalgenera- tors angesteuert. Die Frequenz des Rechtecksignals 112 beträgt beispielsweise 200 MHz und die Anstiegszeit 1 ns. Entsprechend der positiven Halbwelle des Rechtecksignals 112 schaltet der
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Transistor 110 durch. Ober einen Entladekondensator CL erhält die Laserdiode 1 einen starken Stromimpuls mit einer Stromstärke von z. B. einigen Ampere.
Bei der negativen Halbwelle des Rechtecksignals 112 ist der Transistor 110 gesperrt, und der Kondensator CL wird mit der Span- nungsquelle Usupply über einen Widerstand R aufgeladen. Aufgrund des anhand der Fig. 12 erläu- terten Spiking-Effekts wird der emittierte Lichtimpuls bzw. das Tastverhältnis der Primärimpulsfolge 7 in Fig. 1 der Laserdiode 1 im Vergleich zum Stromimpuls aus dem Transistor 110 erheblich verkürzt.
In Fig. 12 ist das typische Einschwingverhalten einer Laserdiode nach dem Einschalten des Diodenstroms dargestellt. Durch die Strominjektion baut sich zunächst im aktiven Lasermedium eine Besetzungsinversion auf, die wesentlich stärker ist als die Besetzungsinversion im einge- schwungenen Zustand, der sich nach etwa 6 ns einstellt. Diese starke Besetzungsinversion führt zeitverzögert zu einer schnellen und massiven Entladung des oberen Laserniveaus, so dass ein kurzer intensiver Lichtimpuls emittiert wird. Das obere Lasemiveau wird hierdurch bis unterhalb der Laserschwelle entladen, und es dauert eine gewisse Zeit bis der Diodenstrom erneut eine nun nicht mehr so starke Besetzungsinversion produziert, die sich anschliessend in einem weniger starken Lichtpuls erneut entlädt. Dieser Vorgang setzt sich bis zum Erreichen des eingeschwunge- nen Zustands fort.
Die hier auftretende Oszillation wird Relaxationsoszillation genannt. Ihre Perio- dendauer, die typischerweise 1 ns beträgt, hängt von der Resonatorgeometrie der Laserdiode ab und reduziert sich mit steigendem Diodenstrom. Wird der Diodenstrom nun nach der ersten Laser- entladung abgeschaltet, so wird nur der erste intensive Lichtimpuls emittiert. Bei üblichen Kanten- emittern ist dieser Impuls mit wenigen 100 ps wesentlich kürzer als der Injektionsstromimpuls, dessen Dauer in dem Beispiel 2,5 ns beträgt. Mit vertikal emittierenden Laserdioden (VCSEL) lassen sich noch kürzere Impulse realisieren. Mit ansteigender lnjektionsstromstärke steigt auch die emittierte Strahlungsleistung an, und die Verzögerungszeit nimmt ab.
Durch dieses Ein- schwingverhalten - auch "Spiking" genannt - der Laserdiode wird aus dem Rechtecksignal 112 des Signalgenerators eine Folge sehr kurzer intensiver Lichtimpulse 7 generiert.
Zur Direktmischung der Detektionsimpulsfolge 13 mit der LO-Impulsfolge gemäss der Erfindung muss nicht unbedingt eine Fotodiode verwendet werden. Es sind auch andere Möglichkeiten denkbar. Beispielsweise kann - wie in Fig. 13 gezeigt - zum Zerhacken der Detektionslichtimpuls- folge 13 (Fig. 1) unmittelbar vor der Fotodiode 6 ein optischer, elektrisch oder optisch steuerbarer Schalter 130 angebracht werden, den das zu detektierende Licht passiert und der von der LO- Impulsfolge 14 (Fig. 1) aktiviert wird. Als derartige Schalter eignen sich zum Beispiel Pockelszellen, die von elektrischen Signalen angesteuert werden. Auch optische Halbleiterverstärker, wie bei- spielsweise entspiegelte Laserdioden, können eingesetzt werden.
Dabei wird die das verstärkende Medium passierende Detektionsimpulsfolge 13 nur beim Anliegen eines elektrischen LO-Impulses 14 verstärkt, so dass ein Mischeffekt der Detektionsimpulsfolge 13 mit der LO-Impulsfolge 14 entsteht. Bezogen auf die Ausführungsbeispiele in Fig. 7 und Fig. 8 wird hierzu ein unmittelbar vor der Fotodiode 6 positionierter elektrisch steuerbarer optischer Schalter bzw. Verstärker von der LO-Impulsfolge 14 angesteuert. Die Fotodiode 6 ist dabei von dem LO-Impulsgenerator isoliert.
Durch den optischen Schalt- bzw. Verstärkungsprozess entsteht ein Zwischenfrequenzsignal, dass am Tiefpassfilter 15 bestehend aus CTp und RTp abgegriffen werden kann. Auch Kerr-Zellen oder sättigbare Absorber können verwendet werden. Diese Komponenten werden mit intensiven Licht- impulsen aktiviert und sind demnach optisch steuerbare optische Schalter. In Fig. 13 ist hierzu ein Ausführungsbeispiel zu sehen. Die LO-(Licht-)Impulsfolge 132 wird z. B. mit einer zweiten Laserdi- ode 131 unter Nutzung des erläuterten Spiking-Effekts generiert. Die Schaltung zur Impulserzeu- gung entspricht der nach Fig. 11und ist oben ausführlich beschrieben. Die von der zweiten Laser- diode 131 emittierte periodische LO-Lichtimpulsfolge 132 wird auf den optisch steuerbaren opti- schen Schalter 130 geführt.
Nur während der Zeitdauer der LO-Impulse ist der optische Schalter 130 transparent, so dass die Detektionslichtimpulsfolge 13 die aktive Fläche der Fotodiode 6 erreicht. Durch diesen periodischen Schaltprozess entsteht nach der Detektion in der Fotodiode 6 ein impulsfolgenmässiger Zwischenfrequenzstrom, der am Tiefpass 15 bestehend aus CTP und RTP einen dementsprechenden Spannungsabfall erzeugt. Dieser Spannungsabfall wird z.B. mit dem Analog-Digital-Wandler 17 (Fig. 1) gemessen und steht zur Weiterverarbeitung durch den Prozes- sor 18 zur Verfügung.
Mit optisch steuerbaren optischen Schaltern lassen sich sehr kurze Einschaltzeiten von weni-
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ger als 10 ps realisieren. Es sind sehr kleine Tastverhältnisse und demnach sehr hohe augensichere Impulslichtleistungen sowie geringe mittlere Schrotaustauschströme möglich, so dass nach Gl.
(22) gute Signal-Rausch-Abstände bzw. hohe Distanzmessgenauigkeiten bei kurzen Messzeiten erreicht werden können. Neben optisch steuerbaren optischen Schaltern können auch optisch steuerbare optische Verstärker als Mischer vor die Fotodiode 6 positioniert werden. Zu nennen sind in diesem Zusammenhang beispielsweise Lichtleitfaserverstärker. Farbstoffverstärker oder optisch parametrische Verstärker. Diese Komponenten verstärken die sie passierende Detektionsimpulsfolge 13 in Abhängigkeit von der Intensität des eingestrahlten Pumplichts. Bei vorhandenem LO-Pumplichtpuls, der beispielsweise mit Laserdioden im Spiking-Betrieb erzeugt wird, werden optische Verstärkungen von bis zu 106 erzielt, wobei ohne Pumplicht eine Dämpfung von 10-2 bis 10-1 zu verzeichnen ist.
Durch diese grosse Verstärkungsänderung im Takt der LOPumplichtimpulsfolge wird die Detektionsimpulsfolge mit der LO-Impulsfolge gemischt. In der nachfolgenden Tab. 1 sind die geschalteten und ungeschalteten Transmissionen verschiedener optisch steuerbarer optischer Schalter bzw. Verstärker zusammengestellt.
Tabelle 1: Eigenschaften optisch steuerbarer optischer Schalter bzw. Verstärker
EMI21.1
<tb> Anordnung <SEP> geschaltete <SEP> ungeschaltete <SEP> Öffnungszeit
<tb> Transmission <SEP> Transmission
<tb>
<tb> Kerr-Effekt <SEP> 10-1 <SEP> 10-4 <SEP> 2 <SEP> ps
<tb>
<tb>
<tb> Sättigbarer <SEP> Adsorber <SEP> 10-1 <SEP> 10-4 <SEP> 10 <SEP> ps
<tb>
<tb>
<tb> Farbstoffverstärker <SEP> 103 <SEP> 10-2 <SEP> 10 <SEP> ps
<tb>
<tb>
<tb> optischer <SEP> parametrischer <SEP> 106 <SEP> 10-1 <SEP> 0,1 <SEP> ps
<tb>
<tb> Verstärker
<tb>
In Verbindung mit optischen Schaltern bzw. Verstärkern können im Prinzip auch langsame Fo- todioden (PIN-, MSM- oder Avalanche-Fotodioden) eingesetzt werden, da sie nur das niederfre- quente ZF-Signal detektieren.
Bei Verwendung von optischen Schaltern zusammen mit PIN- oder MSM-Fotodioden dominiert nicht das Schrotrauschen der Fotodiode, so dass, wie oben erwähnt, keine Verbesserung des Signal-Rausch-Abstands erreicht werden kann.
Bei einer prinzipiellen IRM-Schaltungs- und Messsystemanordnung nach Fig. 1 ist ein Lichtde- tektor eingesetzt. Dies wirkt sich auf die Zuverlässigkeit und Genauigkeit des Messsystems sehr positiv aus. Aber auch der Einsatz eines separaten Referenzlichtdetektors und eines getrennten Messlichtdetektors ist möglich. Eine solche abgewandelte Anordnung ist in Fig. 14 gezeigt. In wesentlichen Punkten entspricht diese Anordnung der nach Fig. 1, was durch gleiche jedoch mit Strich (') versehene Bezugshinweise verdeutlicht wird. Zur Erläuterung wird insoweit auf die obigen Ausführungen in Fig. 1 verwiesen.
Anders als bei Fig. 1 gelangt nach Fig. 14 die Referenzlichtimpulsfolge 11' über einen zweiten Strahlenteiler oder Reflektor 140, ein streuendes Medium oder einen Lichtwellenleiter auf eine Referenzfotodiode 141, während die Messlichtimpulsfolge 10' über die Empfangsoptik 5' auf die Messfotodiode 6' fokussiert wird. Durch Fotodioden-Direktmischung (PIN-, MSM-, Avalanche- Fotodioden) oder durch Mischung mit optischen Schaltern bzw. Verstärkern wird die detektierte Referenzlichtimpulsfolge 11' und die detektierte Messlichtimpulsfolge 10' mit der auch an der Messfotodiode 6' angelieferten LO-Impulsfolge 14' gemischt. Die über Tiefpassfilter 15' bzw. 144 resultierenden ZF-Impulsfolgen werden im Referenz- und Messkanal separat gefiltert, in 16' bzw.
142 verstärkt und mittels Analog-Digital-Wandlern 17' bzw. 143 abgetastet. Die Abtastwerte wer- den der Steuereinheit 18' übermittelt, die durch Bestimmung der Zeitdifferenz zwischen Mess- und Referenzimpulsfolge in oben beschriebener Weise die Distanz ermittelt.
Die besonderen Vorteile der Erfindung sind im Folgenden kurz zusammengefasst erläutert: (i) Relativ hohe Impulslichtleistungen lassen sich realisieren bei niedrigen mittleren Rausch- strömen durch die Wahl kleiner Tastverhältnisse für die Mess- bzw. Modulationsimpulsfol- ge und dementsprechend für die Lokalimpulsgenerator-Impulsfolge. Daraus resultieren grosse Signal-Rauschabstände,
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hohe Distanzmessgenauigkeit, hohe Messsicherheit bei der Bestimmung der Periodenzahl n, (siehe, GI. (21 )), geringe Messzeiten für sichere Bestimmung der Periodenzah! nt1 und geringe Messzeiten für hohe Distanzmessgenauigkeit.
(ii) Prinzipiell ist kein zusätzlicher Referenzempfänger notwendig, so dass die in Fig. 1 veran- schaulichte Systemanordnung von besonderem Vorteil ist durch
Eliminierung sämtlicher parasitärer Laufzeiten der Sende- und Empfangskomponenten,
APD-Lichtdetektor mit sehr hoher Verstärkung, hohe Distanzmessgenauigkeit hohe Zuverlässigkeit; initiale gerätespezifische Kalibrierung entbehrlich, und
Reduzierung der Bauteil- und Inbetriebnahmekosten.
(iii) Aufgrund der erfindungsgemässen Direktmischung ergeben sich Vorteile durch niedrige Zwischenfrequenzen und geringe Abtastraten,
Wegfall sensibler Hochfrequenzkomponenten im Messsignalpfad, reduzierte Stromaufnahme, reduzierten Bauteilbedarf, vereinfachtes Schaltungsdesign,
Reduzierung der Kosten durch Verwendung von NF-Komponenten, geringe oder keine Einkopplung von elektrischen Störsignaten (Übersprecher, elektro- magnetische Interferenz (EMI) durch digitale Störsignale oder externe Funkfelder) we- gen niedriger Zwischenfrequenz, reduziertes Rauschen wegen geringer EMI und durch Verwendung von NF-
Komponenten, verbesserte Distanzmessgenauigkeit.
(iv) Durch den erfindungsgemässen Impulsbetrieb des oder der Lichtemitter (Laserdiode) ergibt sich für das erfindungsgemässe Distanzmessgerät eine reduzierte Stromaufnahme, eine geringe Betriebstemperatur ; Kühlung notwendig, ein erweiterter Temperaturbereich, die Verwendung kostengünstiger Laserdioden mit reduziertem Temperaturbereich, und eine Erhöhung der Lebensdauer der Laserdioden.
(v) Die hohe Repetitionsfrequenz der eingesetzten Lichtimpulse ermöglicht geringere Lichtim- pulsleistungen als bei herkömmlichen Lichtimpulslaufzeitverfahren und ausserdem sind kei- ne speziellen Impulslaserdioden erforderlich.
(vi) Eine digitale Signalerzeugung für das Lokaloszillatorsignal und das Modulationssignal ist möglich und unproblematisch.
**WARNUNG** Ende DESC Feld kannt Anfang CLMS uberlappen**.