CN1833358A - 具有输出混合耦合器的Doherty放大器 - Google Patents

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Abstract

放大器(20)包括主放大器电路(22)和至少一个辅助放大器电路(24)。要被放大的RF信号(26)的一部分被传送到主(22)放大器和辅助(24)放大器。例如基于RF信号(26)的电平，选择性地操作辅助放大器电路(24)，使其与主放大器电路(22)协同操作。至少一个混合耦合器电路(44)具有与主放大器电路(22)和辅助放大器电路(24)的输出耦合的输入端口。该混合耦合器电路(44)的操作可以在耦合器第一输出端口(29)处合并放大器电路的输出信号。耦合器第二输出端口(28)端接至电短路和电开路之一。

Description

具有输出混合耦合器的Doherty放大器
相关申请
该申请是2003年3月28日提交的题为“高效率放大器(HighEfficiency Amplifier)”的未决美国专利申请No.10/402800的继续部分申请。
技术领域
本发明一般地涉及RF放大器，如用于无线通信的RF放大器，具体而言，本发明涉及对具有显著峰均值比的功率应用进行处理的RF放大器及其高效率的设计。
背景技术
无线通信***中的多种应用都使用RF放大器，例如，用于在基站放大或传送下行链路信号。因此，放大器必须能够处理与这样的无线通信***有关的功率需求。一些无线应用具有高峰均信号比，在具有高峰均信号比的应用中使用的那些放大器必须能够处理或传递超过它们正常或平均负载的显著峰值功率电平。例如，为了放大具有10dB峰均值比的信号，同时产生最小量的非线性失真，则放大器必须能够提供约200瓦功率，以产生具有20瓦平均功率的输出信号。
当无线RF放大器中用于放大的晶体管的输出接近它们的最大功率容量或在饱和模式下进行操作时，这些晶体管实际上最高效率地运行。然而，饱和还导致信号失真。典型地，放大器越接近饱和状态进行操作，其输出的非线性失真量越大。因此，降低或“回退(back off)”特定放大器的放大器功率输出直到非线性失真达到可接受的水平，这样操作已经成为标准操作。因此，为了处理放大器中具有高峰均信号比的应用，通常使若干放大设备或放大器一起操作，并将它们的输出进行合并。这样的放大器中，为了在对信号中的高峰值进行放大这段相对短的时间周期内比较高效率地提供最大功率，这些设备或副放大器在处于低功率的大多数时间内无效率地操作。
提高线性度的技术已经得到发展，以更高效率地为某些无线通信应用提供期望的功率需求。已经开发了放大器设计领域中的技术人员所熟悉的若干线性电路结构(例如，前馈、交叉抵消(cross-cancellation)、预失真等)。另外，为了提高这些结构的效率，放大设计采用了多种晶体管技术(例如，LDMOS、GaN、SiC以及Bipolar等)，以及各种放大器结构(例如，Doherty(多赫蒂)、LINC、EnvelopeElimination and Restoration(包络消除及再生)、Bias Adaptation(偏置适应)等)。
Doherty放大器结构通过当信号电平低时有效降低放大器的饱和功率电平，而当信号峰值要求满功率容量时快速地上升至满功率容量，从而提高了放大器效率。典型地，Doherty设计使用了四分之一波长传输线作为阻抗变换和转换元件，该四分之一波长传输线相当大，通常不容易将其减小以用于印刷电路板的表面安装。另外，一些情况下，这些四分之一波长传输线会限制放大器可以高效率操作的带宽。另外，由于四分之一波长传输线的物理尺寸，通常很难将典型Doherty设计应用于低频。
该申请的母案申请，美国专利申请10/402800提出了当前技术的各种缺点并提供了高效率的线性放大。然而，仍期望在这种放大器的设计特征的基础上进行改进，以改进其可制造性、可靠性以及性能。
从而，期望进一步改进与高峰均信号比有关的RF应用的放大方案。还期望通过在需要低功率和高功率峰值的期间提供高效率的线性放大来解决当前技术中的缺点。通过这里所描述和主张的本发明针对这些以及其它目的。
附图说明
附图结合在说明书中并构成该说明书的一部分，用于说明本发明的实施例，并与上述本发明的一般性描述和下述实施例的详细描述一起，对本发明的原理进行说明。
图1是混合耦合器电路的框图；
图2A是根据本发明一个方面的放大器的合并电路的框图；
图2B是根据本发明另一个方面的合并器电路的框图；
图3A是根据本发明原理的一个放大器电路实施例的框图；
图3B是根据本发明原理的另一个放大器电路实施例的框图；
图4是说明放大器的输出阻抗特性的框图；
图5A根据本发明原理的一个放大器电路可选实施例的框图；
图5B根据本发明原理的另一个放大器电路可选实施例的框图；
图6是表示本发明实施例的放大器效率的曲线图；
图7是根据本发明原理的一个放大器电路可选实施例的框图；
图8是根据本发明原理利用了多个辅助放大器的一个放大器电路可选实施例的框图；
图9是根据本发明原理利用了多个辅助放大器的另一个放大器电路可选实施例的框图；
图10是根据本发明原理利用了多个辅助放大器的另一个放大器电路可选实施例的框图；
图11是根据本发明原理利用了多个辅助放大器的另一个放大器电路可选实施例的框图；
图12是根据本发明原理利用了多个辅助放大器的另一个放大器电路可选实施例的框图；
图13是根据本发明原理利用了多个辅助放大器的另一个放大器电路可选实施例的框图；
图14是表示本发明一个实施例的效率的曲线图；
图15A和15B是根据本发明原理的另外的放大器电路实施例的框图，示出了反射系数参数；
图16A和16B是在本发明中使用的用于获得期望反射系数的输出耦合器实施例的框图；
图17是根据本发明原理的另一个放大器电路实施例的框图；
图18是Doherty放大器的框图；
图19是Doherty放大器的移相传输线调整的框图；
图20是根据本发明原理的一个额外的放大器电路实施例的框图；
图21是根据本发明原理的另一个额外的放大器电路实施例的框图。
发明详述
本发明针对上述目的和其它目的，本发明提供了一种高效率放大器结构，用于高效率地处理具有高峰均信号比的应用。该放大器在没有复杂和昂贵的电子开关和RF开关的情况下实现上述处理。另外，该放大器可用于包括数字、模拟以及混合预失真、前向反馈和交叉抵消的线性化方案。另外，该放大器与漏极偏压(drain bias)调制方案兼容。
本发明提供了一种新的高效率功率放大器，以提高对具有高峰均值比的信号进行放大时的放大器效率，这种新的高效率功率放大器所使用的负载调制(load modulating)方案与典型Doherty放大器类似。虽然在本发明一个实施例中使用了Doherty电路的一些拓扑结构，但是本发明使用了新的输出拓扑结构，以实现本发明的各方面特征。为此，对典型Doherty电路操作的一些说明有助于理解本发明的操作，典型Doherty电路的操作对于本领域普通技术人员来说是已知的。
通常，简单的Doherty电路将诸如载波放大器的主放大器和诸如峰值放大器的辅助放大器的输出进行合并。将这些放大器的输入信号进行分配，该分配后的信号被传送到载波放大器和峰值放大器。载波放大器的输出通过四分之一波长阻抗转换器与峰值放大器的输出进行合并，该合并的输出通过四分之一波长变换器传送到负载ZL。峰值放大器输出的电动作类似电流源并具有高输出阻抗。载波放大器的输出类似电流源并具有高输出阻抗直到其输出达到饱和为止。输出达到饱和后，载波放大器或主放大器的输出类似电压源并具有低阻抗。
在低输入信号电平驱动条件下，关断(tum OFF)峰值放大器且假定峰值放大器的高输出阻抗没有显著地加载到输出电路中。那么载波放大器的负载阻抗约为2ZL，为标称设计值的大约2倍，从而，该放大器以类似的标称效率操作。当输入信号驱动电平增大到载波放大器达到饱和时，允许峰值放大器导通(tum ON)，从而向输出电路提供电流。该额外的电流导致有效阻抗转换器的输出增大，从而导致载波放大器输出端的负载阻抗降低。随着输入驱动继续升高，载波放大器保持在电压饱和状态，但是该饱和状态的功率电平由于负载阻抗的降低而升高。同时，峰值放大器向放大器的输出提供功率。在最高输入驱动电平下，载波放大器和峰值放大器在它们各自的输出端都具有其指定的标称负载阻抗ZL，并将它们的最大额定功率传送到负载。
本发明利用主放大器和辅助放大器相结合的结构，但是本发明不在输出端使用单独的四分之一波长传输线来形成阻抗转换器和阻抗变换器从而合并放大器输出信号。而是，本发明在输出变换/合并电路中使用混合耦合器。这是与当前技术的显著不同。该输出耦合器提供了显著的优点，并且比具有四分之一波长线的典型Doherty设计在实现上要简单的多。例如，混合耦合器是市场上大批供应的，并能够安装在印刷电路板的表面上。因为该表面安装的混合耦合器典型地由具有较高介电常数的材料实现，所以它们可以在物理结构上小于典型Doherty设计中所用的四分之一波长传输线。使用混合耦合器为放大器提供了比典型Doherty电路可提供的更宽的带宽响应。另外，使用混合耦合器使得本发明能够扩展到低频，利用大尺寸的四分之一波长传输线是很难实现的。因此，本发明提供了超过典型Doherty设计的显著优点。
本发明利用混合耦合器作为对主放大器和辅助放大器的输出进行合并的合并电路。因此，简要说明混合耦合器的操作有助于理解本发明。
参看图1，示出了混合耦合器10，其具有端口编号1-4。如述，可以认为端口2和3为输入端口，端口1和4为输出端口。通常，如果端口1、3和4端接耦合器的特征阻抗，例如但不限于50欧姆，且输入信号施加到端口2，那么输入信号功率P1的一部分出现在端口1，且输入信号功率的剩余部分出现在端口4。理想情况下，很少或没有功率出现在端口3的输出上。通常，如本领域普通技术人员所理解的，端口4的输出信号部分具有的相位相对于端口1的输出信号部分相差-90度。当对端口2进行端接而将输入信号施加到端口3时出现类似的操作。理想情况下，没有功率出现在端口2。端口1的信号部分具有的相位相对于端口4的输出信号部分相差-90度。一种十分普通的混合耦合器的例子是-3dB混合耦合器，其通常将例如端口2的输入信号平均地分配到输出端口1和4。
本发明中，所使用的混合耦合器可以以多种不同方式实现。例如，图1中的耦合混合器10可以利用传输线、耦合传输线、集总元件电感和电容、以及变压器来实现。在本发明的一个实施例中，在大于500MHz范围内的耦合器设计中使用耦合传输线设计。然而，该新***不排除使用其它实现方式。例如，对于HF(高频)或VHF(甚高频)混合耦合器的实现，高效率放大器可以使用变压器。
图2A和2B说明了两个不同的混合耦合器端接方案，该混合耦合器端接方案可应用在当前的高效率功率放大器发明中，用于合并输出信号。
图2A中，对于混合耦合器12，混合耦合器的端口1端接至短路，端口4端接至负载阻抗ZLOAD，例如，该负载阻抗ZLOAD可以与耦合器的特征阻抗匹配。余下端口2没有进行端接或将其看作开路。在如图2A所示的这种情况下，且耦合器为-3dB设计，则输入阻抗Z1等于2ZLOAD。
图2B中说明了一种可选的结构，其中，混合耦合器12的端口1没有被短路，而是端接至开路，且端口4端接至耦合器的特征阻抗ZLOAD。余下端口3未进行端接或将其看作开路。这种情况下，对于-3dB混合耦合器来说，输入阻抗Z1仍等于2ZLOAD。根据本发明的原理，利用图2A和2B的耦合器设置对主放大器和辅助放大器的输出进行合并。
图3A和3B说明了本发明的两个实施例，根据本发明的原理，该实施例使用了一个主放大器电路和一个辅助放大器电路，并通过混合耦合器对输出进行耦合。图3A示出了本发明一个实施例的框图，其中，放大器20集成了一个主放大器电路或载波放大器22以及一个辅助放大器电路或峰值放大器24。根据本发明的一个方面，选择性地操作辅助放大器电路24，从而在所选择的时间内使辅助放大器电路24与主放大器电路22共同操作。即，辅助放大器电路24可以保持关断，直到峰值功率需求要求放大器20提供更高的功率输出，此时该辅助放大器电路导通并进行操作，以提高放大器20的功率输出。这里，“选择性地操作”这个表述表示放大器的操作状态响应于外部信号而改变。该外部信号可以是但不限于要被放大的输入信号、模拟控制信号或数字控制信号。例如，C类放大器的操作状态响应于其输入信号而改变。这里，使用“放大器电路”这个表述表示各种放大器部件，这些部件的操作对信号进行放大，以及这些部件本身可以是诸如放大器20这样的较大的整个放大器的若干部分。因此“放大器电路”这个表述不限于单个放大器或单个放大级。例如，主放大器电路22和辅助放大器电路24中的每一个可以集成多个放大级，但是这里通常称它们为放大器电路。
通常，放大器20包括主放大器输入端或初级放大器输入端26以及放大器输出端28。即，在26输入的RF信号被放大，并在输出端28出现在负载或有效负载阻抗ZLOAD上，然而根据本发明，放大器输出端28可以包含来自主放大器电路22和辅助放大器电路24的合并的放大信号。
将输入信号26分配到主放大器电路22和辅助放大器电路24中。根据本发明的一个方面，使用输入混合耦合器电路30将输入信号26进行分配，得到分开的信号或信号分量32、34。将来自分配耦合器30的信号32作为输入信号耦合到主放大器电路22，而将信号34作为输入信号耦合到辅助放大器电路24。从而，耦合器电路30作为分配耦合器电路，用于分配或分割输入信号26。耦合器的分配比决定了信号32和34的相对幅度。可以使用该分配比部分地决定辅助放大器的选择性操作特征。在本发明的一个实施例中，混合耦合器电路30是-3dB混合耦合器。该-3dB耦合器电路30将输入信号26分割成放大器电路22、24的基本上相等幅度的输入信号32、34。耦合器电路30的另一输入端36通过诸如50欧姆电阻38这样的适当阻抗端接至地。然后由主放大器电路22、或主放大器电路与辅助放大器24共同对该分配或分割的信号分别进行放大。该放大器电路在图中表示为“M”和“A”，对应于“主”和“辅助”。如上所述，当峰值功率需求或峰值功率应用需要时，选择性地操作辅助放大器电路，使其与主放大器电路22共同操作。
根据本发明的一个方面，混合耦合器电路44与主放大器电路22和辅助放大器电路24的输出耦合。具体地，放大的输出信号40、42分别耦合到耦合器电路44的输入端口3、2。与混合耦合器电路30类似，例如，该混合耦合器电路44可以是-3dB混合耦合器。根据本发明的一个方面以及以下进一步的描述，移相线46、48连接至放大器电路输出端40、42，并分别在放大器电路22、24与输出混合耦合器电路44之间排成一条直线。通常，移相线46、48是具有可选长度的短传输线，使用该短传输线使耦合器电路44的输入端呈现期望的特征阻抗。如下所述，根据所使用的混合耦合器的结构，对移相线46、48进行选择，使它们与放大器电路的任何输出匹配电路一起操作，从而最大化或最小化有效的放大器输出阻抗Zout′。在一个实施例中，按照处理功率需求的需要选择性地操作辅助放大器电路24，使其导通或关断。在一个可选实施例中，也可以选择性地操作主放大器22，使其关断。
混合耦合器电路44将放大器电路的输出在输出端口4合并为耦合器的第一输出28，该第一输出28反映了放大器20的输出。本发明将另外的输出端口1端接至电短路或电开路之一。如图3A和3B所示，使用调谐开路传输线50在端口或离端口一定间距处可以直接实现该输出端口1的端接。该调谐开路传输线具有一定长度，对该长度进行选择，从而对于混合耦合器44的相应输出端口1，通常反映出所期望的短路或开路。具体地，开路传输线50可以是一定长度的传输线的形式，例如一定长度的同轴电缆，对该传输线进行具体的调谐和尺寸选择，从而提供放大器20的高效率的输出28。
图3A反映了如图2A所示的混合耦合器的结构，其中，利用开路传输线50将输入端口1端接为短路，从而反映出混合耦合器44的端口1的电短路。或者，与如图2A所示的结构类似，可以将有效短路直接定位在物理结构上与混合耦合器的端口1邻近的位置。然而，诸如四分之一波长(90度)传输线这样的传输线部分50允许从耦合器端口去除该短路或开路终端器(termination)。根据本发明的这些方面，对开路传输线50的长度进行选择，从而在输出端口1反映出电短路或电开路。
图3B示出了本发明的一个可选实施例，其中，使用开路线路作为端口1的终端器，即，其中选择一定长度的传输线50，并使其一端短路，从而反映出混合耦合器电路44的开路。在图3A和3B中，相同部件具有相同的参考标号。在图3B的实施例中，主(M)放大器电路或载波放大器22的位置，以及辅助(A)放大器电路或峰值放大器24的位置相对于图3A所示的实施例是相反的。
对于图3A和3B中所示的结构，可以认为该放大器的操作与典型Doherty***的操作方式类似，本发明是基于典型Doherty***进行改进的。在使用-3dB耦合器的情况下，当输入端26的输入功率低时，辅助(A)放大器电路或峰值放大器24关断，其输出如同开路。在这样的功率电平上，载波放大器的负载为2ZLOAD。随着信号电平升高以及峰值放大器24导通，载波放大器22的负载阻抗逐渐降低到标称设计LOAD。
根据本发明的一个方面，根据峰值功率需求的需要，选择性地导通或关断辅助放大器电路24。这样，在相当长的时间内，只有主放大器电路22在操作。本发明中使耦合器的端口1呈现短路或开路，本发明提供了显著的优点，使得简单地将耦合器的端口端接至耦合器的特征阻抗。通过诸如50欧姆电阻这样的特征阻抗将一个输出端口(例如端口1)端接至地，在具有这样的输出端口(例如端口1)的混合耦合器中，当辅助放大器电路关断时，会产生6dB的功率损耗。例如，如果这些放大器电路中的一个关断，如辅助放大器电路24关断，则另一个放大器的一半功率将通过端接耦合器电路输出端的50欧姆损失掉。这导致了6dB损耗，包括来自于关断的辅助放大器电路的3dB损耗和另外3dB损耗，该另外3dB损耗是由于通过50欧姆端接负载而损耗的另一个放大器(主放大器电路)的大约一半功率。即使辅助放大器没有完全关断，如果这些放大器中的一个显著改变其输出(例如，改变幅度或相位)，那么由于两个输出之间差异的作用，成比例的功率量通过50欧姆端接负载损失掉。
通常，对传输线50的长度或其阻抗特征进行选择，使得反映出耦合器电路44的电短路或电开路。一旦进行选择或调谐后，从而向耦合器电路输出端口提供期望的电短路特征，那么该传输线的特征可以基本上保持所调谐的设置。因此，如果改变传输线50的长度或宽度，从而改变其电长度或阻抗特征，则不管辅助放大器电路24是导通还是关断，该传输线50可以保持在所选择的长度或宽度。或者，传输线50可以具有可选择的有效长度和有效阻抗特征，从而可以动态地改变其对于本发明电路的作用，然而这种动态调节不是必需的。
这样，当需要提高功率来处理峰值功率应用时，这种新的放大器结构允许增加额外的放大器，如额外的辅助(A)放大器电路。当不需要提高功率时，可以关断该辅助放大器电路或减小它们的输出，而不产生显著的信号幅度的合并损耗。可以在失真尽可能小的情况下高效率地操作主放大器电路，且可以在尽可能高效率的情况下选择性地使用辅助放大器电路。因此，放大器的效率显著提高，同时还能够处理峰值功率需求。
如上所述，对于典型Doherty放大器的操作，在饱和以下，主放大器和辅助放大器的输出阻抗都需要很高，使得它们担当电流源。然而，在大多数峰值放大器和载波放大器中，通常为晶体管的末级设备之后跟随一个匹配网络，该匹配网络将放大器输出端的方便的阻抗级(通常但不限于50欧姆)转变为晶体管端子处的较不方便的阻抗级(可能，约2欧姆)。
参看图4，描述一个说明性的输出电路，该图示出了一个输出匹配网络，其与一条移相线连接，当将它们连接至根据本发明的合并混合耦合器44时，得到放大器电路输出端的期望阻抗。具体地，放大器晶体管60的输出端子62连接至匹配网络64，以获得低阻抗级ZL′。选择ZL′的值以获得来自晶体管设备60的最佳性能。通常，基于匹配网络64使用的确切拓扑结构，可以产生阻抗变换。当晶体管输出阻抗ZD高时，导致阻抗变换的匹配网络将使得输出阻抗ZOUT很低。另外，当输出匹配网络64导致阻抗变换时，必然使放大器电路的负载阻抗低于标称设计级别(例如，小于ZL)，以使放大器运行在更高效率模式下。还应该注意的是，在这种操作模式下，放大器的增益随着负载阻抗的降低而提高。这种情况反映了Doherty放大器操作的变换模式(inverted mode)。本发明中，再参看图4，当期望得到高的Zout时，输出阻抗Zout将不会达到最大可能值。类似地，当期望得到低的Zout时，输出阻抗将不会达到最小值。因此，根据本发明的另一个方面，选择具有特征阻抗ZL的短传输线66。如图4所示，该长度的传输线66连接在输出匹配电路和负载ZL之间。根据本发明的原理，根据在主放大器电路和辅助放大器电路的位置上使用的放大器的结构，对移相线66进行选择，从而最大化或最小化Zout′。
图5A和5B示出了，当在该变换模式下操作时，即，当晶体管输出端具有高阻抗且输出匹配网络导致阻抗变换使得输出阻抗低时，本发明的高效率放大器的基本结构。参看图5A和5B，它们与图3A和3B中使用的结构类似，但是主(M)放大器电路(载波放大器)和辅助(A)放大器电路(峰值放大器)的物理位置与图3A和3B中所示的位置相反。在该操作模式中，当峰值放大器关断时，载波放大器的负载为c2ZL，其低于标称设计值ZL。使用-3dB耦合器的情况下，载波放大器具有约ZL/2的阻抗。随着输入信号的增大，峰值放大器导通，载波放大器上的负载阻抗将逐渐增大到标称设计值ZL。对于该结构，对移相线46、48的长度及其作用进行选择，以得到呈现在耦合器44输入端的期望的低Zout′。这与图3A和3B中所示的情况相反，图3A和3B所示情况中，对移相线46、48的长度及其作用进行选择，以得到呈现在耦合器44输入端的期望的高Zout′。
通常，最好在峰值放大器和载波放大器的匹配电路设计完成之后确定操作模式的选择，例如图3A和3B所示的非变换模式或图5A和5B所示的变换模式。当最终的放大器阻抗高时，优选图3A和3B中所示的拓扑结构。当最终的放大器阻抗低时，优选图5A和5B中所示的拓扑结构。
在本发明的一个实施例中，使用了具有基本上相等的功率输出能力或额定功率的主放大器电路和辅助放大器电路。这样，使用该输出的混合耦合器44可以是-3dB混合耦合器，其适合于具有相等额定输出功率的放大器。或者，当对具有很高峰均值比的信号进行放大时，使用比主放大器或载波放大器具有更高额定输出功率的辅助放大器或峰值放大器是有利的。例如，辅助放大器的额定输出功率可以是载波放大器输出功率的两倍。这种情况下，根据这里描述的本发明的各个实施例，可以对耦合器的设计进行选择，使其对各个放大器部件的额定输出功率之间的任何差异进行处理。例如，对于额定输出功率是主放大器输出功率两倍的辅助放大器，可以使用-4.77dB的耦合器设计。通常，基于主放大器和辅助放大器的相对增益，对合并混合耦合器44的输入耦合器值进行选择。通常，可以设计这里图中所示的各种结构，从而在辅助放大器的额定功率与主放大器的额定功率之间的任何比率下进行操作。
本发明中，如同典型Doherty放大器，当峰值放大器的相对大小增大时，使该放大器达到其第一效率峰值的输出功率降低。图6中的曲线表示该效果。垂直轴表示放大器效率(1＝100％)，水平轴表示相对于最大额定值的输出信号电压电平。曲线α＝0.5表示辅助放大器与主放大器具有相同额定输出功率时的理想结果。曲线α＝0.25表示辅助放大器的额定输出功率是主放大器额定输出功率的三倍(3x)时的理想结果。
根据本发明的另一个方面，由于标准RF晶体管的导通特性，所以利用标准RF晶体管不可能得到如图6所示的期望的效率曲线。但是，如图7所示，可以使用门控制电路70来控制辅助放大器电路24的导通特性。如上所述，也可以选择性地操作主放大器电路22，使其导通或关断，因此也可以使用门控制电路70来控制主放大器电路22。然而，为了说明目的，通过门控制电路70对于辅助放大器电路24的作用来描述门控制电路70。如上，相同参考标号用于相同部件。
检测器72检测输入端26处的瞬时功率，可以使用衰减器74来调节或限制传送到检测器的输入信号。检测器的输出作为门控制电路70的输入。输入信号26的一部分被耦合器76耦合掉，从而该信号的一部分提供到混合耦合器电路30，该信号的另一部分79提供到门控制电路70。
基于由门控制路径82中的检测器72检测出的信号79的电平，门控制电路70进行操作，控制辅助放大器电路24的导通特性。具体地，对门(或基极或栅极)偏置进行调制，从而控制导通特性。对于本领域技术人员来说，用于这样的门偏置调制和门控制的各种不同技术是已知的，可以使用适当的技术。这允许辅助放大器24保持关断直到达到更高的输入信号电平为止，同时还允许辅助放大器在峰值输入信号电平情况下达到其完全的输出容量。如以下进一步的说明，该门控制的使用可用于任何揭示的实施例中。
图8和9示出了本发明的两个可选实施例，除主(M)放大器电路之外还使用了多个辅助(A)放大器电路。即，本发明可以扩展到多于两个放大器的情况。该多个辅助放大器电路选择性地进行操作，从而在与主放大器电路进行各种结合的方式下操作。从而，本发明的放大器可以处理更多数量的递增功率下的峰值功率应用，该递增功率数量的增加是为了实现更高的效率。
图8示出了本发明的一个实施例，该实施例使用了设置成串行合并器(serial combiner)结构的多个放大器。为此，这些混合耦合器电路具有不同的耦合特性，这些耦合特性适于对以这样一种串行馈送和输出合并的方式馈送至各个放大器的输入信号的电平进行控制。如上述其它实施例，相同的参考标号用于相同部件。对于放大器100，主放大器电路102与三个辅助放大器电路104、106、108相结合地使用。如上所述，虽然这里说明的实施例示出了不同数量的辅助放大器，但是所说明的实施例没有限制，可以使用更多或更少数量的放大器电路，包括主放大器电路和辅助放大器电路。如上述实施例，相同的参考标号用于相同部件。
输入信号26输入到混合耦合器电路，并沿一条路径传送至耦合器电路110、114、118，耦合器电路110、114、118进一步对该信号进行分配。信号26传送至第一混合耦合器，如-6dB混合耦合器电路110。来自混合耦合器电路110一个输出端口的输出信号111传送至辅助放大器108，而另一个输出信号112传送至第二混合耦合器电路114，其可以是-4.77dB耦合器。各个耦合器的耦合值可以根据该串行馈送结构而改变，从而向各个的主放大器电路和辅助放大器电路102-108输入基本上相等的信号。图8和9所示的结构假定主放大器和辅助放大器具有基本相等的功率输出能力。或者，可以使用不同大小的放大器且相应地调节耦合器的耦合值，从而适应这些放大器的不等的额定功率。
来自混合耦合器电路114的输出115传送至辅助放大器电路106，而另一个输出116传送至耦合器电路118。耦合器电路118可以是-3dB耦合器，其相应的输出119、120分别传送至辅助放大器104和主放大器102。如以下进一步的说明，用于将输入信号分配到各个放大器电路102-108的串行结构反映了在输出端使用的串行合并器结构。
主放大器电路和辅助放大器电路102-108的输出信号通过移相线130耦合到设置为串行合并器结构的耦合器电路132、134、142。辅助放大器106、108的输出传送至诸如-3dB耦合器的耦合器电路132。耦合器电路132的一个输出信号136传送至另一个混合耦合器电路134，而另一个输出端口连接至调谐传输线135，如上所述，对该传输线135进行调谐，从而反映出耦合器电路的电短路。另一个输出136与来自辅助放大器电路104的输出138合并。耦合器电路134可以是-4.77dB耦合器电路，该耦合器电路134的一个输出端口连接至调谐传输线138，而另一个输出140馈送至混合耦合器电路142，并在混合耦合器电路142中与来自主放大器电路102的输出143合并。耦合器电路142可以是所示的-6dB耦合器。同样，调谐的开路传输线144连接至耦合器电路142的一个输出端口，从而反映出该端口的短路。另一个输出145反映了来自各个放大器和耦合器电路的合并的输出，并提供了放大器100的输出。例如，操作中，主放大器电路102导通，而辅助放大器电路104、106、108根据输入信号的电平依次导通。对图8和9中的移相线进行选择，使得在耦合器132、134、142的输入端呈现最大输出阻抗。
图8中所示的本发明的实施例也可以使用门控制，如图9所示，其中，使用相同的参考标号表示如图7中的门控制电路。具体地，在图9中，耦合器电路76耦合掉信号79中的一部分，信号79经由衰减器74和检测器72传送至适当的门控制电路70。门控制电路的输出适当地耦合至辅助放大器电路，控制辅助放大器电路的导通特性。
图10和11说明了本发明另外的可选实施例，示出了具有低阻抗特征的多个放大器，如“变换模式”特征，且分别具有和没有门控制。
参考图10，使用相同的标号表示如图8和9中所示的相同部件，各个主放大器和辅助放大器102-108与相应的移相线结合，在这些耦合器的输入端口反映出低输出阻抗。虽然连接每个放大器的移相线130具有相同的参考标号，但这并不表示这些移相线具有基本上相同的长度。而是，这些移相线的长度用于最大化输出阻抗，或如图10和11的情况，最小化输出阻抗(见图4)。如图8和9所示来设置主放大器和辅助放大器，使得输入驱动电平增大时对辅助放大器或峰值放大器施加偏置使其导通。同样，这种次序下，导通的顺序为放大器104、然后106、最后108。因为图10和11示出了多个放大器电路的变换模式的操作，所以移相传输线130被设置成在各个混合耦合器电路132、134、142的输入端口呈现低阻抗。然而，不是如图8和9所示，将混合耦合器电路的隔离端口(isolation port)端接至电短路，而是在这些输出耦合器的隔离端口处呈现开路。图10示出了端接至短路的一定长度的传输线，可以使用该传输线反映出开路，以及从该耦合器中去除该终端器，还可以在输出端口处使用单独的开路。
图11与图10相似，并示出了门控制电路的使用，该门控制电路用于控制辅助放大器的导通偏置。
如上所述，这里说明的多个实施例中，这些放大器的功率输出能力可以相等或不等。通常可以对混合耦合器电路及其耦合值进行选择，以反映出相关的放大器的功率输出能力。对于各个实施例，尤其是使用两个放大器的实施例，-3dB混合耦合器适合于具有基本上相等功率输出能力的主放大器和辅助放大器。对于主放大器和辅助放大器具有不等的功率容量的情况，可以使用不同的耦合值，如-4.77dB耦合器。
图8-11的实施例示出了对于放大器的串行信号馈送。在一个可选的多个放大器的实施例中，可以使用共同馈送或并行馈送结构。参考图12，说明了放大器160，放大器160具有主放大器电路162和辅助放大器电路164、166、168。通过由耦合器电路170、172构成的并行或共同信号分配器结构对这些放大器电路进行馈送，耦合器电路170、172可以是-3dB混合耦合器电路。
由并行结构对多个放大器电路162-168进行馈送，从而需要多级混合耦合器电路。因此，使用混合耦合器电路174将输入信号基本上平均地分配到耦合器电路170、172，然后耦合器电路170、172馈送放大器电路。如以上所述的其它图，对于相同的信号和电路部件，图12和13中使用相同的标号。这些输入耦合器电路或分配耦合器电路170、172、174的一个输入端通过50欧姆电阻38端接至地。
根据本发明的原理，辅助放大器电路164、166、168与主放大器电路162一起连接至混合耦合器电路182、184、186，从而将它们各自的输出合并成单独的RF输出118。为此，主放大器电路162和辅助放大器电路164的输出通过适当的移相线180耦合到相应耦合器电路182。同样，辅助放大器166、168通过移相线180耦合到相应耦合器电路184。然后耦合器电路182、184的输出通过另一个耦合器电路186进行合并，从而形成输出信号118。耦合器电路182、184、186可以是所示的-3dB混合耦合器，或是其它适当的耦合器电路。这些耦合器电路被设置成共同合并器结构。根据本发明的原理，每个耦合器电路的一个输出是来自放大器电路或与之连接的其它部件的合并的信号。另一个耦合器输出端口例如通过一段传输线连接至短路或开路。具体地，参考图12，耦合器电路182的第一耦合器输出188合并了来自放大器电路162、164的放大器输出信号，并使它们经过耦合器电路186。为了调节信号并对耦合器电路186呈现高阻抗，在耦合器电路182和耦合器电路186之间使用了移相线190。同样，也可以将移相线190用于耦合器电路184及其输出188，该输出反映了放大器电路166、168的输出。每一个耦合器电路182、184的另一个耦合器输出192馈送至开路调谐传输线194，对该传输线194进行选择，使得反映出耦合器电路182、184的电短路。如上所述，通常对于特定放大器电路和相应耦合器电路，确定并设置开路传输线194的长度，并保持已调谐的状态。耦合器电路186由开路调谐传输线196端接，对该传输线196进行调谐，用于在耦合器电路186的该输出端口反映出开路。因此，根据本发明的原理，对放大器电路的输出进行高效率的合并，使得可以选择性地操作辅助放大器电路，以提供放大器160的峰值功率输出。
根据本发明的另一个实施例，如图13所示，当检测器72检测到信号峰值时，可以操作门控制电路70，从而如愿选择性地导通辅助放大器电路164-148。例如，主放大器162可以是导通的，且当检测到特定信号电平时可以使辅助放大器168导通。如上所述，门控制电路70控制辅助放大器168的导通特性。检测器72检测到增大的输入信号电平时，可以使用门控制电路70使其它辅助放大器电路导通，如电路164和166。耦合器电路182、184和186将来自主放大器电路和辅助放大器电路的信号合并到放大器160的信号输出端118。
图14说明了利用与例如图8所示的***相似的***所得到的效率特性。与双放大器***(比较图6)相比，该多放大器***在更宽的信号幅度范围上提供了更高的效率。
本发明用于改进需要高峰均值特性的放大器应用的效率性能。本发明可用于各种线性化方案，包括数字、模拟和混合预失真，前馈和交叉抵消。本发明还与漏极偏置调制方案兼容。
上述放大器和放大器电路的实施例提供了这样的电路，该电路被配置为在耦合器输入端面通常具有低或高输出阻抗。然后为该合并耦合器的输出端口选择短路终端器或开路终端器。具体地，根据放大器电路的低输出阻抗或高输出阻抗，其中一个输出端口的输出终端器形成该耦合器输出端口的短路或开路状态。例如，如图3A和3B所示，根据本发明的一个方面，可以为具有高输出阻抗点的放大器选择一个电路。另外，选择操作模式(例如，图3A中的模式A或图3B中的模式B)。或者，图5A和5B示出了当放大器电路的输出阻抗是相对低阻抗时所使用的实施例。
然而，还存在各种情况，其中放大器输出阻抗Zout不能被准确地确定为低阻抗或高阻抗，而是处于两种状态中间。在图3A和3B以及图5A和5B的实施例中，以及这里所揭示的其它实施例中，可能希望在完成主放大器和辅助放大器的匹配电路设计之后选择特定的放大器拓扑结构。即，为每个主放大器电路和辅助放大器电路设计一个匹配网络。然后，基于该匹配网络，使用移相线来反映出从输出耦合器电路的输入端所观察到的期望的低或高输出阻抗。
然而，根据不同的电路布局，可能需要使用这样一种电路设计，只能由不期望的电路设计来得到放大器电路的期望输出阻抗。例如，在整个设计中匹配网络和移相网络可能配合得不好。这样，需要使用比所期望的更大的电路布局。另外，期望耦合器的输入端尽可能与放大器的输出匹配网络接近。然而，为放大器建立低输出阻抗或高输出阻抗的必要性使得这种空间布局的考虑难以实现。如以下图15A-15B、16A-16B和17中进一步说明的，本发明的实施例揭示了可选的放大器电路，其中，可以顾及到设计上的考虑和空间布局，以获得期望的输出效率。
具体地，图15A-17揭示了通用的放大器设计，其中峰值放大器或辅助放大器的输出阻抗不限于“低”或“高”阻抗点。如图3A-3B和5A-5B所示的那些放大器操作的各种具体模式被认为是图15A-17中所示的操作的更通用模式的具体情况。
参看图15A，不考察放大器输出阻抗Zout，而是检查一个相关的参数，输出反射系数Γout。Γout与Zout的关系如以下关系式1所示：
式1：Γout＝(Zout-Z0)/(Zout+Z0)
这里，Z0是***阻抗，典型的为50欧姆(但不限于该值)。
参考图15A，电路250揭示了根据本发明一个方面的一种放大器电路，其中输出耦合器44的隔离端口1处的阻抗由反射系数ΓY表示。将一个负载连接至输出端口4。图15-17中，相同的参考标号用于表示上述图形中先前表示的相同部件。这些参考标号绝不会限制本发明。参考图15A，放大器的输入26传送至分配器，如输入耦合器电路30。电路30的另一个输入端口通过适当的阻抗38端接。将输入信号26在主放大器电路22和辅助放大器电路24之间进行分配。然后在端口2和3将主放大器和辅助放大器的输出馈送到混合耦合器电路44中，然后将这两个输出合并再传送到耦合器输出端口4处由ZLOAD表示的负载上。被指定为隔离端口的另一个输出端子1端接至由反射系数ΓY表示的终端器阻抗。图15B示出了很类似的电路，但是其操作模式不同，其中，与上述图3A-3B和5A-5B中所示的不同模式类似，交换了主放大器和辅助放大器的位置。
通常Γ和Z都是复数。根据本发明的一个方面，根据式2利用幅度和角度将复数Γ表示为极坐标形式是很方便的：
式2：Γ＝|Γ|ang(Γ)
假定***阻抗Z0为约50欧姆，根据式1和2，例如10欧姆的放大器“低”输出阻抗产生的幅度为0.667以及角度为180°。同样，例如250欧姆“高”阻抗也将具有0.667的幅度，但是会产生0°角度。应该注意的是，本发明不限于在ang(Γout)＝0或180°下操作。可接受的ang(Γout)值的范围在整个-180°至+180°范围上。
理想情况下，对于高效率放大器，ΓY的幅度应该接近1。角度分量或ang(ΓY)取决于所选择的模式，例如图15A的模式(模式A)或图15B的模式(模式B)，且取决于放大器输出的反射系数Γout的角度分量或ang(Γout)。具体地，根据所选的模式，该关系由以下式3或4中的一个所定义：
式3(模式A)：ang(ΓY)＝180°-ang(Γout)
式4(模式B)：ang(ΓY)＝-ang(Γout)
例如，对于图15A中所示的模式A，由式3定义该关系。对于图15B中所示的模式B，由式4定义该关系。在这一点上，图3A和5B对应于模式A的操作。另一方面，图3B和5A对应于模式B的操作。在图3A和3B中，认为输出阻抗Zout高。对于图3A的模式A操作，根据式3，ang(Γout)＝0且ang(ΓY)＝180°。另一方面，图3B对应于模式B的操作，ang(Γout)＝0且ang(ΓY)＝0°。
同样图5A和5B揭示了具有低输出阻抗的放大器电路。对应于模式B操作的图5A具有ang(Γout)＝180°且ang(ΓY)＝180°。另一方面，对应于模式A操作的图5B具有ang(Γout)＝180°且ang(ΓY)＝0°。注意，ang(Γ)＝180°与ang(Γ)＝-180°是同一点。
通过提供任何移相线的期望布局，以及基于成本、空间考虑等的放大器的期望物理结构设计，本发明提供了更理想和更高效率的放大器电路设计。在以上所揭示的几个实施例中，期望通过电路设计得到被认为是“高”或“低”的放大器输出阻抗。一般情况下，要为放大器设计一个匹配网络。然后，设计一个移相线网络，以在耦合器端面得到期望的输出阻抗，而不管部件可用的空间或该放大器的其它布局考虑。首先，根据期望的操作模式以及主放大器和辅助放大器相对于耦合器电路的位置来选择短路或开路。
然而，在图15A-17所示的实施例中，可以按照放大器电路的期望布局和物理结构设计来选择移相线，而不必特别考虑放大器电路的输出阻抗是否最终满足“高”或“低”。而是，一旦选定期望的布局，根据放大器电路的具体操作模式，隔离端口与具有反射系数ΓY的部件端接，以在耦合器级获得期望的Γout。这样，改进了放大器的可制造性。
具体地，利用适合于期望的放大器物理结构设计的期望的移相线来选择放大器的布局。这样，该设计不受限于特定长度的移相线或该移相线所需要的空间布局考虑。然后，对于所选择的期望移相线，例如利用网络分析器，在沿该移相线的任意参考点进行反射系数Γ的测量。例如，可以测量一个反射系数，其极坐标形式为0.7(-60°)。然后，确定从该任意测量点至输出耦合器电路44的边缘或耦合器端面的移相线的物理长度。知道该物理长度后，Γout被确定为输出反射系数，如图15A和15B所示。根据放大器布局，以及所使用的操作模式(例如，图15A所示的模式A或图15B所示的模式B)，利用上述式3和式4确定ΓY的角度分量或ang(ΓY)。在测量点处测量的反射系数为0.7(-60°)的例子中，耦合器端面处的Γout为0.7(-120°)。假定模式A操作，利用式3，得到ang(ΓY)＝180°-(-120°)＝300°或(-60°)。根据本发明的原理，对于放大器的期望操作，输出耦合器电路44的隔离端口需要一个合适的终端器，产生-60°的ang(ΓY)。
为了提供合适的终端器，如图16A和16B所示，根据本发明一个实施例，经由适当长度的传输线来转换短路或开路，可以合成ang(ΓY)。图16A举例说明了一个实施例，其中，对开路传输线进行选择，用于端接耦合器的隔离端口。图16B示出了该端口的短路传输线终端器。根据下式5和式6，对于开路或短路传输线，通过选择以度数表示的适当电长度的传输线来产生期望ang(ΓY)。
式5：ang(ΓY)＝-2θOC
式6：ang(ΓY)＝180-2θSC
利用上述例子，其中期望产生-60°的ang(ΓY)，如果如图16A所示使用开路终端器，则使用式5，ang(ΓY)＝-60°＝-2θOC，得到θOC＝30°。或者，如果使用具有短路或接地终端器的图16B的实施例，则使用式6，ang(ΓY)＝-60°＝180-2θSC，得到θSC＝120°。
因为耦合线不能直接定位在耦合器封装的物理结构边缘处，所以当如图16A和16B所示选择适当长度的传输线时，要考虑θOC或θSC的一部分可能物理地存在于混合耦合器的封装内。因此，为了整体设计，设计方案应该考虑到这样的内部长度。
参看图17，本发明允许位于放大器输出端的该长度的“移相”传输线或θO被以这样一种方式进行选择，使得输出混合耦合器电路相对于放大器输出端在物理结构上被方便地定位。参看图17，ang(Γout)取决于放大器的输出传输线θOC的长度。然而，通过适当的选择ang(ΓY)，可以调整长度。对于最宽的带宽操作，优选使输出传输线的长度最小化。
虽然针对单个输出混合耦合器来说明图15A-17中所示的实施例，但是其同样适用于图8-13中所示的结构，图8-13中示出了多个输出混合耦合器和除主放大器电路之外的多个辅助放大器电路。
图18-21举例说明了本发明的另一个实施例，进一步改进和提高了典型Doherty放大器的操作。具体地，图18中示出了典型Doherty放大器的示意图，其包括诸如混合耦合器260这样的输入分配器、主放大器或载波放大器262、以及辅助放大器或峰值放大器264。然后这些放大器对通常由包括不同传输线266、268、269和270的多条传输线构成的输出合并器/阻抗变换网络进行馈送。
为了最优化图18所示电路的操作，必须根据放大器262、264的输出阻抗特性来选择两条移相线266、268的电长度。通常，对于典型Doherty放大器，在放大器设计过程阶段进行这些线长度的选择。然而，根据性能要求和所使用设备和部件的容差，需要在制造过程期间进行线长度的调节。由于移相线266、268的两端都连接至其它电路元件，例如分配器或耦合器电路260以及线269、270，所以通过改变它们的物理长度来调节它们的电长度通常是困难的。例如，使线266、268的期望长度的改变易于进行通常需要如图19所示那样，将传输线剪切以去除若干部分或焊接以添加若干部分，其中，使用多个焊点或跳线272将部分273、274和275与主部分276和278进行连接，以得到不同电长度的整条移相线。可选的方法是可以使用调谐电容。然而，这种电容通常在移相线中同时导致不期望的传输线阻抗变化。
根据本发明的另一个方面，图20揭示了一种电路，该电路改进了Doherty放大器的可制造性，其需要制造过程中的调谐调整，以最优化其性能。具体地，利用图20所示电路提高了调谐Doherty放大器的能力，该电路将输出合并器和阻抗变换网络合并在一起。该输出合并器可以是混合耦合器，例如相对于这里揭示的各种放大器电路的上述90°混合耦合器。即，图20结合了例如图3A和3B所示电路的类似基本设计。更具体地，图20基于主放大器和辅助放大器的布置使用了与图3B类似的设计。如上所述，相同参考标号用于相同部件。然而，如图20中参考标号280所示，本发明在耦合器输出端使用了传输线的可调节部分。各个单独的传输线部分281可以选择性地电连接至线部分282，以在耦合器电路44的输出端口处获得期望的物理长度和电长度。相对于图18的传统Doherty放大器必须使用的两个或两个以上点的焊接/剪切操作，图20所示的实施例提供了单点调节/调谐操作。
根据本发明的另一个方面，如图21所示，利用如图20-21所示的放大器电路以及这里的各种其它实施例得到的拓扑结构，允许利用如图21所示的调谐电容284来调节有效传输线长度。
这样，通过用更直接的调谐电容调节代替焊接/剪切传输线操作，进一步改进和提高了电路的可制造性。另外，利用调谐电容284，与不使用调谐电容284的情况相比，电路设计中所需要的输出传输线282可以显著缩短。
虽然通过十分详细地描述各种实施例来说明本发明，但是不意味着申请人将所附权力要求的范围约束或以任何方式限制到这样的细节中。对于本领域的技术人员，额外的优点和修改将是显而易见的。因此，本发明在其更广的意义上不限于表示装置和方法的具体细节以及所示出和描述的示例性例子。从而，在不脱离申请人的总体发明概念的精神或范围的情况下，可以根据这些细节进行各种变更。

Claims (30)

1、一种放大器，包括：
主放大器电路；
至少一个辅助放大器电路，所述辅助放大器电路选择性地与所述主放大器电路相结合地操作；
至少一个混合耦合器电路，所述混合耦合器电路具有输出端口和隔离端口，连接该混合耦合器电路，用于在所述耦合器输出端口合并所述放大器电路的输出信号；
所述放大器电路在它们的输出端具有关联的反射系数；
连接在所述耦合器电路的所述隔离端口的终端器，所述终端器被配制为，其具有的反射系数取决于所述放大器电路的输出端的反射系数。
2、如权利要求1所述的放大器，还包括紧接放大器电路输出端的匹配网络，所述放大器电路输出端的反射系数是所述匹配网络的函数。
3、如权利要求1所述的放大器，还包括紧接放大器电路输出端的移相线，所述放大器电路输出端的反射系数是所述移相线的函数。
4、如权利要求1所述的放大器，其中，所述终端器被配置为：将一定长度的传输线端接至电开路和电短路之一。
5、如权利要求1所述的放大器，其中，所述终端器被配置为：使得所述终端器的反射系数根据以下关系取决于所述放大器电路输出端的反射系数：
           ang(ΓY)＝180°-ang(Γout)。
6、如权利要求1所述的放大器，其中，所述终端器被配置为：使得所述终端器的反射系数根据以下关系取决于所述放大器电路输出端的反射系数：
             ang(ΓY)＝-ang(Γout)。
7、如权利要求4所述的放大器，其中，所述终端器被配置为：将一定长度的传输线端接至电开路，使得所述终端器的反射系数具有根据以下关系的角度：
             ang(ΓY)＝-2θOC
其中，θOC是开路传输线的以度数表示的电长度。
8、如权利要求4所述的放大器，其中，所述终端器被配置为：将一定长度的传输线端接至电短路，使得所述终端器的反射系数具有根据以下关系的角度：
             ang(ΓY)＝180-2θSC
其中，θSC是短路传输线的以度数表示的电长度。
9、如权利要求4所述的放大器，其中，用于所述终端器的传输线的长度包括所述混合耦合器电路内部传输线的长度。
10、如权利要求1所述的放大器，其中，呈现在所述隔离端口的反射系数具有的角度是所述放大器电路的输出端反射系数的角度的函数。
11、一种放大器，包括：
多个放大器电路，该多个放大器电路在它们的输出端具有关联的反射系数；
至少一个混合耦合器电路，所述混合耦合器电路具有输出端口和隔离端口，连接该混合耦合器电路，用于在所述耦合器输出端口合并所述放大器电路的输出信号；
连接在所述耦合器电路的所述隔离端口处的终端器，所述终端器被配制为，其具有的反射系数取决于所述放大器电路的输出端的反射系数。
12、如权利要求11所述的放大器，还包括紧接放大器电路输出端的匹配网络，所述放大器输出端的反射系数是所述匹配网络的函数。
13、如权利要求11所述的放大器，还包括紧接放大器电路输出端的移相线，所述放大器输出端的反射系数是所述移相线的函数。
14、如权利要求11所述的放大器，其中，所述终端器被配置为：将一定长度的传输线端接至电开路和电短路之一。
15、如权利要求11所述的放大器，其中，所述终端器被配置为：使得所述终端器的反射系数根据以下关系取决于所述放大器电路输出端的反射系数：
            ang(ΓY)＝180°-ang(Γout)。
16、如权利要求11所述的放大器，其中，所述终端器被配置为：使得所述终端器的反射系数根据以下关系取决于所述放大器电路输出端的反射系数：
            ang(ΓY)＝-ang(Γout)。
17、如权利要求14所述的放大器，其中，所述终端器被配置为：将一定长度的传输线端接至电开路，使得所述终端器的反射系数具有根据以下关系的角度：
            ang(ΓY)＝-2θOC
其中，θOC是开路传输线的以度数表示的电长度。
18、如权利要求14所述的放大器，其中，所述终端器被配置为：将一定长度的传输线端接至电短路，使得所述终端器的反射系数具有根据以下关系的角度：
              ang(ΓY)＝180-2θSC
其中，θSC是短路传输线的以度数表示的电长度。
19、如权利要求14所述的放大器，其中，用于所述终端器的传输线的长度包括所述混合耦合器电路内部传输线的长度。
20、如权利要求11所述的放大器，其中，呈现在所述隔离端口的反射系数具有的角度是所述放大器的输出端反射系数的角度的函数。
21、一种配置放大器的方法，包括：
利用至少一个具有输出端口和隔离端口的混合耦合器电路将一个主放大器电路和至少一个辅助放大器电路的输出信号进行合并，并在所述耦合器电路的输出端口提供输出；
所述主放大器电路和辅助放大器电路在它们的输出端具有关联的反射系数；
在所述耦合器电路的所述隔离端口连接一个终端器；
将所述终端器配置为，其具有的反射系数取决于所述放大器电路的输出端的反射系数。
22、如权利要求21所述的方法，还包括紧接放大器输出端连接匹配网络，所述放大器输出端的反射系数是所述匹配网络的函数。
23、如权利要求21所述的方法，还包括紧接放大器输出端连接移相线，所述放大器输出端的反射系数是所述移相线的函数。
24、如权利要求21所述的方法，其中，配置所述终端器包括：将一定长度的传输线端接至电开路和电短路之一。
25、如权利要求21所述的方法，包括配置所述终端器，使得所述终端器的反射系数根据以下关系取决于所述放大器电路输出端的反射系数：
           ang(ΓY)＝180°-ang(Γout)。
26、如权利要求21所述的方法，包括配置所述终端器，使得所述终端器的反射系数根据以下关系取决于所述放大器电路输出端的反射系数：
           ang(ΓY)＝-ang(Γout)。
27、如权利要求24所述的方法，包括将所述终端器配置为，将一定长度的传输线端接至电开路，使得所述终端器的反射系数具有根据以下关系的角度：
           ang(ΓY)＝-2θOC
其中，θOC是开路传输线的以度数表示的电长度。
28、如权利要求24所述的方法，包括将所述终端器配置为，将一定长度的传输线端接至电短路，使得所述终端器的反射系数具有根据以下关系的角度：
           ang(ΓY)＝180-2θSC
其中，θSC是短路传输线的以度数表示的电长度。
29、如权利要求24所述的方法，其中，用于所述终端器的传输线的长度包括所述混合耦合器电路内部传输线的长度。
30、如权利要求21所述的方法，其中，呈现在所述隔离端口的反射系数具有的角度是所述放大器的输出端反射系数的角度的函数。
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