CN1937606A - 多用户分块传输***上行链路的载波频率跟踪方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种多用户分块传输***上行链路的载波频率跟踪方法，在满足以下条件下：a用户u经过载波频偏捕获后，剩余相对载波频偏控制在2％以内；b定时同步已经完成；该跟踪方法包括以下步骤：(1)***进入正常跟踪状态，基站将接收到的原始多用户上行时域基带信号为每个用户备份，基站利用频偏估计值进行纠偏，同时选定回传频偏估计值所需要的纠正门限δ₁；(2)根据当前帧信道估计和判决的结果，基站重构与用户u的信号相对应的不含频偏的时域信号，计算频偏的估计值；(3)利用步骤(1)、(2)纠偏，估计频偏值。本发明基于信号重构，可有效抑制载波频率的缓慢漂移，计算复杂度低，实现简单，跟踪速度快，精度高，不额外占用频谱资源，提高了传输效率。

Description

多用户分块传输***上行链路的载波频率跟踪方法

技术领域

本发明涉及宽带数字通信传输方法，属于宽带无线通信技术领域。

背景技术

通信技术在最近几十年，特别是二十世纪九十年代以来得到了长足发展，对人们日常生活和国民经济的发展产生了深远的影响。而未来通信技术正朝着宽带高速的方向发展，因此许多宽带数字传输技术受到广泛的关注，正交频分复用(以下简称OFDM：OrthogonalFrequency Division Multiplexing)和频域均衡的单载波(以下简称SC-FDE：Single Carrierwith Frequency Domain Equalization)就是两种被人们重视的宽带数字传输技术，它们都属于分块传输技术，而目前OFDM受关注的程度要远远超过SC-FDE，并且在多种标准中成为支撑技术，例如：无线局域网(WLAN：Wireless Local Area Network)中的IEEE802.11a；无线城域网(WMAN：Wireless Metropolitan Area Network)中的IEEE802.16；有线数据传输中的各种高速数字用户线(xDSL：Digital Subscriber Line)都是基于OFDM技术的标准。SC-FDE并没有被这些标准采用，只是在IEEE802.16中与OFDM共同建议为物理层传输技术。

OFDM和SC-FDE都属于分块传输技术，它们所构成的***称为分块传输***。在移动通信***中，必须采用有效的多址接入技术。多址接入技术的基本类型有频分多址FDMA(Frequency Division Multiple Access)，时分多址TDMA(Time Division MultipleAccess)和码分多址CDMA(Code Division Multiple Access)。FDMA和TDMA实现简单，但分别需要在频域和时域留有保护带，效率低。CDMA作为一种多址技术，其用户容量显著高于TDMA和FDMA，但在上行链路(从移动终端到基站)中，一般存在严重的多用户干扰。虽然可以采用多用户检测技术以对抗多用户干扰，但实现复杂；多载波CDMA(MC-CDMA)也存在与普通CDMA相同的问题。在无线局域网中的载波侦听/碰撞回避技术，如果用于移动通信的多址接入，效率很低。

正交频分多址OFDMA(Orthogonal Frequency DiVision Multiple Access)，是一种近几年受到关注的宽带无线通信多址技术，是一种基于OFDM的多址接入技术，本质上可以看作是一种新型的频分多址技术。OFDMA把整个带宽划分成大量的窄带子信道，一个用户分配一个或若干子信道组，每个子信道组包含一定数量的子信道。OFDMA实现简单，频谱利用率高。在上行链路中，无多用户干扰。OFDMA建立子信道组的方案一般有两种，一种是相邻的一定数量的子信道形成子信道组，即块状子信道组，第二种方案是子信道组的所有子信道按照一定的间隔散布在整个带宽中，即梳状子信道组。此外子信道也可以综合这两个方案，即随机分布在整个带宽中。第二种方案相比较第一种方案，具有优势，尤其在频率选择性衰落信道中。

多用户分块传输***DFT-SOFDM(Discrete Fourier Transform-Spread OFDM)是一种新的宽带无线通信多址技术，是OFDMA与SC-FDE的结合。在传输端，用户u的信号经过离散傅立叶变换(以下简称DFT：Discrete Fourier Transform)后，得到其频域信号，将该频域信号放置在用户u的子信道上，再进行离散傅里叶逆变换(以下简称IDFT：Inverse DiscreteFourier Transform)变回时域，加循环前缀传输。与OFDMA相比，DFT-SOFDM没有严重的PAPR问题，但DFT-SOFDM与OFDMA对同步的精度要求都特别高。例如DFT-SOFDM与OFDMA都要求剩余相对载波频偏控制在2％的范围内，否则***的性能会受到很大的影响。

同步技术可分为定时同步和载波频率同步。载波频率同步一般分为以下两个步骤：载波频率捕获和载波频率跟踪，又称为粗载波频率同步和细载波频率同步。接收端首先进行载波频率捕获，将载波频率控制在较小的范围内，使***能够正常工作。为了维持较好的同步性能，必须进行载波频率跟踪。载波频率跟踪即细载波频率同步跟踪载波频率偏差的变化，防止其累积效应，保证载波频率同步的精度。所以，接收机必须要跟踪载波频率偏差的变化。

建立子信道组时，非块状方案载波同步的要求比块状方案更严，尤其在载波频率捕获阶段，因为大的载波同步误差会造成严重的多址干扰，甚至使相邻用户不能正常工作。在载波频率跟踪阶段，不同子信道组建立方案差别不大。

目前在DFT-SOFDM与OFDMA的***的上行链路中，载波频率跟踪是个难点，目前主要采用基于导频的载波同步方法，即在传输过程中***一些接收端已知的符号，接收端利用这些已知符号进行载波频率估计，这类方法一般比较简单，估计精度依赖于***的己知符号的数量，缺点是降低了***的效率。

发明内容

本发明针对现有技术存在的问题，提供一种多用户分块传输***(如OFDMA，DFT-SOFDM，)上行链路的载波频率跟踪方法，该方法在不牺牲***的频谱效率的情况下，具有精度高、实现简单的特点。

由于本发明提供的是一种载波频率跟踪方法，在载波频率有慢抖动或缓慢漂移的情况下本发明的方法可以跟踪这种抖动或漂移，使***维持在一个好的同步状态。由于它仅仅是一个高精度的载波频率跟踪方法，所以对其工作条件要作一些假设，假设用户u经过载波频偏捕获后，剩余相对载波频偏控制在2％以内。这些假设可以用现有高精度的载波频率捕获方法或结合一定的细同步实现，这种捕获方式已经实际存在，例如发表在《电子信息学报》2004年第6期上的论文“一种新的OFDM载波频率捕获方法”就可以满足这种精度要求。另外，假设定时同步已经完成。

在满足以下条件下：a用户u经过载波频偏捕获后，剩余相对载波频偏控制在2％以内；b定时同步已经完成，本发明的多用户分块传输***上行链路的载波频率跟踪方法，包括以下步骤：

(1)***进入正常跟踪状态，基站将接收到的原始多用户上行时域基带信号r＝(r₀，r₁，…，r_N-1)为每个用户备份，基站利用频偏估计值进行纠偏，同时选定回传频偏估计值所需要的纠正门限δ₁；

(2)根据当前帧信道估计和判决的结果，基站重构与用户u的信号相对应的不含频偏的时域信号，并且根据用户u的子信道组恢复用户u的含有频偏的时域信号，根据恢复的含有频偏的信号和重构信号，计算频偏的估计值；

(3)利用步骤(1)、(2)纠偏，估计频偏值，此估计值用于下一帧信号的频偏纠正。

下面对以上步骤作详细说明：

首先对涉及的符号进行以下说明：

n：子信道整体标号，O≤n≤N-1。分块传输***中，通信双方把整个可用频带划分成N个子信道，在基于FFT实现的分块传输***中，n同时也是频域变量的标号。

m：子信道的局部标号，是同一个子信道组中第m个子信道标号，称m为该子信道组中的局部标号。

k_m：表示子信道组的局部标号为m的子信道的整体标号。

K_u：第u个用户的信道组集合，它是由第u个用户的所有子信道的整体标号组成的集合。

第(1)步，***进入正常跟踪状态，基站将接收到的原始多用户上行时域基带信号r＝(r₀，r₁，…，r_N-I)为每个用户备份，基站利用频偏估计值进行纠偏，同时选定回传频偏估计值所需要的纠正门限δ₁。

假设当前帧的频偏估计值为

基站利用此估计值进行时域纠偏。纠偏方法分为两种，反馈纠偏方法与本地纠偏方法。设纠正门限为δ₁，例如3％相对频偏。

反馈纠偏方法如下。如果

为了降低噪声的影响，一般当 连续出现若干次，例如3次时，接收端再将其反馈给用户u，用户u进行纠偏，例如可以用收到的频偏值作为发送振动器锁相环的误差信号，用锁相环路对发射频率进行微调，也可以用其他方法进行纠正，用户u端完成频偏纠正后，发送一个纠偏完成标志位。

本地纠偏方法如下。如果

基站利用公式 $r_n^{\widehat{\mathrm{\ϵ}}}=r_n{e}^{\frac{-j2\mathrm{\π}\widehat{\mathrm{\ϵ}}(n+L)}{N}},$ n＝0，1，…，N-1，对接收到的原始多用户上行时域基带信号r＝(r₀，r₁，…，r_N-1)进行纠偏，保存纠偏后的向量 $r^{\widehat{\mathrm{\ϵ}}}=(r_0^{\widehat{\mathrm{\ϵ}}},r_1^{\widehat{\mathrm{\ϵ}}},...,r_{N-1}^{\widehat{\mathrm{\ϵ}}}).$

第(2)步，根据当前帧信道估计和判决的结果，基站重构与用户u的信号相对应的不含频偏的时域信号，并且根据用户u的子信道组恢复用户u的含有频偏的时域信号，根据恢复的含有频偏的信号和重构信号，计算频偏的估计值。

按照第(1)步描述的过程对r纠偏处理，得到的信号记为

进行N点FFT变换，即

$Y=\mathrm{FFT}\left(r^{\widehat{\mathrm{\ϵ}}}\right)---\left(1\right)$

由下式得到用户u的频域信号：

$Y^u=(Y_{k_0},Y_{k_1},...,Y_{k_{M-1}})=(Y_0^u,Y_1^u,...,Y_{M-1}^u)$

由于本发明的方法适用于OFDMA和DFT-SOFDM两种***，本步骤对于两种***的判决方法和重构信号方法有所不同，现分别加以说明：

A)OFDMA***：

由信道估计得到用户u上行信道的频域特性

(m＝0，1，…，M-1)，然后对Y_m ^u，(m＝0，1，…，M-1)进行频域均衡，对均衡后的数据根据采用的调制方式判决，得到用户u判决后的数据帧符号

(m＝0，1，…，M-1)，其误比特率会比较低，例如小于10^-1甚至可以到10^-3量级，其中M是第u个用户的子信道组的子信道数，此时判决过程消除了绝大部分频偏和噪声的影响；重构信号时，利用

(m＝0，1，…，M-1)，根据公式：

如果n＝k_m∈K_u，n＝0，1，…，N-1；    (2)

并且对 ${\tilde{Y}}^u=({\tilde{Y}}_0^u,{\tilde{Y}}_0^u,...,{\tilde{Y}}_{N-1}^u)$ 做N点IFFT变换，重构出不含频偏的接收信号的时域形式

即 ${\tilde{y}}^u=\mathrm{IFFT}\left({\tilde{Y}}^u\right);$

B)DFT-SOFDM***：

由信道估计得到用户u上行信道的频域特性 (m＝0，1，…，M-1)，然后对Y_m ^u，(m＝0，1，…，M-1)进行频域均衡，对均衡后的数据做M点IFFT变换，再对IFFT后的数据根据采用的调制方式进行判决，得到用户u判决后的数据帧符号 (m＝0，1，…，M-1)，其误比特率会比较低，例如小于10^-1甚至可以到10^-3量级，其中M是第u个用户的子信道组的子信道数，此时判决过程消除了绝大部分频偏和噪声的影响；重构信号时，将 (m＝0，1，…，M-1)做M点FFT变换，即 ${\tilde{S}}^u=\mathrm{FFT}\left({\tilde{S}}^u\right),$ 根据公式：

如果n＝k_m∈K_u，n＝0，1，…，N-1；    (2’)

并且对 ${\tilde{Y}}^u=({\tilde{Y}}_0^u,{\tilde{Y}}_1^u,...,{\tilde{Y}}_{N-1}^u)$ 做N点IFFT变换，重构出不含频偏的接收信号的时域形式 即 ${\tilde{y}}^u=\mathrm{IFFT}\left({\tilde{Y}}^u\right).$

无论是OFDMA还是DFT-SOFDM***，都是根据下面的公式，得到的用户u的频域信息：

                      (3)

对其进行N点IFFT变换，恢复用户u的含有频偏的时域形式信号，即 ${\hat{y}}^u=\mathrm{IFFT}\left({\hat{Y}}^u\right).$ 在频偏比较小的情况下，恢复值接近实际值。

由于含有剩余频偏的接收信号时域形式的恢复值与不含频偏的重构值都是复数向量，分别将它们的分量写成：

${\hat{y}}_n^u=x_n+{\mathrm{jy}}_n,n=\mathrm{0,1},...,N-1$

${\tilde{y}}_n^u=a_n+{\mathrm{jb}}_n,n=\mathrm{0,1},...,N-1$

由公式

${\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_i=\frac{N}{2\mathrm{\π}}\frac{\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}(n+L)(y_n{a}_n-x_n{b}_n)}{\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{(n+L)}^2(a_n^2+b_m^2)}---\left(4\right)$

得到当前传输帧剩余频偏的估计值 其中L是循环前缀的长度。令 $\widehat{\mathrm{\ϵ}}={\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_i+\widehat{\mathrm{\ϵ}},\widehat{\mathrm{\ϵ}}$ 作为频偏估计值以用于下一帧信号纠偏。基站在收到用户u发送的纠偏标志位前，每估计一次剩余频偏，估计值将不断累加到

上；收到标志位后，将

立即置零。

第(3)步，***利用步骤(1)、(2)纠偏，估计频偏值，此估计值用于下一帧信号的频偏纠正；

***利用第(2)步提供的前一帧估计的频偏值，按第(1)步描述的过程纠正本帧信号，然后纠偏后的本帧信号利用第(2)步得到频偏估计值，来纠正下一帧信号。

由于受噪声的影响，该估计值是一个随机变量，通过计算该估计值与实际剩余频偏的均方误差可以估计方法的精度。

本发明是基于信号重构的载波频率跟踪方法，采用本地运算处理纠正与反馈纠正结合的方式，计算复杂度低，实现简单，可跟踪范围较大，跟踪速度快，精度高，提高了传输效率。该方法可以用于OFDMA以及DFT-SOFDM上行链路中，完成频偏捕获后，利用该方法进行频偏跟踪。

附图说明

图1是实现本发明所提出方法的***框图。

图2是本发明方法在块状子信道组下的正常跟踪特性图。

图3是本发明方法在梳状子信道组下的正常跟踪特性图。

图4是本发明方法块状子信道组在不同信噪比下剩余频偏均方误差图。

图5是本发明方法梳状子信道组在不同信噪比下剩余频偏均方误差图。

图中：1、信源模块，2、符号映射模块，3、FFT模块(M点)，4、信号频谱变换模块，5、IFFT模块(N点)，6、加循环前缀(CP)模块，7、D/A模块，8、中频及射频调制模块，9、信道，10、射频及中频解调模块，11、A/D模块，12、去CP模块，13、FFT模块(N点)，14、信号频谱反变换模块，15、均衡模块，16、IFFT模块(M点)，17、判决模块，18、信道估计模块，19、重构模块，20、恢复模块，21、估计偏差计算模块，22、多址接入控制模块，23、同步模块，24、延迟模块，25、频偏纠正模块，26、反馈信道，27、反馈判断模块。

具体实施方式

实施例

图1给出了实现本发明所提出方法的***框图，各模块作用如下：

信源模块1：通用模块，产生要传输的数据。根据多址接入模块22产生M长度的数据。

符号映射模块2：通用模块，将信源产生的数据根据所采用的调制方式映射到星座图对应点上。

M点FFT变换模块3：通用模块，将每帧M个已映射信号变换到频域，得到信号的M点频域信号。

信号频谱变换模块4：基站通过多址接入模块22，将模块3输出的M点频域信号放置到M个子信道对应频谱点上，由通用数字信号处理芯片实现。

N点IFFT模块5：通用模块，将新得到的频域信号再变换到时域。

加CP模块6：通用模块，将得到的每帧数据加上循环前缀。

D/A模块7：通用模块，将数字信号变换为模拟信号。

中频及射频调制模块8：通用模块，如果在无线环境下使用该***，需要对信号作射频调制才能送天线发射。有的时候需要先把信号调制到中频上进行中频放大，再作射频调制，最后将已调信号送天线发射。

信道9：通用模块，传输信号的宽带移动信道。

射频及中频解调模块10：通用模块，在无线环境中，将接收天线接收下来信号的频谱从射频或者中频搬移到低频。在解调之前需要用频率同步数据纠正信号传输过程中引起的频偏。

A/D模块11：通用模块，将解调后模拟信号变换为数字信号。A/D需要对模拟信号进行抽样，提供时钟信号的晶振需要跟发射机D/A模块的晶振频率相同，否则就会导致抽样率误差。因此在A/D之前要进行抽样率同步。

去CP模块12：通用模块，将循环前缀去掉。这时就存在判断一帧数据何时开始的问题，因此去CP之前需要作定时同步。

N点FFT模块13：通用模块，将去掉CP的信号以及频偏纠正模块25输出的信号变换到频域。

信号频谱反变换模块14：根据多址接入模块22，找出接收信号中子信道携带的M点频域信号并将信号输出给恢复模块20。

均衡模块15：通用模块，用信道估计模块18送来的子信道参数(信道状态信息)，对信号频谱反变换模块14选出来的信号进行均衡。均衡方式可以选择下述三种均衡方式之一：迫零均衡、最小均方误差均衡、混和方式均衡。

M点IFFT变换模块16：通用模块，将均衡后信号的M个频域信号变换到时域。

判决模块17：通用模块，根据***所采用的调制方式，完成时域信号的判决并将信号输出给重构模块19。

信道估计模块18：通用模块，进行信道状态获取。可以用不同的方法来获取信道状态信息，如信道预测、基于辅助数据的信道估计方法、判决反馈信道跟踪方法等。实施例给出信道状态获取方法是训练帧。每个用户的训练帧如下构成。首先，产生Newmann序列：

$X_m=A\frac{\mathrm{\π}{m}^2}{M},0\≤m\≤M-1$

这里A是幅度。设训练帧的接受信噪比是snr，幅度由下式给出：

$A=\sqrt{\frac{N{10}^{\frac{\mathrm{snr}}{10}}{\mathrm{\σ}}^2}{M}}$

σ²是噪声功率。然后，将此序列扩成N维向量

由N点IFFT变换， ${\tilde{x}}^u=\mathrm{IFFT}\left({\tilde{x}}^u\right)$ 得到每个用户的训练帧。过信道后去CP，接受信号r＝(r_n，r₁，…，r_N-1)，作N点FFT变换，R＝FFT(r)，由下式得到信道的频域估计值：

$\widetilde{H_m^u}=\frac{R_{k_m}}{X_{k_m}},0\≤m\≤M-1$

由于采用了高精度频偏捕获方法，频偏对信道估计的影响可以忽略。

重构模块19：将判决模块17输入的信号重构出

存储

的实部和虚部。

恢复模块20：将信号频谱反变换模块14输入的信号恢复出

。存储 的实部和虚部。

估计偏差计算模块21：根据重构模块19输出 和恢复模块20输出

的实部和虚部，根据公式 ${\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_i=\frac{N}{2\mathrm{\π}}\frac{\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}(n+L)(y_n{a}_n-x_n{b}_n)}{\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{(n+L)}^2(a_n^2+b_n^2)}$ 计算出当前传输帧剩余频偏的估计值 按公式 $\widehat{\mathrm{\ϵ}}={\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_i+\widehat{\mathrm{\ϵ}},$ 计算频偏估计值，将计算结果送给反馈判断模块27。

多址接入控制模块22：建立通信时，基站由信道估计模块18得到各个用户的信道状态信息，为每个用户分配子信道组并使用户的接入为准同步接入。本模块的功能同OFDMA中的多址接入控制模块。本实施例中建立子信道组u是块状的，并且所有子信道组u的子信道数量都是相同的，子信道组间留有1个虚载波。

同步模块23：该模块由三个子模块组成，包括定时同步子模块、抽样率同步子模块和载波频率捕获子模块。同步模块23通过参数估计得到***需要的各种同步数据。载波频率捕获子模块将频率同步数据送给射频及中频解调模块10；抽样率同步子模块将抽样率同步数据送给模数转换模块11；定时同步子模块将定时同步数据送给去CP模块12。

延迟模块24：由反馈判断模块27得到的频偏估计值

延迟一帧，送给频偏纠正模块25，纠正下一帧含有频偏的接收信号。

频偏纠正模块25：根据同步子模块中的频偏跟踪子模块输出的剩余频偏估计值

由公式 $r_n^{\widehat{\mathrm{\ϵ}}}=r_n{e}^{\frac{-j2\mathrm{\π}\widehat{\mathrm{\ϵ}(n+L)}}{N}},$ n＝0，1，…，N-1纠正接收信号，结果送入N点FFT模块13。

反馈信道26：将反馈判断模块27得到的频偏估计值传给频偏补偿模块28，多址接入控制模块22的信息传给信号频谱变换模块4。

反馈判断模块27：正常跟踪时如果当 $\widehat{\mathrm{\&epsiv;}}>{\mathrm{\&delta;}}_1$ 连续出现若干次，例如3次时或首次跟踪时 $\stackrel{-}{\mathrm{\&epsiv;}}<{\mathrm{\&delta;}}_0,$ 则将频偏估计值 通过反馈信道26传给频偏补偿模块28，否则将频偏估计值给延迟模块24。

频偏补偿模块28：将反馈信道26传来的频偏估计值调整中频及射频调制模块8。

该实施例仿真参数：

仿真环境：Matlab7.0.1，IMT-2000 Vehichlar Test Environment channel model A的典型信道样本，载波频偏每帧有0.1％的线性漂移，信道估计采用训练帧且接收信噪比相对于数据帧多2dB

子信道总数：N＝1024

调制方式：16QAM

CP长度：128

用户数：16

接收信噪比：14dB(16QAM)

图2给出了本发明方法在块状子信道组下的跟踪特性。图3给出了本发明方法在梳状子信道组下的跟踪特性。没有考虑反向信道回传频偏估计值时的传输时延和传输频偏估计值时误码的影响，即假设传输时延和误码都为0。图4给出了本发明方法块状子信道组在不同信噪比下剩余频偏均方误差。图5给出了本发明方法梳状子信道组在不同信噪比下剩余频偏均方误差图。每点仿真1万帧。

仿真结果表明，该方法跟踪速度快，精度高，将相对频偏锁定在正负2％以内，完全满足***对频偏跟踪精度的要求，具有很高的实用价值。本发明的突出优点为：计算复杂度低，特别是计算量小，估计精度高，实现简单，不降低***的频谱效率，属于真正意义上的盲估计跟踪方法。

为避免混淆，本说明书中所提到的一些名词做以下解释：

1.符号：是指信息比特经过调制映射(也称符号映射)后的数据。一般是一个实部和虚部均为整数的复数。

2.帧信号：对于OFDM，一帧信号在发送端是指做IFFT变换的N个符号，在接收端是指在去掉CP以后做FFT变换的N个符号。对于DFT-SOFDM***，一帧信号在发送端是指相邻两个CP之间的N个信息符号，在接收端是指在去掉CP以后做FFT变换的N个符号。

Claims (5)

1．一种多用户分块传输***上行链路的载波频率跟踪方法，其特征是：在满足以下条件下：a用户u经过载波频偏捕获后，剩余相对载波频偏控制在2％以内；b定时同步已经完成；该载波频率跟踪方法包括以下步骤：

(1)***进入正常跟踪状态，基站将接收到的原始多用户上行时域基带信号r=( r ₀， r ₁，…， r _N-1 )为每个用户备份，基站利用频偏估计值进行纠偏，同时选定回传频偏估计值所需要的纠正门限 δ ₁；

(2)根据当前帧信道估计和判决的结果，基站重构与用户u的信号相对应的不含频偏的时域信号，并且根据用户u的子信道组恢复用户u的含有频偏的时域信号，根据恢复的含有频偏的信号和重构信号，计算频偏的估计值；

(3)利用步骤(1)、(2)纠偏，估计频偏值，此估计值用于下一帧信号的频偏纠正。

2．根据权利要求1所述的多用户分块传输***上行链路的载波频率跟踪方法，其特征是：所述第(1)步的实现方法是：

假设当前帧的频偏估计值为 ，基站利用此估计值进行时域纠偏，设纠正门限为 δ ₁，采用反馈纠偏方法：

如果 ，为了降低噪声的影响，当 连续出现若干次时，接收端再将其反馈给用户u，用户u进行纠偏，用收到的频偏值作为发送振动器锁相环的误差信号，用锁相环路对发射频率进行微调，用户u端完成频偏纠正后，发送一个纠偏完成标志位。

3．根据权利要求1所述的多用户分块传输***上行链路的载波频率跟踪方法，其特征是：所述第(1)步的实现方法是：

假设当前帧的频偏估计值为 ，基站利用此估计值进行时域纠偏，设纠正门限为 δ ₁，采用本地纠偏方法：

如果

，基站利用公式 $r_n^{\widehat{\mathrm{\&epsiv;}}}=r_n{e}^{\frac{-j2\mathrm{\&pi;}\widehat{\mathrm{\&epsiv;}}(n+L)}{N}},n=\mathrm{0,1},...,N-1$ ，对接收到的原始多用户上行时域基带信号 r=( r ₀， r ₁，…， r _N-1 )进行纠偏。

4．根据权利要求1所述的多用户分块传输***上行链路的载波频率跟踪方法，其特征是：所述第(2)步对于OFDMA***的实现方法是：

按照第(1)步描述的过程对r纠偏处理，得到的信号记为 ，对 进行 N点FFT变换，即：

$Y=\mathrm{FFT}\left(r^{\widehat{\mathrm{\&epsiv;}}}\right)$

由下式得到用户u的频域信号：

$Y^u=(Y_{k_0},Y_{k_1},...,Y_{k_{M-1}})=(Y_0^u,...,Y_{M-1}^u)$

由信道估计得到用户u上行信道的频域特性 ${\tilde{H}}_{k_m}^u,(m=\mathrm{0,1},...,M-1)$ ，然后对Y_m ^u，( m＝0，1，…， M-1)进行频域均衡，对均衡后的数据根据采用的调制方式判决，得到用户u判决后的数据帧符号 ${\tilde{S}}_m^u,(m=\mathrm{0,1},...,M-1),$ 其误比特率比较低，小于10^-1到10^-3量级，其中 M是第u个用户的子信道组的子信道数，此时判决过程消除了绝大部分频偏和噪声的影响；重构信号时，利用 ，( m＝0，1，…， M-1)，根据公式：

并且对 做 N点IFFT变换，重构出不含频偏的接收信号的时域形式

,即 ${\tilde{y}}^u=\mathrm{IFFT}\left({\tilde{Y}}^u\right);$

根据下面的公式，得到用户u的频域信息：

对其进行 N点IFFT变换，恢复用户u的含有频偏的时域形式信号，即

；

由于含有剩余频偏的接收信号时域形式的恢复值与不含频偏的重构值都是复数向量，分别将它们的分量写成：

${\hat{y}}_n^u=x_n+j{y}_n,n=\mathrm{0,1},...,N-1$

${\tilde{y}}_n^u=a_n+j{b}_n,n=\mathrm{0,1},...,N-1$

由公式

${\widehat{\mathrm{\&epsiv;}}}_i=\frac{N}{2\mathrm{\&pi;}}\frac{\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}(n+L)(y_n{a}_n-x_n{b}_n)}{\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{(n+L)}^2(a_n^2+b_n^2)}$

得到当前传输帧剩余频偏的估计值 ，其中L是循环前缀的长度；令

，

作为频偏估计值以用于下一帧信号纠偏；基站在收到用户u发送的纠偏标志位前，每估计一次剩余频偏，估计值将不断累加到

上；收到标志位后，将

立即置零。

5.根据权利要求1所述的多用户分块传输***上行链路的载波频率跟踪方法，其特征是：所述第(2)步对于DFT-SOFDM***的实现方法是：

按照第(1)步描述的过程对r纠偏处理，得到的信号记为

，对 进行 N点FFT变换，即：

$Y=\mathrm{FFT}\left(r^{\widehat{\mathrm{\&epsiv;}}}\right)$

由下式得到用户u的频域信号：

$Y^u=(Y_{k_0},Y_{k_1},...,Y_{k_{M-1}})=(Y_0^u,Y_1^u,...,Y_{M-1}^u)$

由信道估计得到用户u上行信道的频域特性 ${\tilde{H}}_{k_m}^u,(m=\mathrm{0,1},...,M-1),$ 然后对Y_m ^u，( m＝0，1，...， M-1)进行频域均衡，对均衡后的数据做 M点IFFT变换，再对IFFT后的数据根据采用的调制方式进行判决，得到用户u判决后的数据帧符号 ${\tilde{S}}_m^u,(m=\mathrm{0,1},...,M-1),$ 其误比特率比较低，小于10^-1到10^-3量级，其中 M是第u个用户的子信道组的子信道数，此时判决过程消除了绝大部分频偏和噪声的影响；重构信号时，将 ${\tilde{S}}_m^u,(m=\mathrm{0,1},...,M-1),$ 做 M点FFT变换，即 ${\tilde{S}}^u=\mathrm{FFT}\left({\tilde{S}}^u\right)$ ，根据公式：

并且对 ${\tilde{y}}^u=({\tilde{Y}}_0^u,{\tilde{Y}}_1^u,...,{\tilde{Y}}_{N-1}^u)$ 做N点IFFT变换，重构出不含频偏的接收信号的时域形式

，即 ${\tilde{y}}^u=\mathrm{IFFT}\left({\tilde{Y}}^u\right)$

根据下面的公式，得到的用户u的频域信息：

对其进行 N点IFFT变换，恢复用户u的含有频偏的时域形式信号，即 ${\hat{y}}^u=\mathrm{IFFT}\left({\hat{Y}}^u\right)$

由于含有剩余频偏的接收信号时域形式的恢复值与不含频偏的重构值都是复数向量，分别将它们的分量写成：

${\hat{y}}_n^u=x_n+j{y}_n,n=\mathrm{0,1},...,N-1$

${\hat{y}}_n^u=a_n+j{b}_n,n=\mathrm{0,1},...,N-1$

由公式

${\widehat{\mathrm{\&epsiv;}}}_i=\frac{N}{2\mathrm{\&pi;}}\frac{\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}(n+L)(y_n{a}_n-x_n{b}_n)}{\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{(n+L)}^2(a_n^2+b_n^2)}$

得到当前传输帧剩余频偏的估计值

，其中L是循环前缀的长度；令

，

作为频偏估计值以用于下一帧信号纠偏；基站在收到用户u发送的纠偏标志位前，每估计一次剩余频偏，估计值将不断累加到 上；收到标志位后，将 立即置零。

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