DE10006438A1 - Einrichtung und Verfahren zum Zuführen elektrischer Energie zu einer Last - Google Patents

Einrichtung und Verfahren zum Zuführen elektrischer Energie zu einer Last

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DE10006438A1 DE10006438A DE10006438A DE10006438A1 DE 10006438 A1 DE10006438 A1 DE 10006438A1 DE 10006438 A DE10006438 A DE 10006438A DE 10006438 A DE10006438 A DE 10006438A DE 10006438 A1 DE10006438 A1 DE 10006438A1
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Abstract

Es wird eine verbesserte elektrische Stromversorgungs-Steuereinrichtung zum Zuführen elektrischer Energie zu einer Last (102) von einer Batterie (110) beschrieben. Die elektrische Stromversorgungs-Steuereinrichtung besteht aus einem Halbleiterschalter, der zwischen der elektrischen Energiequelle (110) und der Last (102) angeschlossen ist, zum Steuern der Energiezufuhr zu der Last, sowie einer Detektionsschaltung für einen übermäßigen elektrischen Strom zum Detektieren einer übermäßigen elektrischen Stroms, der durch die Last (102) fließt, eine Schutzschaltung, die mit dem Halbleiterschalter verbunden ist, und zwar zum Abschalten des Halbleiterschalters dann, wenn die Detektionsschaltung für den übermäßigen elektrischen Strom einen übermäßigen elektrischen Strom detektiert, und eine Steuerschaltung zum Sperren des Abschaltens des Halbleiterschalters durch die Schutzschaltung, wenn die Erhöhungsrate des durch die Last fließenden elektrischen Stroms kleiner als eine vorgegebene Rate ist.

Description

Der Gegenstand der Anmeldung betrifft den Gegenstand, der in der japanischen Patentanmeldung Nr. Hei 11-074260 offenbart ist, hinterlegt am 14. Februar 1999 in Japan, und die betrachtete Anmeldung nimmt diese Priorität unter der Verbandseinkunft in Anspruch und nimmt sie durch Bezugnahme mit auf.
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Verbesserung einer Einrichtung und eines Verfahrens zum Zuführen von elektrischer Energie zu einer Last, und insbesondere eine Einrichtung und ein Verfahren zum geschalteten Zuführen elektrischer Energie zu Lasten von einer Batterie.
Die Fig. 1 zeigt ein Schaltbild zum Darstellen einer beispielhaften elektrischen Energiezuführ-Steuereinrichtung nach dem Stand der Technik, die mit einem Halbleiterschalter versehen ist. Die elektrische Energiezuführungs- Steuereinrichtung nach diesem Beispiel des Stands der Technik ist zum Zuführen elektrischer Energie von einer Batterie in selektiver Weise zu jeweiligen Lasten, die in einem Motorfahrzeug angeordnet sind, vorgesehen.
Gemäß derselben Figur enthält die elektronische Energiezuführungs-Steuereinrichtung nach diesem Beispiel des Stands der Technik einen Temperatursensor FET QF und einen Shunt-Widerstand, der in Serie und über dem elektrischen Strompfad angeschlossen und angeordnet ist, der zum Zuführen der Ausgangsspannung VB einer elektrischen Energiequelle 101 zu einem Lastkondensator 102 wie einem Scheinwerfer vorgesehen ist, sowie einem Antriebsmotor zum Steuern des Öffnungs/Schließbetrieb eines Fensters mit elektrischem Scheibenheber. Weiterhin ist die elektrische Energiezuführungs-Steuereinrichtung mit einer Treiberschaltung 901 versehen, zum Detektieren des elektrischen Stroms, der durch den Shunt-Widerstand RS fließt und den Betrieb des Temperatursensor FET QF mittels einer Hardware-Schaltung steuert, sowie den Analog/Digital- Umsetzer 902 zum Steuern des Anschalt/Abschaltbetriebs des Temperatursensors FET QF auf der Grundlage des elektrischen Strompegel, wie er durch die Treiberschaltung 901 überwacht wird, und einen Mikrocomputer (CPU) 903.
Ferner ist der Temperatursensor FET QF mit einem (in der Figur nicht gezeigten) eingebauten Temperatursensor ausgerüstet, und er funktioniert als Halbleiterschalter, der erzwungenermaßen den Temperatursensor FET QF selbst mittels einer eingebauten Gate-Abschaltschaltung dann abschaltet, wenn die Temperatur des Temperatursensors FET QF über einen vorgegebenen Pegel ansteigt. In derselben Figur bezeichnet die Referenz RG einen Innenwiderstand, wohingehend die Referenz ZD1 eine Zenerdiode bezeichnet, zum Aufrechterhalten der Spannung zwischen dem Gate G und der Source S, damit ermöglicht wird, dass eine übermäßige Spannung, die an dem Gate G anliegt, an dem Gate G vorbeigeführt wird.
In dem Fall der elektrischen Energieversorgungs- Steuereinrichtung für dieses Beispiel nach dem Stand der Technik ist ein Schutzmechanismus vorgesehen, zum Schützen des Temperatursensors FET QF und/oder des Lastkondensators 102 gegenüber einem übermäßigen elektrischen Strom. Insbesondere besteht die Treiberschaltung 901 aus Differenzverstärkern 911 und 913, die als eine elektronische Stromüberwachungsschaltung dienen, einem Differenzverstärker 912, der als ein elektrischer Strombegrenzungsschaltkreis dient, einer Ladungspumpenschaltung 915, einer Treiberschaltung 914 zum Treiben des Gates G des Temperatursensors FET QF über den inneren Widerstand FG auf der Grundlage des Beurteilungssignals für einen übermäßigen elektrischen Strom, das von der elektrischen Strombegrenzungsschaltung abgegeben wird, und dem Steuersignal für den An/Abschaltbetrieb, das von dem Mikrocomputer 903 abgegeben wird.
Übersteigt der über die elektrische Stromzuführungs- Steuereinrichtung geführte elektrische Strom einen Referenzpegel (den oberen Grenzwert) und wird nachfolgend ein übermäßiger elektrischer Strom detektiert, so wird der Temperatursensor FET QF mittels der Treiberschaltung 914 abgeschaltet. Der Temperatursensor FET QF wird anschließend dann angeschaltet, wenn der Pegel des elektrischen Stroms unterhalb einen Referenzpegel (den unteren Grenzwert) abfällt.
Andererseits wird der elektrische Strom kontinuierlich über die elektrische Stromüberwachungsschaltung (die Differenzverstärker 911 und 913) unter Steuerung durch den Mikrocomputer 903 überwacht. Fließt ein anormaler elektrischer Strom über den normalen Pegel, so dient der Temperatursensor FET QF zum Abschalten des Treibersignals zum Abschalten des Temperatursensors FET QF. Zwischenzeitlich wird dann, wenn die Temperatur des Temperatursensore FET QF einen vorgegebenen Pegel übersteigt, bevor der Mikrocomputer 903 das Treibersignal zum Abschalten des Temperatursensors FET QF ausgibt, der Temperatursensor FET QF mittels einem Überhitzungsabschaltmechanismus abgeschaltet.
Jedoch bestehen im Fall der elektrischen Energieversorgungs- Steuereinrichtung gemäß dem oben beschriebenen Stand der Technik Nachteile dahingehend, dass der Shunt- bzw. Nebenschlußwiderstand RS in Serie zu der elektrischen Energieversorgungsleitung vorgesehen sein muß, damit ein anormaler hierüber geführter elektrischer Strom detektiert wird, und demnach wird die Wärmeabgabe des Shunt-Resistors problematisch, da sich der elektrische Strom, der über die Last fließt, im Verlauf der letzten Jahre erhöht erhöht hat, während sich der Anschaltwiderstandswert des Temperatursensors FET QF momentan verringert.
Es ist zu beachten, dass der Überwärmeabschaltmechanismus und die Begrenzungsschaltung für einen übermäßigen elektrischen Strom - wie oben beschrieben - dann geeignet funktionieren können, wenn ein typischer Kurzschluss in der Last 102 oder den zugeordneten Verdrahtungen auftritt, was zu einem großen elektrischen Strom führt, wohingehend sie nicht mehr länger geeignet funktionieren können, wenn der Kurzschluss in unvollständiger Weise auftritt, d. h. als knapper bzw. unvollständiger Kurzschluss, was zu einem bestimmten Kurzschlusswiderstandswert führt. In diesem Fall ist der anormale elektrische Strom mittels dem Mikrocomputer 903 über die elektronische Stromüberwachungsschaltung zu detektieren, damit der Temperatursensor FET QF abgeschaltet wird. Jedoch ist das Ansprechverhalten auf den anormalen elektrischen Strom nicht ausreichend.
Weiterhin bestehen zusätzliche Nachteile darin, dass der Shunt-Widerstand RS, der Analog/Digital-Umsetzer 902, der Mikrocomputer 903 und dergleichen vorzuziehen sind, was zu einem großen Raumbedarf zum Implementieren, je nach Anforderung, führt. Diese Elemente sind relativ zu teuer, so dass die Herstellungskosten für die Einrichtung angehoben sind.
Ferner dient die Begrenzungsschaltung für den übermäßigen elektrischen Strom auch zum Detektieren eines übermäßigen elektrischen Stroms, der nicht auf eine Schwierigkeit bei der Hardware zurückzuführen ist, so dass die elektronische Stromzufuhr unnötigerweise beendet wird, was zu einer Beeinträchtigung der Verwendbarkeit führt.
Die vorliegende Erfindung wurde zum Lösen der oben beschriebenen Nachteile geschaffen. Eine technische Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht in der Schaffung einer elektrischen Stromversorgungs-Steuereinrichtung bzw. einer Energiezuführungs-Steuervorrichtung und einem elektrischen Steuerversorgungs-Steuerverfahren zum Abwarten des Wiederherstellens der Normalbedingung der elektrischen Steuerversorgungs-Steuereinrichtung dann, wenn ein übermäßiger elektrischer Strom, der nicht auf eine Schwierigkeit bei der Hardware zurückzuführen ist, fließt, anstelle des unmittelbaren Abschaltens des Strompfads für den übermäßigen elektrischen Strom, zusätzlich zu der Funktion zum Detektieren eines übermäßigen elektrischen Stroms aufgrund des Auftretens eines Kurzschlusses aufgrund einer Schwierigkeit bei der Hardware.
Zusammengefasst werden die obigen und andere technische Aufgaben und Vorteile der vorliegenden Erfindung durch eine neue und verbesserte elektrische Stromversorgungs- bzw. Energieversorgungs- bzw. Energiezuführungs-Steuereinrichtung erzielt, die zum Zuführen elektrischer Energie zu einer Last von einer Batterie dient und einen elektrischen Halbleiterschalter enthält, der zwischen der elektrischen Energiequelle und der Last angeschlossen ist, zum Steuern der Energiezufuhr zu der Last; ferner eine Detektionsschaltung für einen übermäßigen elektrischen Strom zum Detektieren eines übermäßigen elektrischen Stroms, der durch die Last fließt; eine Schutzschaltung, die mit dem Halbleiterschalter verbunden ist; zum Abschalten des Halbleiterschalters dann, wenn die Detektionsschaltung für den übermäßigen elektrischen Strom einen übermäßigen elektrischen Strom detektiert; sowie eine Steuerschaltung, mit der bei der Schutzschaltung ein Abschalten des Halbleiterschalters dann unterbunden wird, wenn die Rate der Zunahme des elektrischen Stroms, wie er durch die Last fließt, kleiner als eine vorgegebene Rate ist.
Ferner wird gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung die Erhöhungsrate des elektrischen Stroms durch Messung des Pegels des elektrischen Stroms detektiert, und zwar bei einer vorgegebenen Zeit, nachdem die Zufuhr der elektrischen Energie zu der Last initiiert wird.
Ferner dient in Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung die Steuerschaltung zum Freigeben der Schutzschaltung für das Abschalten des Halbleiterschalters nach dem Sperren der Schutzschaltung.
In Übereinstimmung mit einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung enthält ein elektrisches Stromversorgungsverfahren zum Zuführen elektrischer Energie zu einer Last von einer Batterie die Schritte Initiieren der Zufuhr der elektrischen Energie zu der Last; Detektieren der Erhöhungsrate des elektrischen Stroms durch die Last; Fortsetzen der Zuführung der elektrischen Energie zu der Last, wenn die Erhöhungsrate des elektrischen Stroms durch die Last niedriger als ein vorgegebener Wert ist; und Halten der Zufuhr der elektrischen Energie zu der Last, wenn die Erhöhungsrate des elektrischen Stroms durch die Last niedriger als ein vorgegebener Wert ist.
Ferner wird in Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung der Schritt zum Detektieren der Erhöhungsrate für den elektrischen Strom durch die Last durch Messen der Größe des elektrischen Stroms durchgeführt, und zwar eine vorgegebene Zeit nach dem Initiieren der Zufuhr der elektrischen Energie zu der Last.
Die vorgenannten und andere Merkmale und technischen Aufgaben der vorliegenden Erfindung und die Weise zum Erzielen derselben ergibt sich deutlicher unter Bezug auf die folgende Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform im Zusammenhang mit der beiliegenden Zeichnung, anhand derer sich auch die Erfindung selbst am besten verstehen lässt; es zeigen:
Fig. 1 ein Schaltbild zum Darstellen einer beispielhaften elektrischen Stromversorgungs-Steuerschaltung, die mit einem Halbleiterschalter ausgerüstet ist, als Beispiel gemäß dem Stand der Technik;
Fig. 2 ein Schaltbild zum Darstellen der elektrischen Energieversorgungs-Steuereinrichtung in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 3 ein Schaltbild zum Darstellen des Halbleiterschalters für die Verwendung in der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 4 bis 6 beispielhafte Ansichten zum Erläutern des Betriebsmechanismus für die elektrischen Stromversorgungs-Steuerschaltung und das elektrischen Stromversorgungs-Steuerverfahren in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung;
Fig. 7 ein schematisches Diagramm zum Darstellen von Signalformen des elektrischen Stroms und der Spannung für den Halbleiterschalter der elektrischen Energieversorgungs-Steuereinrichtung in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung in dem Fall, dass ein Kurzschluss erzeugt wird, sowie in dem Fall, dass die elektrische Energieversorgungs-Steuereinrichtung normal betrieben wird; und
Fig. 8 ein graphisches Diagramm zum Darstellen der Änderung des elektrischen Stromanstiegs nach dem Anschalten der Last zur Zeit t = 0 in dem Fall der elektrischen Stromversorgungs-Steuereinrichtung in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung.
Nachfolgend wird eine elektrische Energiezuführungs- bzw. Stromversorgungs-Steuereinrichtung und ein elektrisches Stromversorgungs-Steuerverfahren in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung detaillierter unter Bezug auf die Fig. 2 bis Fig. 8 erläutert. Die elektrischen Stromversorgungs- Steuereinrichtung und das elektrischen Stromversorgungs- Steuerverfahren werden nachfolgend unter der Annahme erläutert, dass die vorliegende Erfindung beispielsweise bei dem Kabelbaum eines Motorfahrzeugs zur Anwendung kommt, beispielsweise der Steuereinrichtung zum Erzielen einer Steuerung eines Fensters mit elektrischem Fensterheber und dergleichen durch Zuführung von elektrischer Energie zu dem Antriebsmotor dieser Last, ausgehend von einer Batterie. Jedoch ist die Anwendung der vorliegenden Erfindung nicht auf das Beispiel begrenzt, sondern sie ist auf irgendwelche derartige elektrische Stromversorgungs-Steuereinrichtung und elektrische Stromversorgungs-Steuerverfahren zum geschalteten Zuführen von Energie zu Lasten ausgehend von einer Batterie anwendbar.
In diesem Fall zeigt die Fig. 2 ein Schaltbild zum Darstellen der elektrischen Energieversorgungs- bzw. Stromversorgungs- Steuereinrichtung in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung; die Fig. 3 zeigt ein Schaltbild zum Darstellen des Halbleiterschalters für die Anwendung in der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung; die Fig. 4 bis 6 zeigen beispielhafte Ansichten zum Erläutern des Mechanismus für die elektrische Stromversorgungs- Steuereinrichtung und das elektrische Stromversorgungs- Steuerverfahren in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung; die Fig. 7 zeigt ein schematisches Schaltbild zum Darstellen der Signalformen des elektrischen Stroms und der Spannung für den Halbleiterschalter der elektrischen Stromversorgungs-Steuereinrichtung in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung in dem Fall, dass ein Kurzschluss erzeugt wird, und in dem Fall, dass die elektrische Stromversorgungs-Steuereinrichtung normal betrieben wird.
Die elektrische Stromversorgungs-Steuereinrichtung in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung ist mit einem Umschaltschaltkreis versehen, der als Abschaltschaltung vom Stromschwingungstyp bezeichnet werden kann. Der Grund ergibt sich anhand der folgenden Beschreibung. Wie in Fig. 2 gezeigt, besteht die elektrische Stromversorgungs- Steuereinrichtung aus einem Temperatursensor FET QA als Halbleiterschalter an der Leitung zum Zuführen der Ausgangsspannung VB einer elektrischen Energiequelle 101 zu einer Last 102, die in Serie zu der Drain- und der Source- Elektrode des Temperatursensor FET QA angeschlossen ist. Während der Temperatursensor FET QA mit NMOS-Transistoren der Struktur vom DMOS Typ implementiert ist, lassen sich PMOS-Transistoren anstelle der NMOS-Transistoren für denselben Zweck verwenden. In der Figur ist gezeigt, dass die Steuerschaltung zum Treiben des Temperatursensors FET QA mit einem Referenz FET QT, dem Widerstand R1, R2, R4, R8, R10, RG, Rr und RV, einer Zenerdiode ZD1, einer Diode D1, einem Komparator CMP1, einer Treiberschaltung 111 und einem Schalter SW1 implementiert ist. Zudem sind in derselben Figur die Bezugnehmend, bestehend aus "R" und (einem) Bezugszeichen, die hieran angefügt sind, auch zum Bezeichnen der Widerstandswerte der jeweiligen Widerstände durch die Bezugnahme(n) zusätzlich zu dem üblichen Zweck zum Bezeichnen dargestellter zugeordneter Symbole verwendet. Weiterhin bezeichnet die - wie in Fig. 2 dargestellt - mit einer unterbrochenen Linie umgebene Schaltung 110a die analoge Schaltung, die in einem Chip zu integrieren ist (die Abschaltschaltung vom Stromschwingungstyp, Engl.: current vibrating type shutdown circuit). Selbstverständlich können andere Elemente ebenso geeignet in demselben Chip integriert sein.
Die Last 102 ist beispielsweise ein Antriebsmotor zum Steuern des Öffnungs/Schließbetriebs eines Wischers oder eines Fensters mit elektrischem Fensterheber, und so weiter, der dann betrieben wird, wenn der Anwender den Schalter SW1 anschaltet. Die Treiberschaltung 101 besteht aus einem Quelltransistor Q5, der mit dem Potentialpegel VP durch den Kollektor hiervon verbunden ist, sowie einem Senkentransistor Q6, der mit dem Massepegel GND durch den Emitter hiervon verbunden ist, und ein Steuersignal zum Erzielen einer Steuerung des Betriebs des Temperatursensors FET QA durch den An/Abschaltbetrieb des Quelltransistors Q5 und des Senktransistors Q6 erzielt. Im übrigen ist in derselben Figur die Ausgangsspannung VB die Ausgangsgröße der elektrischer Energiequelle 101, die beispielsweise einen Wert von 12 V aufweist. Ebenso ist die Ausgangsspannung VP der Ladepumpschaltung beispielsweise VB + 10 V.
Die Fig. 3 zeigt ein Schaltbild zum Darstellen des Temperatursensors FET QA in der Funktion als Halbleiterschalter für das Verwenden in der Ausführungsform gemäß der vorliegenden Erfindung. Gemäß derselben Figur besteht der Temperatursensor FET QA aus einem Widerstand RG, einem Temperatursensor 121, einer Latchschaltung 122 und einem Überhitzungsvermeidungs FET QS. Im übrigen bezeichnet das Bezugszeichen ZD1 eine Zenerdiode, die ermöglicht, dass ein elektrischer Strom zum Umgehend es Gates G geführt wird, wenn eine übermäßige Spannung an dem Gate G anliegen würde.
In anderen Worten ausgedrückt, dient der Temperatursensor FET QA in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung zum Detektieren eines Anstiegs der Temperatur hiervon über einen vorgegebenen Pegel durch den Temperatursensor 121, sowie zum anschließenden Halten der detektierten Information durch die Latchschaltung 122. Hiernach wird der Temperatursensor FET QA erzwungenermaßen abgeschaltet, und zwar durch Anschalten des Übererhitzungsvermeidungs-FET QS, der als die Gate- Abschaltschaltung in Übereinstimmung mit dem hierin implementierten Übererhitzungs-Abschaltmechanismus.
Der Temperatursensor 121 besteht aus vier Dioden, die in Serie verbunden sind und die in der Nähe des Temperatursensors FET QA bei der Implementierung angeordnet sind. Da die Widerstandswerte der jeweiligen Dioden bei ansteigender Temperatur des Temperatursensors FET QA verringert sind, wird ein FET Q51 zum Umschalten von dem "An"-Zustand zu dem "Aus"-Zustand dann betrieben, wenn der Gate-Pegel des FET Q51 auf einen effektiven Pegel für den logischen Wert L abfällt. Durch diese Konfigurierung wird ein FET Q54 zum Umschalten betrieben, und zwar von dem "Aus"- Zustand zu dem "An"-Zustand, wenn der Gatepegel des FET Q51 zu dem Potential des Gate-Steueranschluss G des Temperatursensors FET QA hochgezogen wird, und anschließend hält die Latchschaltung den Wert "1". In diesem Zusammenhang nimmt der Ausgang der Latchschaltung den "H"-Pegel an, so dass der Übererhitzungsvermeidungs-FET QS zum Schalten von dem "Aus"-Zustand zu dem "An"-Zustand betrieben wird. Das wahre Gate (Engl.: true gate, TG) des Temperatursensors FET QA und die Source des Temperatursensors FET QA weisen dasselbe Potential auf, und demnach wird der Temperatursensor FET QA zum Schalten von dem "Aus"-Zustand zu dem "An"-Zustand betrieben, was zu einem Übererhitzungsabschalten führt.
Weiterhin ist die elektrische Stromversorgungs- Steuereinrichtung in Übereinstimmung mit dieser Ausführungsform der vorliegenden Erfindung mit einem Schutzmechanismus versehen, und zwar zum Schützen der elektrischen Stromversorgungs-Steuereinrichtung gegenüber einer Beschädigung durch einen übermäßigen elektrischen Strom aufgrund eines Kurzschlusses, der in der Last 102 auftritt, oder zwischen der Source des Temperatursensors FET QA und der Last 102, oder gegenüber einer Beschädigung aufgrund eines anormalen elektrischen Stroms aufgrund eines unvollständigen Kurzschlusses (Engl.: rare short-circuit). Nachfolgend wird die Konfigurierung zum Implementieren des Schutzmechanismus unter Bezug auf die Fig. 2 erläutert.
Zunächst besteht eine Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung aus dem Referenz FET QB und dem Widerstand Rr, der außerhalb des Chips 110a angeordnet ist. Das Drain und Gate des Referenz FET QB sind jeweils mit dem Drain D und dem Gate des Temperatursensors FET QA verbunden, wohingehend die Source 5B des Referenz FET QB mit einem Anschluss des Widerstands Rr verbunden ist, dessen anderer Anschluss mit dem Massepegel GND verbunden ist. Hierdurch wird es aufgrund der Tatsache, dass das Drain und das Gate des Temperatursensors FET QA mit dem Drain und Gate des Referenz FET QB gekoppelt sind, einfach, diese in demselben Chip 110a zu intergrieren. Ferner wird es aufgrund der Tatsache, dass der Widerstand Rr außerhalb des Chips 110a angeordnet ist, möglich, zu vermeiden, dass das Referenzpotential durch eine Temperaturschwankung des Chips 110a beeinflusst wird, und somit lässt sich eine Stromdetektion mit hoher Genauigkeit realisieren.
Weiterhin sind der Referenz FET QB und der Temperatursensor FET QA in demselben Chip 110a mit demselben Prozess integriert. Die Stromdetektionstechnik in Übereinstimmung mit dieser Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird auf der Grundlage der Differenzspannung durchgeführt, die durch den Komparator CMP1 detektiert wird, und zwar zwischen dem Referenzpotential und der Drain-Source-Spannung VDSA des Temperatursensors FET QA, so dass es möglich ist, die gemeinsamen Faktoren zu eliminieren oder zu unterdrücken, die bei der Stromdetektion zu einem Fehler führen, d. h. den Einfluss der Drift der Temperatur oder des Stroms/der Spannung und den Einfluss der Verschiebung der Eigenschaften zwischen Partien (Engl.: lots), da der Referenz FET QB und der Temperatursensors FET QA in demselben Chip 110a anhand desselben Prozesses integriert sind.
Ferner ist die Zahl der Aufbautransistoren (Engl.: constituent transistors) für den Referenz FET QB kleiner als diejenige bei dem Temperatursensor FET QA, damit die Kapazität für den elektrischen Strom des Referenz FET QB kleiner als diejenige des Temperatursensors FET QA ist. Beispielsweise ist die Zahl der Aufbautransistoren für den Referenz FET QB 1, wohingehend die Zahl der Aufbautransistoren des Temperatursensors FET QA den Wert 1000 aufweist.
Ferner ist der Widerstandswert des Widerstands Rr durch den Widerstandswert der Last 102 bestimmt, und zwar nach Multiplikation mit dem Wert (Aufbautransistoren des Temperatursensors FET QA = 1000)/(Aufbautransistoren des Referenz FET QB = 1), wie in der folgenden Beschreibung erläutert. Es ist möglicht, die Drain-Source-Spannung des Referenz FET QB gemäß der Drain-Source-Spannung VDS des Temperatursensors FET QA, durch den der Laststrom (5 mA) im Normalbetrieb fließt, durch Angleichen es Widerstands Rr zu bestimmen. Weiterhin ist es in Übereinstimmung mit der oben detailliert beschriebenen Schaltungskonifguration unmöglich, die Konfiguration der Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung, die aus dem Referenz FET QB und dem Widerstand Rr besteht, zu minimieren.
Der variable Widerstand RV ist außerhalb des Chips angeordnet, und er ist mit dem Widerstand R2 parallel verbunden. Durch Angleichen des Widerstandswerts des variablen Widerstands RV, lässt sich der Widerstandswert des Widerstands R2 in zugeordneter Weise angleichen. Insbesondere bilden die Widerstände R1, R2 und RV die Spannungsteilerschaltung zum Unterteilen der Drain-Source- Spannung VDSA des Temperatursensors FET QA mit dem Teilungsverhältnis gemäß den Widerstandswerten dieser Widerstände und zum Zuführen der unterteilten Spannung zu dem Komparator CMP1, damit es möglich ist, das Teilungsverhältnis durch Ändern des variablen Widerstands RV anzugleichen. Durch diese Konfiguration ist es möglich, den Schwellwert der Drain-/Source-Spannung VDSA anzugleichen, über den der Ausgang des Komparators CMP1 den "H"-Pegel zu dem "L"-Pegel umschaltet, während die Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung eine feste Referenzspannung erzeugt. Durch diese Konfiguration lassen sich selbst im Fall einer analogen Integration mehrere Spezifikationen mit einer Art des Chips 110a erfüllen.
Insbesondere dann, wenn die Referenzspannung gemäß dem Widerstand Rr fixiert ist, ist der variable Widerstand RV vorgesehen, um den Schwellwert der Drain-Source-Spannung VDSA anzugleichen. Eine geeignete positive Spannung liegt durch diesen Widerstand bei dem Eingangsanschluss "+" des Komparators CMP1 an, damit der abgeschaltete Temperatursensor FET QA angeschaltet wird. Die Spannung bei dem Verbindungspunkt des Widerstands R1 und des Widerstands R2 liegt in der Nähe des Spannungspegels VB, solange die Last in ihrer Normalbedingung vorliegt, wenn der Temperatursensors FET QA angeschaltet ist. Jedoch fällt die Spannung bei dem Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand R1 und dem Widerstand R2 beispielsweise dann, wenn ein Kurzschluss in der Last erzeugt wurde. Andererseits ist dann, wenn die Spannung bei dem Verbindungspunkt des Widerstands R1 und des Widerstands R2 unter die an dem Widerstand Rr anliegende Spannung abgesenkt wird, die Ausgangsgröße des Komparator CMP1 invertiert. Die bei diesem Widerstand Rr anliegende Spannung fällt zu dem Massepotential unmittelbar nach dem Abschalten des Referenz FET QB, und anschließend wird die Ausgangsgröße des Komparators CMP1 erneut dann invertiert, wenn die an dem Widerstand Rr anliegende Spannung unter die Spannung bei dem Verbindungspunkt des Widerstands R1 und des Widerstands R2 abgesenkt wird. Diese Wiederholung führt zu einer Schwingung. Wie in der folgenden Beschreibung erläutert, ist eine Klemmschaltung, bestehend aus der Diode D1, vorgesehen, damit die Schwingung für den stabilisierten Betrieb der elektrischen Stromversorgungs-Steuereinrichtung vermieden wird.
Über den Eingangsanschluss "+" des Komparators CMP1 wird über den Widerstand RS diejenige Spannung abgegeben, die durch Teilen der Drain-Source-Spannung VDSA des Temperatursensors QA erzeugt wird, und zwar mit dem Widerstand R1 und der Parallelverbindung (R2||RV) des Widerstands R2 und des variablen Widerstands RV. Weiterhin wird an den Eingangsanschluss "-" des Komparators CMP1 die Drain-Source- Spannung VDSA des Referenz FET QB abgegeben. Insbesondere ist der Ausgang des Komponentens CMP1 aktiv ("H"-Pegel), wenn der Potentialpegel bei dem Eingangsanschluss "+" des Komparators CMP1 höher als derjenige bei dem Eingangsanschluss "-" des Komparators CMP1 ist, wohingehend die Ausgangsgröße des Komparators CMP1 inaktiv ist ("L"-Pegel), wenn der Potentialpegel bei dem Eingangsanschluss "+" niedriger ist als derjenige bei dem Eingangsanschluss "-" des Komparators CMP1. Wie in der folgenden Beschreibung erläutert, weist der Komparator CMP1 ein bestimmtes Hysteresemerkmal auf.
Nun wird unter Beachtung der Schaltungskonfiguration der elektrischen Stromversorgungs-Steuereinrichtung in Übereinstimmung mit dieser Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, wie sie oben erläutert ist, das elektrischen Stromversorgungs-Steuerverfahren in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung erläutert. Vorab vor dem spezifischen Erläutern des Betriebs wird der Grundmechanismus der elektrischen Stromversorgungs-Steuereinrichtung und des elektrischen Stromversorgungs-Steuerverfahrens in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung unter Bezug auf die Fig. 4, die Fig. 5 und die Fig. 6 erläutert. Die Fig. 4 zeigt eine Ansicht zum Erläutern des wesentlichen Merkmals der Drain-Source-Spannung, die abfällt, während der Temperatursensor FET QA zum Umschalten von dem "Aus"-Zustand zu dem "An"-Zustand betrieben wird; die Fig. 5 zeigt ein schematisches Schaltbild des Temperatursensors FET QA; und die Fig. 6 zeigt eine Ansicht zum Erläutern des kennzeichnenden Merkmals des Drainstroms des Temperatursensors FET in Ansprechen auf die Gate-Source- Spannung.
In dem Fall, dass der Temperatursensor FET QA als Halbleiterschalter verwendet wird, ist der Zuführpfad für die elektrische Energie von der elektrischen Energiequelle 110 zu der Last schematisch in der Fig. 5 gezeigt. Die Last 102 besteht aus der Verdrahtungsinduktivität L0 und dem Verdrahtungswiderstandswert R0 des Zuführpfads für die elektrische Energie. Zudem besteht in dem Fall, dass ein Kurzschluss bei der Verdrahtungsinduktivität oder in der Last 102 erzeugt wird, der Verdrahtungswiderstandswert R0 auch aus dem Verdrahtungswiderstandswert R0. Hierbei ist unter der Annahme, dass die Last 102 der Scheinwerfern eines Motorfahrzeugs sind, der Kurzschlusswiderstandswert nicht höher als 40 mΩ in dem Fall eines typischen Kurzschlusses (stromloser Kurzschluss, Engl.: dead short) und ungefähr 40 bis 500 mΩ in dem Fall eines unvollständigen Kurzschlusses.
Andererseits zeigt die Fig. 4 eine Ansicht zum Erläutern des charakteristischen Merkmals der Drain-Source-Spannung VDS - die abfällt - des Temperatursensors FET QA als Teil des Zuführpfads für die elektrische Energie, wenn der Temperatursensors FET QA zum Schalten von dem "Aus"-Zustand zu dem "An"-Zustand betrieben wird. Insbesondere ist in Fig. 4 das charakteristische Merkmal der Drain-Source-Spannung VDS - die abfällt - für den Fall des Kurzschlusses gezeigt, für den Fall einer Normallast, den Normalbetrieb, und für den Fall der Last 102, deren Widerstandswert 1 kΩ beträgt. In dieser Weise hängt das charakteristische Merkmal der Drain- Source-Spannung VDS, die abfällt, von der Bedingung der Last und des Zuführpfads für die elektrische Energie ab, d. h. sie hängt von der Zeitkonstante gemäß dem Verdrahtungswiderstandswert, der Verdrahtungsinduktivität und dem Kurzschlusswiderstandswert des Zuführpfads für die elektrischer Energie ab.
Die Veränderung der Charakteristik der Drain-Source-Spannung VDS lässt sich zum Detektieren eines übermäßigen elektrischen Stroms verwenden, wie in der folgenden Beschreibung erläutert. Zusätzlich zu der folgenden Technik lässt sich ein übermäßiger elektrischer Strom durch Vergleich der Drain- Source-Spannung VDS mit dem Schwellwert bei dem vorgegebenen Zeitpunkt detektieren. Jedoch sind in diesem Fall mehrere Widerstände und Kondensatoren zum Implementieren einer geeigneten Schaltung vorzusehen, und zwar zum Bestimmen des vorgegebenen Zeitpunkts zum Durchführen des Vergleichs. Die Veränderung der Eigenschaften dieser Elemente führt tendenziell zu einem Fehler bei der Detektion. Weiterhin lassen sich die erforderlichen Kodensatoren nicht in demselben Chip integrieren, so dass sie "weg" von den Chipelementen vorzusehen sind, was zu einer Erhöhung der Kosten führt.
Gemäß Fig. 4 wird der Temperatursensor FET QA im Abschnürgebiet solange betrieben, bis der Temperatursensor FET QA angeschaltet wird, so dass die Drain-Source-Spannung VDS gesättigt ist.
Weiterhin wird im Fall, dass der Widerstandswert der Last 102 den Wert 1 kΩ aufweist, die Veränderung der Drain-Source- Spannung VDS so verstanden, wie in der folgende Beschreibung erläutert. Insbesondere wird zum Beginn beispielsweise in dem Fall, dass der Temperatursensor FET QA den "HAF2001" enthält, wie er durch Hitachi Ltd. vertrieben wird, die Gate-Source-Spannung VTGS bei 1.6 V gehalten, mit der Stromversorgungsspannung von 12 V und dem Drainstrom ID = 12 m. Zweitens scheint aufgrund der Tatsache, dass das Gate G fortlautend durch die Treiberschaltung 111 geladen wird, die Gate-Source-Spannung VTGS anzusteigen. Jedoch fällt die Drain-Source-Spannung VDS zum Erhöhen der Drain-Gate- Kapazität CGD, so dass die elektrische Ladung wirksam zum Erhöhen der Gate-Source-Spannung VTGS bis zu der Gate-Source- Spannung VTGS absorbiert wird. In anderen Worten, fällt die Drain-Source-Spannung VDS mit einer Geschwindigkeit, die zum Entladen der elektrischen Ladung von der Drain-Gate-Kapazität CGD erforderlich ist, damit nicht die Gate-Source-Spannung VTGS angehoben wird. Durch diese Konfigurierung wird die Gate-Source-Spannung VTGS bei 1.6 V gehalten. Weiterhin fällt mit Fallen der Drain-Gate-Spannung VTGD auch die Drain- Source-Spannung VDS. Zwischenzeitlich gibt es zwei wirksame Faktoren zum Absorbieren elektrischer Ladung. Einer von diesen ist das Entladen der Drain-Gate-Kapazität CGD, Bezeichnet als Spiegelkapazität, aufgrund der Verringerung der Drain-Gate-Spannung VTGD. Der andere besteht in der Erhöhung der Drain-Gate-Kapazität CGD aufgrund der Kontraktion der Verarmungsschicht.
Auch die Veränderung der Drain-Source-Spannung VDS im Fall, dass der Lastwiderstand gleich 1 kΩ ist, lässt sich interpretieren, wie nachfolgend beschrieben. Insbesondere bei den jeweiligen Zeitpunkten, die nach dem Anschalten des Temperatursensors FET QA verstrichen sind, weist die Drain- Source-Spannung VDS einen solchen Wert auf, wie er zum Absorbieren der von der Treiberschaltung 111 zu dem Gate G übertragenen elektrischen Ladung und zum Aufrechterhalten der Spannung VTGS bei dem wahren Gate TG erforderlich ist. Demnach ist die Gate-Source-Spannung VTGS größer als 1.6 V, wenn die Drain-Source-Spannung VDS zu einem bestimmten Zeitpunkt, der nach dem Anschalten des Temperatursensors FET QA verstrichen ist, höher ist als die in Fig. 4 dargestellte und dem Lastwiderstandswert von 1 kΩ zugeordnete Kurve ist. Zwischenzeitlich soll die Drain-Source-Spannung VDS nicht unter die Kurve abgesenkt werden, wie in Fig. 4 gemäß dem Lastwiderstandswert von 1 kΩ gezeigt.
Ferner weist die Gate-Source-Spannung VTGS einen Wert von 1.6 V auf, wenn die elektrische Ladung gemäß ΔVDSGAP × CGD zwischen der Drain und der Source zu dem zugeordneten Zeitpunkt extrahiert ist, derart, dass ΔVDSGAP die Differenzspannung zwischen der Drain-Source-Spannung VDS und der in Fig. 4 gemäß dem Lastwiderstandswert von 1 kΩ dargestellten Kurve ist. In anderen Worten hat die Gate- Source-Spannung VTGS ein extra Potential in Zuordnung zu dieser elektrischen Ladung zusätzlich zu 1.6 V. Dies wird anhand der folgenden Gleichung ausgedrückt.
VTGS - 1.6 = ΔVDSGAP × CGD/(CGS × CGD)
Insbesondere ist ΔVDSGAP Proportional zu (Gate-Source- Spannung VTGS - 1.6 V).
Weiterhin wird eine eins-zu-eins Korrespondenz zwischen dem Drainstrom und der Gate-Source-Spannung VTGS etabliert, und zwar als näherungsweise proportionale Beziehung, wie in Fig. 6 dargestellt. Hier wurden die in Fig. 6 dargestellten Eigenschaften mit "HAF2001" erzielt, vertrieben durch Hitachi Ltd., derart, dass VGS der Gate-Source-Spannung VTGS entspricht. Demnach lässt sich ΔVDSGAP als Darstellung des Drainstroms ID auf der Grundlage der in Fig. 6 dargestellten Beziehung ansehen. In Fig. 6 beträgt die Auflösungsenergie in der Nähe des Drainstroms ID = 10 A näherungsweise 60 mV/A. Insbesondere entspricht die Veränderung des Drainstroms ID von 1A der Gate-Source-Spannung VTGS von 60 mV, wohingehend die Veränderung des Drainstroms ±5 A der Gate-Source-Spannung VTGS von ±0.4 V entspricht. Im übrigen entspricht die Auflösungsenergie der Auflösungsenergie, die bei der Technik nach dem Stand der Technik unter Verwendung des Shunt- Resistors RS = 60 mΩ erhalten wird.
Zudem wird dann, wenn der Drainstrom ID den Wert Null aufweist, die charakteristische Kurve der Drain-Source- Spannung VDS einfach durch die Schaltung zum Laden des Gates und die Spiegelkapazität bestimmt. Ist jedoch der Drainstrom ID nicht Null, so wird die charakteristische Kurve der Drain- Source-Spannung VDS ebenso durch die Induktivität Lc der Schaltung und den Widerstand Rc der Gesamtheit der Schaltung beeinflusst. Bei zunehmendem Drainstrom Id wird die charakteristische Kurve der Drain-Source-Spannung VDS hochgezogen. Erhöht sich jedoch der Drainstrom ID wie bei einem typischen Kurzschluss (dem stromlosen Kurzschluss), so konvergiert der Gradient zum Hochziehen des Drainstroms ID zu einer bestimmten Konstante, und demnach konvergiert auch die charakteristische Kurve der Gate-Source-Spannung VTGS. Zudem ist der maximale Gradient des Drainstroms Id der Gradient des Drainstroms ID, wenn die Veränderung der Drain-Source- Spannung VTCD den Wert Null aufweist.
Als nächstes wird der Betrieb des Temperatursensors FET QA für den Fall der abgeschalteten Treiberschaltung 111, d. h. die Beziehung zwischen der Drain-Source-Spannung VDS und dem Drainstrom ID, detailliert unter Bezug auf das in Fig. 5 dargestellte schematische Schaltbild erläutert.
Wird der Source-Transistor Q5 abgeschaltet, gefolgt von dem Anschalten des Senketransistors Q6, so wird die in dem wahren Gate TG akkumulierte elektrische Ladung über die Widerstände RG und R8 und den Senketransistor Q6 entladen.
In diesem Zeitpunkt wird der Drainstrom ID nicht während dem ohmschen Bereich des Temperatursensors FET QA beeinflusst, selbst wenn die Gate-Source-Spannung VTGS fällt und das Gate des Temperatursensors FET QA entladen wird. Ferner wird auch die Drain-Source-Spannung VDS ebenso kaum nicht beeinflusst.
Erreicht der Temperatursensors FET QA den Verengungsbereich (Engl.: pinch-off region), so ist die Entladung der Gate- Ladung wirksam, und zwar zum Absenken der Gate-Source- Spannung VTGS und zum Verringern des Drainstroms ID. Jedoch wird der Drainstrom ID tendenziell beibehalten, in Übereinstimmung mit der Bedingung, wie sie durch die externe Schaltung festgelegt ist, so dass das Entladen der Gateladung unterbunden bzw. ausgelöscht wird, zum Unterbinden der Einflussnahme auf den Drainstrom ID. Zudem ist der Auslöschmechanismus in dem Bereich aktiv, in den sich die Drain-Source-Spannung VDS ändern lässt. Ferner geht dieses Phänomen von der Energiebeziehung zwischen der Tendenz zum Variieren des Drainstroms ID und der Tendenz zum Variieren der Drain-Source-Spannung VDS aus, wohingehend die Tendenz zum Variieren der Drain-Source-Spannung VDS signifikant schwächer als die Tendenz zum Variieren des Drainstroms ID ist.
Selbst wenn die Treiberschaltung 111 zum Abschalten des Temperatursensors FET QA während dem Prozess zum Erhöhen des Drainstroms ID dient, lässt sich der Drainstrom ID fortlaufend aufgrund der Veränderung der Drain-Source- Spannung VDS erhöhen, solange sich die Drain-Source-Spannung VDS erhöhen lässt. Lässt sich die Drain-Source-Spannung VDS nicht länger erhöhen, so wird der Drainstrom ID anschließend in Übereinstimmung mit dem Potentialpegel (der Gate-Source- Spannung VTGS) verringern, die lediglich durch das Entladen der Gate-Ladung bestimmt ist. Insbesondere wird selbst dann, wenn die Treiberschaltung 111 zum Abschalten des Temperatursensors FET QA dient, der Drainstrom ID kaum beeinflusst, bis die Veränderung der Drain-Source-Spannung VDS stoppt. Der An/Abschalt-Betrieb des Temperatursensors FET QA basiert auf dem oben erläuterten Mechanismus.
Schließlich ist zu erwähnen, dass die Drain-Source-Spannung VDS eine unterschiedliche charakteristische Kurve hierfür für eine unterschiedliche Schaltung zum Laden des Gates aufweist, selbst bei demselben Ladestrom. Demnach muss der Strom zum Laden des Gates in derselben Bedingung vorliegen. Zudem wird die charakteristische Kurve der Drain-Source-Spannung VDS hochgezogen, wenn der Strom zum Laden des Gates verringert ist. Dies wird zum Verbessern des Übererhitzungsschutzmechanismus verhindert, und zwar durch Erhöhen der Drain-Source-Spannung VDS mit der Konstante des Drainstroms ID. Der Übererhitzungsabschaltmechanismus wird mit den Eigenschaften implementiert, wie sie nachfolgend beschrieben sind.
Nun wird unter Beachtung der obigen Betrachtung der Betrieb der elektrischen Stromversorgungs-Steuereinrichtung in Übereinstimmung mit dieser Ausführungsform der vorliegenden Erfindung erläutert. Zunächst wird der Temperatursensor FET QA (und die Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung, die der Referenz FET QB und der Widerstand Rr) erläutert. Der Temperatursensor FET QA und die Referenzspannungs- Erzeugungsschaltung bilden eine Stromspiegelschaltung mit 1000 : 1, und sie dienen zum Erzeugen des Drainstroms IDQA = 1000 x dem Drainstrom IDQB dann, wenn die an dem Lastwiderstand anliegende Spannung und die an dem Widerstand Rr anliegende Spannung zueinander gleich sind.
Demnach sind dann, wenn der Drainstrom des Temperatursensors FET QA den Wert IDQA = 5 A aufweist und wenn der Drainstrom des Referenz FET QB den Wert IDQB = 5 mA aufweist, die Drain- Source-Spannung VDS und die Gate-Source-Spannung VTGS des Temperatursensors FET QA gleich zu denjenigen des Referenz FET QB. Insbesondere wird erzielt, dass gilt VDSA = VDSB und VTGSA = VTGSB. In diesem Fall bezeichnen VDSA und VDSB jeweils die Drain-Source-Spannung des Temperatursensors FET QA und die Drain-Source-Spannung des Referenz FET QB, wohingehend VTGSA und VTGSB jeweils die Gate-Source-Spannung des Temperatursensors FET QA und die Gate-Source-Spannung des Referenz FET QB bezeichnen.
Demnach wird aufgrund der Tatsache, dass nahezu die Gesamtheit der Energiespannung VB an dem Widerstand Rr dann anliegt, wenn der Referenz FET QB vollständig angeschaltet ist, der Widerstandswert des Widerstands Rr als Last des Referenz FET QB berechnet, äquivalent zu der Last (5 A), die mit dem Temperatursensor FET QA verbunden ist, wie nachfolgend beschrieben.
Insbesondere dann, wenn die Stromspiegelschaltung aus dem Temperatursensor FET QA gebildet ist, der zum Erzielen des Gesamtwiderstands von 30 mΩ mit der Energiespannung VB von 12 V angeschaltet ist, ist die an der Last anliegende Spannung Vra gleich der Spannung Vrb, die an dem Widerstand Rr anliegt, anhand der Bedingung, dass der Widerstandswert des Widerstands Rr gleich dem Widerstandswert der Last ist. Dann wird erhalten, dass gilt Vra = Vrb = VB - (Ia × 30 mΩ × 1000). Gilt Ia = 10 A/1000 = 10 mA, so gilt VRA = Vrb = 11.7 V und anschließend Rrb = 11.7 V/10 mA = 1.17 kOhm.
In diesem Fall basiert die Berechnung auf dem Temperatursensor FET QA, über den der Laststrom von 5 A fließt. Jedoch kann die Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung in kompakterer Weise entworfen sein, zum Erfüllen der erforderlichen Funktion in einem kleineren Chipbereich durch Verwendung des Referenz FET QB mit einem kleineren Entwurf proportional zu dem Verhältnis der Zahl der Aufbautransistoren des Referenz FET QB und der Zahl der Aufbautransistoren des Temperatursensors FET QA zum Bilden der Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung. Ferner ist, wie oben erläutert, die Genauigkeit der Detektion durch Integrieren an das Referenz FET QB und des Temperatursensors FET QA in demselben Chip anhand desselben Prozesses signifikant verbessert, zum Entfernen des Einflusses der Temperaturdrift.
Als nächstes wird der Betrieb des Abschirnbereichs erläutert. Wird der Temperatursensor FET QA zum Umschalten von dem "Aus"-Zustand zu dem "An"-Zustand betrieben, so wird der Drainstrom zu dem abschließenden Laststrom hochgezogen, der durch den Schaltungswiderstandswert bestimmt ist. Weiterhin weist die Gate-Source-Spannung VTGS des Temperatursensors FET QA den Wert auf, wie er durch den Drainstrom IDQA bestimmt ist, und er wird unter Verzögerung bzw. Bremsen durch den Spiegeleffekt der Kapazität CGD aufgrund des Abfallens der Drain-Source-Spannung VDSA hochgezogen. Ferner wird die Gate- Source-Spannung VTGSB des Referenz FET QB auf der Grundlage der Tatsache bestimmt, dass der Referenz FET QB in einer Sourcefolgerkonfiguration betrieben wird, mit der Last des Widerstands Rr = 1.4 kΩ.
Weiterhin erhöht sich die Gate-Source-Spannung VTGSA des Temperatursensors FET QA bei sich erhöhenden Drainstrom IDQA, und demnach erfüllen die Drain-Source-Spannungen die Gleichung VTGSB < VTGSA. Ferner wird VDSA - VDSB = VTGSA - VTGSB aus der Gleichung VDSA = VTGSB + VTGD und VDSB = VTGSB + VTGD abgeleitet. In diesem Fall lässt sich aufgrund der Tatsache, da die Differenzspannung VTGSA - VTGSB der Gate-Source- Spannungen dem Differenzstrom IDQA - IDQB der Drainströme zugeordnet ist, der Differenzstrom zwischen den Drainstrom IDQA und den elektrischen Strom IDQB, der durch die Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung fließt, durch Detektieren der Referenzspannung VTGSA - VTGSB erhalten. Der elektrische Strom IDQB, wie er durch die Referenzspannungs- Erzeugungsschaltung fließt, nähert sich 5 mA gemäß dem Drainstrom IDQA = 5 A an, bei sich verringernder Drain-Source- Spannung VDSB des Referenz FET QB (die Drain-Source-Spannung VDSA für den Temperatursensor FET QA verringert sich zur selben Zeit).
Die Drain-Source-Spannung VDSB des Referenz FET QB wird direkt bei dem Eingangsanschluss "-" des Komparators CMP1 eingegeben, wohingehend die Drain-Source-Spannung VDSA des Temperatursensors FET QA durch den Widerstand R2 und den Widerstand R1 geteilt und bei dem Eingangsanschluss "+" des Komparators CMP eingegeben wird (wobei auf die Betrachtung des variablen Widerstands RV nicht eingegangen wird). Insbesondere liegt an dem Eingangsanschluss "+" des Komparators CMP1 folgende Spannung an:
VDSA × R1/(R1 + R2) (1)
Während die Drain-Source-Spannung VDSB größer ist als VDSA × R1/(R1 + R2), unmittelbar nach dem Anschalten des Temperatursensors FET QA, erhöht sich der Wert (1) von VDSA × R1/(R1 + R2) bei sich erhöhendem Drainstrom IDQA des Temperatursensors FET QA. Erhöht sich der Wert (1), d. h. VDSA × R1/(R1 + R2) so, dass er die Drain-Source-Spannung VDSB des Referenz FET QB übersteigt, so schaltet der Ausgang des Komparators CMP1 von dem "H"-Pegel zu dem "L"-Pegel, damit der Temperatursensor FET QA mittels der Treiberschaltung 111 abgeschaltet wird.
Zudem bildet der Komparator CMP1 eine Hystereschleife mit der Diode D1 und dem Widerstand R5. Da das Gate des Temperatursensors FET QA dann geerdet ist, wenn der Temperatursensor FET QA abgeschaltet ist, nimmt das Differenzpotential zwischen der Kathode der Diode D1 und der Drain des Temperatursensors FET QA den Wert VDSB - 0.7 V an (die Spannung entlang der Vorwärtsrichtung der Zenerdiode ZD1) und demnach fließt ein elektrischer Strom von dem Widerstand R1 → zu dem Widerstand R5 → zu der Diode D1, so dass der Potentialpegel bei dem Eingangsanschluss "+" des Komparators CMP1 stärker abgesenkt wird als in dem Fall, wenn die Treiberschaltung 111 angeschaltet ist. Demnach wird der Temperatursensor FET QA abgeschaltet gehalten, bis die Referenzspannung VDSA - VDSB schmaler ist als diejenige, wenn der Temperatursensors FET QA von dem "An"-Zustand zu dem "Aus"-Zustand umschaltet. Der Temperatursensor FET QA schaltet hiernach von dem "Aus"-Zustand zu dem "An"-Zustand. Aufgrund der Hystereseschleife wird ein Oszillieren des Potentialpegels bei dem Eingangsanschluss "+" des Komparators CMP1 um die Referenzspannung vermieden. Dies ist lediglich ein Beispiel für mehrere Techniken zum Einführen der Hystereseschleife.
In diesem Fall ist die folgende Gleichung erfüllt:

VDSATH - VDSA = R2/R1 × VDSB (bei 5 mA), (2)
derart, dass VDSATH die Schwellwertspannung gemäß einer Drain-Source-Spannung VDSA dann ist, wenn der Temperatursensor FET QA abgeschaltet ist.
Der Referenzwert von VDSATH - VDSA zum Beurteilen eines übermäßigen elektrischen Stroms wird demnach anhand der Gleichung (2) bestimmt. Zudem lässt sich der Referenzwert von VDSATH - VDSA durch Angleichen des variablen Widerstands RV ändern, der außerhalb des Chips 110a angeordnet ist und parallel zu dem Widerstand R2 angeschlossen ist. Der Referenzwert von VDSATH - VDSA zum Beurteilen eines übermäßigen elektrischen Stroms lässt sich durch Absenken des Widerstandswerts des variablen Widerstands RV absenken.
Als nächstes wird der Betrieb in dem ohm'schen Bereich beschrieben. Wird der Temperatursensor FET QA unter einer normalen Verdrahtungsbedingung angeschaltet, so hält der Temperatursensor FET QA fortlaufend seinen "An"-Zustand, so dass die Gate-Source-Spannung VTGSA und VTGSB einen Wert in der Nähe von 10 V erreichen, und demnach werden sowohl der Temperatursensor FET QA als auch der Referenz FET QB in dem ohmschen Bereich betrieben.
In diesem Bereich ist nicht die eins-zu-eins Korrespondenz zwischen dem Gate-Source-Spannung VTGs und dem Drainstrom ID eingerichtet. Für den Fall des Hitachi Ltd. vertriebenen "HAF2001" beträgt der "An"-Widerstandswert RDS(ON) = 30 mΩ, wenn für die Gate-Source-Spannung VGS = 10 V gilt, und anschließend sind die folgenden Gleichungen erfüllt:
VDSB = 5 [A] × 30 [mΩ] = 0.15 [V]
VDSA = IDQA × 30 [mΩ]
VDSA - VDSB = 30 [mQ] × (IDQA - 5 [A]) (3)
Wird der Drainstrom IDQA aufgrund eines Kurzschlusses, der in den Verdrahtungen auftritt, weiter erhöht, hinter den Referenzwert von VDSATH - VDSA zum Beurteilen eines übermäßigen elektrischen Stroms, so wird der Temperatursensor FET QA abgeschaltet. Der Temperatursensor FET QA arbeitet anschließend in dem Abschnürbereich, wie oben beschrieben, zum wiederholten Umschalten des "An"-Zustands zu dem "Aus"- Zustand und umgekehrt und dies führt schließlich zu einem Übererhitzungsabschalten. Zudem erreicht der Temperatursensor FET QA ein Beibehalten seines "An"-Zustands für den Betrieb in dem ohmschen Bereich, wenn die normale Verdrahtung vor einem Übererhitzungsabschalten wiederhergestellt wird (z. B. im Fall eines zwischenzeitlichen Kurzschlusses).
Die Fig. 7 zeigt ein schematisches Schaltbild zum Darstellen von Signalformen für den elektrischen Strom und die Spannung des Temperatutsensors FET QA der elektrischen Stromversorgungs-Steuereinrichtung dieser Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die Fig. 7(a) zeigt ein graphisches Diagramm zum Darstellen der charakteristischen Kurven des Drainstroms ID(A), und die Fig. 7(b) zeigt ein graphisches Diagramm zum Darstellen der charakteristischen Kurven der Drain-Source-Spannung VDSA. In der Figur bezeichnet (1) die charakteristischen Kurven in dem Fall eines typischen Kurzschlusses (stromloser Kurzschluss); (2) bezeichnet die charakteristischen Kurven in dem Fall des Normalbetriebs; und (3) bezeichnet die charakteristischen Kurven im Fall des unvollständigen Kurzschlusses.
Tritt, wie in Fig. 7 mit (1) gezeigt, der typische Kurzschluss (stromloser Kurzschluss) auf, so beginnt der Drainstrom ID schnell zu fließen, wenn der Temperatursensor FET QA von dem "Aus"-Zustand zu dem "An"-Zustand schaltet. Der "An"-Zustand des Temperatursensors FET QA wird zum Überhitzen des Temperatursensors FET QA gehalten, der anschließend in Übereinstimmung mit dem Schutzmechanismus für das Übererhitzungsabschalten abgeschaltet wird, und zwar durch Anschalten des Übererhitzungsschutz FET QS.
Andererseits wiederholt in dem Fall, dass ein seltener Kurzschluss mit einem bestimmten Kurzschlusswiderstandswert auftritt, wie mit (3) in Fig. 7 dargestellt, der Temperatursensor FET QA den An/Abschalt-Betrieb unter einer großen Fluktuation des Drainstroms ID, was im Ergebnis zu dem zyklischen Erwärmen des Temperatursensors FET QA führt. Der Temperatursensor FET QA wird dann schnell durch den Schutzmechanismus für das Überhitzungsabschalten abgeschaltet, durch Anschalten des Überhitzungschutz FET QS.
Andererseits gibt es, obgleich es gewünscht ist, die Strompfade durch den Schutzmechanismus in dem Fall eines stromlosen Kurzschlusses abzuschalten, ebenso den Fall, dass ein übermäßiger elektrischer Strom ohne Hardware- Schwierigkeiten detektiert wird. Deutlicher ausgedrückt, tritt dieser Fall auf, wenn ein Motor verriegelt ist. In einem solchen Fall ist es nicht wünschenswert, unmittelbar die Strompfade abzutrennen. Der Grund hierfür besteht darin, dass der Motor möglicherweise innerhalb einer kurzen Zeit durch Entfernen des Hindernisses entriegelt wird.
Die Kurzschlussbedingung und die Verriegelungsbedingung eines Motors unterscheiden sich im wesentlichen gemäß dem Induktivitätswert des Systems voneinander. Im Fall des stromlosen Kurzschlusses wird für das System von einem sehr kleinen Induktivitätswert ausgegangen. Insbesondere ist in dem tatsächlichen Fall der Induktivitätswert hiervon nicht mehr als der Induktivitätswert des Kabelbaums. In dem Fall eines üblichen Betriebs eines Motors ist die Erhöhungsrate des elektrischen Stroms, d. h. die Anstiegszeit (di/dt) des elektrischen Stroms aufgrund des großen Induktivitätswerts klein. Im Gegensatz hierzu wird in dem Fall der Verriegelungsbedingung eines Motors der wirksame Induktivitätswert klein, so dass die Anstiegszeit (di/dt) des elektrischen Stroms lang wird.
Die Fig. 8 zeigt ein graphisches Diagramm zum Darstellen der Veränderung des elektrischen Stromanstiegs nach dem Anschalten der Last im Zeitpunkt t = 0. Insbesondere steigt bei einer normalen Bedingung der elektrische Strom aufgrund der Drehung eines Motors langsam an. Andererseits steigt bei vorliegen eines Kurzschlusses der elektrische Strom aufgrund des kleinen Induktivitätswerts schnell an. In dem Fall der Verriegelungsbedingung eines Motors steigt der elektrische Strom mit einer Zwischengeschwindigkeit hierzwischen an.
Demnach ist es möglich, die Verriegelungsbedingung eines Motors gegenüber einem stromlosen Kurzschluss durch Detektieren der Anstiegszeit des elektrischen Stroms zu unterscheiden.
Für diesen Zweck ist in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung eine andere Stromdetektionsschaltung vorgesehen, zum Unterscheiden der Verriegelungsbedingung eines Motors gegenüber einem stromlosen Kurzschluss. Insbesondere ist ein FET QC parallel zu dem Referenz FET QB angeschlossen. Die Drain des FET QC ist über einen externen Widerstand Rc geerdet. Ebenso ist die Drain des FET QC mit dem Minusanschluss eines Komparators CMP2 verbunden. Andererseits ist der Plusanschluss des Komponentens CMP2 mit dem Source- Anschluss des Temperatursensors FET QA verbunden. Demnach gibt dann, wenn der über die Last 102 fließende elektrische Strom größer als der durch den externen Widerstand Rc bestimmte Verriegelungsreferenzstrom ist, der Komparator CMP2 beispielsweise 12 V aus. Andernfalls gibt der Komparator CMP2 das Massepotential aus. In diesem Zusammenhang ist der Verriegelungsreferenzstrom bei einem geeigneten Pegel vorgegeben, der niedriger als der Strompegel zum Detektieren eines übermäßigen elektrischen Stroms ist.
Die Ausgangsgröße des Komparators CMP2 wird zu der Zeit detektiert, zu der eine monostabile Schaltung (Engl.: one­ shot circuit) SC einen Steuerpuls an die Basis des Ausgangspegel-Detektionstransistors Q7 ausgibt. Der Emitter des Ausgangspegel-Detektionstransistors Q7 ist über den Widerstand Rc geerdet, und er ist mit der Umschaltschaltung SW verbunden, die zwischen dem Komparator CMP1 und der Treiberschaltung 111 angeordnet ist. Die Umschaltschaltung SW dient zum Führen des Ausgangssignals des Komparators CMP1 zu der Treiberschaltung 111, so wie sie ist, in dem Anfangszustand der Umschaltschaltung SW. Steigt das Potential des Emitters des Ausgangspegel-Detektionstransistors Q7 an, so wird die Umschaltschaltung SW in Ansprechen abgeschaltet, zum Abtrennen der Treiberschaltung 111 von dem Komparator CMP1.
Die monostabile Schaltung SC dient zum Ausgeben des Steuerpulses, nachdem eine wesentliche Differenz zwischen der kurzgeschlossenen Bedingung und der Verriegelungsbedingung eines Motors in dem Strompegel auftritt. Liegt in diesem Zeitpunkt die Verriegelungsbedingung des Motors vor, so wird das Steuersignal bei der Umschaltschaltung SW eingegeben, zum Sperren der Detektion eines übermäßigen elektrischen Stroms mittels des Komparators CMP1. Die Umschaltschaltung SW wird während einer geeigneten Zeitperiode von beispielsweise 10 Sekunden bis zu einer Minute abgeschaltet gehalten, und anschließend geht sie in ihren Anfangszustand erneut über.
Wie oben erläutert, besteht in Übereinstimmung mit der elektrischen Stromversorgungs-Steuereinrichtung und dem elektrischen Stromversorgungs-Steuerverfahren dieser Ausführungsform der vorliegenden Erfindung nicht mehr länger die Anforderung zum Bereitstellen des Shunt-Widerstands gemäß einer Technik nach dem Stand der Technik. Selbst ohne dem Shunt-Widerstand ist es möglich, einen übermäßigen elektrischen Strom mit hoher Genauigkeit zu detektieren, so dass der thermische Verlust der Gesamtheit des Systems unterdrückt wird. Weiterhin ist es möglich, einen anormalen elektrischen Strom aufgrund eines seltenen unvollständigen Kurzschlusses mit einem bestimmten Kurzschlusswiderstandswert zu detektieren, zusätzlich zu einem anormalen elektrischen Strom aufgrund eines typischen Kurzschlusses, und zwar mittels einer fest verdrahteten Steuerung.
Ferner ist es möglich, auf das Wiederherstellen der normalen Bedingung der elektrischen Stromversorgungs-Steuereinrichtung zu warten, wenn ein übermäßiger elektrischer Strom, der nicht aufgrund einer Schwierigkeit bei der Hardware auftritt, fließt, anstelle des unmittelbaren Abschaltens des Strompfads für den übermäßigen elektrischen Strom.
Die vorangehende Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen wurde für den Zweck der Darstellung und der Beschreibung gegeben. Sie wird nicht als erschöpfend oder als die Erfindung auf die präzis beschriebene Form einschränkend angesehen, und offensichtliche und viele Modifikationen und Variationen sind im Licht der obigen technischen Lehre möglich. Die Ausführungsform wurde gewählt, um am klarsten die Prinzipien der Erfindung zu erläutern, sowie deren praktische Anwendung, um hierdurch andere mit dem Stand der Technik Vertrauten in die Lage zu versetzen, am wirksamsten die Erfindung in zahlreichen Ausführungsformen und mit zahlreichen Modifikationen zu verwenden, wie sie sich für die bestimmte in Betracht gezogene Verwendung eignen.

Claims (5)

1. Elektrische Stromversorgungs-Steuereinrichtung zum Zuführen elektrischer Energie zu einer Last von einer Batterie, enthaltend:
einen Halbleiterschalter, der zwischen der elektrischen Energiequelle und der Last angeschlossen ist, zum Steuern der Energiezufuhr in der Last;
eine Detektionsschaltung für übermäßigen elektrischen Strom zum Detektieren eines übermäßigen elektrischen Stroms, der durch die Last fließt;
eine mit dem Halbleiterschalter verbundene Schutzschaltung zum Abschalten des Halbleiterschalters, wenn die Detektionsschaltung für den übermäßigen elektrischen Strom einen übermäßigen elektrischen Strom detektiert; und
eine Steuerschaltung zum Sperren der Steuerung zum Abschalten des Halbleiterschalters durch die Schutzschaltung dann, wenn die Erhöhungsrate des durch die Last fließenden elektrischen Stroms kleiner als eine vorgegebene Rate ist.
2. Elektrische Stromversorgungs-Steuereinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Erhöhungsrate für den elektrischen Strom durch Messen des Pegels des elektrischen Stroms zu einer vorgegebenen Zeit detektiert wird, nachdem die Zufuhr der elektrischen Energie zu der Last initiiert ist.
3. Elektrische Stromversorgungs-Steuereinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung zum erneuten Freigeben der Steuerung durch die Schutzschaltung dient, nach dem Sperren der Steuerung des Abschaltens des Halbleiterschalters.
4. Elektrisches Stromversorgungs-Steuerverfahren zum Zuführen elektrischer Energie zu einer Last von einer Batterie, enthaltend die Schritte:
Initiieren der Zufuhr eines elektrischen Stroms zu einer Last;
Detektieren der Erhöhungsrate des elektrischen Stroms durch die Last;
Fortführen der Zufuhr des elektrischen Stroms zu der Last dann, wenn die Erhöhungsrate des elektrischen Stroms durch die Last niedriger als ein vorgegebener Wert ist; und
Halten der Zufuhr des elektrischen Stroms zu der Last, wenn die Erhöhungsrate des elektrischen Stroms durch die Last höher als ein vorgegebener Wert ist.
5. Elektrisches Stromversorgungs-Steuerverfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt zum Detektieren der Erhöhungsrate für den elektrischen Strom durch die Last durch Messen der Größe des elektrischen Stroms zu einer vorgegebenen Zeit nach dem Initiieren der Zuführung der elektrischen Energie zu der Last durchgeführt wird.
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