CN1882843A - 蓄电池电压与阻抗测量电路 - Google Patents

Abstract

通常，在用于测量和诊断蓄电池中电池外部电压和内阻抗、从而确定其老化状况的电路中，由恒定电流导致的阻抗电压信号被加到蓄电池外部直流电压上。本发明提供了一种更好的方法，用于将电池电压1.0V－12V和内阻抗电压同电池外部电压中的各种噪声(例如所引入的波纹电压)分离开来，然后通过A/D转换器将其转换为数字值，并将这些数字信号输入到CPU中。因而提高了测量电池内阻抗值的准确性。

Description

蓄电池电压与阻抗测量电路

技术领域

因为在应急发电机构或通信网络发电机构中将蓄电池大量用于固定应用，所以有效维护这些电池是非常重要的。现在已经有商业化的仪器和诊断***，它们通过测量电池电压和内部阻抗作为诊断电池老化程度(健康状况)的方法。为了了解诸如蓄电池等对象的老化状况(其内阻抗会根据老化程度而增大)，常用方法是将恒定交流电流I_s输入到诸如蓄电池等对象的两端，然后测量由于阻抗而产生的电压(V_Is′)(下文称为阻抗电压)，从而测得内阻抗并诊断其健康状况。

如图1所示，蓄电池的内阻抗值非常小，所以通常使用交流四端网络方法，以将测量导线阻抗或插头接触阻抗的影响降至最低。通过恒定电流源电路中的电源端向诸如蓄电池等对象的两端输入恒定交流电流I_s，从测量端测得由于上述恒定电流I_s在两端产生的内阻抗(V_Is′)。

背景技术

对于大容量电池，电池中的内阻抗非常小，通常为1毫欧或更小。同样，电池内电阻产生的电压(V_dc)也是数毫伏的小信号。与1.0-15伏的电池外部电压相比，此电压非常小(数千分之一)，而且它与周围环境中的大量电磁波噪声混合在一起。因此，有必要通过诸如所公开的带通滤波器(旨在适当放大信号)等去噪电路的最优设计适当地将此信号从电池电压(V_dc)中分离出来，去除信号中的噪声，将准确、高分辨率的阻抗电压信号输入到主处理单元(MPU)中的A/D转换单元。

此外，在将上述信号连接到测量电路输入端的四端网络电路中存在保护熔丝电阻、连接导线电阻和寄生阻抗分量，在测量电路中同样也有寄生阻抗值。因此，在测量电池中由内阻抗产生的电压时，由于内阻抗值是非常弱的信号，所以需要提出一种方法，其设计成能降低寄生阻抗的影响，例如由于四端网络和测量电路的接触电阻以及电缆线路的阻抗所产生的电压降。

这里介绍的方法使用一种高共模电压差动放大器，不仅用于扩大电池电压的测量范围和提高准确测量的分辨率，而且还用于将电池电压中直流分量所包含的阻抗电压耦合到耦合电容器，然后通过带通滤波器滤除噪声，使信号具有很高的准确性和分辨率，然后通过A/D转换器将此信号转换为数字信号，对其进行计算以获得阻抗值。

发明内容

本发明涉及一种电路，其提供了一种测量蓄电池直流(DC)电压(V_dc)和阻抗电压(V_Is′)的方法，具体做法是：将信号电压(V_Is)(其包含由蓄电池内阻抗所产生的小交流(AC)阻抗电压，其通过四端网络电路输入)转换为适当的电平，并使微处理器单元(CPU)对其进行计算。此外，本发明特别利用高输入共模电压差动放大器使蓄电池和测量电路之间的阻抗最大化，从而更好地隔离这两个电路。本发明包括带通滤波器、A/D转换器和CPU电路，其准确测量由蓄电池的内阻抗产生的阻抗电压(V_Is′)和蓄电池的直流(DC)电压(V_dc)。

但是，如图2所示，通常将差动放大器(1A)输入端中的分压电路电阻R1和R2用于测量1.0～15V的电池电压，其中蓄电池外部电压(V_Is)被分压为大约一半.降低至0.5～7.5V，并被输入到上述差动放大器(1A)中。上述差动放大器(1A)的输出信号依次通过缓冲电路、在A/D转换器中被转换为数字值，然后输入到CPU以计算电池的直流(DC)电压(V_dc)。另外，由于蓄电池内阻抗所产生的阻抗电压(V_Is′)是一个非常小的信号，所以采用以下方式利用此电路对其进行测量。没有为了进行测量而对蓄电池的电压信号(V_Is)进行分压。通过由电阻Rs和Rd以及电容器Cs组成的直流耦合电路来直接耦合上述电压信号(V_Is)中的直流分量，以仅获得阻抗电压信号(V_Is′)，将此信号输入到另一个分离差动放大器(1B)，以通过带通滤波器电路和缓冲器电路来消除噪声，然后将此信号输入到微控制器单元(MCU)中的A/D转换器。

但是，如果蓄电池的直流电压和蓄电池的内阻抗所产生的阻抗电压(V_Is′)被分压器电阻R1和R2分压，并同传统方法中一样连接到差动放大器(1A)，则分压器电阻R1和R2在电池电压(V_Is)的直流电压(V_dc)中引入了大量噪声。因此，当在微控制器单元(MCU)中进行测量时，测量准确性下降。而且当测量电缆(四端网络)很长时，在蓄电池和分压器电阻器R1和R2之间包含闭合电路，上述分压器电阻器R1和R2沿测量电线有载荷，其中有电流通过。在测量电池电压时，由于电缆导线的电阻而使电压下降，从而产生测量误差，所以在这种测量中不可能获得准确值。

此外，由电容器Cs和电阻Rs和Rd组成的直流耦合电路用于差动放大器(1B)的输入端，以获得交流电的阻抗电压信号(V_Is′)，其中蓄电池的电流通过测量电缆流经与电池和放大电阻Rd串联的电容器Cs，由于电缆导线中的电阻使电压大幅降低，从而不可能通过传统或现有的方法获得准确的测量值。

本发明旨在解决这些问题。为了解决这些问题，本发明没有像传统方法中那样在差动放大器(1)的输入端中使用分压电路和直流耦合电路，以将包括阻抗电压(V_Is′)的电池电压信号(V_Is)提供给微控制器单元(MCU)的输入端电路，而是直接将包括阻抗电压(V_Is′)的0～16V电池电压(V_Is)直接连接到上述差动放大器(1)的输入端，并正确分离电池的直流电压(V_dc)和阻抗电压信号，以提供一种优化带通滤波器来去除噪声。此外，本发明使用一种适当的A/D转换器电路及其***电路，以产生所期望的分辨率。这种简洁的方法确保了测量具有更高的准确性。

即使电池外部电压处于1～21V范围内，本发明也通过在高输入共模电压差动放大器的偏置端施加一个适当负电平(-)的固定电压来将信号变换为微控制器单元(MCU)的最大允许电压，从而将分辨率提供到12比特以上，通过将直流耦合电路放置在差动放大器(1)的输出端之后，使得有可能测量微小的阻抗电压信号(V_Is′)，因此可以将来自四端网络输出级的测量电路的输入阻抗最大化，以减少由于确定阻抗所产生的测量误差。

另外，本发明不仅有可能通过使用一个不受测量电路影响的高输入共模电压差动放大器来准确测量蓄电池电压(V_dc)和阻抗电压(V_Is′)，还有可能通过电容器耦合增加到电池电压直流分量上的阻抗电压，从而由合适的A/D转换器产生准确的高分辨率信号。这样可以通过适当设计的带通滤波器(BNP)有效地排除噪声信号对计算的影响，因此有可能获得阻抗电压(V_Is)的真实值。作为另一个实施例，本发明公开了一种方法，其使用内嵌于微控制器单元(MCU)中的A/D转换器来实际此功能。

附图说明

图1是用于测量蓄电池电压和内阻抗的原理图。

图2是用于测量蓄电池电压和内阻抗的传统电路。

图3是本发明的蓄电池电压和内阻抗电压的方框图。

图4是本发明一个实施例的电路结构。

图5是本发明另一个实施例的电路结构。

图6是本发明的一个实施例的分压器/缓冲器和加法器电路。

图7是本发明的运算放大器组的详细电路。

图8是本发明的带通滤波器电路。

图9是本发明的带通滤波器的衰减特性曲线。

具体实施方式

下面参照图3、图4和图5详细说明操作过程。图3和图4说明没有对电池的直流电压(V_dc)和电池内阻抗所产生的阻抗电压信号进行分压，而是直接连接到上述差动放大器(1)的输入端。它们还详细说明了用于将特定负(-)恒定电压输入到上述差动放大器(1)偏置端以获得与输入信号准确相关的输出信号的电路。

作为实现本发明的一个例子，将所公开的参考恒定电压电路(2)产生的负(-)恒定电压(在本发明的实施例中为-8V)输入(连接到)高输入共模电压差动放大器的偏置端，其中-8V的负(-)恒定电压由两个参考恒定电压二极管产生，这些二极管的价格相对便宜，漂移值很小。参考恒定电压电路(2)包括相互串联的恒定电压二极管ZD2、ZD3和限流电阻器R3。上述电阻器R3的后端和上述恒定电压二极管ZD2的阴极(-)分别连接至-12V和控制电源的接地点。此处所产生的负恒定电压通过缓冲电路连接到差动放大器(1)的偏置端。此外，在上述恒定电压二极管ZD2的两端串联二极管D1、可变电阻器R4和二极管D2，以进行分压，可变电阻器R4的中央终端连接到恒定电压二极管ZD2的ADJ端，其连接方式可以通过上述可变电阻器R4来调整恒定电压二极管ZD2的输出电压，从而可以微调参考恒定电压电路的输出。

即使周围环境温度和电源电压(-12V)发生变化，上述电路中所用恒定电压二极管(参考二极管)的输出电压也不会变得低于齐纳二极管的电压，所以其特性非常好。通过采用具有上述组成的电路并利用可变电阻器R4将偏置电压的参考值调整至大约-7.8V～-8.3V中，有可能补偿由于测量电路中电路元件的特性不同而产生的偏移输出。

通常，无论输入信号的大小如何，都会根据电源电压(Vc)的大小使运算放大器的输出饱和，以达到这些数值。作为实现本发明的另一个实施例，如果差动放大器(1)的电源电压(Vc)为12V，上述差动放大器(1)的饱和输出值通常大约为10V。如果根据常用方式，将大约为0V的偏置电压施加于上述差动放大器(1)的偏置端，以补偿输出电压的偏移，则由于差动放大器的放大增益为1，当上述差动放大器(1)的输入信号为10V～16V或者更高时，与其相对应的输出值饱和，因此只能输出0～10V范围内的输入信号。因而，当蓄电池的电压为0～16V时，不可能测量高于10V的电池电压。

上述差动放大器(1)是一种差动运算放大器(例如，CMOS型或FET型)，与普通差动运算放大器相比，其阻抗非常高(输入偏置电流为毫安级，甚至更小)。即使在上述差动放大器的同相输入和反相输入端连接数千欧的电阻，它也能准确工作。由于其设计可以使差动输入电压信号的放大增益为1，所以上述差动放大器(1)的输出等于差动电压信号(V+-V-)(蓄电池外部电压)和输入到偏置端的参考电压(Vref)之和，其表示为(V+-V-)+Vref。因此，当输入电池外部电压(V_Is)的0V～16V电压信号时，由于偏置参考电压(Vref)被设定为-8V，所以上述差动放大器(1)的输出可以获得-8V～+8V的数值，其介于低于10V的饱和电压范围之内。另外，如果输入到偏置端的负(-)参考电压(Vref)为-11V，那么利用上述计算公式甚至可以将介于1～21V之间的更高电压输入到上述差动放大器(1)，也有可能获得介于-10V～+10V范围内的输出信号。

在通过上述差动放大器(1)将电平变换为-8V～+8V范围的输出电压信号中，将直流电流电压(V_DC)分量上峰值为几毫伏的阻抗电压(V_Is′)与来自外部的噪声混合在一起。通过由电阻R1和电容C1组成的直流滤波器电路(3)消除上述输出电压信号(V_Is)中的波纹噪声。于是，得到纯直流电压(V_DC)信号，并将其缓存在(缓冲防止了输入-输出阻抗引起的负载效应)缓冲电路(4)中，然后将缓冲信号连接到12比特A/D转换器(5)的输入端，以提高测量的分辨率。也就是说，由于缓冲电路(4)的直流电压信号的允许输出范围为-10V～+10V，所以有可能通过采用具有A/D转换器(其能够把信号转换到上述电压范围或等价电压)的微控制器单元(MCU)来提高分辨率。

当蓄电池的容量小于数百安培小时时，因为内阻抗的数值变得高达数十毫欧，所以使用10比特或低于10比特的A/D转换器(5)来降低制造成本，但其分辨率也会稍微下降，有可能使用一个内嵌在微控制器单元(MCU)之中的输入范围为0～5V的A/D转换器。市面上出售的MCU通常在其前面安装着一个多工器，它具有一个电路，用于通过高速多工开关将多路模拟输入信号转换为数字信号。因此，此微控制器单元(MCU)可以像其中有多个A/D转换器一样进行工作。

此外，因为电路由上述内嵌于微控制器单元(MCU)中的A/D转换器(5或9)电路组成，所以上述缓冲器(4)的输出必须在0V～5V范围内，甚至是在将1V～16V的信号输入蓄电池外部电压(V_Is)时也是如此，通过将上述差动放大器(1)的偏置参考电压(Vref)设置为7V(举例)，就有可能在上述差动放大器(1)中获得-6V～+9V的输出。图6显示作为本发明的一个实施例的分压器/缓冲器电路和加法器。在分压器/缓冲器电路中，将来自上述差动放大器(1)的-6V～+9V输出电压分压为三分之一，得到-2V～+3V的信号，之后，再在所公开的加法器电路中加上电压信号(V_f2)，上述-2V-+3V信号的电平被变换为0V～+5V。由于上述加法器电路的输出信号介于0V～+5V范围中，所以有可能采用内嵌于微控制器单元(MCU)的A/D转换器(其输入范围为0V～+5V)。

另一方面，如上所述，被转换为-8V～+8V或-6V～+9V电平的电池电压信号(V_Is)中不包括任何直流分量(这些直流分量通过由电容器C2和R2组成的直流电路耦合电路(6)消除)，从而出现一个纯交流信号的阻抗电压。然后，它通过带通滤波器(BNP)(7)。上述带通滤波器衰减和抑制其频宽不同于阻抗电压信号(V_Is′)的噪声信号。由于此滤波器的设计能够确保消除由于充电波纹电流所产生的噪声信号和由于使用普通窄带带通滤波器的感应所产生的噪声，所以有可能增强或提高其滤波效果。已经通过带通滤波器(7)的阻抗电压信号(V_Is′)又通过后面的运算放大器组(8)。上述运算放大器组(8)包括(举例)：从第一级到第三级的运算放大器(15、17、19)，以将大范围的阻抗信号(V_Is′)放大为期望电平。换句话说，将此信号放大数十倍乃至数千倍，使信号电平达到了10V，并使用12比特乘12比特的A/D转换器(9、9a)将其转换为高分辨率的数字信号，并在微处理器单元CPU(10)中对其进行准确计算。当需要利用所公开的零(0)交叉电路测量上述阻抗电压信号(V_Is′)的相位时，必须对上述阻抗电压信号(V_Is′)进行完全滤波。为此，可以在运算放大器组(8)之后安装第二BNP(11)。

图8显示实现带通滤波器(7)的一个例子，其设计方式仅允许其频率范围与阻抗电压信号(V_Is′)类似的信号。如上所述，带通滤波器(7)包括所公开的同结构窄带带通滤波器，这些滤波器连接到两级中的一级，众所周知上述窄带带通滤波器中的每一个均包括两个电容器、三个电阻器和一个运算放大器。当将这些窄带带通滤波器连接到这种两级中时，能够具有此带通滤波器的特性，它远窄于其中连接着低通滤波器(LPF)和高通滤波器(HPF)的宽带带通滤波器。

为了简化上述带通滤波器(7)电路，有可能使电容器C1、C2、C3和C4中的两个相等，或所有四个均相等，然后正确选择R1～R6的电阻值。为了使印刷电路板(PCB)紧凑，通常可以使用芯片式电容器。作为一个示例，为了简化电路结构，将电容器C1、C2、C3和C4的值均设为10nF，然后有可能通过正确选择电阻器R1～R6的电阻值来设定下截止频率(f_L)和上截止频率(f_H)，从而很容易地将上述带通滤波器(7)的带宽设定为设计者所希望的数值。

如上所述，图9显示利用PSPICE对带通滤波器(7)的滤波特性进行仿真的结果，其频带是通过以两级方式连接结构相同的窄带带通滤波器而得到的。从图9中可以看出，例如，当选择谐振频率(fr)为720Hz时，可以将频率660Hz-780Hz(其处于谐振频率(fr)的5％范围内)处的衰减值设计为接近于零(具有最大增益)。在上述带通滤波器(7)中，如果阻抗电压信号(V_Is′)的频率为720Hz，则该信号的衰减值接近于零(具有最大增益)，因为对于在谐振频率(fr)5％范围内的频率，其衰减值几乎为零(具有最大增益)，所以通过上述带通滤波器(7)的阻抗电压信号(V_Is′)的衰减值总是保持为接近于零，即使谐振频率(fr)因为环境温度的变化而变化大约5％时也是如此。

而且，因为谐振频率(fr)等于720Hz，其带宽远窄于传统的宽带带通滤波器(BPF)(其中的下截止频率(f_L)和上截止频率(f_H)分别为400Hz和1000Hz)，所以有可能提高噪声频率的衰减特性，确保能够消除由于充电电流波纹产生的噪声信号和由于感应产生的噪声。相反，由于设计为仅具有一个运算放大器的窄带带通滤波器电路具有非常窄的带宽，所以有可能仅在所设计的谐振频率(fr)处获得最大增益。因此，它存在一个缺点，就是在测量阻抗电压信号(V_Is′)时，期望信号的衰减特性会根据环境温度的变化而发生变化，导致衰减值降低，这是因为当环境温度变化时，作为滤波器电路元件的电阻器和电容器的数值也会变化。

如以上通过图3和图4所说明和显示的那样，本发明的关键是根据基本原理将直流电压(V_dc)信号输入到A/D转换器(5)，将阻抗电压信号(V_Is′)输入到另一A/D转换器(9)。但是在实际中，市场上销售的这类装置通常在A/D转换器前面都有许多具有模拟开关功能的通道多工器(MUX)。直流电压(V_dc)信号和阻抗电压信号(V_Is′)通过上述多工器(MUX)连接到A/D转换器电路，并在进行计算之前由模拟信号转换为数字信号，然后在CPU(10)中对其进行计算。

如上所述，有可能使用内嵌于上述微控制器单元(MCU)的元件之内的A/D转换器(其输入范围为0V～+5V)将阻抗电压信号(V_Is′)从模拟信号转换为数字信号，其方式类似于使用内嵌于微控制器单元(MCU)的A/D转换器将直流电压(V_dc)信号从模拟信号转换为数字信号。如上所述，在大多数情况下，内嵌于微控制器单元(MCU)的元件中的A/D转换器的输入范围为0V～+5V。经过上述带通滤波器(7)对大小为数毫伏的阻抗电压信号(V_Is′)进行滤波，然后在第一放大器(15)中放大数十倍，或者通过第二放大器(17)放大数百倍乃至数千倍，然后变为-2.5V～+2.5V的信号。图7中的方框图是放大器组(8)电路的一个实施例，如上所述，其位于带通滤波器(7)电路之后。第一加法器(16)与第二加法器(18)的结构与上述图6中的加法器结构相同，它们分别连接到第一放大器(15)和第二放大器(17)的后端。通过上述第一或第二加法器将阻抗电压信号(V_Is′)变换为0V～+5V的信号，并输入到A/D转换器(9、9a)。如上所述，运算放大器组(8)电路具有两级放大器组，但是当测量范围很大时，有可能使用由多级放大器(15、17、19)组成的放大器组。

通过放大器(12)将进行阻抗计算所必需的恒定电流信号(1s)放大到适当电平，并将其连接到上述多工器(MUX)电路的另一输入端。通过所公开的惠斯顿电桥电路(13)和另一放大器(14)，将在所公开的热敏电阻传感器中产生的温度信号放大到适当电平，然后连接到上述工器(MUX)的另一输入端，并在CPU(10)中进行计算和测量。

图5说明利用市售装置实现本发明的一个示例。商品化的A/D转换器电路包括可以将电平为10V的信号转换为数字信号的A/D转换器，该A/D转换器具有内嵌高速多工(MUX)电路。该多工器(MUX)用于接收CPU(10)的选择信号，并在需要进行计算时，将许多通道的模拟信号高速顺序连接到A/D转换器(ADC)。由A/D转换器(ADC)将模拟输入信号高速转换为数字信号，再连接到CPU(10)的输入端进行计算。作为本发明的原型电路，可以使用Analog Device公司的AD7891型A/D转换器(ADC)，有可能以1.6微秒的转换时间将10V的模拟信号高速转换为12比特的数字信号，以在计算时提高分辨率。结果，提高了测量的准确性。

Claims (10)

1.一种用于测量蓄电池的外部电压和内阻抗电压的电路，其包括：

高输入共模电压差动放大器(1)；

参考恒定电压电路(2)；

直流滤波器电路(3)；

缓冲电路(4)；

直流耦合电路(6)；

带通滤波器(7)；

运算放大器组(8)；

A/D转换器(5、9)和CPU(10)。

2.如权利要求1所述的电路，其中，A/D转换器(5、9)和CPU(10)由具有多个输入通道的多工器(MUX)电路及ADC电路组成的A/D转换器和CPU(10)代替。

3.如权利要求1所述的电路，其中，A/D转换器(5、9)和CPU(10)由内嵌于商业化装置的微控制器单元(MCU)的A/D转换器和CPU代替。

4.如权利要求2所述的电路，其中，通过缓冲器(4)缓冲和输入的电池外部电压(V_dc)、被多级放大并与运算放大器组(8)的多个信号输出的阻抗电压信号(V_Is′)、诸如恒定电流信号(Is)的10V模拟信号，分别被输入到多工器(MUX)的各个输入通道；

由CPU(10)的选择信号所选择的上述模拟信号被输入到12比特A/D变换器(9a)的ADC电路。

5.如权利要求1或3所述的电路，其中，在分压器/缓冲器将从上述差动放大器(1)中获得的输出电压分压为三分之一，上述运算放大器组(8)由多个放大增益不同的放大器和分别连接到上述放大器后端的加法器组成。

6.如权利要求1所述的电路，其中，带通滤波器(7)包含于两级相关连接中，在此带通滤波器(7)中，窄带带通滤波器包括两个电容器、三个电阻器和一个运算放大器。

7.一种用于测量蓄电池的电池外部电压和内阻抗电压的电路，其包括：

(i)检测端(③、④)的输出被连接到高输入共模电压差动放大器(1)的同相与反相输入端，

由参考恒定电压电路(2)产生的负(-)恒定电压(Vref)被输入(连接到)上述差动放大器(1)的偏置端，

在所公开的直流滤波器电路(3)中对上述差动放大器(1)的输出进行滤波，并在缓冲器(4)中对其进行缓冲，且由模拟信号转换为数字信号；

(ii)另一方面，上述差动放大器(1)的输出通过直流耦合电路(6)，然后转换为阻抗电压的交流信号(V_Is)，

然后，上述交流信号通过带通滤波器(7)和运算放大器(8)，

接着由模拟信号转换为数字信号。

8.如权利要求7所述的电路，其中，参考恒定电压电路(2)具有相互串联的两个恒定电压二极管ZD2和ZD3，以及限流电阻器R3；

通过缓冲电路将上述参考恒定电压电路(2)产生的负(-)恒定电压连接到差动放大器(1)的偏置端；

二极管D1、可变电阻器R4和二极管D2串联连接到上述恒定电压二极管ZD2的每一端；

上述可变电阻器R4的中央终端连接到上述恒定电压二极管ZD2的ADJ端，使得有可能使用可变电阻器R4微调偏置参考电压(Vref)。

9.如权利要求7所述的电路，其中，上述差动放大器(1)的偏置端连接到由所公开的参考恒定电压电路(2)所产生的-8V恒定电压。

10.如权利要求7所述的电路，其中，高输入共模电压差动放大器(1)包括其输入阻抗非常高的差动运算放大器元件，以及数百个连接到上述差动运算放大器元件的反相和同相输入电路的千欧(KΩ)电阻器；

所公开的参考恒定电压电路(2)连接到上述差动运算放大器元件的偏置调整端。

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