CN109256942A - 一种适用于原边反馈反激变换器的自适应启动电路 - Google Patents

Abstract

一种适用于原边反馈反激变换器的自适应启动电路，属于开关电源技术领域。误差放大器的负向输入端连接与原边反馈反激变换器输出电压成比例的原边电感电流限信号，其正向输入端连接基准电压，其输出端连接第一比较器的负向输入端；第一比较器的正向输入端连接锯齿波信号，其输出端输出脉冲宽度调制信号；第二比较器的正向输入端连接原边电感电流限信号，其负向输入端连接原边电感电流峰值信号，其输出端通过锁存器后输出限流判断信号；逻辑模块根据脉冲宽度调制信号和限流判断信号产生输出信号用于控制原边反馈反激变换器中开关管的开启和关断。本发明能够自适应调整原边反馈反激变换器启动速度并保证其始终工作在DCM模式。

Description

一种适用于原边反馈反激变换器的自适应启动电路

技术领域

本发明属于开关电源技术领域，涉及一种适用于原边反馈反激变换器的自适应启动电路。

背景技术

原边反馈反激变换器具有天然输入输出电隔离效果、无需光耦器件、易扩展多路输出等优势，是开关电源中备受青睐的产品。在原边反馈反激变换器中，副边电感消磁速度取决于输出电压的大小。启动过程中，输出电压从零缓慢上升，导致副边电感消磁速度在相当长的时间内较小，变压器无法完全复位，***持续工作在CCM模式(连续导通模式)下，可能导致***不稳定、功率管过流损坏、采样电压错误等一系列负面效应。

在反激变换器中，如果电路工作于CCM模式，在一个周期内，不能实现能量从原边侧到副边侧的完全传递，不但增加了变压器的体积，同时导致***存在一个右半平面零点。传统解决方案通过环路补偿将环路带宽降低到远小于右半平面零点的位置，但是过窄的环路带宽会导致环路响应过慢，限制了开关电源的高频化发展。因此，保证***始终工作在DCM模式(断续导通模式)下是从根本上解除右半平面零点的方式。另一方面，原边反馈反激变换器电压采样技术多依赖于DCM模式下副边电感消磁结束后的谐振波形特点，而对于工作在CCM模式下的***，难以获取输出电压信息，因此，在反激变换器的启动和稳定阶段，保证电路始终工作在DCM下十分重要。

现有控制芯片通过控制电流对片外大电容缓慢充电以实现软启动，避免***启动时持续工作在CCM模式，但是这种方式不仅消耗额外的PCB板面积，且软启动电容必须精确设计，过小的容值使得***难以在DCM模式下启动，过大的容值将导致***启动时间过长，输出电压建立缓慢。另外还有通过在启动过程中降低原边反馈反激变换器的工作频率，从而降低启动速度来避免进入CCM模式的解决方法。但是这两种解决方法都没有考虑到输出信息的变化，而实际***是否会进入CCM模式，主要取决于原副边电感大小和输入输出电压值，原副边电感大小和输入电压值一般设计完成后是确定的，因此唯一导致***可能进入CCM模式的只有输出电压信息，输出电压越高，V_O/L_S越大，副边消磁时间越小，越不容易进入CCM模式，反之越容易进入CCM模式。

发明内容

针对上述原边反馈反激变换器启动过程中难以控制在DCM模式工作，以及传统软启动方式中片外大电容的使用消耗过多的PCB板面积而增加成本和精度难以控制的问题，本发明提出了一种适用于原边反馈反激变换器的自适应启动电路，无需额外设计软启动，能够根据原边反馈反激变换器的输出电压动态调整启动速度，保证在启动过程中原边反馈反激变换器始终工作在DCM模式下。

本发明的技术方案为：

一种适用于原边反馈反激变换器的自适应启动电路，包括误差放大器、第一比较器、第二比较器、锁存器和逻辑模块；

误差放大器的负向输入端连接原边电感电流限信号V_Knee，其正向输入端连接基准电压V_ref，其输出端连接第一比较器的负向输入端；所述原边电感电流限信号V_Knee为与所述原边反馈反激变换器的输出电压成比例的电压信号；

第一比较器的正向输入端连接频率与所述原边反馈反激变换器的工作频率相等的锯齿波信号，其输出端输出脉冲宽度调制信号PWM并连接所述逻辑模块的第一输入端；

第二比较器的正向输入端连接所述原边电感电流限信号V_Knee，其负向输入端连接原边电感电流峰值信号V_CS，其输出端通过锁存器后输出限流判断信号P_Limit并连接所述逻辑模块的第二输入端；

所述逻辑模块的输出信号用于控制所述原边反馈反激变换器中开关管的开启和关断，当所述脉冲宽度调制信号PWM和限流判断信号P_Limit均为高电平时所述逻辑模块输出高电平，否则输出低电平。

具体的，所述逻辑模块包括与门，与门的第一输入端作为所述逻辑模块的第一输入端，其第二输入端作为所述逻辑模块的第二输入端，其输出端输出所述逻辑模块的输出信号。

本发明的有益效果为：本发明将与原边反馈反激变换器的输出反馈电压成比例的电压信息作为原边电感峰值电流限，既能够保证电路始终工作在DCM模式下，同时能够保证输出能够正常上升；另外本发明提出的自适应启动电路提高了原边反馈反激变换器的***稳定性，省去了传统的软启动模式下的大电容，进一步提高了原边反馈反激变换器的集成度，并且在输出电压上升较快或较慢时能够自适应调整启动速度。

附图说明

图1为本发明提出的一种适用于原边反馈反激变换器的自适应启动电路应用于原边反馈反激变换器中的结构示意图。

图2为本发明提出的一种适用于原边反馈反激变换器的自适应启动电路的工作波形示意图。

图3为本发明提出的一种适用于原边反馈反激变换器的自适应启动电路在实施例中的结构示意图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例，对本发明进行详细的描述。

如图1所示是将本发明提出的自适应启动电路应用在原边反馈反激变换器中的结构示意图，原边反馈反激变换器包括原边绕组、副边绕组和辅助绕组。原边绕组包括原边电感L_P、开关管NM₁和原边电感电流检测电阻R_CS，原边电感L_P的上端接原边反馈反激变换器的输入节点V_IN，下端接开关管NM₁的漏端；开关管NM₁的源端一方面通过原边电感电流检测电阻R_CS后接地，另一方面通过一个前沿消隐电路消除开关管导通瞬间出现的可能导致误操作的电流尖峰后产生原边电感电流峰值信号V_CS。副边绕组包括副边电感L_S、二极管D₁、输出电容C_O和输出电阻R_O，二极管D₁负端接原边反馈反激变换器的输出节点V_O，二极管D₁正端接副边电感L_S，输出电容C_O和输出电阻R_O并联接在输出节点V_O和地端之间。辅助绕组包括辅助绕组电感L_A、第一分压电阻R₁和第二分压电阻R₂，原边电感L_P与副边电感L_S同名端相反，原边电感L_P与辅助绕组电感L_A同名端相反；第一分压电阻R₁一端和第二分压电阻R₂一端串联，第一分压电阻R₁另一端连接辅助绕组电感L_A一端，第二分压电阻R₂另一端连接辅助绕组电感L_A另一端并接地；第一分压电阻R₁和第二分压电阻R₂串联点通过一个采样电路后得到包含原边反馈反激变换器的输出电压反馈信息，本发明中的原边电感电流限信号V_Knee是与采样得到的原边反馈反激变换器的输出电压成比例的电压信号，原边电感电流限信号V_Knee作为原边电感自适应峰值电流限。

当原边反馈反激变换器电路处在DCM模式导通工作模式下：

t_ON+t_S＜T (1)

其中t_ON表示开关管NM₁导通时间，t_s表示副边电感L_S消磁时间，T表示原边反馈反激变换器的开关周期。当原边电感电流限信号V_Knee设置过高时，可能导致每个周期内原边电感的能量无法全部传到副边，因此电路进入CCM模式。

同时为确保输出滤波电容电压正常建立，原边电感提供的能量须大于启动阶段负载消耗能量，因此可以得到

其中V_O表示输出电压，R_L表示负载阻值，I_PK表示原边电感电流峰值，L_P表示原边电感值大小。当原边电感电流限信号V_Knee设置过低时，每个周期内原边电感电流提供的能量全部被负载消耗，没有剩余的能量给输出电容充电，因此可能导致输出电压无法上升。因此确定一个合理的原边电感电流限信号V_Knee既能够保证电路始终工作在DCM模式下，同时能够保证输出能够正常上升。

基于此，本发明提出的一种适用于原边反馈反激变换器的自适应启动电路，将与原边反馈反激变换器的输出反馈电压信息成比例的电压信号作为原边电感峰值电流限，本实施例中用比例为1即将采样得到的原边反馈反激变换器的输出电压直接作为原边电感电流限信号V_Knee。如图1所示，自适应启动电路包括误差放大器、第一比较器、第二比较器、锁存器和逻辑模块；误差放大器的负向输入端连接采样电路采样得到的原边反馈反激变换器的输出电压作为本实施例中的原边电感电流限信号V_Knee，其正向输入端连接基准电压V_ref，其输出端连接第一比较器的负向输入端；第一比较器的正向输入端连接频率与原边反馈反激变换器的工作频率相等的锯齿波信号，其输出端输出脉冲宽度调制信号PWM并连接逻辑模块的第一输入端；第二比较器的正向输入端连接原边电感电流限信号V_Knee，其负向输入端连接原边电感电流峰值信号V_CS，其输出端通过锁存器后输出限流判断信号P_Limit并连接逻辑模块的第二输入端；逻辑模块的输出信号连接原边反馈反激变换器中开关管NM₁的栅端，用于控制开关管NM₁的开启和关断，当脉冲宽度调制信号PWM和限流判断信号P_Limit均为高电平时逻辑模块输出高电平，否则输出低电平。

原边电感电流限信号V_Knee与基准电压V_ref通过误差放大器比较产生的输出，再和锯齿波信号通过第一比较器产生脉冲宽度调制信号PWM，锯齿波信号是频率与原边反馈反激变换器工作频率相同，峰值范围在误差放大器的输出范围内的信号。

第二比较器通过检测原边电感电流峰值信号V_CS与原边电感电流限信号V_Knee的关系产生限流判断电压信号V_Limit；本实施例中虽然以原边反馈反激变换器的输出电压作为原边电感电流峰值信号V_CS的电流限，但是一些实施例中还可以利用与原边反馈反激变换器的输出电压成其他比例关系的信号作为原边电感电流限信号V_Knee，当原边电感电流峰值信号V_CS超过原边电感电流限信号V_Knee时第二比较器输出翻转。

锁存器利用原边反馈反激变换器的时钟信号来控制每个周期锁存器中存储第一次原边电感电流峰值信号V_CS电压大于原边电感电流限信号V_Knee导致第二比较器输出翻低的时刻，并且保持这个低电平状态直到下一个周期来临。这是由于当第二比较器输出翻低后，开关管NM₁关断，原边电感电流会在瞬间内下降到0，导致V_CS电压也下降为0，此时第二比较器重新回到V_CS小于V_Knee的状态，从而导致第二比较器输出重新翻高，如果没有锁存器会导致开关管NM₁又重新导通，因此第二比较器的状态也会在高低之间不停翻转。使用锁存器避免了第二比较器输出不停翻转导致开关管NM₁在导通状态和关断状态之间不断切换。

第二比较器输出的限流判断电压信号V_Limit通过锁存器产生的限流判断信号P_Limit对第一比较器输出的脉宽调制信号PWM进行逻辑处理，当脉冲宽度调制信号PWM和限流判断信号P_Limit均为高电平时逻辑模块输出高电平，否则输出低电平。如图3所示，一些实施例中逻辑模块包括与门，利用与门进行“与”操作得到自适应DCM模式启动的开关信号，通过驱动电路后连接开关管NM₁的栅极，从而控制开关管NM₁的导通和关断。另一些实施例中除了利用与门，还可以利用上升沿触发或者下降沿触发这种逻辑来控制得到逻辑模块输出信号。

综上，本发明提出的一种适用于原边反馈反激变换器的自适应启动电路，将与原边反馈反激变换器的输出反馈电压成比例的电压信号作为原边电感峰值电流限，随着电路启动，辅助绕组上的电压经第一分压电阻R₁和第二分压电阻R₂分压后，V_AUX电压包含输出电压大小信息。通过采样电路对辅助绕组上的电压进行采样获得原边反馈反激变换器的输出电压，以与原边反馈反激变换器的输出电压成比例的电压信号作为原边电感电流限信号V_Knee，原边电感电流限信号V_Knee是原边电感电流检测电阻R_CS上的电压V_CS的电流限。开关管NM₁导通时，原边电感电流峰值信号V_CS随原边电感电流逐渐上升，当触及到原边电感电流限信号V_Knee时锁存器的输出信号P_Limit控制PWM信号翻低，从而控制开关管NM₁关断，完成了输出电压大小对导通时间的控制，使电路启动时始终工作在DCM模式下。本发明能够实现原边反馈反激变换器在启动过程中始终工作在DCM模式下，避免出现CCM模式下***传输函数的右半平面零点，提高了***稳定性，省去了传统的软启动模式下的大电容，进一步提高了反激变换器的集成度，并且在输出电压上升较快或较慢时能够自适应调整启动速度。

本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其他各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围之内。

Claims (2)

1.一种适用于原边反馈反激变换器的自适应启动电路，其特征在于，包括误差放大器、第一比较器、第二比较器、锁存器和逻辑模块；

误差放大器的负向输入端连接原边电感电流限信号(V_Knee)，其正向输入端连接基准电压(V_ref)，其输出端连接第一比较器的负向输入端；所述原边电感电流限信号(V_Knee)为与所述原边反馈反激变换器的输出电压成比例的电压信号；

第一比较器的正向输入端连接频率与所述原边反馈反激变换器的工作频率相等的锯齿波信号，其输出端输出脉冲宽度调制信号(PWM)并连接所述逻辑模块的第一输入端；

第二比较器的正向输入端连接所述原边电感电流限信号(V_Knee)，其负向输入端连接原边电感电流峰值信号(V_CS)，其输出端通过锁存器后输出限流判断信号(P_Limit)并连接所述逻辑模块的第二输入端；

所述逻辑模块的输出信号用于控制所述原边反馈反激变换器中开关管的开启和关断，当所述脉冲宽度调制信号(PWM)和限流判断信号(P_Limit)均为高电平时所述逻辑模块输出高电平，否则输出低电平。

2.根据权利要求1所述的适用于原边反馈反激变换器的自适应启动电路，其特征在于，所述逻辑模块包括与门，与门的第一输入端作为所述逻辑模块的第一输入端，其第二输入端作为所述逻辑模块的第二输入端，其输出端输出所述逻辑模块的输出信号。