CN201435677Y - 一种反激开关电源 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种反激开关电源，包括脉冲调制控制器和变压器；其中，变压器原边绕组的异名端与开关管的集电极相连，所述开关管的发射极接地，开关管的基极与脉冲调制控制器的输出端相连；且，所述脉冲调制控制器用于：对变压器的原边线电压Vin进行采样，根据所述采样的结果计算所述开关管的导通时间，根据计算得到的所述导通时间，通过输出端输出控制信号以控制开关管导通或关断。该反激开关电源能够保证反激开关电源的效率。

Description

一种反激开关电源

技术领域

本实用新型涉及开关电源技术，尤其涉及一种反激开关电源。

背景技术

现有技术中，反激开关电源的***拓扑图如图1所示。由图1可以看出，脉冲调制控制器101通过检测原边电流检测电阻103上的压降来限制原边电感峰值电流的大小。在开关管102导通时，电感电流逐渐增大并流过所述原边电流检测电阻103，产生电压Vcs，脉冲调制控制器101通过连接电压Vcs的管脚对电压Vcs进行采样，当电压Vcs高于某一阈值电压后，脉冲调制控制器101关断开关管102，从而达到限制原边电感峰值电流的目的(这里，重点描述电路中如何通过检测原边电流控制原边电感峰值电流，其他的功能包括反馈信号的采样和供电方式等在此不作描述)。所述脉冲调制控制器可以为脉冲宽度调制(PWM)控制器或脉冲频率调制(PFM)控制器。

以下，通过图2所示的传统原边控制PFM反激开关电源具体描述现有技术中通过检测原边电流限制原边电感峰值电流的电路结构及原理。如图2所示，辅助绕组106上的正电压跟随副边绕组的Vout变化，负电压反映输入线电压的值，其中，第一电阻109和第二电阻110的分压电压Vfb通过电压误差控制器(VEC)134后，产生置位信号，触发器133输出的控制信号通过驱动电路(DRV)135将开关管102打开，原边电感电流流过电流检测电阻103，比较器108将电阻103上压降Vcs与内部设定好的基准电压Vref比较，经过前沿消隐电路(LEB)25的延时后，产生复位信号输入触发器133，使触发器133输出控制信号，该控制信号通过DRV135关断开关管102，此时，能量传输到副边绕组，以下，开关管的开关动作重复进行，这里不赘述。

其中，开关管102导通时，有如下关系：

$\frac{V_{\mathrm{in}}}{L_P}\×T_{\mathrm{on}}{\×R}_{103}=V_{\mathrm{CS}}=V_{\mathrm{ref}}---\left(1\right)$

由以上公式，由于内部基准电压Vref固定，当线电压Vin和原边电感Lp都为固定值时，原边的开关管102的导通时间Ton即为固定值。由于PFM控制器201的内部有传输延迟Td，***能量输出为：

$P_{\mathrm{IN}}=\frac{1}{2}\×L_P\×\frac{V_{\mathrm{in}}^2}{L_P^2}\×{(T_{\mathrm{on}}+T_d)}^2\×f_{\mathrm{SW}}=\frac{1}{2}\×f_{\mathrm{SW}}\×\frac{V_{\mathrm{in}}^2}{L_P}\×{(T_{\mathrm{on}}+T_d)}^2---\left(2\right)$

当线电压不同时，经过相同的Td时长，开关管102实际关断时刻的电感电流值I_PK会不同，使得反激开关电源的最大输入功率不能保持恒定，即原边线电压Vin增大时，反激开关电源的输入功率增大，线电压Vin降低时，输入功率减小，这将会给开关管带来设计风险。

为此，必须加入额外的电路设计，引入线电压补偿电阻网络，如图2中所示的电阻123和124，PFM控制器201在全电压范围内保持相同的峰值电感电流值，使最大输入功率在全电压范围内恒定。

电阻103上的主要损耗为：

$P_{103}=\frac{1}{3}{\×R}_{103}\×{\left(I_{\mathrm{PK}}\right)}^2\×T_{\mathrm{on}}\×f_{\mathrm{SW}}---\left(3\right)$

特别引入的线电压补偿电阻网络(电阻123和电阻124)和电流检测电阻(电阻103)，均带来了一定比例的功耗，降低了反激开关电源的效率。

如图3所示的工作在PWM模式下的反激开关电源，其导通时间是由原边电流检测电阻103上的压降与电阻分压电压Vfb的误差信号比较得到，即：

$\frac{V_{\mathrm{in}}}{L_P}\×T_{\mathrm{on}}\×R_{103}=V_{\mathrm{CS}}=(V_{\mathrm{fb}}-V_{\mathrm{ref}})\×\mathrm{EA}---\left(4\right)$

反激开关电源最大输入功率为：

$P_{\mathrm{IN}}=\frac{1}{2}{\×L}_P\×\frac{V_{\mathrm{in}}^2}{L_P^2}\×{(T_{\mathrm{on}}+T_d)}^2\×f_{\mathrm{SW}}=\frac{1}{2}\×f_{\mathrm{SW}}\×\frac{V_{\mathrm{in}}^2}{L_P}\×{(T_{\mathrm{on}}+T_d)}^2---\left(5\right)$

与图2所示的反激开关电压相类似的，图3所示的反激开关电源中，也需要加入额外的电路设计，引入线电压补偿电阻网络(电阻123和124)，PWM控制器301在全电压范围内保持相同的峰值电感电流值，使最大输入功率在全电压范围内恒定。

上述的反激开关电源中，开关管102导通过程中，电流检测电阻103本身会产生功耗，同时电流检测电阻103上的压降会降低开关管102的效率，从而降低反激开关电源的效率。其次，PWM控制器301必须设一专用管脚Vcs以采样电流检测电阻103上的电压，并且，需要LEB电路屏蔽开关管导通瞬间的尖刺噪声。另外，实现线电压补偿功能时需要额外的专门电路，例如所述电阻123和124。

综上，反激开关电源中引入的线电压补偿电阻网络和电流检测电阻，均带来了一定比例的功耗，降低了反激开关电源的效率。

实用新型内容

有鉴于此，本实用新型要解决的技术问题是，提供一种反激开关电源，能够提高反激开关电源的效率。

为此，本实用新型实施例采用如下技术方案：

本发明实施例提供一种反激开关电源，包括脉冲调制控制器和变压器；其中，

变压器原边绕组的异名端与开关管的集电极相连，所述开关管的发射极接地，开关管的基极与脉冲调制控制器的输出端相连；且，

所述脉冲调制控制器用于：对变压器的原边线电压Vin进行采样，根据所述采样的结果计算所述开关管的导通时间，根据计算得到的所述导通时间，通过输出端输出控制信号以控制开关管导通或关断。

其中，还包括：

第一电阻与第二电阻串联，第一电阻未与第二电阻连接的一端与变压器原边绕组的同名端相连或与变压器辅助绕组的异名端相连，第二电阻未与第一电阻相连的一端接地；

第二电阻与第一电阻相连的一端与所述脉冲调制控制器的输入端相连。

所述脉冲调制控制器为脉冲频率调制PFM控制器，该脉冲调制控制器中，

导通时间计算器的第一输入端通过线电压检测电路LVD与脉冲调制控制器的输入端相连；导通时间计算器的第二输入端与预置的第一基准电压相连，第三输入端与触发器的输出端相连，输出端与所述触发器的复位端相连；导通时间计算器用于根据第一、第二、第三输入端接收到的电压计算开关管的导通时间，并将该导通时间发送给触发器；

所述触发器的置位端通过电压误差控制器VEC与脉冲调制控制器的输入端相连，输出端通过驱动电路DRV与脉冲调制控制器的输出端相连。

所述脉冲调制控制器为脉冲宽度调制PWM控制器，该脉冲调制控制器中，

误差放大器的同相输入端连接预置的第二基准电压，反相输入端通过采样保持电路S/H与脉冲调制控制器的输入端相连，输出端与导通时间计算器的第二输入端相连；

导通时间计算器的第一输入端通过LVD与脉冲调制控制器的输入端相连，第三输入端与比较器的输出端相连，输出端与比较器的复位端相连；导通时间计算器用于根据第一、第二、第三输入端接收到的电压计算开关管的导通时间，并将该导通时间发送给触发器；

触发器的置位端与内部振荡器OSC相连，输出端通过DRV与脉冲调制控制器的输出端连接。

所述导通时间计算器中，

第一输入端与电压控制电流源的电压输入端连接，所述电压控制电流源还与电压VCC端以及电容连接，电容未与电压控制电流源连接的一端接地；

电容与电压控制电流源相连的一端连接比较器的同相输入端；

第一开关管的的源极和漏极分别接地以及比较器的同相输入端，栅极通过反相器与导通时间计算器的第三输入端相连；

比较器的反相输入端与导通时间计算器的第二输入端相连；输出端与导通时间计算器的输入端相连。

所述电压VCC端通过第三电阻与所述变压器原边绕组的同名端相连。

所述电压VCC端通过电容接地，并通过二极管与变压器辅助绕组的异名端相连。

对于上述技术方案的技术效果分析如下：

本实用新型中的所述反激开关电源中，开关管的发射极不再通过电流检测电阻接地，而是直接接地，且脉冲调制控制器根据获取到的所述电阻分压电压Vfb检测原边线电压Vin，或直接从变压器原边绕组的同名端检测原边线电压Vin，根据得到的原边线电压Vin计算开关管的导通时间；从而本实用新型中的反激开关电源省略了现有技术中的电流检测电阻，同时，还省略了线电压补偿电阻网络，从而消除了由于所述电流检测电阻以及线电压补偿电阻网络带来的功率损耗，提高了反激开关电源的效率。

附图说明

图1为现有技术反激开关电源拓扑结构示意图；

图2为现有技术PFM模式下的反激开关电源结构示意图；

图3为现有技术PWM模式下的反激开关电源结构示意图；

图4为本实用新型实施例PFM模式下的反激开关电源结构示意图；

图5为本实用新型实施例PWM模式下的反激开关电源结构示意图；

图6为本实用新型导通时间计算器的实现结构示意图。

具体实施方式

反激电源包括原边控制方式和副边控制方式，工作在PFM模式时，由于原边峰值电感电流I_PL被设定为固定值，并且 $I_{\mathrm{PL}}=\frac{V_{\mathrm{in}}}{L_P}\×T_{\mathrm{on}},$ 因此V_in×T_on＝I_PL×L_P＝CONST1。而此时，电流检测电阻103的作用仅是限制原边电感峰值电流I_PL的最大值。因此，在PFM模式下，本实用新型计算开关管导通时间的原理是：根据检测到的线电压Vin的值控制开关管102的导通时间Ton，使 $T_{\mathrm{on}}=\frac{\mathrm{CONST}1}{V_{\mathrm{in}}},$ 即通过控制开关导通时间Ton与线电压Vin的乘积等于常数的方式，即可实现对原边电感峰值电流的限制。其中，CONST1是常数，其值等于原边电感值和反激开关电源所设计的原边最大电感电流值的乘积，CONST1＝L_P×I_PL。

另外，当反激开关电源工作在PWM时，反馈信号Vfb的误差值通过控制开关管102的导通时间来限制原边峰值电感电流的大小，从而调整负载端的输出功率，即：开关管102的导通时间与线电压的乘积只受反馈信号的控制。因此，本实用新型计算开关管导通时间的原理是：根据检测到的线电压Vin的值和反馈信号Vfb确定开关管102的导通时间Ton，使 $T_{\mathrm{on}}=\frac{(V_{\mathrm{fb}}-V_{\mathrm{ref}})\×\mathrm{EA}}{V_{\mathrm{in}}}\×\mathrm{CONST}2,$ 即通过控制开关管导通时间Ton与线电压Vin的乘积正比于反馈信号Vfb的误差值的方式，来实现对原边电感峰值电流的控制。其中CONST2是常数，其值等于原边电感值和***所设计的原边电流检测电阻值的比值， $\mathrm{CONST}2=\frac{L_P}{R_{103}}.$

以下，结合附图详细说明本实用新型反激开关电源的实现。

图4为本实用新型实施例一种反激开关电源结构示意图，该反激开关电源工作于PFM模式下。如图4所示，该反激开关电源中主要包括PFM控制器401和变压器；其中，

变压器原边绕组104的异名端与开关管102的集电极相连，所述开关管102的发射极接地，开关管102的基极与PFM控制器的输出端OUT相连；且，所述PFM控制器用于：获取电阻分压电压，根据所述电阻分压电压检测原边线电压，进而计算所述开关管的导通时间，根据计算得到的所述导通时间，通过输出端输出控制信号控制开关管导通或关断。

具体的，如图4所示，第一电阻109与第二电阻110串联，第一电阻109未与第二电阻110连接的一端与变压器辅助绕组106的异名端相连，第二电阻110未与第一电阻109相连的一端接地；第二电阻110与第一电阻109相连的一端与所述PFM控制器的输入端IN相连。

其中，在图4所示的电路结构中，第一电阻109未与第二电阻110相连的一端还可以不与变压器辅助绕组106的异名端相连，而与变压器原边绕组104的同名端相连。

如图4所示，所述PFM控制器内部的具体结构为：

导通时间计算器132的第一输入端A通过LVD131与PFM控制器的输入端IN相连；导通时间计算器132的第二输入端B与预置的第一基准电压Vref1相连，导通时间计算器132的第三输入端C与触发器133的输出端Q相连，导通时间计算器132的输出端与所述触发器133的复位端R相连；导通时间计算器132用于根据第一、第二、第三输入端接收到的电压信号计算开关管102的导通时间Ton，并将该导通时间Ton发送给触发器133；

所述触发器133的置位端S通过VEC134与PFM控制器的输入端IN相连，输出端Q通过DRV135与PFM控制器的输出端OUT相连。

图4所示的反激开关电源的工作原理为：VEC134检测PFM控制器输入端IN的电压产生置位信号，发送给触发器133；触发器133输出端Q输出控制信号V3，通过DRV135将开关管102打开，同时，触发器133输出的控制信号V3控制导通时间计算器132开始根据预置的基准电压Vref1以及LVD输出的电压V1计算开关管102的导通时间Ton，而导通时间计算器132此时根据Vref1和V1计算出的导通时间产生复位信号，使触发器133输出控制信号V3将开关管102关断，同时，V3控制导通时间计算器132为下一次导通时间Ton的计算做准备。其中，LVD输出的电压V1为一正比于原边线电压的值。

为补偿当线电压不同造成***的最大输入功率不同，LVD131可以根据检测到的Vin值对充电电流I做补偿，从而省去传统方法中使用的线电压补偿网络，这里不再赘述。

在图4所示的反激开关电源中，省去了现有技术中的所述电流检测电阻103，简化了线电压补偿网络，消除了电阻的损耗，从而提高了反激开关电源的效率。PFM控制器的***Pin脚减少，简化了PFM控制器的***电路设计，且省去了PFM控制器内部的前沿消隐电路，从而提高了反激开关电源的可靠性。

如图5所示为另一种反激开关电源实现结构图，如图5所示，PWM控制器与变压器之间的连接关系与图4中相同，主要区别在于：PWM控制器中的结构变化，如图5所示，所述PWM控制器中，

误差放大器136的同相输入端连接预置的第二基准电压Vref2，反相输入端通过采样保持电路(S/H)137与PWM控制器的输入端IN相连，输出端与导通时间计算器132的第二输入端B相连；

导通时间计算器132的第一输入端A通过LVD131与PWM控制器的输入端IN相连，第三输入端C与比较器133的输出端Q相连，输出端与比较器133的复位端R相连；导通时间计算器132用于根据第一、第二、第三输入端接收到的电压信号计算开关管的导通时间Ton，并将该导通时间Ton发送给触发器133；

触发器133的置位端S与内部振荡器(OSC)138相连，输出端Q通过DRV135与PWM控制器的输出端OUT连接。

图5所示的反激开关电路的工作原理主要为：PWM控制器通过输入端IN获得分压电压Vfb，该电压Vfb经过S/H137后输入误差放大器136的反相输入端，误差放大器136的同相输入端输入预置的第二基准电压Vref2，误差放大器136据此输出其误差值V2给导通时间计算器132；OSC138产生置位信号发送给触发器133，触发器133输出的控制信号V3通过DRV135将开关管102打开；同时，所述控制信号V3控制导通时间计算器132计算导通时间Ton，导通时间计算器132通过所述误差值V2以及LVD131输入的电压值V1计算开关管102的导通时间Ton，输入触发器133的复位端，使触发器133输出控制信号V3将开关管102关断，同时，控制导通时间计算器132为下一次导通时间Ton的计算做准备。其中，LVD输出的电压V1为一正比于原边线电压的值。

为补偿当线电压不同造成***的最大输入功率不同，LVD131可以根据检测到的Vin值对充电电流I做补偿，从而省去现有技术中使用的线电压补偿网络。

图5所示的PWM模式下的反激开关电源中省去了现有技术中的所述电流检测电阻103以及线电压补偿网络，消除了电阻的损耗，从而提高了反激开关电源的效率。PWM控制器的***Pin脚减少，简化了PWM控制器的***电路设计，且PWM控制器中省去了前沿消隐电路，提高了反激开关电源的可靠性。

图4和图5所示的反激开关电源中所述开关管102以三极管为例，但是所述开关管102并不限于三极管，也可以为MOS管等。

图6给出了一种导通时间计算器的实现结构，如图5所示：

导通时间计算器132的第一输入端A与电压控制电流源1321的电压输入端连接，电压控制电流源1321的另一输入端与电压VCC端连接，电压控制电流源1321的输出端与电容1322连接，电容1322未与电压控制电流源1321连接的一端接地；

电容1322与电压控制电流源1321相连的一端连接比较器1323的同相输入端，第一开关管1324的源极和漏极分别接地以及比较器1323的同相输入端；

第一开关管1324的栅极通过反相器1325与导通时间计算器132的第三输入端C相连；

比较器1323的反相输入端与导通时间计算器132的第二输入端B相连，输出端与导通时间计算器132的输入端相连。

另外，如图4和图5所示，所述电压VCC端通过第三电阻121与所述变压器原边绕组104的同名端相连。当存在辅助绕组时，所述电压VCC端通过电容C1接地，并通过二极管111与变压器辅助绕组106的异名端相连。

图6所示的导通时间计算器中，计算器的输入端与LVD的输出端连接，LVD131从脉冲调制控制器的输入端IN上检测输入线电压Vin的大小，并产生V₁＝K×V_in，K为常数。电压V1是导通时间计算器132的一个输入信号，电压控制电流源1321由电压V1控制，对电容1322的充电电流值与电压V1成正比。当电容1322上的电压超过第二输入端B的输入电压V2时，比较器1323会立即使输出信号Ton翻转，从而关断开关管102。而电容1322充电的起始时刻受第三个输入信号V3信号控制，V3信号是一逻辑控制信号，为触发器133的输出信号，V3与开关管102的导通信号同步，即开关管102开始导通时，V3通过反相器1325关断第一开关管1324，并使电流源1321同步开始对电容1322充电。而当开关管102被关断后，第一开关管1324则会立即释放电容1322上的电荷，为下一次的充电开始做准备。因此开关管102的导通时间Ton就是电容1322的充电起始时刻到比较器1323的输出翻转使开关管102关断的时刻。

设定充电电流为I，电容1322的电容值为C，则I＝G×V₁＝G×K×V_in，G为电压控制电流源1321的增益。充电时间内，电容1322上得到的最大电压信号为： $V_{1322}=T_{\mathrm{on}}\×\frac{1}{C}\×I=\frac{1}{C}\×T_{\mathrm{on}}\×G\×K\×V_{\mathrm{in}}=V_2.$

可推导出导通时间： $T_{\mathrm{on}}=\frac{V_2\×C}{G\×K\×V_{\mathrm{in}}}$

从公式可看出，对于采用PFM模式的反激开关电源，如图4所示，Ton与Vin的乘积为常数。第二输入端的输入信号如图4所示为预置的基准电压Vref1，只要选取合适的基准电压Vref1、系数K、增益G及电容C的值，就能实现 $\frac{V_2\×C}{G\×K}=\mathrm{CONST}1=L_P\×I_{\mathrm{PL}}.$

对于采用PWM模式的反激开关电源，如图5所示。导通时间计算器132的第二输入端的输入电压V2变为反馈信号Vfb的误差信号(V_fb-V_ref)×EA，只要选择合适的系数K和增益G及电容C的值，就能实现

$\frac{C}{G\×K}=\mathrm{CONST}2=\frac{L_P}{R_{103}}.$

图4～图5所示的反激开关电源结构中进行原边电感峰值电流控制的结构也适用于带光耦的副边检测反激开关电源。

以上所述仅是本实用新型的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本实用新型的保护范围。

Claims (7)

1、一种反激开关电源，其特征在于，包括脉冲调制控制器和变压器；其中，

变压器原边绕组的异名端与开关管的集电极相连，所述开关管的发射极接地，开关管的基极与脉冲调制控制器的输出端相连；且，

所述脉冲调制控制器用于：对变压器的原边线电压Vin进行采样，根据所述采样的结果计算所述开关管的导通时间，根据计算得到的所述导通时间，通过输出端输出控制信号以控制开关管导通或关断。

2、根据权利要求1所述的反激开关电源，其特征在于，还包括：

第一电阻与第二电阻串联，第一电阻未与第二电阻连接的一端与变压器原边绕组的同名端相连或与变压器辅助绕组的异名端相连，第二电阻未与第一电阻相连的一端接地；

第二电阻与第一电阻相连的一端与所述脉冲调制控制器的输入端相连。

3、根据权利要求2所述的反激开关电源，其特征在于，所述脉冲调制控制器为脉冲频率调制PFM控制器，该脉冲调制控制器中，

导通时间计算器的第一输入端通过线电压检测电路LVD与脉冲调制控制器的输入端相连；导通时间计算器的第二输入端与预置的第一基准电压相连，第三输入端与触发器的输出端相连，输出端与所述触发器的复位端相连；导通时间计算器用于根据第一、第二、第三输入端接收到的电压计算开关管的导通时间，并将该导通时间发送给触发器；

所述触发器的置位端通过电压误差控制器VEC与脉冲调制控制器的输入端相连，输出端通过驱动电路DRV与脉冲调制控制器的输出端相连。

4、根据权利要求2所述的反激开关电源，其特征在于，所述脉冲调制控制器为脉冲宽度调制PWM控制器，该脉冲调制控制器中，

误差放大器的同相输入端连接预置的第二基准电压，反相输入端通过采样保持电路S/H与脉冲调制控制器的输入端相连，输出端与导通时间计算器的第二输入端相连；

导通时间计算器的第一输入端通过LVD与脉冲调制控制器的输入端相连，第三输入端与比较器的输出端相连，输出端与比较器的复位端相连；导通时间计算器用于根据第一、第二、第三输入端接收到的电压计算开关管的导通时间，并将该导通时间发送给触发器；

触发器的置位端与内部振荡器OSC相连，输出端通过DRV与脉冲调制控制器的输出端连接。

5、根据权利要求3或4所述的反激开关电源，其特征在于，所述导通时间计算器中，

第一输入端与电压控制电流源的电压输入端连接，所述电压控制电流源还与电压VCC端以及电容连接，电容未与电压控制电流源连接的一端接地；

电容与电压控制电流源相连的一端连接比较器的同相输入端；

第一开关管的的源极和漏极分别接地以及比较器的同相输入端，栅极通过反相器与导通时间计算器的第三输入端相连；

比较器的反相输入端与导通时间计算器的第二输入端相连；输出端与导通时间计算器的输入端相连。

6、根据权利要求5所述的反激开关电源，其特征在于，所述电压VCC端通过第三电阻与所述变压器原边绕组的同名端相连。

7、根据权利要求6所述的反激开关电源，其特征在于，所述电压VCC端通过电容接地，并通过二极管与变压器辅助绕组的异名端相连。

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