CN104052275B - 用于具有快速瞬态响应的两级降压升压转换器的***和方法 - Google Patents

Abstract

本发明的各种实施例提供单相和双相电荷泵、具有快速线路和负载瞬态控制的两极DC/DC降压‑升压转换器，而不考虑负载条件。在本发明的特定实施例中，这通过使用误差放大器控制期望的输出电压来实现，该误差放大器控制多个滞后比较器。双相电荷泵结构消除了纹波电流和模式变换，并通过在两个路径之间分开总电流而增大了效率。某些实施例允许使用低电压半导体设备，这明显减少了切换损耗并进一步增大了效率。

Description

用于具有快速瞬态响应的两级降压升压转换器的***和方法

相关专利申请的交叉引用

本申请要求由Rui Liu于2013年3月14日提交的名称为“System and Methods forTwo-Stage Buck Boost Converters with Fast Transient Response”的美国临时申请序列No.61/785,831的优先权，该临时申请通过引用被全部并入本文。

背景技术

A.技术领域

本发明涉及电源，且更具体地，涉及用于快速瞬态响应和无缝变换的升压-降压转换器的***、设备和方法。

B.发明背景

很多现代电子消费产品需要来自能够在受到快速瞬变现象时维持严格的电压调节的经调节且准确的DC电压源的功率。DC电压常常必须由升压转换器逐渐升高或由降压转换器逐渐降低到另一DC电压。当输出电压必须能够在较低和较高的电压下操作时，DC电压通常由更复杂的降压-升压或升压-降压转换器来处理。在一些现有的应用中，具有H桥拓扑的常规降压-升压转换器用于将期望的输出电压调节到比给定输入电压高或低的值。H桥拓扑例如用在智能电话和平板电脑电池的功率管理IC中。然而，这些方案所共有的是，它们遭受大管芯尺寸、低效率、令人不满意的瞬态响应和高输出电压纹波。所需要的是***设计者用于克服上述限制的工具。

发明内容

本发明的各种实施例提供实现期望输出电压的严格调节以及实质上等效于降压转换器的控制的快速线路和负载瞬态控制的两极DC/DC降压-升压转换器，而不考虑输入电压是高于期望输出电压还是低于期望输出电压。

在本发明的某些实施例中，降压-升压转换器使用在第一级中的降压转换器来将输入电压转换成具有等于期望输出电压大约一半的值的第一输出电压。降压转换器耦合到使降压转换器的第一输出电压加倍以实现期望的输出电压的未经调节的电荷泵。这种方法消除了现有技术设计的降压到升压或升压到降压模式转换特征。对于传统的降压-升压转换器的回路带宽的右侧为零的限制被完全消除了。

在本发明的某些实施例中，降压-升压转换器使用简单的降压转换器控制方案来将第二级的输出电压反馈到允许第一级补偿第二级的负载阻抗的第一级控制器，而第一级保持从期望的输出电压去耦。在一些实施例中，期望的输出电压由滞后比较器控制，该滞后比较器产生由误差放大器控制的滞后窗。

一个特定的实施例利用双相电荷泵结构，其中每个相以50%占空比进行切换，每个相以50%占空比进行操作，且这两个相都在驱动恒定的DC负载电流时相对于彼此异相180度操作。结果，由于缺乏电流脉冲，双相电荷泵的额外优点是，实质上没有可产生EMI噪声的纹波电流或di/dt感应振铃电压存在。替代地，只有DC负载电流流到输出。此外，因为流经每个腿的电流是使用单相电荷泵的实施例的电流的仅仅一半，效率增加。

与常规高电压MOSFET应用比较，也通过将半导体设备依尺寸制造成相对低的额定电压的能力，来对于任何给定的硅管芯面积增加了效率。这允许明显降低与在MOSFET内部的电容相关的切换电流相关损耗。在某些实施例中，电荷泵配置成在旁路模式中操作，以在当输入电压低于期望输出电压时的情况下进一步提高总效率。

在这里通常描述了本发明的某些特征和优点；然而，鉴于附图、说明书及其权利要求，在本文提出的额外的特征、优点和实施例将对本领域技术人员是明显的。因此，应理解，本发明的范围不被在该发明内容中所公开的特定实施例限制。

附图说明

将参考本发明的实施例，其示例可在附图中示出。这些附图旨在说明性而非限制性的。虽然本发明通常在这些实施例的背景中被描述，然而应理解，它并不旨在将本发明的范围限制到这些特定的实施例。

图1示出现有技术降压-升压转换器电路。

图2示出根据本发明各种实施例的降压-升压转换器***。

图3是根据本发明各种实施例的包括单相电荷泵的说明性两级降压-升压转换器的示意图。

图4是根据本发明各种实施例的包括双相电荷泵的说明性两级降压-升压转换器的示意图。

图5示出图4中的电压二倍器的示例性电流和电压波形。

图6是根据本发明各种实施例的用于使用降压-升压转换器来将输入电压转换成输出电压的说明性过程的流程图。

图7示出图2中的降压-升压转换器***的示例性实现方式。

具体实施方式

在下面的描述中，为了说明的目的，阐述了特定的细节以便提供对本发明的理解。然而本领域技术人员将明白，本发明可在没有这些细节的情况下被实施。本领域技术人员将认识到，可以以各种方式并使用各种装置来执行下述本发明的实施例。本领域技术人员还将认识到，额外的修改、应用和实施例均在其范围内，如本发明可提供实用性的额外领域。因此，下述实施例说明本发明的特定实施例，且意欲避免使本发明难理解。

在说明书中对“一个实施例”或“实施例”的提及意味着关于该实施例描述的特定特征、结构、特性或功能包括在本发明的至少一个实施例中。短语“在一个实施例中”、“在实施例中”等在说明书中的不同地方的出现并不一定都指同一实施例。

此外，在附图中在部件之间或在方法步骤之间的连接不限于直接实现的连接。相反，在不偏离本发明教导的情况下，在附图中所示的在部件之间或方法步骤之间的连接可被修改或通过将中间部件或方法步骤添加到其以另外方式来改变。在本文件中，术语“升压转换器”包括能够从相对较低的输入电压产生高输出电压的任何设备。

图1示出现有技术降压-升压转换器电路。降压-升压转换器电路100包括电压电源102、输入电容器C_IN104、输出电容器C_OUT106、电感器L1108、以及MOSFET晶体管Q1110、Q2112、Q3114和Q4116。电压电源102（通常是电池）将电压V_IN施加到输入电容器104。电容器104耦合到晶体管Q1110和Q2112的串联组合。晶体管Q1110的漏极和晶体管Q2112的源级在节点LX1130处耦合到电感器108的一个端子。电感器108的另一端子在节点LX2140处耦合到晶体管Q4116的漏极和晶体管Q3114的源级。输出电容器C_OUT106耦合在晶体管Q3114和Q4116的串联组合两端。

降压-升压转换器电路100被设计成根据输入电压V_IN102与输出电压V_OUT120的关系，在两种不同的操作模式（降压模式和升压模式）之间切换。详细地，当电源102的输入端的输入电压V_IN超过输出电压120时，电路100作为降压转换器操作。在这个阶段中，降压转换器由晶体管Q1110和Q2112、电感器108、以及输出电容器106形成。降压转换器将电源102提供的输入电压V_IN逐渐降低到低于V_IN的输出电压120。在这种模式中，晶体管Q4116必须保持导通，以便提供从节点LX2140到输出电容器106的电路径。

相反，当输入电压V_IN降低到输出电压V_OUT120之下时，电路100变换到在升压操作模式下操作。在这种状态下，升压电路由电感器108、晶体管Q3114和Q4116、以及输出电容器106形成。升压电路将输入电压逐渐升高到较高的输出电压V_OUT120。注意，在这种模式中，晶体管Q1110必须保持导通，以提供从节点LX1130到输入电源102的路径。

总电路100可在两种模式之间交替，以作为单电感器降压升压电路操作，并处理可以高于或低于V_OUT120的输入电压V_IN。

然而，在大多数H桥设计中，电路100的对称拓扑的一条腿通常保持未被调节。例如，降压级可以操作在固定占空比下，而只有升压级被调节。在输入电压和输出电压彼此太接近的情况下，相对复杂得多的控制算法必须用于根据输入电压和输出电压之间的关系在这两种操作模式之间变换。这通常通过连续在这两种模式之间变换来实现，因为这两个模式自身都不能够调节输出电压120。

电路100的一个主要缺点包括：H桥拓扑不能满足非常严格的线路和负载瞬态响应要求，特别是在引入升压转换器特有的“右侧为零”控制问题并引起相位裕度和稳定性问题的升压操作模式中。作为相对差的瞬态响应的结果，控制回路（未示出）的带宽被限制，从而减慢总电路响应。

由于附随的控制电路的内在复杂性，在电路100中的降压-升压拓扑也需要相对大的管芯尺寸面积。此外，电路100遭受低效率和高输出电压纹波，特别是在升压模式操作中，其中流经Q4116的电流是具有与输出电流的值相等的平均值的脉动电流。取决于输入与输出电压120之比，输出电流的峰值可以比电流的平均值大很多倍。为了说明，在50%占空比，即，导通和关断时段相等的比时，输出电流的峰值将是平均DC电流值的两倍。

所有现有技术降压、升压和降压-升压设计所共有的另一缺点是下列事实：即使晶体管Q2112被关断，它也必须经得起与晶体管Q1110相同的最大输入电压。类似地，即使在晶体管Q4116关断时，它也必须经得起与Q3114相同的最大升压输出电压。换句话说，晶体管Q2112且特别是Q3114不能利用作为低侧晶体管且必须被设计为高电压设备。

图2示出根据本发明各种实施例的降压-升压转换器***。降压-升压转换器***200包括电源202、降压转换器204、电压倍增器206、降压控制器208、电压倍增器控制器210、电压误差放大器212、以及负载220。电源202耦合到降压转换器204以提供输入电压V_IN230。降压转换器204代表降压-升压转换器的降压级。降压转换器204耦合成接收输入电压V_IN230并将其转换成受到降压控制器208控制的第一输出电压V_OUT1232。降压转换器204的输出电压V_OUT1232被输入到电压倍增器206，以产生期望的输出电压V_OUT2234。

在本例中，输出电压V_OUT2234被反馈到电压误差放大器212中。电压误差放大器212耦合成接收输出信号V_OUT2234和可由例如参考电压信号产生器（未示出）产生的参考电压信号V_REF236，并向降压控制器208提供误差电压信号V_ERR238。在一个实施例中，电压误差放大器212进一步耦合到降压控制器208。

降压转换器204是可将输入电压V_IN230转换成低值输出电压V_OUT1232的任何电路。降压转换器204包括电感和电容元件以及切换元件。切换元件可被实现为半导体设备，例如MOSFET设备。

在一个实施例中，降压转换器204的输出包括可与电压倍增器206共享的一个或多个元件。例如，降压转换器204的一个或多个输出电容器可用作电压倍增器206的输入电容器。电压倍增器206是配置成使输入电压倍增以通过电荷重新分布将它转换成比输入电压大期望的倍增因数的输出电压。电压倍增器206可以是本领域已知的任何电压倍增器，例如电压二倍器或电压三倍器、和分数电荷泵。

在操作时，降压转换器204接收输入电压V_IN230并将其转换成较低的输出电压V_OUT1232。在一个实施例中，V_OUT1232被设计为期望输出电压V_OUT2234的大约一半。在本例中，电压倍增器206是使在输入端子处接收的输出电压V_OUT1232加倍以便产生电压V_OUT2234的电压二倍器电路。结果，降压-升压转换器***200的降压转换器204和电压倍增器206组合以形成降压-升压转换器，其能够产生低于和高于由电源202输入的电压的输出电压。

在一个实施例中，电压倍增器206在开环中操作，即，电压倍增器206自身是未经调节的，这便于简化的实现。这是可能的，因为与在现有技术中的不同，右侧为零问题和变换问题都不存在，如将接下来说明的。替代地，输出电压V_OUT2234经由降压控制器208被调节，降压控制器208被设计成控制降压转换器204。

详细地，因为电压倍增器206理想地只包含电容部件而不包含电感部件，电压倍增器206不干扰闭环设计。结果，右侧为零的问题消失了，且***200的闭环设计的带宽特性（其现在只由降压转换器204确定）比在可比较的降压-升压***中的高得多。实际上，带宽非常接近于常规降压转换器的带宽。这允许比现有技术降压-升压***相对更小的输出电感和电容，并实质上导致对于降压-升压转换器***200的瞬态响应与对于常规单级降压转换器的瞬态响应相同。

此外，因为降压转换器204的输出一般被调节以在比电压倍增器206的输出电压V_OUT2234相对更低的电压下操作，因此降压转换器204的输出V_OUT1232通常低于V_OUT2234，使得***200不需要从一种操作模式切换到另一操作模式。这消除了在降压模式和升压模式之间来回操作时由于内在模式变换而引起的在现有技术中产生的所有困难。

在一个特定实施例中，电压倍增器206是使第一输出电压V_OUT1232加倍以产生电压V_OUT2234的双相电压二倍器电路。双相电压二倍器电路包括异相180度操作以防止脉动电流并消除纹波电流的第一和第二相电荷泵（未示出）。

应理解，***200中的一个或多个元件可在单个设备中实现或可共享电路部件。在图7中示出了***作为滞后降压调节器***的一个可行的实现方式。

图3是根据本发明的各种实施例的包括单相电荷泵的说明性两级降压-升压转换器的示意图。降压-升压转换器电路300包括电压电源V_IN302、电感器L316、电容器C2 320、C3322和C1 350、以及切换元件Q1-Q4 330-336、Q9 310和Q10 312。电感器316是电感存储元件，而电容器320、322、350是电容存储元件。注意，电容器可被实现为可例如由控制逻辑调节到预定的电容值的并联可变电容器组。电容器C2 320和C3 322、电容器C1 350连同切换元件Q1-Q4 330-336一起形成电荷泵390，其切换电容器350在充电阶段期间与电容器C3322并联而在电荷转移阶段期间与电容器C2 320并联。注意，虽然在本例中切换元件Q3334、Q4 336和Q9 310被示为耗尽型p沟道MOSFET晶体管且Q1 330、Q2 332和Q10 312被示为耗尽型n沟道MOSFET晶体管，然而本领域技术人员将认识到，任何切换元件可由任何其它开关或开关布置实现。在本例中，切换元件Q1-Q4 330-336、Q9 310和Q10 312经由栅极驱动器响应于代表输入电压303和输出电压326之间的差的差信号（未示出）来控制。

电压电源302可以是向晶体管Q9 310和Q10 312的串联组合提供电压V_IN303的电池。在节点LX1 314，晶体管Q9 310和Q10 312的漏极耦合到电感器316的一个端子。这两个晶体管连同电感器L316和电容器C3 322一起形成降压转换器电路。代表降压转换器的输出的电容器C2 320和C3322与电荷泵电路390共享。电荷泵390是电压倍增器电路，其在本例中是电压二倍器电路。

如图3所示，电容器C2 320耦合在输出节点326和节点LX2 318之间，而电容器C3320耦合在节点LX2 318和地电位328之间。晶体管Q1 330和Q2 332耦合在电容器C2 320两端。晶体管Q3 334和Q4 336耦合在电容器C3 322两端。电容器C3 322代表电荷泵390的输入电容器，而电容器C2 320和C3 322的串联组合形成电荷泵390的如相对于地电位328定义的等效输出电容器。电容器C1 350是耦合在晶体管Q2 332和Q3 334的串联组合两端的飞跨电容器。

在操作时，由晶体管Q9 310、Q10 310、电感器L316和电容器C3 322形成的降压转换器电路像常规降压转换器一样操作，以在代表这样形成的降压转换器的输出节点的节点LX2 318处产生第一输出电压。降压转换器的输出包括在电荷泵390的输出处形成分压器的电容器C2 320和C3 322。分压器取决于负载条件建立在电容器C3 322两端的电压，电容器C3 322一般设计成在电荷泵390的节点OUT326处以第二输出电压的大约一半操作。结果，低电压MOSFET可用于电压二倍器。例如，如果期望的输出电压高达5V，则可使用2.5V Vds额定MOSFET。这减小给定R_{DS_ON}的管芯尺寸和与在MOSFET内部的电容有关的切换损耗。

在一个实施例中，电荷泵390使它在其输入电压节点LX2318处接收的电压加倍，以在输出节点OUT326处产生输出电压V_OUT。与在现有技术中的不同，电感器316不需要执行升压功能，且因此可被依尺寸制造得比现有技术降压-升压电路更小，这便于明显的尺寸减小。在本例中，在节点LX2 318处的电压未被调节。然而，因为电荷泵390通常是对输出阻抗变化敏感的电阻元件，为了避免波动，例如当电荷泵390的输入电流增加时，在节点OUT326处的电压降低，在一个实施例中，电荷泵390的输出阻抗经由降压转换器控制电路（未示出）被补偿以实现严格的输出电压调节。换句话说，降压转换器的输出通过补偿电荷泵电路390的输出阻抗而被间接调节。

在一个实施例中，闭合反馈回路用于将输出电压V_OUT从节点OUT326反馈到在降压转换器控制电路内的电压误差放大器。V_OUT可耦合到电压误差放大器的负端子，电压误差放大器的输出然后与固定参考电压比较，使得控制回路可确定是否增加或降低V_OUT，以便调节实际输出电压值V_OUT。以这种方式，V_OUT可自动和连续地与固定电压比较并被补偿。例如，当V_IN303下降时，在节点LX2 318处的电压也下降并使电荷泵390的V_OUT下降。作为响应，控制电路增加降压转换器在节点LX2 318处的输出电压。因为节点LC2 318是对电荷泵390的输入，增大的输入电压将使电荷泵390在节点OUT326处产生较高的输出电压V_OUT，从而将V_OUT恢复到期望值。降压转换器控制器因此严格地控制由输入电压瞬变现象以及输出电流瞬变现象引起的输出电压的偏差。

在一个实施例中，在节点LX2 318处的电压可用于产生斜坡电压，其连同比较器（未示出）和误差电压放大器一起可用于实现简单的降压转换器控制器。在一个实施例中，电流感测电路（未示出）可用于确定负载电流。该信息随后用作反馈信号，以控制降压控制器。本领域技术人员将认识到，可同样使用更复杂的控制方案，例如VCM。

在一个实施例中，当输出电压V_OUT326比输入电压V_IN1303相对低得多时，电路300以模仿现有技术降压转换器的旁路模式来操作。在旁路模式中，例如通过导通晶体管Q1 330和Q2 332并关断晶体管Q3 334和Q4 336以禁用电荷泵390并将电感器316直接连接到输出节点326，来关闭电路300的电荷泵390以节省能量。在旁路模式中操作的能力进一步提高电路300的总效率。

图4是根据本发明的各种实施例的包括双相电荷泵的说明性两级降压-升压转换器的示意图。电路400包括电压电源V_IN302、切换元件Q9 310和Q10 312、电感器L316、第一相电荷泵390和第二相电荷泵494。第一相电荷泵390类似于图3中的电荷泵390。第二相电荷泵494包括晶体管Q5-Q8 438-444和飞跨电容器C4 470。电荷泵390和494中的部件及其功能是类似的，且为了简洁的目的这里不在重复。

电荷泵390和494一前一后地操作以使在节点LX2 318处接收的输入电压加倍。在一个实施例中，第一相电荷泵390和第二相电荷泵494每个均以50%占空比操作，使得流经每个腿的电流是图3所示的单相电荷泵的电流的仅仅一半。这增加了效率，而未明显增大硅管芯尺寸。

在一个实施例中，第一相电荷泵390和第二相电荷泵494相对于彼此异相180度操作，使得流经节点OUT326、LX2 318和GND328的电流是DC电流。结果，电路400的一个主要优点是，由于缺乏具有高峰值的脉动电流，实质上没有可产生EMI噪声的纹波电流或di/dt感应振铃电压存在。替代地，DC负载电流流到负载。

图5示出图4中的电压二倍器的示例性电流和电压波形。如图5所示，在时间t1510，晶体管Q2、Q4、Q5和Q7被关断，而晶体管Q1、Q3、Q6和Q8保持关断。流经Q1、Q3、Q6和Q8的电流以及电流I_C1和I_C4在t1 510变为零530。此时，晶体管Q2、Q4、Q5和Q7两端的电压保持为零540，因此，没有出现切换损耗。唯一明显出现的损耗是在晶体管Q1、Q3、Q6和Q8中的栅电容放电损耗。

交叉传导损耗主要出现在MOSFET关断过程期间。上面的描述在当Q1、Q3、Q5和Q7关断550的t3 514时保持。

在时间t2512，晶体管Q1、Q3、Q6和Q8导通（560）。它们的漏极到源极电压放电，而Q2、Q4、Q5和Q7的漏极到源极电压增大。该过程在晶体管Q2、Q4、Q5和Q7的漏极到源极电压达到输出电压的一半时结束。在这个时刻，晶体管Q1、Q3、Q5和Q7完全导通。

电容器C1放电到输出，而电容器C4在时间段[t2,t3]512-514期间由输入充电。除了电容器C4放电到输出而电容器C1由输入充电以外，这个描述在时段[t4,t5]期间保持。传导损耗出现在时段[t2,t3]512-514和[t4,t5]516-518期间。

因为电容器C1和C4交替地在时段[t2,t3]512-514和[t4,t5]516-518期间将能量输送到输出并在切换变换[t1,t2]510-512和[t3,t4]514-516期间停止输送，输出纹波电流实质上为零，从而导致在所有输入电压条件下非常小的输出纹波电压。

图6是根据本发明的各种实施例的用于使用降压-升压转换器来将输入电压转换成输出电压的说明性过程的流程图。

当降压-升压转换器接收输入信号时，在步骤602转换过程开始。输入信号被施加到降压-升压转换器的第一级。第一级可以是降压转换器。

在步骤604，第一级将输入信号转换成第一输出信号。

在步骤606，第一输出信号被施加到电压倍增器电路，其可以是分数电压倍增器。

在步骤608，电压倍增器电路将第一输出信号转换成第二输出信号。

在步骤610，第二输出信号被反馈到第一级的控制器。

本领域技术人员将认识到，更少或额外的步骤可与本文所示的步骤合并，而不偏离本发明的范围。在流程图或本文描述内的块的布置并不暗示特定顺序。

图7示出图2中的降压-升压转换器***作为适于两级降压-升压应用的滞后降压调节器的示例性实现。滞后降压调节器***700包括电源702、分别包括栅极缓冲器714和716的晶体管704和706、电感器710、电容器712、750、参考电压760、电压倍增器720、电压误差放大器726、负载770、电阻器742-748、比较器722、724和锁存器730。晶体管704、706、栅极缓冲器714、716、电感器710和输出电容器712形成降压转换器，其耦合到电源702以接收输入电压V_IN并将它转换成中间输出电压V_OUT1718。该电压被输入到电压倍增器720，其产生期望输出电压V_OUT2740。

输出电压V_OUT2740经由补偿网络Z_F1746馈送到电压误差放大器726的负端子。正端子经由参考电压760耦合到地788。补偿反馈网络Z_F2752被耦合在电压误差放大器726的输入和输出之间。电压误差放大器726产生被转发到第一滞后比较器722的负输入端子的误差电压信号728。第一滞后比较器722的正输入端子经由电阻器R_T1744和前向电容器C_T750的并联组合耦合到地788。注意，与在一般单级中的不同，降压电容器C_T750不直接连接到输出电压。第二滞后比较器724的输入耦合到第一滞后比较器722的相反极性的输入。第一和第二滞后比较器722、724的输出被输入到耦合到栅极缓冲器714、716的锁存器730。

在操作时，电压误差放大器726将电压倍增器720的输出与参考电压760相比较，以产生误差电压信号728。误差电压信号728经由栅极缓冲器714、716反馈到晶体管704、706，以便控制输出电压718。包括网络746、752的补偿电路确保电压误差放大器726的稳定操作，从而防止例如不希望有的振荡。补偿反馈网络746、752可包括电阻器和电容器（未示出）。在一个实施例中，比较器722、724通过允许将误差电压信号728与值不相等的两个阈值相比较，来实现电压倍增器720的滞后控制，使得当控制降压-升压转换器***700的降压的晶体管Q1 704和Q2 706时误差电压信号728可被维持在滞后窗内。

在一个实施例中，比较器1 722用于调节上阈值，而比较器2 724调节下阈值。结果，窗的宽度，即，上限和下限由比较器1 722和比较器2 724的内部设计固定。经由误差电压信号728通过基于输出电压740将窗移动得更高或更低来自动调节滞后窗的位置。

信号708通常具有脉动电压波形，其具有等于输入电压702的峰值。当信号708由电阻器R_T1744和电容器C_T750的并联组合接收时，该组合产生允许比较器722、724将误差电压信号728与两个阈值相比较的电压斜坡。基于窗的位置，电压斜坡确定滞后降压调节器***700的切换频率和占空比。

锁存器730将基于比较器1 722和比较器2 724的输出信号确定哪个晶体管704、706将在任何给定的时间经由栅极缓冲器714、716来导通。例如，当锁存器730的输出响应于通过比较器1 722的信号而转变到逻辑高时，晶体管Q1 704导通且晶体管Q2 706关断，因为如所示，缓冲器716是反相缓冲器。相反，当锁存器730的信号返回到低值时，Q1 704关断且Q2 706导通。以这种方式，锁存器730确保从比较器1 722和比较器2 724的输出接收的噪声信号（例如抖动）将不会导致错误的决定。

将认识到，前面的示例和实施例是示例性的，且为了清楚和理解的目的，而不是限制本发明的范围。意图是当阅读说明书和研究附图时，对本领域技术人员明显的其所有置换、增强、等效、组合和改进被包括在本发明的范围内。因此意图是权利要求包括落在本发明的真实精神和范围内的所有这样的修改、置换和等效形式。

Claims (19)

1.一种将输入电压转换成输出电压的开关调节器，所述开关调节器包括：

耦合到第一输出电压节点的第一切换级，所述第一切换级接收第一输入电压，以将其转换成相对低于所述第一输入电压的第一输出电压；

耦合到所述第一输出电压节点的第二切换级，所述第二切换级接收所述第一输出电压并将所述第一输出电压转换成在第二输出电压节点的第二输出电压，所述第二输出电压相对高于所述第一输出电压；

形成耦合到所述第一输出电压节点的分压器的第一电荷存储设备和第二电荷存储设备；以及

第一飞跨电容器，所述第一飞跨电容器在充电阶段期间与所述第一电荷存储设备并联耦合，而在电荷转移阶段期间与所述第二电荷存储设备并联耦合。

2.根据权利要求1所述的开关调节器，其中所述第二切换级包括配置成相对彼此异相操作的第一相电压倍增器和第二相电压倍增器。

3.根据权利要求1所述的开关调节器，其中所述第一电荷存储设备和所述第二电荷存储设备形成分压器，所述第一电荷存储设备用作所述第一切换级的输出电容器。

4.根据权利要求1所述的开关调节器，其中所述第二切换级是电压二倍器、电压三倍器和分数电压倍增器之一。

5.根据权利要求1所述的开关调节器，还包括耦合在所述第二切换级内的第二飞跨电容器，所述第一飞跨电容器和所述第二飞跨电容器交替地被充电和放电以产生所述第二输出电压。

6.根据权利要求1所述的开关调节器，其中所述第二切换级包括配置成相对彼此异相180度操作的第一相电压倍增器和第二相电压倍增器。

7.根据权利要求6所述的开关调节器，还包括耦合到所述第一飞跨电容器的多个切换元件。

8.根据权利要求7所述的开关调节器，其中一个或多个切换元件是由栅极驱动器响应于差信号来控制的MOSFET晶体管。

9.根据权利要求1所述的开关调节器，还包括用于控制所述第二切换级的电压倍增器控制器。

10.一种操作开关调节器的方法，所述方法包括：

将输入电压施加到所述开关调节器的第一级；

将所述输入电压转换成第一输出电压；

相对彼此异相操作至少两个电压倍增器；

将所述第一输出电压施加到所述开关调节器的包括电压倍增器的第二级；以及

通过将第一飞跨电容器与所述开关调节器的第一电容器和第二电容器交替地并联耦合来将所述第一输出电压转换成第二输出电压。

11.根据权利要求10所述的方法，其中所述第二输出电压高于所述第一输出电压。

12.根据权利要求10所述的方法，还包括将所述第一输出电压操作在所述第二输出电压的大约一半。

13.根据权利要求10所述的方法，还包括将所述第二输出电压施加到配置成控制所述第一级的控制器。

14.根据权利要求10所述的方法，还包括将电压误差信号施加到降压转换器控制器。

15.根据权利要求14所述的方法，还包括经由所述降压转换器控制器补偿所述电压倍增器的输出阻抗。

16.根据权利要求10所述的方法，还包括在充电阶段期间使第一级输出电容器与飞跨电容器并联耦合。

17.一种开关调节器***，包括：

第一切换级，其耦合成接收第一输入电压，并将它转换成相对低于所述第一输入电压的第一输出电压；

第二切换级，其耦合成接收所述第一输出电压，并将它转换成相对高于第二输入电压的第二输出电压；

第一滞后比较器和第二滞后比较器，其定义滞后窗相应的上阈值和下阈值；以及

误差放大器，其耦合在第二输出电压节点和所述第一切换级之间的反馈配置中，所述误差放大器产生误差信号以调节所述滞后窗的位置，使得转换器控制器基于所述误差信号来控制所述第二输出电压；

耦合到所述第一输出电压节点的第一电荷存储设备和第二电荷存储设备；以及

第一飞跨电容器，所述第一飞跨电容器在充电阶段期间与所述第一电荷存储设备并联耦合，而在电荷转移阶段期间与所述第二电荷存储设备并联耦合。

18.根据权利要求17所述的***，还包括连接到所述第一滞后比较器和地电位的前向电容器。

19.根据权利要求17所述的***，还包括用于产生表示负载电流的输出信号的电流感测电路，所述输出信号被反馈到所述误差放大器以控制或产生所述误差信号。