CN209120059U - 开关电源变换*** - Google Patents
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Abstract
本实用新型涉及开关电源技术领域，尤其涉及一种开关电源变换***，包括***控制器、第一开关管、第一二极管、电感、第二二极管、第一电容和第二电容，***控制器包括误差放大器、振荡器可变电流控制单元、振荡器、调制组件、栅极驱动器和补偿网络，振荡器可变电流控制单元包括基准电压电流单元、比较器、第二开关管、第一MOS管、第二MOS管、第三MOS管、第一电阻，基准电压电流单元产生参考电压信号和偏置电流信号；本案中***频率的控制信号由***输出反馈信号、内部基准电压和误差放大器输出产生，为控制模块提供***负载快速响应的控制环路，在开关***负载动态变化下，通过工作频率快速变化，实现开关变换***输出负载的快速响应。
Description
技术领域
本实用新型涉及开关电源技术领域，尤其涉及一种开关电源变换***。
背景技术
现有的开关电源变换***，其基本结构一般如图1所示，包括***控制器102、开关104、电容器106、第一二极管108、第二二极管110和电感112。其中：***控制器102的结构如图2所示，***控制器102包括误差放大器202、控制组件204、振荡器208、振荡器电流控制单元210、补偿网络214和栅极驱动器206。
在上述***中，误差放大器202接收参考信号Vref和输出电压反馈信号FB，并生成指示***负载条件的放大信号212，控制组件204接受放大信号212并向栅极驱动器206输出调制信号218，栅极驱动器206生成驱动开关的栅极驱动信号216。补偿网络214连接至误差放大器202的输出端。如果放大信号212变化，控制组件204则调节调制信号218来提高/降低开关频率和占空比因数，从而提供合适的负载能力。该控制环路带宽由环路主极点与误差放大器202和补偿网络214决定，环路带宽一般为工作频率的1/10。补偿网络214中较大的电容在负载条件改变下，严重影响了电源变换***的动态响应。
为了获得良好的动态响应，常常需要电源变换***100的控制环路具有宽的带宽，于是需要移除补偿网络214来增加控制环路的带宽，误差放大器变为比较器，但这些措施会引起开关频率和占空比因数的极大改变。因此，较为普遍的做法是，在***内采用具有大量外部组件的复杂补偿网络，使***能够获得良好的动态响应和更高的稳定性，但是这样会带来***成本的显著增加。
实用新型内容
针对现有技术中的问题，本实用新型提供一种开关电源变换***。
为实现以上技术目的，本实用新型的技术方案是：
一种开关电源变换***，包括***控制器、第一开关管、第一二极管、电感、第二二极管、第一电容和第二电容，所述***控制器包括误差放大器、振荡器可变电流控制单元、振荡器、调制组件、栅极驱动器和补偿网络，所述振荡器可变电流控制单元包括基准电压电流单元、比较器、第二开关管、第一MOS管、第二MOS管、第三MOS管、第一电阻，所述基准电压电流单元用于产生参考电压信号Vref、偏置电流信号Ibias0、偏置电流信号Ibias1和偏置电流信号Ibias2；
所述第一开关管的栅极与栅极驱动器的输出端连接，漏极接外部高压电源，源极分别与第一电容的一端、电感的一端、第一二极管的阴极连接且作为***内部地线，所述第一电容的另一端分别与比较器的反相输入端、误差放大器的负输入端、第二二极管的阴极连接，所述电感的另一端分别与第二二极管的阳极、第二电容的一端连接，所述第一二极管的阳极分别与第二电容的另一端、外部高压电源的地线连接；
所述误差放大器的正输入端接入***参考电压信号Vref且与比较器的同相输入端连接，输出端分别与补偿网络的COMP信号输入端、调制组件的第一输入端连接，所述补偿网路的浮地端与***内部地线连接，所述振荡器的输出端与调制组件的第二输入端连接，调制组件的输出端与栅极驱动器的输入端连接；
所述比较器的输出端与第二开关管的栅极连接，所述第二开关管的漏极分别与偏置电流信号Ibias0、偏置电流信号Ibias1和振荡器的输入端连接，源极与第一MOS管的漏极连接，所述第一MOS管的栅极分别与第二MOS管的栅极、漏极、第三MOS管的漏极、偏置电流信号Ibias2连接，所述第三MOS管的栅极与误差放大器的输出端连接，源极与第一电阻的一端连接，所述第一电阻的另一端、第一MOS管的源极、第二MOS管的源极均与***内部地线连接。
作为优选，所述补偿网路包括第三电容、第四电容和第二电阻，所述第三电容的一端与误差放大器的输出端连接，另一端与***内部地线连接，所述第二电阻的一端与误差放大器的输出端连接，另一端与第四电容的一端连接，所述第四电容的另一端与***内部地线连接。
作为优选，所述调制组件采用PWM控制器、PFM控制器或者PWM/PFM切换控制器。
从以上描述可以看出，本实用新型具备以下优点：
本实用新型所述的开关电源变换***中，开关电源变换***频率的控制信号由***输出反馈信号，内部基准电压和误差放大器输出产生，为控制模块提供***负载快速响应的控制环路。在开关***负载动态变化下，通过工作频率快速变化，实现开关变换***输出负载的快速响应。
附图说明
图1是现有开关电源变换***的结构示意图；
图2是现有开关电源变换***中***控制器的结构示意图；
图3是本实用新型的结构示意图；
图4是本实用新型中***控制器的结构示意图；
图5是本实用新型***工作频率随误差放大器输出的放大信号变化的示图；
图6是本实用新型***负载切换频率响应示图。
具体实施方式
结合图3至图6，详细说明本实用新型的一个具体实施例，但不对本实用新型的权利要求做任何限定。
如图3和图4所示，一种开关电源变换***300，包括***控制器302、第一开关管320、第一二极管322、电感324、第二二极管326、第一电容328和第二电容329，***控制器302包括误差放大器308、振荡器可变电流控制单元312、振荡器314、调制组件304、栅极驱动器306和补偿网络316，振荡器可变电流控制单元312包括基准电压电流单元414、比较器412、第二开关管406、第一MOS管407、第二MOS管409、第三MOS管410和第一电阻12，基准电压电流单元414用于产生参考电压信号Vref、偏置电流信号Ibias0、偏置电流信号Ibias1和偏置电流信号Ibias2；
第一开关管320的栅极与栅极驱动器306的输出端连接，漏极接外部高压电源HV，源极分别与第一电容328的一端、电感324的一端、第一二极管322的阴极连接且作为***内部地线GND1，第一电容328的另一端分别与比较器412的反相输入端、误差放大器308的负输入端、第二二极管326的阴极连接，电感324的另一端分别与第二二极管326的阳极、第二电容329的一端连接，第一二极管322的阳极分别与第二电容329的另一端、外部高压电源的地线GND2连接；
误差放大器308的正输入端接入***参考电压信号Vref且与比较器412的同相输入端连接，输出端分别与补偿网络316的COMP信号输入端、调制组件304的第一输入端连接，补偿网路316的浮地端与***内部地线GND1连接，振荡器314的输出端与调制组件304的第二输入端连接，调制组件304的输出端与栅极驱动器306的输入端连接；
比较器412的输出端与第二开关管406的栅极连接，第二开关管406的漏极分别与偏置电流信号Ibias0、偏置电流信号Ibias1和振荡器314的输入端连接，源极与第一MOS管407的漏极连接，第一MOS管407的栅极分别与第二MOS管409的栅极、漏极、第三MOS管410的漏极、偏置电流信号Ibias2连接，第三MOS管410的栅极与误差放大器308的输出端连接，源极与第一电阻412的一端连接，第一电阻412的另一端、第一MOS管407的源极、第二MOS管409的源极均与***内部地线GND1连接。
其中：调制组件采用PWM控制器、PFM控制器或者兼具PWM控制和PFM控制两种控制功能，并且两种控制功能可自由切换的PWM/PFM切换控制器。
本实用新型的工作原理如下：
误差放大器308接收参考电压信号Vref和输出电压反馈信号FB(即第一电容与第二二极管连接节点的信号)，并生成指示***负载条件的放大信号334；基准电压电流414产生三路偏置电流Ibias0、Ibias1和Ibias2，其中，Ibias1>>Ibias0，Ibias2>>Ibias0；本实施例中，第一MOS管与第二MOS管的沟道宽长比的比值为1:1，因此，Ibias1应等于Ibias2。比较器412接收参考信号Vref和输出电压反馈信号FB生成比较信号402；放大信号334和比较信号402产生振荡器电流信号408，振荡器电流信号408控制振荡器提供适当频率时钟336；控制组件304接受放大信号334和时钟信号336并向栅极驱动器306输出调制信号332，栅极驱动器306生成驱动开关的栅极驱动信号318；补偿网络316连接至误差放大器308的输出端。
在稳定负载条件下，补偿网络316来提供并确保***的稳定性。补偿网络316可以和***控制器302其它组件不在同一芯片上。补偿网络316一般可采用Type-I补偿、Type-II补偿、Type-III补偿，或者其它合适补偿；图4中补偿网络316采用的是Type-II补偿，具体包括第三电容501、第四电容502和第二电阻503，第三电容501的一端与误差放大器308的输出端连接，另一端与***内部地线连接，第二电阻503的一端与误差放大器308的输出端连接，另一端与第四电容502的一端连接，第四电容502的另一端与***内部地线连接，其中第三电容501的容值为C1，第四电容502的容值为C2，且C2>>C1，误差放大器308跨导为Gm，从而***带宽为：BW＝Gm/C2。
输出负载稳定，误差放大器输出的放大信号334控制振荡器电流信号408，从而决定振荡器时钟信号336的频率。
如图5所示，为***工作频率随误差放大器输出的放大信号334变化的示图，从图中可以看出，当误差放大器输出的放大信号334的值小于第三MOS管410的阈值电压Vth时，振荡器电流信号408由Ibias0决定，为***最小工作频率；当误差放大器输出的放大信号334的值大于Ibias1*R1+Vth(其中：Vth为第三MOS管410的阈值电压，R1为第一电阻的阻值)时，振荡器电流信号408由Ibias1+Ibias0决定，为***最大工作频率；当误差放大器输出的放大信号334的值位于Vth与Ibias1*R1+Vth之间时，***工作频率在最大和最小工作频率间线性变化。
如图6所示，为***负载切换频率响应示图，其中t0<t1<t2<t3<t4<t5<t6。
在t1之前，输出负载为稳定轻载，误差放大器输出的放大信号334稳定不变，并且误差放大器输出的放大信号334较低，***以较低工作频率工作；在t1时刻，输出负载由轻载切换为重载，输出电压信号330跌落，误差放大器输出因为连接补偿网络中存在大电容，响应远远落后于输出电压信号；振荡器可变电流控制器312中比较器412接收参考电压信号VREF和输出电压反馈信号FB并提供相应的比较信号402，比较信号402控制第二开关管406关闭，产生由Ibias1和Ibias0决定的最大***工作频率。
在t1和t2之间，***以最大工作频率工作，输出电压信号330逐渐上升；在t2时刻，输出电压信号330到达***输出的稳定电压，误差放大器输出的放大信号334还没有到达负载切换后相对应的稳定值，比较器412输出的比较信号402出现翻转，通过第二开关管406降低振荡器可变电流信号408，此时***工作频率下降；此时输出电压升高减缓。
在t2和t3之间，比较器412输出的比较信号402跟随输出变化，结合误差放大器308输出的放大信号334逐步上升，振荡器可变电流信号408动态调整***工作频率，输出电压趋于稳定；
在t3时刻，误差放大器输出的放大信号334到达负载切换后的稳定值，输出也到达稳定值，***工作频率随之稳定。在t3和t4之间，***处于固定负载条件，误差放大器输出的放大信号334和输出电压信号330保持不变。
在t4时刻，输出负载由重载调整为轻载，输出电压信号330升高，误差放大器输出的放大信号334因为连接补偿网络中存在大电容，响应远远落后于输出电压信号334；振荡器可变电流控制器312中的比较器412参考电压信号VREF和输出电压反馈信号FB并提供相应的比较信号402，比较信号402控制第二开关管406打开，***工作在由Ibias0决定的最小***工作频率。
在t4和t5之间，***以最小工作功率工作，输出电压在开始升高后逐渐降低，误差放大器308输出的放大信号334逐步跟随输出降低；在t5时刻，输出到达输出稳定电压值，但误差放大器308输出的放大信号334还没有到达负载切换后的稳定值，比较器412输出的比较信号402出现翻转，通过第二开关管406降低振荡器可变电流信号408的升高，此时***工作频率上升；此时输出电压降低减缓。
在t5和t6之间，比较器412输出的比较信号402跟随输出变化，结合误差放大器308输出的放大信号334逐步上升，振荡器可变电流信号408动态调整***工作频率，输出电压趋于稳定；
在t6时刻，误差放大器输出的放大信号334到达负载切换后的稳定值，输出也到达稳定值，***工作频率随之稳定。
从上述描述可以看出，本实用新型拥有传统开关电源变换***在稳定负载状态下的工作特性，提出由***输出反馈信号FB，内部基准电压VREF和误差放大器输出334产生开关电源变换***频率的控制信号，为控制模块提供***负载快速响应的控制环路。在开关***负载动态变化下，通过工作频率快速变化，实现了开关变换***输出负载的快速响应。
综上所述，本实用新型具有以下优点：
本实用新型所述的开关电源变换***中，开关电源变换***频率的控制信号由***输出反馈信号，内部基准电压和误差放大器输出产生，为控制模块提供***负载快速响应的控制环路。在开关***负载动态变化下，通过工作频率快速变化，实现开关变换***输出负载的快速响应。
可以理解的是，以上关于本实用新型的具体描述，仅用于说明本实用新型而并非受限于本实用新型实施例所描述的技术方案。本领域的普通技术人员应当理解，仍然可以对本实用新型进行修改或等同替换，以达到相同的技术效果；只要满足使用需要，都在本实用新型的保护范围之内。
Claims (3)
1.一种开关电源变换***，其特征在于：包括***控制器、第一开关管、第一二极管、电感、第二二极管、第一电容和第二电容，所述***控制器包括误差放大器、振荡器可变电流控制单元、振荡器、调制组件、栅极驱动器和补偿网络，所述振荡器可变电流控制单元包括基准电压电流单元、比较器、第二开关管、第一MOS管、第二MOS管、第三MOS管、第一电阻，所述基准电压电流单元用于产生参考电压信号Vref、偏置电流信号Ibias0、偏置电流信号Ibias1和偏置电流信号Ibias2；
所述第一开关管的栅极与栅极驱动器的输出端连接，漏极接外部高压电源，源极分别与第一电容的一端、电感的一端、第一二极管的阴极连接且作为***内部地线，所述第一电容的另一端分别与比较器的反相输入端、误差放大器的负输入端、第二二极管的阴极连接，所述电感的另一端分别与第二二极管的阳极、第二电容的一端连接，所述第一二极管的阳极分别与第二电容的另一端、外部高压电源的地线连接；
所述误差放大器的正输入端接入***参考电压信号Vref且与比较器的同相输入端连接，输出端分别与补偿网络的COMP信号输入端、调制组件的第一输入端连接，所述补偿网络的浮地端与***内部地线连接，所述振荡器的输出端与调制组件的第二输入端连接，调制组件的输出端与栅极驱动器的输入端连接；
所述比较器的输出端与第二开关管的栅极连接，所述第二开关管的漏极分别与偏置电流信号Ibias0、偏置电流信号Ibias1和振荡器的输入端连接，源极与第一MOS管的漏极连接，所述第一MOS管的栅极分别与第二MOS管的栅极、漏极、第三MOS管的漏极、偏置电流信号Ibias2连接，所述第三MOS管的栅极与误差放大器的输出端连接，源极与第一电阻的一端连接，所述第一电阻的另一端、第一MOS管的源极、第二MOS管的源极均与***内部地线连接。
2.根据权利要求1所述的开关电源变换***，其特征在于：所述补偿网络包括第三电容、第四电容和第二电阻，所述第三电容的一端与误差放大器的输出端连接，另一端与***内部地线连接，所述第二电阻的一端与误差放大器的输出端连接，另一端与第四电容的一端连接，所述第四电容的另一端与***内部地线连接。
3.根据权利要求1所述的开关电源变换***，其特征在于：所述调制组件采用PWM控制器、PFM控制器或者PWM/PFM切换控制器。
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- 2018-08-28 CN CN201821393611.7U patent/CN209120059U/zh not_active Withdrawn - After Issue
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