CN1910821A - 产生代表具有时间交叉的模数转换***中匹配误差的数字信号的方法及使用该方法具有时间交叉的模数转换器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及用于产生具有时间交叉的模数转换***通道间配对误差的数字信号表示的一种方法，用于抑制这样计算出来的误差的方法以及使用这些方法的时间交叉模数转换***。本发明提出一种不那么复杂的数字解决方案，因为不需要在转换器的输出端提取信号的误差。本发明通过直接产生这些误差的数字信号表示，并从转换***输出端的数字信号中将其减去，来实现对配对误差的校正。本发明的目的之一是一种方法，用于产生每个通道上包括一个模数转换器(CAN₁，CAN₂，…，CAN_N)，具有时间交叉的模数转换***(CAN 10)通道间配对误差的数字信号表示。所述方法包括作为具有时间交叉的模数转换***(CAN 10)对至少一个模拟校准信号(IC)的频率响应的函数，确定所述数字信号的频谱(11～12)。

Description

产生代表具有时间交叉的模数转换***中匹配误差的数字信号的方 法及使用该方法具有时间交叉的模数转换器

技术领域

本发明涉及一种方法，用于产生具有时间交叉的模数转换***中，通道间配对误差的数字信号表示，抑制这样计算所得误差的一种方法，以及使用这种方法的时间交叉模数转换***。

背景技术

模数转换器的两个主要特征当然是用位数表示的分辨率和采样频率。

为了提高模数转换器的速度，传统的解决办法包括在对主时钟进行分频和偏移的基础之上，使用若干个顺序控制的并行转换通道。

然而，这种具有时间交叉的模数转换***存在和通道间非完美配对相关的误差。具体而言，这些误差可能源自各个通道间的电压偏移、增益差别、频率或相位响应差别以及采样时刻的偏差。

为了保持这种结构的优点，使通道间的配对误差最小是必不可少的。这种最小化可以通过尽可能地减小通道间的差别(先验的)或者对数字化的信号进行校正(后验的)来进行。

有一些技术可以被用来使具有时间交叉的模数转换***中，通道间的配对误差最小。

1986年12月30日授权的小Black的美国专利US 4,633,226提出，将特定数量的元件组合在这些通道之间，以减小不匹配元件的数目。这种解决方案预先假定对每个通道上使用的模数转换器进行修改，这种修改并不总是可能的。

传统上采用的另一个解决方案从通道配对误差的根源着手。具体地说，这种方法提出对采样时钟的相位(如1988年8月9日授权的Jenq的美国专利US 4,763,105)、偏移电压、每个通道的增益之差进行调整。这种方法预先假定对和每个通道相关的每个参数进行调整。因此，这样做会导致实现起来复杂。此外，这些调整，尤其是对采样时钟相位的调整，是额外的噪声源。因此，这种方法会降低具有时间交叉的模数转换***的动态性能。

对信号的处理也可以校正配对误差，尤其是通过使用数字均衡滤波器。为此，这种均衡器可以使用通道相对于一个作为基准的通道的响应差别，例如，如同1993年8月24日授权的Apple等的美国专利US 5,239,299所指出的一样。这种解决方案，在数字转换之后，校正通道配对误差的影响。这种校正依赖于所用滤波器的品质。因此，这种校正不可能在整个频谱上都是理想的，除非使用数量惊人的硬件。

因此，这些技术或者从源着手，即针对转换通道间的(模拟)差别，或者通过处理随采样信号积累的误差的影响，从数字化的信号着手。在后一种情况下，操作是双重的，因为首先要在转换器的输出端提取信号的误差，然后消除它们。

发明内容

通过对具有时间交叉的模数转换***通道间的配对误差进行校正，本发明能够缓解或者至少是减少这些缺点，这种校正直接产生这些误差的数字信号表示，并在转换***的输出端将其从数字信号中减去。

本发明的目的之一是一种方法，用于产生在每个通道上包括一个模数转换器的，具有时间交叉的模数转换***通道间配对误差的数字信号表示。所述方法包括确定所述数字信号的频谱，该频谱作为具有时间交叉的模数转换***对至少一个模拟校准信号的频率响应的函数。

除了数字处理这一优点以外，所提出的方案不那么复杂，因为不需要在转换器的输出端提取信号的误差。

本发明的另一个目的是抑制模数转换器通道间配对误差的一种方法，包括根据前述产生方法，产生通道间配对误差的数字信号表示，并在模数转换器输出端的信号中直接减去所产生的数字信号。

本发明的目的还在于一种具有时间交叉的采样频率为Fs的模数转换***，该***包括：

-N个由采样频率为Fs/N的时钟驱动的模数转换器；

-产生模块，用于产生配对误差的数字信号表示并由频率为Fs的所述时钟驱动；

-减去模块，用于在所述模数转换器的输出端减去由所述产生模块产生的数字信号。

附图简述

通过阅读以实例形式给出的说明，以及与之相关的附图，本发明的特征和优点将更加清楚，其中：

图1是说明现有技术中具有时间交叉的模数转换***的原理框图；

图2说明现有技术中用来对具有时间交叉的模数转换***进行采样的各种时钟信号；

图3是现有技术中在具有时间交叉的模数转换***的输出端得到的采样信号的频谱图；

图4是本发明中对具有时间交叉的模数转换***的配对误差进行频率校正的原理框图；

图5是本发明中基于具有时间交叉的模数转换***的频率响应，确定校准信息IC的示例性实施例；

图6是本发明中，在用于产生配对误差信号表示的模块里出现的，在用于产生“梳状”信号的设备的输出端的信号的频谱；

图7是本发明中计算校准信息的模块的实例框图；

图8是本发明中幅度调制设备输出端的信号频谱，该信号出现在用于产生配对误差信号表示的模块里；

图9是本发明中出现在用于产生配对误差信号表示的模块中的幅度调制设备的框图；

图10是本发明中在减去用于产生配对误差信号表示的模块获得的信号以后，数字信号的频谱。

具体实施方式

图1示出了具有时间交叉的模数转换***。这个具有时间交叉的模数转换***包括N个通道。每个通道n包括一个由时钟H_i驱动的模数转换器CAN_i。

如图2所示，具有时间交叉的模数转换***的采样时钟H_e具有频率Fs时，每个时钟H_i的频率为Fs/N。此外，时钟H_i相对于相邻通道的时钟H_i-1的偏移是一个周期1/Fs。

因此，在每个通道以Fs/N的频率在和相邻通道偏移为1/Fs的时刻对模拟输入信号E_A进行采样。此后，模数转换器CAN_i输出端的采样信号由多路器MUX进行复合，以得到以频率Fs采样的数字信号e(nT_s)。

在对主时钟进行分频和偏移的基础之上，把若干个顺序控制的转换通道并行排列，是提高模数转换器速度的传统解决方案。

然而，这种具有时间交叉的模数转换***存在和通道之间非完美配对相关的误差。在如图1所示的具有时间交叉的模数转换***中，各个通道间的配对误差是误差源。

具有时间交叉的模数转换***的各个通道间的配对误差，以频率k.Fs/N周围杂散频谱的形式，出现在采样信号的频谱中，如图3所示。Fs是采样时钟的频率，N是具有时间交叉的模数转换***的通道数目。图3的采样信号的频谱是针对频率为F_in的正弦输入所获得的。

这些匹配涉及：

偏移电压：这种误差会导致在固定频率k.Fs/N出现幅度和通道间的偏移电压相关的谱线。

增益：这种误差会导致在频率k.Fs/N周围出现幅度和通道间的增益偏差相关的频谱。这种现象类似于幅度调制。

相位或同步：这种误差会导致在频率k.Fs/N周围出现幅度和通道间采样时钟的时间偏差相关的频谱。这种现象类似于频率调制。

通带：这种误差会引起输入信号的增益和相位不同，由此引起前两种误差的组合。

本发明包括一种方法，利用借助于校准获得的信息对频率为k.Fs/N的信号的数字调制，产生相位和幅度与误差的相位和幅度相近的信号，并将该信号从数字化的信号中减去。

抑制配对误差的这种方法的主要优点为：

-通过对采样信号进行数字处理的校正；

-对由交叉引起的误差的直接处理。

因此这种方法是对处理的双重简化：无需从有用信号中提取误差，同时对计算精度的要求较低。

图4示出了实施本发明的抑制方法，从而能够消除或减小配对误差的实例。

一开始，作为具有时间交叉的模数转换***对至少一个校准信号的频率响应的函数，确定配对误差数字信号表示的频谱。校准信号包括一个已知的模拟信号。因此，这个步骤也称为“校准阶段”，在这个步骤中，把已知模拟信号注入具有时间交叉的模数转换***。然后确定各条杂散谱线的幅度和一些相位。在这个频率响应的基础之上，可以确定校准信息IC，具体包括通道间的各偏移电压和/或增益和/或相位等的偏差的值。

通过分析采样信号的频谱，可以确定校准信息IC。具体而言，具有时间交叉的模数转换***输出端的采样信号s(n)是周期为Nx_N(n)的离散周期信号，可以将它写成傅立叶级数的形式：

$x_N\left(n\right)={\mathrm{\Σ}}_{l=0}^{N-l}{C}_l{e}^{j2\mathrm{\π}\frac{l}{N}n}$ 其中 $C_l=\frac{1}{N}{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{N-l}{x}_N\left(k\right)e^{-j2\mathrm{\π}\frac{l}{N}k}$

$x_N\left(n\right)={\mathrm{\Σ}}_{l-0}^{N-l}{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{N-l}{x}_N\left(k\right)e^{j2\mathrm{\π}\frac{l}{N}(n-k)}={\mathrm{\Σ}}_{l=0}^{N-l}\frac{1}{N}{e}^{j2\mathrm{\π}\frac{l}{N}n}{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{N-l}{x}_N\left(k\right)e^{-j2\mathrm{\π}\frac{1}{N}k}$

如果具有时间交叉的模数转换***的输入e(t)为一任意信号，则采样信号为信号e₁(t)，其中e₁是限于ω₀的通带对e影响的结果。

于是有N个通道，具有时间交叉的模数转换***的输出为：

s(n)＝ΔV_k+(1+ΔG_k)e_1k(nT_S+Δt_k)

    ＝ΔV_k+e_1k(nT_S+Δt_k)+ΔG_ke_1k(nT_S+Δt_k)       其中k≡n[N]

其中：

ΔV_k是通道k的偏移电压；

ΔG_k是通道k的幅度增益误差(将增益归一化为1)；

Δt_k是通道k的时间偏差；

Δω_k是通道k的通带偏差(相对于-3dBω₀的标称通带)；

T_s是采样时钟的周期；

e_1k是限于ω₀+Δω_k的通带对e影响的结果。

通常，和采样周期相比，时间偏差很小；和1相比，增益偏差很小；和通带相比，通带偏差很小。因此，N通道具有时间交叉的模数转换***的输出可以进行一阶近似：

$s\left(n\right)=e_{1k}\left({\mathrm{nT}}_S\right)+{\mathrm{\ΔT}}_k+\frac{{\mathrm{de}}_1}{\mathrm{dt}}\left(n{T}_S\right)\mathrm{\Δ}{t}_k+e_{1k}\left(n{T}_S\right)\mathrm{\Δ}{G}_k+\frac{{\mathrm{de}}_1}{{\mathrm{d\ω}}_0}\left({\mathrm{nT}}_S\right){\mathrm{\Δ\ω}}_k$

其中k≡n[N]。

如果将限于ω₀的通带的影响视为一阶***引起的，e₁(t)的拉普拉斯变换为 $E_1\left(P\right)=\frac{{\mathrm{\ω}}_0}{p+{\mathrm{\ω}}_0}E\left(p\right),$ 因此ω₀的变化灵敏度为 $\frac{{\mathrm{dE}}_1}{d{\mathrm{\ω}}_0}\left(P\right)=\frac{p}{p+{\mathrm{\ω}}_0}E\left(p\right)=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_0}\frac{p}{p+{\mathrm{\ω}}_0}E\left(p\right)=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_0}{E}_2\left(p\right),$ e₂(t)表示用响应为p/(p+ω₀)的高通滤波器对e₁(t)滤波的结果。

通过使用傅立叶级数表达式，N通道具有时间交叉的模数转换***的输出误差Δs(n)＝s(n)-e(nT_s)可以表示为：

$\mathrm{\Δs}\left(n\right)={\mathrm{\Σ}}_{l=0}^{N-1}{e}^{j2\mathrm{\π}\frac{l}{N}n}\left[\begin{array}{c}\frac{1}{N}{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{N-1}{\mathrm{\ΔV}}_k{e}^{-j2\mathrm{\π}\frac{l}{N}k}+e_1\left(n{T}_s\right)\frac{1}{N}{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{N-1}{\mathrm{\ΔG}}_k{e}^{-j2\mathrm{\π}\frac{l}{N}k}+\\ \frac{{\mathrm{de}}_1}{\mathrm{dt}}\left(n{T}_s\right)\frac{1}{N}{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{N-1}{\mathrm{\Δt}}_k{e}^{-j2\mathrm{\π}\frac{l}{N}k}+e_2\left({\mathrm{nT}}_s\right)\frac{1}{N}{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{N-1}\frac{{\mathrm{\Δ\ω}}_k}{{\mathrm{\ω}}_0}{e}^{-j2\mathrm{\π}\frac{l}{N}k}\end{array}\right]$

因此误差的频谱为：

$F\left(\mathrm{\Δs}\left(\mathrm{\ω}\right)\right)$

$={\mathrm{\Σ}}_{l=-\∞}^{+\∞}{e}^{\mathrm{j\ωn}{T}_S}{\mathrm{\Σ}}_{l=0}^{N-1}{e}^{j2\mathrm{\π}\frac{l}{N}n}\left[\begin{array}{c}\frac{1}{N}{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{N-1}{\mathrm{\ΔV}}_k{e}^{-j2\mathrm{\π}\frac{l}{N}k}+e_1\left(n{T}_s\right)\frac{1}{N}{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{N-1}{\mathrm{\ΔG}}_k{e}^{-j2\mathrm{\π}\frac{1}{N}k}+\\ \frac{{\mathrm{de}}_1}{\mathrm{dt}}\left({\mathrm{nT}}_s\right)\frac{1}{N}{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{N-1}{\mathrm{\Δt}}_k{e}^{-j2\mathrm{\π}\frac{1}{N}k}+\\ e_2\left({\mathrm{nT}}_s\right)\frac{1}{N}{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{N-1}\frac{{\mathrm{\Δ\ω}}_k}{{\mathrm{\ω}}_0}{e}^{-j2\mathrm{\π}\frac{1}{N}k}\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{c}\frac{1}{N}{\mathrm{\Σ}}_{l=0}^{N-1}1(\mathrm{\ω}-l\frac{{\mathrm{\ω}}_S}{N})F\left(\mathrm{\ΔV}\left(l\right)\right)+\frac{1}{N}{\mathrm{\Σ}}_{l=0}^{N-1}F\left(e_1(\mathrm{\ω}-l\frac{{\mathrm{\ω}}_S}{N})\right)F\left(\mathrm{\ΔG}\left(l\right)\right)+\\ \frac{1}{N}{\mathrm{\Σ}}_{l=0}^{N-1}F\left(\frac{{\mathrm{de}}_1}{\mathrm{dt}}(\mathrm{\ω}-l\frac{{\mathrm{\ω}}_S}{N})\right)F\left(\mathrm{\Δt}\left(l\right)\right)+\frac{1}{N}{\mathrm{\Σ}}_{l=0}^{N-1}F\left(H\left(e_1(\mathrm{\ω}-l\frac{{\mathrm{\ω}}_S}{N})\right)\right)\frac{F\left(\mathrm{\Δ\ω}\left(l\right)\right)}{{\mathrm{\ω}}_0}\end{array}\right]$

其中符号如下：

1(ω)是一个信号，在ω＝0时等于1，其它情况等于0；

F(e₁)是e₁(t)的傅立叶变换；

F(de₁/dt)是de₁/dt的傅立叶变换；

F(ΔV)是矢量ΔV_k的(离散)傅立叶变换；

F(ΔG)是矢量ΔG_k的(离散)傅立叶变换；

F(Δt)是矢量Δt_k的(离散)傅立叶变换；

F(Δω)是矢量Δω_k的(离散)傅立叶变换；

H是高通滤波器p/(p+ω₀)的频率响应。

ω_s＝2π/T_S

因此，从杂散频谱可以看出：

-和偏移电压相关的谱线，位于是Fs/N倍数的频率处，值等于 $\frac{1}{N}F\left(\mathrm{\ΔV}\left(l\right)\right);$

-和增益误差相关的频谱，包括e₁(t)的频谱，分布在是Fs/N倍数的频率周围，值等于 $\frac{1}{N}F\left(e_1\left(\mathrm{\ω}\right)\right)F\left(\mathrm{\ΔG}\left(l\right)\right);$

-和相位误差相关的频谱，包括de₁(t)/dt(t)的频谱，分布在是Fs/N倍数的频率周围，值等于 $\frac{1}{N}F\left(\frac{{\mathrm{de}}_1}{\mathrm{dt}}\left(\mathrm{\ω}\right)\right)F\left(\mathrm{\Δt}\left(l\right)\right);$

-和通带误差相关的频谱，包括高通滤波器p/(p+ω₀)对e₁(t)的滤波结果，分布在是Fs/N倍数的频率周围，值等于 $\frac{1}{N}F\left(H\left(e_1\left(\mathrm{\ω}\right)\right)\right)F\left(\mathrm{\Δ\ω}\left(l\right)\right).$

因此，配对误差的数字信号表示包括：

-频率线 $f_{\mathrm{os}}=\frac{F_S}{N},$ l＝0，1，Λ，N-1，幅度为 $A_{\mathrm{os}}=\frac{1}{N}{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{N-1}{\mathrm{\ΔV}}_k{e}^{-j2\mathrm{\π}\frac{l}{N}k},$ 对应于偏移误差的信号表示 ${\mathrm{Vc}}_{\mathrm{os}}\left(n\right)=\frac{1}{N}{\mathrm{\Σ}}_{l=0}^{N-1}{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{N-1}{\mathrm{\ΔV}}_k{e}^{j2\mathrm{\π}\frac{1}{N}(n-k)};$

-频率 $f_{\mathrm{os}}=\frac{F_S}{N},$ l＝0，1，Λ，N-1周围的频谱，通过幅度为 $A_g=\frac{1}{N}{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{N-1}{\mathrm{\ΔG}}_k{e}^{-j2\mathrm{\π}\frac{l}{N}k}$ 的谱线的输入信号的幅度调制得到，对应于增益误差 ${\mathrm{Vc}}_g\left(n\right)=\frac{1}{N}{e}_1\left({\mathrm{nT}}_S\right){\mathrm{\Σ}}_{l=0}^{N-1}{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{N-1}{\mathrm{\ΔG}}_k{e}^{j2\mathrm{\π}\frac{1}{N}(n-k)}=e_1\left({\mathrm{nT}}_S\right)\·C_g\left(n\right)$ 的信号表示；

-频率 $f_{\mathrm{os}}=\frac{F_S}{N},$ l＝0，1，Λ，N-1周围的频谱，通过幅度为 $A_p=\frac{1}{N}{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{N-1}{\mathrm{\Δt}}_k{e}^{-j2\mathrm{\π}\frac{1}{N}k}$ 的谱线的输入信号的导数的幅度调制得到，对应于相位误差 ${\mathrm{Vc}}_p\left(n\right)=\frac{1}{N}\frac{{\mathrm{de}}_1}{\mathrm{dt}}\left({\mathrm{nT}}_S\right){\mathrm{\Σ}}_{l=0}^{N-1}{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{N-1}{\mathrm{\Δt}}_k{e}^{j2\mathrm{\π}\frac{1}{N}(n-k)}=\frac{{\mathrm{de}}_1}{\mathrm{dt}}\left({\mathrm{nT}}_S\right)\·C_p\left(n\right)$ 的信号表示；

-频率 $f_{\mathrm{os}}=\frac{F_S}{N},$ l＝0，1，Λ，N-1周围的频谱，通过用幅度为 $A_b=\frac{1}{N}{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{N-1}\frac{{\mathrm{\Δ\ω}}_k}{{\mathrm{\ω}}_0}{e}^{-j2\mathrm{\π}\frac{l}{N}k}$ 的谱线的信号e₁(t)的p/(p+ω₀)高通滤波的结果进行幅度调制得到，对应于通带误差 ${\mathrm{Vc}}_b\left(n\right)=\frac{1}{N}{e}_2\left({\mathrm{nT}}_S\right)$ ${\mathrm{\Σ}}_{l=0}^{N-1}{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{N-1}\frac{{\mathrm{\Δ\ω}}_k}{{\mathrm{\ω}}_0}{e}^{j2\mathrm{\π}\frac{1}{N}(n-k)}=e_2\left({\mathrm{nT}}_S\right)\·C_b\left(n\right)$ 的信号表示。

因此，校准阶段包括在具有时间交叉的模数转换***的输入端注入已知频率已知幅度的模拟信号(尤其是纯正弦波)，如同图5示出的校准方法实例所示。

对具有时间交叉的模数转换***输出端的采样信号的频谱分析由以下事实得到简化：

-和偏移电压相关的杂散谱线和矢量ΔV_k的离散傅立叶变换成正比；

-和增益误差相关的杂散谱线和矢量ΔG_k的离散傅立叶变换成正比；

-和相位误差相关的杂散谱线和矢量Δt_k的离散傅立叶变换成正比；

-和通带误差相关的杂散谱线和矢量Δω_k/ω₀的离散傅立叶变换成正比；

-因此，矢量ΔV_k、ΔG_k、Δt_k、Δω_k的分量可以通过傅立叶逆变换从采样信号的频谱中提取出。

一开始，注入信号V_n(t)＝0，记录下模数转换器输出端的采样信号，并用傅立叶变换计算其频谱。从频率为kFs/N处的值，通过傅立叶逆变换，提取出系数α_osk，β_osk，在此基础之上，计算表示偏移电压误差的信号V_Cos(n)。

随后，注入有若干个ω_in值的信号V_n(t)＝Acosω_in(t)，记录模数转换器输出端的采样信号，并通过傅立叶变换计算其频谱。此后，将值kFs/N±F_in作为ω_in的函数来加以提取。

通过对系数α_gk，β_gk进行离散傅立叶逆变换提取原点，在此基础之上，计算乘以输入信号就能够产生增益误差信号表示的系数C_g(n)。

通过对系数α_bk，β_bk进行离散傅立叶逆变换提取拐点，在此基础之上，计算乘以输入信号就能够产生通带误差信号表示的系数C_b(n)。

基于同样的采样信号，提取作为ω_in函数的曲线V_n(kFs/N+/-F_in)/jω_in。通过离散傅立叶逆变换从原点提取系数α_pk，β_pk的信息，在此基础之上，计算乘以输入信号就能够产生相位误差信号表示的系数C_p(n)。

因此这样确定的整个一组信号V_Cos和系数C_g(n)、C_b(n)和C_p(n)构成了校准信息IC。

接下来，将以后的叫作工作阶段，也就是具有时间交叉的模数转换***对任意信号进行采样，产生表示通道配对误差的数字信号的阶段。例如，所述数字信号可以以“梳状”信号的形式产生，其频谱包括kFs/N的频率线(其中Fs是采样频率，N是具有时间交叉的模数转换***(CAN 10)的通道数目)，其幅度依赖于模数转换器的频率响应。特别地，这个信号可以作为频率响应的函数通过调制频率为kFs/N的梳状信号获得，例如，借助于校准信号IC。这些信号的频谱和图8所示的配对误差的频谱相同。

在图4所示的实例中，模拟输入信号E_A由模数转换***CAN 10根据采样时钟H_e进行转换。采样时钟H_e驱动产生梳状类型信号的模块11。

在采样时钟的基础之上产生梳状类型的信号可以包括产生对应于类型 $C_i=\frac{1}{N}{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{N-1}{\mathrm{\ΔC}}_{\mathrm{ik}}{e}^{-j2\mathrm{\π}\frac{1}{N}k}$ 谱线的数字信号，可以将其表示成以下形式，其中包括实信号：

$C_i\left(n\right)=\frac{1}{N}{\mathrm{\Σ}}_{l=0}^{N-1}{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{N-1}{\mathrm{\ΔC}}_{\mathrm{ik}}{e}^{j2\mathrm{\π}\frac{1}{N}(n-k)}$

$={\mathrm{\Σ}}_{l=0}^{N-1}\left[\begin{array}{c}\left(\frac{1}{N}{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{N-1}{\mathrm{\ΔC}}_{\mathrm{ik}}\cos 2\mathrm{\π}\frac{l}{N}k\right)\cos 2\mathrm{\π}\frac{l}{N}n\\ +\left(\frac{1}{N}{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{N-1}{\mathrm{\ΔC}}_{\mathrm{ik}}\sin 2\mathrm{\π}\frac{l}{N}k\right)\sin 2\mathrm{\π}\frac{l}{N}n\end{array}\right]$

$={\mathrm{\Σ}}_{l=0}^{N-1}{\mathrm{\α}}_{\mathrm{il}}\cos 2\mathrm{\π}\frac{l}{N}n+{\mathrm{\β}}_{\mathrm{il}}\sin 2\mathrm{\π}\frac{l}{N}n$

该信号的频谱包括图6所示的谱线kFs/N。系数α_il和β_il可以在图5所示的校准阶段得到。图7给出了计算C_i的实例，然后，对于n大于0小于N-1的值，组成校准信息IC的值C_i(n)可以存储在存储器中。在这以后，由n(任意值)循环寻址的这个存储器使得输出C_i的值成为可能。

计数器20由信号sycn同步，并且由采样时钟H_e驱动。这个计数器20允许将校准信息IC放在循环存储器中。根据校准信号IC，将它分别放置在和偏移电压21、增益误差22、相位误差23以及通带误差24相关的存储器中。这些存储器21、22、23、24的写入由命令CE控制，它们分别提供V_Cos、C_g(n)、C_p(n)和C_b(n)的值。

在这个实例中，在对具有时间交叉的模数转换***校准阶段采样的输入信号进行调制之前计算V_Cos、C_g(n)、C_p(n)和C_b(n)的值，这些值存储在存储器中，由幅度调制模块在具有时间交叉的模数转换***的工作阶段作为校准信息使用。

如图4所示，幅度调制模块12接收所得的梳状信号，通过使用校准信息IC的采样信号e(nT_s)实现其调制。

该信号可以由输入信号或从采样信号中提取的信息(导数、高通滤波)进行调制。由此通过合适的校准信息IC的乘积获得增益误差Vc_g(n)和/或相位误差Vc_p(n)和/或通带误差Vc_b(n)的信号表示：即关于各个输入信号e(nT_s)、其导数de/dt(nT_s)的近似s’(n)或对输入信号的高通滤波结果e₂(n)的各个系数C_g、C_p或C_b的信号表示。

图9示出了调制模块12的实施例的实例。存储器121和123分别提供形成高通滤波器H 122和旁通滤波器124所需的系数。模数转换器输出端的采样梳状信号e(nT_s)可以：

-直接由对应于系数C_g的校准信息IC相乘，以获得增益误差Vc_g(n)的信号表示；

-由旁通滤波器124滤波，然后和对应于系数C_p的校准信息IC相乘，以获得相位误差Vc_p(n)的信号表示；或者

-由滤波器H 122滤波，然后和对应于系数C_b的校准信息IC相乘，以获得通带误差Vc_b(n)的信号表示。

将所有这些配对误差V_Cos(n)、V_Cg(n)、C_Cp(n)和C_Cb(n)的信号表示相加，以提供配对误差(所有原因结合)的数字信号表示。

然后，由加法器13(见图4)将配对误差的数字信号表示从数字信号中减去。

这种具有时间交叉，校正了配对误差的模数转换***，在各种应用中转换速度方面都具有有益效果。主要应用于仪器***和数字接收***，具体地说：

-仪器和测试***，数字示波器；

-数字接收机，特别是雷达和电子战；

-直接转换接收机，特别是用于RF解调和软件无线电环境中。

Claims (12)

1.一种用于产生具有时间交叉的模数转换***(CAN 10)通道间配对误差的数字信号表示的方法，这种模数转换***包括每个通道上的一个模数转换器(CAN₁，CAN₂，...，CAN_N)，其特征在于包括作为具有时间交叉的模数转换***(CAN 10)对至少一个模拟校准信号(IC)的频率响应的函数，确定所述数字信号(11～12)的频谱。

2.如前一权利要求所述，用于产生配对误差的数字信号表示的方法，其特征在于包括“梳状”信号的产生，该“梳状”信号的频谱包括多条频率线kFs/N(11)(其中Fs是采样频率，N是具有时间交叉的模数转换***(CAN 10)的通道数目)，以及依赖于所述模数转换器的频率响应的幅度(12)。

3.如前一权利要求所述，用于产生配对误差的数字信号表示的方法，其特征在于所述幅度依赖于在所述模数转换器频率响应基础之上确定的偏移电压ΔV_k(21)。

4.如权利要求2或3之一所述，用于产生配对误差的数字信号表示的方法，其特征在于包括由所述转换***(CAN 10)数字化的所述输入信号(E_A)对所述“梳状”信号(12)的幅度调制，因此，该调制把所述“梳状”信号的频谱变换为所述模数转换器频率响应的函数。

5.如前一权利要求所述，用于产生配对误差的数字信号表示的方法，其特征在于所述幅度依赖于在所述模数转换器频率响应基础之上确定的增益偏差ΔG_k(22)。

6.如权利要求2到5中之一所述，用于产生配对误差的数字信号表示的方法，其特征在于包括由所述转换***数字化的所述输入信号的导数s’(n)对所述“梳状”信号的幅度调制，因此，该调制(12)把所述“梳状”信号的频谱变换为所述模数转换器频率响应的函数。

7.如前一权利要求所述，用于产生配对误差的数字信号表示的方法，其特征在于所述幅度依赖于在所述模数转换器频率响应基础之上确定的采样时钟时间偏差Δt_k(23)。

8.如权利要求2到7之一所述，用于产生配对误差的数字信号表示的方法，其特征在于包括由所述转换***数字化的所述输入信号的高通滤波结果e₂(n)对所述“梳状”信号的幅度调制(12)，因此，该调制把所述“梳状”信号的频谱变换为所述模数转换器频率响应的函数。

9.如前一权利要求所述，用于产生配对误差的数字信号表示的方法，其特征在于所述幅度依赖于在所述模数转换器频率响应基础之上确定的通带误差Δω_k(24)。

10.一种方法，用于抑制模数转换器(CAN 10)通道间的配对误差，其特征在于包括如权利要求1到9中任意一个所述的，模数转换器通道间配对误差的数字信号(11～12)表示的产生，并从所述模数转换器输出端的信号中减去(13)所述产生的数字信号。

11.具有时间交叉的模数转换***，采样频率为Fs，具有N个模数转换器(CAN₁，CAN₂，...，CAN_N)，由频率为Fs/N的采样时钟(H_e)驱动，其特征在于还包括：

-产生模块，由频率为Fs的所述采样时钟(H_e)驱动，用于产生如权利要求1到9中任意一个所述的配对误差(11～12)的数字信号表示；

-减去模块(13)，用于从所述模数转换器的输出信号中减去由所述产生模块产生的数字信号。

12.如前一权利要求所述，具有时间交叉的模数转换***，其特征在于所述产生模块包括：

-由频率为Fs的所述时钟(H_e)驱动，用于产生“梳状”信号(11)的设备；

-幅度调制设备(12)，和用于产生“梳状”信号的所述设备(11)的输出端连接，接收作为所述频率响应函数而确定的校准信息(IC)。

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