CN106992684B - 反激式电源***及其控制方法 - Google Patents

反激式电源***及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种反激式电源***及其控制方法。该反激式电源***，包括变压器、与变压器的原边绕组连接的功率开关、以及用于控制功率开关从导通状态变为截止状态或者从截止状态变为导通状态的***控制模块，其中：***控制模块基于连接在功率开关与地之间的电流采样电阻上的电流采样电压控制功率开关从导通状态变为截止状态，并且基于来自变压器的辅助绕组的反馈电压和反馈电流控制功率开关从截止状态变为导通状态，反馈电压表征反激式电源***的***输出电压，反馈电流表征反激式电源***的***输入电压。

Description

反激式电源***及其控制方法
技术领域
本发明涉及电路领域，尤其涉及一种反激式电源***及其控制方法。
背景技术
一般，反激式电源***通过变压器来隔离原边输入和副边输出，并通过诸如光耦之类的隔离元件来将输出电压的采样信息反馈到位于原边侧的控制芯片，以使得控制芯片能够根据输出电压的采样信息来对输出电压进行调节。但是，诸如光耦之类的隔离元件不仅会增加反激式电源***的成本，而且由于其本身的使用寿命非常有限而会成为反激式电源***的使用寿命的制约因素之一。
鉴于此，提出了一种基于原边反馈的反激式电源***，该反激式电源***无需通过任何隔离元件来将输出电压的采样信息反馈到位于原边侧的控制芯片，而是直接基于从原边侧采样得到的电压/电流信息来对输出电压进行调节。
发明内容
鉴于以上所述的一个或多个问题，本发明提供了一种反激式电源***及其控制方法，能够根据来自变压器的原边侧的电流采样电压、以及来自变压器的辅助绕组的反馈电压和反馈电流来控制功率开关的状态切换，从而控制***输出电流。
根据本发明实施例的反激式电源***，包括变压器、与变压器的原边绕组连接的功率开关、以及用于控制功率开关从导通状态变为截止状态或者从截止状态变为导通状态的***控制模块，其中：***控制模块基于连接在功率开关与地之间的电流采样电阻上的电流采样电压控制功率开关从导通状态变为截止状态，并且基于来自变压器的辅助绕组的反馈电压和反馈电流控制功率开关从截止状态变为导通状态，反馈电压表征反激式电源***的***输出电压，反馈电流表征反激式电源***的***输入电压。
在一些实施例中，***控制模块基于反馈电压确定变压器的副边绕组导通时间，并且基于反馈电流与第一阈值电流之间的大小关系、以及变压器的副边绕组导通时间控制功率开关从截止状态变为导通状态，以使得变压器的副边绕组导通时间与功率开关的开关周期之间的比值在反馈电流小于第一阈值电流时为第一值并且在反馈电流大于第一阈值电流时为第二值。
在一些实施例中，当电流采样电压大于第一阈值电压时，***控制模块控制功率开关从导通状态变为截止状态。
在一些实施例中，***控制模块包括副边导通时间检测电路，副边导通时间检测电路基于反馈电压与第二阈值电压之间的大小关系生成表征变压器的副边绕组是否处于导通状态的导通状态指示信号。
在一些实施例中，***控制模块包括线电压-线电流转换电路和第一比较器，线电压-线电流转换电路根据预先确定的转换关系将反馈电流转换为线电流，第一比较器基于线电流与第二阈值电流之间的大小关系生成第一比较结果指示信号，第二阈值电流与第一阈值电流成比例。
在一些实施例中，***控制模块包括可变比值控制模块，可变比值控制模块包括第一至第三电流镜、电容器、以及第二比较器，其中：第一电流镜在第一比较结果指示信号的控制下，对电容器进行充电；第二电流镜在导通状态指示信号的控制下，对电容器进行充电；第三电流镜在导通状态指示信号的控制下，对电容器进行放电，第二比较器基于电容器上的电压与第三阈值电压之间的大小关系生成第二比较结果指示信号，用于控制功率开关从截止状态变为导通状态。
在一些实施例中，***控制模块还包括第三比较器和RS触发器，第三比较器基于电流采样电压与第一阈值电压之间的大小关系生成第三比较结果指示信号，RS触发器基于第二比较结果指示信号和第三比较结果指示信号生成用于控制功率开关从导通状态变为截止状态或者从截止状态变为导通状态的脉冲频率调制信号。
在一些实施例中，反馈电压是在功率开关处于导通状态时对变压器的辅助绕组上的电压进行分压得到的。
根据本发明实施例的用于反激式电源***的控制方法，反激式电源***包括变压器和与变压器的原边绕组连接的功率开关，该控制方法包括：基于连接在功率开关与地之间的电流采样电阻上的电流采样电压控制功率开关从导通状态变为截止状态，并且基于来自变压器的辅助绕组的反馈电压和反馈电流控制功率开关从截止状态变为导通状态，其中，反馈电压表征反激式电源***的***输出电压，反馈电流表征反激式电源***的***输入电压。
在一些实施例中，基于反馈电压确定变压器的副边绕组导通时间，并且基于反馈电流与第一阈值电流之间的大小关系、以及变压器的副边绕组导通时间控制功率开关从截止状态变为导通状态，以使得变压器的副边绕组导通时间与功率开关的开关周期之间的比值在反馈电流小于第一阈值电流时为第一值并且在反馈电流大于第一阈值电流时为第二值。
附图说明
从下面结合附图对本发明的具体实施方式的描述中可以更好地理解本发明，其中：
图1示出了传统的基于原边反馈的反激式电源***的电路图；
图2示出了根据本发明实施例的反激式电源***的电路图；
图3示出了图2中的副边导通时间检测模块的示例电路图；
图4示出了图2中的可变比值控制模块的示例电路图；
图5示出了在图2中的副边导通时间检测模块和可变比值控制模块分别被实现为图3和图4所示的示例电路时，输出表征电压VFB、导通状态指示信号State_Tons、电容C上的电压Vramp、状态控制信号CC_ctrl、以及PFM信号的时序图；
图6示出了图2所示的反激式电源***的***输出电流随***输入电压变化的示意图。
具体实施方式
下面将详细描述本发明的各个方面的特征和示例性实施例。在下面的详细描述中，提出了许多具体细节，以便提供对本发明的全面理解。但是，对于本领域技术人员来说很明显的是，本发明可以在不需要这些具体细节中的一些细节的情况下实施。下面对实施例的描述仅仅是为了通过示出本发明的示例来提供对本发明的更好的理解。本发明决不限于下面所提出的任何具体配置和算法，而是在不脱离本发明的精神的前提下覆盖了元素、部件和算法的任何修改、替换和改进。在附图和下面的描述中，没有示出公知的结构和技术，以便避免对本发明造成不必要的模糊。
图1示出了传统的基于原边反馈的反激式电源***的电路图。在图1所示的反激式电源***工作于电流断续模式(DCM)的情况下：当功率开关Q1处于导通状态时，变压器T1储存能量，流过变压器T1的原边绕组的变压器原边电流Ics线性上升，电流采样电阻Rs上的电流采样电压Vcs线性上升；当电流采样电阻Rs上的电流采样电压Vcs达到阈值电压Vth时，功率开关Q1从导通状态变为截止状态；当功率开关Q1处于截止状态时，变压器T1释放能量，流过变压器T1的副边绕组的变压器副边电流Isec线性下降。
根据原边控制原理，图1所示的反激式电源***的***输出电流，即流过负载Ro的电流Iout可以表示为：
其中，N是变压器T1的原边绕组与副边绕组的匝数比，Ip是流过变压器T1的原边绕组的变压器原边峰值电流(即，变压器原边电流Ics的峰值)，Tons是变压器T1的副边导通时间，Ts是功率开关Q的开关周期。
根据等式1和等式2可知，只要保证变压器T1的副边导通时间Tons与功率开关Q的开关周期Ts的比值、和流过变压器T1的原边绕组的变压器原边峰值电流Ip为固定值，就可以使图1所示的反激式电源***的***输出电流保持恒定。在这种情况下，不论图1所示的反激式电源***的***输入电压是否恒定，其***输出电流都保持恒定。
在一些电网欠发达的国家或地区，例如，印度，交流输入电压相当不稳定，如果图1所示的反激式电源***在交流输入电压过高时仍然保持***输出电流恒定，则会由于***过热而损坏。
鉴于上述问题，提出了一种新颖的反激式电源***，能够根据来自变压器的原边侧的电流采样电压和来自变压器的副边侧的输出表征电压二者来控制功率开关的状态切换，从而控制***输出电流。
图2示出了根据本发明实施例的反激式电源***的电路图。如图2所示，根据本发明实施例的反激式电源***包括变压器T1、位于变压器T1的原边侧的整流滤波模块202、***控制模块204、功率开关Q1、和电流采样电阻Rs、以及位于变压器T1的副边侧的反馈分压电阻R1和R2，其中：整流滤波模块202的第一端子和第二端子用于分别与交流电源的正极和负极连接，整流滤波模块202的第三端子与变压器T1的原边绕组电感L的第一端子连接，整流滤波模块202的第四端子接地；***控制模块204的BD端子与功率开关Q1的基极连接，***控制模块204的CS端子与电流采样电阻Rs的第一端子连接，***控制模块204的FB端子与反馈分压电阻R1和R2之间的连接节点连接；功率开关Q1的集电极与变压器T1的原边绕组电感L的第二端子连接，功率开关Q1的发射极与电流采样电阻Rs的第一端子连接；电流采样电阻Rs的第二端子接地；反馈分压电阻R1和R2串联连接在变压器T1的辅助绕组的同名端和地之间。
在图2所示的反激式电源***中，整流滤波模块202通过对交流输入电压VAC进行整流和滤波生成线电压Vbulk；在功率开关Q1处于导通状态时，变压器T1的辅助绕组上的电压Vaux为负压且大小与线电压Vbulk成比例，具体如下：
其中，Naux是变压器T1的辅助绕组的匝数，Np是变压器T1的原边绕组的匝数。
在功率开关Q1处于导通状态时，变压器T1的辅助绕组上的电压Vaux可以表征线电压Vbulk(即，***输入电压)，因此来自变压器T1的辅助绕组的反馈电流IFB也可以表征线电压Vbulk。在功率开关Q1处于截止状态时，变压器T1的辅助绕组上的电压Vaux与***输出电压，即，负载Ro上的电压Vout成比例，因此来自变压器T1的辅助绕组的反馈电压VFB可以表征***输出电压Vout。
在图2所示的反激式电源***中，***控制模块204可以根据电流采样电阻Rs上的电流采样电压Vcs、以及来自变压器T1的辅助绕组的反馈电压VFB和反馈电流IFB来控制功率开关Q1从导通状态变为截止状态或者从截止状态变为导通状态，从而控制***输出电流，即流过负载Ro的电流Iout。
具体地，当功率开关Q1处于导通状态时，变压器T1储存能量，流过变压器T1的原边绕组的变压器原边电流Ics线性上升，电流采样电阻Rs上的电流采样电压Vcs线性上升；当电流采样电阻Rs上的电流采样电压Vcs达到阈值电压Vth时，***控制模块204控制功率开关Q1从导通状态变为截止状态。当功率开关Q1处于截止状态时，***控制模块204可以根据来自变压器T1的辅助绕组的反馈电压VFB来判断变压器T1的副边绕组何时开始退磁以及何时结束退磁(即，检测变压器T1的副边导通时间Tons)，并根据变压器T1的副边导通时间Tons、以及来自变压器T1的辅助绕组的反馈电流IFB与过压保护阈值电流Iovp_1之间的大小关系来控制功率开关Q1从截止状态变为导通状态，以使得变压器T1的副边导通时间Tons与功率开关Q1的开关周期Ts之间的比值(Tons/Ts)在来自变压器T1的辅助绕组的反馈电流IFB小于过压保护阈值电流Iovp_1时为K1并且在来自变压器T1的反馈电流IFB大于过压保护阈值电流Iovp_1时为K2。
在一些实施例中，***控制模块204可以进一步包括线电压-线电流转换电路204-2、副边导通时间检测电路204-4、可变比值控制电路204-6、RS触发器、开关驱动电路204-8、以及比较器cmp1和cmp2，其中：
线电压-线电流转换电路204-2可以在功率开关Q1处于导通状态时把线电压Vbulk采样下来并转换成线电流Iline，然后把线电流Iline输出到比较器cmp1。例如，线电压-线电流转换电路204-2可以根据以下等式并结合等式3将线电压Ibulk转换成线电流Iline：
其中，A表示转换系数且为常数。
比较器cmp1可以将线电流Iline与过压保护阈值电流Iovp_2进行比较，并将比较结果指示信号Line_high输出到可变比值控制电路204-6。这里，当线电流Iline小于过压保护阈值电流Iovp_2时，比较器cmp1输出的比较结果指示信号Line_high为低电平；当线电流Iline大于过压保护阈值电流Iovp_2时，比较器cmp1输出的比较结果指示信号Line_high为高电平。这里，Iovp_1＝Iovp_2×A。
副边导通时间检测电路204-4可以根据来自变压器T1的辅助绕组的反馈电压VFB来判断变压器T1的副边绕组何时开始退磁以及何时结束退磁，即检测变压器T1的副边导通时间Tons，并将变压器T1的副边导通时间Tons提供给可变比值控制电路204-6。
图3示出了图2中的副边导通时间检测模块的示例电路图。如图3所示，比较器cmp4通过比较来自变压器T1的辅助绕组的反馈电压VFB是否高于例如，0.1V来判断变压器T1的副边绕组的退磁开始与结束。当来自变压器T1的辅助绕组的反馈电压VFB高于0.1V时，指示变压器T1的副边绕组开始退磁，即变压器T1的副边绕组处于导通状态；当来自变压器T1的辅助绕组的反馈电压VFB低于0.1V时，指示变压器T1的副边绕组结束退磁，即变压器T1的副边绕组处于截止状态。
图3所示的副边导通时间检测模块的输出信号是表征变压器T1的副边绕组是否处于导通状态的导通状态指示信号State_Tons；当变压器T1的副边绕组处于导通状态时，导通状态指示信号State_Tons为高电平；当变压器T1的副边绕组处于截止状态时，导通状态指示信号State_Tons为低电平。
可变比值控制电路204-6可以在比较结果指示信号Line_high为低电平时，利用变压器T1的副边导通时间Tons基于Tons/Ts＝K1确定功率开关Q1的开关周期，并基于所确定的功率开关Q1的开关周期控制功率开关Q1从截止状态变为导通状态，从而使得***输出电流在比较结果指示信号Line_high为高电平时，利用变压器T1的副边导通时间Tons基于Tons/Ts＝K2确定功率开关Q1的开关周期，并基于所确定的功率开关Q1的开关周期控制功率开关Q1从截止状态变为导通状态，从而使得***输出电流
图4示出了图2中的可变比值控制模块的示例电路图。如图4所示，当副边导通时间检测模块输出的导通状态指示信号State_Tons为高电平时，电流镜I2对电容C放电，电容C上的电压Vramp线性下降；当副边导通时间检测模块输出的导通状态指示信号State_Tons为低电平时，电流镜I1或者Ii+I0对电容C充电，电容C上的电压Vramp线性升高；当电容C上的电压Vramp高于阈值电压VR时，比较器cmp3输出的状态控制信号CC-ctrl为高电平；当电容C上的电压Vramp低于VR时，比较器cmp3输出的状态控制信号CC-ctrl为低电平。
比较器cmp2可以将电流采样电阻Rs上的电流采样电压Vcs与阈值电压Vth进行比较，并将比较结果指示信号OCP输出到RS触发器。这里，当电流采样电阻Rs上的电流采样电压Vcs大于阈值电压Vth时，比较器cmp2输出的比较结果指示信号OCP为高电平；当电流采样电阻Rs上的电流采样电压Vcs小于阈值电压Vth时，比较器cmp2输出的比较结果指示信号OCP为低电平。
RS触发器可以基于来自比较器cmp2的比较结果指示信号OCP和来自可变比值控制模块204-6的状态控制信号CC_ctrl，生成脉冲频率调制(PFM)信号。
开关驱动模块204-8可以基于来自RS触发器的PFM信号来生成用于功率开关Q1的驱动信号。
图5示出了在图2中的副边导通时间检测模块和可变比值控制模块分别被实现为图3和图4所示的示例电路时，来自变压器T1的辅助绕组的反馈电压VFB、导通状态指示信号State_Tons、电容C上的电压Vramp、状态控制信号CC_ctrl、以及PFM信号的时序图。
由上面分析可以知道，当线电流Iline小于过压保护阈值电流Iovp_2时，比较器cmp1输出的比较结果指示信号Line_high为低电平，功率开关Q1的开关周期变压器T1的变压器原边峰值电流***输出电流当线电流Iline大于过压保护阈值电流Iovp_2时，比较器cmp1输出的比较结果指示信号Line_high为高电平，功率开关Q1的开关周期变压器T1的变压器原边峰值电流***输出电流
图6示出了图2所示的反激式电源***的***输出电流随***输入电压变化的示意图。如图6所示，当线电压Vbulk小于阈值电压Vth_bulk时，***输出电流为CC1，当线电压Vbulk电压大于阈值电压Vth_bulk时，***输出电流为CC2。可以看出，在***输入电压过高时，***输出电流成比例变小，这有利于避免***过热。
需要明确，本发明并不局限于上文所描述并在图中示出的特定配置和处理。并且，为了简明起见，这里省略对已知方法技术的详细描述。在上述实施例中，描述和示出了若干具体的步骤作为示例。但是，本发明的方法过程并不限于所描述和示出的具体步骤，本领域的技术人员可以在领会本发明的精神之后，做出各种改变、修改、和添加。
本发明可以以其他的具体形式实现，而不脱离其精神和本质特征。例如，特定实施例中所描述的算法可以被修改，而***体系结构并不脱离本发明的基本精神。因此，当前的实施例在所有方面都被看作是示例性的而非限定性的，本发明的范围由所附权利要求而非上述描述定义，并且，落入权利要求的含义和等同物的范围内的全部改变从而都被包括在本发明的范围之中。

Claims (10)

1.一种反激式电源***，包括变压器、与所述变压器的原边绕组连接的功率开关、以及用于控制所述功率开关从导通状态变为截止状态或者从截止状态变为导通状态的***控制模块，其中：
所述***控制模块基于连接在所述功率开关与地之间的电流采样电阻上的电流采样电压控制所述功率开关从导通状态变为截止状态，并且基于来自所述变压器的辅助绕组的反馈电压和反馈电流控制所述功率开关从截止状态变为导通状态，所述反馈电压表征所述反激式电源***的***输出电压，所述反馈电流表征所述反激式电源***的***输入电压。
2.如权利要求1所述的反激式电源***，其中，所述***控制模块基于所述反馈电压确定所述变压器的副边绕组导通时间，并且基于所述反馈电流与第一阈值电流之间的大小关系、以及所述变压器的副边绕组导通时间控制所述功率开关从截止状态变为导通状态，以使得所述变压器的副边绕组导通时间与所述功率开关的开关周期之间的比值在所述反馈电流小于所述第一阈值电流时为第一值并且在所述反馈电流大于所述第一阈值电流时为第二值。
3.如权利要求1所述的反激式电源***，其中，当所述电流采样电压大于第一阈值电压时，所述***控制模块控制所述功率开关从导通状态变为截止状态。
4.如权利要求2所述的反激式电源***，其中，所述***控制模块包括副边导通时间检测电路，所述副边导通时间检测电路基于所述反馈电压与第二阈值电压之间的大小关系生成表征所述变压器的副边绕组是否处于导通状态的导通状态指示信号。
5.如权利要求2或4所述的反激式电源***，其中，所述***控制模块包括线电压-线电流转换电路和第一比较器，所述线电压-线电流转换电路根据预先确定的转换关系将所述反馈电流转换为线电流，所述第一比较器基于所述线电流与第二阈值电流之间的大小关系生成第一比较结果指示信号，所述第二阈值电流与所述第一阈值电流成比例。
6.如权利要求5所述的反激式电源***，其中，所述***控制模块包括可变比值控制模块，所述可变比值控制模块包括第一至第三电流镜、电容器、以及第二比较器，其中
所述第一电流镜在所述第一比较结果指示信号的控制下，对所述电容器进行充电，
所述第二电流镜在导通状态指示信号的控制下，对所述电容器进行充电，其中，所述导通状态指示信号表征所述变压器的副边绕组是否处于导通状态，
所述第三电流镜在所述导通状态指示信号的控制下，对所述电容器进行放电，
所述第二比较器基于所述电容器上的电压与第三阈值电压之间的大小关系生成第二比较结果指示信号，用于控制所述功率开关从截止状态变为导通状态。
7.如权利要求6所述的反激式电源***，其中，所述***控制模块还包括第三比较器和RS触发器，所述第三比较器基于所述电流采样电压与所述第一阈值电压之间的大小关系生成第三比较结果指示信号，所述RS触发器基于所述第二比较结果指示信号和所述第三比较结果指示信号生成用于控制所述功率开关从导通状态变为截止状态或者从截止状态变为导通状态的脉冲频率调制信号。
8.如权利要求1所述的反激式电源***，其中，所述反馈电压是在所述功率开关处于截止状态时对所述变压器的辅助绕组上的电压进行分压得到的。
9.一种用于反激式电源***的控制方法，所述反激式电源***包括变压器和与所述变压器的原边绕组连接的功率开关，该控制方法包括：
基于连接在所述功率开关与地之间的电流采样电阻上的电流采样电压控制所述功率开关从导通状态变为截止状态，并且基于来自所述变压器的辅助绕组的反馈电压和反馈电流控制所述功率开关从截止状态变为导通状态，所述反馈电压表征所述反激式电源***的***输出电压，所述反馈电流表征所述反激式电源***的***输入电压。
10.如权利要求9所述的控制方法，其中，基于所述反馈电压确定所述变压器的副边绕组导通时间，并且基于所述反馈电流与第一阈值电流之间的大小关系、以及所述变压器的副边绕组导通时间控制所述功率开关从截止状态变为导通状态，以使得所述变压器的副边绕组导通时间与所述功率开关的开关周期之间的比值在所述反馈电流小于所述第一阈值电流时为第一值并且在所述反馈电流大于所述第一阈值电流时为第二值。
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