CN109756111A - 用于开关模式电源的电路 - Google Patents

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Abstract

一种用于开关模式电源的电路。所述开关模式电源被配置成：接收电流控制信号；并且基于所述电流控制信号提供输出电压。所述电路包括控制器、限流器以及钳位电路。所述控制器被配置成：基于以下之间的差值生成控制电压：(i)感测电压，其表示所述开关模式电源的所述输出电压；以及(ii)参考电压；基于所述控制电压生成目标电流控制信号，其中所述目标电流控制信号被配置成调节通过所述开关模式电源的电流以便使所述感测电压更接近所述参考电压。所述限流器被配置成将所述电流控制信号提供为限于最大电流控制值的所述目标电流控制信号。所述钳位电路被配置成：当所述限流器提供具有所述最大电流控制值的限制值的所述电流控制信号时，将所述控制电压设定为钳位电压值。

Description

用于开关模式电源的电路
技术领域
本公开涉及用于开关模式电源的电路，并且具体地说涉及具有控制器、限流器以及钳位电路的电路。
背景技术
在如智能电话等现代电池供电的便携式电子设备中，将高效率升压转换器用于需要高于电池电压的电压的电路。在升压转换器中，使用控制器将升压电压调节为所需电平。负载阶跃后的此升压电压的过冲或下冲量是控制器速度和质量的重要性能指标。如果负载或转换器本身具有最大电压，则任何过冲都可能降低最大升压电压与标称升压电压之间的裕量。
发明内容
根据本公开的第一方面，提供了一种用于开关模式电源的电路，其中，所述开关模式电源被配置成：
接收电流控制信号；并且基于所述电流控制信号提供输出电压，所述电路包括：
控制器，其被配置成：
基于以下之间的差值生成控制电压：(i)感测电压，其表示所述开关模式电源的所述输出电压；以及(ii)参考电压；
基于所述控制电压生成目标电流控制信号，其中所述目标电流控制信号被配置成调节通过所述开关模式电源的电流以便使所述感测电压更接近所述参考电压；
限流器，其被配置成将所述电流控制信号提供为限于最大电流控制值的所述目标电流控制信号；以及
钳位电路，其被配置成：当所述限流器提供具有所述最大电流控制值的限制值的所述电流控制信号时，将所述控制电压设定为钳位电压值。
当使用限流时，钳位电路可以有利地防止或减小控制电压的漂移。以此方式，控制电压可以不离开正常操作区域，并且当负载随后减小到不需要限流的较低电平时，正常操作可以得到更快恢复。这可以有益地将输出电压的过冲减小到将在没有限流的情况下发生的电平。
在一个或多个实施例中，所述钳位电路包括电压调节器。所述电压调节器可以被配置成：针对所述感测电压和所述参考电压的将使所述目标电流控制信号被设定为等于或大于所述最大电流控制值的值的所有值而将所述控制电压调节为所述钳位电压值。
在一个或多个实施例中，所述控制器包括跨导放大器控制块，所述跨导放大器控制块可以结合所述限流器和所述钳位电路的功能。所述跨导放大器控制块可以被配置成：接收所述控制电压；当所述电流控制信号具有所述最大电流控制值的所述限制值时，防止所述控制电压增加；并且将所述控制电压转换为所述电流控制信号。
在一个或多个实施例中，所述跨导放大器控制块包括以下中的一个或多个：电压放大器；偏置电压源，其被配置成提供饱和电压；钳位晶体管；以及第一镜第二晶体管。所述电压放大器组合所述钳位晶体管可以被配置成将跨所述第一镜第二晶体管的电压降调节为由所述偏置电压源提供的所述饱和电压。
在一个或多个实施例中，所述跨导放大器控制块包括晶体管，并且任选地所述跨导放大器控制块被配置成：当跨所述晶体管的电压降超过所述晶体管的饱和电压时，防止所述控制电压增加。
在一个或多个实施例中，所述饱和电压表示所述晶体管处于饱和操作状态。
在一个或多个实施例中，所述跨导放大器控制块被配置成：当所述跨导放大器控制块中的晶体管饱和时，防止所述控制电压增加。
在一个或多个实施例中，所述控制器包括：跨导放大器控制块，其可以结合所述限流器和所述钳位电路的功能。所述跨导放大器控制块可以被配置成：接收所述控制电压；当所述电流控制信号具有最大电流控制值的所述限制值时，提供非零过电流信号，其中所述过电流信号可以被配置成独立于通过所述开关模式电源的所述电流而改变所述感测电压；并且将所述控制电压转换为所述电流控制信号。
在一个或多个实施例中，所述开关模式电源包含目标输出电压，所述目标输出电压可以限定所述开关模式电源的设定值，并且所述过电流信号被配置成将所述目标输出电压改变为某个电平，使得通过所述开关模式电源的所述电流与所述最大电流控制值相对应。
在一个或多个实施例中，所述钳位电压值是在所述限流器提供具有所述最大电流控制值的所述限制值的所述电流控制信号之前的所述控制电压的值。
在一个或多个实施例中，所述钳位电路被配置成：当所述限流器提供具有所述最大电流控制值的所述限制值的所述电流控制信号时，将所述控制电压钳位到其电流值。
在一个或多个实施例中，所述控制器被配置成通过对以下之间的差值进行积分来生成所述控制电压：(i)所述感测电压；以及(ii)所述参考电压。
在一个或多个实施例中，所述目标电流控制信号被配置成通过设定通过所述开关模式电源中的电感器的峰值电流来调节通过所述开关模式电源的所述电流。
在一个或多个实施例中，所述钳位电路被配置成提供表示所述控制电压是否被设定为所述钳位电压值的标志信号。所述电路可以包括被配置成基于所述标志信号而被自动控制的可控块。
在一个或多个实施例中，所述开关模式电源包括：降压转换器、降压-升压转换器或反激式转换器。
可以提供一种音频放大器电路，其包括：
本文公开的任何电路，其中所述钳位电路被配置成提供表示所述控制电压是否被设定为所述钳位电压值的标志信号；以及
可控块，其被配置成基于所述标志信号而被自动控制。
在一个或多个实施例中，所述可控块包括放大器。所述放大器可以被配置成基于所述标志信号自动控制所述音频放大器电路的输出信号的音频电平。
虽然本公开可采用各种修改和替代形式，但是在附图中已经通过举例示出了本公开的细节并且将对其进行详细描述。然而，应当理解的是，除了所描述的具体实施例之外，其它实施例也是可能的。落入所附权利要求书的精神和范围内的所有修改、等效物以及替代性实施例也被涵盖。
以上讨论并不旨在表示当前或未来权利要求组的范围内的每个示例实施例或每种实施方式。随后的附图和具体实施方式也举例说明了各个示例实施例。在结合附图考虑以下具体实施方式时，可以更完全地理解各个示例实施例。
附图说明
现在将参考附图仅通过举例对一个或多个实施例进行描述，在附图中：
图1示出了升压转换器的示例电路图；
图2示出了具有峰值电流模式控制的升压转换器；
图3示出了图2所示的电路的电感器电流IL的电流对时间的曲线图；
图4示出了与图3相同的波形并且还示出了误差电感器电流IL，ERR信号；
图5示出了在峰值电流模式控制下的电流波形，其与图4的电流波形相同，但这次是针对|S2|＞|S1|的情况下的误差传播；
图6示出了具有峰值电流模式控制和斜率补偿的升压转换器；
图7示出了在峰值电流模式控制下的电流波形，其与图4和图5的电流波形相同，并且还示出了(IPEAK-IS)；
图8示出了具有峰值电流模式控制和抛物线斜率补偿的升压转换器；
图9示出了图8的电路的各种电流波形；
图10示出了具有峰值电流模式控制和抛物线斜率补偿的升压转换器，以及开关和电流测量的更详细视图；
图11示出了具有峰值电流模式控制、抛物线斜率补偿和用于提供输出电压控制回路的P-I控制器的升压转换器；
图12示出了与图11的升压转换器类似的、具有峰值电流模式控制和抛物线斜率补偿的升压转换器，以及P-I控制器的实施方式的另外细节；
图13示出了与图12的升压转换器类似的、具有峰值电流模式控制、抛物线斜率补偿、输出电压控制回路并且还有限流器的升压转换器；
图14示出了提供图13的第二跨导放大器控制块和限流器的功能的第二跨导放大器控制块的示例实施方式；
图15示出了图13的电路的、针对负载电流的升高和降低的电感器电流IL对时间的曲线图；
图16示出了针对负载电流的升高和降低的电感器电流IL对时间的另一曲线图；
图17示出了输出电压VBST对时间的两个曲线图；
图18示出了控制电压VC对时间的两个曲线图；
图19示出了包含开关模式电源的电路的示例实施例；
图20示出了提供图19的第二子处理块、限流器以及钳位电路的功能的跨导放大器控制块的示例实施例；
图21示出了输出电压VBST对时间的三个曲线图，包含图19/20的电路的曲线图；
图22示出了负载升高和降低期间的电感器电流IL，包含图19/20的电路的曲线图；
图23示出了控制电压VC对时间的三个曲线图，包含图19/20的电路的曲线图；
图24示出了图20的标志信号的曲线图；
图25示出了提供图19的第二子处理块、限流器以及钳位电路的功能的图20的跨导放大器控制块的示例实施例；
图26示出了与图25的跨导放大器控制块类似的跨导放大器控制块的示例实施例；
图27示出了包含SMPS和控制器的电路的另一个示例实施例；并且
图28示出了图27的第二子处理块的示例实施方式。
具体实施方式
在升压转换器中，可以实施对线圈/电感器电流的限制以防止电感器饱和、电池电流过大或电路本身损坏。当限流例如对于重负载来说活跃时，可能不再达到目标升压电压并且控制器不再能够控制升压电压。在这种情况下，控制器的输入上可能存在较大的误差电压。控制器可以具有积分功能以实现高升压电压精度，在这种情况下，当发生电限流时，积分误差电压将漂移。当重负载不再存在时，电流将保持处于最大电平，直到升压电压回到目标电平。然后，恢复开始，误差电压改变符号，并且积分误差电压将减小回正常操作电平。漂移量将决定这种恢复耗费多少时间。相比于在非限制电流电平下的负载阶跃的情况下，这可能导致高得多的升压电压过冲。恢复所耗的时间越长，升压电压的过冲将越高。
图1示出了提供输出电压VBST的升压转换器100的示例电路图。升压转换器包含连接于电池104与两个开关：开关1106和开关2108之间的电感器102。所述两个开关106、108将电感器102连接到接地110或连接到输出电容器CBST 112。开关1106以切换频率fBST(或周期T)和占空比D闭合。当开关1106断开时，开关2108闭合。电感器102中的所产生电流IL是三角形电流，其斜率由电池电压VBAT和电池电压与输出电压之间的差值VBAT-VBST决定。在图1的配置中，输出电压与电池电压之间的比值由用于操作开关的占空比D决定(D′＝1-D)：
图2示出了具有峰值电流模式控制的升压转换器200。在图2的电流模式控制的升压转换器200中，利用峰值电流模式控制来执行对开关206、208的占空比控制。在峰值电流模式控制下，通过比较器214将电感器电流IL 214与峰值电流控制信号IPEAK 218进行比较。在每个周期开始时，在fBST的上升沿处，开关1206闭合并且IL 214以斜率S1(＞0)增加。一旦IL 214等于峰值电流控制信号IPEAK 218，比较器214就重置锁存器216，并且开关2208闭合(并且开关1206断开)。作为响应，电感器电流IL214以斜率S2(＜0)减小。
图3示出了图2所示电路的电感器电流IL 314的电流(在竖直轴线上)对时间(在水平轴线上)的曲线图。如上文所讨论的，图2示出了在峰值电流控制下操作的升压转换器。图3还示出了峰值电流控制信号IPEAK 318。此外，在水平轴线上标记了切换周期(T)，并且参考正在使用的占空比D标记了单个周期。
在稳定状态下，图3中所示的操作限定了以下关系：
S1DT+S2(1-D)T＝0 (2)
利用此方法，三角形电感器电流IL 314的峰值被调节为峰值电流控制信号IPEAK318。开关1在时钟信号fBST的上升沿处闭合，并且一旦通过线圈的测量电流IL 314等于峰值电流控制信号IPEAK 318，其就断开。在图3中，还示出了平均电感器电流IL，AVG 319。
图4示出了与图3相同的波形并且还示出了误差电感器电流IL，ERR 420信号。图4示出了在峰值电流模式控制下的电流波形，包含误差传播但不具有斜率补偿(下面将参考图6到图9对斜率补偿进行描述)。
IL，ERR 420是负载电流变化(例如，在时间＝0时)后的电感器中的实际电流。IL 414是新负载电流的适当稳态电感器电流。如图4所示，***耗费几个周期以适应新负载，在这之后，IL，ERR 420与IL 414良好匹配。IL，AVG 419表示通过电感器的平均电流。
在图4中，可以看到在t＝0时通过电感器的电流的误差ΔIL，0 422的传播。0＜t＜T的周期的占空比D由于电流的误差ΔIL，0 422而改变，其中：
在t＝T时的电流误差ΔIL，c然后将等于：
因此，在一个周期之后的电流误差的放大等于
在n个周期之后，原始误差已经放大了A(n)倍：
由于S2＜0且S1＞0，所以误差具有交替的符号。应注意，当|S2|＞|S1|时，此***不稳定，对于D＞50％来说，也是如此。然而，在图4中，|S2|＜|S1|，并且因此误差ΔIL的量值随时间减小。
图5示出了在峰值电流模式控制下的电流波形，其与图4的电流波形相同，其中对应附图标记采用500系列，但这次是针对|S2|＞|S1|的情况下的误差传播。图5示出了不稳定行为，其中误差随时间增加(放大)，这导致不期望的次谐波振荡。
图6示出了具有峰值电流模式控制和斜率补偿的升压转换器600。
对于高于50％的占空比，斜率补偿可以用于控制阻尼并且确保稳定行为。在斜率补偿的情况下，从峰值电流控制信号IPEAK 618中减去斜率为S3的周期性电流IS 624，如图6所示。减法的结果是(IPEAK-IS)625。在这个例子中，使用了线性斜率补偿；也就是说，S3具有恒定值。
图7示出了在峰值电流模式控制下的电流波形，其与图4和图5的电流波形相同，其中对应附图标记采用700系列。图7还示出了(IPEAK-IS)725，在图6中对其进行了标识。图7示出了在斜率补偿和|S2|＞|S1|的情况下的具有稳定行为的电流模式控制。
对于图6的电路和图7的波形，第一周期0＜t＜T的占空比D将根据以下而改变
在t＝T时的电流误差现在等于：
因此，误差的放大等于
在n个周期之后，原始误差IL，0已经放大了A(n)倍：
为了保证稳定性，应当以使得括号之间的项的量值低于1的方式选择S3。否则，误差会爆发并且可能发生子谐波振荡。
考虑仅S1为正，并且S2和S3为负。括号之间的项均可以为正和为负，这取决于S3。
S2＜S3＜0 -1＜A＜0欠阻尼的情况，误差的符号交替。
S3＜S2＜0 0＜A＜1过阻尼的情况，误差保持相同的符号。
S3＝S2＜0 A＝0临界阻尼的情况，误差在单个周期内得到校正。
S3＝S2或A＝0的情况给出了可能最快的瞬态响应。这可能是最佳的斜率控制。
图8示出了具有峰值电流模式控制和抛物线斜率补偿的升压转换器800。在此例子中，使用了具有抛物线斜率的周期性电流IS 824。
图9示出了图8的电路的以下电流波形：
·电感器电流IL 914；
·峰值电流控制信号IPEAK 918；
·(IPEAK-IS)925；以及
·平均电感器电流IL，AVG 919。
在升压转换器中，电流斜率S1和S2取决于占空比D。
当为S3选择恒定值时(如图6和图7中)，只存在一种操作状况，其中阻尼是临界的(A＝0)。即使在对于所有操作状况，|A|＜1且稳定性得到保证时，这意味着误差校正可能耗费多个周期，由此导致缓慢响应。在所有D值都需要具有临界阻尼的最佳斜率控制(其中S3＝S2)时，S3的值还应取决于占空比D：
因此，在t＝DT时，斜率电流导数应等于S3。或者，在时域中：
如果斜率电流的导数S3线性地取决于周期中的相对时间，则电流本身取决于相对时间的平方，对于t/T＝0，所述相对时间从0开始：
图10示出了具有峰值电流模式控制和抛物线斜率补偿的升压转换器1000，其类似于图8的电路但具有开关和电流测量的更详细视图。已经对先前的图中示出的部件赋予了1000系列的对应附图标记，并且在此不必再次描述。
升压转换器的电源开关1006、1008是用以下功率晶体管来实施的：MN，POWER 1006，其与前面的图中的开关7相对应；以及MP，POWER 1008，其与前面的图中的开关2相对应。这两个电源开关1006、1008由分别由电压源VDN1026和VDP 1028供电的驱动器驱动。
从峰值电流控制信号IPEAK 1018中提取了抛物线斜率电流IS 1024。所产生的电流(IPEAK-IS)1025强制进入参考晶体管MREF 1030，所述参考晶体管MREF 1030是具有比例因子K的功率晶体管MN，POWER 1006的比例复制品。在fBST的正沿处，MN，POWER 1006通过将其栅极电压拉向VDN 1026而被接通，所述VDN 1026是驱动级的电源电压。参考晶体管MREF 1032的栅极也处于VDN。感测晶体管MN，SENSE1 1032和MN，SENSE2 1034在功率晶体管MN，POWER 1006接通时将跨MN，POWER 1006的电压除以因子2，并且在MN，POWER 1006断开时将比较器1014的正输入拉至接地。
比较器1014的输出现在将在以下情况下改变：
IL＝2K(IPEAK-IS) (17)
当比较器1014的输出改变时：锁存器1016重置；MN，POWER 1006断开；并且MP，POWER1008接通，直到fBST的下一个正沿。
图11示出了具有峰值电流模式控制、抛物线斜率补偿和用于提供输出电压控制回路的P-I控制器1136的升压转换器1100。
图11中的输出电压VBST的设定值由提供电流ISET的可编程电流源1137产生。可编程电流源1137可以使用ISET来设定跨感测电阻器RSH 1140的电压。跨RSH 1140的此电压可以被称为感测电压VSH 1138，并且等于：
VSH＝VBST-RSHISET (18)
P-I控制器1136将此感测电压VSH 1138与由图11中的参考电压源提供的参考电压VREF 1142进行比较。VREF 1142与VSH 1138之间的差值可以被称为误差电压。然后，P-I控制器1136将误差电压转换为峰值电流控制信号IPEAK 1118。
P-I控制器1136调节峰值电流控制信号IPEAK 1118(基于误差电压)以设定升压转换器的输出电压VBST。更具体地说，P-I控制器1136可以调节通过升压转换器的电流并且使感测电压VSH更接近参考电压VREF。在这个例子中，峰值电流控制信号IPEAK1118用于控制升压转换器的切换周期的占空比，由此控制输出电压VBST。
图12示出了与图11的升压转换器类似的、具有峰值电流模式控制和抛物线斜率补偿的升压转换器1200。图12示出了提供输出电压控制回路的P-I控制器1236的实施方式的另外细节。
如果升压电压达到目标，则VREF＝VSH并且
VBST＝VREF+RSHISET (19)
P-I控制器1236包含第一跨导放大器控制块GM1 1243和第二跨导放大器控制块GM21244。第一跨导放大器控制块GM1 1243接收感测电压VSH 1238和参考电压VREF 1242，并且提供具有基于VSH 1238与VREF 1242之间的差值的电流的输出信号。控制电阻器R1 1246和控制电容器C1串联连接于第一跨导放大器控制块GM1 1243的输出端与接地之间。以此方式，作为第一跨导放大器控制块GM1 1243的输出信号提供的电流使控制电压VC 1256跨控制电阻器R1 1246与控制电容器C1下降。
P-I控制器1236可以通过对以下之间的差值进行积分来生成控制电压VC 1256：(i)感测电压VSH 1238；以及(ii)参考电压VREF 1242。以此方式，在一些例子中，控制电压VC1256可以被视为积分误差电压。
第二跨导放大器控制块GM2 1244将控制电压VC 1256转换为峰值电流控制信号IPEAK 1218。第二跨导放大器控制块GM2 1244的接收控制电压VC 1256的输入端可以被称为控制电压输入端。
图13示出了与图12的升压转换器类似的、具有峰值电流模式控制、抛物线斜率补偿以及输出电压控制回路的升压转换器1300。图13还包含限流器1350。
在此例子中，第二跨导放大器控制块GM2 1344的输出信号被标记为ITARGET 1354并且可以被称为目标电流控制信号。以与上文所讨论的相同方式，目标电流控制信号ITARGET1354被配置成调节通过升压转换器的电流以使感测电压VSH更接近参考电压VREF；任选地，通过设定升压转换器1300中的电感器的峰值电流。
限流器1350可以限制峰值电流控制信号IPEAK 1318。限流器连接到第二跨导放大器控制块GM2 1344的输出端，使得所述限流器接收目标电流控制信号ITARGET 1354。限流器1350将峰值电流控制信号IPEAK提供为限于最大电流控制值IMAX 1352的目标电流控制信号ITARGET 1354。也就是说：
(i)当目标电流控制信号ITARGET 1354小于或等于最大电流控制值IMAX 1352时，峰值电流控制信号IPEAK 1318等于目标电流控制信号ITARGET 1354；并且
(ii)当目标电流控制信号ITARGET 1354大于最大电流控制值IMAX 1352时，峰值电流控制信号IPEAK 1318等于最大电流控制值IMAX 1352。
最大电流控制值IMAX 1352可以被视为限定可编程最大平均电流电平。最大峰值电流电平可以取决于最大平均电流IL，AVG，MAX、电池电压VBAT、升压电压VBST、电感器值L以及切换频率f：
图14示出了提供图13的第二跨导放大器控制块GM2和限流器的功能的第二跨导放大器控制块1444的示例实施方式。
第二跨导放大器控制块1444接收控制电压VC 1456作为输入信号，并且提供峰值电流控制信号IPEAK 1418作为输出信号。根据上文的讨论，第二跨导放大器控制块1444将控制电压VC 1456转换成电流信号，并且然后将电流信号限制/局限在最大值以便提供峰值电流控制信号IPEAK 1418。
第二跨导放大器控制块1444包含最大电流源1458，所述最大电流源1458提供处于最大电流控制值IMAX 1452的电流信号。第二跨导放大器控制块1444还包含第一电流镜1461，所述第一电流镜1461包含第一镜第一晶体管MN3A 1460和第一镜第二晶体管MN3B1464。第一镜第一晶体管MN3A 1460的导电通道与最大电流源1458串联连接。
第二跨导放大器控制块1444还包含输入晶体管MN1 1468，所述输入晶体管MN11468在其控制端处接收控制电压VC 1456。输入晶体管MN1 1468的导电通道与以下串联连接：(i)转换电阻器RCONV 1466；以及(ii)第一镜第二晶体管MN3B 1464的导电通道。转换电阻器RCONV 1466的值限定第二跨导放大器控制块1444的跨导的值：GM2＝1/RCONV。
图14还示出了第二电流镜1462，所述第二电流镜1462包含第二镜第一晶体管MP2A1470和第二镜第二晶体管MP2B 1472。第二镜第一晶体管MP2A 1470的导电通道还与输入晶体管MN1 1468的导电通道串联连接。第二镜第二晶体管MP2B 1472的导电通道提供峰值电流控制信号IPEAK 1418。
(在此例子中，晶体管是FET，并且因此它们的控制端是栅极端，并且它们的导电通道在漏极端与源极端之间延伸。在其它例子中，可以使用BJT代替FET。)
对于低电平的控制电压VC 1456，第一镜第二晶体管MN3B 1464处于其线性区域，并且因此峰值电流控制信号IPEAK1418将等于
也就是说，当控制电压VC 1456具有“低值”(即，不使第一镜第二晶体管MN3B 1464饱和的值)时，所述控制电压VC 1456的变化引起流过第二镜第一晶体管MP2A 1470的电流的变化，所述电流的变化进而引起流过第二镜第二晶体管MP2B 1472的IPEAK电流1418的变化。
当控制电压VC 1456充分增加时，峰值电流控制信号IPEAK 1418将由于第一镜第二晶体管MN3B 1464将进入饱和区域而饱和到IMAX 1452，并且将通过输入晶体管MN1 1468的电流限制为IMAX 1452。在控制电压VC 1456的任何另外电压增加之后将是第一镜第二晶体管MN3B 1464的漏极上的电压增加，而不会改变通过第一镜第二晶体管MN3B 1464的电流。
因此，当负载电流增加时，将达到通过升压转换器的线圈/电感器的电流将被限制的点。
图15示出了图13的电路的针对负载电流的升高和降低的电感器电流IL对时间的曲线图。负载降低的时间在图15中用附图标记1501标记。对于图15的曲线图，电感器电流IL不超过最大电流控制值IMAX，并且因此不会发生限流。
图16示出了针对负载电流的升高和降低的电感器电流IL对时间的另一曲线图。再次，负载降低的时间在图16中用附图标记1601标记。图16的负载电流阶跃的大小是图15的负载电流阶跃的振幅的两倍。对于图16，超过了最大平均电感器电流，并且因此，电感器电流IL限于最大电流控制值IMAX。
图17示出了输出电压VBST对时间的两个曲线图：
·第一曲线图1703，其与图15的负载升高和降低、即不导致限流的负载阶跃相对应；以及
·第二曲线图1705，其与图16的负载升高和降低、即确实导致限流的负载阶跃相对应。
第二曲线图1705显示，当使用限流时，输出电压VBST可能崩溃。
参考图13的PI控制器1336，当限流活跃时，GM1 1343的输入处的误差电压将上升，这是因为控制回路不再能够调节输出电压VBST。PI控制器1336的积分特性可以使控制电压VC漂移到GM11343的电源电压并且远离正常操作区域。
图18示出了控制电压VC对时间的两个曲线图：
·第一曲线图1807，其与图15的负载升高和降低、即不导致限流的负载阶跃相对应；以及
·第二曲线图1809，其与图16的负载升高和降低、即确实导致限流的负载阶跃相对应。
从图18中的第二曲线图1809可以看出，由于PI控制器的积分特性，控制电压VC漂移偏离正常操作区域。当负载电流在负载阶跃1801处再次下降到正常电平时，通过线圈的电流IL将停留在最大电平，直到输出电压VBST被调节回目标电平。然后，恢复开始，误差电压(VSH与VREF之间的差值)改变符号，并且控制电压VC将减小，直到再次达到正常操作区域。因为VC在限流期间漂移，所以这种恢复可能耗费大量时间，所述时间对于一些应用来说可能太长。在此恢复时间期间，线圈电流IL可能太高，由此引起输出电压VBST的过冲，所述过冲显著高于在没有限流的情况下的负载阶跃。在负载阶跃之后，可以在图17的第二个曲线图中看到这种不期望的过冲。
当使用限流时，以下电路中的一个或多个可以有利地防止或减少控制电压VC的漂移。例如，控制电压VC可以被钳位到限流开始的电压电平。以此方式，控制电压VC可以不离开正常操作区域。当负载随后降低到不需要限流的较低电平时，正常操作可以得到更快恢复，并且在一些例子中立即恢复。这可以有益地将输出电压的过冲减小到将在没有限流的情况下发生的电平。
图19示出了包含开关模式电源(SMPS)1901的电路1900的示例实施例。SMPS 1901可以是如上文所讨论的升压转换器。在其它例子中，作为非限制性例子，SMPS 1901可以是降压转换器、降压-升压转换器或反激式转换器。
SMPS 1901接收电流控制信号ICONTROL 1918，并且基于电流控制信号ICONTROL 1918提供输出电压VOUT。在一些例子中，电流控制信号ICONTROL 1918可以是如上文所讨论的峰值电流控制信号IPEAK。
电路1900包含控制器1936。在一些例子中，控制器1936可以在固定频率操作模式下操作SMPS 1901。控制器1936可以基于以下之间的差值生成控制电压VC 1956：(i)感测电压VSH 1938；以及(ii)参考电压VREF 1942。感测电压VSH 1938表示SMPS 1901的输出电压VOUT，并且可以如例如图11所示那样实施。在此例子中，控制电压VC 1956是控制器1936的内部信号。
控制器1936还可以基于控制电压VC 1956生成目标电流控制信号ITARGET 1954。目标电流控制信号ITARGET 1954被配置成调节通过SMPS1901的电流，以便使感测电压VSH 1938更接近参考电压VREF 1942。控制器1936可以以与上文例如参考图11描述的相同方式执行此功能。
电路1900还包含限流器1950。限流器1950可以被实施为控制器1936的一部分(如下文将参考图20而讨论的)或者被实施为如图19所示的单独的块。限流器1950以与上文所讨论的相同方式将电流控制信号ICONTROL 1918提供为限于最大电流控制值IMAX 1952的目标电流控制信号ITARGET。
电路1900另外包含钳位电路1974，所述钳位电路1974被配置成：当限流器1950提供具有最大电流控制值IMAX 1952的限制值的电流控制信号ICONTROL时，将控制电压VC 1956设定为钳位电压值。限流器1950到钳位电路1974的任选反馈在图19中被示意性地示出为虚线。钳位电路1974可以直接地或间接地将控制电压VC 1956设定为钳位电压值；例如，通过影响/控制输出电压控制回路中的一个或多个部件，如在下文将更详细描述的。
在电流控制信号ICONTROL 1918受限的重负载电流阶跃之后，钳位电路1974可以有利地使电路1900能够快速返回到正常操作模式。这可以减少控制电压VC 1956的漂移(特别是当控制器1936包含积分器时)。因此，可以减少SMPS 1901的输出电压VOUT的电压过冲。在一些例子中，在限流情形之后进行恢复的情况下的输出电压VOUT的过冲不高于在没有限流的情况下进行的恢复。
当限流开始时，钳位电压值可以是控制电压VC 1956的值。以此方式，如果最大电流控制值IMAX 1952是可调节的，则有利地，相关联的钳位电平还可以随着这种设定而自动变化。可替代地，钳位电压值可以是使控制器1936能够在限流已经停止之后充分返回到正常操作模式的预定值。如果使用恒定的预定值，则在一些应用中，应将所述恒定的预定值设定处于与最大电流控制值IMAX 1952的最高可能设定的电平相对应的电平。以此方式，钳位电压值不应限制可调节最大电流IMAX 1952的范围。
控制电压VC 1956可以：
(i)当所得控制电压VC 1956将产生小于或等于最大电流控制值IMAX 1952的目标电流控制信号ITARGET 1954时，基于(a)感测电压VSH 1938与(b)参考电压VREF 1942之间的差值；并且
(ii)在以下情况下，被固定为钳位电压值：(a)感测电压VSH 1938与(b)参考电压VREF 1942之间的差值将产生大于最大电流控制值IMAX 1952的目标电流控制信号ITARGET1954。
图19中所示的控制器1936的例子包含两个子处理块1943、1944。第一子处理块1943处理感测电压VSH 1938和参考电压VREF 1942，以便提供控制电压VC 1956。第二子处理块1944处理控制电压VC 1956，以便生成目标电流控制信号ITARGET 1954。子处理块1943、1944中的一个或两个可以被实施为跨导放大器控制块。
图20示出了提供图19的第二子处理块、限流器以及钳位电路的功能的跨导放大器控制块2044的示例实施例。在此例子中，图19的电流控制信号ICONTROL被实施为峰值电流控制信号IPEAK 2018
跨导放大器控制块2044被配置成接收控制电压VC 2056；当峰值电流控制信号IPEAK2018具有最大电流控制值IMAX 2052的限制值时，防止控制电压VC 2056增加；并且将控制电压VC 2056转换为峰值电流控制信号IPEAK。
已经对已经参考图14描述的图20的部件赋予了2000系列的对应附图标记，并且在此不必再次描述。
钳位电路2074包含：偏置电压源2076；电压放大器，在此例子中，其是运算放大器2078；以及钳位晶体管MN2 2080。在此例子中，钳位电路2074还包含任选的钳位开关MN42082，所述钳位开关MN4 2082可以用于选择性地启用或禁用钳位电路2074的功能。
因为钳位电路2074可以针对将使ITARGET被设定为等于或大于最大电流控制值IMAX2052的值的所有VSH和VREF值而将控制电压VC调节为钳位电压值，所以其可以被视为电压调节器。也就是说，一旦控制电压VC(接收自控制器中的前一个部件)达到限流开始的值，因为控制电压VC由钳位电路2074调节，所以不会发生将由于VSH与VREF之间的不匹配而预期的控制电压VC的任何随后增加。以此方式，不进一步控制SMPS以试图减小VSH与VREF之间的差值。这是因为由于限流器执行的限流而无法进一步降低VSH与VREF之间的差值。
运算放大器2078具有第一运算放大器输入端和第二运算放大器输入端。第一运算放大器输入端从偏置电压源2076接收偏置电压信号VBIAS。偏置电压信号VBIAS也可以被称为饱和电压，这是因为其用于确定晶体管是否已进入饱和区域，如下文将讨论的。第二运算放大器输入接收电流限制指示信号。电流限制指示信号指示峰值电流控制信号IPEAK2018是否被设定为最大电流控制值IMAX 2052。运算放大器具有连接到钳位晶体管MN2 2080的控制端的运算放大器输出端。钳位晶体管MN2 2080的导电通道串联连接于输入晶体管MN1 2068的控制端与接地之间。
在此例子中，第二运算放大器输入端连接到第一镜第二晶体管MN3B 2064的漏极。如上文参考图14所讨论的，当峰值电流控制信号IPEAK 2018被设定为最大电流控制值IMAX2052时，第一镜第二晶体管MN3B 2064进入饱和区域。当第一镜第二晶体管MN3B 2064处于饱和区域中时，其漏极处的电压增加，由此增加第二运算放大器输入端处的电压。偏置电压信号VBIAS可以具有与第一镜第二晶体管MN3B 2064的漏极-源极饱和电压(VDS，SATMN3B)相对应的值。当第二运算放大器输入端处的电压超过在第一运算放大器输入端处接收到的偏置电压信号VBIAS时，运算放大器2078控制钳位晶体管2080，使得钳位晶体管MN2 2080的控制端处的控制电压VC被钳位处于钳位电压值。这因此使峰值电流控制信号具有值IMAX。
以此方式，钳位电路2074可以通过将第一镜第二晶体管MN3B 2064的漏极电压与等于VDS，SATMN3B的偏置电压进行比较来检测何时正执行限流。然后，一旦发生限流，第一镜第二晶体管MN3B 2064的漏极电压将超过VBIAS，并且运算放大器2078组合钳位晶体管MN22080可以将跨第一镜第二晶体管MN3B 2064的电压降调节为由偏置电压源2076提供的饱和电压。也就是说，当晶体管(如第一镜第二晶体管MN3B 2064)处于饱和时，钳位电路2074可以防止控制电压VC 2056增加。在一些例子中，可以通过跨晶体管的电压降超过晶体管的饱和电压来识别饱和。
在此例子中，钳位电路2074被配置成提供表示控制电压VC是否被设定为钳位电压值(在此例子中，所述钳位电压值是限流开始之前的控制电压VC的最后一个值)的标志信号2086。为此，钳位电路2074包含钳位比较器2084，所述钳位比较器2084将偏置电压信号VBIAS与电流限制指示信号进行比较，并且当电流限制指示信号大于偏置电压信号VBIAS时，将标志信号2086设定为表示钳位的值。
在一些应用中，钳位电路2074可以将标志信号2086传递到被配置成基于标志信号2086而被自动控制的可控块。例如，音频放大器电路可以包含被配置成基于标志信号2086而被自动控制的可控块。可控块可以包括放大器，并且所述放大器可以基于标志信号自动控制音频放大器电路的输出信号的音频电平。音频放大器可以是D类音频放大器。例如，当标志信号2086指示控制电压VC被钳位时，放大器可以自动降低音频放大器电路的输出信号的音频电平。这可能基于这样的情况：当音量太高并且可能损害听众的耳朵时和/或为了避免过大功耗和/或为了在钳位发生时在放大器VBST的电源电压不够高时避免音频信号的高失真，发生电压钳位。
在一些例子中，可以提供与第一电流镜2061串联的共源共栅(未示出)，以便有利地提高第一电流镜2061的精度。
图21到图24示出了图19的电路的信号的曲线图，其中SMPS以与图13相同的方式被实施为升压转换器。
图21示出了输出电压VBST对时间的三个曲线图：
·第一曲线图2103，其与不导致限流的负载升高和降低相对应；
·第二曲线图2105，其与图13的电路的负载升高和降低、即确实导致限流但是用于不具有电压钳位的电路的负载阶跃相对应；以及
·第三曲线图2106，其与图19的电路的负载升高和降低、即确实导致限流并且用于不具有电压钳位的电路的负载阶跃相对应。
第二曲线图2105与第三曲线图2106的比较显示，使用控制电压钳位有利地减少了输出电压VBST的过冲。
图22示出了负载升高和降低期间的电感器电流IL，其中使用了限流和电压钳位两者。
图23示出了控制电压VC对时间的三个曲线图：
·第一曲线图2307，其与不导致限流的负载升高和降低相对应；以及
·第二曲线图2309，其与图13的电路的负载升高和降低、即确实导致限流但是用于不具有电压钳位的电路的负载阶跃相对应；以及
·第三曲线图2310，其与图19的电路的负载升高和降低、即确实导致限流并且用于不具有电压钳位的电路的负载阶跃相对应。
图23显示，控制电压VC在电流受限的同时不会明显漂移远离其正常操作值。
图24示出了表示控制电压VC是否被设定为钳位电压值的标志信号的曲线图。
图25示出了提供图19的第二子处理块、限流器以及钳位电路的功能的图20的跨导放大器控制块的示例实施例。具体地说，在图25中包含了钳位电路2574的另外细节。图20的运算放大器是利用差分匹配对(MP3A和MP3B)和两个偏置电流源构成的。图20中生成标志信号2586的比较器是利用以下构成的：晶体管MN5、偏置电流源以及反相器。
图25还示出了图20的偏置电压源2576。
图26示出了与图25的跨导放大器控制块类似的跨导放大器控制块的示例实施例。在图26中，已经通过选择不同大小的输入晶体管MP3A 2692和MP3B 2690将图25的电压源VBIAS的功能替换为运算放大器输入上的***偏移。
图27示出了包含SMPS 2701和控制器2736的电路2700的另一个示例实施例。在此例子中，SMPS 2701是升压转换器。已经对在图13或图19中的任一个中示出的图27的特征赋予了2700系列的对应附图标记，并且在此不必再次描述。
控制器2736以与上文所讨论的相同方式结合了限流器2750的功能。控制器2736还结合了钳位电路的功能，尽管在此例子中，钳位电路间接地将控制电压VC 2756设定为钳位电压值。如将参考图28更详细地讨论的，当电流控制信号IPEAK 2718具有IMAX 2752的限制值时，控制器2736可以提供非零过电流信号IOC 2794。过电流信号IOC 2794被配置成独立于通过升压转换器2701的电流而增加VSH，由此有效地将升压电压的设定值降低为低到足以将负载电流维持为IPEAK＝IMAX的不同电平。
升压转换器2701包含：感测电阻器RSH 2740，其被配置成将感测电压VSH 2738提供给控制器2736；以及可编程电流源2737，其提供通过感测电阻器RSH 2740的电流ISET。在此例子中，因为过电流信号IOC2794还被提供给感测电阻器RSH 2740，所以感测电压VSH 2738等于：
VSH＝VBST-RSH(ISET-IOCP)，其中
并且因此，
VSH＝VBST-(VBST，TARGET-RSHIOCP)+VREF
因此，过电流信号IOC 2794的非零正值有效地根据RSH*IOCP而降低VBST，TARGET，这使VBST2738减小，同时使VSH保持恒定并且还使误差电压VREF-VSH保持恒定。VBST，TARGET可以被称为目标输出电压。
在图27中，使用过电流信号IOC 2794钳位跨感测电阻器RSH 2740的电压。这具有(间接)钳位控制电压VC 2756的连带效应。在正常操作状况下，当目标电流控制信号ITARGET1954低于最大电流电平并且因此不受限制时，过电流信号IOC 2794为零。然而，当发生限流时，过电流信号IOC 2794将增加以限制跨感测电阻器RSH 2740的电压。净效应是目标升压电压VBST，TARGET随RsH*IOCP降低。代替如在正常操作状况下进行的那样使用电感器电流IL 2714调节升压电压，现在使用升压电压将电感器电流IL 2714调节为最大电平。由于控制器2736提供的回路仍处于控制状态，因此误差电压将很小并且控制电压(积分误差电压)VC 2756不会漂移远离。
以与图19相同的方式，图27的控制器2736包含第二子处理块2744，所述第二子处理块2744处理控制电压VC 2756以便生成目标电流控制信号ITARGET 2754。
图28示出了图27的第二子处理块的示例实施方式，所述第二子处理块在此例子中是跨导放大器控制块2844。已经参考图14、图20、图25或图26描述的跨导放大器控制块2844的特征在此将不必再次进行描述。
跨导放大器控制块2844结合了限流器和钳位电路的功能，使得跨导放大器控制块2844被配置成：接收控制电压VC 2856，并且当电流控制信号IPEAK 2518具有IMAX 2852的限制值时，提供非零过电流信号IOC 2894。如上文所讨论的，过电流信号IOC 2894被配置成独立于通过开关模式电源的电流而改变升压电压VBST，TARGET。跨导放大器控制块2844还将控制电压VC 2856转换为电流控制信号IPEAK 2818。
本文公开的例子中的一个或多个可以与任何电流模式控制的DC-DC转换器、并且尤其是与具有积分电压控制回路的转换器一起使用。
以上附图中的指令和/或流程图步骤可以以任何顺序执行，除非明确规定了特定顺序。而且，本领域的技术人员将意识到，虽然已经讨论了一个示例指令集/方法，但是本说明书中的材料也可以以各种方式组合以产生其它例子并且将在本详细说明提供的上下文内进行理解。
在一些示例实施例中，上述指令集/方法步骤被实施为被具体化为一组可执行指令的功能和软件指令，所述功能和软件指令在使用所述可执行指令来编程并且受其控制的计算机或机器上实施。这种指令被加载以供在处理器(如一个或多个CPU)上执行。术语处理器包括微处理器、微控制器、处理器模块或子***(包括一个或多个微处理器或微控制器)或者其它控制或计算装置。处理器可以指单个部件或多个部件。
在其它例子中，本文所示的指令集/方法以及与其相关联的数据和指令存储在对应存储装置上，所述存储装置被实现为一个或多个非暂时性机器或计算机可读或计算机可用存储媒体。一个或多个这种计算机可读或计算机可用存储媒体被视为物品(或制品)的一部分。物品或制品可以指经制造的任何单个部件或多个部件。如本文限定的非暂时性机器或一个或多个计算机可用媒体不包括信号，但是一个或多个这种媒体可以能够接收和处理来自信号和/或其它暂时性媒体的信息。
本说明书中讨论的材料的示例实施例可以全部或部分地通过网络、计算机或基于数据的装置和/或服务实现。这些可以包括云、互联网、内联网、移动装置、台式计算机、处理器、查找表、微控制器、消费者设备、基础设施或者其它使能装置和服务。如本文中且在权利要求书中所使用的，提供了以下非排他性定义。
在一个例子中，本文所讨论的一个或多个指令或步骤是自动化的。术语自动化或自动地(及其类似变体)意指在不需要人工干预、观察、努力和/或决策的情况下使用计算机和/或机械/电气装置对设备、***和/或过程进行的受控操作。
将理解的是，被称为被耦合的任何部件可以直接或者间接耦合或连接。在间接耦合的情况下，附加部件可以定位在被称为被耦合的两个部件之间。
在本说明书中，已经就所选一组细节呈现了示例实施例。然而，本领域的普通技术人员将理解，可以实践包括这些细节的不同的所选一组的许多其它示例实施例。以下权利要求书旨在涵盖所有可能的示例实施例。

Claims (10)

1.一种用于开关模式电源的电路，其特征在于，所述开关模式电源被配置成：接收电流控制信号；并且基于所述电流控制信号提供输出电压，所述电路包括：
控制器，其被配置成：
基于以下之间的差值生成控制电压：(i)感测电压，其表示所述开关模式电源的所述输出电压；以及(ii)参考电压；
基于所述控制电压生成目标电流控制信号，其中所述目标电流控制信号被配置成调节通过所述开关模式电源的电流以便使所述感测电压更接近所述参考电压；
限流器，其被配置成将所述电流控制信号提供为限于最大电流控制值的所述目标电流控制信号；以及
钳位电路，其被配置成：当所述限流器提供具有所述最大电流控制值的限制值的所述电流控制信号时，将所述控制电压设定为钳位电压值。
2.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述钳位电路包括电压调节器，其中所述电压调节器被配置成：针对所述感测电压和所述参考电压的将使所述目标电流控制信号被设定为等于或大于所述最大电流控制值的值的所有值而将所述控制电压调节为所述钳位电压值。
3.根据权利要求1或权利要求2所述的电路，其特征在于，所述控制器包括：
跨导放大器控制块，其结合了所述限流器和所述钳位电路的功能，使得所述跨导放大器控制块被配置成：
接收所述控制电压；
当所述电流控制信号具有所述最大电流控制值的所述限制值时，防止所述控制电压增加；并且
将所述控制电压转换为所述电流控制信号。
4.根据权利要求3所述的电路，其特征在于，所述跨导放大器控制块包括：
电压放大器，
偏置电压源，其被配置成提供饱和电压；
钳位晶体管；以及
第一镜第二晶体管；
其中所述电压放大器组合所述钳位晶体管被配置成将跨所述第一镜第二晶体管的电压降调节为由所述偏置电压源提供的所述饱和电压。
5.根据权利要求3或权利要求4所述的电路，其特征在于：
所述跨导放大器控制块包括晶体管，并且
所述跨导放大器控制块被配置成：当跨所述晶体管的电压降超过所述晶体管的饱和电压时，防止所述控制电压增加。
6.根据权利要求4或权利要求5所述的电路，其特征在于，所述饱和电压表示所述晶体管处于饱和操作状态。
7.根据权利要求3到6中任一项所述的电路，其特征在于，所述跨导放大器控制块被配置成：当所述跨导放大器控制块中的晶体管饱和时，防止所述控制电压增加。
8.根据权利要求1或权利要求2所述的电路，其特征在于，所述控制器包括：
跨导放大器控制块，其结合了所述限流器和所述钳位电路的功能，使得所述跨导放大器控制块被配置成：
接收所述控制电压；
当所述电流控制信号具有最大电流控制值的所述限制值时，提供非零过电流信号，其中所述过电流信号被配置成独立于通过所述开关模式电源的所述电流而改变所述感测电压；并且
将所述控制电压转换为所述电流控制信号。
9.根据在前的任一项权利要求所述的电路，其特征在于，所述钳位电压值是在所述限流器提供具有所述最大电流控制值的所述限制值的所述电流控制信号之前的所述控制电压的值。
10.一种音频放大器电路，其特征在于，其包括：
根据在前的任一项权利要求所述的电路，其中所述钳位电路被配置成提供表示所述控制电压是否被设定为所述钳位电压值的标志信号；以及
可控块，其被配置成基于所述标志信号而被自动控制。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110416974A (zh) * 2019-08-15 2019-11-05 阳光电源股份有限公司 一种开关电源保护电路、开关电源及开关电源保护方法
WO2023134343A1 (en) * 2022-01-14 2023-07-20 Goodix Technology (Hk) Company Limited Current limit control circuit for boost converter in ccm

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10720835B2 (en) 2017-09-18 2020-07-21 Cirrus Logic, Inc. Limiting average current in a peak-controlled boost converter
US11031867B2 (en) * 2017-12-08 2021-06-08 Cirrus Logic, Inc. Digital-to-analog converter with embedded minimal error adaptive slope compensation for digital peak current controlled switched mode power supply
US10734885B2 (en) * 2018-06-19 2020-08-04 Cirrus Logic, Inc. Removal of near DC errors in a peak-controlled boost converter using a low-bandwidth secondary control loop
US11070132B2 (en) * 2019-06-07 2021-07-20 Analog Devices International Unlimited Company Slope compensation method for DC-DC converter
US11527886B2 (en) * 2019-07-10 2022-12-13 Halliburton Energy Services, Inc. Enhanced over voltage protection of a downhole system
US11424672B2 (en) 2020-01-27 2022-08-23 Qualcomm Incorporated Current limiting for a boost converter
US20220321004A1 (en) * 2021-04-06 2022-10-06 Semiconductor Components Industries, Llc Current limiting circuit
TWI817284B (zh) * 2021-12-10 2023-10-01 北京歐錸德微電子技術有限公司 軟啟動電路、直流-直流轉換器、供電裝置及資訊處理裝置

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5943229A (en) * 1998-06-02 1999-08-24 Abb Power T&D Company Inc. Solid state transformer
KR20020064303A (ko) * 2000-09-01 2002-08-07 코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이. 전류거울회로
US20020158692A1 (en) * 2001-04-09 2002-10-31 Blanken Pieter Gerrit Electronic circuit comprising an amplifier with improved transient speed
WO2006035369A2 (en) * 2004-09-28 2006-04-06 Koninklijke Philips Electronics N.V. Current-mode controlled dc-dc converter
GB0608192D0 (en) * 2006-04-26 2006-06-07 Wolfson Microelectronics Plc Improvements in switching regulator circuits
US20110062932A1 (en) * 2009-09-17 2011-03-17 Linear Technology Corporation Dc/dc converter having a fast and accurate average current limit
US20120313917A1 (en) * 2011-06-13 2012-12-13 Samsung Display Co., Ltd. Constant current driving circuit and light emitting diode backlight apparatus using the same
US20170194858A1 (en) * 2015-12-31 2017-07-06 Stmicroelectronics S.R.L. Method to recover from current loop instability after cycle by cycle current limit intervention in peak current mode control

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7518348B1 (en) * 2005-04-20 2009-04-14 National Semiconductor Corporation Adaptive error amplifier clamp circuit to improve transient response of DC/DC converter with current mode control
JP4952936B2 (ja) * 2007-10-23 2012-06-13 サンケン電気株式会社 スイッチング方式ｄｃｄｃコンバータ
JP2010239832A (ja) 2009-03-31 2010-10-21 Panasonic Corp 電流制限回路
EP2775599B1 (en) 2013-03-04 2018-09-05 Nxp B.V. Boost converter
US9098103B1 (en) 2013-03-06 2015-08-04 Maxim Integrated Products, Inc. Current limit circuit for DC-DC converter
US9768686B2 (en) * 2014-12-31 2017-09-19 Dialog Semiconductor Inc. Feedback scheme for non-isolated power supply
US20180374705A1 (en) * 2017-06-23 2018-12-27 Qualcomm Incorporated Integrated transient voltage suppressor circuit

Patent Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5943229A (en) * 1998-06-02 1999-08-24 Abb Power T&D Company Inc. Solid state transformer
KR20020064303A (ko) * 2000-09-01 2002-08-07 코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이. 전류거울회로
US20020158692A1 (en) * 2001-04-09 2002-10-31 Blanken Pieter Gerrit Electronic circuit comprising an amplifier with improved transient speed
WO2006035369A2 (en) * 2004-09-28 2006-04-06 Koninklijke Philips Electronics N.V. Current-mode controlled dc-dc converter
CN101027829A (zh) * 2004-09-28 2007-08-29 皇家飞利浦电子股份有限公司 电流式受控dc－dc转换器
US20080068866A1 (en) * 2004-09-28 2008-03-20 Koninklijke Philips Electronics N.V. Current-Mode Controlled Dc-Dc Conveter
GB0608192D0 (en) * 2006-04-26 2006-06-07 Wolfson Microelectronics Plc Improvements in switching regulator circuits
US20110062932A1 (en) * 2009-09-17 2011-03-17 Linear Technology Corporation Dc/dc converter having a fast and accurate average current limit
US20120313917A1 (en) * 2011-06-13 2012-12-13 Samsung Display Co., Ltd. Constant current driving circuit and light emitting diode backlight apparatus using the same
US20170194858A1 (en) * 2015-12-31 2017-07-06 Stmicroelectronics S.R.L. Method to recover from current loop instability after cycle by cycle current limit intervention in peak current mode control

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
A. VISIOLI: "Modified anti-windup scheme for PID controllers", 《IEE PROCEEDINGS D. CONTROL THEORY & APPLICATI, INSTITUTION OF ELECTRICAL ENGINEERS. STEVENAGE, GB》 *

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110416974A (zh) * 2019-08-15 2019-11-05 阳光电源股份有限公司 一种开关电源保护电路、开关电源及开关电源保护方法
CN110416974B (zh) * 2019-08-15 2021-12-10 阳光电源股份有限公司 一种开关电源保护电路、开关电源及开关电源保护方法
WO2023134343A1 (en) * 2022-01-14 2023-07-20 Goodix Technology (Hk) Company Limited Current limit control circuit for boost converter in ccm

Also Published As

Publication number Publication date
EP3480933A1 (en) 2019-05-08
CN109756111B (zh) 2023-06-16
EP3480933B1 (en) 2021-03-03
US20190131871A1 (en) 2019-05-02
US10432087B2 (en) 2019-10-01

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