CN1756102A - 使用信号的非导频部分来产生信道估计的方法和设备 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用非导频信号产生信道估计的设备和方法。更确切地说，提供了一种接收机，包括：被配置用于接收具有导频部分和非导频部分的传输信号的装置；信道估计器，被配置用于基于传输信号的非导频部分来计算信道估计并把信道估计发送到所述装置。此外，还提供了一种用于执行这种改进的方法。

Description

使用信号的非导频部分 来产生信道估计的方法和设备

技术领域

本发明通常涉及电信领域，尤其涉及无线电信***。

背景技术

本节旨在向读者介绍可能与在下文中描述和要求的本发明各方面有关的各个技术方面。此论述被认为有助于向读者提供背景信息，从而使读者更容易了解本发明的各方面。因此，应当理解这些陈述应该以考虑到这一点而不是作为现有技术许可的角度被阅读。

尽管第一个公共移动电话***在1946年被开发并在1965年被改进，然而现代无线技术在1970年作为高级移动电话服务(AMPS)被引入，这就是美国模拟蜂窝标准。尽管有这个早期的开发，然而第一个商用的蜂窝***于1983年在芝加哥开始运行，从而在历史上产生了发展最快的消费者技术之一。实际上，很多人直到90年代中期都在预订蜂窝服务，以至于对蜂窝运营商来说，关键性问题变成了容量的问题。因此，蜂窝提供商必须研发出方法来获取更大的容量。用于增加容量的最极端和最昂贵的方法涉及降低小区尺寸和引入附加基站。然而，在许多大型的都市区域中，获得安装基站和天线的许可正变得越来越困难和昂贵。因此，蜂窝提供商期望一个解决方案，它可以不需要更多的基站而能够增加***容量。一个提出的解决方案涉及数字技术的使用。

第一个全数字化***，在90年代中期在美国引入个人通信服务(PCS)。PCS被称为第二代无线服务，而第一代移动电话服务是上述的模拟服务。各种各样的数字无线技术被开发出来，其中包括频分多址(FDMA)、时分多址(TDMA)、码分多址(CDMA)以及全球移动通信***(GSM)。因为数字无线通信的来临极大地增加了无线网络的容量，所以蜂窝提供商获得了更大的容量以出售给渴望中的用户。

如上所述，存在各种各样的数字技术。在FDMA中，每个电话呼叫都被分配了一个唯一的频率。这个技术在少量用户的情况下工作良好，但是随着用户数量的增长却根本没有足够的频率以用于每个用户。一个克服这个限制的方法是已知的TDMA技术。在TDMA中，一个频率被进一步分成若干个时隙。单独的电话呼叫然后被分配给每个时隙。用这种方法，TDMA让多个用户共享一个频率，从而增加了在任何一个时刻的用户数量。令人遗憾地，TDMA不能提供充足的时隙来满足不断增长的要求。

CDMA是一个用来解决这个问题的技术。在CDMA***中，电话呼叫不再通过频率或时隙来分割。而是所有的电话呼叫都以相同频率被同时发射。虽然这个方法可能显得没有秩序，但是每个单独的电话或移动装置能够通过一个分配给该呼叫的唯一代码来识别其呼叫。这个唯一代码让许多用户共享一个频率，同时还提供了比FDMA或TDMA更高的保密和安全性。

如上所述，CDMA***允许多个用户共享一个频率。这类频率共享的一个隐患是多址干扰。当一个特定信号(例如用户A的电话呼叫)由于共享相同频率的其它信号而失真时，多址干扰(″MAI″)就发生了。一般来说，其它信号是共享相同频率的其它电话呼叫。MAI一般自身显现为可能会扭曲或掩蔽传输信号的噪声。这个噪声可能不利地影响呼叫清晰度并限制可以共享一个频率的单独电话呼叫的数量。

因为功率较低的信号产生较少的MAI，所以用来降低MAI(并从而降低噪声)的技术是降低信号功率。令人遗憾地，由于传输质量与信号功率有关而使得降低信号功率通常很困难，并且在所有的其它因素相同的情况下，以较高功率发射的信号比起以较低功率发射的信号来说将以较少的差错到达接收机。更重要的是，以很低功率发射的信号可能被该频率上的噪声所遮蔽。如果用户A的电话呼叫部分不能容易地与噪声相区别，则该电话呼叫中可能会存在差错。电话呼叫中的这些差错一般用帧差错率(″FER″)来测量。FER是有差错的传输数据(按照帧数来测量，其中，一帧由预先指定的比特数所组成)与总传输数据的比值。高FER可能导致诸如电话呼叫间隙或呼叫中断之类的呼叫清晰度出现问题。因为移动电话用户通常都关心呼叫清晰度，所以移动电话服务的提供商在用呼叫清晰度的代价来降低信号功率的问题上犹豫不决。

所述的是，移动电话提供商仍然对降低信号功率而不牺牲呼叫清晰度的技术非常感兴趣，因为较低功率的信号产生更低的MAI并可以让更多的移动电话共享一个频率。降低其它信号的功率而不牺牲呼叫清晰度的一个方法是通过信号编码和解码。信号编码是变更信号特征来使信号更适合于传输。例如，发射机中的信号编码器可以把纠错比特添加到信号中。这些纠错比特然后被接收机中的信号解码器用来纠正编码信号在传输过程中可能发生的差错。通过让接收机来纠正在传输过程中可能发生的差错，信号编码器和解码器可以允许发射机以较低的功率来发射信号而不增加FER。换言之，信号编码和解码可以补偿由于以较低功率发射而造成的影响。从而，信号编码和解码的方案越好，通常发射信号所需的功率也就越低。

一个编码/解码技术(被称为turbo编码)比许多以前所使用的代码具有更强大的纠错能力。事实上，turbo码在1993年的引入被认为是多年来在数字通信领域中最激动人心和最重要的发展之一。通过使用turbo码，数据可以在由香农极限规定的信噪比0.7dB内被发射，香农极限给出了无差错传输的最小的理论SNR。这个高级纠错允许发射机以低功率发射信号而不增加FER。因此，turbo编码是下一代蜂窝电话(被称为第三代或″3G″蜂窝电话)中采用的主要候选者。

信道是另一个因素，其可以增加保持可接受的FER所需的信号功率。信道包括环境因素对信号的净效应，比如天气、地球磁场、地形变化、建筑物、或车辆。数学上地，在除去高频载波之后，它可以被表示为一个被乘以频率非选择性信道的原始信号加噪声的复数，该信道中只有被接收的传输信号拷贝。为了把信号转换回语音或其它有用的数据，接收机可能尝试通过信道估计来补偿这些环境效应。如果接收机能够对信道做出一个理想的估计，则接收机就能够把接收到的信号转换回传输信号的正确拷贝(假定没有别的诸如噪声或多径干扰之类的干扰)。令人遗憾地，完美地估计信道实际上是不可能的。从而，接收机一般不能够补偿所有的环境净效应，而一些附加失真在接收机被引入。通常，导频信号被用来估计信道，其中，导频信号包括接收机可用来计算信道估计的已知码元。导频信号通常占据与用户数据信号相同的频率，从而同样地会导致MAI。

如同由MAI引入的噪声一样，补偿由不良信道估计产生的失真的通常方法是增加信号和/或导频功率。然而如上所述，增加信号和/或导频功率不是优选的，因为它增加了MAI，这可能影响呼叫清晰度并降低可以共享相同频率的电话呼叫的数量。从而，一个以低导频信号功率或低用户数据信号功率来提高信道估计质量的技术是所希望的，因为呼叫清晰度可以被保持并且用来补偿不良信道估计的总信号功率(数据信号功率加导频信号功率)可以被降低。

附图说明

通过参考附图并阅读以下详细说明，本发明的优点就可以变得明显，其中：

图1公开了根据本发明的一个示例性实施例的一个示例性的蜂窝***；

图2说明了根据本发明的一个示例性实施例的一个示例性移动装置的框图；

图3说明了根据本发明的一个示例性实施例的turbo编码器的框图；

图4说明了采用turbo解码器的一个常规接收机；

图5说明了根据本发明的一个示例性实施例在RAKE合并器之前采用迭代信道估计的一个接收机；

图6说明了根据本发明的一个示例性实施例在RAKE合并器之后采用迭代信道估计的一个接收机；和

图7说明了根据本发明的一个示例性实施例在RAKE合并器之后采用迭代信道估计的接收机的模拟性能数据图。

具体实施方式

本发明的一个或多个特定实施例将描述如下。在尝试提供这些实施例的简洁说明的过程中，不是一个实际执行过程的所有特征都在说明中被描述。应当理解，在任何这类实际的执行过程中，如在任何工程技术或设计项目中，应该做出大量的执行细节决定以实现开发者的特定目标，比如遵从***相关和业务相关的约束条件，这些执行中的决定可能互不相同。此外，应当理解这类开发工作可能是复杂而且费时的，尽管如此，它们却是保证得益于本公开内容的普通技术人员设计、装配和制造的一个例行程序。

图1描述了一个示例性的蜂窝***10。***10包括一个或多个基站12A-B。通常，基站12A-B涉及天线塔14A-B以及耦合到天线14A-B的蜂窝通信设备15A-B。基站12A-B通常是固定的基站，然而在某些实施例中，它们可以是例如在紧急情况中所使用的车载便携式基站。通信设备15A-B通常包括集成电路(IC)16A-B。IC16A-B可以包括执行代码来简化通信和功率控制的专用集成电路(ASIC)或现场可编程门阵列(FPGA)。IC16A-B通常包括基站12A-B用来发射或接收信号的发射机、接收机或收发信机。IC16A-B中的每一个还被耦合到存储介质17A-B。用这个方法，IC16A-B可以执行存储介质17A-B上存储的指令或代码。存储介质17A-B可以包括硬盘、随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)和电可编程序只读存储器(EPROM)。存储在存储介质17A-B上的代码可以通过安装新的软件或刷新现有存储器来部分或全部地升级。特别指出，IC16A-B和存储介质17A-B可以被安置在相同的计算机芯片或相同的电路板上。在这种情况下，升级代码可以采取用另一个计算机芯片来替换现有的计算机芯片或用另一个电路板来替换现有电路板的形式。

移动装置18A-D与基站12A-B通信并且可以是位于房屋或移动车辆内的蜂窝电话(例如装置18B和18D)，移动装置还可以是集成在计算机内的蜂窝电路(例如装置18C)。每个移动装置18A-D和每个基站12A-B之间的通信包括两部分-前向链路19A-E和反向链路20A-E。如图1中所指，前向链路19A-E指的是从基站12A-B到装置18A-D的通信。类似地，反向链路20A-E指的是从移动装置18A-D到基站12A-B的通信。

为了便于说明，对于每个前向链路19A-E和反向链路20A-E，只说明一个信号路径。然而，在天线32和无线电话18a之间事实上可能存在多个信号路径。因而，应当理解说明信号路径19A-E和20A-E的单条线路表示基站12A-B和无线装置18A-D之间的所有信号路径。因为当传输信号从发射机中被射出时有可能被诸如建筑之类的物理特性或结构反射，所有出现了这个也被称为频率选择性衰落的多路径现象。这个反射可以引起在基站12A-B和无线装置18A-D之间的多个信号路径上传播的信号的多个拷贝。这些信号的多个拷贝同时可能在CDMA环境中彼此干扰从而增加噪声。

基站12A-B可以与移动通信交换中心(MSC)21通信。在某些实施例中，基站12A-B和MSC21之间的实际连接可以是T-1线路或微波连接。MSC21通常被耦合到公共交换电话网(PSTN)22。用这个方法，装置18A-D可以经由基站12A-B、MSC21以及PSTN22的组合通信连接到一个传统的陆线电话。

图2表示一个移动装置18A-D的收发信机的示例性框图。各种输入装置可以被耦合到处理器26。它们非限制性地包括摄像机23、麦克风24以及键盘25。处理器26还被耦合到功率控制器28、功率放大器30、存储介质31以及电池32。功率放大器30耦合到天线34并耦合回功率控制器28。麦克风24把听觉语音信号转换成电压波动。可能包括模数转换器(未示出)在内的处理器26可以把所接收的电压波动转换成数字信号以用于进一步的处理。这类处理可以包括根据一个特殊的无线技术(例如CDMA)来编码数字信号以用于传输。处理器26还可以编码从摄像机23或键盘25接收的数字信号。

功率放大器30放大来自于处理器26的信号以用于经由天线34的连续传输。可以被包括在处理器26内的功率控制器28耦合到功率放大器30，并且通过调节功率放大器30的功率电平来控制从天线34发射的信号的功率。用这个方法来控制功率电平可以延长电池32的寿命。存储介质31被耦合到处理器26并被配置来存储从摄像机23、麦克风24、或键盘25接收的数据以及对处理器26的命令指令。

如上所述，处理器26可以执行存储介质31上存储的指令或代码。存储介质31可以包括硬盘、随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)和电可编程序只读存储器(EPROM)。存储在存储介质17A-B上的代码可以通过安装新的软件或刷新现有存储器来部分或全部地升级。特别指出，处理器26和存储介质31可以被安置在相同的计算机芯片或相同的电路板上。在这种情况下，升级代码可以采取用另一个计算机芯片来替换现有的计算机芯片或用另一个电路板来替换现有电路板的形式。

接着转到图3，说明根据本发明实施例的turbo编码器的框图并通常由附图标记100来指出。turbo编码器100可以被采用来在IC16A-B或处理器26内编码一个将被发射的数字信号。Turbo码最开始在1993年被引入，因此turbo编码器100的操作原理在本领域中是众所周知的。然而简要地陈述，turbo编码器100可以包括两个由turbo交织器104分开的编码器102和106，作为turbo编码处理的一部分，交织器104重新排列信号内的比特。

编码器102和106通常采用递归***卷积(RSC)码来编码信号。表示这个编码过程的一个方法是一个表格，包括：(1)输入比特，其是信息比特，也被称为***比特；(2)当前状态，其是turbo编码器100内的一个内部变量；(3)输出比特，其是编码比特，并由***比特加上一个或多个纠错比特组成，被称为奇偶校验位；和(4)新状态，其将是***比特被编码之后的turbo编码器100内的内部变量值(即将被编码的下一个***比特的当前状态)。通过选择对应于特殊的输入比特和当前状态的这个表格行，然后选择该行的输出(编码)比特，编码处理实质上可以被表示。在本发明的一个实施例中，输出比特包括一个***比特和两个奇偶校验位。

turbo编码器100还可以包括一个穿孔器，用以增加上述由编码器102和106产生编码的编码速率。编码速率是信息比特(被称为***比特)与总发射比特(***比特加上被称为奇偶校验位的纠错比特)之比。通常，编码器102和106的编码速率是每一个***比特的1/5或四个奇偶校验位。穿孔器108允许turbo编码器100降低信号中的纠错比特数从而提高编码速率。即使提高编码速率可以因为纠错比特更少而降低解码质量，它也将提高***比特的传输率从而可以提高在给定时间段中发射的信息量。

turbo编码器100还可以包括信道交织器110。信道交织器110重新排列信号内的比特以降低沿信号路径20a的单个干扰导致丢失数据的几率。当信号中的数据在接收机处被去交织(即按原始顺序倒退)时，一个干扰的影响将随机扩展到整个信号而不是簇成在干扰点。这样就降低了干扰的冲击。

在一个数字信号已经被turbo编码器100编码之后，也被称为业务信号的编码信号通常被传递到调制器，调制器将把编码信号转换成传输模拟信号。调制器可以采用各种各样的调制技术，包括相移键控(″PSK″)、频移键控(″FSK″)以及正交调幅(″QAM″)等等。通常的CDMA***将采用使用相移键控的调制器。在相移键控中，编码数字比特被转换成具有恒定幅度和相位的模拟信号，幅度和相位基于编码数字信号而变化。例如，在被称为四相相移键控(″QPSK″)的一个相移键控形式中存在四种不同的可能的相位状态。这四种不同的相位状态对应于四种不同的二进制组合：00、01、10和11。因此，编码数字比特在QPSK调制中的一个时刻被发射两个比特。从而，如果编码数字信号的开始两个比特是01，则调制器将把编码信号转换成具有已经被指定来表示01的相位的模拟信号。当模拟信号到达接收机时，接收机将识别出这个相位状态并把模拟转换回01。在QAM中，幅度和相位对应于比特群被改变。

调制的一个重要方面是码元的概念。一个码元是一个″比特分组″。它的大小由信号相位可以接受特定调制方案的可能状态数来确定。例如，在上述的QSPK中，每个相位状态与两个比特关联(例如01)。从而在QSPK中，码元的大小是两个比特。在另一个被称为八相相移键控(″8SPK″)的调制形式中，信号的相位可以取八种可能的状态。在二进制码中，八种可能的状态被转化成3比特。从而，对于8SPK来说，一个码元的长度是3比特(例如101)。码元是一个重要的结构，因为特定码元内的每个比特的可靠性都是相链接的。码元传输过程中的差错可能会降低码元内每个比特的可靠性，反之亦然。

接着转到图4，采用turbo解码器的一个常规接收机被描述并通常由附图标记130标出。在除去高频载波之后，接收业务信号的首要步骤之一是RAKE合并。如上所述，传输信号可能在接收机以多拷贝的形式被接收。因此，常规接收机130可以通过合成直接和间接的信号来产生一个良好的信号。这是RAKE合并器132的作用。为了执行这个合成，RAKE合并器132包括若干个RAKE分支，每个分支都尝试从组成被接收信号的多拷贝传输信号中提取一个传输信号拷贝。然后，基于由信道估计器131提供的每个RAKE分支的信道估计，RAKE合并器132定标多拷贝中每个拷贝的相对加权。然后，RAKE合并器132在每个RAKE分支的输出端合并信号加权和以形成传输信号的统一拷贝。这个统一拷贝的形式可以是离散时间信号的序列。

然而，为了精确地执行这些操作，RAKE合并器132把信道估计用于传输信号的多拷贝中的每个拷贝。如上所述，信道是环境因素对业务信号的净效应，比如天气、地球磁场、地形变化、建筑物、或车辆。此外，对于传输信号每个拷贝，信道可以是不同的。由于它的复杂性，通常都不可能获知基站12A-B和无线装置18A-D之间的确切信道，因此可以使用信道估计来代替。确定信道估计的一个普通方法是采用导频信号。

导频信号通常由一组已知的导频码元组成，它们不断地在基站12A-B和无线装置18A-D之间被发射。因为基站12A-B和无线装置18A-D知道这个导频信号的内容，所以通过比较已知的导频码元值(即导频码元的应该值)和实际接收的导频码元值，信道估计可以被估计出来。

例如，在QPSK***中，如果接收机知道导频码元应该是01，则它比较实际上接收的信号与对于01应该被接收的模拟信号，从而来确定信道在传输过程中怎样影响传输信号。通过将这个比较执行足够多次，信道估计器131能够估计信道。当然，因为信道不断地在改变，所以这个处理是连续的。

在常规的接收机130中，输入的导频码元133被发送到信道估计器13l，信道估计器131基于这个导频码元对每个单独的RAKE分支执行信道估计。特别指出，因为导频码元是已知的，所以它们不被turbo编码器100编码并从而不需要在接收机130中解码。导频信号的目的不是用来发射信息，而是用来确定信道的影响。

特别指出，在常规接收机130中，对于每个RAKE分支的信道估计通常只被计算一次，并且单独地基于导频信号在RAKE合并器132之前执行计算。这个用于信道估计的技术被称为一次性信道估计。在下面将被详细描述的是，虽然这个一次性信道估计是可容许的，但是它仍然在信道估计的准确度方面留下了大量的改进余地。

回到图4，解调器134计算从RAKE合并器132输出的离散时间信号序列的软比特。软比特是比特等于1的概率与比特等于0的概率的比值的对数。这被称为似然比(″LLR″)的对数。例如，如果对于1的软比特是0.8而对于0是0.2，则解调器134将指出比特为1的概率是80％而比特为0的概率的20％。上述例子的LLR将是 或0.6021，其中，对数的底数是10。正LLR指出一个软比特应该为1的概率较大，而负LLR指出软比特应该为0的可能性较大。在本发明的一个替换实施例中，LLR可以被定义为比特为1的概率上的比特为0的概率。这仅仅是一个惯例的问题，并且即使这个改变可能如下所述在技术中需要细微的调整，这些调整也是本领域技术人员所熟知的。

在经由解调器134传递之后，来自解调器的软比特被路由到信道去交织器136。信道去交织器136被采用来补偿图3中描述的信道交织器104的影响，然后把软比特置回它们的原始顺序。

在业务信号已经由信道去交织器136传递之后，它被路由到turbo解码器138。turbo解码器138包括解码器140和146，这两个编码器之间存在turbo交织器142和turbo去交织器144。如同turbo编码器100一样，turbo解码器138的操作在本领域中是众所周知的。然而简要陈述一下，turbo解码器138中的解码器140和146分别细化业务信号中每个***比特的LLR。这个细化通常用来自于信道去交织器136的软比特和Bahl-Cocke-Jelinek-Raviv(″BCJR″)算法来计算，但是在替换实施例中也可以使用其它的算法。***比特的LLR值经由turbo交织器142和turbo去交织器144从一个解码器传递到另一个解码器。解码器140和146的每一个都能够在它们解码业务信号的时候利用另一个解码器的可靠性建议。解码器140和146以一个迭代方式来工作，即以一个固定的迭代次数来回地传递可靠性建议。在迭代了固定次数之后，已经在turbo解码器138中被细化的软比特基于它们的软比特被转换成硬比特(即1或0)。例如，对于1的软比特0.9和对于0的软比特0.1很可能被转换成硬比特1。

特别指出，通常的turbo解码器在每个解码迭代中没有消耗资源来计算奇偶(纠错)软比特的LLR。因而，即使奇偶比特(奇偶校验位)的LLR被用来细化***比特的LLR，奇偶校验位自己的LLR通常也不会在每个解码迭代中被细化。

虽然在常规接收机400中所使用的一次性估计执行得相当好，但是还是存在很多机会来改进信道估计的精确性。一种用于提高信道估计精确性的技术是基于业务信号内的可靠码元来更新信道估计。实质上从普通的业务码元中创建一群可靠码元的这个处理可以产生一个更精确的信道估计，并然后可以完成在常规接收机400中采用的一次性信道估计。

根据本发明的一个示例性实施例，图5说明了在RAKE合并器之前采用迭代信道估计的一个接收机。它通常由附图标记200来表示。接收机200使用迭代信道估计来细化提供到RAKE合并器202的信道估计。不是使用一次性信道估计，接收机200计算业务信号中码元的LLR，并且如果认为可靠则用这些可靠的码元来计算信道估计。这个信道估计然后被传递到RAKE合并器202上。特别地，turbo解码器224在每个解码迭代之后的输出实质上相当于用于信道估计器208的第二个导频信号。事实上，这为业务信号提供了一个反馈路径，其中，业务信号自身的可靠部分被反馈来细化该业务信号的信道估计。

类似于图4中所描述的常规接收机130，接收机200把业务信号路由到RAKE合并器202。RAKE合并器202起类似于上述的RAKE合并器132的作用，并且接收业务信号和每个RAKE分支的信道估计。RAKE合并器202用这个信道估计来计算每个分支的关联，然后延迟、定标和总计直接和间接信号。

从RAKE合并器202，RAKE合并的业务信号传递到解调器204和信道去交织器206。在一个实施例中，这两个元件起类似于关于图4中说明的常规接收机130所描述的它们配对物的作用。在传递经过信道去交织器206之后，业务信号传递到turbo解码器224。

不同于常规接收机130，接收机200可以使用turbo解码器224产生的LLR来识别附加的可靠码元，以供信道估计器208用来产生信道估计。然而如上所述，turbo解码器通常只细化***比特的LLR而不是细化业务信号中所有比特的LLR。因此，奇偶校验位的大多数LLR永远不会满足奇偶校验位被认为可靠的阈值。因为奇偶校验位可能拥有所给出业务信号的总比特中的大多数比特，所以很难通过只使用业务信号中的***比特来建立数量足够多的″可靠″码元以极大地提高信道估计的精确性。

为了解决这个问题，在本发明的一个实施例中，接收机200包括一个软turbo编码器214，其基于由turbo解码器224计算的细化后的***比特LLR来计算奇偶校验位的LLR。这个计算是可能的，因为奇偶校验位是基于***比特来创建的。特别地如上所述，turbo编码器100内的编码处理可以被表示为一个表格，包括输入比特b、当前状态s、输出比特和新状态。因为这个表格是已知的，所以它的值可以被软turbo解码器214采用，并基于由turbo解码器224所计算的***比特LLR来计算每个奇偶校验位的LLR。

因此，软turbo编码器214可以用以下数学公式来计算奇偶校验位在时间k的LLR：

$L_o^k=\log \left[\frac{{{\mathrm{\Σ}}_{(s_k,b)\∈(S_1,B)}P}_k\left(s\right)f_k\left(b\right)}{{\mathrm{\Σ}}_{(s_k,b)\∈\stackrel{\‾}{(S_1,B)}}{P}_k\left(s\right)f_k\left(b\right)}\right]$

其中，在时刻k，L_o ^k是奇偶校验位的LLR，∑_{(Sk，b)∈(S1，B)}P_k(s)f_k(b)是奇偶校验位为1的概率，而 ${\mathrm{\Σ}}_{(s_k,b)\∈\stackrel{\‾}{(S_1,B)}}{P}_k\left(s\right)f_k\left(b\right)$ 是奇偶校验位为0的概率。

更确切地说，在上述的公式中，s是表示当前状态的变量。概率p_k(s)表示在时间K的当前状态实际上是S的概率；概率p_k(s)在下面被更详细地说明。(S₁，B)表示一对当前状态s和输入比特b的数组，因此输出(奇偶校验)位是1(即编码器表格中输出比特是1的行)，而

类似地表示不在(S₁，B)中的一对的数组(即当输出(奇偶校验)位为0时)。最后，f_k(b)是一个如下给出的函数：

$f_k\left(b\right)=$ $\left\{\begin{array}{c}1/[1+\exp \left({-L}_i^k\right)],\mathrm{if}...b=1\\ 1/[1+\exp \left(L_i^k\right)],\mathrm{if}...b=0\end{array}\right\}$

其中，L_i ^k表示由turbo解码器224提供的***比特的LLR。

因为在编码过程中被实际使用的当前状态s通常不知道，所以软turbo编码器214处理的是状态s是特殊状态的概率而不是处理实际的当前状态值。被称为p_k(s)的这个概率如上所述。在时间k+1的特殊状态的概率p_k(s)可以在数学上被表示为：

p_k+1(s)＝p_k(g₁(s))f_k(b)+p_k(g₀(s))

其中，g₁(s)是一个函数，它基于输入比特为j时的当前状态s来提供新的状态，而f_k(b)是如上所述的一个函数。一个可选择的归一化步骤可以被执行来使所有s上的p_k(s)之和为1。

在本发明的一个替换实施例中，奇偶校验位的LLR在turbo解码器224中被细化。在这个实施例中，turbo解码器224中的BCJR算法被修改以输出***和奇偶校验位的LLR。turbo解码器的这个修改是本领域普通技术人员所知道的，并且在下列论文中被解释：Yingjiu Xu、Hsuan-Jung Su和Evaggelos Geraniotis写于1999年的 Pilot Symbol Assisted QAM with Iterative Filtering and Turbo Decoding over Raleigh Flat-Fading Channels；M.C.Valenti和B.D.Woerner写干2001年的 Iterative Channel Estimation and Decoding of Pilot Symbol Assisted Turbo Codes Over Flat-Fading Channels。应当指出，在本发明的这个实施例中，图5中描述的软turbo编码器214没有被包括在接收机200内。

现在回到图5，***和奇偶校验位的LLR可以被给出到软调制器210。软调制器210基于组成码元的比特概率来确定特定码元的概率。如果特定码元内每个比特的概率都超过预定阈值，则软调制器认为该码元可靠并将其输入信道估计器208，该码元在信道估计的计算过程中充当一个附加的导频码元。例如，码元可能由两个其可靠性阈值是97％或更好的比特组成。97％或更高的可靠性阈值意味着如果LLR高于

或1.5097，则比特被认为可靠地是1，而如果LLR低于

或-1.5097，则比特被认为可靠地是0。从而，如果第一个比特是零的概率是99％，则第一个比特的LLR是

或-1.9956。类似地，如果第二个比特为1的概率是98％，则第二个比特的LLR是

或1.6902。因为第一个比特的LLR低于-1.5097而第二个比特的LLR高于1.5097，所以码元01被认为是可靠的，因为它的两个比特都被认为是可靠的。另一方面，如果第二个比特的LLR只有80％的机会为1，它的LLR将等于

或0.602，其大大低于为这个例子所选择的可靠性阈值1.5097。从而在这种情况下，码元不会被认为是可靠的，因为其两个比特中的一个比特不是足够可靠的。

在另一个实施例中，可以从包括那个码元的比特概率来确定码元的可靠性。如果最高概率与第二高概率的比值超过某个阈值，则可以认为该码元是可靠的。

上述的处理对于turbo解码器224的每个迭代都继续。从而，通过turbo解码器224的每个迭代，信道估计的精确性可以提高，因为可靠比特的数目(并且从而可靠码元的数目)可以随着turbo解码器224的每个迭代增加。一个更精确的信道估计可以依次改进RAKE合并器202的操作，它依次向Turbo解码器提供质量更好的输入并提高了来自于接收机200的输出质量。

为了更新每个RAKE分支的信道估计，信道估计器208通常需要存储在先前的迭代中计算出来的每个RAKE分支的信道估计。一个存储先前计算的信道估计的方法是使用置于信道估计器208或接收机200中的存储器。然而，在本发明另一个实施例中，通过在RAKE合并器之后更新信道估计然后基于被更新的信道估计来细化RAKE合并的业务信号，不需要用到这个附加的存储器就能提高信道估计的精确性。

现在转到图6，在RAKE合并器之后采用根据本发明实施例的迭代信道估计的接收机被说明并通常由附图标记240指出。为简单起见，类似的附图标记已经被用来指明先前关于图5来描述的那些部件。代替如关于接收机200所述的提高每个RAKE分支的信道估计精确性，接收机240在RAKE合并之后在解调器204中采用迭代信道估计来细化信道估计。特别指出，如果理想的信道估计对RAKE合并器有效，则不用在RAKE合并器之后借助于第二信道估计。然而，由于不完美的信道估计，在RAKE合并器之后持续下去的信道上存在剩余效应。

为了完成这个处理，接收机240包括一个第二信道估计器250，其单独基于从软调制器210输出的可靠码元来计算RAKE合并的业务信号的信道估计。因为迭代信道估计没有对每个RAKE分支都执行，所以信道估计器250不需要存储每个RAKE分支的信道估计。因此，它相比于图5所述的信道估计器208来说具有较少的存储器，并从而可以被较廉价地生产。

关于下面的图7所示，接收机240可以通过适当地提供存储器的数量在常规接收机130上提供一个重要的改进。特别指出，因为接收机240在RAKE合并之后更新信道，所以每个RAKE分支的信道估计由信道估计器252来提供，信道估计器252类似于图4中所述的信道估计器131来工作，并且基于导频码元211只执行一次性信道估计。

在接收机200和接收机240的设计中存在许多可能的优点。首先，因为接收机200和240执行一个更精确的信道估计，所以它们可以向以低功率发射的业务信号提供与常规接收机相同的帧差错率(″FER″)。

例如，根据本发明的一个实施例，图7说明了在RAKE合并器之后采用迭代信道估计的接收机的模拟性能数据的图。如图7所示，接收机240在4％FER(0.04)时对于常规接收机130具有1dB的性能改善。图7描述了常规接收机130和使用Strawman信道模型B的接收机240的FER比E_c，traffic/N_t，Strawman信道模型B用于四相相移键控(″QPSK″)调制的1.2288Mbps并且E_c，pilot/N_t＝-20dB。Strawman信道模型B是用于模拟无线电广播的工业上所采用的标准方法之一。E_c，traffic/N_t和E_c，pilot/N_t是业务码片能量与噪声之比以及导频码片能量与噪声之比。它们是工业所能接收的用来测量业务信号和导频信号的信噪比的方法。本领域技术人员将能够容易地把业务码片能量与噪声之比转换成信号功率与噪声之比。类似地，虽然没有在图7中被说明，但是接收机200也能够将性能提高2.0dB而同时保持与常规接收机130相同的FER。

图7中说明的接收机200和接收机240的性能提高可以直接应用于与它们一起工作的发射机。例如，即使发射机的业务信号强度降低了1dB，比起常规接收机130在性能上增加了1dB的接收机也能够保持相容的FER。这可以允许接收机指挥与之通信的发射机降低业务信号功率。特别地，当在图7所述的情况下来操作蜂窝电话基站的时候，基站能够指挥与之通信的移动装置将它们的业务信号功率降低20.57％，而与使用常规接收机的移动装置操作相比却不会损失呼叫清晰度。降低每个业务信号的业务信号功率可以降低MAI，并如上所述地可以允许更多的移动装置在相同频率上与基站通信。

接收机200和240的另一个优点是它们比常规接收机更少依赖导频信号。因此，即使导频信号用低功率来发射，接收机200和240也能够提供与常规接收机相同的FER。鉴于低功率的导频信号所造成的差错或间隙可能容易地把常规接收机的FER增加越过容许电平，即使没有导频信号，接收机200和240也能够使用业务信号中可靠的码元来保持精确的信道估计。特别地，在蜂窝电话基站的情况下，基站能够指挥与之通信的移动装置降低它们的导频信号功率而不损失呼叫清晰度。如上所述，降低每个导频信号的导频信号功率可以降低MAI，并从而允许更多的移动装置以相同频率与基站通信。

上述的基本功能包括一个可执行指令的排序列表来执行逻辑功能。排序列表可以被装配在任何计算机可读介质中，以供可以检索指令并运行它们的基于计算机的***所用或与该***相连接。在本申请的环境中，计算机可读介质可以是能包括、存储、传递、传播、发射或传送指令的任何装置。计算机可读介质可以是电、磁、光、电磁或红外***的设备或装置。一个说明性的而非穷举性的计算机可读介质的列表可以包括：具有一条或多条电线的电连接(电)、便携式计算机磁盘(磁)、随机存取存储器(RAM)(磁)、只读存储器(ROM)(磁)、可擦可编程序只读存储器(EPROM或闪速存储器)(磁)、光纤(光)以及便携光盘只读存储器(CDROM)(光)。甚至于使用在上面印刷有指令的纸或别的适当介质也是可能的。例如，指令可以经由纸或其它介质的光扫描用电子仪器捕捉，必要时然后用适当的方法来编译、解释或处理，并然后存储在计算机存储器中。

虽然本发明容易受到各种各样的修改以及代替形式，但是特殊的实施例已经在附图中通过举例的方式被示出并在此被详细描述。然而应当理解，本发明不应该被限制于所公开的特定形式。相反，本发明覆盖了属于由以下附加权利要求所定义的本发明精神和范围内的所有修改、等效物以及替换。

Claims (10)

1.一种接收机，包括：

具有RAKE合并器的装置，该装置被配置用来接收具有导频部分和非导频部分的传输信号；和

信道估计器，被配置用于：

基于非导频部分来计算信道估计；和

把信道估计发送到该装置。

2.权利要求1的接收机，其中，所述装置包括：

软turbo编码器，被配置用于计算至少一部分传输信号的可靠值；和

软调制器，被配置用于：

从软turbo编码器接收可靠值；

基于该可靠值来确定传输信号的一部分是否可靠；和

把传输信号的可靠部分发送到信道估计器。

3.权利要求2的接收机，其中，软调制器被配置用于：基于传输信号的***比特的可靠值，计算传输信号的奇偶校验位的可靠值。

4.权利要求1的接收机，其中，所述装置包括：

turbo解码器，被配置用于计算传输信号的多个***比特和奇偶校验位的可靠值；和

软调制器，被配置用于：

从turbo解码器接收可靠值；

基于该可靠值来确定传输信号的一部分是否可靠；和

把传输信号的可靠部分发送到信道估计器。

5.权利要求1的接收机，其中，所述装置包括一个被配置用于接收RAKE合并的信号的解调器；和其中，信道估计器被配置用于基于RAKE合并的信号的非导频部分来计算信道估计并把信道估计发送到解调器。

6.一种信号接收方法，包括：

接收具有导频部分和非导频部分的传输信号；

基于非导频部分计算非导频部分的可靠值；

至少部分地基于该可靠值产生信道估计；和

把信道估计发送到具有RAKE合并器的装置。

7.权利要求6的方法，其中，计算可靠值包括：

用turbo解码器来计算非导频部分中的***比特的对数似然比；和

用软turbo编码器来计算非导频信号中的奇偶校验位的对数似然比。

8.权利要求6的方法，其中，产生信道估计包括单独地基于可靠值来产生信道估计，其中，单独地基于非导频部分计算可靠值。

9.权利要求6的方法，包括根据下列等式来处理非导频部分：

$L_o^k=\log \left[\frac{{\mathrm{\Σ}}_{(s_k,b)\∈(S_1,B)}{P}_k\left(s\right)f_k\left(b\right)}{{\mathrm{\Σ}}_{(s_k,b)\∈\stackrel{\‾}{(S_1,B)}}{P}_k\left(s\right)f_k\left(b\right)}\right].$

10.一种信号接收方法，包括：

接收具有导频部分和非导频部分的传输信号；和

单独地基于非导频部分中的码元产生传输信号的信道估计。

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