JP4915658B2 - 蓄電池セルの端子電圧及び内部インピーダンス測定回路 - Google Patents

Description

非常電源設備又は通信網の電源設備等に蓄電池システムが多く使われており、これを効率的に管理するのが重要な問題となっており、この劣化状態を測定する方法として、セル電圧と内部インピーダンスを測定できる計測器及び診断システムが一般化されている。蓄電池のように劣化の程度によって内部インピーダンスが増加する測定物の劣化の程度を把握するためには、交流定電流(Ｉ _Ｓ )を蓄電池のような測定物の端子の両端に入力し、内部インピーダンスによる電圧降下成分（以下インピーダンス電圧）Ｖ_ＩＳ ’を測定し、内部インピーダンスを測定し、この劣化状態を診断する方法が一般化されている。

図１に示されたように蓄電池の内部インピーダンスは、その大きさが非常に小さいので、測定リード線の抵抗やプラグ（Plug）の接触抵抗のような影響を最小にするために、交流４端子測定法を用いており、定電流源回路でソース（Source）端子（▲１▼、▲２▼）を介して、交流定電流(Ｉ _Ｓ )を蓄電池のような測定物の両端子の間に入力し、前記の交流定電流(Ｉ _Ｓ )によって両端子の間に発生する内部インピーダンス電圧(Ｖ _ＩＳ ’)をセンス端子（▲３▼、▲４▼）を介して測定する。

蓄電池の内部インピーダンスの大きさは、大容量の蓄電池の場合は１ミリオーム（ｍΩ）以下の非常に小さい値を有し、大容量の蓄電池の場合は蓄電池セルの内部インピーダンスによる電圧は、数ｍＶ単位の微細な信号であるので、セル端子電圧（Ｖ _ＩＳ ）大きさである０〜１６Ｖに比べると、非常に小さい大きさ（数千分の１）となり、周りから電磁波ノイズが多く混入されているので、これを蓄電池セル直流電圧（Ｖ _ＤＣ ）から適切に分離し、公知のバンドパスフィルタのようなノイズ除去回路を最適に設計し、適切に増幅して正確で、解像度が高くインピーダンス電圧信号をメインプロセッサ（MPU）内のＡ/Ｄコンバータ入力側に入力する必要がある。

また、前記信号を測定回路入力端に接続させる４端子網回路には、保護用ヒューズ（Fuse）の接触抵抗、配線の線路抵抗及び寄生インピーダンス成分が存在しており、測定回路内でも寄生インピーダンス値がある。したがって、蓄電池内部インピーダンスによる電圧を測定しようとする場合は、内部インピーダンス値が非常に低い信号であるので、４端子網及び測定回路の接触抵抗、配線の線路抵抗による電圧降下値のような寄生インピーダンスによる影響を除去する方法を考案する必要がある。

本発明では、一つの高入力同相電圧型差動増幅器（High common mode voltage differential amplifier）を用いて、蓄電池セル電圧の測定範囲を広げ、解像度を高く精密に測定するだけでなく、蓄電池セル電圧直流成分中に含有されたインピーダンス電圧をコンデンサを用いてカップリングした後、バンドパスフィルタを介してノイズをフィルタリングし、この信号を精密で、解像度を高くＡ/Ｄコンバータを介してデジタル信号に変換し、これを演算してインピーダンス値を得ることができる方法を提示する。

本発明は、蓄電池セル端子の電圧成分中に蓄電池内部抵抗によって発生する微細な交流インピーダンス電圧が含有され、４端子網回路を介して入力される蓄電池セルの前記信号端子電圧（Ｖ _ＩＳ ）を適正なレベルに変換し、マイクロプロセッサ（ＣＰＵ）で演算を可能にすることにより、蓄電池セル直流電圧（Ｖ _ＤＣ ）とインピーダンス電圧(Ｖ _ＩＳ ’)を測定できる手段を提供する回路に関するものであり、特に蓄電池と測定回路間の相互間インピーダンスを高入力同相電圧型（High Input common mode voltage）差動増幅器を介して極大化し、相互回路を絶縁する効果を有し、蓄電池セル直流電圧（Ｖ _ＤＣ ）と蓄電池内部インピーダンスによるインピーダンス電圧(Ｖ _ＩＳ ’)値を正確に測定できるように構成されたバンドパスフィルタ、及び増幅回路と、前記回路から得られる信号を用いて蓄電池内部インピーダンス値またはこの有効値を演算するのに必要なＡ/Ｄコンバータ及びＣＰＵの回路に関するものである。

従来には１．０〜１６Ｖ範囲のセル電圧を測定するように第２図に示されたように、差動増幅器（１A）入力端の分圧回路抵抗Ｒ１、Ｒ２として蓄電池セル端子電圧（Ｖ _ＩＳ ）を１／２程度に分圧し、０．５〜８．０Ｖレベルに減少させてこの信号を前記差動増幅器（１A）に接続し、前記差動増幅器（１A）の出力信号は、またバッファ回路（Buffer）を通過した後、Ａ/Ｄコンバータからデジタル値に変換されてＣＰＵに入力されてセルの直流電圧（Ｖ _ＤＣ ）が測定、演算された。また、蓄電池内部抵抗によって発生するインピーダンス電圧(Ｖ _ＩＳ ’)は、非常に微細な信号であるので、蓄電池セル端子電圧(Ｖ _ＩＳ ）信号を分圧せずに、直接キャパシタＣ _Ｓ と抵抗Ｒ _Ｓ 、Ｒｄで構成された直流カップリング回路で直流成分を除去した後、インピーダンス電圧（Ｖ _ＩＳ ’）信号のみを得て、また他の別途の差動増幅器（１B）に入力し、バンドパス（Band Pass Filter）回路及びバッファ回路（Buffer）などを介してノイズを除去した後、マイクロコントローラ（ＭＣＵ）内のＡ/Ｄコンバータに入力されて計測される回路を使用した。

しかし、蓄電池セルの直流電圧と蓄電池内部抵抗によるインピーダンス電圧(Ｖ _ＩＳ ’)が従来の方法のように、分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２に分圧されて差動増幅器（１A）に接続される場合、蓄電池セル端子電圧（Ｖ _ＩＳ ）である直流電圧（Ｖ _ＤＣ ）には電圧分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２によってノイズが誘導でき、これにより、この信号をマイクロコントローラ（ＭＣＵ）で計測時に精密度が低下され、また、測定ケーブル（４端子網）の長さが長くなる場合、蓄電池から分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２の間に閉回路が構成され、測定ケーブルに沿って前記抵抗Ｒ１、Ｒ２が負荷となって電流が流れるので、セル電圧及びインピーダンス電圧(Ｖ _ＩＳ ’)を測定時にはケーブル線路抵抗による電圧降下が発生して測定誤差が生じ、正確な測定値が得られない問題点があった。

また、交流成分のインピーダンス電圧(Ｖ _ＩＳ ’)信号を得るために、差動増幅器（１B）に入力端にキャパシタＣ _Ｓ と、抵抗Ｒ _Ｓ 及びＲｄで構成された直流カップリング回路を置き、蓄電池と並列に接続されたコンデンサＣ _Ｓ と放電抵抗Ｒｄを介して測定ケーブルを経て、蓄電池の電流が流れるので、配線の抵抗による電圧降下がさらに大きく発生し、正確な測定値が得られなかった。

本発明はこのような問題点を解決するために、インピーダンス電圧(Ｖ _ＩＳ ’)が含まれた蓄電池セル端子電圧（Ｖ _ＩＳ ）信号を測定回路の入力端回路に印加される場合、前記測定回路の入力端に、従来のように電圧分配回路及び直流カップリング回路を使わずに、インピーダンス電圧(Ｖ _ＩＳ ’)信号が含まれた０〜１６Ｖ大きさのセル電圧（Ｖ _ＩＳ ）を差動増幅器（１）の入力端で直接接続（印加）し、セル直流電圧（Ｖ _ＤＣ ）とインピーダンス電圧信号（Ｖ _ＩＳ ’）を適切に分離し、ノイズを除去するための最適のバンドパスフィルタを提供し、希望する解像度が得られる適切なＡ/Ｄコンバータ回路及びこの周辺回路を用いて、簡潔で計測時に測定正確度が確保できるように案出した。

本発明は高入力同相電圧型差動増幅器のオフセット端子に適正な負（−）レベルの定電圧を印加することにより、蓄電池の端子電圧が１〜２１Ｖ範囲の場合にも、この信号をマイクロコントローラ（ＭＣＵ）で許容される最大レベル信号に変換し、解像度を１２ビット以上に高めて、その上に、差動増幅器（１）の出力後段に直流カップリング回路を備えることにより、測定回路の４端子網の出力端子から見た入力インピーダンスを最大限に高め、既定インピーダンスによる測定誤差を減らすことができるので、微細なインピーダンス電圧信号(Ｖ _ＩＳ ’)を正確に測定できる効果がある。

また、本発明は蓄電池セル電圧（Ｖ_ＤＣ）とインピーダンス電圧(Ｖ_ＩＳ’)を測定回路の影響を受けずに、一つの高入力同相電圧型差動増幅器（High common mode voltage differential amplifier）を用いて、蓄電池セル電圧を精密に測定するのみならず、蓄電池セル電圧直流成分中に添加されたインピーダンス電圧をコンデンサを用いて、カップリングさせて用途に合わせて、Ａ/Ｄコンバータを用いて、この信号を精密で解像度を高く得られる案を提示する。適切に設計されたバンドパスフィルタ（ＢＮＰ）によって、ノイズ信号による影響を演算処理時に効果的に排除することができるので、インピーダンス電圧(Ｖ_ＩＳ’)の真値のみをとることができる。

また他の実施例としてマイクロコントローラ（ＭＣＵ）内に内蔵したＡ/Ｄコンバータを採用し、機能を実現できる適切な案を提示している。

以下、図３、図４及び図５により、この動作過程を詳しく説明する。図３及び図４は、蓄電池セルの直流電圧（Ｖ _ＤＣ ）及び蓄電池内部抵抗によるインピーダンス電圧(Ｖ _ＩＳ ’)信号を電圧分配せずに、前記差動増幅器（１）入力端にすぐ入力（接続）し、入力信号の大きさと正確に相関した出力信号を得るために、オフセット（Offset）端子に所定の負（−）定電圧が入力される回路を詳細に図に示している。

また、図４及び図５に示すように、前記差動増幅器（１）の反転及び非反転入力端子に蓄電池システムまたは蓄電池セルの端子電圧のような高入力同相電圧(High common-mode voltage)が印加されるように、数百キロオーム（ｋΩ）の抵抗がそれぞれ接続されており、Vrefで示される基準端子（ピン1，5）が外部に引出されて前記差動増幅器（１）の出力を固定基準電圧源としてオフセット(Offset)化することができる。以下、本発明による実施例において、上記のように差動増幅器（１）の出力をオフセット(Offset)化することができる機能を持つ端子はオフセット端子として記載する。本発明の一実施例として高入力同相電圧型差動演算増幅器（１）のオフセット（Off set）端子に、公知の基準定電圧回路（２）によって生成された負（−）定電圧（本実施例では−８Ｖ）が入力（接続）され、比較的価格も安く、ドリフト値も少ない２個の基準定電圧ダイオード（Reference Diode）によって負（−）定電圧の−８Ｖが生成される。基準定電圧回路（２）は、定電圧ダイオードＺＤ２、ＺＤ３及び電流制限抵抗Ｒ３を直列に接続構成し、前記抵抗Ｒ３後段と、定電圧ダイオードＺＤ２の陰極（−）をそれぞれ−１２Ｖと電源接地に接続する。ここで生成された負（−）定電圧がバッファ回路を介して差動増幅器（１）のオフセット端子に接続される。また、前記基準定電圧ダイオードＺＤ２の両端には、ダイオードＤ１、可変抵抗Ｒ４、ダイオードＤ２を分圧するように直列に接続され、可変抵抗Ｒ４の中央端子は、定電圧ダイオードＺＤ２のＡＤＪ端子に接続されており、前記可変抵抗Ｒ４として定電圧ダイオードＺＤ２の出力電圧を調整し、基準定電圧回路（２）の出力を微細に調節することもできる。

前記回路に使われた基準定電圧ダイオード（Reference Diode）は、一般ツェナーダイオードより周りの温度及び電源電圧（−１２Ｖ）が変わっても、定電圧出力が変化しないので、特性が非常に良く、測定回路内の各回路部品素子の特性の差から生じることができるオフセット出力を補正するために前記のように回路を構成すると、可変抵抗（Ｒ４）としてオフセット電圧基準値をおおよそ−７．８V〜−８．３V内に容易に可変できる。

一般的に演算増幅器の出力は、この電源電圧（±Vc）大きさによって、入力信号の大きさに関係なく、出力が飽和される飽和電圧（Saturation）値が決まる。本発明の一実施例のように、差動増幅器（１）の電源電圧（±Vc）が±１２Vであれば、大体に前記の差動増幅器（１）の出力飽和（Saturation）電圧値は±１０V程度となる。もし、前記の差動増幅器のオフセット端子に一般的な用途のように、単に出力電圧のオフセット（Offset）補正をするための手段で約０V電圧付近のオフセット（Offset）電圧を印加すると、蓄電池セル電圧である０〜１６V電圧レベルは、差動増幅器の増幅度が１であるので、前記差動増幅器（１）の入力信号レベルのうち、１０V〜１６V以上の入力信号に当たる出力値は飽和され、０〜１０Vの範囲信号のみ出力されるので、１０V以上のセル電圧は測定が不可能となる。

前記差動増幅器（１）は、普通の演算増幅器に比べると、入力インピーダンスが非常に大きな特徴（入力バイアス電流がｎＡ以下）を有する差動型演算増幅器（例としてＣＭＯＳ型又はＦＥＴ型）として、この非反転入力及び反転入力端にそれぞれ数百ｋΩ抵抗が接続されても正確に作動することができ、差動入力電圧信号に対する増幅度が１となるように設計されているので、前記差動増幅器（１）の出力は、入力端に入力される蓄電池端子電圧信号である差動電圧信号（V ₊ −V_{_}）と、オフセット端子に入力された基準電圧（Vref）の和となり、（V ₊ −V_{_}）+Vrefに表示される。したがって、蓄電池セルの端子電圧（Ｖ _ＩＳ ）である０Ｖ〜１６Ｖ電圧信号が入力される時にオフセット基準電圧（Vref）が−８Ｖに設定されているので、前記差動増幅器（１）の出力は、飽和電圧±１０Ｖ範囲以下である−８Ｖ〜+８Ｖの間の値を得ることができる。また、オフセット（Offset）端子に入力される負（−）基準電圧値Vrefを−１１Ｖに入力すると、前記計算式によって１〜２１Ｖ範囲の高い電圧値まで前記差動増幅器（１）に入力することができ、−１０Ｖから+１０Ｖ範囲の出力信号を得ることができる。

前記差動増幅器（１）を介して電圧レベルが−８Vから+８Vの大きさに変換された出力信号は、直流電圧（Ｖ _ＤＣ ）成分上に数ｍＶピーク値を有するインピーダンス電圧(Ｖ _ＩＳ ’)と、外部から引き込まれるノイズが混入する。前記出力端子電圧（Ｖ _ＩＳ ）信号は抵抗Ｒ１とキャパシタＣ１で構成された直流フィルタ回路（３）でリップルノイズが除去された後直流電圧（Ｖ _ＤＣ ）信号のみを得て、バッファ回路（４）で緩衝（バッファリング；入力・出力インピーダンスによる負荷効果を防止する）され、解像度（分解能）を高めるために１２ビット（Bit）以上のＡ/Ｄコンバータ（５）の入力端に接続されて計測される。ここでバッファ回路（４）の出力端の直流電圧（Ｖ _ＤＣ ）信号の範囲が−１０Ｖ〜+１０Ｖ範囲であるので、この範囲の信号を変換できる特性を有するＡ/Ｄコンバータ又は、これと同じＡ/Ｄコンバータを有するマイクロコントローラ（ＭＣＵ）を選択すると解像度（分解能）を高めることができる。

蓄電池の容量が数百Ａｈ以下の場合には、内部インピーダンス値が数十ｍΩ程度に高い値となるので、少し解像度が落ちることがあるが、製造原価を減らすように１０ビット（Bit）以下のＡ/Ｄコンバータ（５）を使用することもでき、かつ、マイクロコントローラ（ＭＣＵ）内に内蔵されている入力範囲が０〜５VであるＡ/Ｄコンバータを使用することができる。市販されているＭＣＵは、一般的に前段に有するマルチプレクサとして、入力チャンネルを高速にスイッチングし、複数の入力信号をＡ/Ｄ変換する回路を有しており、したがって、マイクロコントローラ（ＭＣＵ）は、概念的に複数のＡ/Ｄコンバータを内部に有しているように動作する。

また、前記のようにマイクロコントローラ（ＭＣＵ）内に内蔵されたＡ/Ｄコンバータ（５又は９）素子を使用する場合は、前記のバッファ（４）の出力も０〜５V以内でなければならないので、前記差動増幅器（１）のオフセット基準電圧（Vref）を例として−７Vに設定することにより、蓄電池セルの端子電圧（Ｖ _ＩＳ ）が１V〜１６Vの信号で入力される時。前記の差動増幅器（１）で−６V〜+９Vの間の出力を得ることができる。図６は、本発明の一実施例の分圧器/バッファ回路及び加算器回路を示している。

前記の差動増幅器（１）から得た−６V〜+９Vの間の出力電圧が分圧器/バッファ回路で３分の１に分圧された後、−２V〜+３V範囲の信号が得られ、また公知の加算器回路で電圧信号V _f２ を加算し、前記で得た−２V〜+３V範囲の信号をレベルシフトさせて０V〜+５Vの信号を得ることができる。前記の加算器回路の出力信号は０V〜+５Vの信号であるので、マイクロコントローラ（ＭＣＵ）内に内蔵されているＡ/Ｄコンバータ（入力範囲が０V〜+５V）を使用することができる。

一方、前記で−８V〜+８V又は−６V〜+９Vの間のレベルに変換されたセル電圧信号（Ｖ _ＩＳ ）は、キャパシタＣ２及びＲ２で構成された直流カップリング回路（６）を通過しながら直流成分が除去され、純粋な交流信号であるインピーダンス電圧(Ｖ _ＩＳ ’)信号が得られる。以後バンドパスフィルタ（７）（Band Pass Filter:ＢＮＰ）を通過するようになる。前記のバンドパスフィルタ（７）は、インピーダンス電圧信号(Ｖ _ＩＳ ’)以外の周波数を有するノイズ信号を減衰させ、遮断する役割をし、普通狭帯域フィルタを用いて、充電リップル電流により発生するノイズ信号と、誘導作用によって発生するノイズを確実に除去するように設計することにより、フィルタリング効果を高めることができる。バンドパスフィルタ（７）を通過したインピーダンス電圧(Ｖ _ＩＳ ’)信号は、以後、演算増幅器群（８）を通過するようになる。

前記の演算増幅器群（８）は、広範囲なインピーダンス電圧(Ｖ _ＩＳ ’)信号を希望する大きさに増幅するために、例として１段から３段の演算増幅器（１５、１７、１９）で構成され、約数十倍から数千倍に増幅され、±１０V範囲のレベル信号に増幅され、１２ビットＡ/Ｄコンバータ（９）として１２ビット高解像度のデジタル信号値に変換され、マイクロプロセッサＣＰＵ（１０）で正確な値で計測、演算される。前記インピーダンス電圧(Ｖ _ＩＳ ’)信号の位相を公知のゼロ・クロス回路を介して測定する必要がある場合は、前記インピーダンス電圧(Ｖ _ＩＳ ’)信号を完全にフィルタリングして、このような目的に演算増幅器群（８）の後段に第２ＢＮＰ（１１）を設けることもできる。

図８はインピーダンス電圧(Ｖ _ＩＳ ’)信号と、類似の周波数帯を有する信号のみが通過するように設計されたバンドパスフィルタ（７）（Band Pass Filter）の一実施例である。前記で説明したバンドパスフィルタ（７）（Band Pass Filter）は、公知の同一構造の狭帯域通過フィルタを２段縦続に接続した形態で構成され、前記の各狭帯域通過フィルタは、公知のように２個のコンデンサと３個の抵抗及び演算増幅器で構成される。このような狭帯域通過フィルタを２段縦続に接続すると、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）と、高域通過フィルタ（ＨＰＦ）を縦続に接続した広帯域通過フィルタより帯域幅が一層狭いバンドパスフィルタの特性を有することができる。

前記のバンドパスフィルタ(７）回路を簡単にするために、コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４をそれぞれ２個ずつ同じになるように選定するか、又は全部同じ値に選定して抵抗Ｒ１〜Ｒ６値を適切に選択することができる。印刷回路基板（ＰＣＢ）を小型化するためにチップ（chip）形態のコンデンサを使用することができ、一実施例として回路構成が簡単にできるように、コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４の値を１０ｎＦとして全部同一に選定し、抵抗Ｒ１〜Ｒ６値を適切に選択して低域遮断周波数(ｆ _Ｌ )と、高域遮断周波数(ｆ _Ｈ )を選定して、設計者が希望する値に前記のバンドパスフィルタ（７）帯域幅を比較的容易に決定することができる。

図９は前述のように、同じ構造の狭帯域通過フィルタを２段縦続に接続して得たバンドパスフィルタ（７）の周波数帯域別濾過特性をＰＳＰＩＣＥでシミュレーションした結果を示している。図９で分かるように例として共振周波数ｆｒを７２０Ｈｚに設計すると、共振周波数ｆｒの±５％内外である６６０Ｈから７８０Ｈｚの間の周波数に対する減衰特性は、ほぼゼロ（最大利得を有する）になる。したがって、前記のバンドパスフィルタ（７）は、インピーダンス電圧信号(Ｖ _ＩＳ ’)の周波数が７２０Ｈｚの場合、この減衰特性がほぼゼロ（最大利得を有する）となり、共振周波数ｆｒの±５％内で周波数減衰特性は、ほぼゼロ（最大利得を有する）となるので、周りの温度変化によって共振周波数ｆｒが±５％程度に変化しても、前記のバンドパスフィルタ（７）を通過した後のインピーダンス電圧信号(Ｖ _ＩＳ ’)の減衰特性は、ほぼゼロに一定に維持することができる。

また、共振周波数ｆｒが７２０Ｈｚに同一であり、低域遮断周波数(ｆ _Ｌ )と高域遮断周波数(ｆ _Ｈ )が、それぞれ約４００Ｈｚ、１０００Ｈｚ程度である以前の広帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）の特性より帯域幅が非常に狭い特性を有するので、ノイズ雑音周波数に対する減衰特性を高めることができ、充電リップル電流によるノイズ信号及び誘導作用によって発生できるノイズを確実に除去することができる。

これと反対に、１個の演算増幅器を用いて設計された狭帯域バンドパスフィルタ回路は、帯域幅が非常に狭い特性を有するので、指定された共振周波数ｆｒでだけ最大の利得を得ることができる。したがって、周りの温度が変わると、フィルタ回路の構成素子である抵抗及びコンデンサ値が変動され、共振周波数ｆｒの値が変化して得ようとする信号周波数に対して利得が減衰するので、インピーダンス電圧信号(Ｖ _ＩＳ ’)の減衰特性が温度によって変化する問題がある。

前記では、図３及び図４のように本技術の要旨を直流電圧（Ｖ _ＤＣ ）信号がＡ/Ｄコンバータ（５）に入力され、インピーダンス電圧(Ｖ _ＩＳ ’)信号は、また他のＡ/Ｄコンバータ（９）に入力されるように根本理論を説明したが、現在、市販されているデバイスは、Ａ/Ｄコンバータの前段にアナログスイッチ機能を有する複数チャンネルのマルチプレクサ（ＭＵＸ）を有しており、前記のマルチプレクサ（ＭＵＸ）として直流電圧（Ｖ _ＤＣ ）信号と、インピーダンス電圧(Ｖ _ＩＳ ’)信号を必要な演算時に、Ａ/Ｄコンバータ回路に接続してＡ/Ｄ変換させた後、ＣＰＵ（１０）で演算する。

また、前述したようにマイクロコントローラ（ＭＣＵ）に内蔵されているＡ/Ｄコンバータを用いて、直流電圧（Ｖ _ＤＣ ）信号をＡ/Ｄ変換する方式と類似の概念に、前記のマイクロコントローラ（ＭＣＵ）素子に内蔵されている入力範囲が０V〜+５VであるＡ/Ｄコンバータを用いて、インピーダンス電圧(Ｖ _ＩＳ ’)信号もＡ/Ｄ変換することができる。前述したように大抵の場合、マイクロコントローラ（ＭＣＵ）素子に内蔵したＡ/Ｄコンバータの入力範囲は、０V〜+５V以内である。数ｍＶ大きさのインピーダンス電圧(Ｖ _ＩＳ ’)信号は、前記バンドパスフィルタ（７）を介してフィルタリングした後、第１増幅器（１５）で数十倍に増幅されるか、又は第２増幅器（１７）を経て数百倍から数千倍に増幅され、−２．５Vから＋２．５V範囲の信号に増幅される。図７は前記で説明したバンドパスフィルタ（７）の後段回路である増幅器群（８）回路の一実施例のブロック図を示している。第１加算器（１６）又は第２加算器（１８）は、前述した図６の加算器回路と同一構造を有しており、第１増幅器（１５）及び第２増幅器（１７）回路後段にそれぞれ接続されている。前記の第１又は第２加算器回路を介して、前記のインピーダンス電圧(Ｖ _ＩＳ ’)信号は、０V〜+５Vの信号にシフトされ、Ａ/Ｄコンバータ（９）に入力される。前記では、２段の増幅器群を有する演算増幅器群（８）回路に対して説明したが、測定範囲が広い場合は、設計者の決定により複数段の増幅器（１５、１７、１９）で構成された増幅器群を使用することができる。

内部インピーダンス値の演算に必要な定電流信号（Ｉ _Ｓ ）は、増幅器（１２）を介して適切なレベルに増幅され、前記マルチプレクサ（ＭＵＸ）回路のまた他の入力端に接続され、公知のサーミスタセンサで作られた温度信号は、公知のホィートストンブリッジ回路（１３）及びまた他の増幅器（１４）を介して適切なレベルに増幅され、前記マルチプレクサ（ＭＵＸ）回路のまた他の入力端に接続されてＣＰＵ（１０）で演算、計測される。

図５は市販されているデバイスを使用した一実施例である。現在一般化されているＡ/Ｄコンバータ素子には±１０V範囲のレベル信号をデジタル信号に変換できるＡ/Ｄコンバータと、前記のＡ/Ｄコンバータ入力端に高速のマルチプレクサ（ＭＵＸ）回路が内蔵されている。前記のマルチプレクサ（ＭＵＸ）回路は、ＣＰＵ（１０）の選択信号を受け、必要な演算時に複数チャンネル（channel）のアナログ入力信号を高速順次にＡ/Ｄコンバータ（ＡＤＣ）に接続させる役割をする。前記のアナログ入力信号は、前記のＡ/Ｄコンバータ（ＡＤＣ）によってデジタル値に高速変換され、ＣＰＵ（１０）の入力端に印加されて演算処理される。本発明の原型回路にはアナログデバイス社のＡＤ７８９１モデル規格が使われて変換速度が１．６マイクロsec（秒）として高速変換が可能であり、±１０V範囲のアナログ入力信号を１２ビットデジタル信号に変換し、演算時に解像度（分解能）を高めることができるので、測定時の正確度が高くなる。

蓄電池セル電圧及びインピーダンス測定概念図。 既存の蓄電池セル電圧及びインピーダンス測定回路。 本発明の蓄電池セル電圧及びインピーダンス電圧ブロック回路図。 本発明の一実施例の回路図。 本発明のまた他の一実施例の回路図。 本発明の一実施例の分圧器/バッファ及び加算回路。 本発明の一実施例の増幅器群の詳細回路。 本発明のバンドパスフィルタ回路。 本発明のバンドパスフィルタの減衰特性曲線。

Claims (10)

1. 蓄電池セルの端子電圧及び内部インピーダンス値を測定演算する回路において、
   蓄電池端子（＋、−）に入力側が接続される差動増幅器と、
   前記差動増幅器のオフセット端子に接続される基準定電圧回路と、
   前記差動増幅器の出力側に接続される直流フィルタ回路及びこの直流フィルタ回路に接続されるバッファ回路と、
   前記差動増幅器の出力側に接続される直流カップリング回路と、
   前記バッファ回路及び前記直流カップリング回路のアナログ出力をデジタル値に変換するためのＡ／Ｄコンバータと、
   前記Ａ／Ｄコンバータの出力信号を受信して内部インピーダンス値を演算するＣＰＵとで構成されることを特徴とする蓄電池セルの端子電圧及び内部インピーダンス測定回路。
2. 前記Ａ／Ｄコンバータは、数個の入力チャンネルを有するマルチプレクサ（ＭＵＸ）回路で構成されることを特徴とする請求項１に記載の蓄電池セルの端子電圧及び内部インピーダンス測定回路。
3. 前記Ａ／Ｄコンバータ及びＣＰＵがマイクロコントローラ（ＭＣＵ）素子で代替されることを特徴とする請求項２に記載の蓄電池セルの端子電圧及び内部インピーダンス測定回路。
4. 前記内部インピーダンス電圧信号と類似の周波数帯の信号のみが通過するように帯域通過フィルタをさらに含んで構成されることを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれか一項に記載の蓄電池セルの端子電圧及び内部インピーダンス測定回路。
5. 前記基準定電圧回路は、基準定電圧ダイオード及び電流制限抵抗（Ｒ３）が直結に接続された形態で構成され、前記基準定電圧ダイオードのＡＤＪ端子に接続される可変抵抗により前記差動増幅器のオフセット基準電圧(Vref）が微細に可変できる特徴を有する請求項１〜請求項３のいずれか一項に記載の蓄電池セルの端子電圧及び内部インピーダンス測定回路。
6. 前記帯域通過フィルタは、入力信号が抵抗（Ｒ１）及びコンデンサ（Ｃ２）を介して演算増幅器の反転入力端に接続され、前記抵抗（Ｒ１）及びコンデンサ（Ｃ２）の共通接続点と前記演算増幅器の出力端子との間にコンデンサ（Ｃ１）が接続され、さらに、前記演算増幅器の反転入力端子と出力端子との間には抵抗（Ｒ３）が接続される形態の狭帯域通過フィルタ２段で構成されることを特徴とする請求項４に記載の蓄電池セルの端子電圧及び内部インピーダンス測定回路。
7. 蓄電池セルの端子電圧及び内部インピーダンス値を測定演算する回路において、
   高入力同相電圧型差動増幅器の出力から得られる蓄電池セル直流電圧(Ｖ_ＤＣ）信号と、
   高入力同相電圧型差動増幅器の出力側に接続される直流カップリング回路を介して得られる内部インピーダンス電圧（Ｖ_ＩＳ ^’）信号と、
   蓄電池に流れる交流電流信号（Ｉ_ｓ）が、Ａ／Ｄコンバータのマルチプレクサ（ＭＵＸ）回路入力チャンネルに入力されるようにそれぞれ接続され、
   ＣＰＵから出力されたチャンネル選択（Ｓｅｌｅｃｔ）信号により、前記蓄電池セル直流電圧（Ｖ _ＤＣ ）信号、内部インピーダンス電圧（Ｖ _ＩＳ ^’ ）信号及び蓄電池に流れる交流電流信号（Ｉ _ｓ ）がＡＤＣ回路に入力されることを特徴とする蓄電池セルの端子電圧及び内部インピーダンス測定回路。
8. 蓄電池セルの端子電圧（Ｖ_ＤＣ）及び内部インピーダンス電圧（Ｖ_ＩＳ ^'）を測定するための回路において、
   高入力同相電圧型差動増幅器の反転及び非反転の入力端子に蓄電池セルの端子出力が接続され、前記高入力同相電圧型差動増幅器のオフセット端子には、基準定電圧回路によって生成された負（−）定電圧（Ｖｒｅｆ）が接続（入力）され、前記差動増幅器の出力は、Ａ／Ｄコンバータによって蓄電池セル端子電圧（Ｖ_ＤＣ）のデジタル値に変換され、前記差動増幅器出力は、直流カップリング回路を通過した後、Ａ／Ｄコンバータによって内部インピーダンス電圧（Ｖ_ＩＳ ^'）のデジタル値に変換されることを特徴とする蓄電池セルの端子電圧及び内部インピーダンス測定回路。
9. 前記Ａ／Ｄコンバータは、±１０Ｖ範囲のアナログ入力信号を１２ビットデジタル信号に変換可能なＡＤ７８９１モデルまたは同等モデル規格が使用されることを特徴とする請求項１または請求項２または請求項７に記載の蓄電池セルの端子電圧及び内部インピーダンス測定回路。
10. 前記差動増幅器１は、入力インピーダンスが高い差動型演算増幅器素子と、
    前記差動型演算増幅器素子の反転及び非反転入力回路にそれぞれ接続される数百キロオーム（ｋΩ）抵抗と、
    負(−）定電圧が印加されるオフセット端子とで構成されることを特徴とする請求項１または請求項２または請求項３に記載の蓄電池セルの端子電圧及び内部インピーダンス測定回路。

Images