CN1917397B - 一种mimo-ofdm***信道估计的方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种MIMO-OFDM***信道估计方法，其中在所述OFDM***中发送端共有T_x个发送天线接收端有R_x个接收天线，DFT点数为N，总共有L(N/2＜L≤N)个子载波，所述方法包括步骤：在每根发送天线上形成导频符号，然后加上循环扩展CP，与数据符号形成发送帧通过发送天线发送出去；每根接收天线收到信号之后，将导频符号提取出来，去掉CP，然后与本地产生的符号序列进行时域上信号的相关，得到带噪声的所有发送天线到所述接收天线受到的信道衰落的时域冲激响应；将对应发送天线到所述接收天线受到的信道衰落的时域冲激响应取出，去除噪声影响并对所述冲激响应进行DFT，得到需要的频域信道估计结果；对每根接收天线上的数据进行同样的操作，得到从T_x根发送天线到R_x根接收天线的频域信道估计结果。

Description

一种MIMO-OFDM***信道估计的方法

技术领域

随着各种多媒体技术的高速发展，人们对无线移动通信***在传输速率、传输效率和服务质量等方面提出了越来越高的要求，现在所采用的传输方式已经不能满足这些要求，OFDM(正交载波频分复用)和MIMO(多入多出)就是为了满足这些需求而提出的无线传输新技术。

背景技术

MIMO技术是一种为利用空域资源，提高***传输速率和***频带利用率以及***性能而提出的发送接收传输技术，MIMO技术包括发送端的多天线和接收端的多天线，即在发送端和接收端采用多天线，达到分集和复用的目的。

OFDM是一种特殊的多载波传输方案，由于其可以利用快速傅立叶变换实现调制和解调，并且该技术可以很好的对抗频率选择性衰落和窄带干扰，能够大大提高频谱利用率、有效对抗实际环境中的信道衰落，因此其成为未来移动通信***重点考虑采用的技术之一。

由于实际无线信道的多径性和时变性，OFDM***的信道估计需要具有较高的准确性才能保证***的性能。在MIMO-OFDM***中，每一根接收天线上收到的信号是所有发送天线发出信号分别经过不同信道衰落之后的叠加，对该***的信道估计技术的要求更加严格，因此，对于这样的***，信道估计性能的优劣，从某种意义上决定了该MIMO-OFDM***整体性能的好坏。

MIMO-OFDM***的信道估计技术从很早就开始得到研究。目前的信道估计包括盲信道估计和基于导频的信道估计。由于基于导频的信道估计能够比盲信道估计带来更佳的性能，成为目前MIMO-OFDM***广泛采用的信道估计方法。但是，目前采用的信道估计技术大都需要知道多径时延信息，而且复杂度随着径数的增加而递增，在具有丰富散射体的环境中，信道估计算法会难以实现，另外，目前许多***的信道估计算法都只能在特定的信道环境中表现良好，在变化较快的信道环境下则无法工作。

发明内容

针对目前***中信道估计存在的问题，本发明提出一种MIMO-OFDM***信道估计的方法。

根据本发明，提供了一种多入多出正交载波频分复用(MIMO-OFDM)***信道估计方法，其中在所述MIMO-OFDM***中，发送端共有T_x个发送天线，接收端有R_x个接收天线，离散傅里叶变换(DFT)点数为N，总共有L(N/2＜L≤N)个子载波，所述方法包括步骤：

针对不同发送天线，分别对同一符号序列在时域进行不同的循环移位，在每根发送天线上形成导频符号，然后加上循环扩展(CP)，与数据符号形成发送帧通过发送天线发送出去；

每根接收天线收到信号之后，将导频符号提取出来，去掉CP，然后与本地产生的符号序列进行时域上信号的相关，得到带噪声的所有发送天线到所述接收天线受到的信道衰落的时域冲激响应；

将每根发送天线到所述接收天线受到的信道衰落的时域冲激响应取出，去除噪声影响并对所述冲激响应进行DFT，得到需要的频域信道估计结果；

对每根接收天线上的数据进行同样的操作，得到从T_x根发送天线到R_x根接收天线的频域信道估计结果。

优选地，在发送端，产生长度为N的随机序列X(k)(k＝0，1，2，...，N-1)，在用到的子载波位置满足|X(k)|²＝1，经过IDFT之后得到时域导频信号x(n)(n＝0，1，2，...，N-1)；

将x(n)进行λ的整数m_i倍循环移位得到x_i(n)，其中不同发送天线对应的m_i不同，加上CP之后得到所有发送天线上的导频信号，与数据符号形成发送帧通过发送天线发送出去，

其中，λ为满足并尽可能大的整数，τ_max为归一化的最大多径时延，x_i(n)＝x((n-m_iλ))_NR_N(n)，x((n))_N表示以x(n)(n＝0，1，...，N-1)为周期的无限延展，x((n))_N＝x((n+t·N))_N(t为任意整数)。

优选地，在接收端，将第j根接收天线收到的信号y_j(n)与本地的x′(n)进行相关，其中x′(n)＝IDFT[X^*(k)]，得到带噪声的所有发送天线到所述接收天线的信道时域冲激响应z_j(n)(n＝0，1，...，N-1)，即 $z_j\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{y}_j\left(k\right)\·x^{\′}(n-k).$

优选地，得到带噪声的所有发送天线到所述接收天线受到的信道衰落的时域冲激响应z_j(n)之后，将每根发送天线到所述接收天线受到的信道衰落的时域冲激响应取出，即从z_j(n)中取出第i根发送天线到第j根接收天线的信道时域冲激响应z_i，j(n)，

$z_{i,j}\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}{z}_j(n+m_i\mathrm{\λ}),& (n=\mathrm{0,1,2},...,\mathrm{\λ}-1)\\ 0,& ,(n=\mathrm{\λ},\mathrm{\λ}+1,...,N-1)\end{array}\right..$

优选地，在对第i根发送天线对应的时域冲激响应z_i，j(n)处理过程中，根据***是否提供多径时延信息选通器k_i，1和k_i，2进行控制，k_i，1和k_i，2同时选择“1”或“2”支路；

对于已知信道的多径时延的情形，k_i，1和k_i，2同时选择“1”支路；

对于信道的多径时延未知的情形，k_i，1和k_i，2同时选择“2”支路。

优选地，对于接收端已知信道的多径时延的情形，k_i，1和k_i，2同时选择“1”支路；

若多径时延都为整数倍抽样时间间隔，直接保留多径时延位置信息，将其他位置信息置0，从而消除大部分噪声的影响；

若多径时延存在小数倍抽样时间间隔的情况，保留由于多径时延的弥散而影响的整数倍抽样时刻位置的信息，对其余信息置0，从而消除大部分噪声的影响，这样得到噪声很小的时域冲激响应z_i，j′(n)，即

L表示多径数目或多径影响的抽样时刻数目，τ_l表示归一化的信道多径时延或多径影响的抽样点位置。

优选地，对于接收端不知道信道的多径时延的情形，k_i，1和k_i，2同时选择“2”支路；

对于信道的多径时延未知的情形，设置噪声门限，取出的冲激响应的功率高于所述门限则保留，低于所述门限则视其为噪声，置0；

对于多径时延都为整数倍抽样时间间隔的情况，则保留多径而去除噪声影响；

对于多径时延有小数倍抽样时间间隔的情况，则保留下来的信息为多径在整数倍抽样间隔上的弥散，同样为去除了大部分噪声的影响的时域冲激响应z_i，j′(n)，即τ_l表示归一化的信道多径时延或多径影响的抽样点位置。

优选地，对于不知道多径时延的情况，通过设置噪声门限P_Threshold(P_Threshold＞0)去除噪声，取出的冲激响应的功率高于所述门限则保留，低于所述门限就置0，从而去除大部分噪声的影响。

附图说明

图1示出了根据本发明的MIMO-OFDM***链路图；

图2示出了根据本发明的导频符号生成器示例图；

图3示出了根据本发明的MIMO-OFDM***的一根接收天线的导频信道估计的示意图。

具体实施方式

本发明提出了一种在发射端将不同发送天线上的导频设计为同一符号序列在时域进行不同的循环移位、在接收端将收到的符号与本地产生的符号进行时域相关获得所有发送天线到该接收天线的时域冲激响应、并取出各个发送天线对应的时域冲激响应进行DFT最终获得各子载波信道估计结果的信道估计方法，所述方法和步骤包括如下：

设在OFDM***中发送端共有T_x根发送天线，接收端有R_x根接收天线，可用子载波数目为N，实际信号占用了L(N/2＜L≤N)个子载波。该方法的链路图如图1所示，其中所有发送天线上导频符号生成器如图2所示，接收端的信道估计方法如图3所示。发射端首先产生长度为N的频域符号序列X(k)(k＝0，1，2，...，N-1)，在用到的子载波位置满足|X(k)|²＝1，经过反离散傅立叶变换(IDFT)之后，形成时域上的导频信号x(n)(n＝0，1，2，...，N-1)。第i根发送天线(i＝0，1，...，T_x-1)上的导频符号为x(n)循环移位λ的整数倍的结果，不同的发送天线进行不同的循环移位。λ的值受到发送天线数T_x和归一化的最大多径时延τ_max(即最大多径时延对于抽样时间间隔的倍数)的限制，λ必须大于最大多径时延τ_max并小于N与发送天线数T_x的比值N/T_x；为了使最后得到的各发送天线的时域冲激响应之间的干扰最小化，λ取值应尽可能大。这样在每根发送天线上形成导频符号，并加上循环扩展(CP)，与数据符号形成发送帧通过发送天线发送出去。

在接收端，每一根接收天线收到信号之后，将导频符号提取出来，去掉CP，然后与本地产生的x′(n)进行时域上的相关(其中，x′(n)＝IDFT[X^*(k)])，就得到了所有发送天线到该接收天线受到的信道衰落的带噪声的时域冲激响应。将所有发送天线到该接收天线对应的时域冲激响应分别取出来，对于已知多径时延的情形，保留多径时延位置信息并将其余信息置0，从而得到噪声影响很小的时域冲激响应；对于不知多径时延的情形，通过噪声的判定去除噪声影响之后，就得到了噪声影响很小的时域冲激响应。对冲激响应进行离散傅里叶变换(DFT)，就得到所有发送天线到该接收天线的频域信道估计结果。对所有接收天线进行同样的操作，就能够获得从T_x个发送天线到R_x个接收天线的传输中，导频符号的各个子载波上的信道估计结果。并从而得到用户数据符号的信道估计，与收到的用户数据符号共同进行解调与解码，从而恢复出发送的数据。

下面就以接收端的第j根接收天线(j＝0，1，...，R_x-1)上的信号为例，说明该信道估计方法，其步骤如下所述：

第一步，发送端产生所有发送天线上的导频符号。首先产生长度为N的随机序列X(k)(k＝0，1，2，...，N-1)，在用到的子载波位置满足|X(k)|²＝1，经过IDFT之后得到时域导频信号x(n)(n＝0，1，2，...，N-1)。将x(n)进行λ的整数m_i倍循环移位(不同发送天线的循环移位不同)，并加上CP之后得到所有发送天线上的导频信号，与数据符号形成发送帧通过发送天线发送出去。λ的值受到发送天线数T_x和归一化的最大多径时延τ_max的限制，λ必须大于最大多径时延τ_max并小于N与发送天线数T_x的比值N/T_x；为了使最后得到的各发送天线的时域冲激响应之间的干扰最小化，λ取值应尽可能大。

第二步，从接收端第j根接收天线上收到的信号中取出导频信号，去掉CP，得到y_j(n)(n＝0，1，...，N-1)。将y_j(n)和本地产生的x′(n)(x′(n)＝IDFT[X^*(k)])进行时域上的相关，就得到带噪声的所有发送天线到该接收天线的信道时域冲激响应z_j(n)(n＝0，1，...，N-1)，即 $z_j\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{y}_j\left(k\right)\·x^{\′}(n-k).$ 初始化i ＝0。

第三步，取出第i根发送天线到第j根接收天线的带噪声的信道时域冲激响应z_i，j(n)，其中 $z_{i,j}\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}{z}_j(m_i\mathrm{\λ}+n),& (n=\mathrm{0,1},...,\mathrm{\λ}-1)\\ 0,& (n=\mathrm{\λ},\mathrm{\λ}+1,...,N-1)\end{array}\right..$

第四步，对于已知信道多径时延的情形，当多径时延都为整数倍抽样时间间隔时，设径数为N_tap，归一化多径时延为τ_i(l＝0，1，...，N_tap-1)，对z_i，j(n)保留所有τ_l位置的信息，其他位置的信息置0，就得到第i根发送天线到第j根接收天线的信道时域冲激响应z_i，j′(n)；当多径时延存在小数倍抽样时间间隔时，假设多径时延在N_tap个整数倍抽样时刻上产生弥散，则z_i，j(n)保留这N_tap个位置的信息，其他位置的信息置0，就得到第i根发送天线到第j根接收天线的信道时域冲激响应z_i，j′(n)。转入第六步。

第五步，对于信道多径时延未知的情形，设置噪声门限P_Threshold(P_Threshold＞0)。取出的冲激响应的功率|z_i，j(n)|²高于P_Threshold，则保留；低于该门限，则视为噪声，置0。通过这样的方法，对于多径时延为整数倍抽样时间间隔的情形，保留下来的就是多径时延位置的信息；对于多径时延存在小数倍抽样时间间隔的情形，保留下来的是多径在整数倍抽样时刻弥散的信息。这样得到第i根发送天线到第j根接收天线的信道时域冲激响应z_i，j′(n)。

第六步，将最后得到的信道时域冲激响应z_i，j′(n)进行DFT，得到第i根发送天线到第j根接收天线的频域信道估计结果H_i，j(k)＝DFT{z_i，j′(n)}。

第七步，当i＜Tx-1时，i＝i+1，转入第三步进行下一根发送天线到第j根接收天线的信道估计。否则，第j根接收天线上信道估计结束。

下面参照附图并结合实例详细地描述本发明。

发射端首先产生N个频域符号X(k)(k＝0，1，...，N-1)，在用到的L个子载波位置上有|X(k)|²＝X(k)·X^*(k)＝1，进行IDFT得到

$x\left(n\right)=\frac{1}{N}\underset{k-0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left(k\right)\·\exp \left(\frac{j2\mathrm{\πnk}}{N}\right)---\left(1\right)$

第i根发送天线的导频符号x_i(n)为x(n)进行m_iλ循环移位的结果，即

x_i(n)＝x((n-m_iλ))_NR_N(n)            (2)

x((n))_N表示以x(n)(n＝0，1，...，N-1)为周期的无限延展，x((n))_N＝x((n+t·N))_N(t为任意整数)，

λ为满足

并尽可能大的整数，τ_max为归一化的最大多径时延。

假设一个OFDM符号周期内每根发送天线到接收天线的信道时域冲激响应不变。第i根发送天线到第j根接收天线的时域冲激响应为：

$h_{i,j}\left(n\right)=\underset{l=0}{\overset{N_{\mathrm{tap}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{i,j}\left({\mathrm{\τ}}_l\right)\mathrm{\δ}(n-{\mathrm{\τ}}_l)---\left(3\right)$

各子载波受到的频域衰落H_i，j(k)为：

$H_{i,j}\left(k\right)=\underset{l=0}{\overset{N_{\mathrm{tap}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{i,j}\left({\mathrm{\τ}}_l\right)\exp (-\frac{j2\mathrm{\π}{\mathrm{\τ}}_{l}k}{N})---\left(4\right)$

N_tap表示多径数，τ_l表示归一化的信道多径时延，h_i，j(τ_l)表示第l条径的信道衰落。

在接收端，第j根接收天线收到的导频信号为所有发送天线的导频信号受到不同的多径信道衰落之后的叠加，即

$y_j\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{T_x-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i\left(n\right)\⊗h_{i,j}\left(n\right)+N_t\left(n\right)---\left(5\right)$

N_t(n)表示加性高斯白噪声(AWGN)，方差为σ²。设Y_j(k)为接收到的频域信号，则有

$Y_j\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{y}_j\left(n\right)\exp (-\frac{j2\mathrm{\πnk}}{N})=\underset{i=0}{\overset{T_x-1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{i,j}\left(k\right)\·X_i\left(k\right)+\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{N}_t\left(n\right)\exp (-\frac{j2\mathrm{\πnk}}{N})---\left(6\right)$

本地的X(k)进行共轭并经过IDFT得到x′(n)，与y_j(n)相关得到：

$z_j\left(n\right)=\underset{q=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{y}_j\left(q\right)\·x^{\′}(n-q)$

$=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}^{*}\left(k\right)Y_j\left(k\right)\·\exp \left(\frac{j2\mathrm{\πkn}}{N}\right)=\underset{i=0}{\overset{T_x-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{i,j}(n-m_i\mathrm{\λ})+{N_t}^{\′}\left(n\right)---\left(7\right)$

N_t′(n)服从高斯分布，方差同样为σ²。从z_j(n)中取出第i根发送天线到第j根接收天线的信道时域冲激响应：

$z_{i,j}\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}{z}_j(n+m_i\mathrm{\λ})=h_{i,j}\left(n\right)+{N_t}^{\′}(n+m_i\mathrm{\λ}),& (n=\mathrm{0,1,2},...,\mathrm{\λ}-1)\\ 0,& ,(n=\mathrm{\λ},\mathrm{\λ}+1,...,N-1)\end{array}\right.---\left(8\right)$

这时候分为两种情况：

已知信道的多径时延：对z_i，j(n)保留下多径时延时刻或受到多径时延弥散影响的时刻的信息，其余信息都置0，就可以消除大部分噪声的影响，即

信道的多径时延未知：根据噪声门限P_Threshold(P_Threshold＞0)，取出的冲激响应的功率|z_i，j(n)|²高于P_Threshold，则保留；低于该门限，则视其为噪声，置0，得到第i根发送天线到第j根接收天线的信道时域冲激响应z_i，j′(n)，即

对z_i，j′(n)进行DFT得到频域的信道估计结果

${\hat{H}}_{i,j}\left(k\right)=H_{i,j}\left(k\right)+\underset{l=0}{\overset{N_{\mathrm{tap}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{N_t}^{\′}({\mathrm{\τ}}_l+m_i\mathrm{\λ})\·\exp \left(\frac{j2\mathrm{\π}{\mathrm{k\τ}}_l}{N}\right)---\left(11\right)$

具体地说，在一个4发8收的MIMO-OFDM***中，采用本发明的方式进行信道估计，链路结构如图1所示。可用的子载波数目为1024，实际用到的子载波数目为884，所处的信道环境的最大多径时延为60个抽样时间间隔。首先在发送端产生长度为884的由1或-1组成的PN序列，将该序列映射到1024个位置上之后进行IDFT得到x(n)，进行λ的i(i＝0，1，2，3)倍循环移位就得到4根发送天线的导频符号x_i(n)，其中λ＝128。加上CP，与数据符号形成发送帧通过发送天线发送出去。

接收端将收到的信号与x′(n)进行相关之后，得到带噪声的所有发送天线到该接收天线的时域冲激响应，取出某根发送天线对应的时域冲激响应之后，对于已知信道的多径时延的情形，保留多径时延位置的信息，其余信息都置0，从而消除大部分噪声的影响，得到需要的时域冲激响应；对于信道的多径时延未知的情形，设置噪声门限P_Threshold(P_Threshold＞0)去除噪声影响，得到需要的信道时域冲激响应。将该时域冲激响应进行DFT就得到需要的频域信道估计结果。对每一根接收天线进行同样的处理，就得到4发8收的频域信道估计结果。

图1是MIMO-OFDM***链路结构图。其中导频符号生成器如图2所示，接收端的信道估计方法如图3所示。在发送端，信源经过编码和调制之后形成OFDM符号；通过导频符号生成器得到所有发送天线的导频符号，与数据符号形成发送帧通过发送天线发送出去。在接收端，首先分离出导频和数据符号。通过本发明介绍的信道估计方法得到导频位置的信道估计结果，然后得到用户数据符号位置的信道估计值，并与用户数据符号共同进行解调和译码，就恢复出发送的用户信息。

图2是导频符号生成器示例图。首先产生长度为N的频域符号X(k)，经过IDFT得到时域符号x(n)，对x(n)进行λ的m_i倍循环移位就得到发送天线的导频符号x_i(n)。x_i(n)加上CP，就形成了第i根发送天线上的导频符号。

图3是MIMO-OFDM***导频信道估计示例图。接收到的第j根接收天线上收到的导频符号去掉CP之后，然后与本地的x′(n)进行时域上信号的相关，就得到了带噪声的所有发送天线到该接收天线受到的信道衰落的时域冲激响应。取出第i根发送天线对应的时域冲激响应，根据***是否提供多径时延信息对图中选通器k_i，1和k_i，2进行控制，选通器k_i，1和k_i，2同时选择“1”或“2”支路。对于已知信道的多径时延的情形，选通器k_i，1和k_i，2同时选择“1”支路，这时，只需保留多径时延位置的信息或者多径弥散影响的抽样时刻的信息，其余信息都置0，就可以消除大部分噪声的影响。对于信道的多径时延未知的情形，选通器k_i，1和k_i，2同时选择“2”支路，设置噪声门限P_Threshold(P_Threshold＞0)，冲激响应的功率高于P_Threshold，则保留；低于该门限，则视其为噪声，置0，从而去除大部分噪声影响。对每一根发送天线进行同样的处理，就能够得到所有发送天线到该接收天线的信道时域冲激响应。将得到的时域冲激响应进行DFT，就得到需要的频域信道估计结果。

Claims (8)

1.一种多入多出正交载波频分复用(MIMO-OFDM)***信道估计方法，其中在所述MIMO-OFDM***中，发送端共有T_x个发送天线，接收端有R_x个接收天线，T_x与R_x的取值为大于1的整数，离散傅里叶变换(DFT)点数为N，总共有L(N/2＜L≤N)个子载波，所述方法包括步骤：

针对不同发送天线，分别对同一符号序列在时域进行不同的循环移位，在每根发送天线上形成导频符号，然后加上循环扩展(CP)，与数据符号形成发送帧通过发送天线发送出去；

每根接收天线收到信号之后，将导频符号提取出来，去掉CP，然后与本地产生的符号序列进行时域上信号的相关，得到带噪声的所有发送天线到所述接收天线受到的信道衰落的时域冲激响应；

将每根发送天线到所述接收天线受到的信道衰落的时域冲激响应取出，去除噪声影响并对所述冲激响应进行DFT，得到需要的频域信道估计结果；

对每根接收天线上的数据进行同样的操作，得到从T_x根发送天线到R_x根接收天线的频域信道估计结果。

2.根据权利要求1的方法，其特征在于，在发送端，产生长度为N的随机序列X(k)(k＝0，1，2，...，N-1)，在用到的子载波位置满足|X(k)|²＝1，经过反离散傅立叶变换(IDFT)之后得到时域导频信号x(n)(n＝0，1，2，...，N-1)；

将x(n)进行λ的整数m_i倍循环移位得到x_i(n)，其中不同发送天线对应的m_i不同，加上CP之后得到所有发送天线上的导频信号，与数据符号形成发送帧通过发送天线发送出去，

其中，λ为满足

并尽可能大的整数，τ_max为归一化的最大多径时延，x_i(n)＝x((n-m_iλ))_NR_N(n)，

x((n))_N表示以x(n)(n＝0，1，...，N-1)为周期的无限延展，x((n))_N＝x((n+t·N))_N，t为任意整数。

3.根据权利要求2的方法，其特征在于，在接收端，将第j根接收天线收到的信号y_j(n)与本地的x′(n)进行相关，其中x′(n)＝IDFT[X^*(k)]，得到带噪声的所有发送天线到所述接收天线的信道时域冲激响应z_j(n)(n＝0，1，...，N-1)，即

4.根据权利要求3的方法，其特征在于，得到带噪声的所有发送天线到所述接收天线受到的信道衰落的时域冲激响应z_j(n)之后，将每根发送天线到所述接收天线受到的信道衰落的时域冲激响应取出，即从z_j(n)中取出第i根发送天线到第j根接收天线的信道时域冲激响应z_i，j(n)，

$z_{i,j}\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}{z}_j(n+m_i\mathrm{\λ}),& (n=\mathrm{0,1,2},...,\mathrm{\λ}-1)\\ 0,& ,(n=\mathrm{\λ},\mathrm{\λ}+1,...,N-1)\end{array}\right..$

5.根据权利要求4的方法，其特征在于，在对第i根发送天线对应的时域冲激响应z_i，j(n)处理过程中，根据***是否提供多径时延信息控制选通器k_i，1和k_i，2同时选择“1”支路或者同时选择“2”支路。

6.根据权利要求5的方法，其特征在于，

对于接收端已知信道的多径时延的情形，k_i，1和k_i，2同时选择“1”支路；

若多径时延都为整数倍抽样时间间隔，直接保留多径时延位置信息，将其他位置信息置0，从而消除大部分噪声的影响；

若多径时延存在小数倍抽样时间间隔的情况，保留由于多径时延的弥散而影响的整数倍抽样时刻位置的信息，对其余信息置0，从而消除大部分噪声的影响，这样得到噪声很小的时域冲激响应z_i，j′(n)，即

L表示多径数目或多径影响的抽样时刻数目，τ_l表示归一化的信道多径时延或多径影响的抽样点位置。

7.根据权利要求5的方法，其特征在于，

对于接收端不知道信道的多径时延的情形，k_i，1和k_i，2同时选择“2”支路；

对于信道的多径时延未知的情形，设置噪声门限，取出的冲激响应的功率高于所述门限则保留，低于所述门限则视其为噪声，置0；

对于多径时延都为整数倍抽样时间间隔的情况，则保留多径而去除噪声影响；

对于多径时延有小数倍抽样时间间隔的情况，则保留下来的信息为多径在整数倍抽样间隔上的弥散，同样为去除了大部分噪声的影响的时域冲激响应z_i，j′(n)，即

P_Threshold为噪声门限。

8.根据权利要求7的方法，其特征在于，对于不知道多径时延的情况，通过设置噪声门限P_Threshold(P_Threshold＞0)去除噪声，取出的冲激响应的功率高于所述门限则保留，低于所述门限就置0，从而去除大部分噪声的影响。

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