CN1901434A - 一种信号异步发射的多入多出通信方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种信号异步发射的多入多出通信方法，其特征是采用分层空时码结构，发射机对不同发射天线上的信号延迟后异步发射，接收机采用异步MIMO检测方法对信号进行检测。在发射端通过对发射信号进行不同的延时，利用了延时分集带来的增益；在接收端采用异步MIMO检测算法，增加了接收分集度，能够提高多入多出***的链路质量，降低误码率，提高***性能。

Description

一种信号异步发射的多入多出通信方法

技术领域

本发明属于通信技术领域，特别涉及通信技术中的使用多天线的通信方法。

背景技术

现有的多入多出(Multiple Input Multiple Output，MIMO)通信方法都是基于信号同步发射的。由于MIMO通信方法具有良好的频谱效率，较高的***容量和较好的通信质量，它是新一代无线通信***的关键技术之一。

MIMO通信方法采用空时编码技术，其中使用的空时码主要有两大类：基于发射分集的空时格码(Space Time Trellis Codes，STTC)和空时分组码(Space Time Block Codes，STBC)；基于非发射分集的分层空时码(Layered Space Time Codes，LSTC)。

空时格码是一种综合考虑了信道编码、调制、发射分集和接收分集的设计，能够提供较大的编码增益、频谱利用率和分集增益的编码方式。空时格码的性能很好，但其解码的复杂度相当高。具体而言，当发射天线数固定时，空时格码的解码复杂度(由解码器的网格状态数度量)随传输速率成指数级增长。有鉴于此，Alamouti提出了一种简单的两天线发射分集方案，并给出了较为简单的解码算法。Tarkh等人从中受到启发，应用正交理论，将该方案推广到具有任意发射天线数的发射分集***，由此提出了空时分组码。空时分组码与空时格码相比，虽然性能有所降低，但解码复杂度却小得多。

分层空时码是将信源数据分为几个并行的子数据流，对它们独立地进行编码和调制的技术，故它不是基于发射分集的。贝尔实验室的Foschini等人首先提出了一种对角分层空时码(Diagonally Bell Labs Layered Space-Time Wireless Communication Architecture，D-BLAST)，发射信息按照对角线进行空时编码，在独立的瑞利衰落环境下，这种结构获得了巨大的理论容量，它的容量随发射天线的数目线性增长，可以达到90％的香农信道容量，虽然D-BLAST具有较好的空时特性和层次结构，但是它的一个缺陷就是复杂度太高，不适合于应用。随后提出了水平分层空时码H-BLAST(Horizontal BLAST)和垂直分层空时码V-BLAST(Vertical BLAST).虽然H-BLAST的译码简单，但其空时特性比较差；而V-BLAST的性能较好，译码复杂度不大，因此得到广泛应用。基于V-BLAST结构的***已经在实验室进行了实验验证，在室内慢衰落的环境下，该***的频谱效率高达40bit/s/Hz。

下面介绍基于分层空时码结构的MIMO通信***的一般结构和检测算法。

基于分层空时码结构的MIMO***示意图如图1所示，由发射机示意图和接收机示意图组成。发射机包括：发射数据模块1、分层空时编码2、数模转换模块3、射频处理1模块4，M个发射天线5，其中射频处理1模块4包括M个射频处理子模块，不同发射天线上的射频处理子模块可以不同。接收机包括：N个接收天线6、射频处理2模块7、模数转换模块8、MIMO检测模块9、分层空时解码模块10和恢复数据模块11，其中射频处理2模块7包括N个射频处理子模块，不同接收天线上的射频处理子模块可以不同。

基于分层空时码结构的MIMO通信方法存在众多成熟的信号检测算法，如最大似然算法、迫零算法，最小均方误差算法等等。下面以迫零算法为例，介绍基于分层空时码结构的MIMO通信方法的信号检测算法。

如图1所示，发射数据1首先通过分层空时编码模块2，将发射数据编码成并行的M路数据符号流，经过无线信道以后，在接收端被N个接收天线同时接收，将接收到的信号进行迫零检测，最后将数据输出。

等效基带发射信号M维矢量我们定义为a＝(a₁ a₂ … a_M)^T，a_k表示第k个发射天线的数据，对应的接收信号矢量为r＝(r₁ r₂ … r_N)^T，可表示为

                                r＝Ha+N                          (1)

其中 h_i，j表示从第j个发射天线到第i个接收天线的信道衰落因子，假设不同的h_ij之间相互独立，N表示接收端的高斯噪声矢量。直接求逆的迫零检测方法表示如下，发射信号矢量的估计值为

                                 ＝a+H^N                      (2)

其中，(·)^表示矩阵的Moore-Penrose逆。该方法的原理是直接对信道矩阵进行求逆操作，然后用该逆矩阵左乘接收的信号矢量，再同时对各个分量进行译码，该方法的优点是简单，复杂度低，缺点是译码效果较差。内容详见G.D.Golden，C.J.Foschini，“Detection algorithmand initial laboratory results using V-BLAST space-time communication architecture”，IEEEECTRONICS LETTERS 7^th Jan 1999，Vol.35 No.1.

现有的多入多出通信方法都是基于信号同步发射的。对于采用分层空时码的多入多出通信方法，由于信号在发射端同时发射，发射端不具有延时分集带来的增益，并且接收端的接收分集度较低，从而影响了链路质量和***容量。针对现有多入多出通信方法的缺点，目前已知的文献、专利和相关出版物中还没有提供一种信号异步发射多入多出通信方法。

发明内容

针对现有信号同步发射的多入多出通信方法的不足，本发明的目的是提供一种信号异步发射的多入多出通信方法，按照本发明的通信方法，通过发射机异步发射信号和接收机的异步MIMO检测，可以提高多入多出***的链路质量，降低误码率，提高***性能。

为了方便地描述本发明的内容，首先对以下术语做一个解释说明，如图2、图3所示：

1)分层空时编码技术：是指将输入数据进行分层空时编码调制，形成多路数据符号流输出；

2)成帧技术：是指将输入的数据符号流组成多个一定长度的数据帧输出；

3)延时技术：是指将输入的一定长度的数据帧在延迟一段时间后输出；

4)添加保护间隔技术：是指对输入的数据帧尾部添加一定时间长度的保护间隔，其目的是避免帧与帧之间的干扰；

5)匹配滤波技术：是指对不同发射天线上的信号进行匹配，以便区分不同发射天线上的信号；

6)数据采样技术：是指对输入信号进行采样，输出不同时刻离散的采样值；

7)分层空时解码技术：将输入数据进行分层空时解码解调获得恢复数据。

分层空时编码技术可以是V-BLAST编码技术，也可以是H-BLAST编码技术或者D-BLAST编码技术。

分层空时解码技术可以是V-BLAST解码技术，也可以是H-BLAST解码技术或者D-BLAST解码技术。

本发明提供的一种信号异步发射的多入多出通信方法，它包括发射步骤和接收步骤；

一种信号异步发射的多入多出通信方法的发射机有M(M为正整数)个发射天线(如图2、图5所示)，所述的发射步骤包括：

步骤1：分层空时编码

采用分层空时编码技术，将输入的发射数据1编码为M路并行的数据符号流输出；

步骤2：成帧

采用成帧技术，将步骤1输出的M路数据符号流分别组成多个一定长度的数据帧输出。每个数据帧长度相等，所述数据帧的长度大于等于2，数据帧的长度由工程上接收机复杂度要求和***误码率性能要求等因素决定。具体表示为：设第k个天线上第i个数据符号为b_k(i)，其中k＝1，…，M，数据帧的长度为S，即包含S个数据符号，S≥2。成帧步骤将每路数据符号结合成多个长度为S的数据帧输出，第k路数据符号对应的一个数据帧包含S个符号，即b_k(0)，b_k(1)，…，b_k(S-1)；

步骤3：延时

采用延时技术，将由步骤2输出的M路上的每个数据帧分别进行时间延迟，设第k个发射天线上的数据帧的延迟时间为τ_k，则第k路上的数据帧延迟τ_k，其中k＝1，…，M。要求每帧数据的延迟时间τ_k小于若干个符号周期，即0≤τ_k＜ΔT_s(Δ为大于0的正整数)；不同支路上的时延τ_k可以均不相等，或部分不相等，并存在一组最佳时延τ₁，τ₂，…，τ_M使***误码率性能最优；工程上的τ_k大小由***频谱利用率、***误码率性能要求等因素决定；

步骤4：添加保护间隔

采用添加保护间隔技术，将步骤3输出的每个数据帧的尾部添加一定时间长度的保护间隔。该保护间隔内可以置零，也可以放置其他可避免帧与帧之间干扰的数据。工程上保护间隔的时间长度由每路数据的延迟时间和***的频谱利用率决定。假设第k路上已经延时τ_k的数据帧后增加时间长度为T_gk的保护间隔，要求τ_k+T_gk＝τ_m+T_gm，k，m∈{1，2，…，M}，如图4所示，以每个天线上的一帧数据为例，假设0≤τ₁＜τ₂＜…＜τ_M＜T_s，为了消除帧与帧之间的干扰，则第k个发射天线上的保护间隔需满足T_gk≥τ_M-τ_k，所以第M个发射天线上的最小保护间隔可为零；

步骤5：数模转换

将步骤4输出的M路的数字信号转换为M路模拟信号输出；

步骤6：发射射频处理

将步骤5输出的M路模拟信号进行射频处理，获得满足发射要求的M路信号，从M个发射天线上发射。

每个发射天线上以一帧数据为例，采用保护间隔内置零的方法，经过步骤1、2、3、4后，得到对应于发射天线k的低通等效复基带信号可表示为：

$s_k\left(t\right)=\sqrt{\frac{E_s}{M}}\underset{i=0}{\overset{S-1}{\mathrm{\Σ}}}{b}_k\left(i\right)g(t-{\mathrm{iT}}_s-{\mathrm{\τ}}_k),k=1,\·\·\·,M---\left(3\right)$

其中，b_k(i)为对应于第k个发射天线第i个符号持续时间内发射的符号，b_k(i)＝0，i{0，1，…，S-1}；E_s为符号能量，公式(4)中表示发射天线采用平均功率分配的形式，每个发射天线的发射功率为

T_s为数据b_k(i)一个符号的周期；g(t)为发射天线的等效复基带波形，g(t)满足：g(t)＝0，t[0，T_s)， ${\left|\right|g\left(t\right)\left|\right|}^2={\∫}_0^{T_s}g*\left(t\right)g\left(t\right)\mathrm{dt}=1,$ 其中上标*表示复共轭。

假设一种信号异步发射的多入多出通信方法的接收机有N(N为正整数)个接收天线(如图3、图6所示)，所述的接收步骤包括：

步骤7：接收射频处理

接收天线6收到的信号经过接收射频处理后，得到N个基带信号r_j(t)，j＝1，…，N；

如图3所示，接收机第j个接收天线6经过接收射频处理步骤7后的信号r_j(t)为：

$r_j\left(t\right)=\sqrt{\frac{E_s}{M}}\underset{i=0}{\overset{S-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{b}_k\left(i\right)h_{j,k}\left(i\right)g(t-{\mathrm{iT}}_s-{\mathrm{\τ}}_k)+n_j\left(t\right)---\left(5\right)$

其中，h_j，k(i)为i时刻从第k个发射天线到第j个接收天线的信道衰落因子，n_j(t)是第j个接收天线上的加性复高斯白噪声。

步骤8：匹配滤波

对步骤7输出的N个基带信号r_j(t)，j＝1，…，N进行匹配滤波处理，如图3所示，第j个接收天线上的基带信号r_j(t)通过M个匹配滤波器，输出M路信号。同理，N个接收天线上的基带信号分别通过M个匹配滤波器后，共得到M×N路信号。该步骤表示如下：接收信号r_j(t)通过发射天线m(1≤m≤M的正整数)的匹配滤波器后l时刻的输出为

$y_j^m\left(l\right)={\∫}_{{\mathrm{lT}}_s+{\mathrm{\τ}}_m}^{(l+1)T_s+{\mathrm{\τ}}_m}{r}_j\left(t\right)g*(t-{\mathrm{lT}}_s-{\mathrm{\τ}}_m)\mathrm{dt},m=1,\·\·\·M---\left(6\right)$

将(5)式带入(6)式得到：

$y_j^m\left(l\right)=\sqrt{\frac{E_s}{M}}\underset{i=0}{\overset{S-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{j,k}\left(i\right)b_k\left(i\right){\∫}_{l{T}_s+{\mathrm{\ι}}_m}^{(l+1)T_s+{\mathrm{\τ}}_m}g(t-{\mathrm{iT}}_s-{\mathrm{\τ}}_k)g*(t-{\mathrm{lT}}_s-{\mathrm{\τ}}_m)\mathrm{dt}$

$+{\∫}_{{\mathrm{lT}}_s+{\mathrm{\τ}}_m}^{(l+1)T_s+{\mathrm{\τ}}_m}{n}_j\left(t\right)g*(t-{\mathrm{lT}}_s-{\mathrm{\τ}}_m)\mathrm{dt}$ (7)

设

$R_{m,k}(l-i)={\∫}_{{\mathrm{lT}}_s+{\mathrm{\τ}}_m}^{(l+1)T_s+{\mathrm{\τ}}_m}g(t-{\mathrm{iT}}_s-{\mathrm{\τ}}_k)g*(t-{\mathrm{lT}}_s-{\mathrm{\τ}}_m)\mathrm{dt}---\left(8\right)$

$n_j^m\left(l\right)={\∫}_{\mathrm{lT}+{\mathrm{\τ}}_m}^{(l+1)T+{\mathrm{\τ}}_m}{n}_j\left(t\right)g*(t-\mathrm{lT}-{\mathrm{\τ}}_m)\mathrm{dt}---\left(9\right)$

则(7)式可简化为

$y_j^m\left(l\right)=\sqrt{\frac{E_s}{M}}\underset{i=0}{\overset{S-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{R}_{m,k}(l-i)h_{j,k}\left(i\right)b_k\left(i\right)+n_j^m\left(l\right)---\left(10\right)$

步骤9：数据采样

采用数据采样技术对步骤8中匹配滤波器输出的信号，在t时刻连续进行采样，得到多个离散的采样值。该步骤表示为：对于第m个匹配滤波器的输出信号在t＝(l+1)T+τ_m(l＝0，…，S-1，τ_m为第m个发射天线上信号的时延)获得S个采样值y_j ^m(0)，y_j ^m(1)，…，y_j ^m(S-1)，m＝1，…，M，j＝1，…，N，不同的接收天线上的信号通过数据采样获得的采样值不同。

步骤10：异步MIMO检测

首先，对第j个接收天线上经过数据采样步骤9获得的采样值y_j ^m(l)(m＝1，…，M，j＝1，…，N，l＝0，…，S-1)进行数据组合得到对应的矩阵表达式，具体表示如下：

引入M_T×M_T的信道相关矩阵R(l-i)，其元素为R_m，k(l-i)。R(l-i)满足：

                 R(l-i)＝R^H(i-l)                                  (11)其中(·)^H表示复共轭转置。

由g(t)＝0，t[0，T_s)且0≤τ_k＜ΔT_s，

                 R(l-i)＝0，    |l-i|＞Δ                         (12)

设第j个接收天线在第l个符号对应时隙的对角信道矩阵为

                 h_j(l)＝diag{h_j，1(l)，h_j，2(l)，…，h_j，M(l)}    (13)

第j个接收天线匹配滤波器组在l＝0，1，…，S-1时刻的输出式(10)可表示为向量形式

$y_j\left(l\right)=\sqrt{\frac{E_s}{M_T}}\underset{i=0}{\overset{S-1}{\mathrm{\Σ}}}R(l-i)h\left(i\right)b\left(i\right)+n_j\left(l\right)---\left(14\right)$

其中 $y_j\left(l\right)={(y_j^1\left(l\right),y_j^2\left(l\right),\·\·\·,y_j^M\left(l\right))}^T,$ b(i)＝(b₁(i)，b₂(i)，…，b_M(i))^T，

$n_j\left(l\right)={(n_j^1\left(l\right),n_j^2\left(l\right),\·\·\·,n_j^M\left(l\right))}^T.$

下面把式(14)表示成更简洁的矩阵形式。定义

                 H_j＝diag{h_j(0)，h_j(1)，…，h_j(S-1)}              (16)

$Y_j={(y_j^T\left(0\right),y_j^T\left(1\right),\·\·\·,y_j^T(S-1))}^T---\left(17\right)$

                 b＝(b^T(0)，b^T(1)，…，b^T(S-1))^T                  (18)

$n_j={(n_j^T\left(0\right),n_j^T\left(1\right),\·\·\·,n_j^T(S-1))}^T---\left(19\right)$

R是SM_T×SM_T的块对称Toeplitz矩阵，H_j是SM_T×SM_T对角矩阵。这样，从符号时隙0到S-1在接收天线j上进行匹配滤波，提取到的信号Y_j可表示为：

$Y_j=\sqrt{\frac{E_s}{M}}R{H}_{j}b+n_j---\left(20\right)$

上式即第j个接收天线上的采样值y_j ^m(l)(m＝1，…，M，j＝1，…，N，l＝0，…，S-1)进行数据组合后得到的矩阵表达式。同理，N个接收天线上经过数据采样步骤9获得的采样值进行数据组合后可得到N个不同的矩阵表达式。

接着，将这N个矩阵表达式进行最大比合并，具体表示如下：

对N个不同的接收天线对应的矩阵表达式进行最大比合并可得N个接收天线的联合矩阵表达式

$Y=\underset{j=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{H}_j^H{Y}_j$

$=\sqrt{\frac{E_s}{M}}\underset{j=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{H}_j^{H}R{H}_{j}b+\underset{j=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{H}_j^H{n}_j$ (21)

设 $H=\underset{j=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{H}_j^{H}R{H}_j,$ $N=\underset{j=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{H}_j^H{n}_j,$ 则上式可化为

$Y=\sqrt{\frac{E_s}{M}}\mathrm{Hb}+N---\left(22\right)$

最后，基于N个接收天线的联合矩阵表达式(22)，利用直接迫零(ZF：Zero-Forcing)、排序干扰对消等方法可恢复出码元符号b的估计值，其他任何可恢复出估计值的检测方法也适用于本发明的检测步骤。

步骤11：分层空时解码

采用分层空时解码技术，将步骤10得到的码元符号的估计值解码，得到恢复数据。

经过以上步骤后，就可以实现本发明提供的信号异步发射的多入多出通信方法。

需要说明的是：

步骤1中的M路数据符号流对应于M个发射天线；

步骤5中不同发射天线所对应的射频处理过程可以不同；

步骤7中接收射频处理的目的就是使信号r_j(t)能够满足后级电路的处理要求；

步骤7中不同接收天线所对应的射频处理过程可以不同；

本发明的工作过程：

如图2、图3所示，发射数据首先经过分层空时编码模块2编码得到M路数据符号流；然后M路数据符号流经过成帧模块12组成多个长度为S的数据帧；各路数据帧经过延时模块13中的子模块进行各自的延时；经过延时后的各路数据帧经过添加保护间隔模块14在数据帧后添加各自的保护间隔；然后经过处理的数据帧经过数模转换模块3和射频处理3模块15后从发射天线上发射。接收天线6接收到信号后通过射频处理4模块16得到N个接收信号r_j(t)，j＝1，…，N，接收信号r_j(t)通过匹配滤波器组模块17对不同天线上的发射信号进行匹配滤波，匹配后的信号通过数据采样模块18进行采样，得到一组采样值y_j ^m(0)，y_j ^m(1)，…，y_j ^m(S-1)，m＝1，…，M，j＝1，…，N，不同的接收天线上的信号通过数据采样模块18获得的采样值不同。数据采样模块18输出的采样值输入异步MIMO检测模块，先将第j个接收天线上的采样值组合成矩阵表达形式，再把不同接收天线上的矩阵表达式进行最大比合并，然后得到码元符号的估计值，最后通过分层空时解码获得恢复数据。

本发明的创新之处：现有的多入多出通信方法中，信号都是同步发射的，并采用MIMO的检测方法恢复出发射信号。本发明提出的一种信号异步发射的多入多出通信方法，通过对发射信号进行不同的延时，使发射信号异步发射，在接收端采用相应的异步MIMO检测方法恢复发射信号。发射端信号的异步发射利用了延时分集，接收端的异步MIMO检测算法增加了接收分集度，能够提高多入多出***的链路质量，降低误码率，提高***性能。

本发明的实质：本发明提出的一种信号异步发射的多入多出通信方法，其特征是采用分层空时码结构，发射机对不同发射天线上的信号延迟后异步发射，接收机采用异步MIMO检测方法对信号进行检测。在发射端通过对发射信号进行不同的延时，利用了延时分集带来的增益；在接收端采用异步MIMO检测算法，增加了接收分集度，能够提高多入多出***的链路质量，降低误码率，提高***性能。

本发明的优点是：本发明提出的一种信号异步发射的多入多出通信方法，在保留现有采用分层空时码的MIMO通信方法频谱利用率高，***容量大的基础上，引入了延时分集，增加了接收分集度，进一步降低了误码率，能够提高链路质量和整体***性能。

综上所述，本发明提出的一种信号异步发射的多入多出通信方法，通过在发射端对不同发射天线上的信号进行时延，使信号异步发射；在接收机采用异步MIMO检测方法恢复出信号。发射端对不同发射天线上的信号的不同时延，引入了延迟分集，接收端的异步MIMO检测算法增加了接收分集度，能够提高多入多出***的链路质量，降低误码率，提高***性能。

附图说明

图1是现有的基于分层空时码结构的MIMO***示意图

其中，1是发射数据模块，2是分层空时编码模块，3是数模转换模块，4是射频处理1模块4，5是发射天线，6是接收天线，7是射频处理2模块，8是模数转换模块，9是MIMO检测模块，10是分层空时解码模块，11是恢复数据模块，TX1代表发射天线1，TXk代表发射天线k，TXM代表发射天线M，RX1代表接收天线1，RXk代表接收天线k，RXN代表接收天线N，D/A代表数模转换，A/D代表模数转换，射频1_1代表射频处理1模块的第1个子模块，射频1_k代表射频处理1模块的第k个子模块，射频1_M代表射频处理1模块的第M个子模块，射频2_1代表射频处理2模块的第1个子模块，射频2_k代表射频处理2模块的第k个子模块，射频2_N代表射频处理2模块的第N个子模块。图2是本发明的异步发射信号多入多出通信方法发射机示意图

其中，1是发射数据模块，2是分层空时编码模块，12是成帧模块，13是延时模块，14是添加保护间隔模块，3是数模转换模块，15是射频处理3模块，5是发射天线，TX1代表发射天线1，TXk代表发射天线k，TXM代表发射天线M，D/A代表数模转换，τ₁表示第1个发射天线上信号的延迟，τ_k表示第k个发射天线上信号的延迟，τ_M表示第M个发射天线上信号的延迟，射频3_1代表射频处理3模块的第1个子模块，射频3_k代表射频处理3模块的第k个子模块，射频3_M代表射频处理3模块的第M个子模块，。

图3是本发明的异步发射信号多入多出通信方法接收机示意图

其中，6是接收天线，16是射频处理4模块，17是匹配滤波器组模块，18是数据采样模块，19是异步MIMO检测模块，10是分层空时解码模块，11是恢复数据模块，r₁(t)表示第1个接收天线上经过射频处理后得到的信号，r_N(t)表示第1个接收天线上经过射频处理后得到的信号，y_j ^m(l)(m＝1，…，M，j＝1，…，N，l＝0，…，S-1)表示第j个接收天线上的信号经过发射天线m匹配滤波器后在l时刻的采样，t＝(l+1)T+τ_m(m＝1，…，M)表示经过发射天线m匹配滤波器后的信号在不同l时刻的采样时间。

图4是本发明的异步发射信号示意图

其中，τ_k(k＝1，…，M)表示第k个发射天线上信号的延迟，T_gk(k＝1，…，M)为第k个发射天线上添加的保护间隔的时间长度，b_k(i)(k＝1，…，M，i＝0，…，S-1)为第k个发射天线第i个符号持续时间内发射的符号。

图5是本发明异步发射信号多入多出通信方法的发射流程示意框图

图6是本发明异步发射信号多入多出通信方法的接收流程示意框图

具体实施方式：

本发明提供的一种信号异步发射的多入多出通信方法，包括发射机和接收机两大部分，如图2、图3所示。下面给出该方法的一个实施例，发射天线数M＝2，接收天线数N＝2，数据帧的帧长为S＝2，E_s＝1，采用平均功率分配，基带脉冲波形采用矩形波，发射天线的延时分别为τ₁＝0，τ₂＝0.6T_s，T_s＝1μs，添加的保护间隔T_g1＝0.6T_s，T_g2＝0，保护间隔内数据为零。

在上述参数的情况下，本发明提供的一种信号异步发射的多入多出通信方法的具体实现步骤描述如下，发射机如图2所示：

在发射端，发射数据经过分层空时编码2、成帧模块12、延时模块13和添加保护间隔模块14后，发射天线1上和发射天线2上的低通等效复基带信号可分别表示为：

$s_1\left(t\right)=\sqrt{\frac{1}{2}}\underset{i=0}{\overset{1}{\mathrm{\Σ}}}{b}_1\left(i\right)g(t-{\mathrm{iT}}_s)---\left(23\right)$

$s_2\left(t\right)=\sqrt{\frac{1}{2}}\underset{i=0}{\overset{1}{\mathrm{\Σ}}}{b}_2\left(i\right)g(t-{\mathrm{iT}}_s-0.6T_s)---\left(24\right)$

发射天线1和发射天线2上的信号经过射频处理步骤后发送到无线信道中。

接收机如图3所示，在接收端，通过射频处理步骤后得到接收信号r₁(t)和r₂(t)，表示如下：

$r_1\left(t\right)=\sqrt{\frac{1}{2}}\underset{i=0}{\overset{1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{b}_k\left(i\right)h_{1,k}\left(i\right)g(t-{\mathrm{iT}}_s-{\mathrm{\τ}}_k)+n_1\left(t\right)---\left(25\right)$

$r_2\left(t\right)=\sqrt{\frac{1}{2}}\underset{i=0}{\overset{1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{b}_k\left(i\right)h_{2,k}\left(i\right)g(t-{\mathrm{iT}}_s-{\mathrm{\τ}}_k)+n_2\left(t\right)---\left(26\right)$

经过匹配滤波器组模块17和数据采样模块18后，接收天线1和接收天线2上第m个匹配滤波器在l时刻的采样值可表示如下：

$y_1^m\left(l\right)=\sqrt{\frac{1}{2}}\underset{i=0}{\overset{1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{R}_{m,k}(l-i)h_{1,k}\left(i\right)b_k\left(i\right)+n_1^m\left(l\right)---\left(27\right)$

$y_2^m\left(l\right)=\sqrt{\frac{1}{2}}\underset{i=0}{\overset{1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{R}_{m,k}(l-i)h_{2,k}\left(i\right)b_k\left(i\right)+n_2^m\left(l\right)---\left(28\right)$

接收天线1和接收天线2的采样值输入异步MIMO检测模块后，经过数据重新组合成的矩阵表达式可分别表示为：

$Y_1=\sqrt{\frac{1}{2}}R{H}_{1}b+n_1---\left(29\right)$

$Y_2=\sqrt{\frac{1}{2}}R{H}_{2}b+n_2---\left(30\right)$

上式各变量定义如(15)式～(19)式所示。对接收天线1的信号和接收天线2进行最大比合并可得

$Y=\sqrt{\frac{1}{2}}\mathrm{Hb}+N---\left(31\right)$

最后进行迫零检测恢复出信号的估计值表示如下

                               ＝b+H^N                           (32)

信号的估计值通过分层空时解码模块10后得到恢复数据。

上述一种信号异步发射的多入多出通信方法的实施例可采用C语言编程实现，通过计算机仿真可知，与现有信号同步发射的多入多出通信方法相比，它具有提高多入多出***的链路质量，降低误码率，提高***性能等优点。

Claims (1)

1、一种信号异步发射的多入多出通信方法，其特征是它包括发射步骤和接收步骤；

一种信号异步发射的多入多出通信方法的发射机有M(M为正整数)个发射天线，所述的发射步骤包括：

步骤1：分层空时编码

采用分层空时编码技术，将输入的发射数据(1)编码为M路并行的数据符号流输出，其中分层空时编码技术可以是V-BLAST编码技术，也可以是H-BLAST编码技术或者D-BLAST编码技术；

步骤2：成帧

采用成帧技术，将步骤1输出的M路数据符号流分别组成多个一定长度的数据帧输出；每个数据帧长度相等，所述数据帧的长度大于等于2，数据帧的长度由工程上接收机复杂度要求和***误码率性能要求等因素决定；具体表示为：设第k个天线上第i个数据符号为b_k(i)，其中k＝1，…，M，数据帧的长度为S，即包含S个数据符号，S≥2；成帧步骤将每路数据符号结合成多个长度为S的数据帧输出，第k路数据符号对应的一个数据帧包含S个符号，即b_k(0)，b_k(1)，…，b_k(S-1)；

步骤3：延时

采用延时技术，将由步骤2输出的M路上的每个数据帧分别进行时间延迟，设第k个发射天线上的数据帧的延迟时间为τ_k，则第k路上的数据帧延迟τ_k，其中k＝1，…，M；要求每帧数据的延迟时间τ_k小于若干个符号周期，即0≤τ_k＜ΔT_s(Δ为大于0的正整数)；不同支路上的时延τ_k可以均不相等，或部分不相等，并存在一组最佳时延τ₁，τ₂，…，τ_M使***误码率性能最优；工程上的τ_k大小由***频谱利用率、***误码率性能要求等因素决定；

步骤4：添加保护间隔

采用添加保护间隔技术，将步骤3输出的每个数据帧的尾部添加一定时间长度的保护间隔；该保护间隔内可以置零，也可以放置其他可避免帧与帧之间干扰的数据；工程上保护间隔的时间长度由每路数据的延迟时间和***的频谱利用率要求决定；假设第k路上已经延时τ_k的数据帧后增加时间长度为T_gk的保护间隔，要求τ_k+T_gk＝τ_m+T_gm，k，m∈{1，2，…，M}；

步骤5：数模转换

将步骤4输出的M路的数字信号转换为M路模拟信号输出；

步骤6：发射射频处理

将步骤5输出的M路模拟信号进行射频处理，获得满足发射要求的M路信号，从M个发射天线上发射，其中不同发射天线所对应的射频处理过程可以不同；

每个发射天线上以一帧数据为例，采用保护间隔内置零的方法，经过步骤1、2、3、4后，得到对应于发射天线k的低通等效复基带信号可表示为：

$s_k\left(t\right)=\sqrt{\frac{E_s}{M}}\underset{i=0}{\overset{S-1}{\mathrm{\Σ}}}{b}_k\left(i\right)g(t-{\mathrm{iT}}_s-{\mathrm{\τ}}_k),k=1,\·\·\·,M---\left(1\right)$

其中，b_k(i)为对应于第k个发射天线第i个符号持续时间内发射的符号， $b_k\left(i\right)=0,i\∉\{\mathrm{0,1},\·\·\·,S-1\};$ E_s为符号能量，公式(1)中表示发射天线采用平均功率分配的形式，每个发射天线的发射功率为 本发明的发射天线也可采用其他功率分配形式；T_s为数据b_k(i)一个符号的周期；g(t)为发射天线的等效复基带波形，g(t)满足： $g\left(t\right)=0,t\∉[0,T_s),$ ${\left|\right|g\left(t\right)\left|\right|}^2={\∫}_0^{T_s}{g}^{*}\left(t\right)g\left(t\right)\mathrm{dt}=1,$ 其中上标*表示复共轭；

一种信号异步发射的多入多出通信方法的接收机有N(N为正整数)个接收天线，所述的接收步骤包括：

步骤7：接收射频处理

接收天线6收到的信号经过接收射频处理后，得到N个基带信号r_j(t)，j＝1，…，N，不同接收天线所对应的射频处理过程可以不同；接收机第j个接收天线6经过接收射频处理步骤7后的信号r_j(t)为：

$r_j\left(t\right)=\sqrt{\frac{E_s}{M}}\underset{i=0}{\overset{S-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{b}_k\left(i\right)h_{j,k}\left(i\right)g(t-i{T}_s-{\mathrm{\τ}}_k)+n_j\left(t\right)---\left(2\right)$

其中，h_j，k(i)为i时刻从第k个发射天线到第j个接收天线的信道衰落因子，n_j(t)是第j个接收天线上的加性复高斯白噪声；

步骤8：匹配滤波

对步骤7输出的N个基带信号r_j(t)，j＝1，…，N进行匹配滤波处理，第j个接收天线上的基带信号r_j(t)通过M个匹配滤波器，输出M路信号；同理，N个接收天线上的基带信号分别通过M个匹配滤波器后，共得到M×N路信号；该步骤表示如下：接收信号r_j(t)通过发射天线m(1≤m≤M的正整数)的匹配滤波器后l时刻的输出为

$y_j^m\left(l\right)={\∫}_{l{T}_s+{\mathrm{\τ}}_m}^{(l+1)T_s+{\mathrm{\τ}}_m}{r}_j\left(t\right)g^{*}(t-{\mathrm{lT}}_s-{\mathrm{\τ}}_m)\mathrm{dt},m=1,\·\·\·M---\left(3\right)$

将(2)式带入(3)式得到：

$y_j^m\left(l\right)=\sqrt{\frac{E_s}{M}}\underset{i=0}{\overset{S-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{j,k}\left(i\right)b_k\left(i\right){\∫}_{{\mathrm{lT}}_s+{\mathrm{\τ}}_m}^{{(l+1)T}_s+{\mathrm{\τ}}_m}g(t-{\mathrm{iT}}_s-{\mathrm{\τ}}_k)g^{*}(t-l{T}_s-{\mathrm{\τ}}_m)\mathrm{dt}$

$+{\∫}_{{\mathrm{lT}}_s+{\mathrm{\τ}}_m}^{{(l+1)T}_s+{\mathrm{\τ}}_m}{n}_j\left(t\right)g^{*}(t-{\mathrm{lT}}_s-{\mathrm{\τ}}_m)\mathrm{dt}$ (4)

设

$R_{m,k}(l-i)={\∫}_{{\mathrm{lT}}_s+{\mathrm{\τ}}_m}^{{(l+1)T}_s+{\mathrm{\τ}}_m}g(t-{\mathrm{iT}}_s-{\mathrm{\τ}}_k)g^{*}(t-{\mathrm{lT}}_s-{\mathrm{\τ}}_m)\mathrm{dt}---\left(5\right)$

$n_j^m\left(l\right)={\∫}_{{\mathrm{lT}}_s+{\mathrm{\τ}}_m}^{{(l+1)T}_s+{\mathrm{\τ}}_m}{n}_j\left(t\right)g^{*}(t-{\mathrm{lT}}_s-{\mathrm{\τ}}_m)\mathrm{dt}---\left(6\right)$

则(4)式可简化为

$y_j^m\left(l\right)=\sqrt{\frac{E_s}{M}}\underset{i=0}{\overset{S-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{R}_{m,k}(l-i)h_{j,k}\left(i\right)b_k\left(i\right)+n_j^m\left(l\right)---\left(7\right)$

步骤9：数据采样

采用数据采样技术对步骤8中匹配滤波器输出的信号，在t时刻连续进行采样，得到多个离散的采样值；该步骤表示为：对于第j个接收天线第m个匹配滤波器的输出信号在t＝(l+1)T+τ_m(l＝0，…，S-1，τ_m为第m个发射天线上信号的时延)获得S个采样值y_j ^m(0)，y_j ^m(1)，…，y_j ^m(S-1)，m＝1，…，M，j＝1，…，N，不同的接收天线上的信号通过数据采样获得的采样值不同；

步骤10：异步MIMO检测

首先，对第j个接收天线上经过数据采样步骤9获得的采样值y_j ^m(l)(m＝1，…，M，j＝1，…，N，l＝0，…，S-1)进行数据组合得到对应的矩阵表达式，具体表示如下：

引入M_T×M_T的信道相关矩阵R(l-i)，其元素为R_m，k(l-i)；R(l-i)满足：

                       R(l-i)＝R^H(i-l)                           (8)

其中(·)^H表示复共轭转置；

由 $g\left(t\right)=0,t\∉[0,T_s)$ 且0≤τ_k＜ΔT_s，

                       R(l-i)＝0，|l-i|＞Δ                      (9)

设第j个接收天线在第l个符号对应时隙的对角信道矩阵为

                h_j(l)＝diag{h_j，1(l)，h_j，2(l)，…，h_j，M(l)}    (10)

第j个接收天线M个匹配滤波器在l＝0，1，…，S-1时刻的输出式(7)可表示为向量形式

$y_j\left(l\right)=\sqrt{\frac{E_s}{M_T}}\underset{i=0}{\overset{S-1}{\mathrm{\Σ}}}R(l-i)h_j\left(i\right)b\left(i\right)+n_j\left(l\right)---\left(11\right)$

其中 $y_j\left(l\right)={(y_j^1\left(l\right),y_j^2\left(l\right),\·\·\·,y_j^M\left(l\right))}^T,$ b(i)＝(b₁(i)，b₂(i)，…，b_M(i))^T，

$n_j\left(l\right)={(n_j^1\left(l\right),n_j^2\left(l\right),\·\·\·,n_j^M\left(l\right))}^T;$

下面把(11)式表示成更简洁的矩阵形式；定义

H_j＝diag{h_j(0)，h_j(1)，…，h_j(S-1)}    (13)

$Y_j={(y_j^T\left(0\right),y_j^T\left(1\right),\·\·\·,y_j^T(S-1))}^T---\left(14\right)$

b＝(b^T(0)，b^T(1)，…，b^T(S-1))^T        (15)

$n_j={(n_j^T\left(0\right),n_j^T\left(1\right),\·\·\·,n_j^T(S-1))}^T---\left(16\right)$

是SM_T×SM_T的块对称Toeplitz矩阵，H_j是SM_T×SM_T对角矩阵；从符号时隙0到S-1在接收天线j上进行匹配滤波，提取到的-信号采样值Y_j可表示为：

上式即第j个接收天线上的采样值y_j ^m(l)(m＝1，…，M，j＝1，…，Nl＝0，…，S-1)进行数据组合后得到的矩阵表达式；同理，N个接收天线上经过数据采样步骤9获得的采样值进行数据组合后可得到N个不同的矩阵表达式；

接着，将这N个矩阵表达式进行最大比合并，具体表示如下：

对N个不同的接收天线对应的矩阵表达式进行最大比合并可得N个接收天线的联合矩阵表达式

$Y=\underset{j=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{H}_j^H{Y}_j$

(18)

设

$N=\underset{j=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{H}_j^H{n}_j,$ 则上式可化为

$Y=\sqrt{\frac{E_s}{M}}\mathrm{Hb}+N---\left(19\right)$

最后，基于N个接收天线的联合矩阵表达式(19)，利用直接迫零(ZF：Zero-Forcing)、排序干扰对消等方法可恢复出码元符号b的估计值 其他任何可恢复出估计值 的检测方法也适用于本发明的检测步骤；

步骤11：分层空时解码

采用分层空时解码技术，将步骤10得到的码元符号的估计值 解码，得到恢复数据，其中分层空时解码技术可以是V-BLAST解码技术，也可以是H-BLAST解码技术或者D-BLAST解码技术。

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