CN101577692A - 一种正交频分复用***的信道估计方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种正交频分复用***的信道估计方法和装置。该方法包括：获得初始信道时域冲激响应；获得所述初始信道时域冲激响应中与有效多径时延位置对应的信道时域冲激响应，根据所述有效多径时延位置生成干扰矩阵；将所述干扰矩阵的逆和与所述多径时延位置对应的信道时域冲激响应相乘，获得修正后的信道时域冲激响应；对修正后的信道时域冲激响应进行傅里叶变换获得信道频域响应估计。本发明的方法和装置通过构造多径的干扰，将干扰矩阵的逆与有效信道时域冲激响应相乘以抑制能量泄漏，能有效消除虚拟子载波引入的能量泄漏问题，消除地板效应，提高信道估计精度，且可通过快速矩阵算法控制***复杂度。

Description

一种正交频分复用***的信道估计方法和装置

技术领域

本发明涉及无线移动通信技术领域，尤其涉及一种正交频分复用***的信道估计方法和装置。

背景技术

正交频分复用(OFDM)技术将高速数据流串并变换后复用在不同正交子载波上，在减少数据间干扰的同时提高了频谱效率。而且，每个子载波对应的子信道为频率平坦衰落信道，有效减少了多径衰落造成的符号间干扰。目前，OFDM技术已在无线局域网、增强型第三代移动通信***等中得以广泛应用。

为保证OFDM***在无线移动通信环境中的良好性能，接收端需提供对无线衰落信道尽可能准确的估计。因此，信道估计是OFDM***系带信号处理中无可缺少的重要环节。

图1示出正交频分复用***中数据发送和接收的***示意图。如图1所示，在发送端，数据经过信道编码、调制、空时编码，生成的信号和频域导频信号一起进行资源映射，再经过IFFT变化、成帧处理后进行发射。在接收端，经过FFT变换、导频数据分离后，分离的导频信号用于信道估计，根据信道估计的结果对分离出的数据信号进行空时译码，再经过解调、信道译码等操作还原发送的数据。

在实际的OFDM***中，为避免发送信号受到低通滤波器的影响，通常预留***所分配带宽边缘的部分子载波作为虚拟子载波。由于落入虚拟载波范围内的导频序列无法提供该频域范围内的信道信息，若对丢失部分频域信息的信道频域响应估计值进行傅立叶逆变换，得到的时域冲激响应将受到能量泄漏的影响而相互干扰，导致信道估计精度的下降。现有的信道估计技术大多未考虑能量泄漏的影响，在时域对有限个采样点进行截取，丢失了有效时域冲激响应，出现地板效应。因此，亟待一种有效消除能量泄漏影响的方法，提高实际***中的信道估计精度。

发明内容

本发明要解决的一个技术问题是提供一种正交频分复用***的信道估计方法，能够提高***中的信道估计精度。

本发明提供一种正交频分复用***的信道估计方法，包括：对位于有效子载波范围内的可用导频进行信道频域响应估计，进行傅里叶逆变换，获得初始信道时域冲激响应；获得初始信道时域冲激响应中与有效多径时延位置对应的信道时域冲激响应，根据有效多径时延位置生成干扰矩阵；将干扰矩阵的逆和与有效多径时延位置对应的信道时域冲激响应相乘，获得修正后的信道时域冲激响应；对修正后的信道时域冲激响应进行傅里叶变换，获得信道频域响应估计。

根据本发明的信道估计方法的一个实施例，该方法还根据预设的有效径判决门限确定所述有效多径时延位置。其中，该预设的有效径判决门限Thr为：

$\mathrm{Thr}=\mathrm{\ρP}\sqrt{2N_{\mathrm{av}}}/\mathrm{\ξ}$

其中，ρ＝J₀(2πf_DΔmT_s)，T_s为OFDM符号周期，f_D为最大多普勒频移，ξ为信噪比估计值，P为导频符号功率，N_av为用以计算判决门限Thr需统计的OFDM符号数。

根据本发明的信道估计方法的一个实施例，通过如下公式根据所述有效多径时延位置生成干扰矩阵：

其中 ${\mathrm{\δ}}_{i,j}(l_p,l_q)=W_N^{{\mathrm{\β}}_{l_q,l_p}}\frac{\sin (\mathrm{\π}(l_q-l_p+{\mathrm{\α}}_i)N_e/N)}{\sin (\mathrm{\π}(l_q-l_p+{\mathrm{\α}}_i)D_f/N)},$ $W_N^{{\mathrm{\β}}_{l_q,l_p}}=\exp (-j2\mathrm{\π}{\mathrm{\β}}_{l_q,l_p}/N),$ l₀，l₁，...，l_L’-1为所述有效多径时延位置，为不同发送天线时域冲激响应的相位旋转因子，α_i为不同发送天线时域冲激响应的位移因子，N为IFFT长度，N_e为有效子载波数，D_f为导频符号频域间隔。

进一步，对于频分多天线导频的OFDM***， ${\mathrm{\β}}_{l_p,l_q}=l_{q}i-(l_q-l_p)D_f/2,$ α_i＝0；或者，对于码分多天线导频的OFDM***， ${\mathrm{\β}}_{l_p,l_q}=(l_q-l_p+{\mathrm{\α}}_i)/2,$ α_i＝(i-1)K₀，D_f＝1，其中K₀为各个发送天线的时域冲激响应在时间轴上的间距。

根据本发明的信道估计方法的一个实施例，对修正后的信道时域冲激响应进行傅里叶变换获得信道频域响应估计的步骤包括：对修正后的信道时域冲激响应补0使样点数扩展至***FFT/IFFT长度N；对扩展后的信道时域冲激响应序列进行FFT变换，获得各个子载波上的信道频域响应。

本发明要解决的另一个技术问题是提供一种正交频分复用***的信道估计装置，能够提高***中的信道估计精度。

本发明提供一种正交频分复用***的信道估计装置，包括：初始时域冲激响应获取模块，用于对位于有效子载波范围内的可用导频进行信道频域响应估计，对所述信道频域响应估计进行傅里叶逆变换获得初始信道时域冲激响应，发送所述初始信道时域冲激响应；有效时域冲激响应获取模块，用于接收来自所述初始时域冲激响应获取模块的初始信道时域冲激响应，获得所述初始信道时域冲激响应中与有效多径时延位置对应的信道时域冲激响应，发送与所述有效多径时延位置对应的信道时域冲激响应；干扰矩阵获取模块，用于根据所述有效多径时延位置生成干扰矩阵，发送所述干扰矩阵；时域冲激响应修正模块，用于接收来自所述有效时域冲激响应获取模块的与所述有效多径时延位置对应的信道时域冲激响应，接收来自所述干扰矩阵获取模块的所述干扰矩阵，将所述干扰矩阵的逆和与所述多径时延位置对应的信道时域冲激响应相乘，获得修正后的信道时域冲激响应，发送所述修正后的信道时域冲激响应；频域响应估计获取模块，用于接收来自所述时域冲激响应修正模块的所述修正后的信道时域冲激响应，对所述修正后的信道时域冲激响应进行傅里叶变换，获得修正后的信道频域响应估计。

进一步，该信道估计装置还包括：有效多径时延位置获取模块，用于根据预设的有效径判决门限确定所述有效多径时延位置，发送所述有效多径时延位置；所述有效时域冲激响应获取模块还用于接收来自所述有效多径时延位置获取模块的所述有效多径时延位置；所述干扰矩阵获取模块还用于接收来自所述有效多径时延位置获取模块的所述有效多径时延位置。

进一步，上述频域响应估计获取模块对所述修正后的信道时域冲激响应补0使样点数扩展至***FFT/IFFT长度N；对所述扩展后的信道时域冲激响应序列进行FFT变换，获得各个子载波上的修正后的信道频域响应。

本发明提供的信道估计方法和装置，通过构造多径的干扰，将干扰矩阵的逆与有效信道时域冲激响应相乘以抑制能量泄漏，消除地板效应，提高信道估计的精度。

附图说明

图1示出正交频分复用***中数据发送和接收的***示意图；

图2示出本发明的正交频分复用***的信道估计方法的一个实施例的流程图；

图3示出本发明的正交频分复用***的信道估计方法的另一个实施例的流程图；

图4示出本发明的正交频分复用***的信道估计装置的一个实施例的框图；

图5示出本发明的正交频分复用***的信道估计装置的另一个实施例的框图。

具体实施方式

下面参照附图对本发明进行更全面的描述，其中说明本发明的示例性实施例。在附图中，相同的标号表示相同或者相似的组件或者元素。

图2示出本发明的正交频分复用***的信道估计方法的一个实施例的流程图。

如图2所示，在步骤202，对位于有效子载波范围内的可用导频进行信道频域响应估计，然后进行傅里叶逆变换，获得初始信道时域冲激响应。例如，信道频域估计可以通过在各个导频子载波上进行基于最小二乘或最小均方误差准则进行。

在步骤204，获得初始信道时域冲激响应中与有效多径时延位置对应的信道时域冲激响应，并根据有效多径时延位置生成干扰矩阵。有效多径位置可以通过根据预先设定的有效径判决门限来确定；对于信道多径时延已知的***，可以直接根据已知的多径时延信息确定有效多径时延位置。对于信道多径时延未知的***，保留多径的方法还包括将前Lmax点均保留下来，其中Lmax为最大多径时延；或者，按幅度从大到小，保留L′个点，L′为经验值，在不同信道环境中不同。

在步骤206，将干扰矩阵的逆和与有效多径时延位置对应的信道时域冲激响应相乘，获得修正后的信道时域冲激响应；

在步骤208，对修正后的信道时域冲激响应进行傅里叶变换，获得修正后的信道频域响应估计。

图3示出本发明的正交频分复用***的信道估计方法的另一个实施例的流程图。

如图3所示，在步骤302，接收信号，将接收的信号进行FFT变换，将经过FFT变换的接收信号中将导频符号分离出来。

在步骤304，根据最小二乘或最小均方误差准则求得信道频域响应估计，经IFFT后得到初始时域冲激响应估计值

i，j分别表示第i根发送天线和第j根接收天线。

在步骤306，根据预先设定的有效径判决门限，寻找有效多径时延位置l₀，l₁，...，l_L’-1，保留与有效多径时延位置对应的有效信道时域冲激响应 ${\tilde{h}}_{i,j}={[{\hat{h}}_{i,j}\left(l_0\right),{\hat{h}}_{i,j}\left(l_1\right),...{\hat{h}}_{i,j}\left(l_{L^{\′}-1}\right)]}^T.$

在步骤308，根据确定的有效多径时延位置重构各个多径时延对应的干扰δ_i，j，并构造干扰矩阵A_i，j：

其中 ${\mathrm{\δ}}_{i,j}(l_p,l_q)=W_N^{{\mathrm{\β}}_{l_q,l_p}}\frac{\sin (\mathrm{\π}(l_q-l_p+{\mathrm{\α}}_i)N_e/N)}{\sin (\mathrm{\π}(l_q-l_p+{\mathrm{\α}}_i)D_f/N)},$ $W_N^{{\mathrm{\β}}_{l_q,l_p}}=\exp (-j2\mathrm{\π}{\mathrm{\β}}_{l_q,l_p}/N),$

为不同发送天线时域冲激响应的相位旋转因子，α_i为不同发送天线时域冲激响应的位移因子。根据不同的导频方式(例如，频分多天线导频、码分多天线导频)，这两个参数有所不同。

用干扰矩阵A_i，j的逆乘以有效信道时域冲激响应 ${\tilde{h}}_{i,j}={[{\hat{h}}_{i,j}\left(l_0\right),{\hat{h}}_{i,j}\left(l_1\right),...{\hat{h}}_{i,j}\left(l_{L^{\′}-1}\right)]}^T,$ 得到修正的时域冲激响应h_i，j：

${\stackrel{\‾}{h}}_{i,j}=A_{i,j}^{-1}{\tilde{h}}_{i,j}---\left(2\right)$

在步骤310，将修正的时域冲激响应h_i，j添0至N点，然后进行FFT变换，得到修正的信道频域响应估计。

根据本发明的一个实施例，对于信道多径时延未知的***，可根据如下公式获得预先设定的有效判决门限Thr，：

$\mathrm{Thr}=\mathrm{\ρP}\sqrt{2N_{\mathrm{av}}}/\mathrm{\ξ}---\left(3\right)$

其中，ρ＝J₀(2πf_DΔmT_s)，T_s为OFDM符号周期，f_D为最大多普勒频移，ξ为信噪比估计值，P为导频符号功率，N_av为用以计算判决门限Thr需统计的OFDM符号数。根据公式(3)对初始信道时域冲激响应进行有效径保留：

${\tilde{h}}_{i,j}\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}{\hat{h}}_{i,j}\left(n\right),& {\left|{\hat{h}}_{i,j}\left(n\right)\right|}^2\≥\mathrm{Thr}\\ 0,& \mathrm{else}\end{array}\right.---\left(4\right)$

根据本发明的一个实施例，对于信道多径时延未知的***，根据预先设定的判决门限，寻找有效多径时延位置。并可以将多个收发天线对及多个导频符号联合统计，以确定有效多径时延位置l₀，l₁，...，l_L’-1。

根据本发明的一个实施例，对于信道多径时延已经的***，可以直接根据已知的多径时延信息，确定有效多径时延位置l₀，l₁，...，l_L’-1，并将有效多径时延位置对应的时域冲激响应保留：

${\tilde{h}}_{i,j}={[{\hat{h}}_{i,j}\left(l_0\right),{\hat{h}}_{i,j}\left(l_1\right),...{\hat{h}}_{i,j}\left(l_{L^{\′}-1}\right)]}^T.$

根据本发明的一个实施例，可将干扰矩阵A_i，j变型为复共轭对称矩阵，以乔里斯基(Cholesky)分解法求解更精确的信道时域冲激响应，从而达到降低计算复杂度的效果。

需要指出，本发明的方法适用于单发单收、单发多收或者多发多收的OFDM通信***。

下面通过一个具体应用例对本发明的方法进行进一步的说明。

在该应用例中，假设OFDM***的FFT/IFFT长度为N，有效子载波数为N_e，虚拟子载波数为N-N_e。接收机第j根天线上收到的频域信号Y_j[k]为：

Y_j[k]＝H_j，i[k]P_i[k]+V_j[k]，k∈Ω_uc                (5)

其中，H_j，i[k]表示第i根发送天线至第j根接收天线的信道频域响应，P_i[k]为第i根发送天线的导频符号，Ω_uc为有效子载波集合。

第一步：在各个导频子载波上进行基于最小二乘或最小均方误差准则的信道频域估计，并进行IFFT变换得到初始的信道时域冲激响应

对于频分多天线导频方法的OFDM***，即在各个发送天线对应的子载波上除以各自的导频序列，得到各个发送天线的有噪信道频域响应估计值：

${\hat{H}}_{j,i}\left[k\right]=Y_j\left[k\right]/P_i\left[k\right]=H_{j,i}\left[k\right]+V_j\left[k\right]/P_i\left[k\right],k\∈{\mathrm{\Ω}}_{\mathrm{uc}}---\left(6\right)$

对各个发送天线的分别进行N/D_f点IFFT变换，得到各个发送天线初始的信道时域冲激响应

其中N为IFFT长度，D_f为导频符号频域间隔。

对于码分多天线导频方法的OFDM***，以指数型导频为例，即将第一根发送天线导频符号的共轭乘以频域信号Y_j[k]，得到各个发送天线的有噪信道频域响应估计值的累加：

$\hat{H}\left[k\right]=Y_j\left[k\right]P_i^{*}\left[k\right]/{\left|P_i\right[k\left]\right|}^2=\underset{i=1}{\overset{T_x}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{j,i}\left[k\right]e^{-j2\mathrm{\πk}(i-1)K_0/N}+{\hat{V}}_j\left[k\right],k\∈{\mathrm{\Ω}}_{\mathrm{uc}}---\left(7\right)$

对频域信号

进行N点IFFT变换，得到所有发送天线初始的信道时域冲激响应

各个发送天线的时域冲激响应在时间轴上互不重叠，其间距为K₀。

第二步：根据上述公式(3)设定有效径判决门限Thr，根据上述公式(4)从第一步所得的初始信道时域冲激响应中寻找有效多径时延位置l₀，l₁，...，l_L’-1，并保留所述有效多径时延位置对应的时域冲激响应： ${\tilde{h}}_{i,j}={[{\hat{h}}_{i,j}\left(l_0\right),{\hat{h}}_{i,j}\left(l_1\right),...{\hat{h}}_{i,j}\left(l_{L^{\′}-1}\right)]}^T.$ 为提高多径检测的准确度，可以通过对多个发送天线及多个导频符号的联合统计确定有效多径时延位置。

第三步：根据上述步骤确定的有效多径时延位置重构各个多径时延对应的干扰 ${\mathrm{\δ}}_{i,j}(l_p,l_q)=W_N^{{\mathrm{\β}}_{l_q,l_p}}\sin (\mathrm{\π}(l_q-l_p+{\mathrm{\α}}_i)N_e/N)/\sin (\mathrm{\π}(l_q-l_p+{\mathrm{\α}}_i)D_f/N).$

对于不同的导频方式，干扰δ_i，j有所不同。例如，对于频分多天线导频方法的OFDM***， ${\mathrm{\β}}_{l_p,l_q}=l_{q}i-(l_q-l_p)D_f/2,$ α_i＝0。对于码分多天线导频方法的OFDM***， ${\mathrm{\β}}_{l_p,l_q}=(l_q-l_p+{\mathrm{\α}}_i)/2,$ α_i＝(i-1)K₀，D_f＝1。

然后根据δ_i，j通过前面的公式(1)构造干扰矩阵A_i，j。

将第二步中保留的时域冲激响应

与干扰矩阵A_i，j的逆相乘(参见上面的公式(2))，以消除虚拟子载波引入的能量泄漏对信道估计造成的影响，得到更加准确的信道时域冲激响应h_i，j。

优选地，A_i，j变形为复共轭对称矩阵。以频分多天线导频方式为例，将

与

合并，新干扰矩阵

第(p，q)个元素为 ${\widetilde{\mathrm{\δ}}}_i(l_p,l_q)=W_N^{((l_q-l_p)D_f/2)}\sin (\mathrm{\π}(l_q-l_p)N_e/N)/\sin (\mathrm{\π}(l_q-l_p)D_f/N),$ 该干扰矩阵

为复共轭对称矩阵。可利用Cholesky分解求解方程组代替矩阵求逆，从而达到降低计算复杂度的效果。

第四步：对第三步所得信道时域冲激响应估计 ${\stackrel{\‾}{h}}_{i,j}={[{\stackrel{\‾}{h}}_{i,j}\left(l_0\right),{\hat{h}}_{i,j}\left(l_1\right),...,{\hat{h}}_{i,j}\left(l_{L^{\′}-1}\right)]}^T$ 添0至N点后进行傅里叶变换，得到修正后的信道频域响应估计。

图4示出本发明的正交频分复用***的信道估计装置的一个实施例的框图。如图4所示，该信道估计装置包括初始时域冲激响应获取模块41、有效时域冲激响应获取模块42、干扰矩阵获取模块43、时域冲激响应修正模块44和频域响应估计获取模块45。其中，初始时域冲激响应获取模块41用于对位于有效子载波范围内的可用导频进行信道频域响应估计，对信道频域响应估计进行傅里叶逆变换，获得初始信道时域冲激响应，发送获得的初始信道时域冲激响应到有效时域冲激响应获取模块42。有效时域冲激响应获取模块42，用于接收来自初始时域冲激响应获取模块41的初始信道时域冲激响应，获得初始信道时域冲激响应中与有效多径时延位置对应的信道时域冲激响应，发送与有效多径时延位置对应的信道时域冲激响应。干扰矩阵获取模块43，用于根据有效多径时延位置生成干扰矩阵，发送干扰矩阵。时域冲激响应修正模块44，用于接收来自有效时域冲激响应获取模块42的与有效多径时延位置对应的信道时域冲激响应，接收来自干扰矩阵获取模块43的干扰矩阵，将干扰矩阵的逆和与有效多径时延位置对应的信道时域冲激响应相乘，获得修正后的信道时域冲激响应，发送修正后的信道时域冲激响应到频域响应估计获取模块45。频域响应估计获取模块45，用于接收来自时域冲激响应修正模块44的修正后的信道时域冲激响应，对修正后的信道时域冲激响应进行傅里叶变换，获得修正后的信道频域响应估计。

图5示出本发明的正交频分复用***的信道估计装置的另一个实施例的框图。图5的信道估计装置和图4相比，增加了有效多径时延位置获取模块56，用于根据预设的有效径判决门限确定有效多径时延位置，发送有效多径时延位置到有效时域冲激响应获取模块42和干扰矩阵获取模块43。有效时域冲激响应获取模块43从有效多径时延位置获取模块56接收有效多径时延位置。干扰矩阵获取模块43从有效多径时延位置获取模块56的有效多径时延位置。其他的模块描述可以参见图4中对应模块的描述，为简洁起见，在此不再祥述。

其中，图5中有效多径时延位置获取模块56采用的预设的有效径判决门限Thr为 $\mathrm{Thr}=\mathrm{\ρP}\sqrt{2N_{\mathrm{av}}}/\mathrm{\ξ}.$ 其中，ρ＝J₀(2πf_DΔmT_s)，T_s为OFDM符号周期，f_D为最大多普勒频移，ξ为信噪比估计值，P为导频符号功率，N_av为用以计算判决门限Thr需统计的OFDM符号数。

根据本发明的信道估计装置的一个实施例，有效多径时延位置获取模块根据预设的有效径判决门限通过对多个收发天线对及多个导频符号的联合统计确定所述有效多径时延位置。此外，干扰矩阵获取模块通过上面的公式(1)根据有效多径时延位置生成干扰矩阵A_i，j。

根据本发明的信道估计装置的一个实施例，时域冲激响应修正模块将干扰矩阵变型为复共轭对称矩阵，通过采用矩阵求逆的快速算法计算干扰矩阵的逆，以降低计算复杂度。

根据本发明的信道估计装置的一个实施例，频域响应估计获取模块对修正后的信道时域冲激响应补0使样点数扩展至***FFT/IFFT长度N；对扩展后的信道时域冲激响应序列进行FFT变换，获得各个子载波上的修正后的信道频域响应。

本发明的方法和装置通过构造多径的干扰，将干扰矩阵的逆与有效信道时域冲激响应相乘以抑制能量泄漏，适用于单天线及多天线OFDM***，可灵活的应用于已经或未知信道多径时延信息的***。此方法能有效消除虚拟子载波引入的能量泄漏问题，消除地板效应，提高信道估计精度，且可通过快速矩阵算法控制***复杂度。

本发明的描述是为了示例和描述起见而给出的，而并不是无遗漏的或者将本发明限于所公开的形式。很多修改和变化对于本领域的普通技术人员而言是显然的。选择和描述实施例是为了更好说明本发明的原理和实际应用，并且使本领域的普通技术人员能够理解本发明从而设计适于特定用途的带有各种修改的各种实施例。

Claims (11)

1.一种正交频分复用***的信道估计方法，其特征在于，包括：

对位于有效子载波范围内的可用导频进行信道频域响应估计，进行傅里叶逆变换，获得初始信道时域冲激响应；

获得所述初始信道时域冲激响应中与有效多径时延位置对应的信道时域冲激响应，根据所述有效多径时延位置生成干扰矩阵；

将所述干扰矩阵的逆和与所述有效多径时延位置对应的信道时域冲激响应相乘，获得修正后的信道时域冲激响应；

对所述修正后的信道时域冲激响应进行傅里叶变换，获得信道频域响应估计。

2.根据权利要求1所述的正交频分复用***的信道估计方法，其特征在于，还包括步骤：

根据预设的有效径判决门限确定所述有效多径时延位置。

3.根据权利要求2所述的正交频分复用***的信道估计方法，其特征在于，所述预设的有效径判决门限Thr为：

$\mathrm{Thr}=\mathrm{\ρP}\sqrt{{2N}_{\mathrm{av}}}/\mathrm{\ξ}$

其中，ρ＝J₀(2πf_DΔmT_s)，Ts为OFDM符号周期，fD为最大多普勒频移，ξ为信噪比估计值，P为导频符号功率，Nav为用以计算判决门限Thr需统计的OFDM符号数。

4.根据权利要求2或3所述的正交频分复用***的信道估计方法，其特征在于，所述根据预设的有效径判决门限确定所述有效多径时延位置的步骤包括：

根据预设的有效径判决门限通过对多个收发天线对及多个导频符号的联合统计确定所述有效多径时延位置。

5.根据权利要求1所述的正交频分复用***的信道估计方法，其特征在于，通过如下公式根据所述有效多径时延位置生成干扰矩阵：

其中 ${\mathrm{\δ}}_{i,j}(l_p,l_q)=W_N^{{\mathrm{\β}}_{l_q,l_p}}\frac{\sin (\mathrm{\π}(l_q-l_p+{\mathrm{\α}}_i)N_e/N)}{\sin (\mathrm{\π}(l_q-l_p+{\mathrm{\α}}_i)D_f/N)},$ $W_N^{{\mathrm{\β}}_{l_q,l_p}}=\exp (-j2\mathrm{\π}{\mathrm{\β}}_{l_q,l_p}/N),$ l₀，l₁，...，l_L’-1为所述有效多径时延位置，

为不同发送天线时域冲激响应的相位旋转因子，α_i为不同发送天线时域冲激响应的位移因子，N为IFFT长度，N_e为有效子载波数，D_f为导频符号频域间隔。

6、根据权利要求1所述的正交频分复用***的信道估计方法，其特征在于，所述对所述修正后的信道时域冲激响应进行傅里叶变换获得信道频域响应估计的步骤包括：

对所述修正后的信道时域冲激响应补0使样点数扩展至***FFT/IFFT长度N；

对所述扩展后的信道时域冲激响应序列进行FFT变换，获得各个子载波上的信道频域响应。

7.一种正交频分复用***的信道估计装置，其特征在于，包括：

初始时域冲激响应获取模块，用于对位于有效子载波范围内的可用导频进行信道频域响应估计，对所述信道频域响应估计进行傅里叶逆变换获得初始信道时域冲激响应，发送所述初始信道时域冲激响应；

有效时域冲激响应获取模块，用于接收来自所述初始时域冲激响应获取模块的初始信道时域冲激响应，获得所述初始信道时域冲激响应中与有效多径时延位置对应的信道时域冲激响应，发送与所述有效多径时延位置对应的信道时域冲激响应；

干扰矩阵获取模块，用于根据所述有效多径时延位置生成干扰矩阵，发送所述干扰矩阵；

时域冲激响应修正模块，用于接收来自所述有效时域冲激响应获取模块的与所述有效多径时延位置对应的信道时域冲激响应，接收来自所述干扰矩阵获取模块的所述干扰矩阵，将所述干扰矩阵的逆和与所述有效多径时延位置对应的信道时域冲激响应相乘，获得修正后的信道时域冲激响应，发送所述修正后的信道时域冲激响应；

频域响应估计获取模块，用于接收来自所述时域冲激响应修正模块的所述修正后的信道时域冲激响应，对所述修正后的信道时域冲激响应进行傅里叶变换，获得修正后的信道频域响应估计。

8.根据权利要求7所述的正交频分复用***的信道估计装置，其特征在于，还包括：

有效多径时延位置获取模块，用于根据预设的有效径判决门限确定所述有效多径时延位置，发送所述有效多径时延位置；

所述有效时域冲激响应获取模块还用于接收来自所述有效多径时延位置获取模块的所述有效多径时延位置；所述干扰矩阵获取模块还用于接收来自所述有效多径时延位置获取模块的所述有效多径时延位置。

9.根据权利要求8所述的正交频分复用***的信道估计装置，其特征在于，所述有效多径时延位置获取模块根据预设的有效径判决门限通过对多个收发天线对及多个导频符号的联合统计确定所述有效多径时延位置。

10.根据权利要求7所述的正交频分复用***的信道估计装置，其特征在于，所述干扰矩阵获取模块通过如下公式根据所述有效多径时延位置生成干扰矩阵：

其中 ${\mathrm{\δ}}_{i,j}(l_p,l_q)=W_N^{{\mathrm{\β}}_{l_q,l_p}}\frac{\sin (\mathrm{\π}(l_q-l_p+{\mathrm{\α}}_i)N_e/N)}{\sin (\mathrm{\π}(l_q-l_p+{\mathrm{\α}}_i)D_f/N)},$ $W_N^{{\mathrm{\β}}_{l_q,l_p}}=\exp (-j2\mathrm{\π}{\mathrm{\β}}_{l_q,l_p}/N),$ l₀，l₁，...，l_L’-1为所述有效多径时延位置，为不同发送天线时域冲激响应的相位旋转因子，α_i为不同发送天线时域冲激响应的位移因子，N为IFFT长度，N_e为有效子载波数，D_f为导频符号频域间隔。

11、根据权利要求7所述的正交频分复用***的信道估计装置，其特征在于，所述频域响应估计获取模块对所述修正后的信道时域冲激响应补0使样点数扩展至***FFT/IFFT长度N；对所述扩展后的信道时域冲激响应序列进行FFT变换，获得各个子载波上的修正后的信道频域响应。

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