CN103368889A

CN103368889A - 滤波器组多载波信号发射及信道估计的方法和装置

Info

Publication number: CN103368889A
Application number: CN2012100882328A
Authority: CN
Inventors: 李栋; 陈晋辉; 吴克颖
Original assignee: Alcatel Lucent Shanghai Bell Co Ltd
Current assignee: Nokia Shanghai Bell Co Ltd
Priority date: 2012-03-29
Filing date: 2012-03-29
Publication date: 2013-10-23
Anticipated expiration: 2032-03-29
Also published as: WO2013144715A1; EP2832030A1; US20150049836A1; JP2015516740A; KR20140142312A; US9391821B2; CN103368889B; JP6001760B2

Abstract

本发明提出了一种在滤波器组多载波***的发射机中用于发射信号的方法，包括以下步骤：对数据进行调制得到调制后的数据；将导频前导符号与所述调制后的数据组帧后得到待发射的信号；发射所述待发射的信号；所述导频前导符号由前导码元组成，其中，每个发射天线对应的所述导频前导符号占用一个滤波器组多载波调制符号。本发明还提出了实现该方法的装置和对应于该发射信号方法的信道估计方法及装置。

Description

滤波器组多载波信号发射及信道估计的方法和装置

技术领域

本发明涉及无线通信技术领域，尤其涉及滤波器组多载波(FilterBank Multi-carrier简称FBMC)***的信号发射方法和装置及相应的信道估计方法和装置。

背景技术

滤波器组多载波调制作为一种多载波技术，它的主要特点是频域的子载波频谱可以被灵活的设计和控制，从而拥有很好的带外频谱抑制能力。FBMC的主要实现方式是OQAM(offset QAM)，即复数的星座调制符号实虚部分开后在时频域内实虚部相间隔的调制相应脉冲信号。由于脉冲信号在时域和频域都有很好的能量集中性，同现有的OFDM***相比，不需要***循环前缀就可以有效减小ICI/ISI的影响，从而FBMC***比OFDM***具有更高的频谱效率。同时每个子载波频谱衰减很快，从而有利于降低带外辐射以及提高频谱感知精度。因此FBMC***特别适合于认知无线电等面向未来的无线通信应用。

同现有的OFDM***能够提供复数正交不同，FBMC仅能提供实部的正交性，这导致了在虚部形成了固有干扰。FBMC***中的虚部固有干扰成为了***实现中需要面对和解决的一个基本问题，尤其是针对信号发射中导频符号设计和相应的信道估计方法。

现有的FBMC信道估计方法主要是干扰近似法(InterferenceApproximation Method简称IAM)。在IAM方法中，主要利用特殊的导频前导符号(参见图1所示)近似虚部固有干扰，然后用实部导频和近似的虚部固有干扰构造出虚拟等效复数导频，从而得到相应的信道估计结果。

IAM方法的主要问题是，如图1所示，IAM使用的导频前导符号需要占用至少3个FBMC调制符号(两个FBMC调制符号相当于一个OFDM调制符号)，这一导频开销大大降低了***的频谱效率，在某种程度上甚至部分抵消了FBMC***相对于现有OFDM***的优势。

为此，需要一种新的用于FBMC***信号发射中的导频前导符号设计及相应的信道估计方法。

发明内容

为解决现有技术中的上述问题，本发明提出，设计一种导频前导符号，对于每个发射天线，该导频前导符号只占用一个FBMC调制符号；在多发射天线的情况下，将多个导频前导符号组合复用一个或多个FBMC调制符号。而在接收端，接收含有上述导频前导符号的信号，并利用多载波***不同子载波间信道频率响应的相关性，将对应于每个发射天线的多个导频子载波的信道频率响应集合进行整体处理，得到相应的信道估计结果。

具体地，根据本发明的第一方面，提供了一种在滤波器组多载波***的发射机中用于发射信号的方法，包括以下步骤：A.对数据进行调制得到调制后的数据；B.将导频前导符号与所述调制后的数据组帧后得到待发射的信号；C.发射所述待发射的信号；在所述步骤B中，所述导频前导符号由前导码元组成，其中，每个发射天线对应的所述导频前导符号占用一个滤波器组多载波调制符号。

优选地，当发射天线数量大于一个时，在所述步骤B中还包括将所述多个发射天线对应的多个所述导频前导符号组合成一个或多个滤波器组多载波调制符号

优选地，所述前导码元组成的序列为由第一预设数值加权的伪随机序列。

更优选地，所述第一预设数值大于等于1。

根据本发明的第二方面，提供了一种在滤波器组多载波***的接收机中进行信道估计的方法，包括以下步骤：I.接收信号，其中，所述信号包含导频前导符号；II.根据所述导频前导符号，进行信道估计；其特征在于，所述导频前导符号由前导码元组成，其中每个发射天线对应的所述导频前导符号占用一个滤波器组多载波调制符号。

优选地，所述步骤I包括获得对应于每个发射天线的多个导频子载波信道频率响应组成的信道频率响应集合；所述步骤II包括根据所述对应于每个发射天线的多个导频子载波信道频率响应之间的相关性进行信道估计。

更优选地，当所述导频前导符号的前导码元是等间隔地映射到子载波上或连续地映射到子载波上时，所述步骤II包括：对所述信道频率响应集合进行基于傅立叶变换的信道估计，得到估计的信道频率响应集合。

更优选地，当所述导频前导符号的前导码元是等间隔地映射到子载波上或连续地映射到子载波上时，所述步骤II包括对所述信道频率响应集合进行快速傅立叶逆变换，得到所述信道频率响应集合对应的信道冲击响应集合；对所述信道冲击响应集合进行针对滤波器组多载波调制中的虚部固有干扰以及噪声的过滤处理，得到过滤后的信道冲击响应集合；判断所述导频前导符号的前导码元是否以大于1的间隔等间隔地映射到子载波上；如果所述导频前导符号的前导码元是以大于1的间隔等间隔地映射到子载波上，则对所述过滤后的信道冲击响应集合进行与所述间隔所对应的插零处理，得到估计的信道冲击响应集合并且对所述估计的信道冲击响应集合进行快速傅里叶变换得到所述估计的信道频率响应集合；如果所述导频前导符号的前导码元是连续的映射到子载波上，则将所述过滤后的信道冲击响应集合作为估计的信道冲击响应集合并且对所述估计的信道冲击响应集合进行快速傅里叶变换得到所述估计的信道频率响应集合。

优选地，所述步骤II包括：对所述信道频率响应集合进行基于线性最小均方误差的信道估计，使用如下的过滤矩阵得到估计的信道频率响应集合：

W = R_{cc} {(R_{ac} + \frac{1}{γ_{p}} I_{| S_{idx} |})}^{- 1}

根据本发明的第三方面，提供了一种在滤波器组多载波***的发射机中用于发射信号的装置，包括：调制单元，用于对数据进行调制得到调制后的数据；前导***单元，用于将导频前导符号与所述调制后的数据组帧后得到待发射的信号；发射单元，用于发射所述待发射的信号；其特征在于，所述导频前导符号由前导码元组成，其中，每个发射天线对应的所述导频前导符号占用一个滤波器组多载波调制符号。

优选地，当发射天线数量大于一个时，所述前导***单元还用于将所述多个发射天线对应的多个所述导频前导符号组合成一个或多个滤波器组多载波调制符号

优选地，所述前导***单元还包括序列生成单元，用于生成由第一预设数值加权的伪随机二进制序列。

根据本发明的第四方面，提供了一种在滤波器组多载波***的接收机中进行信道估计的装置，包括：接收单元，用于接收信号，其中，所述信号包含导频前导符号；信道估计单元，用于根据所述导频前导符号，进行信道估计；其特征在于，所述导频前导符号由前导码元组成，其中，每个发射天线对应的所述导频前导符号占用一个滤波器组多载波调制符号。

优选地，所述接收单元用于获得对应于每个发射天线的多个导频子载波信道频率响应组成的信道频率响应集合；所述信道估计单元用于根据所述对应于每个发射天线的多个导频子载波信道频率响应之间的相关性进行信道估计

优选地，所述信道估计单元用于当所述导频前导符号的前导码元是等间隔地映射到子载波上或连续地映射到子载波上时，对所述信道频率响应集合进行基于傅立叶变换的信道估计，得到估计的信道频率响应集合。

优选地，所述信道估计单元用于对所述信道频率响应集合进行基于线性最小均方误差的信道估计，得到估计的信道频率响应集合。

本发明中，通过使用对于每个发射天线只占用一个FBMC调制符号的导频前导符号，并在接收端使用相应的信道估计方法，有效地减少了导频开销，提高了***的频谱效率；同时通过计算机仿真表明本发明能够达到比现有的IAM方法更好的信道估计性能。即本发明同时达到了减少开销，提高性能的有益效果。

附图说明

通过参照附图阅读以下所作的对非限制性实施例的详细描述，本发明的其它特征、目的和优势将会更为明显。

图1示出了IAM方法的导频前导符号图样；

图2示出了根据本发明的多个发射天线复用一个FBMC调制符号的导频前导符号图样；

图3示出了根据本发明的多个发射天线复用多个FBMC调制符号的导频前导符号图样；

图4示出了根据本发明的一个实施例中前导码元连续映射到子载波上的导频前导符号图样；

图5示出了根据本发明的信号发射流程图；

图6示出了根据本发明的信道估计流程图；

图7示出了根据本发明的另一个实施例中前导码元非等间隔映射到子载波上的导频前导符号图样；

图8示出了根据本发明的信号发射装置框图；

图9示出了根据本发明的信道估计装置框图；

图10示出了本发明与IAM方法的性能比较仿真结果。

其中，相同或相似的附图标记表示相同或相似的步骤特征或装置/模块。

具体实施方式

如附图2所示，可以实现多个发射天线的导频前导符号复用一个FBMC调制符号，例如对于天线1，前导码元(P11，P12，P13，P14...)映射到奇数子载波，然后从天线1发射；同时对于天线2，前导码元(P21，P22，P23，P24...)映射到偶数子载波，然后从天线2发射。两个天线的导频前导符号虽然同时发送，但由于频域正交，因此，两者之间无串扰，接收端可以对两个发送天线的信道分别进行估计，如同单个发射天线的情况。

如附图3所示，可以实现多个发射天线的导频前导符号复用多个FBMC调制符号，例如8个发射天线中，前4个(P1，P2，P3，P4)复用第一个FBMC调制符号(导频间隔4)，而其它4个天线(P5，P6，P7，P8)复用第二个FBMC调制符号。这样两组天线通过时间域正交，从而接收端可以对所有天线分别进行各自的信道估计，如同单个发射天线的情况。

以下分别就导频前导符号的前导码元等间隔地映射到子载波上和非等间隔的映射到子载波上两种情况提供具体实施例。

不失一般性的，以下实施例中按照单个发射天线的情况进行讨论，对于多个发射天线则可以如上所述方便的归结到单个天线的情况。

第一实施例

以下实施例讨论前导码元等间隔映射到子载波上的情况。

导频前导符号的设计：

参照附图4，不失一般性的，选用间隔为1，即前导码元连续映射到子载波上的情况。其中前导码元的序列选用被加权的伪随机序列，加权因子等于1。

选用伪随机序列的好处是在接收端可以方便的对不同子载波上的固有干扰去相关，有利于后续的过滤固有干扰的处理。

加权因子还可以选用相对较大的与导频功率增强相关的系数，这有助于提高导频上的信号干扰噪声比，从而提高信道估计精度，例如选用大于1的值。

根据上述的导频前导符号设计，在FBMC***的发射机中实施如下的发射信号的方法，如附图5所示：

S51.对数据进行调制得到调制后的数据；

S52.把按上述设计的导频前导符号与所述调制后的数据组帧后得到待发射的信号；

S53.发射所述待发射的信号。

信道估计方法：

首先建立FBMC***的信号模型

y_i＝h_i(p_i+jw_i)+n_i，i∈S_idx

其中，下标i代表子载波序号，y_i代表接收到的导频信号，h_i代表理想信道响应，p_i代表发送的导频信号，w_i代表虚部固有干扰，j表示虚数单位，n_i代表加性高斯白噪声。集合S_idx是所有的导频子载波序号构成的集合，由两个部分组成.

其中子集和

分别代表序号值为正值和序号值为负值的子载波。为表述简单起见，假定直流子载波属于

并且集合S_idx，

中的序号值按升序分配。一般地，

其中|.|代表集合的大小。

由该信号模式得到频率响应表达式：

其中等式(1)右侧第一部分h_i代表理想信道响应，第二部分来自所述的虚部固有干扰，第三部分来自加性高斯白噪声。用

代表第二部分和第三部分的组合，即

代表会降低信道估计性能的因素。

取大于|S_idx|的2的整数幂中最小的值，用N_FFT表示，构建大小为N_FFT的如下矢量：

上标T表示转置操作。对该矢量进行快速傅立叶逆变换，得到延迟域上的信道冲击响应集合，用

表示：

{\underset{&OverBar;}{\hat{h}}}_{cir} = IFFT (\underset{&OverBar;}{\hat{h}})

= IFFT (\underset{&OverBar;}{h} + {\underset{&OverBar;}{h}}^{wn})

= IFFT (\underset{&OverBar;}{h}) + IFFT ({\underset{&OverBar;}{h}}^{wn}) - - - (2)

= {\underset{&OverBar;}{\hat{h}}}_{cir}^{useful} + {\underset{&OverBar;}{\hat{h}}}_{cir}^{useless}

由式(2)可以看出信道冲击响应包括有用的信号

和无用的信号

两部分，其中后者又包括了来自虚部固有干扰和加性高斯白噪声的贡献。

考虑到多个导频子载波信道频率响应之间的相关性，经过快速傅立叶逆变换之后，上述有用的信号会集中在延迟域初始端不超过信道最大延迟展开的部分，而无用的信号则会均匀地散布在整个延迟域。因此可以对延迟域的信号使用窗函数过滤的方法方便的将大部分虚部固有干扰和噪声过滤掉，而保留有用的信号。

为实现这一过滤，需要事先估计出信道的最大延迟，以N_MaxDelay表示。而信道最大延迟主要取决于环境因素，可以方便地通过信道统计测量或根据经验得到。可以将该过滤操作用下式表示：

{\underset{&OverBar;}{\hat{h}}}_{cir}^{filtered} = \{\begin{matrix} {\underset{&OverBar;}{\hat{h}}}_{cir, m}, & 1 \leq m \leq N_{MaxDelay} \\ {\underset{&OverBar;}{\hat{h}}}_{cir, m} \cdot (1 - G (m - N_{MaxDelay})), & N_{MaxDelay} < m \leq N_{FFT} - N_{backoff} \\ {\underset{&OverBar;}{\hat{h}}}_{cir, m}, & N_{FFT} - N_{backoff} < m \leq N_{FFT} \end{matrix}

其中G(n)，n＝1，2，...，N_FFT-N_backoff-N_MaxDelay代表某种窗函数，例如矩形窗，即G(n)＝1，表示该段信号完全滤过。考虑到信道冲击响应中有用的信号其实是真实信道冲击响应与正弦函数的卷积，而这导致了某种形式的能量扩散，即在延迟域的末端也有部分有用的信号，因此在该过滤操作中引入了参数N_backoff。一般的，该参数设定为一个相对较小的值，例如，可以设定为10。

通过上述过滤操作，得到了过滤后的信道冲击响应集合。在前导码元连续映射到子载波的情况下，该过滤后的信道冲击响应集合即作为估计的信道冲击响应集合，对其进行快速傅立叶变换就得到了估计的信道频率响应集合，可供后续的信道均衡处理使用。

当前导码元以大于1的间隔等间隔的映射到子载波的情况下，对该过滤后的信道冲击响应集合还要进行插值处理，在该集合中***与导频间隔所对应的零，使得插零后的序列长度与插零前序列长度的比值等于导频间隔值。将该插值后的集合作为估计的信道冲击响应集合，对其进行快速傅立叶变换就得到了估计的信道频率响应集合。

根据上述信道估计方法，在FBMC***的接收机中实施如下信道估计的方法，如附图6所示：

S61.接收包含上述导频前导符号的信号；

S62.使用上述的信道估计方法进行信道估计。

第二实施例

以下实施例讨论前导码元非等间隔映射到子载波上的情况。

导频前导符号的设计：

参照附图7，前导码元非等间隔映射到子载波上的情况。其中前导码元的序列选用被加权的伪随机序列，加权因子等于γ_p，代表与导频功率增强相关的系数。

S51.对数据进行调制得到调制后的数据；

S53.发射所述待发射的信号。

信道估计方法：

首先建立FBMC***的信号模型

y_i＝h_i(p_i+jw_i)+n_i，i∈S_idx

其中，下标i代表子载波序号，y_i代表接收到的导频信号，h_i代表理想信道响应，p_i代表发送的导频信号，w_i代表虚部固有干扰，n_i代表加性高斯白噪声。集合S_idx代表所有的导频子载波，由两个部分组成.

其中子集

和分别代表序号值为正值和序号值为负值的子载波。为表述简单起见，假定直流子载波属于

并且集合S_idx，

中的序号值按升序分配。一般地，

其中|.|代表集合的大小。

由该信号模式得到频率响应表达式：

其中等式(3)右侧第一部分h_i代表理想信道响应，第二部分来自所述的虚部固有干扰，第三部分来自加性高斯白噪声。用代表第二部分和第三部分的组合，即

代表会降低信道估计性能的因素。

构建大小为|S_idx|的如下矢量：

上标T表示转置操作。考虑到不同子载波间信道频率响应的相关性，可以导入线性最小均方误差过滤操作：

h_{&OverBar;}^{~} = W \underset{&OverBar;}{\hat{h}}

其中过滤矩阵W可以表示为：

W = R_{cc} {(R_{ac} + \frac{1}{γ_{p}} (1 + σ_{n}^{2}) I_{| S_{idx} |})}^{- 1} - - - (4)

其中，R_ac代表导频子载波信道频率响应的自相关矩阵，R_cc代表待估计的子载波信道频率响应与导频子载波信道频率响应的互相关矩阵，γ_p表示与导频功率增强相关的系数，即前述加权因子，I_|Sidx|代表尺度为|S_idx|的单位矩阵，

代表噪声功率，即式(3)中的部分，与

相加的单位功率代表虚部固有干扰功率，即式(3)中的部分。此处不失一般性的假定：E{|h_i|²}＝1，即信道频率响应具有归一化平均单位功率。

已知信道最大延迟展开N_MaxDelay的条件下，所有子载波的信道相关矩阵可以按以下方法产生：

R＝F^HDF

其中，上标H表示共轭转置，F表示归一化的IFFT变换矩阵：

{F}_{n, k} = \frac{1}{\sqrt{N_{FFT}}} e^{j 2 πnk / N_{FFT}}, n, k = 0,1, \cdot \cdot \cdot, N_{FFT} - 1

矩阵D表示一个N_FFT乘N_FFT的对角矩阵，如下所示

得到了R之后，式(4)中自相关矩阵R_ac和互相关矩阵R_cc可以根据导频子载波与待估计子载波的子载波序号，取R中相应的行和列构成的子矩阵得到(对于负的子载波序号，加上N_FFT)。具体的，取导频子载波序号对应的行和导频子载波序号对应的列构成子矩阵得到R_ac；取待估计子载波序号对应的行和导频子载波序号对应的列构成子矩阵得到R_cc。

另外考虑式(4)中的噪声功率部分，由于实时估算噪声功率比较困难，而一般情况下，虚部固有干扰的功率远大于噪声功率，通过仿真也显示噪声功率的设定对信道估计性能没有显著影响，故可以将(4)式所示的过滤矩阵近似为：

W = R_{cc} {(R_{ac} + \frac{1}{γ_{p}} I_{| S_{idx} |})}^{- 1}

通过该过滤操作后得到估计的信道频率响应集合，供后续的信道均衡处理使用。

考虑到计算逆矩阵的运算开销较大，还可以使用非实时方式，即提前计算过滤矩阵，预存在内存中，进行信道估计时直接使用。

S61.接收包含上述导频前导符号的信号；

S62.使用上述的信道估计方法进行信道估计。

以下再来结合框图来介绍本发明所提供的与上述方法相对应的装置，鉴于其中的单元/装置特征与上述方法中的步骤特征有对应关系，将从简。

附图8示出了一种在滤波器组多载波***的发射机中用于发射信号的发射装置S10的框图，发射装置S10包括：

调制单元1001，用于对数据进行调制得到调制后的数据；

前导***单元1002，用于将导频前导符号与所述调制后的数据组帧后得到待发射的信号；

发射单元1003，用于发射所述待发射的信号；

其特征在于，所述导频前导符号由前导码元组成，其中，每个发射天线对应的所述导频前导符号占用一个滤波器组多载波调制符号。

优选地，当发射天线数量大于一个时，前导***单元1002还用于将所述多个发射天线对应的多个所述导频前导符号组合成一个或多个滤波器组多载波调制符号

优选地，前导***单元1002还包括序列生成单元1004，用于生成由第一预设数值加权的伪随机序列。

附图9示出了一种在滤波器组多载波***的接收机中进行信道估计的信道估计装置S20的框图，信道估计装置S20包括：

接收单元2001，用于接收信号，其中，所述信号包含导频前导符号；

信道估计单元2002，用于根据所述导频前导符号，进行信道估计；

优选地，接收单元2001还用于获得对应于每个发射天线的多个导频子载波信道频率响应组成的信道频率响应集合；信道估计单元2002还用于根据所述对应于每个发射天线的多个导频子载波信道频率响应之间的相关性进行信道估计。

更优选地，信道估计单元2002用于当所述导频前导符号的前导码元是等间隔地映射到子载波上或连续地映射到子载波上时，对所述信道频率响应集合进行基于傅立叶变换的信道估计，得到估计的信道频率响应集合。

更优选地，信道估计单元2002用于对所述信道频率响应集合进行基于线性最小均方误差的信道估计，得到估计的信道频率响应集合。

为证明本发明的有效性，进行了本发明与现有IAM方法对比的仿真试验。仿真中使用QPSK调制，1/2Turbo编码；每帧由含40个FMBC调制符号的数据部分和本发明与IAM方法各自的导频前导符号组成；信道模型采用3GPP定义的空间信道模型的城区微小区场景(Urban Micro)；采样频率15.36MHz。有用子载波数量600。仿真参数总结如下表所示：

表1：仿真参数

仿真结果如附图10所示，可以看出，本发明的性能表现明显优于现有的IAM方法，同理想情况相比也仅相差0.5dB。仿真结果可以证明，本发明的导频前导符号设计及相应的信道估计算法同现有方法相比，达到了减少导频开销的目的，同时还保持甚至提高了信道估计的性能，确实解决了现有技术中存在的问题。

以上对本发明的实施例进行了描述，但是本发明并不局限于特定的***、设备和具体协议，本领域内技术人员可以在所附权利要求的范围内做出各种变形或修改。

那些本技术领域的一般技术人员可以通过研究说明书、公开的内容及附图和所附的权利要求书，理解和实施对披露的实施方式的其他改变。在权利要求中，措词“包括”不排除其他的元素和步骤，并且措辞“一个”不排除复数。在本发明中，“第一”、“第二”仅表示名称，不代表次序关系。在发明的实际应用中，一个零件可能执行权利要求中所引用的多个技术特征的功能。权利要求中的任何附图标记不应理解为对范围的限制。

Claims

1.一种在滤波器组多载波***的发射机中用于发射信号的方法，包括以下步骤：

A.对数据进行调制得到调制后的数据；

B.将导频前导符号与所述调制后的数据组帧后得到待发射的信号；以及

C.发射所述待发射的信号；

其特征在于，在所述步骤B中，所述导频前导符号由前导码元组成，其中，每个发射天线对应的所述导频前导符号占用一个滤波器组多载波调制符号。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，当发射天线数量大于一个时，在所述步骤B中还包括将所述多个发射天线对应的多个所述导频前导符号组合成一个或多个滤波器组多载波调制符号。

3.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述前导码元组成的序列为由第一预设数值加权的伪随机序列。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述第一预设数值大于等于1。

5.一种在滤波器组多载波***的接收机中进行信道估计的方法，包括以下步骤：

I.接收信号，其中，所述信号包含导频前导符号；以及

II.根据所述导频前导符号，进行信道估计；

其特征在于，所述导频前导符号由前导码元组成，其中每个发射天线对应的所述导频前导符号占用一个滤波器组多载波调制符号。

6.根据权利要求5所述的方法，其中，

所述步骤I包括获得对应于每个发射天线的多个导频子载波信道频率响应组成的信道频率响应集合；

所述步骤II包括根据所述对应于每个发射天线的多个导频子载波信道频率响应之间的相关性进行信道估计。

7.根据权利要求6所述的方法，其中，当所述导频前导符号的前导码元是等间隔地映射到子载波上或连续地映射到子载波上时，所述步骤II包括：对所述信道频率响应集合进行基于傅立叶变换的信道估计，得到估计的信道频率响应集合。

8.根据权利要求7所述的方法，其中，所述步骤II包括：

对所述信道频率响应集合进行快速傅立叶逆变换，得到所述信道频率响应集合对应的信道冲击响应集合；

对所述信道冲击响应集合进行针对滤波器组多载波调制中的虚部固有干扰以及噪声的过滤处理，得到过滤后的信道冲击响应集合；

判断所述导频前导符号的前导码元是否以大于1的间隔等间隔地映射到子载波上；

i.如果所述导频前导符号的前导码元是以大于1的间隔等间隔地映射到子载波上，则对所述过滤后的信道冲击响应集合进行与所述间隔所对应的插零处理，得到估计的信道冲击响应集合；

对所述估计的信道冲击响应集合进行快速傅里叶变换得到所述估计的信道频率响应集合；或

ii.如果所述导频前导符号的前导码元是连续地映射到子载波上，则将所述过滤后的信道冲击响应集合作为估计的信道冲击响应集合；

对所述估计的信道冲击响应集合进行快速傅里叶变换得到所述估计的信道频率响应集合。

9.根据权利要求6所述的方法，其中，所述步骤II包括：对所述信道频率响应集合进行基于线性最小均方误差的信道估计，得到估计的信道频率响应集合。

10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，使用过滤矩阵W进行信道估计：

11.一种在滤波器组多载波***的发射机中用于发射信号的装置，包括：

调制单元，用于对数据进行调制得到调制后的数据；

前导***单元，用于将导频前导符号与所述调制后的数据组帧后得到待发射的信号；

发射单元，用于发射所述待发射的信号；

12.根据权利要求11所述的装置，其中，当发射天线数量大于一个时，所述前导***单元还用于将所述多个发射天线对应的多个所述导频前导符号组合成一个或多个滤波器组多载波调制符号。

13.根据权利要求11或12所述的装置，其中，

所述前导***单元还包括序列生成单元，用于生成由第一预设数值加权的伪随机二进制序列。

14.一种在滤波器组多载波***的接收机中进行信道估计的装置，包括：

-接收单元，用于接收信号，其中，所述信号包含导频前导符号；

-信道估计单元，用于根据所述导频前导符号，进行信道估计；

15.根据权利要求14所述的装置，其中，

所述接收单元用于获得对应于每个发射天线的多个导频子载波信道频率响应组成的信道频率响应集合；

所述信道估计单元用于根据所述对应于每个发射天线的多个导频子载波信道频率响应之间的相关性进行信道估计。

16.根据权利要求15所述的装置，其中，

所述信道估计单元用于当所述导频前导符号的前导码元是等间隔地映射到子载波上或连续地映射到子载波上时，对所述信道频率响应集合进行基于傅立叶变换的信道估计，得到估计的信道频率响应集合。

17.根据权利要求15所述的装置，其中，

所述信道估计单元用于对所述信道频率响应集合进行基于线性最小均方误差的信道估计，得到估计的信道频率响应集合。