CN1980208A - 通信***中载波频率偏移估计方法和装置以及*** - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种通信***中载波频率偏移估计方法，包括：接收同步导频序列，并获取同步导频序列的频域过采样；在同步导频序列的频域过采样的离散频谱上，计算若干个离散谱线的幅值的平方，并对其进行求和，以得到测度序列；根据测度序列进行载波频率偏移估计。本发明还提出了通信***中载波频率偏移估计装置和***。应用本发明后，能够显著地提高载波频率偏移估计的精度和载波频率偏移估计的范围，并不会增加复杂度。

Description

通信***中载波频率偏移估计方法和装置以及***

技术领域

本发明涉及通信技术领域，更具体地，特别是通信***中载波频率偏移估计方法和装置以及***。

背景技术

当前，全球数字移动通信***(GSM)和码分多址移动通信***(CDMA)在全世界范围内都得到了非常广泛的应用，而宽带码分多址移动通信***(WCDMA)和宽带码分多址移动通信***2000(CDMA2000)等移动通信***在一定范围内也获得了一定程度的应用。正交频分复用(OFDM)技术具有对抗符号间干扰(ISI)的能力，同时可以提供很高的频谱效率，因此被视为下一代无线移动通信***最有可能采用的传输技术之一。OFDM技术已经在数字用户环路、数字音频/视频广播、无线局域网和无线城域网等诸多领域得到了广泛应用。

同步技术是通信***中的关键技术之一，而载波频率偏移估计技术又是通信***同步技术中必不可少的一种。比如，对于OFDM***，载波频率偏移会引入载波间干扰(ICI)，造成***的有效SNR下降，使得***性能恶化。为了使SNR下降小于0.1dB，最大频率偏移应该小于子载波间隔的1％。在OFDM***中，一般采用跟踪环路来执行频率偏移检测，并估计出频率偏移值，然后再进行频率补偿。频率偏移的估计方法主要包括根据OFDM帧(Frame)中专用的同步块进行分析、根据快速傅立叶变换(FFT)输出的信号进行分析、利用OFDM符号的特性或者频谱进行分析等。

目前有一种基于单频导频序列的频率偏移估计方法。在这种方法中，根据载波频率偏移会引起导频序列的频谱搬移，设计具有梳状频谱的导频序列，从而能够估计出频域偏移。图1为现有技术中基于单频导频序列的同步信号的频谱图。如图1所示，导频序列具有梳状频谱，从而可以估计出频域偏移。

在这种基于单频导频序列的频率偏移估计方法中，最大可以检测出的频率偏移估计是梳状频点间隔的0.5倍。但是，如果载波频率偏移超过这个范围，则该方法并不能准确检测出频率偏移。这种频率偏移估计方法的精度仅为一个子载波间隔。对于多载波***而言，这会引入ICI，并不能满足通信***所要求的较低误码率指标。

发明内容

有鉴于此，本发明的主要目的是提出一种通信***中载波频率偏移估计的方法，以提高载波频率偏移估计的范围。

本发明的另一目的是提出一种通信***中载波频率偏移估计装置，以提高载波频率偏移估计的范围。

本发明的另一目的是提出一种通信***中载波频率偏移估计***，以提高载波频率偏移估计的范围。

为达到上述目的，本发明的技术方案是这样实现的：

一种通信***中载波频率偏移估计方法，该方法包括以下步骤：

A、接收同步导频序列，并获取所述同步导频序列的频域过采样；

B、在所述同步导频序列的频域过采样的离散频谱上，计算若干个离散谱线的幅值的平方，并对其进行求和，以得到测度序列；

C、根据所述测度序列进行载波频率偏移估计。

步骤A所述获取频域过采样包括：

A1、对接收到的同步导频序列执行时域补零；

A2、对时域补零后的同步导频序列执行傅立叶变化，以得到同步导频序列的频域过采样。

步骤A1所述执行时域补零为：根据载波频率偏移的精度而对接收到的同步导频序列进行相应的时域补零。

步骤A2所述执行傅立叶变换为：执行快速傅立叶变换(FFT)或者离散傅立叶变换(DFT)。

所述同步导频序列包括至少两个子同步导频序列，所述子同步导频序列包括窄带成分和宽带成分，窄带成分对应的离散谱线的幅值高于宽带成分对应的离散谱线的幅值。

所述各个子同步导频序列完全相同。

所述子同步导频序列窄带成分的中心频率之间的频率间隔大于信道的相干带宽。

所述子同步导频序列窄带成分的中心频率之间的频率间隔是不等间隔。

所述子同步导频序列窄带成分所表现出的谱线为单频导频谱线。

所述子同步导频序列宽带成分所表现出的谱线进一步包括：所述谱线为幅值平坦的离散谱线。

所述子同步导频序列宽带成分所表现出的谱线进一步包括：所述谱线为等幅值。

所述子同步导频序列宽带成分所表现出的谱线进一步包括：所述谱线在窄带成分附近频域是0幅值离散谱线。

步骤B所述若干个离散谱线之间的频率间隔和所述同步导频序列中的若干个单频导频序列的频域间隔相同。

所述步骤C包括：

C1、根据所述测度序列估计出频率样点的偏移；

C2、根据所述频率样点的偏移估计出所述载波频率偏移。

所述通信***为正交频分复用(OFDM)通信***。

一种通信***中载波频率偏移估计装置，该装置包括：

频域过采样获取单元，用于获取接收到的同步导频序列的频域过采样；

测度序列计算单元，用于在所述同步导频序列的频域过采样的离散频谱上，计算若干个离散谱线的幅值的平方，并对其进行求和，以得到测度序列；

载波频率偏移估计单元，用于根据所述测度序列执行载波频率偏移估计；

其中频域过采样获取单元与测度序列计算单元连接，测度序列计算单元与载波频率偏移估计单元连接。

所述频域过采样获取单元包括：

时域补零单元，用于对接收到的同步导频序列执行时域补零；

傅立叶变换单元，用于对补零后的同步导频序列执行傅立叶变换；

其中时域补零单元与傅立叶变换单元连接。

所述载波频率偏移估计单元包括：

最大值检测单元，确定测度序列最大值的序号；

参考值单元，用于保存预先设定的参考序号；

频率偏移估计计算单元，用于对所述测度序列最大值的序号和预先设定的参考序号执行减法操作，以获得频率样点的偏移，并根据所述频率样点的偏移计算载波频率偏移估计；

其中最大值检测单元与频率偏移估计计算单元连接，参考值单元与频率偏移估计计算单元连接。

所述傅立叶变换单元为FFT单元或者DFT单元。

所述通信***为OFDM通信***。

一种通信***中的时间同步***，该***包括：

粗时间同步装置，用于对接收信号序列进行初始时间同步估计，并根据所述初始时间同步估计对接收信号序列进行初始时延调整；

如上任一项所述的载波频率偏移估计装置，用于对经过初始时延调整的接收信号序列进行载波频率偏移估计；

载波频率偏移补偿装置，用于根据所述载波频率偏移估计对接收信号序列进行载波频率偏移补偿；

精确时间同步装置，用于对经过载波频率偏移补偿的接收信号序列进行精确时间同步估计，并根据所述精确时间同步估计对该接收信号序列进行精确时延调整；

其中粗时间同步装置与载波频率偏移估计装置连接，载波频率偏移估计装置与载波频率偏移补偿装置连接，载波频率偏移补偿装置与粗时间同步装置和精确时间同步装置连接。

从以上技术方案可以看出，在本发明中，包括以下步骤：对接收到的同步导频序列进行时域补零，并对补零后的同步导频序列执行傅立叶变换，以得到同步导频序列的频域过采样；在同步导频序列的频域过采样的频谱上，根据单频导频信号的间隔计算具有相同频率间隔的子载波序列的功率谱幅度之和，以得到测度序列，其中所计算的子载波信号的间隔与导频序列之间的间隔相对应；根据所述测度序列进行载波频率偏移估计。由此可见，在本发明中，通过进行时域补零，即频域过采样，频率偏移估计的精度与频率过采样因子P有关，因此本发明能够精确估计出小于OFDM子载波间隔的频率偏移，从而能够提高载波频率偏移估计的范围。

另外，在接收端，应用本发明后，还可以进一步对多段同步导频序列的功率谱幅度进行平均，以获得高的SNR，并克服信道衰落对频率偏移估计的影响。

附图说明

图1为现有技术中基于单频导频序列的频率偏移估计的同步信号的频谱图。

图2为根据本发明的示范性频率偏移估计方法流程示意图。

图3为根据本发明的示范性同步导频符号结构示意图。

图4为根据本发明的示范性同步导频序列的频谱幅度示意图。

图5为根据本发明的示范性同步导频序列的频谱幅度示意图。

图6为根据本发明的示范性同步导频序列的频谱幅度示意图。

图7为根据本发明的示范性同步导频序列的频谱幅度示意图。

图8为根据本发明一实施例的同步导频序列的频谱幅度示意图。

图9为根据本发明一实施例的测度序列的幅度示意图。

图10为根据本发明的示范性频率偏移估计装置结构示意图。

图11为根据本发明一实施例的频率偏移估计装置结构示意图。

图12为根据本发明一实施例的通信***中的时间同步***。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点表达得更加清楚明白，下面结合附图及具体实施例对本发明再作进一步详细的说明。

本发明的主要思想是：首先在接收端对接收到的同步导频序列进行时域补零，并对补零后的同步导频序列执行傅立叶变换，以得到同步导频序列的频域过采样；然后在同步导频序列的频域过采样的频谱上，根据单频导频信号的间隔计算具有相同频率间隔的子载波序列的功率谱幅度之和，以得到测度序列，其中所计算的子载波信号的间隔与导频序列之间的间隔相对应；最后根据测度序列进行载波频率偏移估计。

本发明所采用的同步导频序列，优选由两个或两个以上的子同步导频序列组成，每一个子同步导频序列包含两部分，其中，一部分是若干个窄带成分，窄带成分所表现出的谱线为：离散频谱上具有较高幅值的若干根连续谱线；一部分是若干个宽带成分，宽带成分所表现出的谱线为：离散频谱上具有较低幅值的若干根连续谱线。所述各个子同步导频序列完全相同。并且，子同步导频序列窄带成分的中心频率之间的频率间隔可以大于信道的相干带宽，窄带成分的中心频率之间的频率间隔还可以是不等间隔的，较佳的，窄带成分包括的若干个具有较高幅值的离散谱线为1根谱线。而宽带成分所表现出的谱线可以为幅值平坦或等幅值的离散谱线，进一步的宽带成分的谱线在窄带成分附近频域是0幅值离散谱线。

不难理解，同步导频序列由两个子同步导频序列组成是较佳实施例，也可以由多个子同步导频序列组成。另外，若采用的子同步导频序列不相同，还可以是以下的特征：长度相同，并且，对于任意两个子同步导频序列，若对其中一个子同步导频序列的各个元素进行取共轭，并和另外一个子同步导频序列的对应位置处的元素相乘，得到一个新的序列，并且所述新的序列中，若对任意连续个元素进行求和，当且仅当对这个新序列中所有的元素进行求和的时候得到的和值最大。

图2为根据本发明的示范性频率偏移估计方法流程示意图。如图2所示，该方法包括以下步骤：

步骤201：对接收到的同步导频序列进行时域补零，并对补零后的同步导频序列执行傅立叶变换，以得到同步导频序列的频域过采样；

在这里，发送端预先***同步导频序列。优选提供了一种同步导频序列，其特点是，该同步导频序列由两个完全相同的子同步导频序列H1和H2组成，子同步导频序列由两部分叠加而成：一部分是若干个具有较高功率频谱密度的窄带成分，其他是具有较低功率频谱密度的宽带成分；并且，窄带成分对应的频谱的两侧的若干个谱线设置为0，相邻窄带成分对应的频谱之间的频域间隔大于信道的相干带宽，且可以是不等间隔的。窄带成分的特征是，表现为子同步序列的离散频谱上连续的若干根谱线或单频导频。宽带成分的特征是，整个导频序列的离散频谱去除窄带成分及窄带成分两侧的0值谱线后，表现为一个等幅值的复随机序列，或复m序列。

不难理解，同步导频序列由两个子同步导频序列组成是较佳实施例，也可以由多个子同步导频序列组成。另外，若采用的子同步导频序列不相同，还可以是以下的特征：长度相同，并且，对于任意两个子同步导频序列，若对其中一个子同步导频序列的各个元素进行取共轭，并和另外一个子同步导频序列的对应位置处的元素相乘，得到一个新的序列，并且所述新的序列中，若对任意连续个元素进行求和，当且仅当对这个新序列中所有的元素进行求和的时候得到的和值最大。

图3为根据本发明的示范性同步导频符号结构示意图。如图3所示，同步导频符号由子同步导频序列H1和H2组成，其中H1和H2是具有强延迟相关特性的子同步导频序列。

图4为根据本发明的示范性同步导频序列的频谱幅度示意图。H1或H2优选都具有如图4所示的频谱幅度特征，即在频率平坦的序列上叠加高功率单频导频序列。为了避免对单频导频序列的频域干扰，还可以在单频导频序列之间及其邻近频域的子频带上不传榆数据，比如，子同步导频序列H1或H2的频谱特征如图5所示。

为了方便说明，图4和图5中仅采用了3个单频同步导频信号，并且单频同步导频信号之间的频率间隔是4个子载波宽度。实际上，本发明对此并无限制。在本发明中，单频同步导频信号的数量、单频同步导频信号之间的频率间隔、单频同步导频信号附近不传输数据的子频带的数量、单频同步导频信号功率和单频同步导频序列的功率之比，都可以根据实际需要而进行相应调整。而且，单频同步导频之间的频率间隔既可以是等间隔的，也可以是不等间隔的。

如果单频同步导频之间的频率间隔不是等间隔的，比如采用图6和图7所示的频谱，那么就可以克服由于信道衰落而造成的频率估计误差。

在这里，接收端接收到发送端发送的同步导频序列后，首先对接收到的同步导频序列进行时域补零，并对补零后的同步导频序列执行傅立叶变换，以得到同步导频序列的频域过采样，其中补零的个数和载波频率偏移的精度有关。此处优选对补零后的同步导频序列执行FFT或者DFT，不过本发明对此并无限制，而是可以执行任何形式的傅立叶变换。

步骤202：在同步导频序列的频域过采样的离散频谱上，计算若干个离散谱线的幅值的平方，并对其进行求和，以得到测度序列。也就是，在同步导频序列的频域过采样的频谱上，根据单频导频信号的间隔计算具有相同频率间隔的子载波序列的功率谱幅度之和，以得到测度序列，其中所计算的子载波信号的间隔与导频序列之间的间隔相对应。

步骤203：根据测度序列进行载波频率偏移估计。

在这里，根据测度序列进行载波频率偏移估计包括：根据所述测度序列估计出频率样点的偏移；以及根据所述频率样点的偏移估计出所述载波频率偏移。

此外，在以上过程中，这种频率估计方法还可以扩展信号频率偏移估计的范围，而不仅仅将频率偏移估计范围局限于单频导频序列频率间隔的0.5倍。

下面对本发明的频率载波偏移估计的算法进行具体说明。

接收端在执行完时间同步以后，进行载波频率偏移估计。设接收到的同步导频序列为x(n)，n＝1…N，其中N为导频序列的长度。

首先对同步导频序列进行时域补零，得到：

$y\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}x\left(n\right)& n=1\·\·\·N\\ 0& n=N+1,\·\·\·,P\×N\end{array}\right.$ 式(1)

其中P是整数，同步导频序列补零的个数(P-1)×N与频率偏移估计的精度有关。

然后对补零后的同步导频序列进行傅立叶变换，此处以FFT为例进行说明。不过，本领域技术人员可以意识到，此处还可以执行其它形式的傅立叶变换，比如DFT等。在执行完FFT变换后，可以得到同步导频序列的频域过采样，即：

$Y\left(k\right)=$ ${\underset{n=1}{\overset{\mathrm{PN}}{\mathrm{\Σ}}}y{\left(n\right)}^e}^{\frac{-i\×2\mathrm{\π}\×k\×n}{P\×N}}k=1\·\·\·P\×N$ 式(2)

其中k为频域过采样信号的序号。

然后在同步导频序列频谱上，根据单频导频信号的间隔计算具有相同频率间隔的子载波序列的功率谱幅度之和，即

$V\left(j\right)={\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}\left|Y(j+D_m)\right|}^2,1\≤j\≤P\×N-D_{M-1}$ 式(3)

V(j)即为测度序列，其中单频导频的数量是M，D_m是第m+1个单频导频和第1个单频导频之间的间隔，相应的D₀定义为0，如图7所示。

根据测度序列V(j)可以估计出，

$\mathrm{\ΔJ}=\arg \·\underset{j}{\max }V\left(j\right)-J_{\mathrm{ref}}$ 式(4)

其中J_ref是预先设定的参考的频谱位置。ΔJ为频率样点的偏移，即为测度序列V(j)中最大值的序号与J_ref之差。

进一步，此时可以得出载波频率偏移：

$\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{offset}}=\mathrm{\ΔJ}*\frac{\mathrm{\Δf}}{P}$ 式(5)

其中，Δf是OFDM子载波之间的间隔。由此可以看出，根据时域补零，即频域过采样，频率偏移估计的精度和频率过采样因子P有关，因此本发明可以精确估计出小于OFDM子载波间隔的频率偏移。并且在接收端，还可以进一步对多段同步导频序列的功率谱幅度进行平均，以获得高的SNR，并克服信道衰落对频率偏移估计的影响。

以上过程中，为了提高频率偏移估计的速度，可以仅仅计算V(J_{ref-maxoffset})，…，V(J_{ref+maxoffset})。其中maxoffset与***所能允许的最大载波频率偏移相对应，ref是没有频率偏移时测度序列的最大值所对应的位置。此时，对于测度序列{V(j)＝ref-maxoffset，…，ref+maxoffset}，能够根据式(4)和式(5)可以计算出载波频率偏移。

根据上面描述流程以及算法，下面具体描述本发明的一个实施例。

图8为根据本发明一实施例的同步导频序列的频谱幅度示意图。如图8所示，在这里，同步导频序列的长度是128，同步导频序列采用了3个单频导频序列，并且它们之间的频率间隔是4个子载波宽度，而且单频导频序列之间及其邻近的4个子载波上不传输数据，并且单频导频序列的功率是其他子频带上信号功率的10倍。另外，单频导频序列所在的子频带是第60、64、68个子频带，同步导频序列上不传输数据的子频带包括序列号是56～59，61～63，65～67，69～72的子频带。

在本实施例中，发送端产生一个数值为+1或者-1并且长度为111的随机序列，该序列在第1到第55以及第73到第128个子频带上传输，并且功率幅度是1。

在本实施例中，可以不考虑信道衰落和高斯热噪声的影响。可以假设载波频率偏移是-6.14个子载波间隔，在接收端粗时间同步的基础上，对接收到的同步导频序列按照本发明进行频率偏移估计。在仿真中，设置***的最大频率偏移是8个子载波间隔，频率的过采样因子是128，则测度序列的幅度如图9所示，其中测度序列的最大值对应着载波的频率偏移估计值。

图10为根据本发明的示范性频率偏移估计装置示意图。如图10所示，该装置1000包括：频域过采样获取单元1001，用于获取接收到的同步导频序列的频域过采样；测度序列计算单元1002，用于在同步导频序列的频域过采样的离散频谱上，计算若干个离散谱线的幅值的平方，并对其进行求和，以得到测度序列；载波频率偏移估计单元1003，用于根据测度序列执行载波频率偏移估计；其中频域过采样获取单元1001与测度序列计算单元1002连接，测度序列计算单元1002与载波频率偏移估计单元1003连接。

优选地，频域过采样获取单元1001包括时域补零单元和傅立叶变换单元，其中：时域补零单元，用于对接收到的同步导频序列进行时域补零；傅立叶变换单元，用于对补零后的同步导频序列执行傅立叶变换；时域补零单元与傅立叶变换单元连接。

进一步地，傅立叶变换单元1002优选为FFT单元或者DFT单元。

图11为根据本发明一实施例的频率偏移估计装置结构示意图。根据与图10对比可知，图11中的载波频率偏移估计单元包括：最大值检测单元1104，用于确定测度序列最大值的序号；参考值单元1105，用于保存预先设定的参考序号；频率偏移估计计算单元1106，用于对测度序列最大值的序号和预先设定的参考序号执行减法操作，以获得频率样点的偏移，并根据所述频率样点的偏移计算载波频率偏移估计；其中最大值检测单元1104与频率偏移估计计算单元1106连接，参考值单元1105与频率偏移估计计算单元1106连接。

显然，以上描述的载波频率偏移估计装置可以应用到各种载波频率偏移估计***和时间同步***中。

图12为根据本发明一实施例的通信***中的时间同步***的结构示意图。如图12所示，该***包括：粗时间同步装置1201，用于对接收信号序列进行初始时间同步估计，并根据初始时间同步估计对接收信号序列进行初始时延调整；如上任一项所述的载波频率偏移估计装置1202，用于对经过初始时延调整的接收信号序列进行载波频率偏移估计；载波频率偏移补偿装置1203，用于根据载波频率偏移估计对接收信号序列进行载波频率偏移补偿；精确时间同步装置1204，用于对经过载波频率偏移补偿的接收信号序列进行精确时间同步估计，并根据精确时间同步估计对该接收信号序列进行精确时延调整；其中粗时间同步装置1201与载波频率偏移估计装置1202连接，载波频率偏移估计装置1202与载波频率偏移补偿装置1203连接，载波频率偏移补偿装置1203与与粗时间同步装置1201和精确时间同步装置1204连接。

综上可知，在应用本发明后，可以显著地提高载波频率偏移估计的精度以及载波频率偏移估计的范围，并且不会显著增加复杂度。

以上所述，仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (21)

1、一种通信***中载波频率偏移估计方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：

A、接收同步导频序列，并获取所述同步导频序列的频域过采样；

B、在所述同步导频序列的频域过采样的离散频谱上，计算若干个离散谱线的幅值的平方，并对其进行求和，以得到测度序列；

C、根据所述测度序列进行载波频率偏移估计。

2、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤A所述获取频域过采样包括：

A1、对接收到的同步导频序列执行时域补零；

A2、对时域补零后的同步导频序列执行傅立叶变化，以得到同步导频序列的频域过采样。

3、根据权利要求2所述的方法，其特征在于，步骤A1所述执行时域补零为：根据载波频率偏移的精度而对接收到的同步导频序列进行相应的时域补零。

4、根据权利要求2所述的方法，其特征在于，步骤A2所述执行傅立叶变换为：执行快速傅立叶变换FFT或者离散傅立叶变换DFT。

5、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述同步导频序列包括至少两个子同步导频序列，所述子同步导频序列包括窄带成分和宽带成分，窄带成分对应的离散谱线的幅值高于宽带成分对应的离散谱线的幅值。

6、根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述各个子同步导频序列完全相同。

7、根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述子同步导频序列窄带成分的中心频率之间的频率间隔大于信道的相干带宽。

8、根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述子同步导频序列窄带成分的中心频率之间的频率间隔是不等间隔。

9、根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述子同步导频序列窄带成分所表现出的谱线为单频导频谱线。

10、根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述子同步导频序列宽带成分所表现出的谱线进一步包括：所述谱线为幅值平坦的离散谱线。

11、根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述子同步导频序列宽带成分所表现出的谱线进一步包括：所述谱线为等幅值。

12、根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述子同步导频序列宽带成分所表现出的谱线进一步包括：所述谱线在窄带成分附近频域是0幅值离散谱线。

13、根据权利要求1所述的方法，其特征在于：步骤B所述若干个离散谱线之间的频率间隔在所述同步导频序列中的若干个单频导频序列的频域间隔相同。

14、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤C包括：

C1、根据所述测度序列估计出频率样点的偏移；

C2、根据所述频率样点的偏移估计出所述载波频率偏移。

15、根据权利要求1-14中任一项所述的方法，其特征在于，所述通信***为正交频分复用OFDM通信***。

16、一种通信***中载波频率偏移估计装置，其特征在于，该装置包括：

频域过采样获取单元，用于获取接收到的同步导频序列的频域过采样；

测度序列计算单元，用于在所述同步导频序列的频域过采样的离散频谱上，计算若干个离散谱线的幅值的平方，并对其进行求和，以得到测度序列；

载波频率偏移估计单元，用于根据所述测度序列执行载波频率偏移估计；

其中频域过采样获取单元与测度序列计算单元连接，测度序列计算单元与载波频率偏移估计单元连接。

17、根据权利要求16所述的载波频率偏移估计装置，其特征在于，所述频域过采样获取单元包括：

时域补零单元，用于对接收到的同步导频序列执行时域补零；

傅立叶变换单元，用于对补零后的同步导频序列执行傅立叶变换；

其中时域补零单元与傅立叶变换单元连接。

18、根据权利要求16所述的载波频率偏移估计装置，其特征在于，所述载波频率偏移估计单元包括：

最大值检测单元，确定测度序列最大值的序号；

参考值单元，用于保存预先设定的参考序号；

频率偏移估计计算单元，用于对所述测度序列最大值的序号和预先设定的参考序号执行减法操作，以获得频率样点的偏移，并根据所述频率样点的偏移计算载波频率偏移估计；

其中最大值检测单元与频率偏移估计计算单元连接，参考值单元与频率偏移估计计算单元连接。

19、根据权利要求17所述的载波频率偏移估计装置，其特征在于，所述傅立叶变换单元为FFT单元或者DFT单元。

20、根据权利要求16-19中任一项所述的载波频率偏移估计装置，其特征在于，所述通信***为OFDM通信***。

21、一种通信***中的时间同步***，其特征在于，该***包括：

粗时间同步装置，用于对接收信号序列进行初始时间同步估计，并根据所述初始时间同步估计对接收信号序列进行初始时延调整；

如权利要求16-19中任一项所述的载波频率偏移估计装置，用于对经过初始时延调整的接收信号序列进行载波频率偏移估计；

载波频率偏移补偿装置，用于根据所述载波频率偏移估计对接收信号序列进行载波频率偏移补偿；

精确时间同步装置，用于对经过载波频率偏移补偿的接收信号序列进行精确时间同步估计，并根据所述精确时间同步估计对该接收信号序列进行精确时延调整；

其中粗时间同步装置与载波频率偏移估计装置连接，载波频率偏移估计装置与载波频率偏移补偿装置连接，载波频率偏移补偿装置与粗时间同步装置和精确时间同步装置连接。

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