CN1848835A - 一种偏置正交幅度调制***的信号发射方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种偏置正交幅度调制(OQAM)***的信号发射方法，发射端所发射的信号包括：导频符号信号和数据信号，且发射端按各信号的发射值发射各信号，其特征在于，确定所述各信号的发射值的方法包括：A、配置实部干扰信号和虚部干扰信号；B、从实部干扰信号和虚部干扰信号中任选一数据信号；C、为导频符号实部信号和虚部信号配置绝对值相同的发射值，配置实部干扰信号和虚部干扰信号中除所选数据信号之外的其它各数据信号的发射值；D、确定对消实部干扰信号干扰和虚部干扰信号所产生干扰的发射值条件，根据该发射值条件、各数据信号的发射值，确定所选数据信号的发射值。应用本发明方法，能提高信道估计中导频符号信号的信干噪比。

Description

一种偏置正交幅度调制***的信号发射方法

技术领域

本发明涉及偏置正交幅度调制(OQAM)***的发射端处理技术，特别涉及OQAM***的信号发射方法。

背景技术

目前，随着高速率数据业务如：数字音频广播(DAB)、数字电视广播(DVB)、高速下行数据分组数据传输(HSDPA)等的迅速发展，采用更大的频谱带宽并结合高阶调制技术来传输高速数据已经成为必然的选择。其中，常用的技术就是多载波传输。正交频分复用(OFDM)***是一种频谱效率较高的多载波传输***。

为了去除或减小传统OFDM***中保护间隔的长度以及虚拟子载波的数量，进一步提高频谱效率，基于传统OFDM***产生了OQAM***。众所周知，任何***的性能都很大程度上取决于接收技术，传播信道的估计又是OQAM***接收技术中非常重要的方面，因而传播信道估计的准确性对于保证OQAM***性能具有重要意义。通常，传播信道估计是利用从导频信道接收的导频符号信号进行估计的，因此如果发射端发射的各信号能够对消更多导频符号信号受到的干扰，使接收端接收得到的导频符号信号的信干比提高，就能提高传播信道估计的准确性，从而从整体上改善OQAM***的性能。

下面对OQAM***中与传播信道估计相关的处理加以描述。

首先，发射端的等效基带发射信号s(t)如式(1)所示：

$s\left(t\right)=\underset{n}{\mathrm{\Σ}}\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_{m,n}{i}^{m+n}{e}^{2\mathrm{j\πm}{v}_{0}t}g(t-n{\mathrm{\τ}}_0)---\left(1\right)$

其中，t表示时间，a_m，n是t时刻调制的OFDM信号。这里，m和n表示OFDM信号频域和时域的发射位置，m为频域坐标，表示信道索引即信号所在的载波，n为时域坐标，表示时间索引即信号所在的信号周期；τ₀是一个OFDM信号的传输时长即信号周期，a_m，n即为t＝nτ₀时刻调制在第m个子载波上的OFDM信号，则在t时刻所发射的OFDM信号集表示为＝[a_0，n，a_1，n，…，a_M-1，n]，m＝0，1，…，M-1，M为信道个数，n为整数，ν₀表示各信号间的载波间隔，且满足ν₀τ₀＝1/2。i^m+n为每个OFDM信号在做反快速傅立叶变换(IFFT)前预先附加的相位，目的是为了保证不同信号和信道间的正交性。g(t)是实值滤波器的原型函数，OQAM***的基函数g_m，n(t)可表示为 $g_{m,n}\left(t\right)=i^{m+n}{e}^{2\mathrm{j\πm}{v}_{0}t}g(t-n{\mathrm{\τ}}_0),$ 该基函数g_m，n(t)满足如式(2)所示的正交性质：

其中，m′和n′分别表示另一OFDM信号频域和时域上的发射位置坐标，则该(m′，n′)位置上发射的OFDM符号的基函数表示为g_m′，n′(t)，*表示取共轭，

表示取复数的实部， 表示实数域，δ这里表示狄里克符号。如果要使g_m，n(t)满足如式(2)所示的正交性质，则应使式(2)的值δ_m，m′δ_n，n′为零。

假定参数τ₀和ν₀选取适当，使得传播信道在时间和频率上都是慢衰落过程，并且每个信道上的传播信道系数H_m，n在同一信号周期内是恒定的，在不同信号周期上为一个复高斯随机过程。于是，接收端接收到的等效基带信号r(t)表示为式(3)：

$r\left(t\right)=\underset{n}{\mathrm{\Σ}}\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{m,n}{a}_{m,n}{g}_{m,n}\left(t\right)+w\left(t\right)---\left(3\right)$

其中，W(t)表示复高斯白噪声干扰。

接收端为了解调发射端发射的信号a_m，n，需要将接收到的信号r(t)投影到对应的基函数g_m，n(t)上，则r(t)投影到对应基函数g_m，n(t)上得到的结果如下式(4)所示：

(4)

假设

为通过合适的信道估计方法对传播信道系数H_m，n作出的估计，则发射端发射的OFDM信号a_m，n在接收端被检测为_m，n：

(5)

式(5)中，其它信道的信号对a_m，n的干扰I_m0，n0，可用式(6)来表示：

其中，Im()表示取复数的虚部。

OQAM***中，在各信道位置上发射的OFDM信号包括：导频符号信号和数据信号。对于移动信道而言，通常利用所发送的已知导频符号信号进行传播信道估计，其中，导频符号为复数，因此实际发射的导频符号信号包括：导频符号实部信号和导频符号虚部信号。假设在频域和时域坐标表示的信道位置(m₀，n₀)上发射的信号为导频符号实部信号a_m0，n0，本文以下所述a_m0，n0均表示导频符号实部信号，则接收端将该(m₀，n₀)发射位置的信道系数H_m0，n0估计为 表示为式(7)：

从式(7)可见，I_m0，n0和w_m0，n0将对H_m0，n0的估计产生影响。由于，任何***都存在噪声项w_m0，n0，且无法消除w_m0，n0对传播信道估计的干扰，因此只能通过降低I_m0，n0，即降低导频符号实部信号a_m0，n0周围发射位置上发射的其它信号对a_m0，n0的干扰，来降低传播信道估计中的干扰。也就是说通过提高导频符号信号的信干比来提高传播信道系数H_m0，n0估计的准确性。所述导频符号信号的信干比可用a_m0，n0/I_m0，n0来表达。

根据OQAM***采用的滤波器的快速衰落特性可知，在信道系数H_m0，n0估计时，干扰项I_m0，n0的主要贡献来源于导频符号实部信号a_m0，n0发射位置(m₀，n₀)周围相邻一层的发射位置上发射的各个信号，业界通常将此导频符号实部信号a_m0，n0发射位置(m₀，n₀)周围相邻一层的发射位置上发射的各个信号统称为导频符号实部信号a_m0，n0的一阶干扰信号，该一阶干扰信号产生的干扰称为导频符号实部信号a_m0，n0的一阶干扰。

因此，业界目前已提出了一种OQAM***的信号发射方法，该方法主要处理思想就是：通过在发射端配置合适的导频符号实部信号一阶干扰信号的发射值，使导频符号实部信号a_m0，n0的一阶干扰为零，从而对消干扰项I_m0，n0中的一阶干扰来减小I_m0，n0对传播信道估计的影响。下面结合图1和图2对现有技术处理加以阐述。

图1为现有OQAM***的信号发射方法处理流程示意图。如图1所示，具体处理包括：

步骤101：配置导频符号实部信号a_m0，n0的发射值、以及对导频符号实部信号a_m0，n0形成干扰的各实部干扰信号的发射值。现有技术中，将所述导频符号实部信号的一阶干扰信号定为对导频符号实部信号形成干扰的实部干扰信号，则所述实部干扰信号包括：导频符号实部信号a_m0，n0发射位置(m₀，n₀)周围相邻一层各发射位置上发射的各数据信号的发射值。

图2为导频符号实部信号与自身一阶干扰信号之间的关系示意图。如图2所示，实心圆点表示导频符号实部信号a_m0，n0的发射位置(m₀，n₀)，该发射位置(m₀，n₀)周围相邻一层中的八个圆点表示各一阶干扰信号的发射位置，它们的坐标分别为：(m₀-1，n₀-1)、(m₀-1，n₀)、(m₀-1，n₀+1)、(m₀，n₀-1)、(m₀，n₀+1)、(m₀+1，n₀-1)、(m₀+1，n₀)、(m₀+1，n₀+1)。这里，坐标轴f表示各信号的频域坐标，坐标轴t表示各信号的时域坐标，并且，一个信号周期时长即时域坐标的基本单位为τ₀，各信号间的载波间隔即频域坐标的基本单位为ν₀。

众所周知，导频符号虚部信号的发射位置与该导频符号实部信号a_m0，n0的发射位置(m₀，n₀)相邻，且为所示(m₀，n₀)周围相邻一层中的八个圆点之一，本文设定导频符号虚部信号的发射位置为图2中斜线填充的圆点，坐标为(m₀，n₀+1)，本文所述导频符号虚部信号均用a_m0，n0+1来表示，则所述八个圆点中的其它七个点上发射的均为数据信号，并分别用a_m0-1，n0-1、a_m0-1，n0+1、a_m0+1，n0-1、a_m0+1，n0+1、a_m0-1，n0、a_m0+1，n0和a_m0，n0-1来表示各数据信号。

根据图2所示导频符号实部信号、导频符号虚部信号、以及导频符号实部信号发射位置周围相邻一层发射位置上发射的各数据信号的关系可知，所述步骤101具体为：配置导频符号实部信号a_m0，n0、以及各数据信号a_m0-1，n0-1、a_m0-1，n0+1、a_m0+1，n0-1、a_m0+1，n0+1、a_m0-1，n0、a_m0+1，n0和a_m0，n0-1的发射值。

步骤102：确定导频符号虚部信号a_m0，n0+1的发射值，使导频符号实部信号a_m0，n0的一阶干扰为零，即：使a_m0，n0发射位置周围一层各发射位置上发射的各数据信号以及导频符号虚部信号a_m0，n0+1对a_m0，n0的干扰为零。

所述确定导频符号虚部信号a_m0，n0+1的发射值的推导过程如下：

由于，在相邻发射位置上，传播信道系数H_m，n可以近似地认为不变。将所述导频符号实部信号a_m0，n0的一阶干扰记为Ω¹ _m0，n0，利用下面的式(8)以及前面式(1)至式(7)所述的原理，可将导频符号实部信号a_m0，n0受到的一阶干扰Ω¹ _m0，n0表示为以下的式(9)：

${{\mathrm{\Ω}}^1}_{m_0,n_0}\≈j{H}_{m_0,n_0}{(-1)}^{n_0+1}[A_g({\mathrm{\τ}}_0,v_0)(a_{m_0-1,n_0-1}+a_{m_0-1,n_0+1}+a_{m_0+1,n_0+1})+$

$A_g({\mathrm{\τ}}_0,0)(a_{m_0-1,n_0}-a_{m_0+1,n_0}+{(-1)}^{n_0}(a_{m_0,n_0-1}-a_{m_0,n_0+1}))]$ (9)

其中，

为函数g(t)的模糊函数。

如果 ${{\mathrm{\Ω}}^1}_{m_0,n_0}=0,$ 则根据式(9)导出：

$A_g({\mathrm{\τ}}_0,v_0)(a_{m_0-1,n_0-1}+a_{m_0-1,n_0+1}+a_{m_0+1,n_0-1}+a_{m_0+1,n_0+1})+$

$A_g({\mathrm{\τ}}_0,0)(a_{m_0-1,n_0}-a_{m_0+1,n_0}+{(-1)}^{n_0}(a_{m_0,n_0-1}-a_{m_0,n_0+1}))]=0$ (10)

式(10)中，A_g(τ₀，ν₀)和A_g(τ₀，0)是常数，可事先计算得到。根据式(10)可见，利用与导频符号实部信号a_m0，n0的发射位置周围相邻一层的八个点中任何七个点上的信号发射值，能够确定另外一个点上的信号发射值，并且此八个信号的发射值满足式(10)所述 ${{\mathrm{\Ω}}^1}_{m_0,n_0}=0$ 的条件，即：如果按上述发射值发射此八个信号，能够使导频符号实部信号a_m0，n0受到的一阶干扰Ω¹ _m0，n0为零。

因此，本步骤通过步骤101中配置的所述七个点上各数据信号的发射值，即：a_m0-1，n0-1、a_m0-1，n0+1、a_m0+1，n0-1、a_m0+1，n0+1、a_m0-1，n0、a_m0+1，n0和a_m0，n0-1的发射值，能够确定另外一点导频符号虚部信号a_m0，n0+1的发射值，使得Ω¹ _m0，n0为零，从而达到对消导频符号实部信号a_m0，n0的干扰项I_m0，n0中导频符号实部信号a_m0，n0受到的一阶干扰Ω¹ _m0，n0的目的。

步骤103：按步骤101所配置的导频符号实部信号a_m0，n0的发射值、以及各数据信号a_m0-1，n0-1、a_m0-1，n0+1、a_m0+1，n0-1、a_m0+1，n0+1、a_m0-1，n0、a_m0+1，n0和a_m0，n0-1的发射值，发射导频符号实部信号a_m0，n0、以及各数据信号a_m0-1，n0-1、a_m0-1，n0+1、a_m0+1，n0-1、a_m0+1，n0+1、a_m0-1，n0、a_m0+1，n0和a_m0，n0-1，并按步骤102所确定的导频符号虚部信号a_m0，n0+1的发射值发射导频符号虚部信号a_m0，n0+1。

根据式(7)，在对消了导频符号实部信号a_m0，n0的一阶干扰Ω¹ _m0，n0后，接收端使用接收到的导频符号实部信号a_m0，n0的信号值对信道系数H_m0，n0的估计表示为：

${\hat{H}}_{m_0,n_0}=H_{m_0,n_0}+\frac{I_{m_0,n_0}\backslash {{\mathrm{\Ω}}^1}_{m_0,n_0}}{a_{m_0,n_0}}+\frac{w_{m_0,n_0}}{a_{m_0,n_0}}---\left(11\right)$

其中，I_m0，n0\Ω¹ _m0，n0表示对消导频符号实部信号a_m0，n0的一阶干扰Ω¹ _m0，n0后导频符号实部信号a_m0，n0受到的剩余干扰。

根据上述处理可见，发送端按现有技术的方法发射导频符号信号以及各数据信号，只能消除了导频符号实部信号a_m0，n0周围一阶干扰信号的干扰。并且从式(11)中的 $\frac{I_{m_0,n_0}\backslash {{\mathrm{\Ω}}^1}_{m_0,n_0}}{a_{m_0,n_0}}+\frac{w_{m_0,n_0}}{a_{m_0,n_0}}$ 部分可见，导频符号信号的信号量为a_m0，n0，

则只有导频符号实部信号a_m0，n0的发射值真正用于传播信道估计，导频符号虚部信号a_m0，n0+1的发射值则被牺牲于对消导频符号实部信号a_m0，n0一阶干扰的处理中，从而造成导频符号信号的信干噪比较低。毫无疑问，接收端接收到的导频符号信号的信干噪比决定了传播信道估计的准确性。由于导频符号信号的信干噪比较低，因此很难保证传播信道估计的准确性，从而将直接影响OQAM***的接收质量，使OQAM***的整体性能不够理想。

发明内容

有鉴于此，本发明的主要目的在于提供一种OQAM***的信号发射方法，能够提高传播信道估计中的导频符号信号的信干噪比，进而提高传播信道估计的准确性，从整体上提高OQAM***性能。

为达到上述目的，本发明的技术方案是这样实现的：

本发明公开了一种OQAM***的信号发射方法，发射端所发射的信号包括：导频符号实部信号、导频符号虚部信号和数据信号，且发射端按各信号的发射值发射各信号，其特征在于，确定所述各信号的发射值的方法包括：

A.配置对导频符号实部信号形成干扰的实部干扰信号、和对导频符号虚部信号形成干扰的虚部干扰信号；

B.从所述实部干扰信号和虚部干扰信号中任意选择一个数据信号；

C.为导频符号实部信号和导频符号虚部信号配置绝对值相同、且符号相同或相反的发射值，配置所述实部干扰信号和虚部干扰信号中除步骤B选择的数据信号之外的其它各数据信号的发射值；

D.确定对消实部干扰信号和虚部干扰信号所产生干扰的发射值条件，根据该发射值条件、以及步骤C配置的各数据信号的发射值，确定步骤B选择的数据信号的发射值。

其中，所述实部干扰信号包括：导频符号实部信号发射位置周围相邻一层的发射位置上发射的各信号；所述虚部干扰信号包括：导频符号实部信号、以及导频符号实部信号发射位置周围相邻一层的发射位置上发射的各信号。

其中，所述虚部干扰信号中，所述导频符号实部信号发射位置周围相邻一层的发射位置上发射的各信号为：导频符号实部信号发射位置周围相邻一层的所有发射位置中，与导频符号虚部信号发射位置的时域坐标相差奇数个信号周期，或者与导频符号虚部信号发射位置的频域坐标相差奇数载波数的各发射位置上发射的各信号。

所述步骤D包括：

D1.确定实部干扰信号产生的干扰值和虚部干扰信号产生的干扰值，再根据导频符号实部信号与导频符号虚部信号的发射值符号是否相同确定对消实部干扰信号和虚部干扰信号所产生干扰的条件；

D2.根据步骤D1所述对消实部干扰信号和虚部干扰信号所产生干扰的条件，确定由实部干扰信号和虚部干扰信号中各数据信号构成的对消实部干扰信号和虚部干扰信号所产生干扰的发射值条件；

D3.根据步骤D2所确定的发射值条件、以及实部干扰信号和虚部干扰信号中除步骤B选择的数据信号以外的其它各数据信的发射值，确定步骤B所选择的数据信号的发射值。

其中，预设a_m0，n0为导频符号实部信号的发射值；a_m0，n0+1为导频符号虚部信号的发射值，且 $a_{m_0,n_0}=a_{m_0,n_0+1};$ m₀和n₀分别为导频符号实部信号发射位置的频域坐标和时域坐标；所发射的各信号的信道系数相同且为H_m0，n0；

步骤D1中，设置实部干扰信号和虚部干扰信号所产生干扰为所述实部干扰信号产生的干扰值与虚部干扰信号产生的干扰值之和；

所述实部干扰信号产生的干扰值为：

jH_m0，n0(-1)ⁿ⁰⁺¹[A_g(τ₀，ν₀)(a_m0-1，n0-1+a_m0-1，n0+1+a_m0+1，n0-1+a_m0+1，n0+1)+A_g(τ₀，0)(a_m0-1，n0-a_m0+1，n0+(-1)ⁿ⁰(a_m0，n0-1-a_m0，n0+1))]

所述虚部干扰信号产生的干扰值为：

jH_m0，n0(-1)ⁿ⁰⁺¹[A_g(2τ₀，ν₀)(a_m0+1，n0-1-a_m0-1，n0-1)-A_g(τ₀，ν₀)(a_m0-1，n0+a_m0+1，n0)A_g(τ₀，0)(a_m0+1，n0+1-a_m0-1，n0+1+(-1)ⁿ⁰a_m0，n0)]

所述对消实部干扰信号和虚部干扰信号所产生干扰的条件：

$[A_g({\mathrm{\τ}}_0,v_0)(a_{m_0-1,n_0-1}+a_{m_0-1,n_0+1}+a_{m_0+1,n_0-1}+a_{m_0+1,n_0+1})$

$+A_g({2\mathrm{\τ}}_0,v_0)(a_{m_0+1,n_0-1}-a_{m_0-1,n_0-1})-A_g({\mathrm{\τ}}_0,v_0)(a_{m_0-1,n_0}+a_{m_0+1,n_0})]$

$+[A_g({\mathrm{\τ}}_0,0)(a_{m_0+1,n_0+1}-a_{m_0-1,n_0+1}+{(-1)}^{n_0}{a}_{m_0,n_0})$

$A_g({\mathrm{\τ}}_0,0)(a_{m_0-1,n_0}-a_{m_0+1,n_0}+{(-1)}^{n_0}(a_{m_0,n_0-1}-a_{m_0,n_0+1}))]=0$ (1)

步骤D2中，根据 $a_{m_0,n_0}=a_{m_0,n_0+1},$ 理式(1)得到由实部干扰信号和虚部干扰信号中各数据信号构成的对消实部干扰信号和虚部干扰信号所产生干扰的发射值条件：

$(A_g({\mathrm{\τ}}_0,v_0)-A_g(2{\mathrm{\τ}}_0,v_0))a_{m_0-1,n_0-1}+$

$(A_g({\mathrm{\τ}}_0,v_0)+A_g(2{\mathrm{\τ}}_0,v_0))a_{m_0+1,n_0-1}+(A_g({\mathrm{\τ}}_0,v_0)+A_g({\mathrm{\τ}}_0,0))(a_{m_0+1,n_0+1}-a_{m_0+1,n_0})+$

$(A_g({\mathrm{\τ}}_0,v_0)-A_g({\mathrm{\τ}}_0,0))(a_{m_0-1,n_0+1}-a_{m_0-1,n_0})+{(-1)}^{n_0}{A}_g({\mathrm{\τ}}_0,0)a_{m_0,n_0-1}$

$=0$ (2)

其中，a_m0-1，n0-1、a_m0+1，n0-1、a_m0+1，n0+1、a_m0+1，n0、a_m0-1，n0+1、a_m0-1，n0、a_m0，n0-1为包括步骤B选择的数据信号在内的所述实部干扰信号和虚部干扰信号中各数据信号的发射值，上述表示各数据信号发射值的符号的脚标代表各数据信号发射位置的频域坐标和时域坐标；τ₀和ν₀分别为发射位置频域坐标和时域坐标的基本单位，A_g()为OQAM***基函数的模糊函数。

其中，预设a_m0，n0为导频符号实部信号的发射值；a_m0，n0+1为导频符号虚部信号的发射值，且 $a_{m_0,n_0}=-a_{m_0,n_0+1};$ m₀和n₀分别为导频符号实部信号发射位置的频域坐标和时域坐标；所发射的各信号的信道系数相同且为H_m0，n0；

步骤D1中，设置实部干扰信号和虚部干扰信号所产生干扰为所述实部干扰信号产生的干扰值与虚部干扰信号产生的干扰值之差；

所述实部干扰信号产生的干扰值为：

jH_m0，n0(-1)ⁿ⁰⁺¹[A_g(τ₀，ν₀)(a_m0-1，n0-1+a_m0-1，n0+1+a_m0+1，n0-1+a_m0+1，n0+1)+A_g(τ₀，0)(a_m0-1，n0-a_m0+1，n0+(-1)ⁿ⁰(a_m0，n0-1-a_m0，n0+1))]

所述虚部干扰信号产生的干扰值为：

jH_m0，n0(-1)ⁿ⁰⁺¹[A_g(2τ₀，ν₀)(a_m0+1，n0-1-a_m0-1，n0-1)-A_g(τ₀，ν₀)(a_m0-1，n0+a_m0+1，n0)A_g(τ₀，0)(a_m0+1，n0+1-a_m0-1，n0+1+(-1)ⁿ⁰a_m0，n0)]

所述对消实部干扰信号和虚部干扰信号所产生干扰的条件为：

$[A_g({\mathrm{\τ}}_0,v_0)(a_{m_0-1,n_0-1}+a_{m_0-1,n_0+1}+a_{m_0+1,n_0-1}+a_{m_0+1,n_0+1})$

$+A_g({2\mathrm{\τ}}_0,v_0)(a_{m_0+1,n_0-1}-a_{m_0-1,n_0-1})-A_g({\mathrm{\τ}}_0,v_0)(a_{m_0-1,n_0}+a_{m_0+1,n_0})]$

$-[A_g({\mathrm{\τ}}_0,0)(a_{m_0+1,n_0+1}-a_{m_0-1,n_0+1}+{(-1)}^{n_0}{a}_{m_0,n_0})$

$+A_g({\mathrm{\τ}}_0,0)(a_{m_0-1,n_0}-a_{m_0+1,n_0}+{(-1)}^{n_0}(a_{m_0,n_0-1}-a_{m_0,n_0+1}))]=0$ (1’)

步骤D2中，根据 $a_{m_0,n_0}=a_{m_0,n_0+1},$ 整理式(1’)得到由实部干扰信号和虚部干扰信号中各数据信号构成的对消实部干扰信号和虚部干扰信号所产生干扰的发射值条件：

$(A_g({\mathrm{\τ}}_0,v_0)+A_g(2{\mathrm{\τ}}_0,v_0))a_{m_0-1,n_0-1}+$

$(A_g({\mathrm{\τ}}_0,v_0)+A_g(2{\mathrm{\τ}}_0,v_0))a_{m_0+1,n_0-1}+(A_g({\mathrm{\τ}}_0,v_0)-A_g({\mathrm{\τ}}_0,0))(a_{m_0+1,n_0+1}-a_{m_0+1,n_0})+$

$(A_g({\mathrm{\τ}}_0,v_0)+A_g({\mathrm{\τ}}_0,0))(a_{m_0-1,n_0+1}+a_{m_0-1,n_0})+{(-1)}^{n_0}{A}_g({\mathrm{\τ}}_0,0)a_{m_0,n_0-1}$

$=0$ (2’)

其中，a_m0-1，n0-1、a_m0+1，n0-1、a_m0+1，n0+1、a_m0+1，n0、a_m0-1，n0+1、a_m0-1，n0、a_m0，n0-1为包括步骤B选择的数据信号在内的所述实部干扰信号和虚部干扰信号中各数据信号的发射值，上述表示各数据信号发射值的符号的脚标代表各数据信号发射位置的频域坐标和时域坐标；τ₀和ν₀分别为发射位置频域坐标和时域坐标的基本单位，A_g()为OQAM***基函数的模糊函数。

其中，所述实部干扰信号包括：导频符号实部信号发射位置周围相邻第一层和第二层的发射位置上发射的各信号；所述虚部干扰信号包括：导频符号实部信号、以及导频符号实部信号发射位置周围相邻第一层和第二层的发射位置上发射的各信号。

其中，所述实部干扰信号中，所述导频符号实部信号发射位置周围相邻第二层的各发射位置的发射位置上发射的各信号为：导频符号实部信号发射位置周围相邻第二层的所有发射位置中，与导频符号实部信号发射位置的时域坐标相差奇数个信号周期，或者与导频符号实部信号发射位置的频域坐标相差奇数载波数的各发射位置；和/或，

所述虚部干扰信号中，所述导频符号实部信号发射位置周围相邻第一层和第二层的发射位置上发射的各信号为：导频符号实部信号发射位置周围相邻第一层和第二层的所有发射位置中，与导频符号虚部信号发射位置的时域坐标相差奇数个信号周期，或者与导频符号虚部信号发射位置的频域坐标相差奇数载波数的各发射位置上发射的各信号。

步骤C中，根据***发射信号的要求配置各信号发射值。

其中，一个以上导频符号实部信号同时发射时，该方法进一步包括：设置各导频符号实部信号发射位置的时域坐标相差偶数个信号周期，且各导频符号实部信号发射位置的频域坐标相差偶数载波数；和/或，

一个以上导频符号虚部信号同时发射时，该方法进一步包括：设置各导频符号虚部信号发射位置的时域坐标相差偶数个信号周期，且各导频符号虚部信号发射位置的频域坐标相差偶数载波数。

由上述方案可以看出，本发明的关键在于：首先，配置实部干扰信号和虚部干扰信号，从所述实部干扰信号和虚部干扰信号中任意选择一个数据信号；然后，为导频符号实部信号和导频符号虚部信号配置绝对值相同的发射值，配置所述实部干扰信号和虚部干扰信号中除所选择的数据信号之外的其它各数据信号的发射值；再根据使实部干扰信号干扰与虚部干扰信号干扰之和为零的发射值条件、以及所配置的各数据信号的发射值，确定所选择的数据信号的发射值。

因此，本发明所提供的OQAM***的信号发射方法，不仅能够利用导频符号信号周围发射的数据信号对消干扰信号的干扰，还能使接收端充分利用导频符号实部信号和导频符号虚部信号的能量值进行传播信道估计，提高用于进行传播信道估计的导频符号信号的信干噪比，使接收端准确完成传播信道估计，保证OQAM***性能。

附图说明

图1为现有OQAM***的信号发射方法处理流程示意图；

图2为导频符号实部信号与自身一阶干扰信号之间的关系示意图；

图3为本发明方法一较佳实施例处理流程示意图；

图4为导频符号实部信号、导频符号虚部信号、实部干扰信号与虚部干扰信号之间的关系示意图。

具体实施方式

下面结合附图及具体实施例对本发明再作进一步详细的说明。

本发明方法的主要处理思想为：首先，配置对导频符号实部信号形成干扰的实部干扰信号和对导频符号虚部信号形成干扰的虚部干扰信号，再从所述实部干扰信号和虚部干扰信号中任选一数据信号；配置所述实部干扰信号和虚部干扰信号中除所选数据信号之外的其它数据信号的发射值，并为导频符号实部信号和导频符号虚部信号配置绝对值相同的发射值；然后，确定对消实部干扰信号和虚部干扰信号所产生干扰的发射值条件，根据该发射值条件、以及所配置的各数据信号的发射值确定所选择的数据信号的发射值，使得所述实部干扰信号干扰与虚部干扰信号干扰之和为零。下面结合图3和图4对本发明方法的处理加以详细说明。

图3为本发明方法一较佳实施例处理流程示意图。本实施例中，所述实部干扰信号包括：导频符号实部信号发射位置周围相邻一层的发射位置上发射的各信号；所述虚部干扰信号包括：导频符号实部信号，以及导频符号实部信号发射位置周围相邻一层所有发射位置中，与导频符号虚部信号发射位置的时域坐标相差奇数个信号周期，或者与导频符号虚部信号发射位置的频域坐标相差奇数载波数的各发射位置上发射的各信号。如图3所示，具体处理包括：

步骤301：从所配置的实部干扰信号和虚部干扰信号中任意选择一个数据信号。

图4为导频符号实部信号、导频符号虚部信号、实部干扰信号与虚部干扰信号之间的关系示意图。如图4所示，实心圆点表示导频符号实部信号a_m0，n0的发射位置(m₀，n₀)，所述(m₀，n₀)周围相邻一层中的八个圆点为所述实部干扰信号的发射位置，这些实部干扰信号分别表示为：a_m0-1，n0-1、a_m0-1，n0+1、a_m0+1，n0-1、a_m0+1，n0+1、a_m0-1，n0、a_m0+1，n0、a_m0，n0-1和a_m0，n0+1。图4所示斜线填充的圆点为导频符号虚部信号a_m0，n0+1的发射位置(m₀，n₀+1)，则与导频符号虚部信号a_m0，n0+1发射位置的时域坐标相差奇数个信号周期，或者与导频符号虚部信号a_m0，n0+1发射位置的频域坐标相差奇数载波数的发射位置上发射的各信号为：a_m0-1，n0-1、a_m0-1，n0+1、a_m0+1，n0-1、a_m0+1，n0+1、a_m0-1，n0和a_m0+1，n0，所述虚部干扰信号包括：导频符号实部信号a_m0，n0，以及上述a_m0-1，n0-1、a_m0-1，n0+1、a_m0+1，n0-1、a_m0+1，n0+1、a_m0-1，n0和a_m0+1，n0。这里，坐标轴f表示各信号的频域坐标，坐标轴t表示各信号的时域坐标，并且，一个信号周期时长即时域坐标的基本单位为τ₀，各信号间的载波间隔即频域坐标的基本单位为ν₀。

根据以上描述可见，所述实部干扰信号和虚部干扰信号包括：a_m0，n0、a_m0-1，n0-1、a_m0-1，n0+1、a_m0+1，n0-1、a_m0+1，n0+1、a_m0-1，n0、a_m0+1，n0、a_m0，n0-1和a_m0，n0+1，其中的数据信号有七个，分别为：a_m0-1，n0-1、a_m0-1，n0+1、a_m0+1，n0-1、a_m0+1，n0+1、a_m0-1，n0、a_m0+1，n0、a_m0，n0-1，本步骤中从该七个数据信号中任选一个数据信号，图4中虚线表示的圆点为该任选的数据信号的发射位置(m₀，n₀-1)，该任选的数据信号表示为a_m0，n0-1。

本发明也可将虚部干扰信号配置为：导频符号实部信号、以及导频符号实部信号发射位置周围相邻一层所有发射位置上发射的信号。之所以本实施例所述虚部干扰信号要与导频符号虚部信号发射位置的时域坐标相差奇数个信号周期，或者与导频符号实部信号发射位置的频域坐标相差奇数载波数，其原因在于：

作为OQAM***原型函数g(t)的模糊函数，且A_g(τ，ν)满足式(12)所述的条件：

A_g(2nτ₀，2mν₀)＝0，(n，m)≠(0，0)              (12)

因此，与导频符号信号发射位置的时域坐标相差偶数个信号周期，并且与导频符号信号发射位置的频域坐标相差偶数载波数的发射位置上发射的信号对导频符号信号的干扰为零。比如：图4中标识有字母M的坐标位置上的发射的信号对(m₀，n₀+1)位置上发射的导频符号虚部信号a_m0，n0+1的干扰为零。也就是说：在计算所述虚部干扰信号干扰时，这些与导频符号虚部信号发射位置的时域坐标相差偶数个信号周期、并且与导频符号虚部信号发射位置的频域坐标相差偶数载波数的发射位置上发射的各信号对应的干扰值肯定为零。

所以，为了节省资源，略去不必要的计算过程，本实施例在计算所述虚部干扰信号对导频符号虚部信号a_m0，n0+1的干扰时，并不考虑与导频符号虚部信号发射位置的时域坐标相差偶数个信号周期，并且与导频符号虚部信号发射位置的频域坐标相差偶数载波数的发射位置上发射的各信号，从而将所述虚部干扰信号配置为：导频符号实部信号，以及导频符号实部信号发射位置周围相邻第一层的所有发射位置中，与导频符号虚部信号发射位置的时域坐标相差奇数个信号周期，或者与导频符号虚部信号发射位置的频域坐标相差奇数载波数的各发射位置上发射的信号。

步骤302：根据***信号发射的需要配置导频符号实部信号a_m0，n0和导频符号虚部信号a_m0，n0+1的发射值，并配置所述实部干扰信号和虚部干扰信号中的各数据信号中除步骤301所选择的a_m0，n0-1之外的其它各数据信号的发射值。这里，为导频符号实部信号a_m0，n0和导频符号虚部信号a_m0，n0+1配置绝对值相同且符号相同的发射值。

根据图4所示导频符号实部信号、导频符号虚部信号、以及各数据信号的关系可知，所述步骤302具体为：配置导频符号实部信号a_m0，n0、导频符号虚部信号a_m0，n0+1、以及各数据信号a_m0-1，n0-1、a_m0-1，n0、a_m0-1，n0+1、a_m0+1，n0-1、a_m0+1，n0、a_m0+1，n0+1的发射值。

步骤303：确定步骤301所选择的数据信号a_m0，n0-1的发射值，使接收端进行信道估计时，所述实部干扰信号与虚部干扰信号所产生干扰为零。

本步骤中，首先要确定对消实部干扰信号和虚部干扰信号所产生干扰的发射值条件，即：如果各实部干扰信号与虚部干扰信号的发射值满足此发射值条件，则能使接收端进行信道估计时，实部干扰信号与虚部干扰信号所产生干扰为零。

所述确定对消实部干扰信号和虚部干扰信号所产生干扰的发射值条件的推导过程如下：

根据背景技术所述，接收端接收导频符号实部信号和导频符号虚部信号时，将式(3)所示接收信号r(t)分别投影到对应的基函数g_m0，n0(t)和g_m0，n0+1(t)上，并且在相邻发射位置上，传播信道系数H_m，n可以近似地认为不变，则得到导频符号实部信号和导频符号虚部信号分别对应的式(13)和式(14)：

由于，本实施例中导频符号实部信号a_m0，n0和导频符号虚部信号a_m0，n0+1的发射值绝对值相同且符号相同。则此时接收端设定将式(13)和式(14)所示的导频符号实部信号和导频符号虚部信号相加得到合并信号，并使用该合并信号进行信道估计，该合并信号z_m0，n0表示为：

$z_{m_0,n_0}\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}{y}_{m_0,n_0}+y_{m_0,n_0+1}$

$=2H_{m_0,n_0}{a}_{m_0,n_0}+I_{m_0,n_0}+I_{m_0,n_0+1}+w_{m_0,n_0}+w_{m_0,n_0+1}$ (15)

如果将实部干扰信号对导频符号实部信号a_m0，n0产生的干扰值记为Ω¹ _m0，n0，将虚部干扰信号对导频符号虚部信号a_m0，n0+1产生的干扰值记为Ω¹ _m0，n0+1，则上述式(15)可表示为式(16)：

$z_{m_0,n_0}\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}{y}_{m_0,n_0}+y_{m_0,n_0+1}=2H_{m_0,n_0}{a}_{m_0,n_0}+{{\mathrm{\Ω}}^1}_{m_0,n_0}+{{\mathrm{\Ω}}^1}_{m_0,n_0+1}$

$+(I_{m_0,n_0}\backslash {{\mathrm{\Ω}}^1}_{m_0,n_0}+I_{m_0,n_0+1}\backslash {{\mathrm{\Ω}}^1}_{m_0,n_0+1})+(w_{m_0,n_0}+w_{m_0,n_0+1})$ (16)

另外，利用背景技术所述式(9)可将Ω¹ _m0，n0和Ω¹ _m0，n0+1分别表示为式(17)和式(18)：

${{\mathrm{\Ω}}^1}_{m_0,n_0}\≈j{H}_{m_0,n_0}{(-1)}^{n_0+1}[A_g({\mathrm{\τ}}_0,v_0)(a_{m_0-1,n_0-1}+a_{m_0-1,n_0+1}+a_{m_0+1,n_0-1}+a_{m_0+1,n_0+1})+$

$A_g({\mathrm{\τ}}_0,0)(a_{m_0-1,n_0}-a_{m_0+1,n_0}+{(-1)}^{n_0}(a_{m_0,n_0-1}-a_{m_0,n_0+1}))]$ (17)

${{\mathrm{\Ω}}^1}_{m_0,n_0+1}\≈j{H}_{m_0,n_0}{(-1)}^{n_0+1}[A_g({2\mathrm{\τ}}_0,v_0)(a_{m_0+1,n_0-1}-a_{m_0-1,n_0-1})-A_g({\mathrm{\τ}}_0,v_0)(a_{m_0-1,n_0}+a_{m_0+1,n_0})$

$A_g({\mathrm{\τ}}_0,0)(a_{m_0+1,n_0+1}-a_{m_0-1,n_0+1}+{(-1)}^{n_0}{a}_{m_0,n_0})]$ (18)

根据式(16)可知，对于接收端设定的用于进行信道估计的合并信号来说，实部干扰信号和虚部干扰信号所产生干扰为Ω¹ _m0，n0+Ω¹ _m0，n0+1，也就是说本实施例设定实部干扰信号和虚部干扰信号所产生干扰为实部干扰信号产生的干扰值与虚部干扰信号产生的干扰值之和，如果 ${{\mathrm{\Ω}}^1}_{m_0,n_0}+{{\mathrm{\Ω}}^1}_{m_0,n_0+1}=0,$ 则根据式(17)和式(18)导出式(19)所示对消实部干扰信号和虚部干扰信号所产生干扰的条件：

$[A_g({\mathrm{\τ}}_0,v_0)(a_{m_0-1,n_0-1}+a_{m_0-1,n_0+1}+a_{m_0+1,n_0-1}+a_{m_0+1,n_0+1})$

$+A_g({2\mathrm{\τ}}_0,v_0)(a_{m_0+1,n_0-1}-a_{m_0-1,n_0-1})-A_g({\mathrm{\τ}}_0,v_0)(a_{m_0-1,n_0}+a_{m_0+1,n_0})]$

$-[A_g({\mathrm{\τ}}_0,0)(a_{m_0+1,n_0+1}-a_{m_0-1,n_0+1}+{(-1)}^{n_0}{a}_{m_0,n_0})$

$+A_g({\mathrm{\τ}}_0,0)(a_{m_0-1,n_0}-a_{m_0+1,n_0}+{(-1)}^{n_0}(a_{m_0,n_0-1}-a_{m_0,n_0+1}))]=0$ (19)

由于，导频符号实部信号a_m0，n0和导频符号虚部信号a_m0，n0+1发射值的绝对值相同且符号相同，因此，将上式(19)整理得到以下的式(20)：

$(A_g({\mathrm{\τ}}_0,v_0)-A_g(2{\mathrm{\τ}}_0,v_0))a_{m_0-1,n_0-1}+$

$(A_g({\mathrm{\τ}}_0,v_0)+A_g(2{\mathrm{\τ}}_0,v_0))a_{m_0+1,n_0-1}+(A_g({\mathrm{\τ}}_0,v_0)+A_g({\mathrm{\τ}}_0,0))(a_{m_0+1,n_0+1}-a_{m_0+1,n_0})+$

$(A_g({\mathrm{\τ}}_0,v_0)-A_g({\mathrm{\τ}}_0,0))(a_{m_0-1,n_0+1}-a_{m_0-1,n_0})+{(-1)}^{n_0}{A}_g({\mathrm{\τ}}_0,0)a_{m_0,n_0-1}$

$=0$ (20)

式(20)中，A_g(τ₀，ν₀)、A_g(τ₀，0)和A_g(2τ₀，ν₀)是常数，可事先计算得到。因此，通过步骤302所配置的各数据信号a_m0-1，n0-1、a_m0+1，n0-1、、a_m0+1，n0+1、a_m0+1，n0、a_m0-1，n0+1、a_m0-1，n0的发射值，能够根据式(20)计算得到a_m0，n0-1的发射值，并且此七个信号的发射值满足式(20)所述 ${{\mathrm{\Ω}}^1}_{m_0,n_0}+{{\mathrm{\Ω}}^1}_{m_0,n_0+1}=0$ 的条件，即：如果按上述发射值发射此七个信号，能够使实部干扰信号干扰与虚部干扰信号干扰之和为零。

因此，式(20)即为由实部干扰信号干扰与虚部干扰信号中各数据信号构成的对消实部干扰信号和虚部干扰信号所产生干扰的发射值条件。本步骤根据该发射值条件以及步骤302中配置的所述六个点的数据信号发射值，即：a_m0-1，n0-1、a_m0+1，n0-1、a_m0+1，n0+1、a_m0+1，n0、a_m0-1，n0+1、a_m0-1，n0的发射值，能够确定步骤301所选的数据信号a_m0，n0-1的发射值，使得 ${{\mathrm{\Ω}}^1}_{m_0,n_0}+{{\mathrm{\Ω}}^1}_{m_0,n_0+1}=0,$ 从而达到对消所述实部干扰信号干扰与虚部干扰信号干扰之和的目的。

步骤304：按步骤302所配置的发射值，发射导频符号实部信号a_m0，n0、导频符号虚部信号a_m0，n0+1、以及各数据信号a_m0-1，n0-1、a_m0-1，n0、a_m0-1，n0+1、a_m0+1，n0-1、a_m0+1，n0、a_m0+1，n0+1，按步骤303所确定的发射值发射步骤301所选择的数据信号a_m0，n0-1。

由于，采用满足式(20)所示发射条件的发射值发射所述导频符号信号和各数据信号，因此，式(16)中实部干扰信号与虚部干扰信号所产生干扰为零，即 ${{\mathrm{\Ω}}^1}_{m_0,n_0}+{{\mathrm{\Ω}}^1}_{m_0,n_0+1}=0\·$ 此时，根据式(16)接收端将传播信道估计为

${\hat{H}}_{m_0,n_0}=\frac{z_{m_0,n_0}}{2a_{m_0,n_0}}=H_{m_0,n_0}+\frac{I_{m_0,n_0}\backslash {{\mathrm{\Ω}}^1}_{m_0,n_0}+I_{m_0,n_0+1}\backslash {{\mathrm{\Ω}}^1}_{m_0,n_0+1}}{{2a}_{m_0,n_0}}+\frac{w_{m_0,n_0}+w_{m_0,n_0+1}}{2a_{m_0,n_0}}---\left(21\right)$

由式(21)可见，导频符号实部信号a_m0，n0和导频符号虚部信号a_m0，n0+1由于发射值相同，因此在合并信号z_m0，n0中是能量相干叠加的，即能量相干叠加为2a_m0，n0，而干扰项I_m0，n0和I_m0，n0+1、与噪声项w_m0，n0和w_m0，n0+1则为非相干叠加，因此使得接收端用于做传播信道估计的导频符号信号的信干噪比得到提高。

另外，所述导频符号实部信号a_m0，n0和导频符号虚部信号a_m0，n0+1的发射值也可以配置为符号相反且绝对值相同的发射值，即 $a_{m_0,n_0}=-a_{m_0,n_0+1}\·$ 由于导频符号实部信号a_m0，n0和导频符号虚部信号a_m0，n0+1发射值的符号相反，则此时接收端设定将式(13)和式(14)所示的导频符号实部信号和导频符号虚部信号相减得到合并信号，并使用该合并信号进行信道估计，该合并信号z_m0，n0表示为：

$z_{m_0,n_0}\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}{y}_{m_0,n_0}-y_{m_0,n_0+1}$

$=2H_{m_0,n_0}{a}_{m_0,n_0}+I_{m_0,n_0}-I_{m_0,n_0+1}+w_{m_0,n_0}-w_{m_0{n}_0+1}$ (15’)

如果将实部干扰信号对导频符号实部信号a_m0，n0产生的干扰值记为Ω¹ _m0，n0，将虚部干扰信号对导频符号虚部信号a_m0，n0+1产生的干扰值记为Ω¹ _m0，n0+1，则上述式(15’)可表示为式(16’)：

$z_{m_0,n_0}\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}{y}_{m_0,n_0}-y_{m_0,n_0+1}=2H_{m_0,n_0}{a}_{m_0,n_0}+{{\mathrm{\Ω}}^1}_{m_0,n_0}-{{\mathrm{\Ω}}^1}_{m_0,n_0+1}$

$+(I_{m_0,n_0}\backslash {{\mathrm{\Ω}}^1}_{m_0,n_0}-I_{m_0,n_0+1}\backslash {{\mathrm{\Ω}}^1}_{m_0,n_0+1})+(w_{m_0,n_0}-w_{m_0,n_0+1})$ (16’)

根据式(16’)可知，对于接收端设定的用于进行信道估计的合并信号来说，实部干扰信号和虚部干扰信号所产生干扰为Ω¹ _m0，n0-Ω¹ _m0，n0+1，也就是说此时设定实部干扰信号和虚部干扰信号所产生干扰为实部干扰信号产生的干扰值与虚部干扰信号产生的干扰值之差，如果 ${{\mathrm{\Ω}}^1}_{m_0,n_0}-{{\mathrm{\Ω}}^1}_{m_0,n_0+1}=0,$ 则根据式(17)和式(18)导出式(19’)所示对消实部干扰信号和虚部干扰信号所产生干扰的条件：

$[A_g({\mathrm{\τ}}_0,v_0)(a_{m_0-1,n_0-1}+a_{m_0-1,n_0+1}+a_{m_0+1,n_0-1}+a_{m_0+1,n_0+1})$

$+A_g({2\mathrm{\τ}}_0,v_0)(a_{m_0+1,n_0-1}-a_{m_0-1,n_0-1})-A_g({\mathrm{\τ}}_0,v_0)(a_{m_0-1,n_0}+a_{m_0+1,n_0})]$

$-[A_g({\mathrm{\τ}}_0,0)(a_{m_0+1,n_0+1}-a_{m_0-1,n_0+1}+{(-1)}^{n_0}{a}_{m_0,n_0})$

$+A_g({\mathrm{\τ}}_0,0)(a_{m_0-1,n_0}-a_{m_0+1,n_0}+{(-1)}^{n_0}(a_{m_0,n_0-1}-a_{m_0,n_0+1}))]=0$ (19’)

由于，导频符号实部信号a_m0，n0和导频符号虚部信号a_m0，n0+1发射值的绝对值相同且符号相反，因此，将上式(19’)整理得到以下的式(20’)，该式(20’)即为由实部干扰信号干扰与虚部干扰信号中各数据信号构成的对消实部干扰信号和虚部干扰信号所产生干扰的发射值条件：

$(A_g({\mathrm{\τ}}_0,v_0)+A_g(2{\mathrm{\τ}}_0,v_0))a_{m_0-1,n_0-1}+$

$(A_g({\mathrm{\τ}}_0,v_0)-A_g(2{\mathrm{\τ}}_0,v_0))a_{m_0+1,n_0-1}+(A_g({\mathrm{\τ}}_0,v_0)-A_g({\mathrm{\τ}}_0,0))(a_{m_0+1,n_0+1}-a_{m_0+1,n_0})+$

$(A_g({\mathrm{\τ}}_0,v_0)+A_g({\mathrm{\τ}}_0,0))(a_{m_0-1,n_0+1}-a_{m_0-1,n_0})+{(-1)}^{n_0}{A}_g({\mathrm{\τ}}_0,0)a_{m_0,n_0-1}$

$=0$ (20’)

同理，也可根据式(20’)所示对消实部干扰信号和虚部干扰信号所产生干扰的发射值条件、以及步骤302所配置的导频符号实部信号a_m0，n0、导频符号虚部信号a_m0，n0+1以及各数据信号a_m0-1，n0-1、a_m0+1，n0-1、a_m0+1，n0+1、a_m0+1，n0、a_m0-1，n0+1、a_m0-1，n0发射值，计算得到a_m0，n0-1的发射值。

由于，采用满足式(20’)所示发射值条件的发射值，发射所述导频符号信号和各数据信号，因此，式(16’)中实部干扰信号与虚部干扰信号所产生干扰为零，即 ${{\mathrm{\Ω}}^1}_{m_0,n_0}-{{\mathrm{\Ω}}^1}_{m_0,n_0+1}=0\·$ 此时，根据式(16’)接收端将传播信道估计为

${\hat{H}}_{m_0,n_0}=\frac{z_{m_0,n_0}}{2a_{m_0,n_0}}=H_{m_0,n_0}+\frac{I_{m_0,n_0}\backslash {{\mathrm{\Ω}}^1}_{m_0,n_0}-I_{m_0,n_0+1}\backslash {{\mathrm{\Ω}}^1}_{m_0,n_0+1}}{{2a}_{m_0,n_0}}+\frac{w_{m_0,n_0}-w_{m_0,n_0+1}}{2a_{m_0,n_0}}---(21\text{'})$

根据以上式(21’)可见，虽然导频符号实部信号a_m0，n0和导频符号虚部信号a_m0，n0+1的发射值符号相反，但导频符号实部信号a_m0，n0和导频符号虚部信号a_m0，n0+1在合并信号z_m0，n0中同样是能量相干叠加的，即能量相干叠加为2a_m0，n0，而干扰项I_m0，n0和I_m0，n0+1、与噪声项w_m0，n0和w_m0，n0+1则为非相干叠加，因此使得接收端用于做传播信道估计的导频符号信号的信干噪比同样得到了提高。

本发明也可将所述实部干扰信号配置为：导频符号实部信号发射位置周围相邻第一层和第二层的发射位置上发射的各信号，并将虚部干扰信号配置为：导频符号实部信号，以及导频符号实部信号发射位置周围相邻第一层和第二层的发射位置上发射的各信号。此时，图3所述的处理步骤相应变为：

步骤301：从所配置的实部干扰信号和虚部干扰信号中任意选择一个数据信号。

步骤302：为导频符号实部信号和导频符号虚部信号配置绝对值相同的发射值，为所述实部干扰信号和虚部干扰信号中除步骤301所选择的数据信号之外的其它各数据信号配置发射值。

由前面所述可知，与导频符号信号发射位置的时域坐标相差偶数个信号周期，并且与导频符号信号发射位置的频域坐标相差偶数载波数的发射位置上发射的信号对导频符号信号形成的干扰为零。比如：图4中标识有字母N的坐标位置上的发射的信号对(m₀，n₀)位置上发射的导频符号实部信号a_m0，n0形成的干扰为零，标识有字母M的坐标位置上的发射的信号对(m₀，n₀+1)位置上发射的导频符号虚部信号a_m0，n0+1形成的干扰为零。也就是说：在计算所述实部干扰信号干扰、以及所述虚部干扰信号干扰时，这些与导频符号实部信号或导频符号虚部信号发射位置的时域坐标相差偶数个信号周期、并且与导频符号实部信号或导频符号虚部信号发射位置的频域坐标相差偶数载波数的发射位置上发射的各信号对应的干扰值肯定为零。

因此，为省略不必要的计算量，本发明还可以按如下方法配置实部干扰信号和虚部干扰信号，同样能够实现发明目的。所配置的实部干扰信号包括：导频符号实部信号发射位置周围相邻第一层的各发射位置上发射的信号，以及导频符号实部信号发射位置周围相邻第二层的所有发射位置中，与导频符号实部信号发射位置的时域坐标相差奇数个信号周期，或者与导频符号实部信号发射位置的频域坐标相差奇数载波数的各发射位置上发射的各信号；和/或，所述虚部干扰信号配置为：导频符号实部信号，以及导频符号实部信号发射位置周围相邻第一层和第二层的所有发射位置中，与导频符号虚部信号发射位置的时域坐标相差奇数个信号周期，或者与导频符号虚部信号发射位置的频域坐标相差奇数载波数的各发射位置上发射的各信号。

步骤303：首先确定对消实部干扰信号和虚部干扰信号所产生干扰的发射值条件，即：如果各实部干扰信号和各虚部干扰信号的发射值满足此发射值条件，则能使接收端进行信道估计时，实部干扰信号干扰与虚部干扰信号所产生干扰为零。然后根据该发射值条件以及步骤302所配置的各数据信号的发射值，确定步骤301所选择的数据信号的发射值。

关于实现该处理步骤时涉及的公式推导过程，其推导原理已在前面阐述，因此这里不作详述。

步骤304：按步骤302所配置的发射值发射所述导频符号实部信号、导频符号虚部信号、以及所述实部干扰信号和虚部干扰信号中除步骤301所选择的数据信号之外的其它各数据信号；按步骤303所确定的发射值发射步骤301所选择的数据信号。

以上列举了在导频符号实部信号周围相邻一层或两层的范围内配置实部干扰信号和虚部干扰信号的处理，所述实部干扰信号和虚部干扰信号也可在其它范围内进行配置，比如：所述实部干扰信号可配置为导频符号实部信号发射位置周围相邻一层或两层发射位置上发射的信号，所述虚部干扰信号可配置为导频符号虚部信号发射位置周围相邻一层或两层发射位置上发射的信号等等。无论实部干扰信号和虚部干扰信号配置为何种情况，本发明处理均与图3所示类似，在确定实部干扰信号和虚部干扰信号中任选的数据信号的发射值时所遵循的基本原理也相同，这里不再一一详述，但均在本发明的保护范围内。

另外，由于导频符号信号被用于传播信道估计，通常情况下导频符号信号的发射功率都会比数据信号的发射功率大很多，如果各导频符号信号的发射位置安排不当，各导频符号信号之间也会存在相互干扰。因此，在同时发射一个以上导频符号实部信号时，本发明方法进一步包括：设置各导频符号实部信号发射位置的关系使各导频符号实部信号之间的干扰为零；和/或，在同时发射一个以上导频符号实部信号时，本发明方法进一步包括：设置各导频符号虚部信号发射位置的关系使各导频符号虚部信号之间的干扰为零。利用所述式(12)可知，与导频符号信号发射位置的时域坐标相差偶数个信号周期，并且与导频符号信号发射位置的频域坐标相差偶数载波数的发射位置上发射的信号不会对导频符号信号产生干扰。只要各导频符号信号的发射位置之间满足时域和频域坐标都相差偶数时即可保证导频符号信号之间完全没有干扰，所以本发明方法将各导频符号实部信号的发射位置的关系设置为：各导频符号实部信号的发射位置的时域坐标相差偶数个信号周期，且各导频符号实部信号的发射位置的频域坐标相差偶数载波数；和/或，将各导频符号虚部信号的发射位置的关系设置为：各导频符号虚部信号的发射位置的时域坐标相差偶数个信号周期，且各导频符号虚部信号的发射位置的频域坐标相差偶数载波数。这样，就可以消除各导频符号实部信号之间的干扰、和/或各导频符号虚部信号之间的干扰，进一步减小导频符号信号受到的干扰，提高导频符号信号的信干噪比。

综上所述，应用本发明方法发射导频符号信号和所述各数据信号，使接收端能够充分利用导频符号实部信号和导频符号虚部信号的信号值进行传播信道估计，并对消了实部干扰信号和虚部干扰信号所产生的干扰，还能进一步通过设置合理的各导频符号信号的发射位置可以消除各导频符号信号之间的干扰，提高导频符号信号的信干噪比，从而使传播信道的估计更加准确，保证OQAM***性能。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均包含在本发明的保护范围内。

Claims (10)

1、一种偏置正交幅度调制OQAM***的信号发射方法，发射端所发射的信号包括：导频符号实部信号、导频符号虚部信号和数据信号，且发射端按各信号的发射值发射各信号，其特征在于，确定所述各信号的发射值的方法包括：

A.配置对导频符号实部信号形成干扰的实部干扰信号、和对导频符号虚部信号形成干扰的虚部干扰信号；

B.从所述实部干扰信号和虚部干扰信号中任意选择一个数据信号；

C.为导频符号实部信号和导频符号虚部信号配置绝对值相同、且符号相同或相反的发射值，配置所述实部干扰信号和虚部干扰信号中除步骤B选择的数据信号之外的其它各数据信号的发射值；

D.确定对消实部干扰信号和虚部干扰信号所产生干扰的发射值条件，根据该发射值条件、以及步骤C配置的各数据信号的发射值，确定步骤B选择的数据信号的发射值。

2、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述实部干扰信号包括：导频符号实部信号发射位置周围相邻一层的发射位置上发射的各信号；所述虚部干扰信号包括：导频符号实部信号、以及导频符号实部信号发射位置周围相邻一层的发射位置上发射的各信号。

3、根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述虚部干扰信号中，所述导频符号实部信号发射位置周围相邻一层的发射位置上发射的各信号为：导频符号实部信号发射位置周围相邻一层的所有发射位置中，与导频符号虚部信号发射位置的时域坐标相差奇数个信号周期，或者与导频符号虚部信号发射位置的频域坐标相差奇数载波数的各发射位置上发射的各信号。

4、根据权利要求3所述的方法，其特征在于，步骤D包括：

D1.确定实部干扰信号产生的干扰值和虚部干扰信号产生的干扰值，再根据导频符号实部信号与导频符号虚部信号的发射值符号是否相同确定对消实部干扰信号和虚部干扰信号所产生干扰的条件；

D2.根据步骤D1所述对消实部干扰信号和虚部干扰信号所产生干扰的条件，确定由实部干扰信号和虚部干扰信号中各数据信号构成的对消实部干扰信号和虚部干扰信号所产生干扰的发射值条件；

D3.根据步骤D2所确定的发射值条件、以及实部干扰信号和虚部干扰信号中除步骤B选择的数据信号以外的其它各数据信的发射值，确定步骤B所选择的数据信号的发射值。

5、根据权利要求4所述的方法，其特征在于，预设a_m0，n0为导频符号实部信号的发射值；a_m0，n0+1为导频符号虚部信号的发射值，且 $a_{m_0,n_0}=a_{m_0,n_0+1};$ m₀和n₀分别为导频符号实部信号发射位置的频域坐标和时域坐标；所发射的各信号的信道系数相同且为H_m0，n0；

步骤D1中，设置实部干扰信号和虚部干扰信号所产生干扰为所述实部干扰信号产生的干扰值与虚部干扰信号产生的干扰值之和；

所述实部干扰信号产生的干扰值为：

     jH_m0，n0(-1)ⁿ⁰⁺¹[A_g(τ₀，ν₀)(a_m0-1，n0-1+a_m0-1，n0+1+a_m0+1，n0-1+a_m0+1，n0+1)+

     A_g(τ₀，0)a_m0-1，n0-a_m0+1，n0+(-1)ⁿ⁰(a_m0，n0-1-a_m0，n0+1))]

所述虚部干扰信号产生的干扰值为：

jH_m0，n0(-1)ⁿ⁰⁺¹[A_g(2τ₀，ν₀)(a_m0+1，n0-1-a_m0-1，n0-1)-A_g(τ₀，ν₀)(a_m0-1，n0+a_m0+1，n0)

            A_g(τ₀，0)(a_m0+1，n0+1-a_m0-1，n0+1+(-1)ⁿ⁰a_m0，n0)]

所述对消实部干扰信号和虚部干扰信号所产生干扰的条件：

$[A_g({\mathrm{\τ}}_0,v_0)(a_{m_0-1,n_0-1}+a_{m_0-1,n_0+1}+a_{m_0+1,n_0-1}+a_{m_0+1,n_0+1})$

$+A_g(2{\mathrm{\τ}}_0,v_0)(a_{m_0+1,n_0-1}-a_{m_0-1,n_0-1})-A_g({\mathrm{\τ}}_0,v_0)(a_{m_0-1,n_0}+a_{m_0+1,n_0})]$

$+[A_g({\mathrm{\τ}}_0,0)(a_{m_0+1,n_0+1}-a_{m_0-1,n_0+1}+{(-1)}^{n_0}{a}_{m_0,n_0})---\left(1\right)$

$+A_g({\mathrm{\τ}}_0,0)(a_{m_0-1,n_0}-a_{m_0+1,n_0}+{(-1)}^{n_0}(a_{m_0,n_0-1}-a_{m_0,n_0+1}))]=0$

步骤D2中，根据 $a_{m_0,n_0}=a_{m_0,n_0+1},$ 整理式(1)得到由实部干扰信号和虚部干扰信号中各数据信号构成的对消实部干扰信号和虚部干扰信号所产生干扰的发射值条件：

$(A_g({\mathrm{\τ}}_0,v_0)-A_g(2{\mathrm{\τ}}_0,v_0))a_{m_0-1,n_0-1}+$

$(A_g({\mathrm{\τ}}_0,v_0)+A_g(2{\mathrm{\τ}}_0,v_0))a_{m_0+1,n_0-1}+(A_g({\mathrm{\τ}}_0,v_0)+A_g({\mathrm{\τ}}_0,0))(a_{m_0+1,n_0+1}-a_{m_0+1,n_0})+---\left(2\right)$

$(A_g({\mathrm{\τ}}_0,v_0)-A_g({\mathrm{\τ}}_0,0))(a_{m_0-1,n_0+1}-a_{m_0-1,n_0})+{(-1)}^{n_0}{A}_g({\mathrm{\τ}}_0,0)a_{m_0,n_0-1}$

$=0$

其中，a_m0-1，n0-1、a_m0+1，n0-1、a_m0+1，n0+1、a_m0+1，n0、a_m0-1，n0+1、a_m0-1，n0、a_m0，n0-1为包括步骤B选择的数据信号在内的所述实部干扰信号和虚部干扰信号中各数据信号的发射值，上述表示各数据信号发射值的符号的脚标代表各数据信号发射位置的频域坐标和时域坐标；τ₀和ν₀分别为发射位置频域坐标和时域坐标的基本单位，A_g()为OQAM***基函数的模糊函数。

6、根据权利要求4所述的方法，其特征在于，预设a_m0，n0为导频符号实部信号的发射值；a_m0，n0+1为导频符号虚部信号的发射值，且 $a_{m_0,n_0}=-a_{m_0,n_0+1};$ m₀和n₀分别为导频符号实部信号发射位置的频域坐标和时域坐标；所发射的各信号的信道系数相同且为H_m0，n0；

步骤D1中，设置实部干扰信号和虚部干扰信号所产生干扰为所述实部干扰信号产生的干扰值与虚部干扰信号产生的干扰值之差；

所述实部干扰信号产生的干扰值为：

      jH_m0，n0(-1)ⁿ⁰⁺¹[A_g(τ₀，ν₀(a_m0-1，n0-1+a_m0-1，n0+1+a_m0+1，n0-1+a_m0+1，n0+1)+

        A_g(τ₀，0)(a_m0-1，n0-a_m0+1，n0+(-1)ⁿ⁰(a_m0，n0-1-a_m0，n0+1))]

所述虚部干扰信号产生的干扰值为：

     jH_m0，n0(-1)ⁿ⁰⁺¹[A_g(2τ₀，ν₀(a_m0+1，n0-1-a_m0-1，n0-1)-A_g(τ₀，ν₀)(a_m0-1，n0+a_m0+1，n0)

                 A_g(τ₀，0)(a_m0+1，n0+1-a_m0-1，n0+1+(-1)ⁿ⁰a_m0，n0)]

所述对消实部干扰信号和虚部干扰信号所产生干扰的条件为：

$[A_g({\mathrm{\τ}}_0,v_0)(a_{m_0-1,n_0-1}+a_{m_0-1,n_0+1}+a_{m_0+1,n_0-1}+a_{m_0+1,n_0+1})$

$+A_g(2{\mathrm{\τ}}_0,v_0)(a_{m_0+1,n_0-1}-a_{m_0-1,n_0-1})-A_g({\mathrm{\τ}}_0,v_0)(a_{m_0-1,n_0}+a_{m_0+1,n_0})]---(1\text{'})$

$-[A_g({\mathrm{\τ}}_0,0)(a_{m_0+1,n_0+1}-a_{m_0-1,n_0+1}+{(-1)}^{n_0}{a}_{m_0,n_0})$

$+A_g({\mathrm{\τ}}_0,0)(a_{m_0-1,n_0}-a_{m_0+1,n_0}+{(-1)}^{n_0}(a_{m_0,n_0-1}-a_{m_0,n_0+1}))]=0$

步骤D2中，根据 $a_{m_0,n_0}=-a_{m_0,n_0+1},$ 整理式(1’)得到由实部干扰信号和虚部干扰信号中各数据信号构成的对消实部干扰信号和虚部干扰信号所产生干扰的发射值条件：

$(A_g({\mathrm{\τ}}_0,v_0)-A_g(2{\mathrm{\τ}}_0,v_0))a_{m_0-1,n_0-1}+$

$(A_g({\mathrm{\τ}}_0,v_0)+A_g(2{\mathrm{\τ}}_0,v_0))a_{m_0+1,n_0-1}+(A_g({\mathrm{\τ}}_0,v_0)+A_g({\mathrm{\τ}}_0,0))(a_{m_0+1,n_0+1}-a_{m_0+1,n_0})+---(2\text{'})$

$(A_g({\mathrm{\τ}}_0,v_0)+A_g({\mathrm{\τ}}_0,0))(a_{m_0-1,n_0+1}-a_{m_0-1,n_0})+{(-1)}^{n_0}{A}_g({\mathrm{\τ}}_0,0)a_{m_0,n_0-1}$

$=0$

算中，a_m0-1，n0-1、a_m0+1，n0-1、a_m0+1，n0+1、a_m0+1，n0、a_m0-1，n0+1、a_m0-1，n0、a_m0，n0-1为包括步骤B选择的数据信号在内的所述实部干扰信号和虚部干扰信号中各数据信号的发射值，上述表示各数据信号发射值的符号的脚标代表各数据信号发射位置的频域坐标和时域坐标；τ₀和ν₀分别为发射位置频域坐标和时域坐标的基本单位，A_g()为OQAM***基函数的模糊函数。

7、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述实部干扰信号包括：导频符号实部信号发射位置周围相邻第一层和第二层的发射位置上发射的各信号；所述虚部干扰信号包括：导频符号实部信号、以及导频符号实部信号发射位置周围相邻第一层和第二层的发射位置上发射的各信号。

8、根据权利要求7所述的方法，其特征在于，

所述实部干扰信号中，所述导频符号实部信号发射位置周围相邻第二层的各发射位置的发射位置上发射的各信号为：导频符号实部信号发射位置周围相邻第二层的所有发射位置中，与导频符号实部信号发射位置的时域坐标相差奇数个信号周期，或者与导频符号实部信号发射位置的频域坐标相差奇数载波数的各发射位置；和/或，

所述虚部干扰信号中，所述导频符号实部信号发射位置周围相邻第一层和第二层的发射位置上发射的各信号为：导频符号实部信号发射位置周围相邻第一层和第二层的所有发射位置中，与导频符号虚部信号发射位置的时域坐标相差奇数个信号周期，或者与导频符号虚部信号发射位置的频域坐标相差奇数载波数的各发射位置上发射的各信号。

9、根据权利要求1至8任一项所述的方法，其特征在于，步骤C中，根据***发射信号的要求配置各信号发射值。

10、根据权利要求1至8任一项所述的方法，其特征在于，一个以上导频符号实部信号同时发射时，该方法进一步包括：设置各导频符号实部信号发射位置的时域坐标相差偶数个信号周期，且各导频符号实部信号发射位置的频域坐标相差偶数载波数；和/或，

一个以上导频符号虚部信号同时发射时，该方法进一步包括：设置各导频符号虚部信号发射位置的时域坐标相差偶数个信号周期，且各导频符号虚部信号发射位置的频域坐标相差偶数载波数。

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