CN1527513A - Ofdm***中使用时域导频序列的信息处理方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明提出了一种在OFDM***中使用时域导频序列的信息处理方法和相应的装置，时域导频序列填充至每个OFDM符号的保护间隔首部，保护间隔的剩余部分用OFDM符号的循环前缀填充，循环前缀之后为FFT块。或者，时域导频序列填充至每个OFDM的符号的整个保护间隔，保护间隔之后为FFT块。时域导频序列具有自相关或周期自相关特性，并且时域导频序列具有相同幅度或接近相同幅度的频谱特性，时域导频序列长度为2次幂。并且本发明从便于***设计角度出发，并针对选择的TP序列的特点，提出了基于TP序列的特性和本发明提出的OFDM符号结构的特点的收发***、时间偏移估计、载波偏移估计和信道估计的方法和装置。

Description

OFDM***中使用时域导频序列的信息处理方法和装置

技术领域

本发明涉及正交频分复用(以下简称OFDM)***中的信息传输领域，特别涉及在OFDM***中引入时域导频序列(Time domainPilot sequence)(以下简称TP)的信息处理方法和基于该方法的收发装置，以及在OFDM***中使用时域导频序列的时间偏移估计、载波偏移估计和信道估计的方法和装置。

背景技术

OFDM是在信道中进行有效信息传输的一种健全的通信技术。该技术利用多个并行的、传输低速率数据的子载波(子载频)来实现高数据速率的通信。其技术要点是将信道传输带宽划分成若干子频带，在每个子频带上并行地用互相正交的子载波传输数据信息，在接收端利用其各个子载波的正交性，分离出并行传输的数据信息。

OFDM技术已经成功地应用于许多通信***中，例如，由欧洲电信标准化组织ETSI制定的数字广播(DAB)和数字电视(DVB)采用OFDM技术为空中接口的无线传输标准，此外无线局域网标准IEEE802.11和无线城域网标准IEEE802.16也都采用了OFDM技术。

OFDM技术的有效使用，需要收发双方能严格时间同步和载波同步。此外，为了有效恢复传输信息，对于色散信道，需要OFDM接收机进行信道估计。另一方面，无线传输***的设计目标之一是能尽可能利用宝贵的频谱资源，即需在一定的传输可靠性基础上提高数据传输效率。为达到上述目标，需要OFDM***能在有效利用频谱资源和抗干扰的基础上，进行实时的时间偏移、载波偏移检测和信道估计，并且便于收发双方进行相关的信号处理。

现行的OFDM技术多采用快速离散傅里叶逆变换(以下简称IFFT)和快速离散傅里叶变换(以下简称FFT)分别在发射端和接收端进行多载波基带的调制和解调。此外，在OFDM***演进过程中，曾采用空白时隙作为保护间隔来减小(或消除)在色散信道中传输而导致的码间干扰(ISI)，但是采用这种方法，信号经过色散信道后，各载波将不再正交。针对这种问题，当前常用的OFDM***采用了循环前缀而不是空白时隙作为保护间隔，利用循环前缀这种冗余信息结构可减小(或消除)ISI和载波间干扰(ICI)。保护间隔的大小取决于信道特性和***要求。

OFDM通信***对于同步误差非常敏感，***若失步将破坏各个子载波之间的正交性，进而导致OFDM通信***的性能大大降低。因而OFDM技术的有效使用，需要收发双方能严格时间同步(定时恢复)和载波同步。其中，时间同步意味着在接收端从接收信号中估计出各个OFDM符号的起始点，载波同步意味着在接收端校准载波偏移。此外，为了有效恢复传输信息，对于频率选择性和时间选择性信道，需要OFDM接收机进行信道估计。

基于现行的基于循环前缀的OFDM符号格式，存在多种OFDM时间和载波同步方法。

一类常用的方法是利用***导频(pilot)或前导序列(preamble)便于接收机进行OFDM的定时恢复和对载波偏移的校准。在当前多数的OFDM通信***中，如无线局域网标准IEEE802.11和无线城域网标准IEEE802.16均提供了相应的***导频结构。基于***导频或前导序列的方法可便于接收机进行时间和载波同步，还可用于进行信道估计。但这类方法由于***导频的引入而额外添加了附加信息，将减少OFDM***的传输效率。

另一类常用的方法是利用OFDM符号的循环前缀进行定时恢复和载波同步。如Jan-Jaap van de Beek等人发表的“OFDM***中时间和载波偏移的ML估计方法”(ML estimation of time and frequencyoffset in OFDM systems，IEEE Trans.On Signal Proceeding，vol.45，No.7，July 1997，pp.1800-1805)。无需额外引入附加信息，利用现有的OFDM符号的这种特有的循环特性，而进行同步估计的方法相对前一类利用***导频的同步方法，可大大提高OFDM***的传输效率，但这类方法在色散信道中很难完成精确的时间同步。

发明内容

针对现有技术存在的上述问题，本发明提出了一种在OFDM***中引入时域导频序列(Time domain Pilot sequence，TP)的信息处理方法和基于该方法的收发装置。时域导频序列(以下用TP序列表示)可被看作是突发数据的一种传输格式，选择的TP序列具有同幅度零自相关(CAZAC)特性。从便于***设计角度出发，并针对选择的TP序列的特点，本发明提出了基于TP序列的特性和本发明提出的OFDM符号结构的特点的时间偏移估计、载波偏移估计和信道估计的方法和装置。

根据本发明的第一方面，提供了一种在OFDM***中使用时域导频序列的信息处理方法，采用一个或多个时域导频序列填充至每个OFDM符号的保护间隔，时域导频序列具有自相关或周期自相关特性。并且时域导频序列具有相同幅度或接近相同幅度的频谱特性。

此处，时域导频序列填充至每个OFDM的符号的保护间隔首部，保护间隔的剩余部分用OFDM符号的循环前缀填充，循环前缀之后为FFT块。或者，时域导频序列填充至每个OFDM的符号的整个保护间隔，保护间隔之后为FFT块。

而且时域导频序列具有相同幅度或接近相同幅度的频谱特性。可以选择时域导频序列长度为2次幂的时域导频序列，例如，选择时域导频序列长度为2次幂的有同幅度零自相关特性的Frank-Zadoff序列或Chu序列作为时域导频序列。而且，针对不同时域导频序列长度，选择对应的时域导频序列，当时域导频序列长度为16，64和256时，选择Frank-Zadoff序列，当序列长度为8，32，128和512时，选择Chu序列。

根据本发明的第二方面，提供了在OFDM***中使用时域导频序列的发射***和接收***。

本发明的在OFDM***中使用时域导频序列的发射***包括：

IFFT转换模块(31)，对数据或调制数据信息(30)进行FFT转换；

并/串转换模块(32)，将IFFT转换模块(31)输出的信号进行并/串转换而变为时域信号；

序列选择和循环前缀选择控制块(35)，在序列选择和循环前缀选择控制块(35)的控制下，首先对所述时域信号按要求添加循环前缀得到第一信号；然后再添加一个或多个时域导频序列34得到第二信号；

混合器(36)，根据输入到混合器的所述第一信号和所述第二信号形成OFDM符号，其中一个或多个时域导频序列填充至每个OFDM的符号的保护间隔首部，保护间隔的剩余部分用OFDM符号的循环前缀填充，时域导频序列和循环前缀的长度之和等于保护间隔；

数模转换模块(37)，对所形成的OFDM符号信号进行数模转换；

发射天线(38)，将数模转换(37)的输出信号发射出去。

此外，本发明的在OFDM***中使用时域导频序列的接收***中，一个或多个时域导频序列填充至每个OFDM的符号的保护间隔，时域导频序列具有自相关或周期自相关特性，并且时域导频序列具有相同幅度或接近相同幅度的频谱特性。所述接收***包括：

模数转换模块(41)，对接收信号(40)进行模数转换；

序列选择和循环前缀选择控制块(42)；

参数估计器(43)，在序列选择和循环前缀选择控制块(42)的控制下，参数估计器(43)针对模数转换模块(41)输出的一部分信号完成时间同步、载波同步和信道估计的信号处理并输出同步和信道信息(48)；

消除时域导频序列影响模块44，在序列选择和循环前缀选择控制块(42)的控制下，对模数转换模块(41)输出的信号清除由于多径信道造成填充的时域导频序列对数据处理的干扰；

去除循环前缀模块(45)，在序列选择和循环前缀选择控制块(42)的控制下，对消除时域导频序列影响模块(44)输出的数据进行消除循环前缀的处理；

FFT处理模块(46)，用于对去除循环前缀模块(45)输出的信号进行FFT处理以得到FFT解调后的数据信息(47)。

根据本发明的第三方面，提供了一种在OFDM***中使用时域导频序列的估计时间偏移值的方法，所述一个或多个时域导频序列填充至每个OFDM的符号的保护间隔，时域导频序列具有自相关或周期自相关特性，所述估计时间偏移值的方法包括如下步骤：

在选择的样本序列区域内，滑动TP序列并执行与选择的OFDM样本序列的相关运算，在滑动相关运算过程中，记录每个滑动相关运算得到的系数模值大于设定门限的位置点，第一个位置点即为接收信号(70)的OFDM码元的起始位置；

根据所述起始位置计算时间偏移值(θ)。

此外，还提供一种在OFDM***中使用时域导频序列的估计时间偏移值的装置，所述一个或多个时域导频序列填充至每个OFDM的符号的保护间隔，时域导频序列具有自相关或周期自相关特性，其特征在于所述装置包括：

自相关检测器(74)，根据时域导频序列的自相关特性，在选择的样本序列区域内，滑动TP序列并执行与选择的OFDM样本序列的相关运算，在滑动相关运算过程中，记录每个滑动相关运算得到的系数模值大于设定门限的位置点，第一个位置点即为接收信号(70)的OFDM码元的起始位置；

时间偏移计算器，根据所述起始位置计算时间偏移值(θ)。

此外，所述估计时间偏移值的方法和装置中的时域导频序列可以为具有相同幅度或接近相同幅度的频谱特性。

根据本发明的第四方面，提供了一种在OFDM***中使用时域导频序列的估计载波偏移值的方法，所述一个或多个时域导频序列填充至每个OFDM的符号的保护间隔，时域导频序列具有自相关或周期自相关特性，其特征在于所述方法包括如下步骤：

使用自相关检测器(74)根据时域导频序列的自相关特性确定接收信号的OFDM符号的起始点以得到时间偏移值，用θ_auto表示接收信号的OFDM符号的起始点信息；

用移位寄存器(71)对接收信号进行移位处理；

用共轭运算器(72)对移位寄存器(71)的输出的信号进行共轭运算；

用相乘器(73)将共轭运算器(72)的输出信号与接收信号进行相乘运算；

根据自相关检测器(74)输出的OFDM符号的起始点信息θ_auto，累加器(75)对相乘器的输出信号进行累加计算，累加器的输出参数用γ(θ_auto)表示；

使用载波偏移估计器(76)由累加器的输出参数γ(θ_auto)按如下公式估计载波偏移值ε为：

$\widetilde{\mathrm{\ϵ}}=-\frac{1}{2\mathrm{\π}}\frac{N}{N+L}\∠\mathrm{\γ}\left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{auto}}\right)$

其中∠表示为相角，N为子载波信号数目，L为频率选择性信道中衰落多径的数目。

此外，还提供了一种在OFDM***中使用时域导频序列的估计载波偏移值的装置，所述一个或多个时域导频序列填充至每个OFDM的符号的保护间隔，时域导频序列具有自相关或周期自相关特性，其特征在于所述装置包括：

自相关检测器(74)，根据时域导频序列的自相关特性确定接收信号(70)的OFDM符号的起始点以得到时间偏移值，用θ_auto表示接收信号的OFDM符号的起始点信息；

移位寄存器(71)，对接收信号进行移位处理；

共轭运算器(72)，对移位寄存器(71)的输出的信号进行共轭运算；

相乘器(73)，将共轭运算器(72)的输出信号与接收信号进行相乘运算；

累加器(75)，根据自相关检测器(74)输出的OFDM符号的起始点信息θ_auto对相乘器的输出信号进行累加计算，累加器的输出参数用γ(θ_auto)表示；

载波偏移估计器(76)，用累加器的输出参数γ(θ_auto)按如下公式估计载波偏移值ε为：

$\widetilde{\mathrm{\ϵ}}=-\frac{1}{2\mathrm{\π}}\frac{N}{N+L}\∠\mathrm{\γ}\left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{auto}}\right)$

其中∠表示为相角，N为子载波信号数目，L为频率选择性信道中衰落多径的数目。

此外，所述估计载波偏移值的方法和装置的时域导频序列具有相同幅度或接近相同幅度的频谱特性。

根据本发明的第五方面，提供了一种在OFDM***中使用时域导频序列的信道估计方法，所述一个或多个时域导频序列填充至每个OFDM的符号的保护间隔，时域导频序列具有自相关或周期自相关特性，其特征在于所述方法包括如下步骤：

设定一个门限值，在[0，N_P+τ_L-1]样值区域中，滑动TP序列并执行与接收信号的滑动相关运算；当滑动相关得到的系数的模值大于设定的门限值后，记录滑动相关得到的系数值，将该系数值除以实数α，可得到估计的信道路径l的增益h_l(t)，信道路径l的增益h_l(t)相对于h₀(t)的位置即为估计的经过时间归一化的不同路径l的时延τ_l，其中N_P是TP块的总长度，τ_L是信道的最大时间延时。

根据本发明的第六方面，提供了一种在OFDM***中使用时域导频序列的干扰消除方法，所述一个或多个时域导频序列填充至每个OFDM的符号的保护间隔，时域导频序列具有自相关或周期自相关特性，所述方法包括消除来自前一OFDM符号的ISI干扰I的方法和包括消除多径影响在接收机形成的L个TP序列的副本的干扰的方法。消除来自前一OFDM符号的ISI干扰I的方法包括如下步骤：

将接收信号输出到消除保护间隔模块；消除保护间隔模块将在N_p+N_g个采样点对应的由TP序列和循环前缀组成的OFDM码元信号的保护间隔的长度内接收到的每个OFDM码元信号的前N_p+N_g个采样点去除。

消除多径影响在接收机形成的L个TP序列的副本的干扰的方法包括如下步骤：

估计有关信道参数：信道路径l的增益 $\{{\tilde{h}}_l\left(t\right),l=\mathrm{0,1},...,L\}$ 和经过时间归一化的不同路径l的时延 $\{{\widetilde{\mathrm{\τ}}}_l,l=\mathrm{0,1},...,L\};$

利用估计出的信道路径l的增益 $\{{\tilde{h}}_l\left(t\right),l=\mathrm{0,1},...,L\}$ 和经过时间归一化的不同路径l的时延 $\{{\widetilde{\mathrm{\τ}}}_l,l=\mathrm{0,1},...,L\},$ 按如下公式计算多径影响在接收机形成的L个TP序列的副本：

其中，R₁，...，R_L表示为多径影响而在接收机形成的L个TP序列的副本。

本发明提出的在OFDM***中使用时域导频序列的信息处理方法和基于该方法的相应方法和装置具有如下有益效果：

1.TP序列的引入将仅占用OFDM的保护间隔，相对于利用***导频或前导序列的方法，便于减少***负荷，提高***传输效率；

2.TP序列的选择和引入便于***设计，便于***进行快速信道估计和自动功率控制(AGC)；

3.利用TP序列的自相关特性和提出的OFDM符号结构的循环特性，便于OFDM接收机进行时间和载波同步检测，其中载波偏移范围为： $(-\frac{N}{2(N+L)},\frac{N}{2(N+L)}).$ 采用标准方差参数作为算法性能评价参数，仿真表明：在AWGN信道下，采用本发明提出的同步算法，时间偏移标准方差为零，载波偏移标准方差＜10^-5。在2-path多径信道下，当信噪比SNR＞12，时间偏移标准方差＜10^-1，载波偏移标准方差＜10^-4。这一结果适于多数情况下对载波和时间的同步要求；

4.采用填充TP序列和循环前缀的方法便于OFDM接收机进行信道估计，利用TP序列的(周期)自相关特性，便于OFDM接收机对有关信道参数进行估计，当TP块长度大于信道最大多径时延，更便于采用多种成熟的信道估计算法；

5.对TP序列的引入给接收数据信号的处理带来的特定干扰，予以减少或消除。

附图说明

图1传统的基于循环前缀的OFDM符号结构；

图2A，2B和2C本发明提出的OFDM符号结构；

图3本发明提出的基于时域导频序列的发射***；

图4本发明提出的基于时域导频序列的接收***；

图5 OFDM接收信息中干扰的影响示意图；

图6以图2A所示出的OFDM符号结构-1为例的OFDM周期循环关系图；

图7本发明提出的基于时域导频序列的相关特性和OFDM符号的循环关系进行的载波和时间同步处理装置。

具体实施方式

1.本发明提出的OFDM符号格式

图1描述了传统的基于循环前缀(以下用CP表示)的OFDM符号格式。在图1所示的传统的OFDM符号格式中，FFT(或DFT)块12位于循环前缀11之后，循环前缀作为了OFDM符号的保护间隔，用于消除来自前一个OFDM符号的码间干扰(ISI)。

图2A描述了本发明提出的冗余信息结构的利用时域导频序列(以下用TP表示)的OFDM符号格式。在图2A中，TP块由一个TP序列构成，TP块21被放置在每个OFDM符号的最前端，紧跟TP块之后的是CP块22，TP块21和CP块22共同替换了图1所示的保护间隔11。在图2B中，TP块由两个或两个以上背靠背的TP序列构成。在图2C中，一个或多个TP序列组成的块21独自替换了图1所示的保护间隔11，图2C所示的利用TP块的OFDM符号格式可被看作图2A的特例。TP块大小的选择应小于或等于***的保护间隔。

图2A和图2B结构的特点是一个或多个TP序列被置放在每个OFDM符号的最前端，之后可跟CP块，CP块之后为FFT块。选择这种结构主要是因为：由于多径时延的影响，一般每个OFDM符号的最前端更易受到来自前一个OFDM符号的ISI干扰。而当TP序列选择自相关强的序列时，利用自相关特性，易于从这种干扰中提取有用信息。CP块是来自OFDM符号的循环前缀，其产生方式与传统的OFDM循环前缀的产生方式相同。CP块的作用是：当TP块长度小于保护间隔长度，CP块可用于补齐保护间隔长度；用于消除来自前面的TP块和来自前一OFDM符号的干扰；当同步不准确，接收信号同步误差范围调整至该CP块区域时，利用CP的循环特性，并通过FFT和均衡等处理，便于OFDM接收***恢复原始信号。对于图2A的情况，TP块的长度可能小于信道最大多径时延，可利用TP序列的自相关特性完成提取有关同步和信道的参数。对于图2B所示的情况，两个或两个以上的背靠背的TP序列可便于利用TP序列的周期自相关特性，进行同步估计和其他处理。对于图2C所示的情况，TP块的长度大于信道最大多径时延，这一条件便于***采用多种常用的信道估计算法。

2.时域导频序列的选取

时域导频序列(TP)的长度和类型的选取应尽量便于***设计。当前OFDM***的收发信机的多载波调制和解调部分主要采用了基于2的FFT模块，而且很多的信道估计算法是基于FFT进行设计的，因此在本发明中，TP序列的长度P的选取为2次幂，以便于基于2的FFT的信道估计算法。另外TP序列的选取应便于***进行快速的信道估计，便于自动功率控制(AGC)。因此TP序列需具有良好的自相关或周期自相关特性，而且具有相同幅度或接近相同幅度的频谱特性。即理想情况下，这种序列是同幅度零自相关(Constant AmplitudeZero Auto-Correlation，CAZAC)序列。也即对于非零偏移，这种序列表现为零周期自相关特性，零周期自相关表示式见公式(1)(2)。

假定长为P的复序列S＝(S₁，S₂，...，S_P}，S_t(1≤t≤P)为序列样值。K+1个串行序列S具有周期特性，K≥1，即 $S_{i+k^{*}P}=S_i,i=\mathrm{1,2},...,P;k=\mathrm{0,1},...,K.$ 从K+1个串行序列S中任意连续抽取2P-1个序列样值，复序列具有的零周期自相关特性表现为：

α为实数。          (1)

周期自相关函数ρ表示为：

$\mathrm{\ρ}(s;m)\underset{=}{\mathrm{\Δ}}\frac{1}{P}\underset{j=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}{s}_j{s}_{j+m}^{*},m=\mathrm{0,1},...,P-1-------\left(2\right)$

式(2)中，*表示共轭。

当TP序列选择长度P为2次幂的CAZAC序列时，可以采用Frank-Zadoff序列或Chu序列。产生Chu序列的方法参见D.C.Chu发表的“优良的周期自相关特性的多相码”(Polyphase Codes with GoodPeriodic Correlation Properities，IEEE Tran.Info.Theory，July1972，pp.531-532)，产生Frank-Zadoff序列的方法参见R.L.Frank和S.A.Zadoff发表的“优良的周期自相关特性的相移码”(Phase ShiftCodes with Good Periodic Correlation Properities，IRE Trans.Info.Theory，Oct.1962，pp.381-382)。

Frank-Zadoff序列或Chu序列为复序列。令TP序列长为P，0≤n≤P，TP序列的I路和Q路信号如下表示：

I[n]＝cos(θ[n])Q[n]＝sin(θ[n])       (3)

当产生Chu序列时，θ[n]＝θ_Chu[n]，

${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Chu}}\left[n\right]=\frac{{\mathrm{\πn}}^2}{P}--------\left(4\right)$

当产生Frank-Zadoff序列时，θ[n]＝θ_Frank[n]

${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Frank}}[n=\mathrm{\ρ}+\mathrm{\τ}\sqrt{P}]=\frac{2\mathrm{\π\ρ\τ}}{\sqrt{P}}--------\left(5\right)$

其中 $\mathrm{\ρ}=\mathrm{0,1},...\sqrt{P},\mathrm{\τ}=\mathrm{0,1},...\sqrt{P}.$

Frank-Zadoff序列适于序列长度P的平方根为整数的情况。Chu序列则适于任一序列长度。但因为Chu序列是多相的，当Chu序列希望被设计为“恒定包络锯齿波相位”的序列格式时，对于序列长度P为16，64和256，这种要求将需要***进行额外设计。因此当序列长度P为16，64和256时，建议选择Frank-Zadoff序列，而当序列长度P为8，32，128和512时，建议选择Chu序列。

TP序列的长度和序列的选择参见表一。

表一本发明建议采用的TP序列的类型和长度

             序列长度P

             序列类型

                8

               Chu

                16

           Frank-Zadoff

                32

               Chu

                64

           Frank-Zadoff

               128

               Chu

               256

          Frank-Zadoff

               512

               Chu

3.相应的收发***

基于本发明提出的OFDM符号结构和TP序列的使用方法，图3所示为其相应的发射***。数据或调制数据信息30通过IFFT转换模块31和并/串转换模块32后，转换为时域信号。在序列选择和循环前缀选择控制块35的控制下，可按要求添加循环前缀33，之后添加一个或多个TP序列34，这两个信号通过混合器36，形成本发明提出的图2A，图2B和图2C的OFDM符号格式。其中序列长度和序列类型可参见表一，TP块和循环前缀的长度之和等于保护间隔。保护间隔长度可按***设计要求选择。形成的OFDM符号信号通过数模转换37后被送至发射天线38。

基于本发明提出的OFDM符号结构和TP序列的使用方法，图4所示为其相应的接收***。接收信号40经过模数转换模块41后，其一部分信号被送至参数估计器43，在序列选择和循环前缀选择控制块42的控制下，参数估计器43可基于TP序列和本发明提出的OFDM符号格式，完成诸如时间同步，载波同步和信道估计等处理，其输出的同步和信道信息48可用于后续各功能模块的信息处理。经过模数转换模块41后的信号被输入到消除时域导频序列影响模块44，以清除由于多径信道等原因造成填充的TP块信息对数据处理的干扰。经过模块44处理后的数据随后被输入到去除循环前缀模块45以消除循环前缀。消除TP序列影响模块44和去除循环前缀模块45将受到序列选择和循环前缀选择控制块42的控制。模块45处理后的信号将被输入到FFT处理模块46以得到FFT解调后的数据信息47。

4.本发明提出的OFDM符号的信号组成

采用的TP序列是Frank-Zadoff序列或Chu序列，其序列产生方式如(3)(4)(5)，针对不同序列长度推荐的序列见表一。Frank-Zadoff序列或Chu序列的特点是：具有CAZAC特性，即表现为零周期自相关特性，而且具有相同幅度或接近相同幅度的频域特性，零周期自相关特性的数学描述见式(1)(2)。这种特性便于***进行快速的信道估计，便于AGC。这两种TP序列的长度P为2次幂，这样便于某些基于2的FFT的信道估计算法。

令N为子载波信号x(n)数目，TP块x_TP(n)总长度为N_p，这里x_TP(n)可能包含一个或多个TP序列。CP块长度为N_g。则对于图2A和2B形成的OFDM符号信号为：

对于图2C形成的OFDM符号信号为：

5.基于时域导频序列的信道估计方法

OFDM符号信号x_g(n)从发射机发射后将经历频率选择性信道到达接收端，接收信号可表示为：

y_g(n)=x_g(n)h(n)+w(n)                 (7)

式中表示为卷积，h(n)为信道脉冲响应，w(n)为加性高斯白噪声，h(n)可表示为：

$h\left(n\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l\left(t\right)\mathrm{\δ}(\mathrm{\τ}-{\mathrm{\τ}}_i)------\left(8\right)$

式中{h_l(t)，l＝0，1，...，L}是时变的不同路径的复数增益，{τ₁，l＝0，1，...，L}是经采样时间归一化的不同路径的时间延时，L为频率选择性信道中衰落多径的数目。

假定信道的最大时间延时为τ_L，若理想同步，假设每个OFDM接收信号的初始点位置为0，则TP序列将作用于[0，N_P+τ_L-1]样值区域。假定OFDM的保护间隔为τ，且τ≥τ_L，因为TP序列具有良好的自相关特性，即，其周期自相关函数为

α为实数。

则我们可以在[0，N_P+τ-1]样值区域内，通过TP序列和接收信号的卷积进行分析，从而估计出有关信道参数{h_l(t)，l＝0，1，...，L}和{τ_l，l＝0，1，...，L}等。

例如，假定在接收端，载波，码元和采样时间等同步准确，在[0，N_P+τ_L-1]样值区域，将接收信号y_g(n)与TP序列x_TP(n)进行卷积运算，

则 $y_g\left(n\right)\⊗x_{\mathrm{TP}}\left(n\right)=\mathrm{\α}\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l\left(t\right)\mathrm{\δ}(\mathrm{\τ}-{\mathrm{\τ}}_l)+x\text{'}\left(n\right)\⊗x_{\mathrm{TP}}\left(n\right)+x_{\mathrm{TP}}\left(n\right)\⊗w\left(n\right)-----(8-0)$ 式(8-0)中x’(n)为在[0，N_P+τ_L-1]样值区域接收到的子载波信号，从统计意义上讲，x’(n)是随机分布的，x’(n)与TP序列x_TP(n)不具有强相关性。因而：

$y_g\left(n\right)\⊗x_{\mathrm{TP}}\left(n\right)=\mathrm{\α}\underset{l=0}{\mathrm{\Σ}}{h}_l\left(t\right)\mathrm{\δ}(\mathrm{\τ}-{\mathrm{\τ}}_l)+w\text{'}\left(n\right)-----(8-1)$

式(8-1)中w’(n)是加性高斯白噪声。

利用(8-1)式可估计包括路径增益和路径时延等信道参数，例如设定一个门限值，在[0，N_P+τ_L-1]样值区域中，滑动TP序列并执行与接收信号的滑动相关运算；当滑动相关得到的系数的模值大于设定的门限值后，记录滑动相关得到的系数值，将该系数值除以实数α，可得到估计的信道路径l的增益h_l(t)，h_l(t)相对于h₀(t)的位置即为估计的路径l的时延τ_l。

6.时域导频序列的干扰消除方法

图5所示为接收信号的示意图。在每个OFDM接收信号域中，若OFDM的保护间隔τ≥τ_L，来自前一OFDM符号的ISI干扰块50的影响将不超过保护间隔τ。51和52表示由于多径时延影响，TP块在该OFDM符号的作用域，53表示数据信号域。图5所示中52和53的重叠部分表示由于延时的影响，TP序列的部分作用域将与部分数据信号域重合，这将对接收数据信号的处理带来特定的干扰。但因为TP序列的作用域局限在[0，N_P+τ-1]，如果我们能得到信道特性，又由于TP序列已知，则易于消除时域导频序列对数据部分的干扰。

在[0，N_P+τ-1]区域内，接收信号 Y可表示为：

                 Y＝ D+ I+{ R₁+，...，+ R_L}+ W    (9)

式中：

I来自前一OFDM符号的ISI干扰。

W表示加性高斯白噪声。 D表示接收数据信号和其延时部分。

R₁，...， R_L表示为由于多径影响，而在接收机形成的L个TP序列的副本。

(6.1)消除来自前一OFDM符号的ISI干扰 I

若OFDM的保护间隔τ≥τ_L，则执行消除保护间隔方法，来消除来自前一OFDM符号的ISI干扰 I。具体地说，消除来自前一OFDM符号的ISI干扰 I的方法包括如下步骤：

将接收信号输出到消除保护间隔模块；

消除保护间隔模块将在N_p+N_g个采样点对应的由TP序列和循环前缀组成的OFDM码元信号的保护间隔的长度内接收到的每个OFDM码元信号的前N_p+N_g个采样点去除。当N_p+N_g个采样点对应的保护间隔长度大于信道冲击响应时，去除接收到的每个OFDM码元信号的前N_p+N_g个采样点，可以消除来自前一OFDM符号的ISI干扰 I。

(6.2)消除多径影响在接收机形成的L个TP序列的副本的干扰

利用估计出的信道路径l的增益{h_l(t)，l＝0，1，...，L}和经过时间归一化的不同路径l的时延{τ_l，l＝0，1，...，L}，按如下公式计算多径影响在接收机形成的L个TP序列的副本：

其中， R₁，...， R_L表示为多径影响而在接收机形成的L个TP序列的副本。

令R_pr为消除TP序列影响后的信号，则R_pr表示为：

R_pr＝ Y-{ R₁+...+ R_L}       (11)

7.基于本发明提出的OFDM符号结构的时间和载波同步的方法

以本发明提出的图2A的OFDM符号格式为例，存在如下的关系，第一为TP序列的自相关特性；第二为同一OFDM符号中的循环拷贝关系62；第三为不同OFDM符号中的TP块的循环关系61。基于本发明提出的OFDM符号结构的可行的时间和载波同步的方法正是利用如上关系进行定时偏移和载波偏移估计的。基于本发明提出的OFDM符号结构的可行的时间和载波同步的方法步骤是：利用TP序列的自相关特性完成时间偏移估计；用本发明提出的不同OFDM符号的TP序列的循环关系和每个OFDM符号循环前缀的重复关系，完成载波偏移估计。

(7.1)利用TP序列的自相关特性完成时间同步。

在频率选择性信道中，发射信号将经历多径到达接收端。对OFDM***而言，时间同步要求估计出每个OFDM码元的起始位置。由于TP序列具有良好的自相关特性，可利用滑动相关法完成对OFDM码元起始位置的搜索。即在选择的样本序列区域内，滑动TP序列与选择的OFDM样本序列中进行相关运算，在滑动相关运算过程中，记录每个滑动相关运算得到的系数模值大于设定门限的位置点，第一个位置点即为要求估计的OFDM码元的起始位置。

(7.2)利用TP序列的自相关特性完成载波同步。

以下我们将主要介绍利用TP块的循环关系进行载波同步检测的方法。在信道变化和收发信机的时钟未同步等情况下，会发生定时和载波偏移。假定定时偏移为θ，载波偏移为ε，基带接收信号y_g(k)可表示为：

       y_g(k)＝r(k-θ)e^j2πεk/N+w(k)       (12)

令N为子载波信号数目，L＝N_p+N_g，集合Γ≡{θ，...，θ+N_P+1}。假定观察值为2(N+L)+N_p个连续的接收信号，这意味着在这些观察值中包含了至少一个完整的长为N+L+N_p的OFDM符号信息。假定我们利用TP序列的自相关特性已确定了OFDM符号的起始点θ_auto。在两个相邻的OFDM符号当中，TP块的y_g(k)存在如下相关特性：k∈Γ，

其中 ${\mathrm{\σ}}_s^2=E\left\{\right|x{\left(k\right)}^2\left|\right\},{\mathrm{\σ}}_n^2=E\left\{\right|w{\left(k\right)}^2\left|\right\}$

利用关系式(13)，定义：相邻OFDM符号中y_g(k)的表示式γ(m)为

$\mathrm{\γ}\left(m\right)=\underset{k=m}{\mathrm{\Σ}}{y}_g\left(k\right)y_g(k+L+N)------\left(14\right)$

载波偏移估计表示为表达式(15)。

$\widetilde{\mathrm{\ϵ}}=-\frac{1}{2\mathrm{\π}}\frac{N}{N+L}\∠\mathrm{\γ}\left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{auto}}\right)---------\left(15\right)$

其中∠表示为相角。

基于本发明提出的同步方法的设计如图7所示。接收信号70通过自相关检测器74确定OFDM符号的起始点77。同时接收信号70通过移位寄存器71，移位后的信号完成共轭运算72。共轭运算72的输出信号与接收信号70经过相乘器73相乘后，进入累加器75，模块71，72，73和75共同实现了关系式(14)。累加器的输出参数通过载波偏移估计器76，可得到估计的载波偏移值78。

采用这种方法进行载波偏移，其载波偏移校准范围是

$(-\frac{N}{2(N+L)},\frac{N}{2(N+L)}).$

Claims (15)

1.一种在OFDM***中使用时域导频序列的信息处理方法，采用一个或多个时域导频序列填充至每个OFDM符号的保护间隔，时域导频序列具有自相关或周期自相关特性，并且时域导频序列具有相同幅度或接近相同幅度的频谱特性。

2.按照权利要求1所述的方法，其特征在于时域导频序列填充至每个OFDM符号的保护间隔首部，保护间隔的剩余部分用OFDM符号的循环前缀填充，循环前缀之后为FFT块。

3.按照权利要求1所述的方法，其特征在于时域导频序列填充至每个OFDM符号的整个保护间隔，保护间隔之后为FFT块。

4.按照权利要求2或3所述的方法，其特征在于，选择时域导频序列长度为2次幂的时域导频序列。

5.按照权利要求2或3所述的方法，其特征在于，选择时域导频序列长度为2次幂的有同幅度零自相关特性的Frank-Zadoff序列或Chu序列作为时域导频序列。

6.按照权利要求2或3所述的方法，其特征在于，针对不同时域导频序列长度，选择对应的时域导频序列，当时域导频序列长度为16，64和256时，选择Frank-Zadoff序列，当序列长度为8，32，128和512时，选择Chu序列。

7.一种在OFDM***中使用时域导频序列的发射***，其特征在于，所述发射***包括：

IFFT转换模块(31)，对数据或调制数据信息(30)进行IFFT转换；

并/串转换模块(32)，将IFFT转换模块(31)输出的信号进行并/串转换而变为时域信号；

序列选择和循环前缀选择控制块(35)，在序列选择和循环前缀选择控制块(35)的控制下，首先对所述时域信号按要求添加循环前缀得到第一信号；然后再添加一个或多个时域导频序列34得到第二信号；

混合器(36)，根据输入到混合器的所述第一信号和所述第二信号形成OFDM符号，其中一个或多个时域导频序列填充至每个OFDM符号的保护间隔首部，保护间隔的剩余部分用OFDM符号的循环前缀填充，时域导频序列和循环前缀的长度之和等于保护间隔；

数模转换模块(37)，对所形成的OFDM符号信号进行数模转换；

发射天线(38)，将数模转换(37)的输出信号发射出去。

8.一种在OFDM***中使用时域导频序列的接收***，一个或多个时域导频序列填充至每个OFDM的符号的保护间隔，时域导频序列具有自相关或周期自相关特性，并且时域导频序列具有相同幅度或接近相同幅度的频谱特性，其特征在于所述接收***包括：

模数转换模块(41)，对接收信号(40)进行模数转换；

序列选择和循环前缀选择控制块(42)；

参数估计器(43)，在序列选择和循环前缀选择控制块(42)的控制下，参数估计器(43)针对模数转换模块(41)输出的一部分信号完成时间同步，载波同步和信道估计的信号处理并输出同步和信道信息(48)；

消除时域导频序列影响模块(44)，在序列选择和循环前缀选择控制块(42)的控制下，对模数转换模块(41)输出的信号清除由于多径信道造成填充的时域导频序列对数据处理的干扰；

去除循环前缀模块(45)，在序列选择和循环前缀选择控制块(42)的控制下，对消除时域导频序列影响模块(44)输出的数据进行消除循环前缀的处理；

FFT处理模块(46)，用于对去除循环前缀模块(45)输出的信号进行FFT处理以得到FFT解调后的数据信息(47)。

9.一种在OFDM***中使用时域导频序列的估计时间偏移值的方法，所述一个或多个时域导频序列填充至每个OFDM符号的保护间隔，时域导频序列具有自相关或周期自相关特性，并且时域导频序列具有相同幅度或接近相同幅度的频谱特性，其特征在于所述估计时间偏移值的方法包括如下步骤：

在选择的样本序列区域内，滑动TP序列并执行与选择的OFDM样本序列的相关运算，在滑动相关运算过程中，记录每个滑动相关运算得到的系数模值大于设定门限的位置点，第一个位置点即为接收信号(70)的OFDM码元的起始位置；

根据所述起始位置得到时间偏移值(θ)。

10.一种在OFDM***中使用时域导频序列的估计时间偏移值的装置，所述一个或多个时域导频序列填充至每个OFDM符号的保护间隔，时域导频序列具有自相关或周期自相关特性，并且时域导频序列具有相同幅度或接近相同幅度的频谱特性，其特征在于所述装置包括：

自相关检测器(74)，根据时域导频序列的自相关特性，在选择的样本序列区域内，滑动TP序列并执行与选择的OFDM样本序列的相关运算，在滑动相关运算过程中，记录每个滑动相关运算得到的系数模值大于设定门限的位置点，第一个位置点即为接收信号(70)的OFDM码元的起始位置；

时间偏移计算器，根据所述起始位置计算时间偏移值(θ)。

11.一种在OFDM***中使用时域导频序列的估计载波偏移值的方法，所述一个或多个时域导频序列填充至每个OFDM符号的保护间隔，时域导频序列具有自相关或周期自相关特性，并且时域导频序列具有相同幅度或接近相同幅度的频谱特性，其特征在于所述方法包括如下步骤：

使用自相关检测器(74)根据时域导频序列的自相关特性确定接收信号的OFDM符号的起始点以得到时间偏移值，用θauto表示接收信号的OFDM符号的起始点信息；

用移位寄存器(71)对接收信号进行移位处理；

用共轭运算器(72)对移位寄存器(71)的输出的信号进行共轭运算；

用相乘器(73)将共轭运算器(72)的输出信号与接收信号进行相乘运算；

根据自相关检测器(74)输出的OFDM符号的起始点信息θ_auto，累加器(75)对相乘器的输出信号进行累加计算，累加器的输出参数用γ(θ_auto)表示；

使用载波偏移估计器(76)由累加器的输出参数γ(θ_auto)按如下公式估计载波偏移值ε为：

$\widetilde{\mathrm{\ϵ}}=-\frac{1}{2\mathrm{\π}}\frac{N}{N+L}\∠\mathrm{\γ}\left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{auto}}\right)$

其中∠表示为相角，N为子载波信号数目，L为频率选择性信道中衰落多径的数目。

12.一种在OFDM***中使用时域导频序列的估计载波偏移值的装置，所述一个或多个时域导频序列填充至每个OFDM的符号的保护间隔，时域导频序列具有自相关或周期自相关特性，并且时域导频序列具有相同幅度或接近相同幅度的频谱特性，其特征在于所述装置包括：

自相关检测器(74)，根据时域导频序列的自相关特性确定接收信号(70)的OFDM符号的起始点以得到时间偏移值，用θ_auto表示接收信号的OFDM符号的起始点信息；

移位寄存器(71)，对接收信号进行移位处理；

共轭运算器(72)，对移位寄存器(71)的输出的信号进行共轭运算；

相乘器(73)，将共轭运算器(72)的输出信号与接收信号进行相乘运算；

累加器(75)，根据自相关检测器(74)输出的OFDM符号的起始点信息θ_auto对相乘器的输出信号进行累加计算，累加器的输出参数用γ(θ_auto)表示；

载波偏移估计器(76)，用累加器的输出参数γ(θ_auto)按如下公式估计载波偏移值ε为：

$\widetilde{\mathrm{\ϵ}}=-\frac{1}{2\mathrm{\π}}\frac{N}{N+L}\∠\mathrm{\γ}\left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{auto}}\right)$

其中∠表示为相角，N为子载波信号数目，L为频率选择性信道中衰落多径的数目。

13.一种在OFDM***中使用时域导频序列的信道估计方法，所述一个或多个时域导频序列填充至每个OFDM符号的保护间隔，时域导频序列具有自相关或周期自相关特性，其特征在于所述方法包括如下步骤：

设定一个门限值，在[0，N_P+τ_L-1]样值区域中，滑动TP序列并执行与接收信号的滑动相关运算；当滑动相关得到的系数的模值大于设定的门限值后，记录滑动相关得到的系数值，将该系数值除以实数α，可得到估计的信道路径l的增益h_l(t)，信道路径l的增益h_l(t)相对于h₀(t)的位置即为估计的经过时间归一化的不同路径l的时延τ_l，其中N_P是TP块的总长度，τ_L是信道的最大时间延时。

14.一种在OFDM***中使用时域导频序列的干扰消除方法，所述一个或多个时域导频序列填充至每个OFDM符号的保护间隔，时域导频序列具有自相关或周期自相关特性，其特征在于所述方法包括消除来自前一OFDM符号的ISI干扰 I的保护间隔的方法，消除来自前一OFDM符号的ISI干扰 I的保护间隔的方法包括如下步骤：

将接收信号输出到消除保护间隔模块；消除保护间隔模块将在N_p ^-+N_g个采样点对应的由TP序列和循环前缀组成的OFDM码元信号的保护间隔的长度内接收到的每个OFDM码元信号的前N_p+N_g个采样点去除。

15.一种在OFDM***中使用时域导频序列的干扰消除方法，所述一个或多个时域导频序列填充至每个OFDM符号的保护间隔，时域导频序列具有自相关或周期自相关特性，其特征在于所述方法包括消除多径影响在接收机形成的L个TP序列的副本的干扰的方法，所述消除多径影响的方法包括如下步骤：

估计有关信道参数：信道路径l的增益{h_l(t)，l＝0，1，...，L}和经过时间归一化的不同路径l的时延{τ_l，l＝0，1，...，L}，

利用估计出的信道路径l的增益{h_l(t)，l＝0，1，...，L}和经过时间归一化的不同路径l的时延{τ_l，l＝0，1，...，L}，按如下公式计算多径影响在接收机形成的L个TP序列的副本：

其中， R_l，...， R_L表示为多径影响而在接收机形成的L个TP序列的副本。

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